JP6357033B2 - プリント回路板 - Google Patents

Description

本発明は、差動伝送路における符号間干渉によるタイミングジッタを低減する技術に関する。

プリント回路板上では実装された複数の半導体集積回路の端子間を信号配線で接続し、信号伝送を行っている。信号伝送においては、送信する半導体集積回路での波形が、信号配線を通る間に歪むことなく受信する側の半導体集積回路へ送られることが望ましい。そのため、波形歪みの原因となる反射が起こらないように、信号配線の特性インピーダンスが極力均一化していることと、半導体回路の入出力インピーダンスに整合していることが望ましい。

また、近年の電子機器の小型・薄型化の要求により、信号配線層を複数持つ多層プリント配線板が使われるようになり、多層プリント配線板の厚みは大きくしないことが望ましい。従って、各層間の距離は小さくなる一方である。

ここで、一般的に信号配線の特性インピーダンスは、信号配線の幅と、信号配線層及びそれに対向するグラウンドプレーン層間の層間距離とに相関がある。まず、信号配線の幅が小さくなると特性インピーダンスは高くなり、信号配線の幅が大きくなると特性インピーダンスは低くなる。また、層間距離が大きくなると特性インピーダンスは高くなり、層間距離が小さくなると特性インピーダンスは低くなる。すなわち、信号配線の特性インピーダンスを高くするためには、信号配線の幅を小さくし、層間距離を大きくする。

しかし、電子機器の小型・薄型化要求によりプリント回路板の層間距離が小さくなることで、信号配線の特性インピーダンスは低下する傾向にある。これにより、信号配線を製造可能な幅まで小さくしても、回路の入出力インピーダンスに整合できるまで特性インピーダンスを高くすることが困難になってきている。

これを解決する方法として、信号配線層と最隣接するグラウンドプレーン層に置いて、信号配線層と対向する位置の導体を除去し、２層以上離れた層においてグラウンドプレーンを形成する構造が提案されている（特許文献１）。

特開２００７−１７４０７５号公報

しかしながら、近年の回路動作の高速化によって、特性インピーダンスの整合だけでは信号配線を通過する際の波形歪みを抑えることが困難になり、タイミングジッタが増加する傾向にある。その理由は、表皮効果や誘電損失により信号配線において信号の高周波成分の減衰が生じ、これにより、信号の立ち上がり／立下り時における波形の鈍り、符号間干渉の増大、及び波形歪みの増大が生じるからである。

ここで、タイミングジッタとは、回路の動作周期ごとにおける論理符号１（Ｈｉｇｈ）と論理符号０（Ｌｏｗ）とを判別するために設けられた閾値電圧を、信号波形が通過する時間ゆらぎのことである。この時間揺らぎについて、受信側の回路で観測される時間揺らぎが、０［秒］であることが望ましい。また、符号間干渉は、過去に送信した信号により発生した反射や鈍りが、現在あるいは未来の信号波形に重畳し、波形に影響を与える現象である。

そこで、本発明の目的は、符号間干渉によるタイミングジッタを低減するプリント回路板を提供することである。

本発明の一実施形態は、内部抵抗値Ｒ０及び信号の立ち上がり時間Ｔｒを有する送信回路と、内部抵抗値Ｒ０を有する受信回路と、送信回路と受信回路とを接続し、差動信号を伝送する差動配線とを具備し、差動配線は、信号の伝搬遅延時間Ｔｄ２及び差動インピーダンスＺ_diff２を有するｎ個の第１の差動配線部と、信号の伝搬遅延時間Ｔｄ１及び差動インピーダンスＺ_diff１を有するｎ個又はｎ−１個の第２の差動配線部とからなり、第１及び第２の差動配線部は交互に設けられており、伝搬遅延時間Ｔｄ２は、０．２５Ｔｒ≦Ｔｄ２≦０．７５Ｔｒの範囲にあり、伝搬遅延時間Ｔｄ１は、０．２５Ｔｒ≦Ｔｄ１≦０．７５Ｔｒの範囲にあり、伝搬遅延時間Ｔｄ２は、０．８Ｔｄ１≦Ｔｄ２≦１．２Ｔｄ１の範囲にあり、差動インピーダンスＺ_diff１、Ｚ_diff２及び内部抵抗値Ｒ０は、０．９×Ｒ０×Ｒ０≦Ｚ_diff１×Ｚ_diff２≦１．１×Ｒ０×Ｒ０、及び、０．７Ｒ０≦Ｚ_diff１≦０．８Ｒ０の範囲にあることを特徴とする、プリント回路板を提供する。ここで、ｎは２以上の自然数である。

本発明により、送信側の回路で信号波形の立ち上がり／立下り時の振幅が増加されるため、信号配線における信号の減衰が補正される。これにより、波形歪みを軽減することで、符号間干渉を抑制し、タイミングジッタを低減する。

第１実施形態のプリント回路板の接続図である。 第１実施形態のプリント回路板の斜視図及び上面図である。 第１実施形態のプリント回路板の断面図である。 第１実施形態のメカニズムの説明図である。 第１実施形態のメカニズムの説明図である。 第１実施形態のシミュレーション結果を示す図である。 第１実施形態のシミュレーション結果を示す図である。 第２実施形態のプリント回路板の上面図及び断面図である。 第３実施形態のプリント回路板の上面図及び断面図である。 第４実施形態のプリント回路板の上面図及び断面図である。 第５実施形態のプリント回路板の上面図及び断面図である。 比較例のアイパターンである。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る差動伝送路を備えたプリント回路板１００の接続図である。

本実施形態に係るプリント回路板１００は、差動信号を出力する送信回路１０１、差動信号を受信する受信回路１０２、差動信号の正信号を伝送する配線１０３及び差動信号の負信号を伝送する配線１０４を備えている。送信回路１０１及び受信回路１０２の内部抵抗（インピーダンス）値はＲ０であり、送信回路１０１から出力される信号の立ち上がり時間はＴｒである。送信回路１０１から受信回路１０２に向けて出力される差動信号の差動伝送路としての一対の配線１０３、１０４を合わせて差動配線５０１と称し、言い換えると一対の配線１０３、１０４は差動配線５０１を構成している。

送信回路１０１及び受信回路１０２は、差動信号を伝送する差動配線５０１（即ち、配線１０３、１０４）により互いに接続されている。差動配線５０１は、比較的高い差動インピーダンスＺ_diff２を有する複数の第１の差動配線部５０１ａと、比較的低い差動インピーダンスＺ_diff１を有する複数の第２の差動配線部５０１ｂとで構成されている。ここで、第２の差動配線部５０１ｂの差動インピーダンスＺ_diff１は、第１の差動配線部５０１ａの差動インピーダンスＺ_diff２よりも低く、さらに、後述するように送信回路１０１及び受信回路１０２の内部抵抗値Ｒ０よりも低い。

第１の差動配線部５０１ａは、配線１０３ａ及び配線１０４ａで構成され、第２の差動配線部５０１ｂは、配線１０３ｂ及び配線１０４ｂで構成されている。また、送信回路１０１から受信回路１０２まで、第１の差動配線部５０１ａ及び第２の差動配線部５０１ｂは、交互に設けられている。なお、以下では差動配線５０１は連続する配線１０３、１０４からなるが、第１の差動配線部５０１ａ（配線１０３ａ、１０４ａ）及び第２の差動配線部５０１ｂ（１０３ｂ、１０４ｂ）が互いに「接続」されているという表現を用いて説明することがある。

差動配線５０１は、等分されたｎ個の第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａｎと、等分されたｎ個の第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂｎとからなり、言い換えると、等分されたｎ個の配線１０３ａ、１０４ａ及び配線１０３ｂ、１０４ｂからなる。ここでｎは２以上の自然数であり、等分とは互いに概ね等しい（詳細には後述するが±２０％範囲内で等しい）信号の伝搬遅延時間を有するということである。

図１では、ｎ個の第１の差動配線部５０１ａには、送信回路１０１から受信回路１０２に向かって、順に符号５０１ａ１、５０１ａ２、・・・５０１ａｎが付されている。また、ｎ個の第２の差動配線部５０１ｂには、送信回路１０１から受信回路１０２に向かって、順に符号５０１ｂ１、５０１ｂ２、・・・５０１ｂｎが付されている。例えば、第１の差動配線部５０１ａ１は、配線１０３ａ１、１０４ａ１から構成され、第２の差動配線部５０１ｂ１は、配線１０３ｂ１、１０４ｂ１から構成されている。他の差動配線部５０１ａ２〜５０１ａｎ、５０１ｂ２〜５０１ｂｎについても同様である。

まず、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａｎ及び第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂｎの信号伝搬遅延時間は、それぞれ同一の値Ｔｄであるとする。また、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａｎそれぞれの差動インピーダンスをＺ_diff２とし、第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂｎそれぞれの差動インピーダンスをＺ_diff１とすると、Ｚ_diff１＜Ｒ０＜Ｚ_diff２の関係となるように値が調整されている。

図２Ａ（ａ）は本実施形態に係るプリント回路板１００の斜視図であり、図２Ａ（ｂ）はプリント回路板１００の上面図である。また、図２Ｂ（ａ）はプリント回路板１００のＡ−Ａ線断面図であり、図２Ｂ（ｂ）はプリント回路板１００のＢ−Ｂ線断面図であり、図２Ｂ（ｃ）はプリント回路板１００のＣ−Ｃ線断面図である。

図２Ａ及び図２Ｂに示すように、プリント回路板１００は、配線１０３、１０４の隣接層としての第１グラウンド導体１０５と、第１グラウンド導体１０５の更に下層にある隣接層としての第２グラウンド導体１０６とを備えている。また、プリント回路板１００は、第１絶縁層１０７と、第２絶縁層１０８と、第１グラウンド導体１０５に設けられたスリット１０９と、プリント回路板の表面を覆うレジスト１１１とを備えている。なお、図２Ａ（ａ）では、見易くするためにレジスト１１１は図示されていない。

図２Ａ及び図２Ｂでは、説明を簡単にするためにｎ＝３の場合を示している。つまり、高い差動インピーダンスＺ_diff２を有する第１の差動配線部５０１ａ（配線１０３ａ、１０４ａ）と、低い差動インピーダンスＺ_diff１を有する第２の差動配線部５０１ｂ（配線１０３ｂ、１０４ｂ）とが、３つ交互に設けられている。なお、本発明は、ｎ＝３の場合に限定されるものではない。

図２Ａ（ｂ）及び図２Ｂ（ａ）に示すように、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ３の位置に対応する第１グラウンド導体１０５には、スリット１０９が設けられている。そのため、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ３の基準となるグラウンドは、第１グラウンド導体１０５ではなく第２グラウンド導体１０６となる。一方、第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂ３の基準となるグラウンドは第１グラウンド導体１０５である。

図２Ｂ（ａ）に示すように、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ３と第２グラウンド導体１０６との間の距離は、第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂ３と第１グラウンド導体１０５との間の距離よりも長い。そのため、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ３の差動インピーダンスＺ_diff２は、第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂ３の差動インピーダンスＺ_diff１よりも高くなる。

ここで、プリント回路板１００の第１及び第２の差動配線部５０１ａ、５０１ｂの差動インピーダンスの値が異なることを、一例を用いて示す。第１及び第２の差動配線部５０１ａ、５０１ｂにおける差動インピーダンスの計算は、Cadence社のAllegro製品を用いてプリント回路板１００の下記寸法を有する断面形状から計算した。

パラメータとして図２Ｂ（ｂ）に示すように、差動信号の正信号を伝送する配線１０３の幅Ｗ_１０３を９０［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、差動信号の負信号を伝送する配線１０４の幅Ｗ_１０４を９０［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とした。配線１０３と配線１０４との間の間隔Ｗ_１を２５０［μｍ］とし、レジスト１１１の厚さｔ_１１１を６０［μｍ］、比誘電率を３．０とした。第１グラウンド導体１０５の厚さｔ_１０５を３５［μｍ］とし、第２グラウンド導体１０６の厚さｔ_１０６を３５［μｍ］とした。また、第１絶縁層１０７の厚さｔ_１０７を４０［μｍ］、比誘電率を４．３とし、第２絶縁層１０８の厚さｔ_１０８を１７５［μｍ］、比誘電率を４．３とした。

まず、図２Ｂ（ｂ）のＢ−Ｂ線断面図に示す、配線１０３ａ２、１０４ａ２で構成された第１の差動配線部５０１ａ２の差動インピーダンスＺ_diff２は約１４３［Ω］であった。また、図２Ｂ（ｃ）のＣ−Ｃ線断面図に示す、配線１０３ｂ２、１０４ｂ２で構成された第２の差動配線部５０１ｂ２の差動インピーダンスＺ_diff１は約７０［Ω］であった。なお、この例における信号の伝搬遅延時間Ｔｄは、約６［ｐｓ／ｍｍ］であった。

この様に、第１グラウンド導体１０５に等間隔にスリット１０９を形成することにより、差動インピーダンスの高い部分と低い部分（即ち、第１の差動配線部５０１ａと第２の差動配線部５０１ｂ）を、同じ断面形状から作成することが出来る。

＜符号間干渉のメカニズム＞
次に、符号間干渉のメカニズムについて説明する。伝送速度が１Ｇｂｐｓを超えると、伝送路での表皮効果や誘電損失によって信号の高周波成分が減衰し、波形が鈍る。そのため、信号周期に対する波形の立ち上がり時間の占める割合が大きくなる。

まず、論理符号の「１」と「０」が周期的に切り替わる場合の伝送波形の振る舞いについて説明する。送信回路から出力された信号波形は、伝送路における高周波成分の減衰によって受信端で鈍りが生じる。この信号の立ち上がり時間よりも、デジタル信号の符号切り替え時間が短い場合は、信号電圧が十分に立ち上がり切る前に、符号の切り替わりが開始する。

次に、論理符号の「１」または「０」が連続する場合、例えば、「０」「１」「１」「１」「０」のように、「０」から「１」へ切り替わった後に、「１」が複数回連続し、「０」へ切り替わる場合の伝送波形の振る舞いについて説明する。この場合、「０」から切り替わった直後の最初の「１」の周期には波形が立ち上がり切らないが、「１」が２つ目、３つ目と続くにつれて、信号がほぼ飽和電圧まで立ち上がる。よって、飽和電圧に近い電圧から、「０」へ符号の切り替わりが開始する。ここでの飽和電圧とは、送信回路の出力波形が立ち上がり切った状態の電圧を指す。

このように、符号の切り替え前に同一符号が連続していた時としていない時では、符号が切り替わる時の電圧が異なる。また、符号が切り替わった後、同一符号の連続する長さによって到達する電圧が異なるため、各符号の周期において到達する電圧が過去の符号の状態によって異なる。

この状態の信号波形をアイパターン表示すると、図１０に示すように、信号振幅は幅８０１，８０２を持って表示される。符号変化の開始電圧が異なると、回路の時間マージンが低下する。その理由は、符号間干渉によって符号変化の開始電圧が異なると、信号が同じ立ち上がり時間をかけて変化しても、符号を判定する閾値電圧を通過する時刻（タイミング）が異なるからである。この状態の信号波形をアイパターン表示すると、図１０に示すように、閾値電圧を通過する時間に幅（即ちタイミングジッタ）８００が観測される。

即ち、タイミングジッタ８００の大きさは、回路動作の安定性を示す尺度であり、タイミングジッタ８００が小さいことは、回路動作の安定化を示している。そして、信号振幅の幅８０１，８０２を小さくすることによってタイミングジッタを低減することができる。

＜符号間干渉の低減原理＞
本実施形態に係る符号間干渉を低減するための原理を説明する。符号間干渉の原因は信号の高周波成分の減衰であるため、本実施形態は、送信端において高周波成分を多く含む信号波形の立ち上がり部の振幅を高め、伝送路で減衰する高周波成分を補正するものである。

送信端において立ち上がり部の振幅を高める方法として、本実施形態では、伝送路の特性インピーダンスの不整合によって発生する反射波を活用する。具体的には、送受信回路１０１、１０２の内部抵抗値Ｒ０よりも高い差動インピーダンスＺ_diff２を有する第１の差動配線部５０１ａと、Ｒ０よりも低い差動インピーダンスＺ_diff１を有する第２の差動配線部５０１ｂとを交互に設ける。また、ｎ等分した第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａｎと第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂｎにおける信号の伝搬遅延時間Ｔｄをそれぞれ０．５Ｔｒに設定する。ここで、Ｔｒは、送信回路１０１から出力される信号の立ち上がり時間である。

そして、Ｒ０、Ｚ_diff１、Ｚ_diff２の関係を式（１）のように設定する。
Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０ ・・・式（１）

回路の整合条件を考えたとき、Ｒ０＝Ｚ_diff１＝Ｚ_diff２であることが望ましいが、本実施形態では反射波を活用して立ち上がり時の振幅を高くするために式（１）の条件とする。この条件とする理由を次に説明する。

送信回路１０１と差動伝送路である第１の差動配線部５０１ａとを接続した場合の、その接続点の反射係数Γ２は式（２）のようになる。
Γ２＝（Ｚ_diff２−Ｒ０）／（Ｚ_diff２＋Ｒ０） ・・・式（２）
このとき、Ｚ_diff２＞Ｒ０であるため、Γ２＞０である。Γ２＞０であるため、送信端接続点では正の反射波が発生する。この反射波を打ち消すためには、振幅が同じで符号が反転した反射波を重ね合わせれば良い。そこで送信回路の内部抵抗値Ｒ０よりも、特性インピーダンスが低い差動配線を以下の条件で設けることで実現する。

ここで、送信回路１０１と信号の伝送路である第１の差動配線部５０１ａとを接続した場合を考える。すると、その接続点の反射係数Γ１は式（３）のようになる。
Γ１＝（Ｚ_diff１−Ｒ０）／（Ｚ_diff１＋Ｒ０） ・・・式（３）
このとき、Ｚ_diff１＜Ｒ０であるため、Γ１＜０となる。ここへ、Γ１＝−Γ２の条件を加味し、式を整理すると、式（１）の関係が導出される。

本実施形態では、送信回路１０１から受信回路１０２まで、第１及び第２の差動配線部５０１ａ、５０１ｂを交互に設けているため、送信回路１０１から出力した信号の反射波は後々に送信端５１０に戻ってくる。このとき、Ｒ０を基準インピーダンス値として、Γ１＝−Γ２の関係がある。そのため、第１の差動配線部５０１ａ１から第２の差動配線部５０１ｂ１に伝搬し、接続点５１１で発生した反射波と、第２の差動配線部５０１ｂ１から第１の差動配線部５０１ａ２に伝搬し、接続点５１２で発生した反射波とは、振幅が同じであり、かつその符号が反転した関係となっている。すなわち、第１の差動配線部５０１ａと第２の差動配線部５０１ｂとの間の接続点（接続点５１１や接続点５１２）で発生する反射波は、接続点５１０へ到達した時に、互いに打ち消す関係となっている。よって、本実施形態の伝送路を巨視的にみたときに整合条件は保たれている。

次に、ｎ等分した第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａｎと第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂｎにおける信号の伝搬遅延時間Ｔｄをそれぞれ０．５Ｔｒに設定した場合の送信端５１０における振幅の遷移について説明する。

時刻０〜Ｔｒの間の振幅の遷移について説明する。時刻０に送信回路１０１から信号を出力して波形が立ち上がり始めると、第１の差動配線部５０１ａ１を信号が伝搬し、時刻０．５Ｔｒに第１の差動配線部５０１ａ１と第２の差動配線部５０１ｂ１との間の接続点５１１で反射波が発生する。したがって、送信端５１０には時刻Ｔｒに接続点５１１で発生した反射波が戻ってくる。この反射波が送信端５１０に戻って来るまでは、次に説明する振幅まで波形が遷移する。

整合条件時の送信端５１０における出力電圧をＶ０とすると、本実施形態では送信端５１０の反射係数はΓ２であるため、時刻Ｔｒにおいて、送信端５１０から送信される（送信端５１０を透過する）信号の電圧（振幅）Ｖ０１は、式（４）となるように遷移する。
Ｖ０１＝Ｖ０×（１＋Γ２） ・・・式（４）
このとき、Γ２＞０のため、Ｖ０１は、Ｖ０よりも高くなっている。

送信端５１０における送信回路１０１の内部抵抗Ｒ０と、第１の差動配線５０１ａの特性インピーダンスＺ_ｄｉff２とのインピーダンス不整合が、送信端５１０において高周波成分を多く含む信号波形の立ち上がり部の振幅を高める。その結果、伝送路で減衰する高周波成分を補正する効果につながる。ここで、具体的な値を用いてその点について説明する。

一例として、Ｒ０＝１００とし、式（１）を満たす条件として、Ｚ_diff１＝７０、Ｚ_diff２＝１４３とすると、Γ１＝−０．１７７、Γ２＝０．１７７であり、時刻Ｔｒにおいて、送信端５１０の信号の振幅は、Ｖ０１＝１．１７７×Ｖ０となる。

次に、時刻Ｔｒ〜２Ｔｒの間の送信端５１０における信号の振幅の遷移について説明する。まず、時刻Ｔｒに送信端５１０から伝送された信号は、時刻１．５Ｔｒに、接続点５１１で反射するが、そのときの反射係数は式（５）である。
Γ３＝（Ｚ_diff１−Ｚ_diff２）／（Ｚ_diff１＋Ｚ_diff２） ・・・式（５）
前述したようにＺ_diff１＜Ｚ_diff２であるため、接続点５１１の反射係数Γ３は負（Γ３＜０）となる。

そのため、時刻１．５Ｔｒに接続点５１１に到着した信号は、接続点５１１で負の反射波を発生し、その振幅は式（６）となる。
Ｖｒ５１１＝Ｖ０１×Γ３ ・・・（６）
式（６）で示す振幅Ｖｒ５１１の反射波が、時刻２Ｔｒに送信端５１０に戻ってきて、送信端５１０においてこの反射波の反射波も発生して信号の振幅に加算されるため、時刻２Ｔｒには送信端５１０における振幅Ｖ０２は、式（７）となるように遷移する。
Ｖ０２＝Ｖ０１＋Ｖｒ５１１＋Ｖｒ５１１×（−Γ２）
＝Ｖ０１＋Ｖ０１×Γ３×（１−Γ２）
＝Ｖ０１×（１＋Γ３×（１−Γ２））
＝Ｖ０×（１＋Γ２）×（１＋Γ３×（１−Γ２）） ・・・式（７）
なお、接続点５１１で発生した反射波は第１の差動配線部５０１ａから送信回路１０１に伝送されているため、送信端５１０において当該反射波に対する反射係数は−Γ２となる。

ここで具体的な値を代入する。Ｚ_diff１＝７０、Ｚ_diff２＝１４３とすると、Γ３＝−０．３４２となり、Ｖ０２＝０．８４４×Ｖ０となる。このように、Ｖ０２は、Ｖ０１よりもＶ０に近い値になる。すなわち、反射を活用しながらもＶ０へ向かって収束していくことになる。

そして、時刻２Ｔｒ〜３Ｔｒでの送信端５１０における信号の振幅の遷移について説明する。まず、時刻Ｔｒに送信端５１０から伝搬する信号は、時刻２Ｔｒに第２の差動配線部５０１ｂ１と第１の差動配線部５０１ａ２との間の接続点５１２に到着し反射する。そのときの反射係数は、式（５）の符号が反転したものであるため、−Γ３である。なお、Γ３＜０のため、−Γ３＞０である。

そのため、時刻２Ｔｒに接続点５１２に到着した信号は、接続点５１２で正の反射波を発生し、その振幅は式（８）となる。
Ｖｒ５１２＝Ｖ０１×（１＋Γ３）×（−Γ３） ・・・式（８）

また、振幅Ｖｒ５１２を持つ反射波が送信端５１０に戻ってくる前に、接続点５１１を通過するため、そこでの透過係数（１−Γ３）を乗じた振幅を持つ反射波が、時刻３Ｔｒに送信端５１０に到着する。また、接続点５１２で発生した反射波は、送信端５１０において反射係数−Γ２で反射波が発生する。なお、時刻１．５Ｔｒに接続点５１１で発生した反射波は、時刻２Ｔｒに送信端５１０で反射波（振幅：Ｖｒ５１１×（−Γ２））を発生させ、それが再度時刻２．５Ｔｒに接続点５１１で反射を発生して、時刻３Ｔｒに送信端５１０に戻り反射波を発生する。これらを加算すると、時刻３Ｔｒに、送信端５１０における信号の振幅は、式（９）のようになる。
Ｖ０３＝Ｖ０２＋Ｖｒ５１２×（１−Γ３）×（１−Γ２）
＋Ｖｒ５１１×（−Γ２）×（Γ３）×（１−Γ２） ・・・式（９）

ここで、具体的な値として、Γ１＝−０．１７７、Γ２＝０．１７７、Γ３＝−０．３４２とすると、Ｖ０３＝１．１１７×Ｖ０となる。このようにＶ０３は、Ｖ０２よりもＶ０に近い値になる。すなわち、反射を活用しながらもＶ０に向かって収束している。以降も同様に反射が繰り返され、送信端５１０における信号の振幅は、Ｖ０に収束していくことになる。送信端５１０の電圧の遷移の様子を図３Ａ（ａ）に示す。

これまで、Ｔｄ＝０．５Ｔｒに一致した場合における信号波形の振る舞いを説明してきた。続いて、Ｔｄ＝０．５Ｔｒに一致しない場合における信号波形の振る舞いを説明する。

まず、第１及び第２の差動配線部５０１ａ、５０１ｂにおける信号の伝搬遅延時間Ｔｄが、０．５Ｔｒよりも小さい場合、送信端５１０から出力された信号は、信号が立ち上がり切る前に送信端５１０に反射が戻ってきてしまい、振幅を高める効果が小さくなることがある。図３Ａ（ｂ）に送信端５１０における信号の振幅（電圧）遷移の様子を示す。

一方、第１及び第２の差動配線部５０１ａ、５０１ｂにおける信号の伝搬遅延時間が、０．５Ｔｒよりも大きい場合、振幅を高くする効果は０．５Ｔｒの場合と同様であるが、送信端５１０に反射波が戻って来るまでの時間が長くなる。そのため、反射波の収束が遅くなり、波形乱れの副作用が発生することがある。図３Ａ（ｃ）に送信端５１０における信号の振幅（電圧）遷移の様子を示す。

よって、第１及び第２の差動配線部５０１ａ、５０１ｂにおける信号の伝搬遅延時間を０．５Ｔｒとすると振幅を高める効果を持ちながらも収束性を保つことができる。

ここで、送受信回路に対して単にインピーダンス整合された従来の伝送路と、本実施形態に係る伝送路の波形の様子を比較するシミュレーションを行った。シミュレーションの条件として、本実施形態に係る伝送路のパラメータは前述のとおりであり、従来の伝送路の差動インピーダンスを送受信回路の内部抵抗Ｒ０＝１００［Ω］と同じ値とした。

両伝送路において、送信端５１０から「０」、「１」、「０」、「０」の信号を出力し、受信端５９０に届いた波形を図３Ｂ（ａ）に示し、送信端５１０から「０」、「１」、「１」、「０」の信号を出力し、受信端５９０に届いた波形を図３Ｂ（ｂ）に示す。グラフ中で、上側が送信端５１０における波形であり、下側が受信端５９０における波形である。

図３Ｂ（ａ）に示すように、「０」、「１」、「０」、「０」の信号を送信したとき、従来の伝送路では送信端における波形は矩形波５３１となり、その後伝送路を伝搬することで波形が鈍り、受信端では波形５３３のような形状となってしまう。とくに、「０」から「１」に切り替わった直後は波形が立ち上がり切らずに、立ち下がり始めている。一方、本実施形態の伝送路では送信端５１０における波形５３０は反射波を活用して振幅を高めており、その波形が受信端５９０では、波形５３２のような形状となる。本実施形態では、信号は伝送路で減衰しながらも、受信端５９０において、従来の伝送路の波形５３３よりも振幅が高く、ほぼ立ち上がり切った状態から立ち下り始めている。

また、図３Ｂ（b）に示すように、「０」、「１」、「１」、「０」の信号を送信したとき、従来の伝送路では送信端における波形は矩形波５３５となり、その後伝送路を伝搬することで波形が鈍り、受信端では波形５３７のような形状となってしまう。とくに、「０」から「１」に切り替わった直後は波形が立ち上がり切らずに、２つめの「１」の期間に波形が立ち上がり切り、次の「０」では立ち上がり切った電位から立ち下がり始めている。一方、本実施形態の伝送路では送信端５１０における波形５３４は反射波を活用して振幅を高めており、その波形が受信端５９０では、波形５３６のような形状となる。本実施形態では、信号は伝送路で減衰しながらも、受信端５９０における電圧は、１つ目の「１」の期間にほぼ立ち上がり切り、２つめの「１」の期間でもほぼ同じ電圧に保たれ、「０」に切り替わったとき、立ち上がり切った電圧から立ち下り始めている。

以上より、従来の伝送路では、「０」、「１」、「０」、「０」の信号を出力した場合と「０」、「１」、「１」、「０」の信号を出力した場合とで、受信端において「１」から「０」へ切り替わる時の電圧が異なり、タイミングジッタが大きくなってしまう。一方、本実施形態の伝送路では、「０」、「１」、「０」、「０」の信号を出力した場合と「０」、「１」、「１」、「０」の信号を出力した場合とで、受信端において「１」から「０」へ切り替わる時の電圧がほぼ等しくなり、タイミングジッタを小さくできる。

このように、本実施形態は、プリント回路板だけでタイミングジッタを低減することができる。また、半導体回路にタイミングジッタ低減対策を加えたものと組み合わせることにより、さらにタイミングジッタの低減効果を得ることができる。

＜シミュレーション例１＞
第１実施形態のタイミングジッタの低減効果をコンピュータシミュレーション（シノプシス社製ＨＳＰＩＣＥ（登録商標）製品）を用いて示す。シミュレーションに用いた各部のパラメータを以下に示す。

送信回路１０１のパラメータについて、整合条件時の送信回路の差動振幅Ｖ０を±０．４［Ｖ］、送信回路１０１の内部抵抗Ｒ０を１００［Ω］、送信回路１０１の出力信号立ち上がり時間（立ち下がり時間）Ｔｒを５０［ｐｓ］とした。また、動作周波数を５［Ｇｂｐｓ］（最小パルス幅２００［ｐｓ］）とし、送信回路１０１の正信号、負信号のそれぞれの寄生容量を２［ｐＦ］とした。

受信回路１０２のパラメータについて、内部抵抗（差動終端抵抗）を１００［Ω］とし、受信回路１０２の正信号、負信号のそれぞれの寄生容量を２［ｐＦ］とした。

差動配線のパラメータとして、Ｒ０よりも低い差動インピーダンスＺ_diff１を有する第２の差動配線部を１２個とし、第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂ１２の長さをそれぞれ４．１７［ｍｍ］、差動インピーダンスＺ_diff１を７０［Ω］とした。Ｒ０よりも高い差動インピーダンスＺ_diff２を有する第１の差動配線部も１２個とし、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ１２の長さをそれぞれ４．１７［ｍｍ］、差動インピーダンスＺ_diff２を１４３［Ω］とした。

なお、第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ１２及び第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂ１２はそれぞれ交互に接続され、送信側から順に５０１ａ１、５０１ｂ１、５０１ａ２、５０１ｂ２、…５０１ａ１２、５０１ｂ１２となるように構成している。第２の差動配線部５０１ｂ１〜５０１ｂ１２と第１の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ１２までの総配線長は、４．１７［ｍｍ］×２４≒１００［ｍｍ］となる。

本実施形態では単位長さあたりの信号の伝搬遅延時間を６［ｐｓ／ｍｍ］である。そのため、第１及び第２の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ１２、５０１ｂ１〜５０１ｂ１２の長さをそれぞれ４．１７［ｍｍ］とした。これにより、第１及び第２の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ１２、５０１ｂ１〜５０１ｂ１２それぞれにおける信号の伝搬遅延時間は２５［ｐｓ］となる。よって、第１及び第２の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ１２、５０１ｂ１〜５０１ｂ１２の各々は、送信回路１０１の立ち上がり時間Ｔｒ（＝５０［ｐｓ］）の０．５倍の伝搬遅延時間を持つこととなる。

また、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２≒１００００であり、整合インピーダンスＲ０＝１００［Ω］との関係が式（１）を満たす。

図４（ａ）に第１実施形態における受信端５９０での波形（アイパターン）を示す。タイミングジッタは、受信端５９０の振幅が０［Ｖ］となったときの時間幅６００（図４（ａ））のことであり、時間幅６００は、約２２［ｐｓ］であった。

他方、図１０（ａ）に、比較例として、送信回路１０１から受信回路１０２へ、配線長が１００［ｍｍ］であり差動インピーダンスが１００［Ω］である信号配線を接続した場合の受信端波形（アイパターン）を示す。ここで、該比較例において送信回路１０１及び受信回路１０２の内部抵抗Ｒ０＝１００［Ω］であり、該信号配線とインピーダンス整合している。このときの時間幅８００（即ち、タイミングジッタ）は、約４０［ｐｓ］であった。

以上のシミュレーション結果からも分かるように、本実施形態のプリント回路板は、伝送路の反射の活用により送信端の振幅を高めることで、受信端における伝送路の減衰を補正し、タイミングジッタを低減することができる。

ここで、第１及び第２の差動配線部５０１ａ、５０１ｂそれぞれにおける信号の伝搬遅延時間Ｔｄは、厳格に０．５Ｔｒでなくても良い。前述のとおり理想的にはＴｄ＝０．５Ｔｒであるのだが、Ｔｄの大きさには許容範囲がある。この点について説明する。

第１及び第２の差動配線部５０１ａ１〜５０１ａ１２、５０１ｂ１〜５０１ｂ１２の伝搬遅延時間Ｔｄを調整した場合の、タイミングジッタの値６０１を図４（ｂ）に示す。縦軸はタイミングジッタの大きさ［ｐｓ］であり、横軸はＴｄ［×５０ｐｓ］である。

Ｔｄ＝０．２５Ｔｒ（１２.５［ｐｓ］）でタイミングジッタ６０１は２２［ｐｓ］となり、Ｔｄ＝０．５Ｔｒ（２５［ｐｓ］）でタイミングジッタ６０１は２２［ｐｓ］となった。また、Ｔｄ＝０．７５Ｔｒ（３７.５［ｐｓ］）でタイミングジッタ６０１は２５［ｐｓ］となった。つまり、図１０の比較例のタイミングジッタ８００（＝４０［ｐｓ］）よりも、３０［％］以上、タイミングジッタが低減した。以上より、Ｔｄ＝０．２５Ｔｒ〜０．７５Ｔｒまでは、タイミングジッタの低減効果が高かった。

また、式（１）Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０に示す条件の範囲について説明する。本シミュレーション例では、Ｚ_diff１＝７０［Ω］、Ｚ_diff２＝１４３［Ω］としているが、式（１）の条件を満たし、タイミングジッタ低減に適したＺ_diff１とＺ_diff２の組合せにも許容範囲がある。

図４（ｂ）のタイミングジッタ６０１はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝７０［Ω］×１４３［Ω］の場合に得られた値であり、タイミングジッタ６０２はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝８０［Ω］×１２５［Ω］の場合に得られた値である。また、タイミングジッタ６０３はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝８５［Ω］×１１８［Ω］の場合に得られた値であり、タイミングジッタ６０４はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝６５［Ω］×１５２［Ω］の場合に得られた値である。いずれの場合もＺ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０≒１００００である。

この中でタイミングジッタ６０１については、前述のとおりＴｄが０．２５Ｔｒ〜０．７５Ｔｒまでの範囲でタイミングジッタの低減効果が高かった。また、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝８０［Ω］×１２５［Ω］の場合におけるタイミングジッタ６０２についても、Ｔｄ＝０．２５Ｔｒのときタイミングジッタ６０２の値は３６［ｐｓ］であった。さらに、Ｔｄ＝０．７５Ｔｒのときタイミングジッタ６０２の値は３４［ｐｓ］であった。そのため、図１０の比較例のタイミングジッタ８００（＝４０［ｐｓ］）よりも、タイミングジッタが１０［％］以上低減した。

よって、Ｔｄが０．２５Ｔｒ〜０．７５Ｔｒの範囲において、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０を満たし、かつ低い方の差動インピーダンスＺ_diff１が内部抵抗Ｒ０の０．７倍〜０．８倍の範囲でタイミングジッタの低減効果があることがわかった。

＜シミュレーション例２＞
前述のシミュレーション例１では、式（１）Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０を満たす範囲でタイミングジッタ低減の効果を示した。ここでは、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０±１０％の範囲（即ち、０．９×Ｒ０×Ｒ０≦Ｚ_diff１×Ｚ_diff２≦１．１×Ｒ０×Ｒ０）でのタイミングジッタの低減効果について考える。

図４（ｃ）にＺ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０−１０％＝９０００の条件（Ｒ０＝１００［Ω］）における、Ｔｄとタイミングジッタとの関係を示す。

タイミングジッタ６０５は、Ｚ_diff１＝７０［Ω］、Ｚ_ｄｉｆｆ２＝１２９［Ω］の場合の値であり、Ｚ_ｄｉｆｆ１×Ｚ_ｄｉｆｆ２≒９０００である。このとき、Ｔｄ＝０．２５Ｔｒのタイミングジッタ６０５は２４［ｐｓ］となり、Ｔｄ＝０．７５Ｔｒのタイミングジッタ６０５は２７［ｐｓ］となり、比較例のタイミングジッタ８００（＝４０［ｐｓ］）に比べタイミングジッタが１０［％］以上低減した。

また、タイミングジッタ６０６は、Ｚ_diff１＝８０［Ω］、Ｚ_diff２＝１１３［Ω］の場合の値であり、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２≒９０００である。このとき、Ｔｄ＝０．２５Ｔｒのタイミングジッタ６０６は３１［ｐｓ］となり、Ｔｄ＝０．７５Ｔｒのタイミングジッタ６０６は３３［ｐｓ］となり、比較例のタイミングジッタ８００（＝４０［ｐｓ］）に比べタイミングジッタが１０［％］以上低減した。

図４（ｄ）にＺ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０＋１０％＝１１０００の条件（Ｒ０＝１００［Ω］）における、Ｔｄとタイミングジッタとの関係を示す。

タイミングジッタ６０７は、Ｚ_diff１＝７０［Ω］、Ｚ_diff２＝１５７［Ω］の場合の値であり、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２≒１１０００である。このとき、Ｔｄ＝０．２５Ｔｒのタイミングジッタ６０７は２４［ｐｓ］となり、Ｔｄ＝０．７５Ｔｒのタイミングジッタ６０７は３１［ｐｓ］となり、比較例のタイミングジッタ８００（＝４０［ｐｓ］）に比べタイミングジッタが１０［％］以上低減した。

また、タイミングジッタ６０８は、Ｚ_diff１＝８０［Ω］、Ｚ_diff２＝１３７［Ω］の場合の値であり、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２≒１１０００である。このとき、Ｔｄ＝０．２５Ｔｒのタイミングジッタ６０８は３１［ｐｓ］となり、Ｔｄ＝０．７５Ｔｒのタイミングジッタ６０８は３４［ｐｓ］となり、比較例のタイミングジッタ８００（＝４０［ｐｓ］）に比べタイミングジッタが１０［％］以上低減した。

よって、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０±１０％の範囲において、Ｔｄが０．２５Ｔｒ〜０．７５Ｔｒの範囲で、低い方の差動インピーダンスＺ_diff１が内部抵抗Ｒ０の０．７倍〜０．８倍の範囲で、タイミングジッタの低減効果がある。

＜シミュレーション例３＞
シミュレーション例１、２では、第１及び第２の差動配線部５０１ｂ、５０１ａの伝搬遅延時間がそれぞれ等しくＴｄ（＝０．５Ｔｒ）の条件での、タイミングジッタ低減効果を示した。シミュレーション例３では、第２の差動配線部５０１ｂが伝搬遅延時間Ｔｄ１を有し、第１の差動配線部５０１ａが伝搬遅延時間Ｔｄ２を有するとしたときのタイミングジッタの低減効果を図５（ａ）〜（ｆ）に示す。

図５（ａ）はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝７０［Ω］×１４３［Ω］≒１００００の条件である。タイミングジッタ６１０の値は、図４（ｂ）のタイミングジッタ６０１の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ１＝１．２Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ２＝０．８Ｔｄ）としたときの結果である。また、タイミングジッタ６１１の値は、図４（ｂ）のタイミングジッタ６０１の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ１＝０．８Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ２＝１．２Ｔｄ）としたときの結果である。タイミングジッタ６１０、６１１の値は、図１０に示す比較例のタイミングジッタ８００の値４０［ｐｓ］よりも１０％以上低減した。

図５（ｂ）はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝７０［Ω］×１２９［Ω］≒９０００の条件である。タイミングジッタ６１２の値は、図４（ｃ）のタイミングジッタ６０５の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ１＝１．２Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ２＝０．８Ｔｄ）としたときの結果である。また、タイミングジッタ６１３の値は、図４（ｃ）のタイミングジッタ６０５の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ１＝０．８Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ２＝１．２Ｔｄ）としたときの結果である。タイミングジッタ６１２、６１３の値は、図１０に示す比較例のタイミングジッタ８００の値４０［ｐｓ］よりも１０％以上低減した。

図５（ｃ）はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝７０［Ω］×１５７［Ω］≒１１０００の条件である。タイミングジッタ６１４の値は、図４（ｄ）のタイミングジッタ６０７の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ１＝１．２Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ２＝０．８Ｔｄ）としたときの結果である。また、タイミングジッタ６１５の値は、図４（ｄ）のタイミングジッタ６０７の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ１＝０．８Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ２＝１．２Ｔｄ）としたときの値である。タイミングジッタ６１４、６１５の値は、図１０に示す比較例のタイミングジッタ８００の値４０［ｐｓ］よりも１０％以上低減した。

図５（ｄ）はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝８０［Ω］×１２５［Ω］≒１００００の条件である。タイミングジッタ６１６の値は、図４（ｂ）のタイミングジッタ６０２の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ１＝１．２Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ２＝０．８Ｔｄ）としたときの結果である。また、タイミングジッタ６１７の値は、図４（ｂ）のタイミングジッタ６０２の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ１＝０．８Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ２＝１．２Ｔｄ）としたときの値である。タイミングジッタ６１６、６１７の値は、図１０に示す比較例のタイミングジッタ８００の値４０［ｐｓ］よりも１０％以上低減した。

図５（ｅ）はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝８０［Ω］×１１３［Ω］≒９０００の条件である。タイミングジッタ６１８の値は、図４（ｃ）のタイミングジッタ６０６の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ１＝１．２Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ２＝０．８Ｔｄ）としたときの結果である。また、タイミングジッタ６１９の値は、図４（ｃ）のタイミングジッタ６０６の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ１＝０．８Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ２＝１．２Ｔｄ）としたときの結果である。タイミングジッタ６１８、６１９の値は、図１０に示す比較例のタイミングジッタ８００の値４０［ｐｓ］よりも１０％以上低減した。

図５（ｆ）はＺ_diff１×Ｚ_diff２＝８０［Ω］×１３７［Ω］≒１１０００の条件である。タイミングジッタ６２０の値は、図４（ｄ）のタイミングジッタ６０８の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ１＝１．２Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ２＝０．８Ｔｄ）としたときの結果である。また、タイミングジッタ６２１の値は、図４（ｄ）のタイミングジッタ６０８の場合と同じ条件下で、Ｔｄ１＝Ｔｄ−２０［％］（即ちＴｄ１＝０．８Ｔｄ）及びＴｄ２＝Ｔｄ＋２０［％］（即ちＴｄ２＝１．２Ｔｄ）としたときの結果である。タイミングジッタ６２０、６２１の値は、図１０に示す比較例のタイミングジッタ８００の値４０［ｐｓ］よりも１０％以上低減した。

よって、Ｚ_diff１×Ｚ_diff２＝Ｒ０×Ｒ０±１０％の範囲で、Ｔｄ１、Ｔｄ２が０．２５〜０．７５×Ｔｒの範囲、かつ、低い方の差動インピーダンスＺ_diff１が内部抵抗Ｒ０の０．７倍〜０．８倍の範囲で、タイミングジッタの低減効果がある。このとき、Ｔｄ２＝Ｔｄ１±２０［％］である。

言い換えると、Ｒ０、Ｚ_diff１及びＺ_diff２が、０．９×Ｒ０×Ｒ０≦Ｚ_diff１×Ｚ_diff２≦１．１×Ｒ０×Ｒ０の範囲、及び０．７Ｒ０≦Ｚ_diff１≦０．８Ｒ０の範囲にあること。さらに、Ｔｒ、Ｔｄ１及びＴｄ２が、０．２５Ｔｒ≦Ｔｄ１≦０．７５Ｔｒ、０．２５Ｔｒ≦Ｔｄ２≦０．７５Ｔｒ、０．８Ｔｄ１≦Ｔｄ２≦１．２Ｔｄ１の範囲にあることにより、所望のタイミングジッタの低減効果が得られる。

＜シミュレーション例４＞
シミュレーション例１〜３では、送信回路１０１から差動配線を第１の差動配線部５０１ａ及び第２の差動配線部５０１ｂの順で差動インピーダンスが高い配線、低い配線の順序で交互に接続している。しかし、送信回路１０１から第２の差動配線部５０１ｂ及び第１の差動配線部５０１ａの順で、差動インピーダンスが低い配線、高い配線の順序で交互に接続しても良い。接続順序が異なることで、送信端５１０における信号の振幅の遷移が若干異なるが、いずれにせよ送信端５１０における信号の振幅を高める効果は得られる。

また、伝送路全体を巨視的に捉えると、差動インピーダンスが高い配線と低い配線を交互に接続した構造であるため、順序を入れ替えたとしても、シミュレーション例１〜３の場合と比べて受信端５９０で観測されるタイミングジッタの値に変化はほとんどない。

例えば、図１に示す接続図において、第１の差動配線部５０１ａと第２の差動配線部５０１ｂの順序を入れ替え、即ち、送信回路１０１から５０１ｂ１、５０１ａ１、５０１ｂ２、…５０１ａ１２と並べて接続する。この構成において、図４（ｂ）のタイミングジッタ６０１の場合と同じ条件下でタイミングジッタの値を測定したところ、タイミングジッタは２１［ｐｓ］であった。

以上より、差動インピーダンスが高い配線と低い配線の順序を入れ替えても、タイミングジッタの低減効果が得られる。

＜シミュレーション例５＞
シミュレーション例１〜４では、送信端５１０から受信端５９０までの全ての配線が、回路の内部抵抗（Ｒ０）よりも高い又は低いインピーダンス（Ｚ_diff１、Ｚ_diff２）の配線で構成されていた。しかし、送信回路１０１や受信回路１０２のプリント配線板の接続端子のサイズの影響により、送信端５１０や受信端５９０の近傍では、高い又は低いインピーダンスの配線を構成できない場合がある。

ここで、図１の接続図において、送信回路１０１と第１の差動配線部５０１ａ１との間及び第２の差動配線部５０１ｂ１２と受信回路１０２との間に差動インピーダンス１００［Ω］の差動配線を設けた構成についてタイミングジッタをシミュレーションした。

差動インピーダンス１００［Ω］の差動配線が１［ｍｍ］（送信回路１０１側も受信回路１０２側も１［ｍｍ］）の場合、タイミングジッタは２７［ｐｓ］であった。また、当該差動配線が２［ｍｍ］（送信回路１０１側も受信回路１０２側も２［ｍｍ］）の場合、タイミングジッタは３５［ｐｓ］であった。そのため、差動インピーダンス１００［Ω］の差動配線は長くなるとタイミングジッタが大きくなるが、立ち上り時間に対して十分に短い範囲では、タイミングジッタの低減効果は得られている。本例において長さ２［ｍｍ］は、１２.５［ｐｓ］の伝搬遅延時間にあたる。

以上より、送信回路１０１及び受信回路１０２の近傍に差動インピーダンス１００［Ω］の差動配線を設けていても、当該差動配線における信号の伝搬遅延時間が０．２５Ｔｒ以下であれば、タイミングジッタの低減効果は得られる。

なお、高いインピーダンスを有する配線と低いインピーダンスを有する配線とが伝送路の一部として構成されていても、タイミングジッタの低減効果は得られる。つまり、第１及び第２の差動配線部５０１ａ１、５０１ｂ１以外の配線を、差動インピーダンス１００［Ω］の配線で構成した場合のタイミングジッタは、３２［ｐｓ］であった。またこのとき、送信回路１０１と第１の差動配線部５０１ａ１との間に、長さ２［ｍｍ］の差動インピーダンス１００［Ω］の配線が配置された場合のタイミングジッタは、２８［ｐｓ］であった。

＜シミュレーション例６＞
シミュレーション例１〜３では、第１の差動配線部５０１ａの個数と第２の作動配線部５０１ｂの個数を同数の例を示したが、同数である必要はなく、その差が１個以内の差であれば問題ない。例えば、送信回路１０１と第１の差動配線部５０１ａが接続され、その後、第２の差動配線部５０１ｂ、第１の差動配線部５０１ａと交互に接続され、最後に受信回路１０２と第１の差動配線５０１ａが接続されていても良い。

例えば、送信回路１０１から第１の作動配線部５０１ａ１、第２の作動配線部５０１ｂ１、第１の作動配線部５０１ａ２、…第２の作動配線部５０１ｂ１１、第１の作動配線部５０１ａ１２と並べて、受信回路１０２へ接続する。第１の差動配線部５０１ａの数が１２個、第２の差動配線部５０１ｂの数が１１個の構成（配線長：４．１７ｍｍ×２３≒９６ｍｍ）において、図４（ｂ）のタイミングジッタ６０１の場合と同じ条件下でタイミングジッタの値を測定したところ、タイミングジッタは２３［ｐｓ］であった。なお、差動インピーダンス１００［Ω］の配線のみで、同一の配線長（≒９６ｍｍ）を構成した場合、タイミングジッタは４０［ｐｓ］であった。

＜実機による検証方法＞
実際のプリント配線板において、伝送路の特性インピーダンス（差動インピーダンス）を測定するためには、一般的にＴＤＲ（Time Domain Reflectometry）オシロスコープを使用する。送信端５１０から、正信号と負信号で位相反転した振幅Ｖｉｎ、立ち上がり／立ち下り時間３５ｐｓのステップパルスをプローブを介して入力する。特性インピーダンスの不整合点があると、そこで信号が反射し、信号を入力したプローブに信号が戻って来るため、プローブで観測される信号には反射電圧が加算されている。この観測された電圧から伝送路の特性インピーダンスを算出できる。観測点の電圧をＶｒとし、パルス信号の出力インピーダンスを５０［Ω］とするとき、伝送路の正信号、負信号の特性インピーダンスＺは式（１０）のように計算できる。
Ｚ＝（１＋（Ｖｒ−Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ）／（１−（Ｖｒ−Ｖｉｎ）／Ｖｉｎ）×５０・・・式（１０）

また、差動インピーダンスＺ_diffは、差動信号の正信号を伝送する配線の特性インピーダンスと負信号を伝送する配線の特性インピーダンスとの和で求められ、それぞれをＺｐ、Ｚｎとすると、式（１１）になる。
Ｚ_diff＝Ｚｐ＋Ｚｎ ・・・式（１１）

またこのときに、オシロスコープで観測される反射波と反射波の時間間隔の０．５倍が、特性インピーダンスの不整合が発生する２点間を接続する信号配線の信号の伝搬遅延時間である。

タイミングジッタを測定するためには、一般的にオシロスコープを使用する。まず受信端５９０における差動電圧（正信号と負信号の電位差）の波形を、差動プローブを用いて測定する。次に測定した波形を、最小パルス幅毎に区切って重ね書きする。このとき、波形が差動電圧０［Ｖ］を通過する時間の最大値と最小値の差がタイミングジッタとなる。

送信回路の立ち上がり（立ち下り）時間を測定するためには、一般的にオシロスコープを使用する。まず送信端５１０における差動電圧（正信号と負信号との電位差）の波形を、差動プローブを用いて測定する。このとき、インピーダンスの整合条件で得られる差動電圧の振幅の２０［％］〜８０［％］の範囲の電圧変化に要する時間を測定する。例えば、インピーダンス整合時の差動電圧振幅が±４００［ｍＶ］の場合、±２４０［ｍＶ］の電圧変化に要する時間を測定する。このときの時間をＴｒｓとすると、本実施形態で規定している立ち上がり時間Ｔｒは、式（１２）になる。
Ｔｒ＝Ｔｒｓ／０．６ ・・・式（１２）

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態に係るプリント回路板について図６を用いて説明する。図６（ａ）は第２実施形態に係るプリント回路板１５０の上面図であり、図６（ｂ）はプリント回路板１５０のＡ−Ａ線断面図である。また、図６（ｃ）はプリント回路板１５０のＢ−Ｂ線断面図であり、図６（ｄ）はプリント回路板１５０のＣ−Ｃ線断面図である。なお、第１実施形態と同じ構成については説明を省略する。

本実施形態に係るプリント回路板１５０は、第１実施形態のように第１グラウンド導体１０５にスリット１０９を設けるのではなく、低い差動インピーダンスを有する配線部上のレジスト１１１上にさらに第３グラウンド導体１１０を設けた構成を有する。そして、本実施形態は、低い差動インピーダンスを有する配線部の基準となるグラウンドが、少なくとも２つのグラウンド導体としている構成をとる。

図６では、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分と、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分とが、３つ交互に配置された構成が示されている。図６に示すように、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａは、基準となるグラウンドが第１グラウンド導体１０５となる。一方、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂは、基準となるグラウンドが第１グラウンド導体１０５と第３グラウンド導体１１０とであり、そのため低い差動インピーダンスを有する。なお、本実施形態では、配線１０３ａ、１０４ａに相当する第１の差動配線部は、マイクロストリップライン構造で形成され、配線１０３ｂ、１０４ｂに相当する第２の差動配線部は、ストリップライン構造で形成されているといえる。

第３グラウンド導体１１０は、プリント回路板１００の表面（レジスト１１１上）に金属材料（例えば銅テープ等）を貼り、それをグラウンドと接続することにより構成してもよい。また、プリント回路板１５０が多層基板であり、差動信号の正信号を伝送する配線１０３と差動信号の負信号を伝送する配線１０４とが当該多層のうち内部の層に形成されている場合、当該層の上下近傍の層をグラウンド導体とすることでも実現可能である。

次に、本実施形態における差動インピーダンスの値の一例を示す。図６（ｃ）に示すＢ−Ｂ線断面図は、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ２、１０４ａ２の部分を表している。配線１０３の幅Ｗ_１０３を６０［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、配線１０４の幅Ｗ_１０４を６０［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とする。また、配線１０３と配線１０４との間の間隔Ｗ_１を２００［μｍ］とし、レジスト１１１の厚さｔ_１１１を６０［μｍ］、比誘電率を３．０とする。また、第１グラウンド導体１０５の厚さｔ_１０５を３５［μｍ］とし、第１絶縁層１０７の厚さｔ_１０７を２００［μｍ］、比誘電率を４．３とする。このとき、配線１０３ａ、１０４ａの部分の差動インピーダンスは約１４３［Ω］となる。

図６（ｄ）のＣ−Ｃ線断面図は、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分を表している。図に示すように第３グラウンド導体１１０がレジスト１１１上に配置されており、その厚さｔ_１１０を３５［μｍ］とする。その他の寸法は前述と同じであるとき、配線１０３ｂ、１０４ｂの部分の差動インピーダンスは約７０［Ω］となる。この様にして、本実施形態では、配線１０３、１０４中に差動インピーダンスの高い部分と低い部分を、第３グラウンド導体１１０の有無により、同じ断面形状から作成することが出来る。そして、本実施形態に係るプリント回路板１５０は、第１実施形態と同様にタイミングジッタの低減効果を実現することができる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態に係るプリント回路板について図７を用いて説明する。図７（ａ）は第３実施形態に係るプリント回路板１６０の上面図であり、図７（ｂ）はプリント回路板１６０のＡ−Ａ線断面図である。また、図７（ｃ）はプリント回路板１６０のＢ−Ｂ線断面図であり、図７（ｄ）はプリント回路板１６０のＣ−Ｃ線断面図である。なお、第１実施形態と同じ構成については説明を省略する。

本実施形態のプリント回路板１６０では、第１実施形態のようにスリット１０９を設けたり、第２実施形態のように第３グラウンド導体１１０を設けたりするのではなく、配線１０３、１０４の幅及び間隔を調整することで差動インピーダンスを調整している。

図７では、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分と、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分とが、３つ交互に配置された構成が示されている。本実施形態では、第１及び第２実施形態と異なり、差動信号の正信号を伝送する配線１０３と差動信号の負信号を伝送する配線１０４の配線幅を変えることにより、差動インピーダンスを調整している。すなわち、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分の配線幅は比較的細く、且つ、配線１０３ａ、１０４ａ間の間隔は広い。一方、配線１０３ａ、１０４ａの部分に比べて、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分の配線幅は比較的太く、且つ、配線１０３ｂ、１０４ｂ間の間隔は狭い。

次に、本実施形態における差動インピーダンスの値の一例を示す。図７（ｃ）に示すＢ−Ｂ線断面図は、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ２、１０４ａ２の部分を表している。配線１０３の幅Ｗ_１０３ａを６０［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、配線１０４の幅Ｗ_１０４ａを６０［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とし、配線１０３ａと配線１０４ａとの間の間隔Ｗ_１を２００［μｍ］とする。また、レジスト１１１の厚さｔ_１１１を６０［μｍ］、比誘電率を３．０とする。また、第１グラウンド導体１０５の厚さｔ_１０５を３５［μｍ］とする。また、第１絶縁層１０７の厚さｔ_１０７を２００［μｍ］、比誘電率を４．３とする。この時、差動インピーダンスは約１４３［Ω］である。

図７（ｄ）のＣ−Ｃ線断面図は、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分を表している。配線１０３の幅Ｗ_１０３ｂを２５０［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、配線１０４の幅Ｗ_１０４ｂを２５０［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とし、配線１０３ｂと配線１０４ｂとの間の間隔Ｗ_２を７５［μｍ］とする。その他は前述と同じである時、差動インピーダンスは約７０［Ω］である。

この様に、本実施形態では、差動信号の正信号を伝送する配線１０３及び差動信号の負信号を伝送する配線１０４それぞれの配線幅及び配線間隔を調整することにより、差動インピーダンスの高い部分と低い部分を実現している。そして、本実施形態に係るプリント回路板１６０では、配線１０３、１０４の幅及び間隔を調整することにより差動インピーダンスの値を容易に調整することができ、第１及び第２実施形態と同様にタイミングジッタの低減効果が実現される。

［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態に係るプリント回路板１７０について図８を用いて説明する。図８（ａ）は第４実施形態に係るプリント回路板１７０の上面図であり、図８（ｂ）はプリント回路板１７０のＡ−Ａ線断面図である。また、図８（ｃ）はプリント回路板１７０のＢ−Ｂ線断面図であり、図８（ｄ）はプリント回路板１７０のＣ−Ｃ線断面図である。なお、第１実施形態と同じ構成については説明を省略する。

本実施形態に係るプリント回路板１７０では、第３実施形態のように配線１０３、１０４の幅及び間隔の両方を調整するのではなく、配線１０３、１０４の幅を一定にしつつ配線１０３、１０４の間隔を調整することで差動インピーダンスを調整している。

図８では、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分と、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分とが、３つ交互に配置された構成が示されている。本実施形態では、第１乃至第３実施形態と異なり、差動信号の正信号を伝送する配線１０３と差動信号の負信号を伝送する配線１０４との間の間隔のみを変えている。高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分は、配線幅は同じであるが配線間隔は比較的広い。一方、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分は、配線１０３ａ、１０４ａと比べて、配線幅は同じであるが、配線１０３ｂ，１０４ｂ間の間隔は狭い。

次に、本実施形態における差動インピーダンスの値の一例を示す。図８（ｃ）のＢ−Ｂ線断面図は、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分を表している。配線１０３ａ、１０４ａの部分において、配線１０３ａの幅Ｗ_１０３を２００［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、配線１０４ａの幅Ｗ_１０４を２００［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とする。また、配線１０３ａ、１０４ａ間の間隔Ｗ_１を７００［μｍ］とする。また、レジスト１１１の厚さｔ_１１１を６０［μｍ］、比誘電率を３．０とし、第１グラウンド導体１０５の厚さｔ_１０５を３５［μｍ］とする。また、第１絶縁層１０７の厚さｔ_１０７を３００［μｍ］、比誘電率を４．３とする。このとき、配線１０３ａ、１０４ａの部分における差動インピーダンスは約１４３［Ω］である。

図８（ｄ）のＣ−Ｃ線断面図は、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分を表している。配線１０３ｂ、１０４ｂの部分において、配線１０３ｂの幅Ｗ_１０３を２００［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、配線１０４ｂの幅Ｗ_１０４を２００［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とする。また、配線１０３ｂ、１０４ｂ間の間隔Ｗ_２を５５［μｍ］とする。その他は前述と同様であるとき、配線１０３ｂ、１０４ｂの部分における差動インピーダンスは約７０［Ω］である。

この様に、本実施形態では、差動信号の正信号を伝送する配線１０３と差動信号の負信号を伝送する配線１０４との間の間隔を調整することにより、差動インピーダンスの高い部分と低い部分を実現している。そして、本実施形態に係るプリント回路板１７０では、配線１０３、１０４の間隔を調整することにより差動インピーダンスの値を容易に調整することができ、第１乃至第３実施形態と同様にタイミングジッタの低減効果が実現される。

［第５実施形態］
次に、本発明の第５実施形態に係るプリント回路板１８０について図９を用いて説明する。図９（ａ）は第５実施形態に係るプリント回路板の上面図であり、図９（ｂ）はプリント回路板１８０のＡ−Ａ線断面図である。また、図９（ｃ）はプリント回路板１８０のＢ−Ｂ線断面図であり、図９（ｄ）はプリント回路板１８０のＣ−Ｃ線断面図である。なお、第１実施形態と同じ構成については説明を省略する。

本実施形態に係るプリント回路板１８０は、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分に相当する第１絶縁層１０７中に、比誘電率が比較的高い第３絶縁層１１３をさらに設けた構成である。

図９では、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分と、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分とが、３つ交互に配置された構成が示されている。本実施形態では、第１乃至第４実施形態と異なり、差動信号の正信号を伝送する配線１０３及び差動信号の負信号を伝送する配線１０４と、第１グラウンド導体１０５との間に位置する絶縁層の比誘電率を変えている。

高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分は、配線幅及び配線間隔は同じで、第１絶縁層１０７の比誘電率は第１乃至第４実施形態と同じである。一方、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分は、配線１０３ａ、１０４ａの部分に比べて配線幅及び配線間隔は同じであるが、第３絶縁層１１３の比誘電率が第１絶縁層１０７のものより高い。

次に、本実施形態における差動インピーダンスの値の一例を示す。図９（ｃ）のＢ−Ｂ線断面図は、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分を表している。配線１０３ａの幅Ｗ_１０３を６０［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、配線１０４ｂの幅Ｗ_１０４を６０［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とし、配線１０３ａ、１０４ａ間の間隔Ｗ_１を２００［μｍ］とする。また、レジスト１１１の厚さｔ_１１１を６０［μｍ］、比誘電率を３．０とし、第１グラウンド導体１０５の厚さｔ_１０５を３５［μｍ］とする。また、第１絶縁層１０７の厚さｔ_１０７を２００［μｍ］、比誘電率を４．３とする。このとき、高い差動インピーダンスを有する配線１０３ａ、１０４ａの部分の差動インピーダンスは約１４３［Ω］である。

図９（ｄ）のＣ−Ｃ線断面図は、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分を表している。配線１０３ｂの幅Ｗ_１０３を６０［μｍ］、厚さｔ_１０３を３５［μｍ］とし、配線１０４の幅Ｗ_１０４を６０［μｍ］、厚さｔ_１０４を３５［μｍ］とし、配線１０３、１０４間の間隔Ｗ_１を２００［μｍ］とする。また、第３絶縁層１１３の厚さｔ_１１３を２００［μｍ］、比誘電率を２８とする。その他は前述と同じであるとき、低い差動インピーダンスを有する配線１０３ｂ、１０４ｂの部分の差動インピーダンスは約７０［Ω］である。第３絶縁層１１３に用いる比誘電率の高い材料としては、キャパシタ内蔵基板用高誘電率絶縁シート等が挙げられる。

この様に、差動インピーダンスの高い部分と低い部分を、差動信号の正信号を伝送する配線１０３及び差動信号の負信号を伝送する配線１０４と、第１グラウンド導体１０５との間に位置する絶縁層の比誘電率を調整することにより、実現している。そして、本実施形態では、配線１０３、１０４及び第１グラウンド導体１０５間にある絶縁層の比誘電率を調整することにより差動インピーダンスの値を容易に調整することができる、第１乃至第４実施形態と同様にタイミングジッタの低減効果が実現される。

（その他の実施形態）
第１乃至第５の実施形態に係る構成を適宜組合せて、送信回路と受信回路との間の伝送路（配線１０３、１０４）中に差動インピーダンスの高い部分と低い部分を交互に設ける構成としてもよい。例えば、第１の差動配線部５０１ａ（配線１０３ａ、１０４ａ）に対応する第１グラウンド導体１０５にスリット１０９を設け、第２の差動配線部５０１ｂ（配線１０３ｂ、１０４ｂ）に対応する第１絶縁層１０７に第３絶縁層１１３を設けるようにしてもよい。また、第１の差動配線部５０１ａの配線幅を狭くし配線間隔を広くした上でスリット１０９を設け、第２の差動配線部５０１ｂの配線幅を広くし配線間隔を狭くした上で、スリット１１１上に第３グラウンド導体１１０を設けるようにしてもよい。

以上、説明してきたように、差動インピーダンスの高い部分、低い部分をプリント回路板上で実現する方法は複数存在する。第１乃至第５実施形態ではその一例を説明してきたが、これらに限定されるわけではない。例えば、差動信号配線と同一層にガードグラウンドを配置して、差動インピーダンスを調整することも、一つの方法である。ガードグラウンドを近付けることで差動インピーダンスは低下し、遠ざけることで差動インピーダンスは上昇する。上述したそれぞれを組み合わせることにより、差動インピーダンスの高い部分、低い部分を実現することができ、また、多くの変形が本発明の技術的思想内で当分野において通常の知識を有するものにより可能である。

１００、１５０、１６０、１７０、１８０ プリント回路板
１０１ 送信回路
１０２ 受信回路
１０３ 差動信号の正信号を伝送する配線
１０４ 差動信号の負信号を伝送する配線
５０１ 差動配線
５０１ａ 第１の差動配線部
５０１ｂ 第２の差動配線部
１０５ 第１グラウンド導体
１０６ 第２グラウンド導体
１０７ 第１絶縁層
１０８ 第２絶縁層
１０９ 第１グラウンド導体に設けられたスリット
１１０ 第３グラウンド導体
１１３ 第３絶縁層
５１０ 送信端
５１１、５１２ 接続点
５９０ 受信端

Claims (7)

1. 内部抵抗値Ｒ０及び信号の立ち上がり時間Ｔｒを有する送信回路と、
   内部抵抗値Ｒ０を有する受信回路と、
   前記送信回路と前記受信回路とを接続し、差動信号を伝送する差動配線とを具備し、
   前記差動配線は、信号の伝搬遅延時間Ｔｄ２及び差動インピーダンスＺdiff２を有するｎ個の第１の差動配線部と、信号の伝搬遅延時間Ｔｄ１及び差動インピーダンスＺdiff１を有するｎ個またはｎ−１個の第２の差動配線部とからなり、
   前記第１及び第２の差動配線部は交互に設けられており、
   前記伝搬遅延時間Ｔｄ２は、０．２５Ｔｒ≦Ｔｄ２≦０．７５Ｔｒの範囲にあり、
   前記伝搬遅延時間Ｔｄ１は、０．２５Ｔｒ≦Ｔｄ１≦０．７５Ｔｒの範囲にあり、
   前記伝搬遅延時間Ｔｄ２は、０．８Ｔｄ１≦Ｔｄ２≦１．２Ｔｄ１の範囲にあり、
   前記差動インピーダンスＺdiff１、Ｚdiff２及び前記内部抵抗値Ｒ０は、０．９×Ｒ０×Ｒ０≦Ｚdiff１×Ｚdiff２≦１．１×Ｒ０×Ｒ０、及び、０．７Ｒ０≦Ｚdiff１≦０．８Ｒ０の範囲にあることを特徴とする、プリント回路板。ここで、ｎは２以上の自然数である。
2. 前記第１の差動配線部と該第１の差動配線部の基準となるグラウンド導体との距離は、前記第２の差動配線部と該第２の差動配線部の基準となるグラウンド導体との距離よりも長いことを特徴とする、請求項１に記載のプリント回路板。
3. 前記第１の差動配線部は、マイクロストリップライン構造であり、前記第２の差動配線部は、ストリップライン構造であることを特徴とする、請求項１又は２に記載のプリント回路板。
4. 前記第１の差動配線部の配線の幅は、前記第２の差動配線部の配線の幅よりも細いことを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のプリント回路板。
5. 前記第１の差動配線部の配線間の間隔は、前記第２の差動配線部の配線間の間隔よりも広いことを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のプリント回路板。
6. 前記第１の差動配線部とその基準となるグラウンド導体との間に位置する絶縁層の比誘電率は、前記第２の差動配線部とその基準となるグラウンド導体との間に位置する絶縁層の比誘電率よりも小さいことを特徴とする、請求項１に記載のプリント回路板。
7. 請求項１乃至６のいずれか１項に記載のプリント回路板を備えた電子機器。

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