JP6354629B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、電気車両に搭載されるモータを駆動するインバータ装置に関する。

電動フォークリフトやプラグインハイブリッド車など、モータの動力を利用して走行する電気車両の普及に伴い、電気車両に搭載されるモータを駆動するインバータ装置の技術向上が図られている。例えば、特許文献１参照。

インバータ装置の一例として、モータの各相にそれぞれ対応する電圧指令値と基準波との比較結果に基づいて、モータの各相にそれぞれ対応するパルス幅変調信号を求め、それらパルス幅変調信号によりインバータ回路に備えられるスイッチング素子のオン、オフを制御することで、モータの各相に互いに位相が異なる交流電圧を印加しモータを駆動するものがある（パルス幅変調制御（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御））。

また、インバータ装置の他の例として、モータの回転子の回転角やトルク指令値などに基づいて、モータの各相にそれぞれ対応する矩形波制御信号を求め、それら矩形波制御信号によりインバータ回路に備えられるスイッチング素子のオン、オフを制御することで、モータの各相に互いに位相が異なる交流電圧を印加しモータを駆動するものがある（矩形波制御）。

また、インバータ装置のさらに他の例として、ＰＷＭ制御時においてインバータ回路の入力電圧に対するモータの入力電圧の比である変調率が閾値以上である場合（モータを高回転高出力で駆動させる場合）、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替え、矩形波制御時においてモータに流れる実電流と電流指令値との電流位相差が閾値以上である場合、矩形波制御からＰＷＭ制御に切り替えるものがある。

特開２０１４−１４２２１号公報

しかしながら、上述のように、変調率や電流位相差に応じてＰＷＭ制御と矩形波制御を切り替えるインバータ装置において、電気車両が悪路を走行中にスリップすることによってモータの回転数が急峻に上昇するなど、モータの回転数の変動量が大きいときに、ＰＷＭ制御と矩形波制御の切り替えが頻繁に行われてしまうと、インバータ回路を駆動するための制御信号の連続性が保たれなくなり、モータに流れる電流の制御が不安定になり、モータに過電流が流れるおそれがある。

本発明の一側面に係る目的は、ＰＷＭ制御と矩形波制御を切り替えるインバータ装置において、モータに流れる電流の制御を安定させて、モータに過電流が流れることを抑えることである。

本発明に係る一つの形態であるインバータ装置は、インバータ回路と、ドライブ回路と、ＰＷＭ制御回路と、矩形波制御回路と、切替部と、切替制限部とを備える。
前記インバータ回路は、モータを駆動する。

前記ドライブ回路は、前記インバータ回路を駆動する。
前記ＰＷＭ制御回路は、パルス幅変調制御によって前記モータの駆動が制御されるように、前記ドライブ回路の駆動を制御する。

前記矩形波制御回路は、矩形波制御によって前記モータの駆動が制御されるように、前記ドライブ回路の駆動を制御する。
前記切替部は、前記インバータ回路の入力電圧に対する前記モータの入力電圧の比である変調率に応じて、前記パルス幅変調制御から前記矩形波制御へ切り替える。

前記切替制限部は、前記モータの回転数の変動量に応じて、前記切替部における前記パルス幅変調制御から前記矩形波制御への切り替えを制限する。

本発明は、ＰＷＭ制御と矩形波制御を切り替えるインバータ装置において、モータに流れる電流の制御を安定させて、モータに過電流が流れることを抑えることができる。

実施形態のインバータ装置の構成例を示す図である。 切替部の動作の一例を示すフローチャートである。 切替制限部の動作の一例を示すフローチャートである。 電流制御部の動作の一例を示すフローチャートである。

以下図面に基づいて実施形態について詳細を説明する。
図１は、実施形態のインバータ装置の構成例を示す図である。
図１に示すインバータ装置１は、インバータ回路２と、ドライブ回路３と、電圧検出部４と、電流検出部５、６と、ＰＷＭ制御回路７と、回転角検出部８と、矩形波制御回路９と、切替部１０と、切替制限部１１とを備える。

インバータ回路２は、モータＭを駆動する。また、インバータ回路２は、コンデンサＣと、スイッチング素子２１〜２６（例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））とを備える。すなわち、コンデンサＣの一方端が直流電源Ｐの正極端子及びスイッチング素子２１〜２３の各コレクタ端子に接続され、コンデンサＣの他方端が直流電源Ｐの負極端子及びスイッチング素子２４〜２６の各エミッタ端子に接続されている。スイッチング素子２１のエミッタ端子はスイッチング素子２４のコレクタ端子及びモータＭのＵ相の入力端子に接続され、スイッチング素子２２のエミッタ端子はスイッチング素子２５のコレクタ端子及びモータＭのＶ相の入力端子に接続され、スイッチング素子２３のエミッタ端子はスイッチング素子２６のコレクタ端子及びモータＭのＷ相の入力端子に接続されている。

コンデンサＣは、直流電源Ｐから出力されインバータ回路２へ入力される電圧を平滑する。
スイッチング素子２１〜２６は、それぞれ、ドライブ回路３から出力され自身のゲート端子に入力される駆動信号に基づいて、オン、オフする。スイッチング素子２１〜２６がそれぞれオン、オフすることで、直流電源Ｐから出力される直流電圧が、互いに位相が１２０度ずつ異なる３つの交流電圧に変換され、それら交流電圧がモータＭのＵ相、Ｖ相、及びＷ相の入力端子に印加されモータＭが駆動する。

ドライブ回路３は、入力されるＰＷＭ制御信号（パルス幅変調制御信号）または矩形波制御信号に応じてインバータ回路２を駆動する。例えば、ドライブ回路３は、入力されるＵ相ＰＷＭ制御信号またはＵ相矩形波制御信号がハイレベルのとき、スイッチング素子２１をオン、スイッチング素子２４をオフさせる駆動信号をスイッチング素子２１、２４の各ゲート端子に入力し、入力されるＵ相ＰＷＭ制御信号またはＵ相矩形波制御信号がローレベルのとき、スイッチング素子２１をオフ、スイッチング素子２４をオンさせる駆動信号をスイッチング素子２１、２４の各ゲート端子に入力する。また、ドライブ回路３は、入力されるＶ相ＰＷＭ制御信号またはＶ相矩形波制御信号がハイレベルのとき、スイッチング素子２２をオン、スイッチング素子２５をオフさせる駆動信号をスイッチング素子２２、２５の各ゲート端子に入力し、入力されるＶ相ＰＷＭ制御信号またはＶ相矩形波制御信号がローレベルのとき、スイッチング素子２２をオフ、スイッチング素子２５をオンさせる駆動信号をスイッチング素子２２、２５の各ゲート端子に入力する。また、ドライブ回路３は、入力されるＷ相ＰＷＭ制御信号またはＷ相矩形波制御信号がハイレベルのとき、スイッチング素子２３をオン、スイッチング素子２６をオフさせる駆動信号をスイッチング素子２３、２６の各ゲート端子に入力し、入力されるＷ相ＰＷＭ制御信号またはＷ相矩形波制御信号がローレベルのとき、スイッチング素子２３をオフ、スイッチング素子２６をオンさせる駆動信号をスイッチング素子２３、２６の各ゲート端子に入力する。

電圧検出部４は、例えば、電圧センサであり、インバータ回路２の入力電圧Ｖｄｃを検出する。
電流検出部５は、例えば、電流センサであり、インバータ回路２からモータＭのＵ相の入力端子へ流れる実電流Ｉｕを検出する。

電流検出部６は、例えば、電流センサであり、インバータ回路２からモータＭのＷ相の入力端子へ流れる実電流Ｉｗを検出する。
ＰＷＭ制御回路７は、パルス幅変調制御によってモータＭの駆動が制御されるように、ドライブ回路３の駆動を制御する。また、ＰＷＭ制御回路７は、トルク／電流指令値変換部７１と、電流座標変換部７２と、減算部７３、７４と、電流制御部７５と、電圧座標変換部７６と、ＰＷＭ制御部７７とを備える。なお、ＰＷＭ制御回路７は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリなどにより構成され、ＣＰＵがメモリに記憶されているプログラムを実行することにより、トルク／電流指令値変換部７１、電流座標変換部７２、減算部７３、減算部７４、電流制御部７５、電圧座標変換部７６、及びＰＷＭ制御部７７が実現される。

トルク／電流指令値変換部７１は、外部の制御部などから出力されインバータ装置１へ入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆをｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に変換する。例えば、トルク／電流指令値変換部７１は、不図示の記憶部に予め記憶されている、トルク指令値Ｔｒｅｆとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とが対応づけられた情報を参照して、入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を取得する。

電流座標変換部７２は、電流検出部５により検出される実電流Ｉｕ及び電流検出部６により検出される実電流Ｉｗにより、モータＭのＶ相に流れる実電流Ｉｖを求め、それら実電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸実電流Ｉｄ（弱め界磁を発生させるための電流成分）及びｑ軸実電流Ｉｑ（トルクを発生させるための電流成分）に変換する。

減算部７３は、ｄ軸実電流Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊との電流差分値ΔＩｄを算出する。
減算部７４は、ｑ軸実電流Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との電流差分値ΔＩｑを算出する。

電流制御部７５は、電流差分値ΔＩｄ、ΔＩｑを用いたＰＩ（Proportional Integral）制御により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求める。例えば、電流制御部７５は、Ｖｄ＊＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋∫（Ｋｉ×ΔＩｄ）−ωＬｑＩｑを演算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を求め、Ｖｑ＊＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋∫（Ｋｉ×ΔＩｑ）＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅを演算することにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求める。なお、ＫｐはＰＩ制御の比例項の定数とし、ＫｉはＰＩ制御の積分項の定数とし、ωはモータＭの回転子の角速度とし、ＬｑはモータＭのｑ軸インダクタンスとし、ＬｄはモータＭのｄ軸インダクタンスとし、Ｋｅは誘起電圧定数とする。

電圧座標変換部７６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、モータＭの各相にそれぞれ対応する電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）に変換する。

ＰＷＭ制御部７７は、モータＭの各相にそれぞれ対応する電圧指令値に基づいて、ドライブ回路３の駆動を制御する。すなわち、ＰＷＭ制御部７７は、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊と基準波（三角波）との比較結果によりＵ相ＰＷＭ制御信号を求め、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊と基準波との比較結果によりＶ相ＰＷＭ制御信号を求め、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊と基準波との比較結果によりＷ相ＰＷＭ制御信号を求める。

回転角検出部８は、例えば、ロータリエンコーダやレゾルバであり、モータＭの回転子の回転角θを検出する。
矩形波制御回路９は、矩形波制御によりモータＭの駆動が制御されるように、ドライブ回路３の駆動を制御する。また、矩形波制御回路９は、トルク演算部９１と、減算部９２と、電圧位相制御部９３と、矩形波制御部９４とを備える。なお、矩形波制御回路９は、例えば、ＣＰＵやメモリなどにより構成され、ＣＰＵがメモリに記憶されているプログラムを実行することにより、トルク演算部９１、減算部９２、電圧位相制御部９３、及び矩形波制御部９４が実現される。

トルク演算部９１は、回転角検出部８により時刻ｔ１で検出される電気角θ１と時刻ｔ２で検出される電気角θ２との差分Δθを、時刻ｔ１と時刻ｔ２との差分Δｔで割ることによりモータＭの回転子の角速度ωを求め、その角速度ωと、電流座標変換部７２により変換されるｄ軸実電流Ｉｄ及びｑ軸実電流Ｉｑと、電流制御部７５により求められるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊とに基づいて、Ｔｄｅｔ＝（Ｖｄ＊×Ｉｄ＋Ｖｑ＊×Ｉｑ）／ωを演算することにより、トルク推定値Ｔｄｅｔを求める。

減算部９２は、入力されるトルク指令値Ｔｒｅｆと、トルク演算部９１により演算されるトルク推定値Ｔｄｅｔとのトルク差分値ΔＴを算出する。
電圧位相制御部９３は、トルク差分値ΔＴがゼロになるように、電圧位相角指令値φを求める。

矩形波制御部９４は、電圧位相制御部９３により求められる電圧位相角指令値φに対応するカウント値が目標カウント値になると、Ｕ相矩形波制御信号、Ｖ相矩形波制御信号、及びＷ相矩形波信号をそれぞれハイレベルまたはローレベルにする。

切替部１０は、インバータ回路２の入力電圧Ｖｄｃに対するモータＭの入力電圧Ｖｍの比である変調率に応じて、パルス幅変調制御から矩形波制御へ切り替え、ｄ軸実電流Ｉｄ及びｑ軸実電流Ｉｑとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との電流位相差に応じて、矩形波制御からパルス幅変調制御へ切り替える。すなわち、切替部１０は、変調率に応じて、ドライブ回路３に入力する制御信号として、ＰＷＭ制御（Ｕ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号、及びＷ相ＰＷＭ制御信号）から矩形波制御信号（Ｕ相矩形波制御信号、Ｖ相矩形波制御信号、及びＷ相矩形波信号）へ切り替える。また、切替部１０は、電流位相差に応じて、ドライブ回路３に入力する制御信号として、矩形波制御信号（Ｕ相矩形波制御信号、Ｖ相矩形波制御信号、及びＷ相矩形波信号）からＰＷＭ制御（Ｕ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号、及びＷ相ＰＷＭ制御信号）へ切り替える。なお、切替部１０は、Ｖｍ／Ｖｄｃを演算することにより、変調率を求める。Ｖｍは、√（（ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊）^２＋（ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊）^２）とする。

切替制限部１１は、前回の制御タイミングにおけるモータＭの回転数ｎ（例えば、ω／２πと今回の制御タイミングにおけるモータＭの回転数ｎとの差分を、モータＭの回転数ｎ）の変動量として求め、その変動量に応じて、切替部１０におけるパルス幅変調制御から矩形波制御への切り替えを制限する。

図２は、切替部１０の動作の一例を示すフローチャートである。なお、図２に示すフローチャートは制御タイミング毎に繰り返し実行されるものとする。
切替部１０は、現在の制御方式がパルス幅変調制御であると判断し（Ｓ２１：Ｙｅｓ）、切替制限フラグがＯＮであると判断すると（Ｓ２２：Ｙｅｓ）、パルス幅変調制御を継続する。

また、切替部１０は、現在の制御方式がパルス幅変調制御であると判断し（Ｓ２１：Ｙｅｓ）、切替制限フラグがＯＦＦであると判断し（Ｓ２２：Ｎｏ）、変調率が閾値Ｘｔｈよりも小さいと判断すると（Ｓ２３：Ｎｏ）、ＰＷＭ制御を継続する。

また、切替部１０は、現在の制御方式がパルス幅変調制御であると判断し（Ｓ２１：Ｙｅｓ）、切替制限フラグがＯＦＦであると判断し（Ｓ２２：Ｎｏ）、変調率が閾値Ｘｔｈ以上であると判断すると（Ｓ２３：Ｙｅｓ）、パルス幅変調制御から矩形波制御に切り替える（Ｓ２４）。なお、切替部１０は、Ｓ２３及びＳ２４において、変調率が閾値Ｘｔｈ以上であり、かつ、ｄ軸実電流Ｉｄ及びｑ軸実電流Ｉｑとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との電流位相差が閾値Ｙｔｈ以上である状態が所定時間続いたと判断すると、パルス幅変調制御から矩形波制御に切り替えるように構成してもよい。

また、切替部１０は、現在の制御方式が矩形波制御であると判断し（Ｓ２１：Ｎｏ）、電流位相差が閾値Ｙｔｈよりも小さいと判断すると（Ｓ２５：Ｎｏ）、矩形波制御を継続する。

また、切替部１０は、現在の制御方式が矩形波制御であると判断し（Ｓ２１：Ｎｏ）、電流位相差が閾値Ｙｔｈ以上であると判断すると（Ｓ２５：Ｙｅｓ）、矩形波制御からパルス幅変調制御に切り替える（Ｓ２６）。なお、切替部１０は、Ｓ２５及びＳ２６において、電流位相差が閾値Ｙｔｈ以上であると判断する代わりに、ｄ軸実電流Ｉｄが閾値Ｉｄｔｈ以上になる状態が所定時間続いたと判断すると、矩形波制御からパルス幅変調制御に切り替えるように構成してもよい。

図３は、切替制限部１１の動作の一例を示すフローチャートである。なお、図３に示すフローチャートは制御タイミング毎に繰り返し実行されるものとする。また、閾値ｎｔｈ１＜閾値ｎｔｈ２＜閾値ｎｔｈ３とする。例えば、閾値ｎｔｈ１を３０［ｒｐｍ］、閾値ｎｔｈ２を４０［ｒｐｍ］、閾値ｎｔｈ３を５０［ｒｐｍ］とする。また、ｍ１＜ｍ２＜ｍ３とする。例えば、ｍ１を−１、ｍ２を５、ｍ３を１０、ｍ４を１５とする。また、例えば、ｍｔｈを１５とする。

まず、切替制限部１１は、今回の制御タイミングにおけるモータＭの回転数ｎを求め（Ｓ３１）、前回の制御タイミングにおけるモータＭの回転数ｎと今回の制御タイミングにおけるモータＭの回転数ｎとの差分Δｎ（モータＭの回転数ｎの変動量）を算出する（Ｓ３２）。

次に、切替制限部１１は、差分Δｎが閾値ｎｔｈ１よりも小さいと判断すると（Ｓ３３：Ｙｅｓ）、カウント値ｃｎｔにｍ１を加算する（Ｓ３４）。
また、切替制限部１１は、差分Δｎが閾値ｎｔｈ１以上であると判断し（Ｓ３３：Ｎｏ）、差分Δｎが閾値ｎｔｈ２よりも小さいと判断すると（Ｓ３５：Ｙｅｓ）、カウント値ｃｎｔにｍ２を加算する（Ｓ３６）。

また、切替制限部１１は、差分Δｎが閾値ｎｔｈ１及び閾値ｎｔｈ２以上であると判断し（Ｓ３３：Ｎｏ、Ｓ３５：Ｎｏ）、差分Δｎが閾値ｎｔｈ３よりも小さいと判断すると（Ｓ３７：Ｙｅｓ）、カウント値ｃｎｔにｍ３を加算する（Ｓ３８）。

また、切替制限部１１は、差分Δｎが閾値ｎｔｈ１、閾値ｎｔｈ２、及び閾値ｎｔｈ３以上であると判断すると（Ｓ３３：Ｎｏ、Ｓ３５：Ｎｏ、Ｓ３７：Ｎｏ）、カウント値ｃｎｔにｍ４を加算する（Ｓ３９）。

また、切替制限部１１は、カウント値ｃｎｔにｍ１、ｍ２、ｍ３、またはｍ４を加算した後、そのカウント値ｃｎｔが閾値ｍｔｈ以上であると判断すると（Ｓ４０：Ｙｅｓ）、切替制限フラグをＯＮする（Ｓ４１）。すなわち、切替制限部１１は、回転数ｎの変動量が大きくなると、切替制限フラグをＯＮする。これにより、モータＭの回転数ｎの変動量が大きいときに、パルス幅変調制御から矩形波制御への切り替えを制限することができる。なお本実施例の場合、Δｎがｎｔｈ３以上だと、すぐに切替制限フラグをＯＮにするように値が決められている。

また、切替制限部１１は、カウント値ｃｎｔにｍ１、ｍ２、ｍ３、またはｍ４を加算した後、カウント値ｃｎｔが閾値ｍｔｈよりも小さいと判断すると（Ｓ４０：Ｎｏ）、切替制限フラグをＯＦＦする（Ｓ４２）。

このように、実施形態のインバータ装置１では、モータＭの回転数ｎの変動量が大きいとき（たとえば悪路走行時にスリップした際）に、パルス幅変調制御から矩形波制御への切り替えを制限することができるため、パルス幅変調制御と矩形波制御の切り替えが頻繁に行われることがなくなり、モータＭに流れる電流の制御を安定させて、モータＭに過電流が流れることを抑えることができる。

また、本発明は、以上の実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。
例えば、電流制御部７５は、今回の制御タイミングにおける変調率が閾値Ｘｔｈ以上（例えばＸｔｈ＝１．１）になると、ＰＩ制御の積分項の値に、今回の制御タイミングにおける（すなわち変調率＝Ｘｔｈ時の）ＰＩ制御の積分項の値を積分項のリミッタ値として入力するように構成してもよい。このように構成する場合、電流制御部７５は、切替部１０と同様に、変調率を求める。

図４は、電流制御部７５の動作の一例を示すフローチャートである。なお、図４に示すフローチャートは制御タイミング毎に繰り返し実行されるものとする。また、ＰＩ制御の積分項のリミッタ値の初期値として、例えば、インバータ回路２の入力電圧Ｖｄｃが全てｄ軸またはｑ軸に印加される場合を想定したＰＩ制御の積分項のリミッタ値である、「入力電圧Ｖｄｃ×√（３／２）×変調率１．１」が設定されているものとする。

まず、電流制御部７５は、電流差分値ΔＩｄ、ΔＩｑを用いたＰＩ制御により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を求め（Ｓ５１）、今回の制御タイミングにおける変調率を求める（Ｓ５２）。

次に、電流制御部７５は、今回の制御タイミングで求めた変調率が閾値Ｘｔｈ以上で、かつ、前回の制御タイミングで求めた変調率が閾値Ｘｔｈよりも小さいと判断すると（Ｓ５３：Ｙｅｓ）、今回の制御タイミングで求めたＰＩ制御の積分項の値すなわち変調率＝Ｘｔｈ時のＰＩ制御の積分項の値を不図示の記憶部に記憶するとともに、変調率＝Ｘｔｈ時のＰＩ制御の積分項の値を積分項のリミッタ値として今回の制御タイミングにおけるＰＩ制御の積分項の値に入力する（Ｓ５４）。例えば、電流制御部７５は、Ｖｄ＊＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋∫（Ｋｉ×ΔＩｄ）−ωＬｑＩｑの積分項の値（∫（Ｋｉ×ΔＩｄ））に、今回の制御タイミングで求めたＰＩ制御の積分項の値すなわち変調率＝Ｘｔｈ時の積分項の値（∫（Ｋｉ×ΔＩｄ））を入力するとともに、Ｖｑ＊＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋∫（Ｋｉ×ΔＩｑ）＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅの積分項の値（∫（Ｋｉ×ΔＩｑ））に、今回の制御タイミングで求めたＰＩ制御の積分項の値すなわち変調率＝Ｘｔｈ時の積分項の値（∫（Ｋｉ×ΔＩｑ））を入力する。

また、電流制御部７５は、今回の制御タイミングで求めた変調率が閾値Ｘｔｈ以上で、かつ、前回の制御タイミングで求めた変調率も閾値Ｘｔｈ以上であると判断すると（Ｓ５３：Ｎｏ、Ｓ５５：Ｙｅｓ）、Ｓ５４で記憶した変調率＝Ｘｔｈ時のＰＩ制御の積分項の値を積分項のリミッタ値として今回の制御タイミングにおけるＰＩ制御の積分項の値に入力する（Ｓ５６）。

また、電流制御部７５は、今回の制御タイミングで求めた変調率が閾値Ｘｔｈよりも小さいと判断すると（Ｓ５３：Ｎｏ、Ｓ５５：Ｎｏ）、ＰＩ制御の積分項のリミッタ値に初期値を入力する（Ｓ５７）。例えば、電流制御部７５は、Ｖｄ＊＝Ｋｐ×ΔＩｄ＋∫（Ｋｉ×ΔＩｄ）−ωＬｑＩｑの積分項（∫（Ｋｉ×ΔＩｄ））のリミッタ値に、「入力電圧Ｖｄｃ×√（３／２）×変調率１．１」を入力するとともに、Ｖｑ＊＝Ｋｐ×ΔＩｑ＋∫（Ｋｉ×ΔＩｑ）＋ωＬｄＩｄ＋ωＫｅの積分項（∫（Ｋｉ×ΔＩｑ））のリミッタ値に、「入力電圧Ｖｄｃ×√（３／２）×変調率１．１」を入力する。

このように、今回の制御タイミングで求めた変調率が閾値Ｘｔｈ以上になると、ＰＩ制御の積分項の値に、変調率＝Ｘｔｈ時の積分項の値を入力しているため、パルス幅変調制御から矩形波制御への切り替えに制限がかかっているときに変調率が閾値Ｘｔｈ以上になっても、ＰＩ制御の積分項の値を、変調率が閾値Ｘｔｈと等しいときのＰＩ制御の積分項の値に抑えることができる。そのため、パルス幅変調制御から矩形波制御への切り替えを制限しているときに変調率が閾値Ｘｔｈ以上になっても、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が過大にならず、電流制御破綻を抑えることができるため、モータＭに流れる電流の制御を安定させて、モータＭに過電流が流れることを抑えることができる。

１ インバータ装置
２ インバータ回路
３ ドライブ回路
４ 電圧検出部
５，６ 電流検出部
７ ＰＷＭ制御回路
８ 回転角検出部
９ 矩形波制御回路
１０ 切替部
１１ 切替制限部
２１〜２６ スイッチング素子
７１ トルク／電流指令値変換部
７２ 電流座標変換部
７３，７４，９２ 減算部
７５ 電流制御部
７６ 電圧座標変換部
７７ ＰＷＭ制御部
９１ トルク演算部
９３ 電圧位相制御部
９４ 矩形波制御部

Claims (1)

1. モータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を駆動するドライブ回路と、
   パルス幅変調制御によって前記モータの駆動が制御されるように、前記ドライブ回路の駆動を制御するＰＷＭ制御回路と、
   矩形波制御によって前記モータの駆動が制御されるように、前記ドライブ回路の駆動を制御する矩形波制御回路と、
   前記インバータ回路の入力電圧に対する前記モータの入力電圧の比である変調率に応じて、前記パルス幅変調制御から前記矩形波制御へ切り替える切替部と、
   前記モータの回転数の変動量に応じて、前記切替部における前記パルス幅変調制御から前記矩形波制御への切り替えを制限する切替制限部と、
   を備え、
   前記切替制限部は、前記変動量の増加に伴って増加するカウント値がカウント閾値以上になると、前記切替部における前記ＰＷＭ制御から前記矩形波制御への切り替えを制限し、
   前記ＰＷＭ制御回路は、
   トルク指令値をｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に変換するトルク／電流指令値変換部と、
   前記モータの各相に流れる実電流を、ｄ軸実電流及びｑ軸実電流に変換する電流座標変換部と、
   前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸実電流との差分を用いたＰＩ制御により、ｄ軸電圧指令値を求めるとともに、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸実電流との差分を用いたＰＩ制御により、ｑ軸電圧指令値を求める電流制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を、前記モータの各相にそれぞれ対応する電圧指令値に変換する電圧座標変換部と、
   前記モータの各相にそれぞれ対応する電圧指令値に基づいて、前記ドライブ回路の駆動を制御するＰＷＭ制御部と、
   を備え、
   前記パルス幅変調制御から前記矩形波制御への切り替えを制限時において、前記電流制御部は、今回の制御タイミングで求めた前記変調率が変調率閾値以上になると、前記ＰＩ制御の積分項の値に、前記変調率が前記変調率閾値と等しいときの前記ＰＩ制御の積分項の値を入力し、
   前記パルス幅変調制御から前記矩形波制御への切り替えを制限時において、前記電流制御部は、今回の制御タイミングで求めた前記変調率が前記変調率閾値よりも小さいと、前記ＰＩ制御の積分項のリミッタ値の初期値である（前記インバータ回路の入力電圧×√（３／２）×前記変調率１．１）を入力する
   ことを特徴するインバータ装置。

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