JP6410952B2 - 電動機駆動装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子を備える電動機駆動装置および空気調和機に関する。

従来、スイッチング素子を製造する場合、円形状のウェハより切り出した角型のチップを金属板などに実装している。ウェハには結晶欠陥が存在しており、結晶欠陥があるチップは使用できない。チップ面積が大きい場合、チップ内部に結晶欠陥が含まれる確率が高まるため、歩留りが悪化する。一方、チップ面積が小さい場合、チップ内部に結晶欠陥が含まれる確率を低減でき、歩留まりを向上させることができる。チップ面積を小さくすることで、歩留まりの向上によりスイッチング素子の低価格化を実現できる。

チップ面積の大きいスイッチング素子と比較して、チップ面積の小さいスイッチング素子では電流容量が低下する。ただし、チップ面積の小さいスイッチング素子を並列接続することで、大電流化を実現できる。特許文献１では、スイッチング素子を並列接続する場合に、各スイッチング素子のスイッチングのタイミングのズレにより生じる誤動作または破損を防止するため、並列接続されたスイッチング素子に駆動信号を与える個別の信号線のインダクタンスを互いに同等にする技術が開示されている。

特許第５５５９２６５号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、複数のスイッチング素子が同一のモジュール内に実装されている場合、モジュール外部との接続を行うための端子位置との関係、またはモジュール内での配線引き回しによる自由度の低さから、インダクタンスを同等に揃えるのは難しいという問題があった。また、インダクタンスを揃える場合、本来信号線を短くできるはずのスイッチング素子であっても信号線の最も長いスイッチング素子に合わせて調整する必要がある。この場合、スイッチング時間が長くなり、スイッチング損失が増加するという問題があった。また、高周波でスイッチング素子をスイッチングさせる場合、上アームおよび下アームのスイッチング素子の同時短絡を回避するために設けるデッドタイムを長く取る必要があり、電圧歪みまたは電圧歪みによる電動機の鉄損増加を引き起こす可能性があるという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子を並列接続する場合に、各スイッチング素子のスイッチングタイミングのズレを解消しつつ、スイッチング素子または電動機の損失増加を抑制可能な電動機駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電動機駆動装置は、電動機を駆動する電動機駆動装置である。電動機駆動装置は、電動機の相数と同数のインバータモジュールを備え、インバータモジュールの各々は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対を複数備える。インバータモジュールの各々において、複数のスイッチング素子対は並列に接続され、複数のスイッチング素子においてスイッチングタイミングが規定されたタイミングになるよう、スイッチング素子に接続されるゲート抵抗の抵抗値は接続されるスイッチング素子別に設定されている。スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成され、ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素である。

本発明に係る電動機駆動装置は、スイッチング素子を並列接続する場合に、各スイッチング素子のスイッチングタイミングのズレを解消しつつ、スイッチング素子または電動機の損失増加を抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態１にかかる電動機駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１にかかるスイッチング素子のオンオフを制御する駆動制御回路の内部回路図を示す図 実施の形態１にかかる駆動制御回路のゲート抵抗およびスイッチング素子の等価回路の例を示す図 実施の形態１にかかる駆動制御回路およびスイッチング素子においてゲート−ソース間電圧とインダクタンスおよびゲート抵抗との関係を示す図 実施の形態２にかかるスイッチング素子のオンオフを制御する駆動制御回路の内部回路図の例を示す図 実施の形態２にかかるスイッチング素子のオンオフを制御する駆動制御回路の内部回路図であってゲート抵抗を自動で調整する場合の例を示す図 実施の形態３にかかる空気調和機の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態にかかる電動機駆動装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電動機駆動装置１００の構成例を示す図である。図１に示すように、電動機であるモータ８を駆動する電動機駆動装置１００は、交流電源１から入力される交流電流を直流電流に整流する整流器２と、リアクトル３と、コンデンサ４と、コンデンサ４の両端電圧を検出する電圧検出部１１と、直流電流を３相交流電流に変換して３相モータであるモータ８を駆動するインバータモジュール５，６，７と、インバータモジュール５〜７を制御するための駆動信号であるＰＷＭ信号を生成する制御部９と、駆動制御部３０，３１，３２と、を備える。インバータモジュール５，７とモータ８との間には、モータ電流を計測する電流計測部１０ａ，１０ｂが設けられている。インバータモジュール５，６，７によって、インバータ部１０１を構成する。

電動機駆動装置１００は、空気調和機、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機、ファンモータ、換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などにおいて、モータを駆動する装置として用いることができる。

インバータ部１０１は、Ｕ相に対応するインバータモジュール５と、Ｖ相に対応するインバータモジュール６と、Ｗ相に対応するインバータモジュール７と、を備える。電動機駆動装置１００は、モータ８の相数と同数のインバータモジュール、ここでは、３つのインバータモジュールを備えている。インバータモジュール５，６，７は、各々がスイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆと、スイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆを駆動する駆動制御回路３９ａ，３９ｂ，３９ｃ，３９ｄ，３９ｅ，３９ｆと、を備える。各インバータモジュールにおいて、スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅは上アームを構成し、スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆは下アームを構成する。また、上アームおよび下アームの２つのスイッチング素子が直列に接続されてスイッチング素子対を構成している。具体的に、スイッチング素子５ａおよび５ｂでスイッチング素子対を構成し、スイッチング素子５ｃおよび５ｄでスイッチング素子対を構成し、スイッチング素子５ｅおよび５ｆでスイッチング素子対を構成している。電動機駆動装置１００は、スイッチング素子５ａ〜５ｆの各々の電流容量が小さい場合でも、図１に示すように、相ごとにスイッチング素子を並列化、すなわち、スイッチング素子５ａおよび５ｂ、スイッチング素子５ｃおよび５ｄ、およびスイッチング素子５ｅおよび５ｆによるスイッチング素子対を並列に接続することによって大電流容量を実現する。なお、インバータモジュール６，７の構成はインバータモジュール５と同様である。記載を簡略にするため、図１ではインバータモジュール６，７内の構成および符号を省略している。

制御部９は、電圧検出部１１により検出された母線電圧と、電流計測部１０ａ，１０ｂにより計測されたモータ電流とを入力し、母線電圧およびモータ電流に基づいてインバータ部１０１を制御する。具体的に、制御部９は、相およびアームごとのスイッチング素子のオンオフ状態を制御するためのＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎを生成して駆動制御部３０〜３２へ出力する。ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上アームのスイッチング素子のオンオフ状態を制御するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の下アームのスイッチング素子のオンオフ状態を制御するためのＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号は、オンすなわち閉を示すＨｉｇｈと、オフすなわち開を示すＬｏｗとのいずれかの値をとるパルス状の信号である。パルスすなわちオンが連続する期間の幅をパルス幅と呼ぶ。制御部９は、インバータ部１０１の各インバータモジュール５，６，７が同一相の同一アームについて３つのスイッチング素子で構成されていることから、３つのスイッチング素子がオンとなったときに流れる電流に基づいてパルス幅を決定する。すなわち、制御部９は、３つのスイッチング素子を大きな電流容量の１つのスイッチング素子とみなしてＰＷＭ信号を生成する。

駆動制御部３０〜３２は、相ごと、すなわちインバータモジュール５，６，７ごとに、制御部９により生成されたＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆをＰＷＭ駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。具体的に、駆動制御部３０は、制御部９より入力されたＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎを各々３つに複製する。駆動制御部３０は、３つのＰＷＭ信号ＵｐをＵ相に対応するインバータモジュール５の駆動制御回路３９ａ，３９ｃ，３９ｅに出力し、３つのＰＷＭ信号ＵｎをＵ相に対応するインバータモジュール５の駆動制御回路３９ｂ，３９ｄ，３９ｆに出力する。駆動制御部３１は、制御部９より入力されたＰＷＭ信号Ｖｐ，Ｖｎを各々３つに複製する。駆動制御部３１は、３つのＰＷＭ信号ＶｐをＶ相に対応するインバータモジュール６の駆動制御回路３９ａ，３９ｃ，３９ｅに出力し、３つのＰＷＭ信号ＶｎをＶ相に対応するインバータモジュール６の駆動制御回路３９ｂ，３９ｄ，３９ｆに出力する。駆動制御部３２は、制御部９より入力されたＰＷＭ信号Ｗｐ，Ｗｎを各々３つに複製する。駆動制御部３２は、３つのＰＷＭ信号ＷｐをＷ相に対応するインバータモジュール７の駆動制御回路３９ａ，３９ｃ，３９ｅに出力し、３つのＰＷＭ信号ＷｎをＷ相に対応するインバータモジュール７の駆動制御回路３９ｂ，３９ｄ，３９ｆに出力する。図１では、駆動制御部３０〜３２はインバータモジュール５〜７の外部に配置されているが、一例であり、駆動制御部３０〜３２はインバータモジュール５〜７の内部にあっても何ら問題はなく同様の効果を奏することは言うまでもない。

スイッチング素子５ａ〜５ｆとしては、どのような素子を用いてもよいが、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（炭化珪素）、ダイヤモンドなどで形成されたワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。スイッチング素子にワイドバンドギャップ半導体を用いることで、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。ワイドバンドギャップ半導体は、高速スイッチング動作が可能であることから１スイッチング当たりの損失が小さいため、損失の増加を抑制しつつ高周波スイッチングが可能となる。

ここで、比較例として３相モータを駆動する一般的なインバータについて説明する。一般に、インバータを用いて３相モータを駆動する場合、インバータは、相ごとに、直列に接続された上アームの１つのスイッチング素子と下アームの１つのスイッチング素子とで構成されるスイッチング素子対を備える。したがって、比較例のインバータは、３相分で合計３対、すなわち６つのスイッチング素子を備える。スイッチング素子をチップとして実装する場合、背景技術で説明したように、チップ面積を大きくすると歩留りが悪化し、チップ面積を小さくすると歩留まりを向上させることができる。特に、スイッチング素子としてＳｉＣを用いる場合、ウェハが高価であることから、低価格化のためにはチップ面積を小さくすることが望ましい。家庭用の空気調和機に使用されて電流容量が小さくてよい場合には、チップ面積の小さい６つのスイッチング素子で３相を制御するインバータモジュールを用いることで低価格化を実現できる。

しかしながら、チップ面積を小さくすると、スイッチング素子の電流容量が小さくなる。このため、比較例のインバータモジュール、すなわち６つのスイッチング素子で３相モータを駆動するインバータモジュールでは、低価格化と大電流化の両立が難しい。これに対し、本実施の形態では、電流容量の小さいスイッチング素子を並列に用いることにより、低価格化と大電流化の両方を実現できる。また、図１に示すように、比較例で示した６つのスイッチング素子で構成される３相用の１つのインバータモジュールと、本実施の形態の６つのスイッチング素子で構成されるインバータモジュール５，６，７とで基本的な部分を共通化することができる。このため、インバータモジュール５，６，７として、６つのスイッチング素子で構成される３相用の１つのインバータモジュールをそのまま、または簡易な変更により用いることができる。言い換えると、３相用の１つのインバータモジュールと図１に示すインバータモジュール５，６，７とを同一または類似のモジュールとして製造することができる。したがって、大電流容量用のインバータモジュール５，６，７を安価に製造することができる。一例を挙げると、家庭用の空気調和機には６つのスイッチング素子で構成される３相用の１つのモジュールを用い、業務用の空気調和機には、図１に示すように、３つのインバータモジュール５，６，７を備えるインバータ部１０１を用いることができる。以下、本実施の形態のインバータ部１０１と区別するために、比較例のように相あたり１対のスイッチング素子を用いるインバータを単一対インバータと呼び、３相分のスイッチング素子すなわち３対のスイッチング素子を１つのモジュールとして実装したモジュールを単一インバータモジュールと呼ぶ。

図１に示すように、インバータモジュール５は、３対のスイッチング素子を備える。単一対インバータでは、同一相の上アームのスイッチング素子は１つであり、同一相の下アームのスイッチング素子は１つである。これに対し、本実施の形態では、同一相の上アームのスイッチング素子は３つであり、同一相の下アームのスイッチング素子は３つである。したがって、実装されたスイッチング素子の電流容量をＡ（ｍ）とすると、３つのスイッチング素子が並列に接続されたインバータモジュールの電流容量は、理想的には３Ａ（ｍ）となる。

本実施の形態では、同一相の同一アームの３つのスイッチング素子が、単一インバータモジュールの１つのスイッチング素子と同様の動作を実施する。すなわち、同一相の同一アームの３つのスイッチング素子は、同一の動作を実施する。したがって、同一相の同一アームの３つのスイッチング素子に流れる電流は、概略同じである。しかしながら、同一相の同一アームの３つのスイッチング素子が同一の動作を行っていたとしても、実際には３つのスイッチング素子に流れる電流に差異が生じる。すなわち、同一相の同一アームの３つのスイッチング素子に電流アンバランスが生じる。

特に、ＳｉＣにより形成されたスイッチング素子は、電流が流れて温度が上昇するとオン抵抗が低下してさらに電流が流れやすくなる特性、すなわち温度負特性を有する。前述の特性のスイッチング素子を使用する場合、スイッチング素子間に電流アンバランスが生じると、電流が多く流れているスイッチング素子の温度が上昇してさらにより多くの電流が流れることになる。ＳｉＣにより形成されたスイッチング素子以外にも、Ｓｉで形成されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など温度負特性を有するスイッチング素子を用いる場合も同様である。電流アンバランスが生じた場合でも各スイッチング素子において電流容量を超えないようにするためには、インバータモジュール全体の電流容量を、上述した理想的な３Ａ（ｍ）からマージンを減じた値として設定しておく必要がある。しかしながら、インバータモジュールの電流容量を大きくするためには、上記のマージンの値は小さい方が望ましい。

ここで、スイッチング素子に流れる電流に差異が生じる要因について説明する。図２は、実施の形態１にかかるスイッチング素子５ａのオンオフを制御する駆動制御回路３９ａの内部回路図の例を示す図である。また、図３は、実施の形態１にかかる駆動制御回路３９ａのゲート抵抗Ｒｇ１およびスイッチング素子５ａの等価回路の例を示す図である。ここでは、一例として、インバータモジュール５の駆動制御回路３９ａおよびスイッチング素子５ａを用いて説明するが、インバータモジュール５の他の駆動制御回路３９ｂ〜３９ｆおよびスイッチング素子５ｂ〜５ｆ、また、インバータモジュール６，７の駆動制御回路３９ａ〜３９ｆおよびスイッチング素子５ａ〜５ｆについても同様である。

駆動制御部３０から出力されたＰＷＭ信号Ｕｐは、駆動制御回路３９ａ内のゲートドライバ５０およびゲート抵抗Ｒｇ１を介して、スイッチング素子５ａのゲート端子に入力される。ゲートドライバ５０は、ＰＷＭ信号Ｕｐにしたがってスイッチング素子５ａの電荷の制御を行う。スイッチング素子５ａは、駆動制御回路３９ａによってゲート端子に電荷が注入されるとオンし、駆動制御回路３９ａによってゲート端子から電荷が引き出されるとオフする。駆動制御部３０から出力されたＰＷＭ信号Ｕｐに電荷を制御する能力が無くても、駆動制御回路３９ａのゲートドライバ５０は、ゲート電源に接続されて電源の供給を受けているため、ＰＷＭ信号Ｕｐにしたがってスイッチング素子５ａの電荷の充放電を容易に実行できる。なお、ゲート抵抗Ｒｇ１は、図２では駆動制御回路３９ａの内部に記載しているが、一例であり、駆動制御回路３９ａ内部でなくとも同等効果を奏する構成であれば、ゲート抵抗Ｒｇ１は駆動制御回路３９ａの外側にあってもよい。

図３において、Ｌｇは駆動制御回路３９ａとスイッチング素子５ａとの間の信号線によるインダクタンス、Ｒｇｄはゲート−ドレイン間の抵抗成分、Ｃｇｄはゲート−ドレイン間の容量成分、Ｃｇｓはゲート−ソース間の容量成分を示す。スイッチング素子５ａでは、図３に示すように、ゲート端子から電圧値ＶｉｎのＰＷＭ信号Ｕｐが入力されると、ゲート−ソース間の容量成分Ｃｇｓが充電される形でゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが上昇する。スイッチング素子５ａは、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが、スイッチング素子５ａが持つ閾値電圧を超えるとオンする。ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、式（１）のように表すことができる。なお、ゲート抵抗Ｒｇ１については後述する実施の形態２で説明するゲート抵抗Ｒｇ２，Ｒｇ３などと記載を共通にするため、式（１）ではゲート抵抗Ｒｇ１，Ｒｇ２，Ｒｇ３をゲート抵抗Ｒｇとしている。

図４は、実施の形態１にかかる駆動制御回路３９ａおよびスイッチング素子５ａにおいてゲート−ソース間電圧ＶｇｓとインダクタンスＬｇおよびゲート抵抗Ｒｇ１との関係を示す図である。横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示す。図４（ａ）はインダクタンスＬｇが小さい場合、図４（ｂ）は図４（ａ）よりもインダクタンスＬｇが大きい場合、図４（ｃ）は図４（ｂ）とインダクタンスＬｇが同じであるが図４（ｂ）に対してゲート抵抗Ｒｇ１の大きさを変更、具体的にはゲート抵抗Ｒｇ１を小さくした場合のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの変化を示すものである。また、図４（ａ）から図４（ｃ）は、スイッチング素子５ａのスイッチングタイミングを示している。スイッチング素子５ａは、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧以上になるとオンする。図４（ａ）および図４（ｃ）は、電圧値ＶｉｎのＰＷＭ信号Ｕｐが入力されてからｔ１経過後に、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧を超えたのでスイッチング素子５ａがオンすることを示している。また、図４（ｂ）は、電圧値ＶｉｎのＰＷＭ信号Ｕｐが入力されてからｔ１よりも遅いｔ２経過後に、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧を超えたのでスイッチング素子５ａがオンすることを示している。

また、図４に示す関係は、インバータモジュール５内の他の駆動制御回路とスイッチング素子の組み合わせとの関係についても同様のことが言える。インバータモジュール５において、駆動制御回路３９ａおよびスイッチング素子５ａ間の信号線のインダクタンスＬｇ、駆動制御回路３９ｃおよびスイッチング素子５ｃ間の信号線のインダクタンスＬｇ、および駆動制御回路３９ｅおよびスイッチング素子５ｅ間の信号線のインダクタンスＬｇが異なる場合、図４（ａ）および図４（ｂ）に示すように、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧へ到達する時間が異なるため、スイッチング素子がオンするタイミングが異なる。例えば、インバータモジュール５において、駆動制御回路３９ａおよびスイッチング素子５ａ間の信号線のインダクタンスＬｇが、駆動制御回路３９ｃおよびスイッチング素子５ｃ間の信号線のインダクタンスＬｇより小さい場合、スイッチング素子５ａの方がスイッチング素子５ｃよりもゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧へ到達する時間が早くなる。すなわち、スイッチング素子５ａの方がスイッチング素子５ｃよりもオンするタイミングが早くなる。

図１に示すインバータモジュール５のように、並列接続されたスイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの間で前述のようにオンするタイミングのズレが発生すると、早くオンするスイッチング素子に電流が集中する。その結果、早くオンするスイッチング素子が破損するなどの問題が発生する。

インダクタンスＬｇは、数ｎＨから数十ｎＨ程度の小さい値であるが、スイッチング素子のスイッチングタイミングへの影響が大きい。そのため、インダクタンスＬｇを揃えることで各スイッチング素子のスイッチングタイミングのズレを抑制するには高い精度が要求される。また、通常、インバータモジュール５では、各駆動制御回路からスイッチング素子の間のＰＷＭ信号の信号線のインダクタンスＬｇが最小、すなわち配線長が最短となるよう設計されている。具体的に、インバータモジュール５の上アームの例では、駆動制御回路３９ａからスイッチング素子５ａの間のＰＷＭ信号Ｕｐの信号線の配線長、駆動制御回路３９ｃからスイッチング素子５ｃの間のＰＷＭ信号Ｕｐの信号線の配線長、および駆動制御回路３９ｅからスイッチング素子５ｅの間のＰＷＭ信号Ｕｐの信号線の配線長は、各々最短となるよう設計される。そのため、各信号線のインダクタンスＬｇを揃えるためには、配線長が最長となる信号線のインダクタンスＬｇに全信号線のインダクタンスＬｇを揃える必要があり、スイッチング時間が増加する方向への変更となる。インバータモジュール５の下アーム、および他のインバータモジュール６，７についても同様である。

そのため、本実施の形態では、各信号線においてスイッチング素子に接続するゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値を調整することで、各スイッチング素子のスイッチングタイミングのズレを抑制する。例えば、インダクタンスＬｇの大きい信号線ではゲート抵抗Ｒｇ１の値を小さくする。前述のように、図４（ａ）および図４（ｂ）より、インダクタンスＬｇの大小により、同一のＰＷＭ信号Ｕｐに対して、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの閾値電圧までの到達時間が異なることが分かる。また、図４（ｂ）からゲート抵抗Ｒｇ１を変更したものが図４（ｃ）である。図４（ｂ）および図４（ｃ）より、ゲート抵抗Ｒｇ１を変更、具体的にはゲート抵抗Ｒｇ１を小さくすることにより、図４（ｂ）のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓの閾値電圧への到達時間を図４（ｃ）、すなわち図４（ａ）の場合と同等にすることができる。図４（ａ）から図４（ｃ）より、各信号線において、インダクタンスＬｇが大きいときはゲート抵抗Ｒｇ１を小さく、インダクタンスＬｇが小さいときはゲート抵抗Ｒｇ１を大きくする。すなわち、信号線の配線のインダクタンス値の大小関係と、ゲート抵抗Ｒｇ１の大小関係とは逆の関係にある。また、前述のように、インダクタンスＬｇは信号線の配線長に依存する。そのため、信号線の配線長の大小関係と、ゲート抵抗Ｒｇ１の大小関係とは逆の関係にあるともいえる。インバータモジュール５において、インダクタンスＬｇの大きい信号線のスイッチング時間を短縮する方向への変更となるため、スイッチング損失を低減できる。また、高速スイッチング動作が可能となるため、上下のスイッチング素子の同時短絡を回避するためのデッドタイムを短くできる。このため、インバータモジュール５では、モータ８に出力する電圧の歪みを小さくでき、モータ８のモータ鉄損を低減することが可能となる。すなわち、インバータモジュール５において、並列接続の関係にある上アームのスイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅ、および並列接続の関係にある下アームのスイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆに接続されるゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値は、接続される各スイッチング素子別に設定されているようにする。

また、インバータモジュール５では、上アームのスイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの閾値電圧にバラツキがある場合にも、同様のスイッチングタイミングのズレが発生する。閾値電圧が小さいスイッチング素子のオンのタイミングが早いため、閾値電圧が小さいスイッチング素子に電流が集中し、閾値電圧が小さいスイッチング素子において破損などの問題が発生する。インバータモジュール５では、下アームのスイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆの閾値電圧にバラツキがある場合にも同様のことが言える。また、他のインバータモジュール６，７のスイッチング素子５ａ〜５ｆについても同様のことが言える。

本実施の形態では、ゲート抵抗Ｒｇ１の値を調整することで、インバータモジュール５の各スイッチング素子のスイッチングタイミングのズレを抑制する。例えば、閾値電圧の大きいスイッチング素子に対して、接続するゲート抵抗Ｒｇ１の値を小さくする。または、閾値電圧の小さいスイッチング素子に対して、接続するゲート抵抗Ｒｇ１の値を大きくする。これにより、インバータモジュール５では、各スイッチング素子の閾値電圧への到達時間を同等にすることができる。また、信号線のインダクタンスＬｇの大きさが異なる場合の対応と同様の効果を得ることができる。インバータモジュール５に内蔵している駆動制御回路３９ａ〜３９ｆのゲート抵抗Ｒｇ１は、インバータモジュール製造時にトリミングと称するレーザー照査で抵抗値の調整を行ってもよいし、図２では１つの記載であるがゲート抵抗Ｒｇ１を複数の抵抗を並列に接続する構成にすることで複数の抵抗の組み合わせを変えることでゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値を調整してもよい。また、インバータモジュール５を生産する時点でゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値を変更する他、ゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値を変更可能なようにインバータモジュール５の外側にピンを出してインバータモジュール５の外付けの抵抗で並列接続にて抵抗値の変更をできるようにしてもよい。スイッチングタイミングのズレを抑制するべくゲート抵抗Ｒｇ１を調整することができる手段であれば、同様な効果を奏することは言うまでもない。

なお、インバータモジュール５の各スイッチング素子のスイッチングタイミングのズレを抑制する場合、例えば、上アームのスイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅのスイッチングタイミングを相対的にあるタイミングに揃える方法、および上アームのスイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅのスイッチングタイミングを規定されたあるタイミングに揃える方法が考えられる。しかしながら、下アームのスイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆに対するデッドタイムの関係などを考慮すると、上アームのスイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅのスイッチングタイミングは、各々規定されたあるタイミングに揃えることが望ましい。また、スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅについて、各々のスイッチングタイミングを規定されたあるタイミングに揃える場合、他のスイッチング素子のスイッチングタイミングを考慮しなくてよいため、簡単に調整を行うことができる。規定されたあるタイミングとは、例えば、図４において、電圧値ＶｉｎのＰＷＭ信号Ｕｐが入力されてからｔ１経過後にゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが閾値電圧になるようにゲート抵抗Ｒｇ１を調整する方法があるが、これに限定されるものではない。

特に、閾値電圧のバラツキとオン抵抗のバラツキに相関がある場合、閾値電圧が大きいスイッチング素子は、オン抵抗も大きく、スイッチング損失、導通損失ともに大きくなることが懸念される。閾値電圧が大きいスイッチング素子について、前述のようにゲート抵抗Ｒｇ１を小さくすることで、スイッチング損失を低減でき、並列接続された他のスイッチング素子とのトータル損失の差を小さくできる。これにより、インバータモジュール５では、１素子故障または１相故障などの部分故障を防止できる。

インバータモジュール５の他のスイッチング素子５ｂ〜５ｆのスイッチングタイミングの調整方法も、前述のスイッチング素子５ａのスイッチングタイミングの調整方法と同様である。また、Ｖ相およびＷ相のインバータモジュール６，７のスイッチングタイミングの調整方法も、前述のＵ相のスイッチングタイミングの調整方法と同様である。

なお、汎用的なインバータモジュールには、下アームのソース端子がモジュール内部で結線されず個別の端子となっているものがある。このようなモジュールを使用する場合、下アームは並列関係にあるスイッチング素子の電流を個別に検出できるため、検出結果をもとに電流アンバランスが起きる場合にＰＷＭ信号の補正等により電流アンバランスを抑制することができる。一方、上アームについては、ドレイン側がモジュール内部で結線されていることが多く、並列関係にあるスイッチング素子の電流を個別に検出することが難しい。このような場合、インバータモジュールの上下アームのうち、上アームのみに本実施の形態によるスイッチングタイミングの調整を適用してもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置は、上下アーム各々１つのスイッチング素子で構成される対を、複数並列に接続したインバータモジュールを相ごとに備えることとした。これにより、価格を抑えつつ大電流化を実現することができる。

また、本実施の形態では、インバータモジュールを構成する複数のスイッチング素子について、ゲート抵抗の調整によってスイッチング素子間の電流のアンバランスを抑制するようにした。これにより、インバータモジュールとしての電流容量を決定する際に、電流アンバランスの分を考慮しなくてよく、各スイッチング素子の電流容量を有効に活用することができる。また、インバータモジュールでは、各スイッチング素子の電流の分流状態を検出する必要がないため各スイッチング素子に電流検出器が不要となり、電流検出器分の基板面積増加およびコスト増加を抑制できる。また、電流検出器として安価なシャント抵抗を用いる場合と比較して損失増加を抑制できる。また、電流検出器を接続するための配線および電流検出器自体のインピーダンス成分による電圧変動も回避できるため、電圧変動による誤動作などを抑制し、信頼性を向上できる。また、上アームのドレイン側がモジュール内で接続された汎用モジュールであっても、ゲート抵抗の変更のみでスイッチング素子間の電流アンバランスを抑制できるため、新規に金型などを起こす必要がなく、設備投資が抑えられる。さらに、各スイッチング素子の閾値電圧のバラツキによるスイッチングタイミングのズレにも対応できるため、スイッチング素子の特性を選定する工程の削除または時間短縮が可能となる。また、端子とスイッチング素子との位置関係または引き回しの自由度によらずにスイッチングタイミングのズレを解消でき、スイッチング素子または電動機の損失増加を抑制することができる。

なお、図１の例では、１相分のインバータモジュールが３対のスイッチング素子で構成される例を示したが、図１の例に限定されず、複数対のスイッチング素子で１相分のインバータモジュールを構成すればよい。一例として、２対の４つのスイッチング素子で構成される１つのインバータモジュールを１相分のインバータモジュールとして用いてもよい。この場合、インバータモジュールを、２相用の４つのスイッチング素子で構成される低電流容量のインバータモジュールと共用することができる。また、図１の例では、接続するモータ８が３相モータの例を示したが、３相モータに限定されるものではない。電動機駆動装置は、モータの相の数分のインバータモジュールを用いることで、図１の例と同様に低価格化および大電流化を実現できる。

また、図１の例では、１相あたり１つのインバータモジュールを用いる例を示したが、１相あたり複数のインバータモジュールを備えてもよい。一例として、１相あたり２個のインバータモジュールを並列に接続して用いて、相数×２個のインバータモジュールを用いてもよい。また、図１では、交流電源１からの交流電流を整流器２により整流する構成例を示しているが、図１の構成例に限定されず、インバータモジュール５〜７へ直流電流が入力されればよく、直流電源からインバータモジュール５〜７へ直流電流が入力される構成としてもよい。

実施の形態２．
実施の形態１では、ＰＷＭ信号の信号線のインダクタンス差またはスイッチング素子の閾値電圧の差によって値の異なるゲート抵抗を用いる例を説明した。実施の形態２では、ゲート抵抗に抵抗値可変機能を備える例について説明する。

実施の形態１と共通な部分の説明は省略し、差異について説明する。図５は、実施の形態２にかかるスイッチング素子５ａのオンオフを制御する駆動制御回路３９ａの内部回路図の例を示す図である。図２に示す実施の形態１の駆動制御回路３９ａに対して、ゲート抵抗Ｒｇ１を削除し、抵抗値可変機能を備えたゲート抵抗Ｒｇ２を追加している。ゲート抵抗Ｒｇ２は、抵抗値を変更可能な可変抵抗である。これにより、インバータモジュール５の外部の要因に起因してスイッチング素子のスイッチングタイミングのズレが発生する場合であっても、スイッチングタイミングのズレを抑制し、実施の形態１と同様の効果が得られる。なお、インバータモジュール５の駆動制御回路３９ｂ〜３９ｆ、および他のインバータモジュール６，７の駆動制御回路３９ａ〜３９ｆについても同様とする。

インバータモジュール５の外部の要因とは、例えば、インバータモジュール５が取り付けられる基板上の配線または部品によるインピーダンス成分、また、使用上の温度などが考えられる。前者の場合、インバータモジュール５を購入して使用するユーザ側で設計した基板に合わせて電流アンバランスを抑制した最適な構成とすることができる。後者の場合、製品の設置業者、メンテナンス業者などが、製品の設置される地域の気候または季節に応じて調整することで信頼性を向上できる。

ゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値の可変方法、すなわちゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値を調整する方法はアナログまたはデジタルのいずれでもよい。

デジタルでゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値を調整する場合、マイコンなどの調整部を用いて抵抗値を変更できるため、電動機駆動装置１００の運転開始時または運転中の温度などの情報をもとに、電動機駆動装置１００の運転状況によってゲート抵抗Ｒｇ２を最適な抵抗値に調整することができる。またメモリ機能を駆動制御回路３９ａ〜３９ｆに持たせてもよい。図６は、実施の形態２にかかるスイッチング素子５ａのオンオフを制御する駆動制御回路３９ａの内部回路図であってゲート抵抗Ｒｇ３を自動で調整する場合の例を示す図である。駆動制御回路３９ａは、図５の駆動制御回路３９ａと比較して、ゲート抵抗Ｒｇ２を削除し、ゲート抵抗Ｒｇ３、調整部５１、および記憶部５２を追加している。メモリ機能を実現するため、調整部５１は、スイッチング素子５ａのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ、および駆動制御回路３９ａに入力されたＰＷＭ信号Ｕｐの電圧値Ｖｉｎの情報を取得して比較することで、スイッチング素子５ａのスイッチングの遅れを把握する。調整部５１は、スイッチング素子５ａのスイッチングの遅れを解消するため、遅れに対応したゲート抵抗Ｒｇ３の抵抗値の情報を記憶している記憶部５２から抵抗値の情報を読み取って、ゲート抵抗Ｒｇ３の抵抗値を調整する。また、記憶部５２に記憶している情報がスイッチング素子５ａの運転データの場合、スイッチング遅れのバラツキが運転状態、換言すると流れる電流値に応じて変更するため、調整部５１は、駆動制御回路３９ａからスイッチング素子５ａの間のＰＷＭ信号Ｕｐの信号線の電流値に応じてゲート抵抗Ｒｇ３の抵抗値を調整する。インバータモジュール５〜７では、駆動制御回路３９ａ〜３９ｆにメモリ機能を持たせる場合、ゲート抵抗Ｒｇ２またはゲート抵抗Ｒｇ３毎に調整部５１および記憶部５２を備えることになる。これにより、駆動制御回路３９ａでは、スイッチング素子５ａの電流アンバランスを抑制でき、インバータモジュール５の外部からの指令なしで自立して調整することで、ユーザによる調整の労力を低減できる。

一方、アナログでゲート抵抗Ｒｇ２の抵抗値を調整する場合、図５に示す駆動制御回路３９ａにおいて、実施の形態１で説明したように、インバータモジュール５の外側にピンを出して外付けに抵抗を実装することで並列での合成抵抗を変更できるようにしてもよいし、可変抵抗がインバータモジュール５に実装されていて外部から機械的に変更できるような構成でもよい。さらに、インバータモジュール５内部の抵抗を選択するようなピンを出しておき、インバータモジュール５内部のトランジスタなどで開放または短絡することで抵抗値を変更できるようにしてもよい。この場合、ユーザ自身が調整する必要があるが、図示していないが自動的に調整する調整回路を具備することでユーザの調整労力を低減することも可能である。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電動機駆動装置では、駆動制御回路のゲート抵抗の抵抗値を変更できる構成とした。これにより、並列構成ではない汎用的な使用方法のインバータモジュールと同じ方法で実施の形態２のインバータモジュールを使用することができる。また、インバータモジュールの用途が広がることからインバータモジュールの生産数量が増えることが予想され、インバータモジュールの低価格化を図ることができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態１または２で説明した電動機駆動装置１００を備える空気調和機について説明する。

図７は、実施の形態３にかかる空気調和機８０の構成例を示す図である。空気調和機８０は、実施の形態１または２で説明した電動機駆動装置１００を備えることができる。空気調和機８０は、モータ８を内蔵した圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、および室内熱交換器８５が、冷媒配管８６を介して取り付けられた冷凍サイクルを有し、セパレート形空気調和機を構成している。

圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７、および圧縮機構８７を動作させるモータ８が設けられている。空気調和機８０では、圧縮機８１から室外熱交換器８３と室内熱交換器８５との間を冷媒が循環することで、冷暖房などを行う冷凍サイクルを構成している。なお、図７に示した電動機駆動装置１００を使用する空気調和機８０の構成は一例であって、電動機駆動装置１００を、冷蔵庫、冷凍庫などの冷凍サイクルを備える機器に適用することも可能である。

以上説明したように、本実施の形態によれば、空気調和機は、実施の形態１または２で説明した電動機駆動装置を備えることとした。これにより、低価格かつ大電流化に対応した空気調和機を実現することができる。

また、空気調和機は、各相についてスイッチング素子を複数対有している電動機駆動装置を備えているため、スイッチング素子が故障した場合でも他のスイッチング素子を用いて運転の継続が可能である。スイッチング素子が故障している場合、空気調和機は、通常より低い能力で運転を継続しつつ、ユーザへアラームを出すなどの動作が可能となる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ 整流器、３ リアクトル、４ コンデンサ、５，６，７ インバータモジュール、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ スイッチング素子、８ モータ、９ 制御部、１０ａ，１０ｂ 電流計測部、１１ 電圧検出部、３０，３１，３２ 駆動制御部、３９ａ，３９ｂ，３９ｃ，３９ｄ，３９ｅ，３９ｆ 駆動制御回路、８０ 空気調和機、８１ 圧縮機、８２ 四方弁、８３ 室外熱交換器、８４ 膨張弁、８５ 室内熱交換器、８６ 冷媒配管、８７ 圧縮機構、１００ 電動機駆動装置、１０１ インバータ部。

Claims (7)

1. 電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
   前記電動機の相数と同数のインバータモジュールを備え、
   前記インバータモジュールの各々は、２つのスイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子対を複数備え、
   前記インバータモジュールの各々において、複数の前記スイッチング素子対は並列に接続され、複数の前記スイッチング素子においてスイッチングタイミングが規定されたタイミングになるよう、前記スイッチング素子に接続されるゲート抵抗の抵抗値は接続される前記スイッチング素子別に設定され、
   前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成され、
   前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素である電動機駆動装置。
2. 前記スイッチング素子の駆動信号を伝達する信号線の配線長の大小関係と、前記ゲート抵抗の大小関係とは逆の関係にある請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記スイッチング素子の駆動信号を伝達する信号線の配線のインダクタンス値の大小関係と、前記ゲート抵抗の大小関係とは逆の関係にある請求項１に記載の電動機駆動装置。
4. 前記ゲート抵抗は、抵抗値を変更可能な可変抵抗である請求項１，２または３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記インバータモジュールの各々は、前記ゲート抵抗毎に、
   前記ゲート抵抗の抵抗値の情報を記憶する記憶部と、
   前記記憶部に記憶されている前記ゲート抵抗の抵抗値の情報を読み取って前記ゲート抵抗の抵抗値を調整する調整部と、
   を備える請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記調整部は、電動機駆動装置の運転状況によって前記ゲート抵抗の抵抗値を調整する請求項５に記載の電動機駆動装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の電動機駆動装置と、
   前記電動機駆動装置により駆動される電動機を有する圧縮機と、
   を備える空気調和機。

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