JP6315594B2 - コンバータを制御するための方法 - Google Patents

Description

本発明は、広くには、コンバータを制御するための方法に関する。さらに詳しくは、本発明は、これに限られるわけではないが、誘導電力伝達システムにおける使用に適した新規な構成のコンバータに関する。

電気コンバータは、技術的に周知であり、さまざまな用途のために多数の構成にて利用可能である。一般的に言えば、コンバータは、或る形式の電気の供給を、別の形式の出力へと変換する。そのような変換として、ＤＣ−ＤＣ、ＡＣ−ＡＣ、およびＤＣ−ＡＣの電気的変換を挙げることができる。いくつかの構成において、コンバータは、任意の数のＤＣおよびＡＣ「部分」を有することができ、例えばＤＣ−ＤＣコンバータは、ＡＣ−ＡＣ変圧器コンバータ部を備えることができる。

より具体的には、「インバータ」は、ＤＣ−ＡＣコンバータを表現するために使用することができる用語である。インバータは、単独で存在でき、あるいはより大きなコンバータの一部分（上述の例のように、ＡＣ−ＡＣ変圧器に先立ってＤＣをＡＣに変換しなければならない）として存在することができる。したがって、「コンバータ」を、インバータそのもの、および、インバータを含むコンバータ、を包含するものとして解釈すべきである。分かり易さのために、本明細書の残りの部分では「コンバータ」にだけ言及するが、特定の文脈において「インバータ」が適切な代替の用語である可能性を排除するものではない。

ＤＣ−ＡＣ変換を実現するコンバータについて、多数の構成が存在する。これは、主として、協調したスイッチングによって構成部品を通って交互の方向に電流を流すスイッチの適切な配置による。スイッチを、所望のＡＣ出力波形を達成するように制御回路によって制御することができる。出力波形を整形するためのさらなる回路部品を備えることができる。個々の回路の接続形態に従い、出力波形は、スイッチの周波数、デューティサイクル、および作用の相互関係に依存する。

コンバータの使用の一例が、誘導電力伝達（ＩＰＴ）システムという背景における使用である。これらのシステムは、確立された技術（例えば、電動歯ブラシの無線での充電）および開発中の技術（例えば、「充電マット」上での携帯デバイスの無線での充電）の周知の一領域である。典型的には、一次側が、１つ以上の送り側コイルから時間変化する磁界を生成する。この磁界が、適切な受け側コイルに交流電流を誘導し、これを電池の充電に使用することができ、あるいは装置または他の負荷を動作させるために使用することができる。いくつかの事例においては、共振回路を生み出すように、送り側コイルの周囲にコンデンサを追加することができる。同様に、共振回路を生み出すように、受け側コイルの周囲にコンデンサを追加することができる。共振回路の使用は、該当の共振周波数において電力の処理量および効率を高めることができる。

通常は、送り側コイルは、コンバータによって駆動される。駆動電流の特性（周波数、位相、および大きさなど）は、個々のＩＰＴシステムに関係する。いくつかの事例においては、コンバータの駆動周波数を、共振送り側コイルおよび／または共振受け側コイルの共振周波数に一致させることが望ましい。この大きさは、二次側の負荷の要求に対応するように変化させることができる。いくつかのシステムにおいては、負荷の要件を、適切な手段によって一次側へと伝えることができる。

制御のこれらの層はいずれも、ＩＰＴシステムの設計に複雑さおよびコストを付加する。したがって、コンバータを制御する簡単化された方法を有することが望まれる。

特許文献１に概説されているとおりのＩＰＴシステムに関する他の問題点は、共振システムにおいて、送り側の共振周波数が固定されておらず、受け側の負荷に応じて変化する点にある。負荷の変化が、相互の誘導結合によって送り側へと反映され、送り側の共振周波数に影響を及ぼす。したがって、コンバータが、もはや送り側の共振周波数と同等でない周波数で送り側コイルへと出力を供給している場合、電力の処理量が減少し、システムが効率的でなくなる。

ＩＰＴシステムに関するさらなる問題点は、送り側または受け側のコイルならびに共振コンデンサなどの共振の構成要素の値が、他の要因の中でもとりわけ製造公差、経年劣化、温度、電力伝達距離の変化、ならびに近傍の金属または磁性材料の存在に起因して、変化しうる点にある。これらの変化が送り側の共振周波数に影響を及ぼし、結果として受け側との共振から外れ、電力の処理量が減少し、システムの効率が低くなる可能性がある。

この共振周波数の変化に対応できる１つのやり方は、制御スイッチを送り側コイルの電圧がゼロになるときにオフおよびオンするように構成することによる。結果として、スイッチング周波数が、送り側コイルの共振周波数に自動的に一致することになる。そのような技術的解決策の欠点は、送り出される磁界の周波数が、送り側コイルの共振周波数に依存した範囲を変化することにある。これは、２つの理由で問題である。第１に、受け側を、送り出される周波数の変化に合わせて調整し直さなければならず、さもないと出力が失われ、第２には、システムを或る範囲の周波数にわたって動作させることは、利用可能な帯域幅が狭すぎる可能性があるため望ましくない。

米国特許出願公開第２００８／０２１１４７８号明細書（Ｈｕｓｓｍａｎ他）

本発明の目的は、コンバータを制御するための方法であって、共振周波数の変化に依然として応答できるように、コンバータの出力の電気的特性のより簡単化された制御を可能する方法を提供することにあり、あるいは少なくとも公衆に有用な選択肢を提供することにある。

１つの典型的な実施形態によれば、インダクタを有する共振回路を備えており、前記インダクタを通過する電流の方向が関連の第１および第２の制御スイッチの状態に依存するコンバータを制御する方法であって、各々の前記第１および第２の制御スイッチは、前記コンバータの従属変数に関係したゼロ交差の発生に応じて第１の状態へと切り換わり、前記コンバータの従属変数に関係しない所定の時間期間の終わりに応じて第２の状態へと切り換わり、前記所定の時間期間は、同じ前記第１および第２の制御スイッチまたは別の前記第１および第２の制御スイッチがオフへと切り換えられた後に開始する方法が提供される。

別の典型的な実施形態によれば、インダクタを有する共振回路を備えており、前記インダクタを通過する電流の方向が関連の制御スイッチの状態に依存するコンバータであって、前記第１および第２の制御スイッチは、当該コンバータの従属変数に関係したゼロ交差の発生に応じて第１の状態へと切り換わり、前記第１および第２の制御スイッチは、当該コンバータの従属変数に関係しない所定の時間期間の終わりに応じて第２の状態へと切り換わるように、また、前記所定の時間期間は、同じ前記第１および第２の制御スイッチまたは別の前記第１および第２の制御スイッチがオフへと切り換えられた後に開始するように、前記制御スイッチを制御するように構成された制御回路を備えているインバータが提供される。

用語「・・・からなる（ｃｏｍｐｒｉｓｅおよびｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」ならびに「・・・からなっている（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は、さまざまな法域のもとで、排他的な意味を持つと考えられることもあり、包括的な意味を持つと考えられることもあると認められる。本明細書の目的においては、とくにそのようでないと述べられない限り、これらの用語は包括的な意味を有することが意図されており、すなわち用語の使用による直接的な言及によって挙げられる構成部品を含み、かつおそらくは他の具体的には挙げられない構成部品または要素も含むことを意味すると解釈される。
本明細書における先行技術への言及は、そのような先行技術が公共の一般的知識の一部を形成しているとの自認を構成するものではない。

本明細書に組み入れられて本明細書の一部を構成する添付の図面は、本発明の実施形態を示しており、上述の本明細書の全体的な説明および後述される実施形態の詳細な説明と併せて、本発明の原理を説明する役目を果たす。

本発明によるコンバータの接続形態を示している。 コンバータの典型的な制御に関する波形を示している。 本発明によるコンバータの制御に関する波形を示している。 本発明によるコンバータの制御に関する波形を示している。 本発明によるコンバータの制御に関する波形を示している。 本発明による別のコンバータの接続形態を示している。

図１を参照すると、本発明によるコンバータ１の実施形態が示されている。コンバータは、ＤＣ電源２と、ＤＣインダクタ３と、出力インダクタ４と、共振コンデンサ５と、制御スイッチ（分かり易くするために、第１のスイッチ６および第２のスイッチ７と称する）と、制御回路８とを備えている。さらに図１には、制御スイッチに特有の寄生コンデンサ９および寄生ボディダイオード１０が示されている。当業者であれば、これが基本的なコンバータの接続形態の一実施形態であり、当業者にとって明らかであると考えられるいくつかの変種が存在することを、理解できるであろう。言うまでもないが、本発明は、この特定の接続形態に限られず、当業者であれば、どのようにして本発明を他のコンバータの接続形態に適用可能にできるかを、理解できるであろう。同様に、当業者であれば、いくつかのコンバータの接続形態が、本発明において機能するために調整を必要とする可能性があることを、理解できるであろう。

図１のコンバータの典型的な動作のもとで、第１のスイッチ６および第２のスイッチ７は、５０％のデューティサイクルで交互にオンおよびオフにされる。スイッチの周波数は、出力インダクタ４および共振コンデンサ５の固有共振周波数に一致するような周波数である。これは、図２に示されるとおりの波形を生み出す。これらの波形およびその形成に関する説明は、技術的に周知であり、したがって、それらをここで説明する必要はない。このスイッチングのパターンを実現するために、これまでのシステムは、出力インダクタの電圧のゼロ交差に従ってスイッチを交互に動作させるようにプログラムされたコントローラを使用することができる。

本発明によれば、コンバータの制御方法は、以下のとおりである。すなわち、各々のスイッチが、コンバータの従属変数に関係した第１のスイッチング事象の発生時に第１の状態へと切り換えられ、コンバータの従属変数に関係しない第２のスイッチング事象の発生時に第２の状態へと切り換えられる。

本発明の説明の残りの部分は、前記第１の状態がオン状態であり、前記第２の状態がオフ状態である本発明の好ましい実施形態にもとづく。しかしながら、当業者であれば、いくつかの事例において、接続形態によってはこれを逆にすることが可能であるかもしれず、すなわち前記第１の状態がオフ状態であり、前記第２の状態がオン状態であってもよく、本発明がこの可能性も包含するように意図されていることを、理解できるであろう。

第１のスイッチング事象
本発明の一実施形態においては、第１のスイッチング事象は、第１のスイッチ６または第２のスイッチ７をまたぐ電圧がゼロになり、あるいはゼロに近づくときである。すなわち、第１のスイッチは、第１のスイッチの電圧がゼロになり、あるいはゼロに近づくときにオンになり、第２のスイッチは、第２のスイッチの電圧がゼロになり、あるいはゼロに近づくときにオンになる。第１のスイッチ６または第２のスイッチ７の電圧は、出力インダクタ４をまたぐ電圧に依存するため、コンバータの従属変数に関係しうる。このやり方で、第１のスイッチング事象の発生がシステムにおける変化とともに変化できるため、オンに切り換わるスイッチが、システムにおける変化に適応することができる。

電圧の検出のやり方、および特定の値に近づく電圧をトリガ事象として使用するやり方は、技術的に周知である。例えば、共振送り側コイルの電圧が所定のしきい値を下回って低下するときに状態の変化を生じさせるように、コンパレータ回路を使用することができる。しかしながら、本発明は、いかなる特定の方法にも限定されない。本発明において、この制御は、制御回路８に含まれてよい。

図１のコンバータの接続形態を参照すると、ゼロへと到達または接近する第１のスイッチ６または第２のスイッチ７の電圧を第１のスイッチング事象として使用することの１つの利点は、ゼロ電圧での切り換わりが保証される点にある。すなわち、スイッチは、スイッチの電圧がゼロであるときにオンにされ、これはエネルギの損失を最小限にし、効率を改善し、過電流に起因するスイッチの損傷を防止する。

本発明の別の実施形態においては、第１のスイッチング事象は、第１のスイッチまたは第２のスイッチを通る電流のゼロ交差である。すなわち、第１のスイッチは、第１のスイッチを通る電流がゼロになり、あるいはゼロに近づくときにオンになり、第２のスイッチは、第２のスイッチを通る電流がゼロになり、あるいはゼロに近づくときにオンになる。当業者であれば、変化しうる回路の特性が他にも存在し、それらのうちのいくつかは、第１のスイッチング事象のための基礎として適すると考えられることを、理解できるであろう。

第２のスイッチング事象
本発明の一実施形態においては、２つのスイッチが存在しており、第２のスイッチング事象は、他方のスイッチがオフにされた後に所定の時間間隔（α）が経過することである。すなわち、第１のスイッチ６が、第２のスイッチがオフにされた後に所定の時間間隔（α）でオフにされ、第２のスイッチ７が、第１のスイッチがオフにされた後に所定の時間間隔（α）でオフにされる。第１のスイッチまたは第２のスイッチのオフへの切り換えは、システムの従属変数に関係していない（すなわち、あらかじめ設定され、変化することがない）ため、システムのいかなる変化にもかかわりなく同じままである。さらに、スイッチは、所定の時間間隔の後で継続的にオフであるため、スイッチの周波数も、システムの従属変数に関係していない。コンバータの周波数は、下記の式によって計算することができる。

オフ状態へと切り換わるスイッチを検出するやり方、および所定の遅延の後に別のスイッチのオフへの切り換わりを生じさせるやり方は、技術的に周知である。当業者であれば、そのような方法をどのようにして本発明に適用できるのかを、理解できるであろう。あるいは、コントローラを、スイッチの状態の変化の実際の検出を必要とすることなく、このプロセスを内部で制御するようにプログラムすることができる。本発明の実施形態においては、この制御が制御回路８に含まれてよく、時間間隔αを、ユーザまたは何らかの他の手段によって変更することができる。

上述の実施形態において、第２のスイッチング事象は、他方のスイッチの状態の変化から始まる時間期間の終了である。しかしながら、これは、第２のスイッチング事象として使用することができる独立事象の１つの可能性にすぎない。例えば、第２のスイッチング事象は、同じスイッチの状態の変化から始まる時間期間の終了であってよく、あるいはクロック信号を、スイッチのオフへの切り換わりを他のスイッチの状態にかかわりなく生じさせるために使用することができる。

上述の実施形態を、再び図１および図３に鑑みてさらに説明することができる。図３は、第１および第２のスイッチの状態、各々のスイッチの電圧、ならびに出力インダクタの電圧を示している。時刻ｔ_１において、第１のスイッチがオフになり、第２のスイッチがオンになる。第２のスイッチは、スイッチの電圧がゼロになるがゆえにオンになる。第１のスイッチがオフになるとき、インダクタの電圧が上昇を開始し、その後に低下する（観察される波形がもたらされる）。第１のスイッチがオフになってから時間αが経過した後に、時刻ｔ_２において第２のスイッチがオフになる。αが出力インダクタおよび出力コンデンサの固有の共振周期（ｔ_Ｒ）の半分に等しくなるようにあらかじめ設定されているため、ｔ_２では、第１のスイッチの電圧がゼロになり、したがって第１のスイッチがオンになる時刻に相当する。このサイクルが繰り返され、先に述べた固定の周波数での５０％のデューティサイクルと同じ効果を有するスイッチングパターンがもたらされる。

この方法の独自性は、出力インダクタおよび出力コンデンサの共振周波数が（回路部品の劣化、ＩＰＴシステムの一次コイルと二次コイルとの間の結合に影響を及ぼす負荷の変化、または何らかの他の理由によって）変化するときにより顕著になる。図４を参照すると、システムが共振の時間周期の半分（ｔ_Ｒ’）がαよりも短い状態にあるときの本発明の実施形態の波形が示されている（αがｔ_Ｒ’よりも大きい値に固定されている場合も同様）。時刻ｔ_１において、第１のスイッチがオフへと切り換わり、結果としてインダクタをまたぐ電圧が上昇し、次いで低下し、観察される波形がもたらされる。ｔ_Ｒ’がαよりも短いため、第１のスイッチの電圧は、αの経過よりも前にゼロに達する。したがって、ｔ_２において第１のスイッチがオンに切り換わる。これは、第２のスイッチがオフへと切り換わるよりも前に生じ、したがって両方のスイッチが同時にオンである。次いで、ｔ_３において、第１のスイッチがオフへと切り換わってからαが経過した後に、第２のスイッチがオフへと切り換わる。このサイクルが繰り返され、５０％よりも大きいデューティサイクルを有するが、周波数は図３に示した例と同じ（すなわち、１／（２α））であるスイッチングパターンがもたらされる。

同様に、図５が、ｔ_Ｒ’’がαよりも長い本発明の実施形態についての波形を示している（あるいは、αがｔ_Ｒ’’よりも短く設定される場合も同様）。この実施形態においては、各サイクルの一部分において両方のスイッチが（図４に示した例のように）同時にオンであるよりもむしろ、両方のスイッチが同時にオフである。当業者であれば、図１に概略的に示されている回路の接続形態が、インダクタ３に蓄えられたエネルギに起因して高電圧のスパイクが開いた第１のスイッチ６または開いた第２のスイッチ７をまたいで現れることを防止するには寄生容量９が充分に大きくないと考えられるがゆえに、これらの条件下では機能しないと考えられることを、理解できるであろう。この現象は、大きなスナバネットワークを設けることによってこの問題を軽減することを提案している米国特許第４９８０８１３号明細書に説明されている。当業者であれば、第１のスイッチ６および第２のスイッチ７の各々をまたぐ追加の別個のコンデンサをスナバとして備え、出力インダクタ４と一緒に共振ネットワークの一部を形成できると考えられることを、理解できるであろう。

図６が、そのような追加のコンデンサ１２を備えるそのような代案のコンバータの接続形態１１を示している。コンバータ１１が、ＤＣ電源１３と、ＤＣインダクタ１４と、出力インダクタ１５と、寄生コンデンサ１８および寄生ボディダイオード１９を有する制御スイッチ１６と、制御回路１７とを備えている。これは、本発明をすべての接続形態に普遍的に適用することは不可能であり、本発明が特定のコンバータの接続形態に特有でないことも示しているが、当業者であれば、本発明をコンバータの接続形態に合わせて機能するようにできるやり方を、理解できるであろう。

本発明の別の実施形態においては、（例えば、図１に示した接続形態と同じまたは同様の接続形態が使用されているという理由で）図５に示したような波形の発生を回避することが望ましいかもしれない。これは、このスイッチング方法を、特定の状況のもとでは、適切な先行技術のコンバータの制御方法へと戻すことによって達成することができる。

例えば、制御方法は、以下のうちの最後が生じたときにスイッチをオフへと切り換えるように調整することができる。

・他方のスイッチがオフへと切り換えられた後の所定の時間間隔（α）の終了（すなわち、上述のとおりの第２のスイッチング事象）。
・他方のスイッチのオンへの切り換わり。

このようにして、スイッチが他方のスイッチがオンに切り換わるときに限ってオフに切り換わり、両方のスイッチが同時にオフになることがないため、図５に示した波形に帰着することはないと考えられる。したがって、この実施形態は、共振周期が２α以下であるときは常に固定の周波数（すなわち、１／（２α））で動作するが、共振周期が２αよりも長いときは可変の周波数を有すると考えられる。

全体として、本発明が、コンバータを制御するための方法であって、周波数を（αによって決定されるとおりに）固定されたままにすることを可能にしつつ、依然としてインダクタンス値および容量値の変化ならびに負荷または結合の変化などのパラメータの変動に（スイッチのデューティサイクルの変化によって）応答できる方法をもたらすことが、当業者にとって明らかである。

米国特許出願公開第２００８／０２１１４７８号明細書（Ｈｕｓｓｍａｎ他）に記載のＩＰＴシステムにおいて概説された問題点を参照し、このインバータの制御方法がどのようにして送り側の文脈における問題点を解決するのかを見て取ることができる。ＩＰＴシステムは、受け側の出力における負荷が増すと、送り側のインダクタ（すなわち、１つ以上のコイル）およびコンデンサの共振周波数を高めるように設計される。しかしながら、本発明は、送り側の動作周波数が一定のまま（αによって決定されるとおり）であることを保証する。これを、図３および４の比較によって示すことができる。

例えば、第１の負荷のもとでαがｔ_Ｒに設定される場合、図３の波形がもたらされる。しかしながら、受け側の出力における負荷が増大する場合、送り側のコイルおよびコンデンサの共振周波数が高くなり、これは共振の半周期の減少と等価である（すなわち、ｔ_Ｒ’＜ｔ_Ｒであるｔ_Ｒ’）。ｔ_Ｒ’はαよりも短いため、図４の波形がもたらされる。容易に明らかであるとおり、送り側の周波数は、送り側のコイルおよびコンデンサの共振周波数に影響を及ぼす負荷の変化にかかわらず、一定のままである。本発明は、複雑な制御回路を必要とせずに負荷の変化に基本的に即座に適応可能である。

ＩＰＴシステムの文脈におけるさらなる利点は、送り側の周波数が一定であるため、受け側を調節し直す必要がない点にある。受け側を、より効率的な無線でのエネルギの伝達をもたらす所定の周波数へと調節することができる。

本発明を、本発明の実施形態の説明によって示し、実施形態を詳しく説明したが、出願人に、添付の特許請求の範囲の技術的範囲をそのような詳細へと制限したり、あるいは何らかのやり方で限定したりする意図はない。さらなる利点および改良が、当業者にとって容易に明らかであろう。したがって、本発明は、その幅広い態様において、図示および説明された具体的詳細、それぞれの装置および方法、ならびに実例に限られない。したがって、出願人の全体的な発明概念の技術的思想および技術的範囲から離れることなく、そのような詳細から離れることが可能である。

Claims (11)

1. インダクタを有する共振回路を備えており、前記インダクタを通過する電流の方向が関連の第１および第２の制御スイッチの状態に依存するコンバータを制御する方法であって、各々の前記第１および第２の制御スイッチは、
   a.前記コンバータの従属変数に関係したゼロ交差の発生に応じて第１の状態へと切り換わり、
   b.前記コンバータの従属変数に関係しない所定の時間期間の終わりに応じて第２の状態へと切り換わり、
   前記所定の時間期間は、同じ前記第１および第２の制御スイッチまたは別の前記第１および第２の制御スイッチがオフへと切り換えられた後に開始する方法。
2. 前記第１の状態が、オン状態であり、前記第２の状態が、オフ状態である請求項１に記載の方法。
3. 前記第１の状態が、オフ状態であり、前記第２の状態が、オン状態である請求項１に記載の方法。
4. 前記所定の時間期間は、前記コンバータの所望の動作周期の半分と同じである請求項１に記載の方法。
5. 前記所定の時間期間は、前記コンバータの所望の動作周期と同じである請求項１に記載の方法。
6. 前記ゼロ交差は、制御スイッチの電圧がゼロになるときである請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記ゼロ交差は、制御スイッチを通る電流がゼロになるときである請求項１から５のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記コンバータの所望の動作周期は、該コンバータの無負荷時の固有共振周期と同様であるように選択される請求項４または５に記載の方法。
9. 前記所定の時間期間は、実質的に固定のコンバータの周波数を決定する請求項１に記載の方法。
10. インダクタを有する共振回路を備えており、前記インダクタを通過する電流の方向が関連の制御スイッチの状態に依存するコンバータであって、
    請求項１から９のいずれか一項に記載の方法により前記コンバータを制御するように構成された制御回路を備えているコンバータ。
11. 請求項１０に記載のコンバータを備える誘導電力伝達装置。

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