JP6421379B2 - 磁界センサ - Google Patents

Description

この発明は、勾配磁界及び一様磁界を検出する磁界センサに関する。

心磁図は、心疾患の早期発見に有効な手段とされている。そして、心磁界測定には、ＳＱＵＩＤ（superconducting quantum interference device：超伝導量子干渉素子）と呼ばれる磁界センサを用いるのが一般的である。
しかし、ＳＱＵＩＤは、測定時に液体ヘリウムによる冷却が必要である。すなわち、冷却及び保冷装置を含んだ測定システムの実現には膨大なコストがかかるため、ＳＱＵＩＤを用いた心磁界計測は普及していない。
このため、ＳＱＵＩＤに代わる種々の磁界センサを用いた心磁界計測について研究が行われている。
また、食品中に含まれる微小な金属異物の検出や、充電式電池の製造工程で混入する微小金属異物の高感度検出が必要とされている。このためには、ＳＱＵＩＤのような高コストセンサは産業応用には全く不向きである。そのため、微小金属異物から発せられる微弱で空間的に局在するダイポール磁界を高感度に検出することができる勾配磁界センサが必要とされている。

本願発明者は、室温動作の磁界センサである基本波型直交フラックスゲートセンサを用いた心磁界計測を、過去に提案している。本センサは、従来の直交フラックスゲートセンサと異なり、交流励磁電流にその振幅幅よりも大きな直流電流をバイアスとして与えたものを、磁性ワイヤに通電する。これにより、バルクハウゼンノイズが大幅に低減され、高感度化もできる。そして、本願発明者は、現在までの研究成果として、１Ｈｚにおいて１．８ｐＴ／√Ｈｚの分解能を実現している。また、本願発明者は、この高感度・高分解能の性質を持った基本波型直交フラックスゲートセンサによる心磁界計測について研究を行ない、フラックスゲートセンサのアレイ化による心磁図の多チャンネル観測に成功した。

そして、本願発明者の本研究における現在の課題として、計測される心磁図に混入する環境磁気雑音成分を如何に低減するかが大きな問題となっている。
また一方では、一様磁気雑音を低減する方法として、単芯のフラックスゲートセンサを用いたグラディオメータ（gradiometer：磁場勾配計）が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

Michal Janosek, Pavel Ripka, Frank Ludwig, and Meinhard Schilling :"Single-core fluxgate gradiometer with simultaneous gradient and homogeneous feedback operation",JOURNAL OF APPLIED PHYSIS 111, 07E328(2012)

しかしながら、従来のフラックスゲートグラディオメータは、非特許文献１に記載の通り、一様磁界にも反応する寄生的な感度が、０．２（ｎＴ．ｍ^−１）・ｎＴ^−１であり、一様磁界を十分に減衰できていないという課題がある。この大きさがどれくらいかといえば、本来感じてはいけない一様磁界が１ｎＴある場合に０．２ｎＴ／ｍの勾配磁界があるときに生じる出力と同等の出力が出てしまう。０．２（ｎＴ．ｍ^−１）・ｎＴ^−１がどの程度の誤動作かと言えば、地磁気程度（５０μＴと仮定）の一様な磁界中においた場合、１０μＴ／ｍの勾配磁界に相当する誤出力を生じる。つまり、一様磁界中に置かれているのか、１０μＴ／ｍの勾配磁界中に置かれているのか区別がつかない。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、一様磁界を十分に減衰し、勾配磁界を精確に検出することができる磁界センサを提供するものである。また、センサ（グラディオメータ）を飽和させるような強い一様磁界が存在していても、それを検知し、センサヘッドに加わる一様磁界をキャンセルする電流を流してセンサの飽和を回避し、高い感度で勾配磁界のみを検出できるようにするものである。さらに、磁界センサの応用によっては、一様磁界と勾配磁界の両方を計測したいニーズも想定されるが、本発明はこのようなニーズにも応えるものである．

この発明に係る磁界センサにおいては、センサヘッドとセンサ回路とを有するグラディオメータ及びマグネトメータを備え、当該グラディオメータ及びマグネトメータのセンサヘッドの磁気コアが共通する磁界センサであって、グラディオメータのセンサヘッドが、交流電流が供給される第１の磁気コアと、第１の磁気コアと別体であり、交流電流が供給される第２の磁気コアと、第１の磁気コアに巻回される第１の検出コイルと、第２の磁気コアに巻回され、第１の検出コイルの一端に逆直列に接続される第２の検出コイルと、を備え、マグネトメータのセンサヘッドが、第１の磁気コアと、第２の磁気コアと、第１の磁気コアに巻回される第３の検出コイルと、第２の磁気コアに巻回され、第３の検出コイルの一端に順直列に接続される第４の検出コイルと、を備える。

この発明に係る磁界センサにおいては、勾配磁界及び一様磁界を分離検出することができると共に、勾配磁界を検出する際に、仮に大きな一様磁界があってもこれを充分に減衰しセンサヘッドの飽和を防ぎ、勾配磁界を精確に検出することができる。

第１の実施形態に係る磁界センサの動作回路及びセンサヘッドの基本構成を示す概略構成図である。 （ａ）は図１に示す磁界センサの感度調整を可能にする回路構成を説明するための説明図であり、（ｂ）は図１に示す磁界センサの感度調整を可能にする他の回路構成を説明するための説明図であり、（ｃ）は図１に示す磁界センサの感度調整を可能にするさらに他の回路構成を説明するための説明図である。 （ａ）は図１に示す磁界センサの一様磁界に対する特性評価の方法を説明するための説明図であり、（ｂ）は図１に示す磁界センサの勾配磁界に対する特性評価の方法を説明するための説明図ある。 図１に示すグラディオメータの一様磁界に対するセンサの抑圧比を示すグラフである。 （ａ）は図１に示す磁界センサの勾配磁界に対するグラディオメータ及びマグネトメータの出力を示すグラフであり、（ｂ）は図１に示す磁界センサの一様磁界に対するグラディオメータ及びマグネトメータの出力を示すグラフである。 （ａ）は図１に示す磁界センサの勾配磁界に対するグラディオメータ及びマグネトメータの入出力特性を示すグラフであり、（ｂ）は図１に示す磁界センサの一様磁界に対するグラディオメータ及びマグネトメータの入出力特性を示すグラフである。

（本発明の第１の実施形態）
本実施形態に係る磁界センサ１００は、図１に示すように、勾配磁界を検出するグラディオメータ（gradiometer：磁場勾配計）１０と、一様磁界を検出するマグネトメータ（magnetometer：磁力計）２０と、を備える。

グラディオメータ１０のセンサヘッドは、交流電流が供給される第１の磁気コア１と、第１の磁気コア１と別体であり、交流電流が供給される第２の磁気コア２と、第１の磁気コア１に巻回される第１の検出コイル３と、第２の磁気コア２に巻回され、第１の検出コイル３の一端３ａに逆直列に接続される第２の検出コイル４と、を備える。なお、第２の検出コイル４は、一端４ａが第１の検出コイル３の一端３ａに接続され、他端４ｂがグランドに接続（接地）される。

また、マグネトメータ２０のセンサヘッドは、グラディオメータ１０のセンサヘッドの一の磁気コアと共通する第１の磁気コア１と、グラディオメータ１０のセンサヘッドの他の磁気コアと共通する第２の磁気コア２と、第１の磁気コア１に巻回される第３の検出コイル５と、第２の磁気コア２に巻回され、第３の検出コイル５の一端５ａに順直列に接続される第４の検出コイル６と、を備える。なお、第４の検出コイル６は、一端６ａが第３の検出コイル５の一端５ａに接続され、他端６ｂがグランドに接続（接地）される。

以下の説明においては、第１の検出コイル３及び第３の検出コイル５を第１の磁気コア１に巻回した前段（先端）側のセンサヘッドを「第１のセンサヘッド１０１」と称し、第２の検出コイル４及び第４の検出コイル６を第２の磁気コア２に巻回した後段側のセンサヘッドを「第２のセンサヘッド１０２」と称する。
また、本実施形態に係る磁界センサ１００（グラディオメータ１０、マグネトメータ２０）のセンサヘッドは、図１に示すように、第１の磁気コア１（第１のセンサヘッド１０１）及び第２の磁気コア２（第２のセンサヘッド１０２）を同軸上に配置しているが、第１の磁気コア１（第１のセンサヘッド１０１）及び第２の磁気コア２（第２のセンサヘッド１０２）を平行に配置してもよい。
なお、本実施形態に係る磁界センサ１００は、第１の磁気コア１（第１のセンサヘッド１０１）及び第２の磁気コア２（第２のセンサヘッド１０２）を同軸上に精確に配置できるように、単一のプラスチックカバー内に格納している。

特に、本実施形態に係る第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２は、後述するように、基本波型直交フラックスゲートセンサのセンサヘッドを構成することが好ましい。
なお、直交フラックスゲートセンサとは、センサヘッドに細い磁性ワイヤを用い、交流電流（励磁電流）が直接ワイヤに通電され、検出信号が磁性ワイヤの周囲に巻かれた検出コイルの誘起電圧として検出されることで、磁性ワイヤの円周方向に現れる励磁磁界とワイヤ方向（ワイヤ軸方向）である検出磁界とが直交関係にあるフラックスゲートセンサである。
また、基本波型直交フラックスゲートセンサとは、交流励磁電流の振幅より大きな直流電流を重畳することで、検出コイルの出力が交流励磁周波数と同じ基本波の出力で得られる直交フラックスゲートセンサである。
このため、第１の磁気コア１及び第２の磁気コア２は、交流電流の振幅より大きい値を有する直流電流が交流電流に重畳されて供給される。

なお、本実施形態に係る磁界センサ１００は、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２の間隔（グラディオメータ１０のベースライン長、第１の磁気コア１及び第２の磁気コア２の中心間の間隔）ｌを５０ｍｍに設定しているが、この間隔ｌに限るものではない。
また、本実施形態に係る第１の磁気コア１及び第２の磁気コア２は、ヘアピン状に曲げた長さ３０ｍｍで直径１２０μｍのＣｏ基アモルファスワイヤを使用しているが、この寸法及び材質に限るものではない。
また、本実施形態に係る検出コイルは、第１の検出コイル３及び第２の検出コイル４のターン数をそれぞれ７５０ターンとし、第３の検出コイル５及び第４の検出コイル６のターン数をそれぞれ２５０ターンとしているが、このターン数及び巻数比に限るものではない。
さらに、本実施形態に係る第１のセンサヘッド１０１（第２のセンサヘッド１０２）は、第１の磁気コア１（第２の磁気コア２）を中心として、第３の検出コイル５（第４の検出コイル６）を内層とし、第１の検出コイル３（第２の検出コイル４）を外層として巻回しているが、第１の検出コイル３（第２の検出コイル４）を内層とし、第３の検出コイル５（第４の検出コイル６）を外層として巻回してもよい。

なお、グラディオメータ１０のセンサヘッドは、第１の検出コイル３及び第２の検出コイル４を逆直列に接続していることにより、センサの出力として、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２からの出力の差分を取った（減算処理した）ものが現れる。
このため、グラディオメータ１０は、遠方から到達してくるような一様磁気雑音に対して、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２の両ヘッドで同様にピックアップされてセンサ出力には現れない。しかし、グラディオメータ１０は、心磁界のように局所的な磁界に対して、先端側の第１のセンサヘッド１０１でのみピックアップされるため、センサ出力として観察される。
これにより、グラディオメータ１０は、一様磁気雑音を除去して信号を検出することができるようになり、対雑音性能を向上させることができる。

これに対し、マグネトメータ２０のセンサヘッドは、第３の検出コイル５及び第４の検出コイル６を順直列に接続していることにより、センサの出力として、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２からの出力の加算処理したものが現れる。
このため、マグネトメータ２０は、一様磁気雑音に対して、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２の両ヘッドで同様にピックアップされ、加算されたセンサ出力として観察される。しかし、マグネトメータ２０は、局所的な磁界に対して、先端側の第１のセンサヘッド１０１でのみピックアップされるため、センサ出力として観察されるものの、一様磁気雑音と比較して小さな値として観察される。
これにより、マグネトメータ２０は、一様磁気雑音に対して局所的な磁界を強調した信号を検出することができる。

グラディオメータ１０は、第１の検出コイル３の他端３ｂに接続される負帰還構成の第１のセンサ回路１１を備える。なお、本実施形態においては、第１のセンサ回路１１と第１のセンサヘッド１０１（第１の検出コイル３の他端３ｂ）との接続にシールド線を用いている。
第１のセンサ回路１１は、第１の検出コイル３の他端３ｂにコンデンサを介して接続され、第１の検出コイル３の他端３ｂからの入力信号に対して同期整流を行う第１の同期検波回路（phase-sensitive detection：ＰＳＤ）１１ａと、第１の同期検波回路１１ａにより整流された電流の中に含まれている脈流を平滑化する第１の平滑回路（smoothing filter）１１ｂと、反転入力端子が第１の平滑回路１１ｂの後段に接続され、出力端子が帰還抵抗Ｒ_ｆを介して第１の検出コイル３の他端３ｂに接続される第１の誤差増幅器(Effor amplifier)１１ｃと、を備える。
なお、本実施形態に係る第１の同期検波回路１１ａは、アナログ・デバイセズ社製「平衡型変復調器：AD630」を用いているが当然ながらこれに限るものでは無い。また、本実施形態に係る第１の平滑回路１１ｂは、遮断周波数を１６０Ｈｚとして高域を除去するローパスフィルタ（low-pass filter：ＬＰＦ）として機能する。また、本実施形態に係る帰還抵抗Ｒ_ｆは、１０ｋΩの抵抗であるが、設定する入力磁界範囲によって設計するものである。

また、マグネトメータ２０は、グラディオメータ１０と同様に、第３の検出コイル５の他端５ｂに接続される負帰還構成の第２のセンサ回路２１を備える。なお、本実施形態においては、第２のセンサ回路２１と第１のセンサヘッド１０１（第３の検出コイル５の他端５ｂ）との接続にシールド線を用いている。
第２のセンサ回路２１は、第１のセンサ回路１１の回路構成と同様に、第３の検出コイル５の他端５ｂからの入力信号に対して同期整流を行う第２の同期検波回路２１ａと、第２の同期検波回路２１ａにより整流された電流の中に含まれている脈流を平滑化する第２の平滑回路２１ｂと、反転入力端子が第２の平滑回路２１ｂの後段に接続され、出力端子が帰還抵抗Ｒ’_ｆを介して第３の検出コイル５の他端５ｂに接続される第２の誤差増幅器２１ｃと、を備える。
なお、本実施形態に係る第２の同期検波回路２１ａは、アナログ・デバイセズ社製「平衡型変復調器：AD630」を用いている。また、本実施形態に係る第２の平滑回路２１ｂは、遮断周波数を１６０Ｈｚとして高域を除去するローパスフィルタとして機能する。また、本実施形態に係る帰還抵抗Ｒ’_ｆは、１０ｋΩの抵抗であるが、設定する入力磁界範囲によって設計するものである。

第１のセンサ回路１１（第２のセンサ回路２１）においては、第１の検出コイル３（第３の検出コイル５）及び第２の検出コイル４（第４の検出コイル６）からの出力が、第１の同期検波回路１１ａ（第２の同期検波回路２１ａ）及び第１の平滑回路１１ｂ（第２の平滑回路２１ｂ）を通して、第１の誤差増幅器１１ｃ（第２の誤差増幅器２１ｃ）に送られる。
その後、第１のセンサ回路１１（第２のセンサ回路２１）においては、第１の誤差増幅器１１ｃ（第２の誤差増幅器２１ｃ）への入力が０になるように、負帰還電流ｉ_ｆ（負帰還電流ｉ’_ｆ）が帰還抵抗Ｒ_ｆ（帰還抵抗Ｒ’_ｆ）を通して第１の検出コイル３（第３の検出コイル５）及び第２の検出コイル４（第４の検出コイル６）に流れる。このとき、帰還抵抗Ｒ_ｆ（帰還抵抗Ｒ’_ｆ）に現れる電圧降下がグラディオメータ１０（マグネトメータ２０）のセンサ出力に相当する。

ここで、このような負帰還構成の第１のセンサ回路１１をグラディオメータ１０に用いた場合においても、一様磁界に対する低減効果が得られることについて説明する。
一様磁界Ｈの環境下で勾配磁界Ｇを検出する場合を仮定すると、第１のセンサヘッド１０１での磁界の大きさΔＨ_１と第２のセンサヘッド１０２での磁界の大きさΔＨ_２は、次式（１）及び式（２）のように表される。
なお、次式（１）及び式（２）において、ｌは第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２間の距離であり、ｎは第１の検出コイル３及び第２の検出コイル４の巻き線密度であり、ｉ_ｆは第１のセンサ回路１１からの負帰還電流を表す。

（数１）
ΔＨ_１＝Ｈ＋ｌＧ−ｎｉ_ｆ ・・・（１）

（数２）
ΔＨ_２＝Ｈ＋ｎｉ_ｆ ・・・（２）

また、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２の感度は、Ｋで等しいとすると、第１のセンサヘッド１０１の出力電圧Ｖ_１と第２のセンサヘッド１０２の出力電圧Ｖ_２は、式（１）及び式（２）より次式で表される。

（数３）
Ｖ_１＝ＫΔＨ_１＝Ｋ（Ｈ＋ｌＧ−ｎｉ_ｆ） ・・・（３）

（数４）
Ｖ_２＝ＫΔＨ_２＝Ｋ（Ｈ＋ｎｉ_ｆ） ・・・（４）

また、式（３）及び式（４）より、第１のセンサ回路１１に印加される第１の検出コイル３及び第２の検出コイル４の出力電圧Ｖ_１−Ｖ_２は、次式（５）で表される。

（数５）
Ｖ_１−Ｖ_２＝Ｋ（ΔＨ_１−ΔＨ_２）＝Ｋ（ｌＧ−２ｎｉ_ｆ） ・・・（５）

この式（５）より、一様磁界Ｈは除去されていることがわかる。
また、負帰還構成の第１のセンサ回路１１では、第１の検出コイル３及び第２の検出コイル４の出力電圧Ｖ_１−Ｖ_２を０にするように、負帰還電流ｉ_ｆが流れる。
これにより、負帰還電流ｉ_ｆは次式（６）のように導出される。

（数６）
ｉ_ｆ＝ｌＧ／２ｎ （６）

このとき、グラディオメータ１０のセンサの出力は、帰還抵抗Ｒ_ｆにかかる電圧Ｒ_ｆｉ_ｆより与えられるため、ｌＧ（勾配磁界）に比例するが、一様磁界Ｈの影響を受けないことがわかる。
このように、センサヘッド（第１のセンサヘッド１０１、第２のセンサヘッド１０２）をグラディオメータ１０とすることで、一様磁界Ｈを打ち消して、勾配磁界Ｇの検出ができるということが式からも確認できる。

なお、外部磁気雑音は一様磁界Ｈに相当し、心磁界等の局所磁界は勾配磁界Ｇに相当するとみなせるため、本実施形態に係るグラディオメータ１０を使用することで、外部磁気雑音の影響を無くした信号検出が可能になる。

つぎに、グラディオメータ１０の勾配磁界に対する感度評価について説明する。
グラディオメータ１０の特性評価には、図３に示すように、三組の円形コイルを組み合わせたヘルムホルツコイル２０１を使用した。

ヘルムホルツコイル２０１は、左右のコイルで同じ向きに励磁電流ｉ_ｅを流すと一様磁界を発生させることができるが（図３（ａ））、左右のコイルで逆向きに電流を流すと、ヘルムホルツコイル２０１間の中心の磁界を０とした勾配磁界を発生させることができる（図３（ｂ））。

そこで、ヘルムホルツコイル２０１を用いて、勾配磁界を発生させて、勾配磁界に対するグラディオメータ１０のセンサの感度を測定した。
その結果、１．６６μＴ／ｍの勾配磁界を発生させたとき、グラディオメータ１０のセンサの出力は１４．８５ｍＶであった。これにより、グラディオメータ１０の勾配磁界に対する感度は、８．９４ｍＶ／（μＴ／ｍ）であることが確認できた。

つぎに、グラディオメータ１０の一様磁界に対する抑圧比の評価について説明する。
センサヘッドをグラディオメータ１０にすることで、一様磁界の影響をなくすことができることを、式（５）で示したが、この式が成り立つのは、第１のセンサヘッド１０１と第２のセンサヘッド１０２で感度が完全に等しい場合である。
すなわち、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２のセンサヘッド毎に感度が異なると、一様磁界は完全には打ち消されずに出力に現れてしまう。

第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２における実際の感度は、第１の磁気コア１及び第２の磁気コア２の交流励磁条件を同じにしても製作時に生じる個体差によって、センサヘッド毎で若干異なる。このため、単純に、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２をグラディオメータ１０にするだけでは、完全な一様磁界低減効果は得られない。

この問題点を改善するためには、励磁電流を調整する方法が有効である。また、基本波型直交フラックスゲートでは、直流電圧をバイアスした交流電圧を印加して、磁気コアを励磁する必要がある。このため、図２（ａ）に示すように、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２の各センサヘッドに励磁電圧を供給するのであるが、第１の磁気コア１及び第２の磁気コア２に加える交流電圧Ｖは各センサヘッドで等しくし、直流バイアスＥ１，Ｅ２を各センサヘッドで調整するようにした。

なお、図２（ａ）においては、第３の検出コイル５及び第４の検出コイル６を順直列に接続したマグネトメータ２０のセンサヘッドの図示を省略し、第１の検出コイル３及び第２の検出コイル４を逆直列に接続したグラディオメータ１０のセンサヘッドのみを図示している。

基本波型直交フラックスゲートセンサは、励磁電流の大きさで感度が変化するが、直流バイアス電流を大きくすると感度が低下し、小さくすると感度が向上するため、直流バイアスの大きさだけを変化させてもセンサの感度の調整が可能である。このため、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２の励磁を独立して調整することで、センサヘッド毎に感度を任意に調整することができる。これにより、第１のセンサヘッド１０１と第２のセンサヘッド１０２の感度を限りなく等しくなるように直流バイアスＥ１，Ｅ２を調整することで、一様磁気雑音をより高精度で低減することができる。

ここでは、第１のセンサヘッド１０１の交流励磁条件は変化させず、第２のセンサヘッド１０２の直流バイアス電圧のみを変化させて、感度調整を行った。なお、図２（ａ）に示すセンサ回路は、ファンクションジェネレータを用いて実現することができるが、センサ回路を実際に製作する場合は、図２（ｂ）に示す回路構成にすることで実現可能である。
特に、図２（ｂ）においては、第２のセンサヘッド１０２の励磁を調整するように、抵抗Ｒを通して可変の直流電源を第２の磁気コア２に接続する構成にしているが、図２（ｃ）に示すように、可変抵抗を通して直流電源を第２の磁気コア２に接続する構成とし、可変抵抗の調整により、第２のセンサヘッド１０２に流す直流バイアス電流Ｉｄｃ２を微調整してもよい。この構成により、グラディオメータ１０は、さらに高精度での抑圧効果の補正を可能にすることができる。

なお、図２（ｂ）及び図２（ｃ）においては、第３の検出コイル５及び第４の検出コイル６を順直列に接続したマグネトメータ２０のセンサヘッドの図示を省略し、第１の検出コイル３及び第２の検出コイル４を逆直列に接続したグラディオメータ１０のセンサヘッドのみを図示している。
また、図２（ｃ）においては、第１の磁気コア１（第１のセンサヘッド１０１）及び第２の磁気コア２（第２のセンサヘッド１０２）を平行に配置したセンサヘッドを図示しているが、図２（ｂ）に示すように、第１の磁気コア１及び第２の磁気コア２を同軸上に配置してもよい。

一様磁界に対する抑圧比の評価方法は、まず、ヘルムホルツコイル２０１を用いて、５Ｈｚで実効値１μＴの一様磁界を発生させた。
その磁界中に第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２を配置し、センサの応答を観察する。その後、第２のセンサヘッド１０２の直流バイアスを調整して、一様磁界に対するセンサの応答がどのように変化するかを観察した。

なお、抑圧比は、１μＴの一様磁界に対して、グラディオメータ１０で観察した場合とマグネトメータ２０で観察した場合との出力の比より導出した。
励磁電圧は、交流電圧を２Ｖｐｐとし、周波数を１００ｋＨｚとして、第１のセンサヘッド１０１及び第２のセンサヘッド１０２に対して共通とした。
また、第１のセンサヘッド１０１の直流バイアス電圧は、３Ｖで固定とし、第２のセンサヘッド１０２のバイアス電圧を３Ｖ付近で変化させた。
また、センサの出力は、ロックインアンプを用いて観察し、その結果を図４に示す。なお、図４においては、横軸が第２のセンサヘッド１０２のバイアス電圧を表し、縦軸が一様磁界に対するセンサの抑圧比を表している。

図４に示すように、第２のセンサヘッド１０２のバイアス電圧を調整すると、一様磁界の抑圧比が最大となるバイアス電圧値が存在することが確認できる。
なお、本結果では、第２のセンサヘッド１０２のバイアス電圧を３．０９Ｖとしたときに、一様磁界の抑圧比が最大となった。

また、第２のセンサヘッド１０２のバイアス電圧が３．０９Ｖの時に、１μＴの一様磁界に対して、グラディオメータ１０で観察した場合の出力は、１．１８μＶであるが、マグネトメータ２０で観察した場合の出力は、３．１ｍＶであった。
これにより、グラディオメータ１０の抑圧比の最大値は、１／２６３０（＝１．１８μＶ／３．１ｍＶ）である。
この結果より、本実施形態に係る磁界センサ１００のグラディオメータ１０は、従来のフラックスゲートセンサと比べて、一様磁界を最大１／２６３０に低減することができる。

つぎに、本実施形態に係る磁界センサ１００において、グラディオメータ１０及びマグネトメータ２０のセンサヘッドを一体にしたことによる各センサの磁界検出の影響を評価した。
なお、本実施形態に係る磁界センサ１００の出力は、図３に示すように、周波数可変フィルタ３０に接続され、１００Ｈｚを遮断周波数とするローパスフィルタと０．１Ｈｚと０．１Ｈｚを遮断周波数として低域を除去するハイパスフィルタ（High-pass filter：ＨＰＦ）とをセンサ出力に適用した。

また、評価回路は、図３に示すように、信号発生器２０２が電流観測用抵抗（例えば、１０Ω）を介してヘルムホルツコイル２０１に接続され、オシロスコープ２０３が電流観測用抵抗（例えば、１０Ω）に接続され、周波数可変フィルタ３０がオシロスコープ２０３に接続されて構成される。

また、信号発生器２０２からヘルムホルツコイル２０１に流した電流は、１７．５ｍＡｒｍｓであり、ヘルムホルツコイル２０１に流した電流の周波数は、５Ｈｚであり、ヘルムホルツコイル２０１で生じた磁束密度は、５μＴｒｍｓである。

磁界センサ１００の出力は、オシロスコープ２０３を用いて観察し、その結果を図５及び図６に示す。なお、図５においては、横軸が時間を表し、左側の縦軸がグラディオメータ１０及びマグネトメータ２０の出力を表し、右側の縦軸がヘルムホルツコイル２０１に流れる電流を表している。また、図６においては、横軸が磁束密度を表し、縦軸が出力を表している。

まず、勾配磁界に対するグラディオメータ１０の出力は、図５（ａ）に示すように、ヘルムホルツコイル２０１に流れる電流の電流波形に同期した波形として現れている。なお、マグネトメータ２０の出力は、図５（ａ）に示すように、商用電源（商用周波数：６０Ｈｚ）に基づく雑音が重畳された波形として現れている。
また、一様磁界に対するマグネトメータ２０の出力は、図５（ｂ）に示すように、グラディオメータ１０の出力が無いのに対し、ヘルムホルツコイル２０１に流れる電流の電流波形に同期した波形として現れている。なお、マグネトメータ２０の出力は、屋内配線が作る磁界や計測装置の電源トランスからの漏洩磁界が存在するため、その結果、マグネトメータが応答したものである。

さらに、勾配磁界に対する入出力特性は、図６（ａ）に示すように、マグネトメータ２０の出力が無いのに対し、グラディオメータ１０の出力として、磁束密度の増加に伴い増加する直線性のよい出力が得られることがわかる。
また、一様磁界に対する入出力特性は、図６（ｂ）に示すように、グラディオメータ１０の出力が無いのに対し、マグネトメータ２０の出力として、磁束密度の増加に伴い増加する直線性のよい出力が得られることがわかる。

すなわち、磁界センサ１００は、グラディオメータ１０の勾配磁界の検出とマグネトメータ２０の一様磁界の検出とにおいて、グラディオメータ１０及びマグネトメータ２０のセンサヘッドを一体にしたことによる影響はなく、一様磁界及び勾配磁界に応じて、グラディオメータ１０の出力とマグネトメータ２０の出力とを分離することができ、グラディオメータ１０とマグネトメータ２０とをそれぞれ機能させることができる。

なお、磁界センサ１００は、大きな一様磁界がセンサヘッドに到来している場合に、グラディオメータ１０が飽和して機能しない場合がある。これに対し、本実施形態に係る磁界センサ１００は、グラディオメータ１０で勾配磁界を検出する他に、マグネトメータ２０で一様磁界を検出することができる。そして、磁界センサ１００は、マグネトメータ２０が大きな一様磁界を検出した場合に、マグネトメータ２０の第２のセンサ回路２１のフィードバックループで生成されるキャンセル電流がマグネトメータ２０の第３の検出コイル５及び第４の検出コイル６に流れることにより、キャンセル磁界を発生し、大きな一様磁界をキャンセルする。これによって、本実施形態に係る磁界センサ１００は、一様磁界によるグラディオメータ１０の飽和を回避し、グラディオメータ１０で勾配磁界を検出することができる。

１ 第１の磁気コア
２ 第２の磁気コア
３ 第１の検出コイル
３ａ 一端
３ｂ 他端
４ 第２の検出コイル
４ａ 一端
４ｂ 他端
５ 第３の検出コイル
５ａ 一端
５ｂ 他端
６ 第４の検出コイル
６ａ 一端
６ｂ 他端
１０ グラディオメータ
１１ 第１のセンサ回路
１１ａ 第１の同期検波回路
１１ｂ 第１の平滑回路
１１ｃ 第１の誤差増幅器
２０ マグネトメータ
２１ 第２のセンサ回路
２１ａ 第２の同期検波回路
２１ｂ 第２の平滑回路
２１ｃ 第２の誤差増幅器
３０ 周波数可変フィルタ
１００ 磁界センサ
１０１ 第１のセンサヘッド
１０２ 第２のセンサヘッド
２０１ ヘルムホルツコイル
２０２ 信号発生器
２０３ オシロスコープ

Claims (4)

1. センサヘッドとセンサ回路とを有するグラディオメータ及びマグネトメータを備え、当該グラディオメータ及びマグネトメータのセンサヘッドの磁気コアが共通する磁界センサであって、
   前記グラディオメータのセンサヘッドが、
   交流電流が供給される第１の磁気コアと、
   前記第１の磁気コアと別体であり、交流電流が供給される第２の磁気コアと、
   前記第１の磁気コアに巻回される第１の検出コイルと、
   前記第２の磁気コアに巻回され、前記第１の検出コイルの一端に逆直列に接続される第２の検出コイルと、
   を備え、
   前記マグネトメータのセンサヘッドが、
   前記第１の磁気コアと、
   前記第２の磁気コアと、
   前記第１の磁気コアに巻回される第３の検出コイルと、
   前記第２の磁気コアに巻回され、前記第３の検出コイルの一端に順直列に接続される第４の検出コイルと、
   を備えることを特徴とする磁界センサ。
2. 請求項１に記載の磁界センサにおいて、
   前記グラディオメータが、前記第１の検出コイルの他端に接続される負帰還構成の第１のセンサ回路を備え、
   前記第１のセンサ回路が、
   前記第１の検出コイルの他端からの入力信号に対して同期整流を行う第１の同期検波回路と、
   前記第１の同期検波回路により整流された電流の中に含まれている脈流を平滑化する第１の平滑回路と、
   反転入力端子が前記第１の平滑回路の後段に接続され、出力端子が帰還抵抗を介して前記第１の検出コイルの他端に接続される第１の誤差増幅器と、
   を備えることを特徴とする磁界センサ。
3. 請求項１又は２に記載の磁界センサにおいて、
   前記マグネトメータが、前記第３の検出コイルの他端に接続される負帰還構成の第２のセンサ回路を備え、
   前記第２のセンサ回路が、
   前記第３の検出コイルの他端からの入力信号に対して同期整流を行う第２の同期検波回路と、
   前記第２の同期検波回路により整流された電流の中に含まれている脈流を平滑化する第２の平滑回路と、
   反転入力端子が前記第２の平滑回路の後段に接続され、出力端子が帰還抵抗を介して前記第３の検出コイルの他端に接続される第２の誤差増幅器と、
   を備えることを特徴とする磁界センサ。
4. 請求項１乃至３のいずれかに記載の磁界センサにおいて、
   前記第１の磁気コア及び第２の磁気コアは、前記交流電流の振幅より大きい値を有する直流電流が前記交流電流に重畳されて供給されることを特徴とする磁界センサ。

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