JP6369792B2 - Non-contact power feeding device and the non-contact power supply system - Google Patents

Non-contact power feeding device and the non-contact power supply system Download PDF

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Description

本発明は、非接触給電装置及び非接触給電システムに関し、より詳細には、負荷に非接触で給電する非接触給電装置及び非接触給電システムに関する。 The present invention relates to a non-contact power feeding device and the non-contact power supply system, and more particularly, relates to a non-contact power feeding device and the non-contact power feeding system for feeding a non-contact load.

従来、電気自動車やハイブリッド電気自動車などの車両に非接触で給電する非接触給電装置が提供されている(例えば特許文献1参照)。 Conventionally, non-contact power feeding device for feeding a non-contact on a vehicle such as an electric vehicle or hybrid electric vehicles have been provided (for example, see Patent Document 1). 特許文献1記載の非接触給電装置は、インバータ部(インバータ回路)と、送電アンテナ(一次側共振部)と、送電制御部とを備える。 Non-contact power feeding device described in Patent Document 1 includes inverters section (inverter circuit), and power transmission antenna (the primary side resonance unit), and a power transmission control unit.

インバータ部は、フルブリッジ型のインバータ回路を含む。 The inverter unit includes a full-bridge type inverter circuit. このインバータ回路は、4つの電界効果トランジスタで構成されている。 The inverter circuit is composed of four field effect transistors. このインバータ部は、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換し、変換した交流電圧を送電アンテナに出力する。 The inverter converts the DC voltage into an AC voltage of a predetermined frequency, and outputs the converted AC voltage to the power transmission antenna. 送電制御部は、インバータ部に入力される直流電圧の電圧値と、インバータ部から出力される交流電圧の周波数とを制御する。 The power transmission control unit controls the voltage value of the DC voltage input to the inverter unit, and a frequency of the AC voltage outputted from the inverter unit.

この非接触給電装置では、車両に搭載された受電アンテナが送電アンテナと向かい合う位置に配置されると、送電アンテナと受電アンテナとの共鳴現象により送電アンテナから受電アンテナに非接触で交流電力が伝送される。 In this non-contact power feeding device, when the power receiving antenna mounted on the vehicle is placed in a position facing the power transmission antenna, the AC power in a contactless power receiving antenna from the power transmission antenna is transmitted by the resonance phenomenon between the power transmission antenna and the receiving antenna that. そして、車両では、受電アンテナに伝送された交流電力が車両に設けられた整流器及び充電器を介して電池に充電される。 Then, in the vehicle, AC power transmitted to the power receiving antenna is charged to the battery via a rectifier and charger provided in the vehicle.

ところで、上述の特許文献1記載の非接触給電装置では、例えば周囲温度が変化することによりインバータ部の周波数特性が変化した場合、インバータ部の動作周波数が進相領域に入る可能性があった。 Meanwhile, in a non-contact power feeding device described in Patent Document 1 described above, for example, the frequency characteristic of the inverter section by the ambient temperature changes if changes, there a possibility that the operating frequency of the inverter unit enters the phase advancing area.

特開2013−211932号公報 JP 2013-211932 JP

本発明は上記問題点に鑑みてなされており、インバータ回路の動作周波数を進相領域に入りにくくした非接触給電装置及び非接触給電システムを提供することを目的とする。 The present invention aims to provide a non-contact power feeding device and the non-contact power feeding system has been made in view of the above problems, the operating frequency of the inverter circuit hardly enters the leading phase region.

本発明の一態様に係る非接触給電装置は、一次側共振部と、インバータ回路と、制御部とを備える。 Non-contact power feeding device according to one embodiment of the present invention comprises a primary side resonance unit, and an inverter circuit, and a control unit. 前記一次側共振部は、一次側コイル及び一次側コンデンサを含む。 It said primary side resonance unit includes a primary coil and a primary side capacitor. 前記インバータ回路は、直流電力を交流電力に変換して前記交流電力を前記一次側共振部に出力する。 The inverter circuit outputs the AC power to the primary side resonance unit converts the DC power to AC power. 前記制御部は、前記インバータ回路を所定の動作周波数で動作させる。 Wherein the control unit operates the inverter circuit at a predetermined operating frequency. 前記制御部は、前記動作周波数を規定範囲内で変動させて前記インバータ回路の出力電力に関連する物理量を計測する。 Wherein the control unit measures a physical quantity related to the output power of the inverter circuit by varying the operating frequency within the specified range. 前記制御部は、前記動作周波数が前記規定範囲における下限値であるときの前記物理量と、前記動作周波数が前記規定範囲における上限値であるときの前記物理量との差分が規定値以下になると、前記動作周波数が進相領域に入らないように所定動作を行う。 Wherein the control unit, said physical quantity when said operating frequency is a lower limit in the specified range, the difference between the physical quantity when the operating frequency is the upper limit value in the specified range is below a specified value, the performing a predetermined operation so that the operation frequency does not fall within the phase advancing area.

本発明の一態様に係る非接触給電システムは、上述の非接触給電装置と、非接触受電装置とを備える。 Non-contact power supply system according to one embodiment of the present invention includes a non-contact power feeding device described above, a non-contact power receiving apparatus. 前記非接触受電装置は、前記非接触給電装置から供給される電力を受ける。 The non-contact power receiving apparatus receives electric power supplied from the non-contact power feeding device. 前記非接触受電装置は、二次側共振部を備える。 The non-contact power receiving apparatus includes a secondary side resonance unit. 前記二次側共振部は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含み、前記一次側共振部との電磁結合を利用して供給される電力を負荷に出力する。 The secondary side resonance unit includes a secondary-side coil and the secondary-side capacitor, and outputs the electric power supplied by utilizing the electromagnetic coupling between the primary side resonance unit load.

本発明の一実施形態に係る非接触給電装置及び非接触給電システムを示す概略回路図である。 It is a schematic circuit diagram showing a non-contact power feeding device and the non-contact power supply system according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る非接触給電システムの使用例を示す概略図である。 Is a schematic diagram showing an example of use of the non-contact power supply system according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係るインバータ回路の周波数特性を示す図である。 It is a diagram showing a frequency characteristic of the inverter circuit according to an embodiment of the present invention. 図4A〜図4Cは、本発明の一実施形態に係る非接触給電装置の動作を説明する説明図である。 Figure 4A~ 4C are explanatory views for explaining the operation of the contactless power supply apparatus according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。 It is a flowchart for explaining the operation of the contactless power supply apparatus according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態の変形例1に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。 It is a flowchart for explaining the operation of the contactless power supply apparatus according to a first modification of an embodiment of the present invention. 図7Aは、本発明の一実施形態の変形例2に係る一次側共振部の一次側コンデンサを示す回路図である。 7A is a circuit diagram showing a primary side capacitor of the primary side resonance section according to the second modification of the embodiment of the present invention. 図7Bは、本発明の一実施形態の変形例2に係る一次側共振部の一次側コイルを示す回路図である。 Figure 7B is a circuit diagram showing a primary side coil of the primary side resonance section according to the second modification of the embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態の変形例3に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。 It is a flowchart for explaining the operation of the contactless power supply apparatus according to a third modification of the embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態の変形例4に係る非接触給電装置の動作を説明するフローチャートである。 It is a flowchart for explaining the operation of the contactless power supply apparatus according to a fourth modification of the embodiment of the present invention.

本発明の実施形態に係る非接触給電装置2及び非接触給電システム1について、図面を参照しながら具体的に説明する。 Non-contact power feeding device 2 and the non-contact power supply system 1 according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. ただし、以下に説明する構成は、本発明の一例に過ぎず、本発明は下記の実施形態に限定されない。 However, the configuration described below, only one example of the present invention, the present invention is not limited to the following embodiments. したがって、この実施形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。 Therefore, it is other than this embodiment, so long as not departing from the technical idea according to the present invention, various modifications are possible depending on the design or the like.

本実施形態の非接触給電システム1は、図1に示すように、非接触給電装置2と、非接触受電装置3とを備える。 Non-contact power supply system 1 of this embodiment, as shown in FIG. 1, includes a non-contact power feeding device 2, and a non-contact power receiving apparatus 3. 非接触給電装置2は、インバータ回路21と、制御部22と、一次側共振部23とを備える。 Non-contact power feeding device 2 includes an inverter circuit 21, a control unit 22, a primary side resonance unit 23. また、非接触給電装置2は、直流電源20と、電流検知部24とをさらに備えるのが好ましい。 The non-contact power feeding device 2 includes a DC power source 20, that further comprises a current detector 24 preferably.

インバータ回路21は、図1に示すように、フルブリッジ型のインバータ回路を含む。 The inverter circuit 21 includes, as shown in FIG. 1, includes a full-bridge type inverter circuit. このインバータ回路は、例えばnチャネルのエンハンスメント型MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)からなる4つのスイッチング素子Q1〜Q4を有する。 The inverter circuit having four switching elements Q1~Q4 made of, for example, n-channel enhancement MOSFET of (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). なお、スイッチング素子Q1〜Q4は、バイポーラトランジスタやIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)等の他の半導体スイッチング素子であってもよい。 The switching element Q1~Q4 is a bipolar transistor or IGBT: may be other semiconductor switching elements such as (Insulated Gate Bipolar Transistor insulated gate bipolar transistor).

インバータ回路21では、2つのスイッチング素子Q1,Q2の直列回路と、2つのスイッチング素子Q3,Q4の直列回路とが並列に電気的に接続される。 In the inverter circuit 21, a series circuit of two switching elements Q1, Q2, a series circuit of two switching elements Q3, Q4 are electrically connected in parallel. スイッチング素子Q1,Q3のドレインは、直流電源20の高電位側の出力端にそれぞれ電気的に接続される。 The drain of the switching element Q1, Q3, respectively to the high potential side of the output terminals of the DC power supply 20 are electrically connected. また、スイッチング素子Q2,Q4のソースは、直流電源20の低電位側の出力端にそれぞれ電気的に接続される。 The source of the switching elements Q2, Q4, respectively to the low potential side of the output terminals of the DC power supply 20 are electrically connected.

そして、スイッチング素子Q3のソースとスイッチング素子Q4のドレインとの接続点が、インバータ回路21の第1出力端となる。 The connection point between the source and the drain of the switching element Q4 of the switching element Q3 becomes the first output terminal of the inverter circuit 21. また、スイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点が、インバータ回路21の第2出力端となる。 The connection point between the drain of the source and the switching element Q2 of the switching element Q1, a second output terminal of the inverter circuit 21.

スイッチング素子Q1,Q4は、制御部22から出力される第1駆動信号G1によりオン/オフする。 Switching elements Q1, Q4 are turned on / off by the first drive signal G1 output from the control unit 22. また、スイッチング素子Q2,Q3は、制御部22から出力される第2駆動信号G2によりオン/オフする。 Further, the switching elements Q2, Q3 are turned on / off by a second driving signal G2 output from the control unit 22. 第2駆動信号G2は、第1駆動信号G1とは位相が180度異なる矩形波状の信号である。 The second driving signal G2, the first driving signal G1 is a rectangular-wave signals whose phases are different by 180 degrees.

インバータ回路21は、第1駆動信号G1及び第2駆動信号G2により、スイッチング素子Q1,Q4のオン期間と、スイッチング素子Q2,Q3のオン期間とを交互に切り替えるように動作する。 The inverter circuit 21, the first driving signal G1 and a second driving signal G2, operates to switch the ON period of the switching element Q1, Q4, and on-period of the switching element Q2, Q3 alternately. これにより、インバータ回路21は、直流電源20から供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を一次側共振部23に出力する。 Thus, the inverter circuit 21 converts DC power supplied from the DC power supply 20 into AC power, and outputs the converted AC power to the primary side resonance unit 23.

以下では、図1に示すように、直流電源20からインバータ回路21へ入力される電圧を「入力電圧V1」、直流電源20からインバータ回路21へ入力される電流を「入力電流I1」と称す。 Hereinafter, as shown in FIG. 1, it referred to the voltage input from the DC power supply 20 to the inverter circuit 21 "Input Voltage V1", the current input from the DC power supply 20 to the inverter circuit 21 and the "input current I1". また、図1に示すように、インバータ回路21が出力する電圧を「出力電圧V2」、インバータ回路21が出力する電流を「出力電流I2」と称す。 Further, as shown in FIG. 1, "the output voltage V2" to voltage inverter circuit 21 outputs the current inverter circuit 21 outputs referred to as "output current I2."

制御部22は、例えばマイクロコンピュータを主構成として備えている。 Control unit 22, for example, a microcomputer and includes a main configuration. この制御部22は、インバータ回路21のスイッチング素子Q1〜Q4に第1駆動信号G1及び第2駆動信号G2を出力することにより、インバータ回路21を制御する。 The control unit 22, by outputting a first driving signal G1 and a second drive signal G2 to the switching element Q1~Q4 of the inverter circuit 21 controls the inverter circuit 21.

一次側共振部23は、一次側コイルL1と、一次側コンデンサC1とを有する。 The primary side resonance unit 23 includes a primary coil L1, and a primary capacitor C1. 一次側コイルL1は、例えば導線が渦巻状に巻かれたスパイラル型のコイルである。 The primary coil L1, for example conductor is spiral-shaped coil wound in a spiral shape. 一次側コンデンサC1は、一次側コイルL1に直列に電気的に接続されている。 Primary side capacitor C1 is electrically connected in series with the primary coil L1. この一次側共振部23は、一次側コイルL1と一次側コンデンサC1とで共振回路(一次側の共振回路)を形成する。 The primary side resonance unit 23 forms the resonance circuit (resonance circuit on the primary side) in the primary coil L1 and the primary capacitor C1.

一次側コイルL1は、インバータ回路21が出力する交流電流が流れると、磁束を発生する。 Primary coil L1, the AC current flows through the inverter circuit 21 outputs, to generate a magnetic flux. つまり、一次側コイルL1は、インバータ回路21が出力する交流電力を受けて磁束を発生する。 In other words, the primary coil L1 generates a magnetic flux by receiving AC power inverter circuit 21 outputs.

電流検知部24は、例えばシャント抵抗やホール素子などを含む。 Current detector 24, for example, including a shunt resistor or a Hall element. 電流検知部24は、図1に示すように、直流電源20からインバータ回路21への入力電流I1を検知する。 Current detector 24 includes, as shown in FIG. 1, detects an input current I1 from the DC power source 20 to the inverter circuit 21. この電流検知部24の検知結果(入力電流I1の瞬時電流)は、制御部22に入力される。 Detection result of the current detecting part 24 (the instantaneous current of the input current I1) is input to the control unit 22. また、制御部22には、直流電源20からインバータ回路21への入力電圧V1も入力される。 The control unit 22, the input voltage V1 from the DC power source 20 to the inverter circuit 21 is also input. したがって、制御部22は、これらの入力電流I1及び入力電圧V1よりインバータ回路21への入力電力P1(瞬時電力)を求めることができる。 Accordingly, the control unit 22 can calculate the input power P1 (instantaneous power) than those of the input current I1 and the input voltage V1 to the inverter circuit 21.

本実施形態の非接触給電システム1において、非接触給電装置2は、図2に示すように、床や地面上に設置される。 In the non-contact power supply system 1 of this embodiment, the non-contact power feeding device 2, as shown in FIG. 2, is placed on a floor or the ground. なお、非接触給電装置2は、床や地面上のみならず、床や地面に埋め込んで配置してもよい。 The non-contact power feeding device 2 includes not the floor or ground on only may be placed embedded in the floor or the ground. また、非接触給電装置2は、一次側コイルL1のみを二次側コイルL2と対向可能な位置に配置し、その他の部品や回路等を一次側コイルL1から離れた場所に配置するように構成してもよい。 The non-contact power feeding device 2, configured to place only the primary coil L1 to the secondary coil L2 can face position, to place the other components and circuits or the like away from the primary coil L1 it may be.

非接触受電装置3は、二次側共振部31と、整流部32とを備える。 Non-contact power receiving apparatus 3 includes a secondary side resonance unit 31, and a rectifying section 32.

二次側共振部31は、図1に示すように、整流部32の一対の入力端に、二次側コイルL2と二次側コンデンサC2とを直列に電気的に接続して構成される。 Secondary side resonance portion 31, as shown in FIG. 1, a pair of input ends of the rectifier unit 32, and electrically connects the secondary coil L2 and the secondary side capacitor C2 in series. また、二次側コイルL2は、二次側コンデンサC2とともに共振回路(二次側の共振回路)を形成する。 Further, the secondary coil L2 form a resonant circuit (the secondary side of the resonant circuit) with secondary-side capacitor C2.

二次側コイルL2は、一次側コイルL1と同様に、例えば導線が渦巻状に巻かれたスパイラル型のコイルである。 The secondary coil L2, similarly to the primary coil L1, for example, lead is a spiral coil wound in a spiral. この二次側コイルL2は、図2に示すように、電気自動車100が規定の停車位置に停車すると、一次側コイルL1の近傍に位置するように配置される。 The secondary coil L2, as shown in FIG. 2, the electric vehicle 100 is parked in the stopping position of the specified, it is arranged so as to be located in the vicinity of the primary coil L1. 言い換えれば、二次側コイルL2は、電気自動車100が規定の停車位置に停車すると、一次側コイルL1と所定の間隔を空けて対向するように配置される。 In other words, the secondary coil L2, the electric vehicle 100 when stop at stop position defined, are arranged to face at a predetermined distance and the primary coil L1.

二次側コイルL2は、一次側コイルL1が発生する磁束を受けると、電磁誘導により交流電流が流れる。 Secondary coil L2 receives a magnetic flux primary coil L1 occurs, alternating current flows by electromagnetic induction. つまり、二次側コイルL2は、一次側コイルL1が発生する磁束を受けて交流電力を発生する。 In other words, the secondary coil L2 generates an AC power by receiving a magnetic flux primary coil L1 is generated.

整流部32は、図1に示すように、ダイオードブリッジ321と、コンデンサC3とを含む。 Rectifying unit 32, as shown in FIG. 1, a diode bridge 321, and a capacitor C3. ダイオードブリッジ321は、4つのダイオードで構成される。 Diode bridge 321 is comprised of four diodes. ダイオードブリッジ321は、二次側コイルL2で発生した交流電流を脈流電流に変換して脈流電流を出力する。 Diode bridge 321 outputs a pulsating current by converting alternating current generated in the secondary coil L2 into pulsating current. コンデンサC3は、ダイオードブリッジ321の一対の出力端に電気的に接続され、ダイオードブリッジ321から出力される脈流電流を平滑化し、直流電流を出力する。 Capacitor C3 is electrically connected to a pair of output terminals of the diode bridge 321, the pulsating current outputted from the diode bridge 321 is smoothed, and outputs a DC current.

つまり、整流部32は、二次側コイルL2で発生した交流電力を直流電力に整流して直流電力を出力する。 That is, the rectifying unit 32 outputs DC power by rectifying the AC power generated in the secondary coil L2 into a direct-current power. 整流部32が出力する直流電力は、負荷4(本実施形態では、充電回路102)に供給される。 DC power rectification unit 32 outputs the load 4 (in this embodiment, the charging circuit 102) is supplied to the.

本実施形態の非接触給電システム1において、非接触受電装置3は、図2に示すように、電気自動車100の車体内に設置される。 In the non-contact power supply system 1 of this embodiment, the non-contact power receiving apparatus 3, as shown in FIG. 2, is installed in the vehicle body of the electric vehicle 100. 非接触受電装置3は、充電回路102を介して蓄電池101に電気的に接続される。 Non-contact power receiving apparatus 3 is electrically connected to the battery 101 via the charging circuit 102. 蓄電池101は、例えばニッケル水素電池やリチウムイオン電池、高容量のコンデンサ等を含む。 Battery 101 includes, for example, a nickel hydrogen battery or a lithium ion battery, a capacitor or the like having a high capacity. 蓄電池101は、電気自動車100の備える電動機の電源として用いられる。 Battery 101 is used as a power source for an electric motor provided in the electric vehicle 100.

本実施形態の非接触給電システム1では、磁気共鳴現象を利用した共鳴方式により、一次側共振部23から二次側共振部31に電力を伝送している。 In the non-contact power supply system 1 of this embodiment, the resonance method using a magnetic resonance phenomenon, and transfer power from the primary side resonance portion 23 to the secondary side resonance unit 31. そして、本実施形態の非接触給電システム1では、一次側共振部23と二次側共振部31との磁気共鳴を利用して、非接触給電装置2の出力電力を効率よく非接触受電装置3に伝送している。 Then, the contactless power supply system 1 of the present embodiment, by utilizing the magnetic resonance of the primary side resonance unit 23 and the secondary side resonance unit 31, the non-contact power feeding device 2 output power efficiently contactless power receiving apparatus 3 It is transmitted to. したがって、一次側共振部23の周波数特性と、二次側共振部31の周波数特性とが互いに一致するのが好ましい。 Therefore, the frequency characteristic of the primary side resonance unit 23, preferably a frequency characteristic of the secondary side resonance unit 31 coincide with each other.

以下、本実施形態の非接触給電システム1における一次側共振部23の周波数特性(以下、「共振特性」と称す)について、図3を参照しながら具体的に説明する。 Hereinafter, the frequency characteristics of the non-contact power supply system 1 in the primary side resonance unit 23 of the present embodiment (hereinafter, referred to as "resonance characteristic") will be specifically described with reference to FIG.

本実施形態の非接触給電システム1では、共振特性は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との磁気的な結合の疎密に応じて変化する。 In the non-contact power supply system 1 of this embodiment, the resonance characteristic is changed depending on the density of the magnetic coupling between the primary coil L1 and the secondary coil L2. 言い換えれば、共振特性は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との結合係数の大小に応じて変化する。 In other words, the resonance characteristic is changed according to the magnitude of the coupling coefficient between the primary coil L1 and the secondary coil L2. そして、結合係数がある程度大きい場合、共振特性は、図3に示すように一次側共振部23の出力の極大値が2箇所現れる、いわゆる双峰特性を示す。 When the coupling coefficient is large to some extent, the resonance characteristics are manifested maximum value of the output of the primary side resonance portion 23 in two places as shown in FIG. 3 shows a so-called bimodal characteristic.

この共振特性では、第1周波数fr1で一次側共振部23の出力が極大値となる山と、第2周波数fr2(fr2>fr1)で一次側共振部23の出力が極小値となる谷とが現れている。 This resonance characteristic, output and mountain becomes a maximum value at the first frequency fr1 primary side resonance unit 23, the output of the second frequency fr2 (fr2> fr1) on the primary side resonance portion 23 and the valleys becomes the minimum value It appears to have. また、この共振特性では、第3周波数fr3(fr3>fr2)で一次側共振部23の出力が極大値となる山が現れている。 Further, in this resonance characteristics, mountain output becomes a maximum value of the third frequency fr3 (fr3> fr2) on the primary side resonance portion 23 has appeared. つまり、この共振特性(双峰特性)は、2つの共振周波数(第1周波数fr1、第3周波数fr3)を有している。 That is, the resonance characteristics (bimodal characteristic) has two resonance frequencies (first frequency fr1, the third frequency fr3).

ここで、インバータ回路21の動作周波数f1(例えば、85±5kHz)と各周波数fr1〜fr3との相関に応じて、インバータ回路21は遅相モード又は進相モードの何れかのモードで動作する。 Here, the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 (e.g., 85 ± 5 kHz) in accordance with the correlation between the respective frequency FR1 to FR3, the inverter circuit 21 operates in either mode of phase lag mode or phase advance mode. なお、「動作周波数f1」は、第1駆動信号G1及び第2駆動信号G2の周波数、言い換えれば、インバータ回路21の出力電圧V2の周波数である。 Incidentally, "the operating frequency f1", the first driving signal G1 and a second frequency of the drive signal G2, in other words, the frequency of the output voltage V2 of the inverter circuit 21.

進相モードは、インバータ回路21の出力電流I2の位相が、インバータ回路21の出力電圧V2の位相よりも進んだ状態でインバータ回路21が動作するモードである。 Phase advance mode, the phase of the output current I2 of the inverter circuit 21, the inverter circuit 21 in a state of advanced than the phase of the output voltage V2 of the inverter circuit 21 is a mode in which to operate. 進相モードでは、インバータ回路21のスイッチング動作がいわゆるハードスイッチングになる。 In advanced phase mode, the switching operation of the inverter circuit 21 is a so-called hard switching.

遅相モードは、インバータ回路21の出力電流I2の位相が、インバータ回路21の出力電圧V2の位相よりも遅れた状態でインバータ回路21が動作するモードである。 Slow mode, the phase of the output current I2 of the inverter circuit 21, the inverter circuit 21 in a state of delayed from the phase of the output voltage V2 of the inverter circuit 21 is a mode in which to operate. 遅相モードでは、インバータ回路21のスイッチング動作がいわゆるソフトスイッチングになる。 In the slow mode, the switching operation of the inverter circuit 21 is a so-called soft switching.

遅相モードでは、スイッチング素子Q1〜Q4のスイッチングによる損失を低減することができ、またスイッチング素子Q1〜Q4に過大な電気的ストレスがかかるのを防止することができる。 Late in the phase mode, it is possible to reduce a loss due to the switching of the switching elements Q1 to Q4, also it is possible to prevent the excessive electrical stress on the switching element Q1 to Q4 from being applied. したがって、本実施形態の非接触給電装置2では、インバータ回路21が遅相モードで動作するのが好ましい。 Therefore, the non-contact power feeding device 2 of the present embodiment, preferably the inverter circuit 21 is operated in the slow mode.

インバータ回路21は、図3に示すように、動作周波数f1が第1周波数fr1と第2周波数fr2との間の周波数領域に位置する場合と、動作周波数f1が第3周波数fr3よりも大きい周波数領域に位置する場合との何れかで、遅相モードで動作する。 The inverter circuit 21, as shown in FIG. 3, if the operating frequency f1 is larger frequency range than the third frequency fr3 located to the frequency domain between the operating frequency f1 and the first frequency fr1 and the second frequency fr2 in either the case located, operate in the slow mode.

なお、第1周波数fr1と第2周波数fr2との間の周波数領域、及び第3周波数fr3よりも大きい周波数領域が、遅相モードで動作する領域、すなわち「遅相領域」となる。 The frequency domain, and a large frequency region than the third frequency fr3 between the first frequency fr1 and the second frequency fr2 is, the area to operate in the slow mode, that is, "slow region". また、第1周波数fr1よりも小さい周波数領域、及び第2周波数fr2と第3周波数fr3との間の周波数領域が、進相モードで動作する領域、すなわち「進相領域」となる。 The frequency region between the smaller frequency range than the first frequency fr1, and a second frequency fr2 and the third frequency fr3 is, regions operating in advanced phase mode, that is, "phase advance region".

ところで、本実施形態の非接触給電装置2では、インバータ回路21の動作周波数f1が一定の周波数であると仮定すると、周囲温度の変化に伴ってインバータ回路21の周波数特性が変化することにより、動作周波数f1が進相領域に入る可能性がある。 Incidentally, the non-contact power feeding device 2 of the present embodiment, the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 is assumed to be constant frequency, by changing the frequency characteristic of the inverter circuit 21 with a change in ambient temperature, operation frequency f1 may enter the leading phase region.

そこで、本実施形態の非接触給電装置2では、インバータ回路21の周波数特性が変化した場合でも動作周波数f1が進相領域に入りにくくなるように、インバータ回路21の出力電力に関連する物理量を計測し、計測結果に基づいて所定動作を行う。 Therefore, the non-contact power feeding device 2 of the present embodiment, as the operating frequency f1 even if the frequency characteristics change in the inverter circuit 21 is less likely to enter the advanced phase region, a physical quantity related to the output power of the inverter circuit 21 measures and performs a predetermined operation based on the measurement result. なお以下では、インバータ回路21の動作周波数f1を高くする動作を所定動作として説明する。 In the following, an operation to increase the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 as a predetermined operation.

図4A〜図4Cはインバータ回路21の周波数特性を示す図であり、特に動作周波数f1と入力電力P1との関係を示す図である。 Figure 4A~ Figure 4C is a graph showing the frequency characteristic of the inverter circuit 21 is a view particularly illustrating the relationship between the operating frequency f1 and the input power P1. したがって、本実施形態では、インバータ回路21の出力電力に関連する物理量として、インバータ回路21への入力電力P1を求めている。 Therefore, in the present embodiment, as a physical quantity related to the output power of the inverter circuit 21, seeking input power P1 of the inverter circuit 21. また、図5は制御部22の動作を説明するフローチャートである。 Further, FIG. 5 is a flowchart for explaining the operation of the control unit 22. 以下、図4A〜図4C及び図5を参照しながら具体的に説明する。 It will be specifically described with reference to FIGS 4A~ to 4C and FIG.

なお、上述のように、インバータ回路21は遅相モードで動作させるのが好ましく、したがってインバータ回路21の動作周波数f1は、一次側共振部23の共振周波数よりも高くする必要がある。 As described above, the inverter circuit 21 is preferably operated in the delayed phase mode, therefore the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 needs to be higher than the resonant frequency of the primary side resonance unit 23. また、インバータ回路21の動作周波数f1は、負荷4を動作させるのに必要な最小電力を出力する周波数よりも低くする必要がある。 Also, the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 needs to be lower than the frequency of outputting the minimum power required to operate the load 4.

制御部22は、図4Aに示すように、インバータ回路21の動作周波数f1を周波数f11とし、かつ、この周波数f11を含む規定範囲で動作周波数f1を変動させる(図5中のステップS1)。 Control unit 22, as shown in FIG. 4A, the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 to a frequency f11, and, (step S1 in FIG. 5) for varying the operating frequency f1 at a defined range including the frequency f11. 図4Aに示す例では、制御部22は、周波数f11±Δf1(例えば、Δf1=1kHz)の範囲で動作周波数f1を変動させる。 In the example shown in FIG. 4A, the control unit 22, the frequency f11 ± .DELTA.f1 (e.g., .DELTA.f1 = 1 kHz) to vary the operating frequency f1 in the range of. また、動作周波数f1を変動させる動作は、例えば100Hzのサンプリング周期で行うのが好ましい。 The operation of varying the operating frequency f1 is preferably for example carried out at 100Hz sampling period.

次に、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1及び上限値での入力電力P1をそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP1を求める(図5中のステップS2)。 Next, the control unit 22 obtains the input power P1 of the input power P1 and the upper limit value in the lower limit in the specified range of the respective obtains a difference ΔP1 of these input power P1 (step S2 in FIG. 5) . 図4Aに示す例では、制御部22は、周波数f12(=f11−Δf1)のときの入力電力P11と、周波数f13(=f11+Δf1)のときの入力電力P12との差分ΔP1(=P11−P12)を求める。 In the example shown in FIG. 4A, the control unit 22, an input power P11 when the frequency f12 (= f11-Δf1), frequency f13 (= f11 + Δf1) difference between the input power P12 when the Delta] P1 (= P11-P12) the seek.

そして、制御部22は、差分ΔP1と予め設定した規定値との大小を比較し、図4Aに示す例では、差分ΔP1が上記の規定値より大きいため、ステップS1に移行する(図5中のステップS3のNO)。 Then, the control unit 22 compares the magnitude of a specified value set in advance a difference Delta] P1, in the example shown in Figure 4A, since the difference Delta] P1 is greater than the prescribed value, the process proceeds to step S1 (in FIG. 5 NO of step S3). このとき、インバータ回路21は、最初に設定された動作周波数f1(=f11)で動作を継続する。 At this time, the inverter circuit 21 continues to operate in the first set operating frequency f1 (= f11).

ところで、インバータ回路21の周波数特性は、周囲温度が変化すると、図4Bに示すように破線a1から実線a2に変化する。 Incidentally, the frequency characteristic of the inverter circuit 21, when the ambient temperature changes, changes from the dashed line a1 in solid line a2 as shown in Figure 4B. 動作周波数f1は図4Aと同じ周波数f11であるため、上記の規定範囲における下限値(f1=f12)での入力電力P13と上限値(f1=f13)での入力電力P14との差分ΔP1(=P13−P14)は、周囲温度が変化しない場合に比べて小さくなる。 Since the operating frequency f1 is the same frequency f11 as Figure 4A, the input power P13 and the upper limit value in the lower limit in the specified range of the (f1 = f12) (f1 = f13) the difference between the input power P14 at Delta] P1 (= P13-P14) is small in comparison with the case where the ambient temperature does not change.

そして、制御部22は、この差分ΔP1が上記の規定値以下である場合(図5中のステップS3のYES)、図4Cに示すように動作周波数f1を周波数f11よりもαだけ高くする(図5中のステップS4)。 Then, the control unit 22, if the difference ΔP1 is equal to or less than the above specified value (YES in step S3 in FIG. 5), is higher by α than the frequency f11 of the operating frequency f1 as shown in FIG. 4C (FIG. step S4 of 5). これは、入力電力P1の差分ΔP1が小さくなると、進相領域に近づくことを利用しており、この場合、進相領域から離れるように動作周波数f1を高くする。 This is because when the difference ΔP1 input power P1 becomes smaller, and by utilizing the fact that the closer to the leading phase region, in this case, to increase the operating frequency f1 away from the leading phase region. その結果、インバータ回路21の動作周波数f1を一定とする場合に比べて、動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。 As a result, as compared with the case where the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 constant, it is possible to make it difficult to enter the operating frequency f1 to the leading phase region.

動作周波数f1が周波数f11よりもαだけ高くなると、上記の規定範囲における下限値(f1=f14)での入力電力P15と上限値(f1=f15)での入力電力P16との差分ΔP1(=P15−P16)は、動作周波数f1が一定の場合に比べて大きくなる。 As the operating frequency f1 is higher by α than the frequency f11, the difference between the input power P16 of the input power P15 and the upper limit value in the lower limit in the specified range of the (f1 = f14) (f1 = f15) ΔP1 (= P15 -P16), the operating frequency f1 is larger than that of the constant. そして、制御部22は、差分ΔP1が上記の規定値よりも大きいことから、ステップS3からステップS1に移行する。 Then, the control unit 22, difference ΔP1 from greater than the prescribed value, the process proceeds from step S3 to step S1.

上述の実施形態では、インバータ回路21の動作周波数f1を高くすることで、動作周波数f1を進相領域に入りにくくしたが、動作周波数f1を高くする代わりにインバータ回路21を停止させてもよい。 In the above embodiment, by increasing the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 has been prevented from entering the operating frequency f1 to the leading phase region, the inverter circuit 21, instead of increasing the operating frequency f1 may be stopped. つまり、インバータ回路21を停止させる動作を所定動作としてもよい。 That is, an operation to stop the inverter circuit 21 may be a predetermined operation. 以下、図6を参照しながら変形例1について具体的に説明する。 It will be specifically described modification 1 with reference to FIG.

制御部22は、上記の規定範囲でインバータ回路21の動作周波数f1を変動させる(図6中のステップS11)。 Control unit 22 varies the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 in the prescribed range of the above (step S11 in FIG. 6). 次に、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1とをそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP1を求める(図6中のステップS12)。 Next, the control unit 22 obtains the above specified range in the input power P1 and the upper limit value in the lower limit value and the input power P1, respectively, obtains the difference ΔP1 of these input power P1 (step S12 in FIG. 6 ).

さらに、制御部22は、差分ΔP1と予め設定した規定値との大小を比較し、差分ΔP1が上記の規定値よりも大きい場合(図6中のステップS13のNO)、ステップS11に移行する。 Further, the control unit 22 compares the magnitude of a specified value set in advance as the difference Delta] P1, when the difference Delta] P1 is greater than the specified value (NO in step S13 in FIG. 6), the process proceeds to step S11. また、制御部22は、差分ΔP1が上記の規定値以下である場合(図6中のステップS13のYES)、インバータ回路21を停止する(図6中のステップS14)。 The control unit 22, when the difference ΔP1 is equal to or less than the above specified value (YES in step S13 in FIG. 6), to stop the inverter circuit 21 (step S14 in FIG. 6). この場合も同様に、インバータ回路21の動作を継続する場合に比べて、インバータ回路21の動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。 Again, compared to the case of continuing the operation of the inverter circuit 21, the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 can be prevented from entering the leading phase region.

さらに、一次側共振部23において一次側コンデンサC1のキャパシタンス及び一次側コイルL1のインダクタンスのうち少なくとも何れか一方を増加させる動作を所定動作としてもよい。 Furthermore, it may be predetermined work operation to increase at least one of the inductance of the capacitance and the primary side coil L1 of the primary-side capacitor C1 in the primary-side resonance unit 23. 以下、図7A及び図7Bを参照しながら、変形例2について具体的に説明する。 Hereinafter, with reference to FIGS. 7A and 7B, a modified example 2 will be described in detail.

図7Aは、制御部22によってキャパシタンスを調整可能な一次側コンデンサC1を示す概略回路図である。 Figure 7A is a schematic circuit diagram showing an adjustable primary side capacitor C1 a capacitance by the control unit 22. 一次側コンデンサC1は、2つのコンデンサC11,C12と、2つのスイッチQC1,QC2とを備える。 Primary side capacitor C1 is provided with two capacitors C11, C12, and two switches QC1, QC2. 2つのコンデンサC11,C12は、キャパシタンスが互いに異なっている。 Two capacitors C11, C12, the capacitance are different from each other. スイッチQC1は、コンデンサC11に直列に電気的に接続される。 Switch QC1 is electrically connected in series with the capacitor C11. また、スイッチQC2は、コンデンサC12に直列に電気的に接続される。 The switch QC2 is electrically connected in series with the capacitor C12. そして、コンデンサC11及びスイッチQC1の直列回路と、コンデンサC12及びスイッチQC2の直列回路とが並列に電気的に接続される。 Then, a series circuit of a capacitor C11 and a switch QC1, a series circuit of a capacitor C12 and a switch QC2 are electrically connected in parallel.

また、図7Bは、制御部22によってインダクタンスを調整可能な一次側コイルL1を示す概略回路図である。 Further, FIG. 7B is a schematic circuit diagram showing the primary coil L1 adjustable inductance by the control unit 22. 一次側コイルL1は、2つのコイルL11,L12と、スイッチQL1とを備える。 The primary coil L1 is provided with two coils L11, L12, and a switch QL1. 2つのコイルL11,L12は、互いに直列に電気的に接続されている。 Two coils L11, L12 are electrically connected in series with each other. スイッチQL1は、一方のコイルL12に並列に電気的に接続されている。 Switch QL1 are electrically connected in parallel to one coil L12.

スイッチQC1,QC2,QL1は、例えばMOSFETのような半導体スイッチである。 Switch QC1, QC2, QL1 is a semiconductor switch such as MOSFET. また、スイッチQC1,QC2,QL1は、それぞれ制御部22によってオン/オフを制御される。 The switch QC1, QC2, QL1 are controlled on / off by a respective control unit 22.

したがって、図7Aに示す構成において、制御部22がスイッチQC1,QC2のオン/オフを制御することにより、一次側コンデンサC1のキャパシタンスを調整することができる。 Accordingly, in the configuration shown in FIG. 7A, when the control unit 22 controls the on / off switch QC1, QC2, it is possible to adjust the capacitance of the primary side capacitor C1. 同様に、図7Bに示す構成において、制御部22がスイッチQL1のオン/オフを制御することにより、一次側コイルL1のインダクタンスを調整することができる。 Similarly, in the configuration shown in FIG. 7B, when the control unit 22 controls the on / off switch QL1, it is possible to adjust the inductance of the primary coil L1.

そして、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1との差分ΔP1が上記の規定値以下である場合、一次側コンデンサC1のキャパシタンス及び一次側コイルL1のインダクタンスのうち少なくとも何れか一方を増加させる。 Then, when the difference ΔP1 between the input power P1 of the input power P1 and the upper limit value in the lower limit in the specified range described above is less than the prescribed value, the inductance of the capacitance and the primary side coil L1 of the primary-side capacitor C1 of increasing at least either one. これにより、インバータ回路21の周波数特性が、周波数が低くなる方向にシフトするため、インバータ回路21の動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。 Accordingly, the frequency characteristic of the inverter circuit 21, to shift down in frequency, the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 can be prevented from entering the leading phase region.

上述の図5及び図6に示す例では、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1との差分ΔPと、上記の規定値との大小を比較したが、前回取得した差分ΔP1と今回取得した差分ΔP2との大小を比較するようにしてもよい。 In the example shown in FIGS. 5 and 6 above, the difference ΔP between the input power P1 of the input power P1 and the upper limit value in the lower limit in the specified range described above, was compared the magnitude of the above specified value, it is also possible to compare the magnitude of the difference ΔP2, which acquired this time the difference ΔP1 acquired previously. この場合、差分ΔP2が差分ΔP1よりも小さくなるときの周波数が遅相領域における変曲点となることから、この点を検出した時点で上記何れかの所定動作を行なえばよい。 In this case, since the difference ΔP2 is an inflection point frequency in the slow area when smaller than the difference Delta] P1, upon detecting this point may be performed either in a predetermined operation above. 以下、図8及び図9を参照しながら変形例3,4について説明する。 Hereinafter, a modified example 3 and 4 will be described with reference to FIGS.

まず、所定動作として、インバータ回路21の動作周波数f1を高くする場合(変形例3)について、図8を参照しながら説明する。 First, as the predetermined operation, for the case of increasing the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 (Modification 3) will be described with reference to FIG. なお、図8中のΔP1は前回求めた差分である。 It should be noted, ΔP1 in FIG. 8 is a difference between the previously determined.

制御部22は、上記の規定範囲でインバータ回路21の動作周波数f1を変動させる(図8中のステップS21)。 Control unit 22 varies the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 in the prescribed range of the above (step S21 in FIG. 8). その後、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1とをそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP2を求める(図8中のステップS22)。 Thereafter, the control unit 22 obtains the above defined by the input power P1 and the upper limit value in the lower limit in the range of the input power P1, respectively, obtains the difference ΔP2 of the input power P1 (step S22 in FIG. 8) .

そして、制御部22は、今回求めた差分ΔP2と前回求めた差分ΔP1との大小を比較し、差分ΔP2が差分ΔP1以上である場合にはステップS21に戻る(図8中のステップS23のNO)。 Then, the control unit 22 compares the magnitude of the difference ΔP1 previously obtained and difference ΔP2 obtained this time, when the difference ΔP2 is the difference ΔP1 than returns to step S21 (NO in step S23 in FIG. 8) . このとき、制御部22は、差分ΔP1を破棄し、差分ΔP2を次回の差分ΔP1として保持する(図8中のステップS25)。 At this time, the control unit 22 discards the difference Delta] P1, holds the difference ΔP2 as the next difference Delta] P1 (step S25 in FIG. 8).

また、制御部22は、差分ΔP2が差分ΔP1よりも小さい場合(図8中のステップS23のYES)には、動作周波数f1をαだけ高くする(図8中のステップS24)。 The control unit 22, when the difference ΔP2 is smaller than the difference Delta] P1 (YES in step S23 in FIG. 8), to increase the operating frequency f1 by alpha (step S24 in FIG. 8). これにより、インバータ回路21の動作周波数f1を変化させない場合に比べて、動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。 Thus, as compared with the case that does not change the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 can be prevented from entering the operating frequency f1 to the leading phase region.

続けて、所定動作として、インバータ回路21を停止させる場合(変形例4)について、図9を参照しながら説明する。 Subsequently, as the predetermined operation, for the case of stopping the inverter circuit 21 (Modification 4) will be described with reference to FIG. なお、図9中のΔP1は前回求めた差分である。 It should be noted, ΔP1 in FIG. 9 is a difference between the previously determined.

制御部22は、上記の規定範囲でインバータ回路21の動作周波数f1を変動させる(図9中のステップS31)。 Control unit 22 varies the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 in the prescribed range of the above (step S31 in FIG. 9). その後、制御部22は、上記の規定範囲における下限値での入力電力P1と上限値での入力電力P1とをそれぞれ求め、これらの入力電力P1の差分ΔP2を求める(図9中のステップS32)。 Thereafter, the control unit 22 obtains the above defined by the input power P1 and the upper limit value in the lower limit in the range of the input power P1, respectively, obtains the difference ΔP2 of the input power P1 (step S32 in FIG. 9) .

そして、制御部22は、今回求めた差分ΔP2と前回求めた差分ΔP1との大小を比較し、差分ΔP2が差分ΔP1以上である場合にはステップS31に戻る(図9中のステップS33のNO)。 Then, the control unit 22 compares the magnitude of the difference ΔP1 previously obtained and difference ΔP2 obtained this time, when the difference ΔP2 is the difference ΔP1 than returns to the step S31 (NO in step S33 in FIG. 9) . このとき、制御部22は、差分ΔP1を破棄し、差分ΔP2を次回の差分ΔP1として保持する(図9中のステップS35)。 At this time, the control unit 22 discards the difference Delta] P1, holds the difference ΔP2 as the next difference Delta] P1 (step S35 in FIG. 9).

また、制御部22は、差分ΔP2が差分ΔP1よりも小さい場合(図9中のステップS33のYES)には、インバータ回路21を停止する(図9中のステップS34)。 The control unit 22, when the difference ΔP2 is smaller than the difference Delta] P1 (YES in step S33 in FIG. 9) stops the inverter circuit 21 (step S34 in FIG. 9). これにより、インバータ回路21の動作を継続する場合に比べて、動作周波数f1を進相領域に入りにくくすることができる。 Thus, as compared with the case of continuing the operation of the inverter circuit 21 can be prevented from entering the operating frequency f1 to the leading phase region.

なお、本実施形態では、インバータ回路21への入力電力P1をインバータ回路21の出力電力に関連する物理量としたが、上記の物理量は入力電力P1に限定されない。 In the present embodiment, a physical quantity relating the input power P1 of the inverter circuit 21 to the output power of the inverter circuit 21, the physical quantity of the is not limited to the input power P1. 例えば、インバータ回路21への入力電流を上記の物理量としてもよいし、インバータ回路21の出力電力そのものを上記の物理量としてもよい。 For example, the input current to the inverter circuit 21 may be a physical quantity described above, the output power itself of the inverter circuit 21 may be a physical quantity of the.

また、本実施形態では、電気自動車100の充電回路102を負荷4としたが、負荷4は充電回路102に限らず、電力の供給を必要とする機器であればよい。 Further, in the present embodiment, the charging circuit 102 of the electric vehicle 100 and the load 4, the load 4 is not limited to the charging circuit 102 may be any device that requires the supply of electric power. さらに、本実施形態では、非接触給電装置2が直流電源20を備えている場合を例に説明したが、非接触給電装置2の外部に直流電源が設けられていてもよい。 Furthermore, in the present embodiment, the case where the non-contact power feeding device 2 is provided with a DC power source 20 has been described as an example, it may be a DC power source is provided in the non-contact power feeding device 2 externally. また、外部から供給される交流電力を直流電力に変換する変換回路を非接触給電装置2が備えていてもよい。 Also, it may be provided with a converting circuit for converting AC power supplied from the outside into DC power non-contact power feeding device 2.

さらに、本実施形態では、周囲温度の変化に伴ってインバータ回路21の動作周波数f1の周波数特性が変化する場合を例に説明したが、例えば電気自動車100の車高変化に伴って動作周波数f1の周波数特性が変化する場合に本発明の技術思想を適用してもよい。 Furthermore, in the present embodiment has described the case where a change in the frequency characteristic of the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 with a change in ambient temperature, for example of the vehicle height changes with and operating frequency f1 of the electric vehicle 100 the technical idea of ​​the present invention may be applied to a case where the frequency characteristics are changed.

また、本実施形態では、一次側コイルL1及び二次側コイルL2としてスパイラル型のコイルを用いたが、コアに対して導線が螺旋状に巻き付けられたソレノイド型のコイルであってもよい。 Further, in this embodiment uses a spiral coil as the primary coil L1 and the secondary coil L2, lead to the core may be a solenoidal coil wound around the spiral.

ただし、スパイラル型のコイルの場合、ソレノイド型のコイルに比べて不要輻射ノイズが生じにくいという利点がある。 However, if the spiral coil, there is an advantage that unnecessary radiation noise is less likely to occur as compared with the solenoid-type coil. また、スパイラル型のコイルを用いることで不要輻射ノイズが低減される結果、インバータ回路21において使用可能な動作周波数の範囲が拡大されるという利点もある。 Moreover, there results unnecessary radiation noise by using the spiral coil is reduced, an advantage that the range of usable operating frequency is expanded in the inverter circuit 21. 以下、この点について詳述する。 It will be described in detail below this point.

本実施形態の非接触給電システム1における共振特性は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との結合係数に応じて変化し、ある条件下では、図3に示すような双峰特性を示す。 Resonance characteristics in the non-contact power supply system 1 of this embodiment will vary depending on the coupling coefficient between the primary coil L1 and the secondary coil L2, under certain conditions, it shows a bimodal characteristic as shown in FIG. 3 . なお、図3に示す例では、第2周波数fr2よりも低い周波数領域が「低周波領域」であり、第2周波数fr2よりも高い周波数領域が「高周波領域」である。 In the example shown in FIG. 3, a frequency range lower than the second frequency fr2 is "low frequency range", a frequency region higher than the second frequency fr2 is "high-frequency region."

ここで、ソレノイド型のコイルを採用した場合、インバータ回路21の動作周波数f1が低周波領域の“山”にあるときと、高周波領域の“山”にあるときとを比較すると、低周波領域の“山”にあるときの方が、不要輻射ノイズは小さくなる。 Here, when adopting the solenoid coil, and when the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 is in the "mountain" of the low-frequency region is compared with the time for "mountain" of the high-frequency region, the low frequency region who when in the "mountain" is, unnecessary radiation noise is reduced. つまり、高周波領域の“山”においては、一次側コイルL1を流れる電流と、二次側コイルL2を流れる電流とは同位相になる。 That is, in the "mountain" of the high-frequency region, the current flowing in the primary coil L1, at the same phase as the current flowing through the secondary coil L2. これに対して、低周波領域の“山”においては、一次側コイルL1を流れる電流と、二次側コイルL2を流れる電流とは逆位相になる。 In contrast, in the "mountain" of the low-frequency region, the current flowing in the primary coil L1, in opposite phase to the current flowing through the secondary coil L2.

そのため、低周波領域の“山”においては、一次側コイルL1で生じる不要輻射ノイズと、二次側コイルL2で生じる不要輻射ノイズとが、互いに相殺されることになり、非接触給電システム1全体でみれば不要輻射ノイズは低減される。 Therefore, in the "mountain" of the low-frequency region, and the unnecessary radiation noise generated by the primary coil L1, and the unnecessary radiation noise generated by the secondary coil L2, it will be offset from one another, the entire non-contact power supply system 1 unnecessary radiation noise when viewed in is reduced.

したがって、ソレノイド型のコイルを採用する場合でも、インバータ回路21の動作周波数f1が低周波領域の“山”の遅相領域(fr1<f1<fr2)にあれば、インバータ回路21が遅相モードで動作し、かつ不要輻射ノイズも低減されることになる。 Therefore, even when adopting the solenoid coil, if the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 to the slow region of "mountain" of the low frequency region (fr1 <f1 <fr2), the inverter circuit 21 is in slow mode It works, and also will be reduced unnecessary radiation noise. しかし、低周波領域の“山”の遅相領域は、一次側コイルL1と二次側コイルL2との結合係数に応じて変化するため、このような不確定な遅相領域にインバータ回路21の動作周波数f1を収める制御が必要になる。 However, the slow area of ​​"mountain" of the low-frequency region, changes according to the coupling coefficient between the primary side coil L1 and the secondary coil L2, the inverter circuit 21 in such uncertain slow area it is necessary to control to keep the operating frequency f1.

これに対して、スパイラル型のコイルであれば、たとえインバータ回路21の動作周波数f1が高周波領域の“山”の遅相領域(fr3より高周波側)にあっても、ソレノイド型のコイルに比べれば不要輻射ノイズは大幅に低減される。 In contrast, if the spiral coil, even if the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 is in the slow region (fr3 higher frequency side) of the "mountain" of the high frequency region, as compared to solenoidal coil unnecessary radiation noise is greatly reduced. つまり、スパイラル型のコイルが用いられることで、インバータ回路21の動作周波数f1は低周波領域の“山”の遅相領域に制限されず、インバータ回路21において使用可能な動作周波数f1の範囲が拡大されることになる。 That is, by spiral coil is used, the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 is not limited to the slow region of "mountain" of the low-frequency region, the range of available operating frequencies f1 to expand in the inverter circuit 21 It is is will be.

なお、高周波領域の“山”の遅相領域も不確定な領域ではあるが、インバータ回路21の動作周波数f1を十分に高い周波数から低周波側にスイープさせれば動作周波数f1は高周波領域の“山”の遅相領域を通るので、複雑な制御は不要である。 Incidentally, in the high frequency region slow region of "mountain" also is uncertain area, but the operating frequency f1 when caused to sweep from a frequency sufficiently higher to a lower frequency to the operating frequency f1 of the inverter circuit 21 of the high frequency region " because through the slow area of ​​the mountain ", a complicated control is not required.

以上説明したように、本発明に係る第1の態様の非接触給電装置(2)は、一次側共振部(23)と、インバータ回路(21)と、制御部(22)とを備える。 As described above, the non-contact power feeding device of the first aspect of the present invention (2) is provided with a primary side resonance unit (23), an inverter circuit (21), the control unit (22). 一次側共振部(23)は、一次側コイル(L1)及び一次側コンデンサ(C1)を含む。 The primary side resonance unit (23) includes a primary coil (L1) and the primary capacitor (C1). インバータ回路(21)は、直流電力を交流電力に変換して交流電力を一次側共振部(23)に出力する。 The inverter circuit (21) outputs to the primary side resonance unit AC power converting DC power to AC power (23). 制御部(22)は、インバータ回路(21)を所定の動作周波数で動作させる。 Control unit (22) operates the inverter circuit (21) at a predetermined operating frequency. 制御部(22)は、動作周波数を規定範囲内で変動させてインバータ回路(21)の出力電力に関連する物理量を計測する。 Control unit (22), at varying operating frequency within the specified range for measuring a physical quantity relating to the output power of the inverter circuit (21). 制御部(22)は、動作周波数(f1)が規定範囲における下限値であるときの物理量と、動作周波数(f1)が規定範囲における上限値であるときの物理量との差分が規定値以下になると、動作周波数(f1)が進相領域に入らないように所定動作を行う。 Control unit (22) includes a physical amount when the lower limit value the operating frequency (f1) is in the specified range, the difference between the physical amount when the operating frequency (f1) is the upper limit value in the specified range is below a specified value , the operating frequency (f1) performs a predetermined operation that turning a leading phase region.

第1の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数(f1)を進相領域に入りにくくすることができる。 According to a first aspect, the operating frequency (f1) of the inverter circuit (21) can be prevented from entering the leading phase region.

本発明に係る第2の態様の非接触給電装置(2)では、第1の態様において、所定動作は、インバータ回路(21)を停止させる動作である。 In the non-contact power feeding device of the second embodiment according to the present invention (2), in a first aspect, the predetermined operation is an operation to stop the inverter circuit (21).

第2の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to a second aspect, the operating frequency of the inverter circuit (21) can be prevented from entering the leading phase region.

本発明に係る第3の態様の非接触給電装置(2)では、第1の態様において、所定動作は、インバータ回路(21)の動作周波数(f1)を高くする動作である。 In the non-contact power feeding device of the third aspect of the present invention (2), in a first aspect, the predetermined operation is an operation to increase the operating frequency (f1) of the inverter circuit (21).

第3の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to a third aspect, the operating frequency of the inverter circuit (21) can be prevented from entering the leading phase region.

本発明に係る第4の態様の非接触給電装置(2)では、第1の態様において、所定動作は、一次側コイル(L1)のインダクタンスを増加させる動作及び一次側コンデンサ(C1)のキャパシタンスを増加させる動作のうち少なくとも何れか一方である。 In the non-contact power feeding device of the fourth aspect of the present invention (2), in a first aspect, the predetermined operation, the capacitance of the operation and the primary-side capacitor increases the inductance of the primary coil (L1) (C1) at least either of the operation to increase.

第4の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to a fourth aspect, the operating frequency of the inverter circuit (21) can be prevented from entering the leading phase region.

本発明に係る第5の態様の非接触給電装置(2)では、第1〜第4の態様のうちいずれかの態様において、一次側共振部(23)は、二次側共振部(31)との電磁結合を利用して負荷(4)に非接触で給電するように構成される。 In the non-contact power feeding device of the fifth aspect of the present invention (2), in any of the embodiments of the first to fourth embodiments, the primary side resonance unit (23), the secondary side resonance unit (31) configured to power in a non-contact load by using electromagnetic coupling (4) with. 二次側共振部(31)は、二次側コイル(L2)及び二次側コンデンサ(C2)を含む。 Secondary side resonance unit (31) includes a secondary coil (L2) and secondary-side capacitor (C2). この場合、インバータ回路(21)の動作周波数(f1)は、一次側共振部(23)の共振周波数よりも高く、かつ、インバータ回路(21)が負荷(4)を動作させるのに必要な最小電力を出力するときの周波数以下である。 In this case, the operating frequency of the inverter circuit (21) (f1) is higher than the resonant frequency of the primary side resonance unit (23), and the minimum required to inverter circuit (21) is operated load (4) is the frequency below when outputting power.

第5の態様によれば、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくしつつ、負荷(4)を動作させるのに必要な電力を供給することができる。 According to a fifth aspect, while the operating frequency of the inverter circuit (21) hardly enters the phase advance region, it is possible to supply the power required to operate the load (4).

本発明に係る第6の態様の非接触給電システム(1)は、非接触給電装置(2)と、非接触受電装置(3)とを備える。 Contactless power supply system of the sixth aspect of the present invention (1) is provided with a non-contact power feeding device (2), and a non-contact power receiving apparatus (3). 非接触受電装置(3)は、非接触給電装置(2)から供給される電力を受ける。 Non-contact power receiving apparatus (3) receives the power supplied from the non-contact power feeding device (2). 非接触受電装置(3)は、二次側共振部(31)を備える。 Non-contact power receiving apparatus (3) comprises a secondary side resonance unit (31). 二次側共振部(31)は、二次側コイル(L2)及び二次側コンデンサ(C2)を含み、一次側共振部(23)との電磁結合を利用して供給される電力を負荷(4)に出力する。 Secondary side resonance unit (31) includes a secondary coil (L2) and secondary-side capacitor (C2), the load power supplied by utilizing the electromagnetic coupling between the primary side resonance unit (23) ( to output to 4).

第6の態様によれば、上述の非接触給電装置(2)を用いることによって、インバータ回路(21)の動作周波数を進相領域に入りにくくすることができる。 According to a sixth aspect, by using a non-contact power feeding device of the above (2), the operating frequency of the inverter circuit (21) can be prevented from entering the leading phase region.

1 非接触給電システム2 非接触給電装置3 非接触受電装置4 負荷21 インバータ回路22 制御部23 一次側共振部31 二次側共振部f1 動作周波数C1 一次側コンデンサC2 二次側コンデンサL1 一次側コイルL2 二次側コイル 1 non-contact power supply system 2 the non-contact power supply device 3 non-contact power receiving apparatus 4 load 21 inverter circuit 22 control unit 23 primary-side resonance unit 31 the secondary side resonance unit f1 operating frequency C1 primary side capacitor C2 secondary side capacitor L1 primary coil L2 secondary coil

Claims (6)

  1. 一次側コイル及び一次側コンデンサを含む一次側共振部と、 A primary side resonance part comprising a primary coil and a primary side capacitor,
    直流電力を交流電力に変換して前記交流電力を前記一次側共振部に出力するインバータ回路と、 An inverter circuit for outputting the AC power to the primary side resonance unit converts the DC power to AC power,
    前記インバータ回路を所定の動作周波数で動作させる制御部とを備え、 And a control unit for operating the inverter circuit at a predetermined operating frequency,
    前記制御部は、前記動作周波数を規定範囲内で変動させて前記インバータ回路の出力電力に関連する物理量を計測し、 Wherein the control unit measures a physical quantity associated with the output power of the inverter circuit by varying the operating frequency within the specified range,
    前記制御部は、前記動作周波数が前記規定範囲における下限値であるときの前記物理量と、前記動作周波数が前記規定範囲における上限値であるときの前記物理量との差分が規定値以下になると、前記動作周波数が進相領域に入らないように所定動作を行うことを特徴とする非接触給電装置。 Wherein the control unit, said physical quantity when said operating frequency is a lower limit in the specified range, the difference between the physical quantity when the operating frequency is the upper limit value in the specified range is below a specified value, the non-contact power feeding apparatus characterized by performing a predetermined operation so that the operation frequency does not fall within the phase advancing area.
  2. 前記所定動作は、前記インバータ回路を停止させる動作であることを特徴とする請求項1記載の非接触給電装置。 Wherein the predetermined operation, the non-contact power feeding device according to claim 1, characterized in that the operation of stopping the inverter circuit.
  3. 前記所定動作は、前記動作周波数を高くする動作であることを特徴とする請求項1記載の非接触給電装置。 Wherein the predetermined operation, the non-contact power feeding device according to claim 1, characterized in that the operation to increase the operating frequency.
  4. 前記所定動作は、前記一次側コイルのインダクタンスを増加させる動作及び前記一次側コンデンサのキャパシタンスを増加させる動作のうち少なくとも何れか一方であることを特徴とする請求項1記載の非接触給電装置。 Wherein the predetermined operation, the non-contact power feeding device according to claim 1, wherein the out of operation for increasing the capacitance of operation and the primary-side capacitor increases the inductance of the primary coil at least either one.
  5. 前記一次側共振部は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含む二次側共振部との電磁結合を利用して負荷に非接触で給電するように構成され、 It said primary side resonance unit is configured to power in a non-contact load by utilizing the electromagnetic coupling between the secondary side resonance part comprising a secondary coil and a secondary-side capacitor,
    前記動作周波数は、前記一次側共振部の共振周波数よりも高く、かつ、前記インバータ回路が前記負荷を動作させるのに必要な最小電力を出力するときの周波数以下であることを特徴とする請求項1〜4の何れか1項に記載の非接触給電装置。 Claim wherein the operating frequency is, the higher than the resonant frequency of the primary side resonance unit, and which is characterized in that the frequency or less when said inverter circuit outputs a minimum power required to operate the load non-contact power feeding device according to any one of 1 to 4.
  6. 請求項1〜5の何れか1項に記載の非接触給電装置と、前記非接触給電装置から供給される電力を受ける非接触受電装置とを備え、 Includes a non-contact power feeding device according to any one of claims 1 to 5, and a non-contact power receiving apparatus receiving the power supplied from the non-contact power feeding device,
    前記非接触受電装置は、二次側コイル及び二次側コンデンサを含み前記一次側共振部との電磁結合を利用して供給される電力を負荷に出力する二次側共振部を備えたことを特徴とする非接触給電システム。 Said non-contact power receiving apparatus, which includes a secondary-side resonance unit that outputs the electric power supplied by utilizing the electromagnetic coupling between the primary side resonance unit includes a secondary-side coil and the secondary-side capacitor to the load contactless power supply system according to claim.
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