JP6369792B2 - Non-contact power supply device and non-contact power supply system - Google Patents
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Description
本発明は、非接触給電装置及び非接触給電システムに関し、より詳細には、負荷に非接触で給電する非接触給電装置及び非接触給電システムに関する。 The present invention relates to a non-contact power supply device and a non-contact power supply system, and more particularly to a non-contact power supply device and a non-contact power supply system that supply power to a load in a non-contact manner.
従来、電気自動車やハイブリッド電気自動車などの車両に非接触で給電する非接触給電装置が提供されている(例えば特許文献1参照)。特許文献1記載の非接触給電装置は、インバータ部(インバータ回路)と、送電アンテナ(一次側共振部)と、送電制御部とを備える。
Conventionally, a non-contact power supply device that supplies power to a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid electric vehicle in a non-contact manner is provided (see, for example, Patent Document 1). The non-contact power feeding device described in
インバータ部は、フルブリッジ型のインバータ回路を含む。このインバータ回路は、4つの電界効果トランジスタで構成されている。このインバータ部は、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換し、変換した交流電圧を送電アンテナに出力する。送電制御部は、インバータ部に入力される直流電圧の電圧値と、インバータ部から出力される交流電圧の周波数とを制御する。 The inverter unit includes a full bridge type inverter circuit. This inverter circuit is composed of four field effect transistors. The inverter unit converts a DC voltage into an AC voltage having a predetermined frequency, and outputs the converted AC voltage to the power transmission antenna. The power transmission control unit controls the voltage value of the DC voltage input to the inverter unit and the frequency of the AC voltage output from the inverter unit.
この非接触給電装置では、車両に搭載された受電アンテナが送電アンテナと向かい合う位置に配置されると、送電アンテナと受電アンテナとの共鳴現象により送電アンテナから受電アンテナに非接触で交流電力が伝送される。そして、車両では、受電アンテナに伝送された交流電力が車両に設けられた整流器及び充電器を介して電池に充電される。 In this non-contact power feeding device, when the power receiving antenna mounted on the vehicle is arranged at a position facing the power transmitting antenna, AC power is transmitted from the power transmitting antenna to the power receiving antenna in a contactless manner due to a resonance phenomenon between the power transmitting antenna and the power receiving antenna. The In the vehicle, the AC power transmitted to the power receiving antenna is charged to the battery via a rectifier and a charger provided in the vehicle.
ところで、上述の特許文献1記載の非接触給電装置では、例えば周囲温度が変化することによりインバータ部の周波数特性が変化した場合、インバータ部の動作周波数が進相領域に入る可能性があった。
By the way, in the non-contact electric power feeder of
本発明は上記問題点に鑑みてなされており、インバータ回路の動作周波数を進相領域に入りにくくした非接触給電装置及び非接触給電システムを提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a non-contact power supply device and a non-contact power supply system in which the operating frequency of the inverter circuit is difficult to enter the phase advance region.
本発明の一態様に係る非接触給電装置は、一次側共振部と、インバータ回路と、制御部とを備える。前記一次側共振部は、一次側コイル及び一次側コンデンサを含む。前記インバータ回路は、直流電力を交流電力に変換して前記交流電力を前記一次側共振部に出力する。前記制御部は、前記インバータ回路を所定の動作周波数で動作させる。前記制御部は、前記動作周波数を規定範囲内で変動させて前記インバータ回路の出力電力に関連する物理量を計測する。前記制御部は、前記動作周波数が前記規定範囲における下限値であるときの前記物理量と、前記動作周波数が前記規定範囲における上限値であるときの前記物理量との差分が規定値以下になると、前記動作周波数が進相領域に入らないように所定動作を行う。 A contactless power supply device according to one embodiment of the present invention includes a primary-side resonance unit, an inverter circuit, and a control unit. The primary side resonance unit includes a primary side coil and a primary side capacitor. The inverter circuit converts DC power into AC power and outputs the AC power to the primary side resonance unit. The control unit operates the inverter circuit at a predetermined operating frequency. The control unit measures a physical quantity related to output power of the inverter circuit by changing the operating frequency within a specified range. When the difference between the physical quantity when the operating frequency is the lower limit value in the specified range and the physical quantity when the operating frequency is the upper limit value in the specified range is less than or equal to the specified value, A predetermined operation is performed so that the operating frequency does not enter the phase advance region.
本発明の一態様に係る非接触給電システムは、上述の非接触給電装置と、非接触受電装置とを備える。前記非接触受電装置は、前記非接触給電装置から供給される電力を受ける。前記非接触受電装置は、二次側共振部を備える。前記二次側共振部は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含み、前記一次側共振部との電磁結合を利用して供給される電力を負荷に出力する。 A contactless power feeding system according to one embodiment of the present invention includes the above-described contactless power feeding device and a contactless power receiving device. The contactless power receiving device receives power supplied from the contactless power feeding device. The non-contact power receiving device includes a secondary resonance unit. The secondary-side resonance unit includes a secondary-side coil and a secondary-side capacitor, and outputs electric power supplied to the load using electromagnetic coupling with the primary-side resonance unit.
本発明の実施形態に係る非接触給電装置2及び非接触給電システム1について、図面を参照しながら具体的に説明する。ただし、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は下記の実施形態に限定されない。したがって、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
A non-contact
本実施形態の非接触給電システム1は、図1に示すように、非接触給電装置2と、非接触受電装置3とを備える。非接触給電装置2は、インバータ回路21と、制御部22と、一次側共振部23とを備える。また、非接触給電装置2は、直流電源20と、電流検知部24とをさらに備えるのが好ましい。
As shown in FIG. 1, the contactless
インバータ回路21は、図1に示すように、フルブリッジ型のインバータ回路を含む。このインバータ回路は、例えばnチャネルのエンハンスメント型MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)からなる4つのスイッチング素子Q1〜Q4を有する。なお、スイッチング素子Q1〜Q4は、バイポーラトランジスタやIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)等の他の半導体スイッチング素子であってもよい。
As shown in FIG. 1, the
インバータ回路21では、2つのスイッチング素子Q1,Q2の直列回路と、2つのスイッチング素子Q3,Q4の直列回路とが並列に電気的に接続される。スイッチング素子Q1,Q3のドレインは、直流電源20の高電位側の出力端にそれぞれ電気的に接続される。また、スイッチング素子Q2,Q4のソースは、直流電源20の低電位側の出力端にそれぞれ電気的に接続される。
In the
そして、スイッチング素子Q3のソースとスイッチング素子Q4のドレインとの接続点が、インバータ回路21の第1出力端となる。また、スイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点が、インバータ回路21の第2出力端となる。
A connection point between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4 is the first output terminal of the
スイッチング素子Q1,Q4は、制御部22から出力される第1駆動信号G1によりオン/オフする。また、スイッチング素子Q2,Q3は、制御部22から出力される第2駆動信号G2によりオン/オフする。第2駆動信号G2は、第1駆動信号G1とは位相が180度異なる矩形波状の信号である。
The switching elements Q1, Q4 are turned on / off by the first drive signal G1 output from the
インバータ回路21は、第1駆動信号G1及び第2駆動信号G2により、スイッチング素子Q1,Q4のオン期間と、スイッチング素子Q2,Q3のオン期間とを交互に切り替えるように動作する。これにより、インバータ回路21は、直流電源20から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を一次側共振部23に出力する。
The
以下では、図1に示すように、直流電源20からインバータ回路21へ入力される電圧を「入力電圧V1」、直流電源20からインバータ回路21へ入力される電流を「入力電流I1」と称す。また、図1に示すように、インバータ回路21が出力する電圧を「出力電圧V2」、インバータ回路21が出力する電流を「出力電流I2」と称す。
In the following, as shown in FIG. 1, the voltage input from the DC power supply 20 to the
制御部22は、例えばマイクロコンピュータを主構成として備えている。この制御部22は、インバータ回路21のスイッチング素子Q1〜Q4に第1駆動信号G1及び第2駆動信号G2を出力することにより、インバータ回路21を制御する。
The
一次側共振部23は、一次側コイルL1と、一次側コンデンサC1とを有する。一次側コイルL1は、例えば導線が渦巻状に巻かれたスパイラル型のコイルである。一次側コンデンサC1は、一次側コイルL1に直列に電気的に接続されている。この一次側共振部23は、一次側コイルL1と一次側コンデンサC1とで共振回路(一次側の共振回路)を形成する。
The primary
一次側コイルL1は、インバータ回路21が出力する交流電流が流れると、磁束を発生する。つまり、一次側コイルL1は、インバータ回路21が出力する交流電力を受けて磁束を発生する。
The primary coil L1 generates a magnetic flux when an alternating current output from the
電流検知部24は、例えばシャント抵抗やホール素子などを含む。電流検知部24は、図1に示すように、直流電源20からインバータ回路21への入力電流I1を検知する。この電流検知部24の検知結果(入力電流I1の瞬時電流)は、制御部22に入力される。また、制御部22には、直流電源20からインバータ回路21への入力電圧V1も入力される。したがって、制御部22は、これらの入力電流I1及び入力電圧V1よりインバータ回路21への入力電力P1(瞬時電力)を求めることができる。
The
本実施形態の非接触給電システム1において、非接触給電装置2は、図2に示すように、床や地面上に設置される。なお、非接触給電装置2は、床や地面上のみならず、床や地面に埋め込んで配置してもよい。また、非接触給電装置2は、一次側コイルL1のみを二次側コイルL2と対向可能な位置に配置し、その他の部品や回路等を一次側コイルL1から離れた場所に配置するように構成してもよい。
In the non-contact
非接触受電装置3は、二次側共振部31と、整流部32とを備える。
The non-contact
二次側共振部31は、図1に示すように、整流部32の一対の入力端に、二次側コイルL2と二次側コンデンサC2とを直列に電気的に接続して構成される。また、二次側コイルL2は、二次側コンデンサC2とともに共振回路(二次側の共振回路)を形成する。
As shown in FIG. 1, the secondary
二次側コイルL2は、一次側コイルL1と同様に、例えば導線が渦巻状に巻かれたスパイラル型のコイルである。この二次側コイルL2は、図2に示すように、電気自動車100が規定の停車位置に停車すると、一次側コイルL1の近傍に位置するように配置される。言い換えれば、二次側コイルL2は、電気自動車100が規定の停車位置に停車すると、一次側コイルL1と所定の間隔を空けて対向するように配置される。
The secondary coil L2 is a spiral type coil in which, for example, a conducting wire is wound in a spiral shape, like the primary coil L1. As shown in FIG. 2, the secondary coil L <b> 2 is disposed so as to be positioned in the vicinity of the primary coil L <b> 1 when the
二次側コイルL2は、一次側コイルL1が発生する磁束を受けると、電磁誘導により交流電流が流れる。つまり、二次側コイルL2は、一次側コイルL1が発生する磁束を受けて交流電力を発生する。 When the secondary coil L2 receives the magnetic flux generated by the primary coil L1, an alternating current flows by electromagnetic induction. That is, the secondary coil L2 receives the magnetic flux generated by the primary coil L1 and generates AC power.
整流部32は、図1に示すように、ダイオードブリッジ321と、コンデンサC3とを含む。ダイオードブリッジ321は、4つのダイオードで構成される。ダイオードブリッジ321は、二次側コイルL2で発生した交流電流を脈流電流に変換して脈流電流を出力する。コンデンサC3は、ダイオードブリッジ321の一対の出力端に電気的に接続され、ダイオードブリッジ321から出力される脈流電流を平滑化し、直流電流を出力する。
As shown in FIG. 1, the rectifying
つまり、整流部32は、二次側コイルL2で発生した交流電力を直流電力に整流して直流電力を出力する。整流部32が出力する直流電力は、負荷4(本実施形態では、充電回路102)に供給される。
That is, the
本実施形態の非接触給電システム1において、非接触受電装置3は、図2に示すように、電気自動車100の車体内に設置される。非接触受電装置3は、充電回路102を介して蓄電池101に電気的に接続される。蓄電池101は、例えばニッケル水素電池やリチウムイオン電池、高容量のコンデンサ等を含む。蓄電池101は、電気自動車100の備える電動機の電源として用いられる。
In the non-contact
本実施形態の非接触給電システム1では、磁気共鳴現象を利用した共鳴方式により、一次側共振部23から二次側共振部31に電力を伝送している。そして、本実施形態の非接触給電システム1では、一次側共振部23と二次側共振部31との磁気共鳴を利用して、非接触給電装置2の出力電力を効率よく非接触受電装置3に伝送している。したがって、一次側共振部23の周波数特性と、二次側共振部31の周波数特性とが互いに一致するのが好ましい。
In the non-contact
以下、本実施形態の非接触給電システム1における一次側共振部23の周波数特性(以下、「共振特性」と称す)について、図3を参照しながら具体的に説明する。
Hereinafter, the frequency characteristics (hereinafter referred to as “resonance characteristics”) of the primary
本実施形態の非接触給電システム1では、共振特性は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との磁気的な結合の疎密に応じて変化する。言い換えれば、共振特性は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との結合係数の大小に応じて変化する。そして、結合係数がある程度大きい場合、共振特性は、図3に示すように一次側共振部23の出力の極大値が2箇所現れる、いわゆる双峰特性を示す。
In the non-contact
この共振特性では、第1周波数fr1で一次側共振部23の出力が極大値となる山と、第2周波数fr2(fr2>fr1)で一次側共振部23の出力が極小値となる谷とが現れている。また、この共振特性では、第3周波数fr3(fr3>fr2)で一次側共振部23の出力が極大値となる山が現れている。つまり、この共振特性(双峰特性)は、2つの共振周波数(第1周波数fr1、第3周波数fr3)を有している。
In this resonance characteristic, there is a peak where the output of the primary
ここで、インバータ回路21の動作周波数f1(例えば、85±5kHz)と各周波数fr1〜fr3との相関に応じて、インバータ回路21は遅相モード又は進相モードの何れかのモードで動作する。なお、「動作周波数f1」は、第1駆動信号G1及び第2駆動信号G2の周波数、言い換えれば、インバータ回路21の出力電圧V2の周波数である。
Here, according to the correlation between the operating frequency f1 (for example, 85 ± 5 kHz) of the
進相モードは、インバータ回路21の出力電流I2の位相が、インバータ回路21の出力電圧V2の位相よりも進んだ状態でインバータ回路21が動作するモードである。進相モードでは、インバータ回路21のスイッチング動作がいわゆるハードスイッチングになる。
The phase advance mode is a mode in which the
遅相モードは、インバータ回路21の出力電流I2の位相が、インバータ回路21の出力電圧V2の位相よりも遅れた状態でインバータ回路21が動作するモードである。遅相モードでは、インバータ回路21のスイッチング動作がいわゆるソフトスイッチングになる。
The slow phase mode is a mode in which the
遅相モードでは、スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチングによる損失を低減することができ、またスイッチング素子Q1〜Q4に過大な電気的ストレスがかかるのを防止することができる。したがって、本実施形態の非接触給電装置2では、インバータ回路21が遅相モードで動作するのが好ましい。
In the slow phase mode, loss due to switching of the switching elements Q1 to Q4 can be reduced, and excessive electrical stress can be prevented from being applied to the switching elements Q1 to Q4. Therefore, in the non-contact
インバータ回路21は、図3に示すように、動作周波数f1が第1周波数fr1と第2周波数fr2との間の周波数領域に位置する場合と、動作周波数f1が第3周波数fr3よりも大きい周波数領域に位置する場合との何れかで、遅相モードで動作する。
As shown in FIG. 3, the
なお、第1周波数fr1と第2周波数fr2との間の周波数領域、及び第3周波数fr3よりも大きい周波数領域が、遅相モードで動作する領域、すなわち「遅相領域」となる。また、第1周波数fr1よりも小さい周波数領域、及び第2周波数fr2と第3周波数fr3との間の周波数領域が、進相モードで動作する領域、すなわち「進相領域」となる。 Note that a frequency region between the first frequency fr1 and the second frequency fr2 and a frequency region larger than the third frequency fr3 are regions that operate in the slow phase mode, that is, the “slow phase region”. Further, a frequency region smaller than the first frequency fr1 and a frequency region between the second frequency fr2 and the third frequency fr3 are regions that operate in the fast phase mode, that is, the “fast phase region”.
ところで、本実施形態の非接触給電装置2では、インバータ回路21の動作周波数f1が一定の周波数であると仮定すると、周囲温度の変化に伴ってインバータ回路21の周波数特性が変化することにより、動作周波数f1が進相領域に入る可能性がある。
By the way, in the non-contact
そこで、本実施形態の非接触給電装置2では、インバータ回路21の周波数特性が変化した場合でも動作周波数f1が進相領域に入りにくくなるように、インバータ回路21の出力電力に関連する物理量を計測し、計測結果に基づいて所定動作を行う。なお以下では、インバータ回路21の動作周波数f1を高くする動作を所定動作として説明する。
Therefore, in the contactless
図4A〜図4Cはインバータ回路21の周波数特性を示す図であり、特に動作周波数f1と入力電力P1との関係を示す図である。したがって、本実施形態では、インバータ回路21の出力電力に関連する物理量として、インバータ回路21への入力電力P1を求めている。また、図5は制御部22の動作を説明するフローチャートである。以下、図4A〜図4C及び図5を参照しながら具体的に説明する。
4A to 4C are diagrams showing the frequency characteristics of the
なお、上述のように、インバータ回路21は遅相モードで動作させるのが好ましく、したがってインバータ回路21の動作周波数f1は、一次側共振部23の共振周波数よりも高くする必要がある。また、インバータ回路21の動作周波数f1は、負荷4を動作させるのに必要な最小電力を出力する周波数よりも低くする必要がある。
As described above, the
制御部22は、図4Aに示すように、インバータ回路21の動作周波数f1を周波数f11とし、かつ、この周波数f11を含む規定範囲で動作周波数f1を変動させる(図5中のステップS1)。図4Aに示す例では、制御部22は、周波数f11±Δf1(例えば、Δf1=1kHz)の範囲で動作周波数f1を変動させる。また、動作周波数f1を変動させる動作は、例えば100Hzのサンプリング周期で行うのが好ましい。
As shown in FIG. 4A, the
次に、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1及び上限値での入力電力P1をそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP1を求める(図5中のステップS2)。図4Aに示す例では、制御部22は、周波数f12(=f11−Δf1)のときの入力電力P11と、周波数f13(=f11+Δf1)のときの入力電力P12との差分ΔP1(=P11−P12)を求める。
Next, the
そして、制御部22は、差分ΔP1と予め設定した規定値との大小を比較し、図4Aに示す例では、差分ΔP1が上記の規定値より大きいため、ステップS1に移行する(図5中のステップS3のNO)。このとき、インバータ回路21は、最初に設定された動作周波数f1(=f11)で動作を継続する。
Then, the
ところで、インバータ回路21の周波数特性は、周囲温度が変化すると、図4Bに示すように破線a1から実線a2に変化する。動作周波数f1は図4Aと同じ周波数f11であるため、上記の規定範囲における下限値(f1=f12)での入力電力P13と上限値(f1=f13)での入力電力P14との差分ΔP1(=P13−P14)は、周囲温度が変化しない場合に比べて小さくなる。
By the way, when the ambient temperature changes, the frequency characteristic of the
そして、制御部22は、この差分ΔP1が上記の規定値以下である場合(図5中のステップS3のYES)、図4Cに示すように動作周波数f1を周波数f11よりもαだけ高くする(図5中のステップS4)。これは、入力電力P1の差分ΔP1が小さくなると、進相領域に近づくことを利用しており、この場合、進相領域から離れるように動作周波数f1を高くする。その結果、インバータ回路21の動作周波数f1を一定とする場合に比べて、動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。
Then, when the difference ΔP1 is equal to or less than the specified value (YES in step S3 in FIG. 5), the
動作周波数f1が周波数f11よりもαだけ高くなると、上記の規定範囲における下限値(f1=f14)での入力電力P15と上限値(f1=f15)での入力電力P16との差分ΔP1(=P15−P16)は、動作周波数f1が一定の場合に比べて大きくなる。そして、制御部22は、差分ΔP1が上記の規定値よりも大きいことから、ステップS3からステップS1に移行する。
When the operating frequency f1 becomes higher than the frequency f11 by α, the difference ΔP1 (= P15) between the input power P15 at the lower limit value (f1 = f14) and the input power P16 at the upper limit value (f1 = f15) in the above specified range. -P16) is larger than when the operating frequency f1 is constant. And the
上述の実施形態では、インバータ回路21の動作周波数f1を高くすることで、動作周波数f1を進相領域に入りにくくしたが、動作周波数f1を高くする代わりにインバータ回路21を停止させてもよい。つまり、インバータ回路21を停止させる動作を所定動作としてもよい。以下、図6を参照しながら変形例1について具体的に説明する。
In the above embodiment, the operating frequency f1 of the
制御部22は、上記の規定範囲でインバータ回路21の動作周波数f1を変動させる(図6中のステップS11)。次に、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1とをそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP1を求める(図6中のステップS12)。
The
さらに、制御部22は、差分ΔP1と予め設定した規定値との大小を比較し、差分ΔP1が上記の規定値よりも大きい場合(図6中のステップS13のNO)、ステップS11に移行する。また、制御部22は、差分ΔP1が上記の規定値以下である場合(図6中のステップS13のYES)、インバータ回路21を停止する(図6中のステップS14)。この場合も同様に、インバータ回路21の動作を継続する場合に比べて、インバータ回路21の動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。
Furthermore, the
さらに、一次側共振部23において一次側コンデンサC1のキャパシタンス及び一次側コイルL1のインダクタンスのうち少なくとも何れか一方を増加させる動作を所定動作としてもよい。以下、図7A及び図7Bを参照しながら、変形例2について具体的に説明する。
Furthermore, an operation for increasing at least one of the capacitance of the primary side capacitor C1 and the inductance of the primary side coil L1 in the primary
図7Aは、制御部22によってキャパシタンスを調整可能な一次側コンデンサC1を示す概略回路図である。一次側コンデンサC1は、2つのコンデンサC11,C12と、2つのスイッチQC1,QC2とを備える。2つのコンデンサC11,C12は、キャパシタンスが互いに異なっている。スイッチQC1は、コンデンサC11に直列に電気的に接続される。また、スイッチQC2は、コンデンサC12に直列に電気的に接続される。そして、コンデンサC11及びスイッチQC1の直列回路と、コンデンサC12及びスイッチQC2の直列回路とが並列に電気的に接続される。
FIG. 7A is a schematic circuit diagram showing the primary side capacitor C1 whose capacitance can be adjusted by the
また、図7Bは、制御部22によってインダクタンスを調整可能な一次側コイルL1を示す概略回路図である。一次側コイルL1は、2つのコイルL11,L12と、スイッチQL1とを備える。2つのコイルL11,L12は、互いに直列に電気的に接続されている。スイッチQL1は、一方のコイルL12に並列に電気的に接続されている。
FIG. 7B is a schematic circuit diagram showing the primary coil L1 whose inductance can be adjusted by the
スイッチQC1,QC2,QL1は、例えばMOSFETのような半導体スイッチである。また、スイッチQC1,QC2,QL1は、それぞれ制御部22によってオン/オフを制御される。
The switches QC1, QC2, and QL1 are semiconductor switches such as MOSFETs. The switches QC1, QC2, and QL1 are controlled to be turned on / off by the
したがって、図7Aに示す構成において、制御部22がスイッチQC1,QC2のオン/オフを制御することにより、一次側コンデンサC1のキャパシタンスを調整することができる。同様に、図7Bに示す構成において、制御部22がスイッチQL1のオン/オフを制御することにより、一次側コイルL1のインダクタンスを調整することができる。
Therefore, in the configuration shown in FIG. 7A, the
そして、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1との差分ΔP1が上記の規定値以下である場合、一次側コンデンサC1のキャパシタンス及び一次側コイルL1のインダクタンスのうち少なくとも何れか一方を増加させる。これにより、インバータ回路21の周波数特性が、周波数が低くなる方向にシフトするため、インバータ回路21の動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。
When the difference ΔP1 between the input power P1 at the lower limit and the input power P1 at the upper limit in the specified range is equal to or less than the specified value, the capacitance of the primary side capacitor C1 and the inductance of the primary side coil L1 At least one of them is increased. As a result, the frequency characteristic of the
上述の図5及び図6に示す例では、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1との差分ΔPと、上記の規定値との大小を比較したが、前回取得した差分ΔP1と今回取得した差分ΔP2との大小を比較するようにしてもよい。この場合、差分ΔP2が差分ΔP1よりも小さくなるときの周波数が遅相領域における変曲点となることから、この点を検出した時点で上記何れかの所定動作を行なえばよい。以下、図8及び図9を参照しながら変形例3,4について説明する。
In the example shown in FIG. 5 and FIG. 6 described above, the difference ΔP between the input power P1 at the lower limit value and the input power P1 at the upper limit value in the above specified range is compared with the above specified value. The difference ΔP1 acquired last time and the difference ΔP2 acquired this time may be compared. In this case, since the frequency at which the difference ΔP2 becomes smaller than the difference ΔP1 becomes an inflection point in the slow phase region, any one of the above-described predetermined operations may be performed when this point is detected. Hereinafter,
まず、所定動作として、インバータ回路21の動作周波数f1を高くする場合(変形例3)について、図8を参照しながら説明する。なお、図8中のΔP1は前回求めた差分である。
First, as a predetermined operation, a case where the operating frequency f1 of the
制御部22は、上記の規定範囲でインバータ回路21の動作周波数f1を変動させる(図8中のステップS21)。その後、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1とをそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP2を求める(図8中のステップS22)。
The
そして、制御部22は、今回求めた差分ΔP2と前回求めた差分ΔP1との大小を比較し、差分ΔP2が差分ΔP1以上である場合にはステップS21に戻る(図8中のステップS23のNO)。このとき、制御部22は、差分ΔP1を破棄し、差分ΔP2を次回の差分ΔP1として保持する(図8中のステップS25)。
Then, the
また、制御部22は、差分ΔP2が差分ΔP1よりも小さい場合(図8中のステップS23のYES)には、動作周波数f1をαだけ高くする(図8中のステップS24)。これにより、インバータ回路21の動作周波数f1を変化させない場合に比べて、動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。
Further, when the difference ΔP2 is smaller than the difference ΔP1 (YES in step S23 in FIG. 8), the
続けて、所定動作として、インバータ回路21を停止させる場合(変形例4)について、図9を参照しながら説明する。なお、図9中のΔP1は前回求めた差分である。
Next, a case where the
制御部22は、上記の規定範囲でインバータ回路21の動作周波数f1を変動させる(図9中のステップS31)。その後、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1とをそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP2を求める(図9中のステップS32)。
The
そして、制御部22は、今回求めた差分ΔP2と前回求めた差分ΔP1との大小を比較し、差分ΔP2が差分ΔP1以上である場合にはステップS31に戻る(図9中のステップS33のNO)。このとき、制御部22は、差分ΔP1を破棄し、差分ΔP2を次回の差分ΔP1として保持する(図9中のステップS35)。
Then, the
また、制御部22は、差分ΔP2が差分ΔP1よりも小さい場合(図9中のステップS33のYES)には、インバータ回路21を停止する(図9中のステップS34)。これにより、インバータ回路21の動作を継続する場合に比べて、動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。
Further, when the difference ΔP2 is smaller than the difference ΔP1 (YES in step S33 in FIG. 9), the
なお、本実施形態では、インバータ回路21への入力電力P1をインバータ回路21の出力電力に関連する物理量としたが、上記の物理量は入力電力P1に限定されない。例えば、インバータ回路21への入力電流を上記の物理量としてもよいし、インバータ回路21の出力電力そのものを上記の物理量としてもよい。
In the present embodiment, the input power P1 to the
また、本実施形態では、電気自動車100の充電回路102を負荷4としたが、負荷4は充電回路102に限らず、電力の供給を必要とする機器であればよい。さらに、本実施形態では、非接触給電装置2が直流電源20を備えている場合を例に説明したが、非接触給電装置2の外部に直流電源が設けられていてもよい。また、外部から供給される交流電力を直流電力に変換する変換回路を非接触給電装置2が備えていてもよい。
In the present embodiment, the charging
さらに、本実施形態では、周囲温度の変化に伴ってインバータ回路21の動作周波数f1の周波数特性が変化する場合を例に説明したが、例えば電気自動車100の車高変化に伴って動作周波数f1の周波数特性が変化する場合に本発明の技術思想を適用してもよい。
Furthermore, in the present embodiment, the case where the frequency characteristic of the operating frequency f1 of the
また、本実施形態では、一次側コイルL1及び二次側コイルL2としてスパイラル型のコイルを用いたが、コアに対して導線が螺旋状に巻き付けられたソレノイド型のコイルであってもよい。 In this embodiment, spiral type coils are used as the primary side coil L1 and the secondary side coil L2. However, a solenoid type coil in which a conducting wire is spirally wound around the core may be used.
ただし、スパイラル型のコイルの場合、ソレノイド型のコイルに比べて不要輻射ノイズが生じにくいという利点がある。また、スパイラル型のコイルを用いることで不要輻射ノイズが低減される結果、インバータ回路21において使用可能な動作周波数の範囲が拡大されるという利点もある。以下、この点について詳述する。
However, in the case of a spiral type coil, there is an advantage that unnecessary radiation noise is less likely to occur compared to a solenoid type coil. Further, by using the spiral type coil, unnecessary radiation noise is reduced. As a result, there is an advantage that the range of operating frequencies that can be used in the
本実施形態の非接触給電システム1における共振特性は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との結合係数に応じて変化し、ある条件下では、図3に示すような双峰特性を示す。なお、図3に示す例では、第2周波数fr2よりも低い周波数領域が「低周波領域」であり、第2周波数fr2よりも高い周波数領域が「高周波領域」である。
The resonance characteristics in the non-contact
ここで、ソレノイド型のコイルを採用した場合、インバータ回路21の動作周波数f1が低周波領域の“山”にあるときと、高周波領域の“山”にあるときとを比較すると、低周波領域の“山”にあるときの方が、不要輻射ノイズは小さくなる。つまり、高周波領域の“山”においては、一次側コイルL1を流れる電流と、二次側コイルL2を流れる電流とは同位相になる。これに対して、低周波領域の“山”においては、一次側コイルL1を流れる電流と、二次側コイルL2を流れる電流とは逆位相になる。
Here, when the solenoid type coil is employed, when the operating frequency f1 of the
そのため、低周波領域の“山”においては、一次側コイルL1で生じる不要輻射ノイズと、二次側コイルL2で生じる不要輻射ノイズとが、互いに相殺されることになり、非接触給電システム1全体でみれば不要輻射ノイズは低減される。
Therefore, in the “mountain” in the low frequency region, the unnecessary radiation noise generated in the primary side coil L1 and the unnecessary radiation noise generated in the secondary side coil L2 cancel each other, and the entire non-contact
したがって、ソレノイド型のコイルを採用する場合でも、インバータ回路21の動作周波数f1が低周波領域の“山”の遅相領域(fr1<f1<fr2)にあれば、インバータ回路21が遅相モードで動作し、かつ不要輻射ノイズも低減されることになる。しかし、低周波領域の“山”の遅相領域は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との結合係数に応じて変化するため、このような不確定な遅相領域にインバータ回路21の動作周波数f1を収める制御が必要になる。
Therefore, even when the solenoid type coil is employed, if the operating frequency f1 of the
これに対して、スパイラル型のコイルであれば、たとえインバータ回路21の動作周波数f1が高周波領域の“山”の遅相領域(fr3より高周波側)にあっても、ソレノイド型のコイルに比べれば不要輻射ノイズは大幅に低減される。つまり、スパイラル型のコイルが用いられることで、インバータ回路21の動作周波数f1は低周波領域の“山”の遅相領域に制限されず、インバータ回路21において使用可能な動作周波数f1の範囲が拡大されることになる。
On the other hand, in the case of a spiral type coil, even if the operating frequency f1 of the
なお、高周波領域の“山”の遅相領域も不確定な領域ではあるが、インバータ回路21の動作周波数f1を十分に高い周波数から低周波側にスイープさせれば動作周波数f1は高周波領域の“山”の遅相領域を通るので、複雑な制御は不要である。
Although the slow phase region of the “mountain” in the high frequency region is an uncertain region, if the operating frequency f1 of the
以上説明したように、本発明に係る第1の態様の非接触給電装置(2)は、一次側共振部(23)と、インバータ回路(21)と、制御部(22)とを備える。一次側共振部(23)は、一次側コイル(L1)及び一次側コンデンサ(C1)を含む。インバータ回路(21)は、直流電力を交流電力に変換して交流電力を一次側共振部(23)に出力する。制御部(22)は、インバータ回路(21)を所定の動作周波数で動作させる。制御部(22)は、動作周波数を規定範囲内で変動させてインバータ回路(21)の出力電力に関連する物理量を計測する。制御部(22)は、動作周波数(f1)が規定範囲における下限値であるときの物理量と、動作周波数(f1)が規定範囲における上限値であるときの物理量との差分が規定値以下になると、動作周波数(f1)が進相領域に入らないように所定動作を行う。 As described above, the non-contact power feeding device (2) according to the first aspect of the present invention includes the primary side resonance unit (23), the inverter circuit (21), and the control unit (22). The primary side resonance part (23) includes a primary side coil (L1) and a primary side capacitor (C1). The inverter circuit (21) converts DC power into AC power and outputs the AC power to the primary side resonance unit (23). The control unit (22) operates the inverter circuit (21) at a predetermined operating frequency. The control unit (22) measures a physical quantity related to the output power of the inverter circuit (21) by changing the operating frequency within a specified range. When the difference between the physical quantity when the operating frequency (f1) is the lower limit value in the specified range and the physical quantity when the operating frequency (f1) is the upper limit value in the specified range is less than the specified value, the control unit (22). Then, a predetermined operation is performed so that the operating frequency (f1) does not enter the phase advance region.
第1の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数(f1)を進相領域に入りにくくすることができる。 According to the first aspect, the operating frequency (f1) of the inverter circuit (21) can be made difficult to enter the phase advance region.
本発明に係る第2の態様の非接触給電装置(2)では、第1の態様において、所定動作は、インバータ回路(21)を停止させる動作である。 In the non-contact electric power feeder (2) according to the second aspect of the present invention, in the first aspect, the predetermined operation is an operation for stopping the inverter circuit (21).
第2の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to the second aspect, the operating frequency of the inverter circuit (21) can be made difficult to enter the phase advance region.
本発明に係る第3の態様の非接触給電装置(2)では、第1の態様において、所定動作は、インバータ回路(21)の動作周波数(f1)を高くする動作である。 In the non-contact power feeding device (2) according to the third aspect of the present invention, in the first aspect, the predetermined operation is an operation of increasing the operating frequency (f1) of the inverter circuit (21).
第3の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to the third aspect, the operating frequency of the inverter circuit (21) can be made difficult to enter the phase advance region.
本発明に係る第4の態様の非接触給電装置(2)では、第1の態様において、所定動作は、一次側コイル(L1)のインダクタンスを増加させる動作及び一次側コンデンサ(C1)のキャパシタンスを増加させる動作のうち少なくとも何れか一方である。 In the contactless power supply device (2) of the fourth aspect according to the present invention, in the first aspect, the predetermined operation includes an operation for increasing the inductance of the primary coil (L1) and a capacitance of the primary capacitor (C1). At least one of the increasing operations.
第4の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to the fourth aspect, the operating frequency of the inverter circuit (21) can be made difficult to enter the phase advance region.
本発明に係る第5の態様の非接触給電装置(2)では、第1〜第4の態様のうちいずれかの態様において、一次側共振部(23)は、二次側共振部(31)との電磁結合を利用して負荷(4)に非接触で給電するように構成される。二次側共振部(31)は、二次側コイル(L2)及び二次側コンデンサ(C2)を含む。この場合、インバータ回路(21)の動作周波数(f1)は、一次側共振部(23)の共振周波数よりも高く、かつ、インバータ回路(21)が負荷(4)を動作させるのに必要な最小電力を出力するときの周波数以下である。 In the non-contact electric power feeder (2) of the 5th aspect which concerns on this invention, in any aspect among the 1st-4th aspects, a primary side resonance part (23) is a secondary side resonance part (31). Is configured to supply power to the load (4) in a non-contact manner using the electromagnetic coupling. The secondary side resonance part (31) includes a secondary side coil (L2) and a secondary side capacitor (C2). In this case, the operating frequency (f1) of the inverter circuit (21) is higher than the resonant frequency of the primary side resonance part (23), and the minimum necessary for the inverter circuit (21) to operate the load (4). It is below the frequency when outputting electric power.
第5の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくしつつ、負荷(4)を動作させるのに必要な電力を供給することができる。 According to the fifth aspect, it is possible to supply electric power necessary to operate the load (4) while making the operating frequency of the inverter circuit (21) difficult to enter the phase advance region.
本発明に係る第6の態様の非接触給電システム(1)は、非接触給電装置(2)と、非接触受電装置(3)とを備える。非接触受電装置(3)は、非接触給電装置(2)から供給される電力を受ける。非接触受電装置(3)は、二次側共振部(31)を備える。二次側共振部(31)は、二次側コイル(L2)及び二次側コンデンサ(C2)を含み、一次側共振部(23)との電磁結合を利用して供給される電力を負荷(4)に出力する。 The contactless power supply system (1) according to the sixth aspect of the present invention includes a contactless power supply device (2) and a contactless power receiving device (3). The non-contact power receiving device (3) receives power supplied from the non-contact power feeding device (2). The non-contact power receiving device (3) includes a secondary side resonance unit (31). The secondary-side resonance unit (31) includes a secondary-side coil (L2) and a secondary-side capacitor (C2), and loads electric power supplied using electromagnetic coupling with the primary-side resonance unit (23) ( Output to 4).
第6の態様によれば、上述の非接触給電装置(2)を用いることによって、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to the 6th aspect, by using the above-mentioned non-contact electric power feeder (2), it is possible to make the operating frequency of the inverter circuit (21) difficult to enter the phase advance region.
1 非接触給電システム
2 非接触給電装置
3 非接触受電装置
4 負荷
21 インバータ回路
22 制御部
23 一次側共振部
31 二次側共振部
f1 動作周波数
C1 一次側コンデンサ
C2 二次側コンデンサ
L1 一次側コイル
L2 二次側コイルDESCRIPTION OF
Claims (6)
直流電力を交流電力に変換して前記交流電力を前記一次側共振部に出力するインバータ回路と、
前記インバータ回路を所定の動作周波数で動作させる制御部とを備え、
前記制御部は、前記動作周波数を規定範囲内で変動させて前記インバータ回路の出力電力に関連する物理量を計測し、
前記制御部は、前記動作周波数が前記規定範囲における下限値であるときの前記物理量と、前記動作周波数が前記規定範囲における上限値であるときの前記物理量との差分が規定値以下になると、前記動作周波数が進相領域に入らないように所定動作を行うことを特徴とする非接触給電装置。A primary side resonance unit including a primary side coil and a primary side capacitor;
An inverter circuit that converts direct current power into alternating current power and outputs the alternating current power to the primary resonance unit;
A control unit for operating the inverter circuit at a predetermined operating frequency,
The controller measures the physical quantity related to the output power of the inverter circuit by varying the operating frequency within a specified range,
When the difference between the physical quantity when the operating frequency is the lower limit value in the specified range and the physical quantity when the operating frequency is the upper limit value in the specified range is less than or equal to the specified value, A non-contact power feeding device that performs a predetermined operation so that an operating frequency does not enter a phase advance region.
前記動作周波数は、前記一次側共振部の共振周波数よりも高く、かつ、前記インバータ回路が前記負荷を動作させるのに必要な最小電力を出力するときの周波数以下であることを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載の非接触給電装置。The primary side resonance unit is configured to supply power to a load in a non-contact manner using electromagnetic coupling with a secondary side resonance unit including a secondary side coil and a secondary side capacitor,
The operating frequency is higher than a resonance frequency of the primary-side resonance unit and is equal to or lower than a frequency at which the inverter circuit outputs a minimum power necessary to operate the load. The non-contact electric power feeder of any one of 1-4.
前記非接触受電装置は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含み前記一次側共振部との電磁結合を利用して供給される電力を負荷に出力する二次側共振部を備えたことを特徴とする非接触給電システム。A contactless power supply device according to any one of claims 1 to 5, and a contactless power reception device that receives power supplied from the contactless power supply device,
The non-contact power receiving device includes a secondary-side resonance unit that includes a secondary-side coil and a secondary-side capacitor and outputs power supplied to the load using electromagnetic coupling with the primary-side resonance unit. A contactless power supply system.
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