JP6199341B2 - サンプリング回路およびサンプリング方法とサンプリングオシロスコープ並びに波形表示方法 - Google Patents

Description

本発明は、例えば高速トランシーバ（高速半導体）、光ファイバ接続モジュール（ＳＦＰ＋）などの被測定物（ＤＵＴ）からの被測定信号を繰り返しサンプリングするサンプリング回路およびサンプリング方法とサンプリングオシロスコープ並びに波形表示方法に関する。

等価時間サンプリングオシロスコープ（以下、サンプリングオシロスコープという）は、例えば高速トランシーバ、光ファイバ接続モジュール（ＳＦＰ＋）などの被測定物（ＤＵＴ）からの被測定信号を繰り返しサンプリングして観測波形やアイダイアグラムを表示するものとして従来より知られている。例えば下記特許文献１に開示されるサンプリングオシロスコープは、ダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ：Direct Digital Synthesizer）を用い、基準クロック信号の整数分の１の周波数から僅かに周波数をずらした周期信号を生成し、この生成した周期信号を時間基準（タイムベース）として被測定信号のサンプリングを行っている。

ＵＳ２００５／０１７７７５８Ａ１

ところで、近年では、ビットレートの高速化に伴い、例えば３２Ｇｂｐｓ等の高速レートの高速デバイスが普及し始めている。このため、この種のサンプリングオシロスコープには、高速レートの高速デバイスに対応可能な高精度化が求められ、ジッタ誤差の更なる改善策が要望されている。

そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであって、ジッタ誤差の改善を図り、時間精度に優れた低コストのサンプリング回路およびサンプリング方法とサンプリングオシロスコープ並びに波形表示方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の請求項１に記載されたサンプリング回路は、繰り返し信号からなる被測定信号ｗｓに同期した基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力する周波数シンセサイザ１１ａと、前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを出力するサンプラ駆動部１１ｂとを有するトリガ生成部１１と、
前記被測定信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第１のサンプラ部１２と、
前記基準クロック信号によるＩ信号Ｉ（ｔ）を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第２のサンプラ部１３ａと、前記基準クロック信号の位相を９０°ずらしたＱ信号Ｑ（ｔ）を出力する位相器１３ｂと、前記Ｑ信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第３のサンプラ部１３ｃと、前記Ｉ信号のサンプリングデータＩ（ｎ）と前記Ｑ信号のサンプリングデータＱ（ｎ）とサンプリング時刻の設定値ｔ（ｎ）に基づいて前記時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出する補正値算出部１３ｄとを有する誤差検出部１３とを備えたことを特徴とする。

請求項２に記載されたサンプリング回路は、繰り返し信号からなる被測定信号ｗｓに同期した基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力する周波数シンセサイザ２１ａと、前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを出力するサンプラ駆動部２１ｂとを有するトリガ生成部２１と、
前記被測定信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第１のサンプラ部２２と、
前記周期信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第２のサンプラ部２３ｂと、該第２のサンプラ部からのサンプリングデータｒ（ｎ）とサンプリング時刻の設定値ｔ（ｎ）を入力とし、予め記憶された正弦波テーブルの位相Φ（ｎ）＝ｓｉｎ^-1（ｒ（ｎ））から前記時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出する補正値算出部２３ｃとを有する誤差検出部２３とを備えたことを特徴とする。

請求項３に記載されたサンプリング回路は、請求項２のサンプリング回路において、
前記周期信号ｒ（ｔ）の遅延量を調整した遅延周期信号ｒ’（ｔ）を前記サンプラ駆動部２１ｂに出力する可変遅延部２３ａを備え、
前記サンプラ駆動部は、前記第２のサンプラ部２３ｂにおいて、前記周期信号が振幅の中央付近のほぼ同じ位相Φ（ｎ）でサンプリングされるように、前記遅延周期信号により前記トリガ信号ＣＬＫを遅延させて出力することを特徴とする。

請求項４に記載されたサンプリングオシロスコープは、請求項１〜３の何れかのサンプリング回路２Ａ，２Ｂと、
前記サンプリング回路の第１のサンプラ部１２，２２からのサンプリングデータによる観測波形又はアイダイアグラムを、前記補正値にて補正された時間基準に基づいて表示制御する制御部３Ａ，３Ｂと、
を備えたことを特徴とする。

請求項５に記載されたサンプリング方法は、繰り返し信号からなる被測定信号ｗｓに同期した基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力するステップと、
前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを出力するステップと、
前記トリガ信号のタイミングで前記被測定信号をサンプリングするステップと、
前記トリガ信号のタイミングで前記基準クロック信号によるＩ信号Ｉ（ｔ）をサンプリングするステップと、
前記基準クロック信号の位相を９０°ずらしたＱ信号Ｑ（ｔ）を出力するステップと、
前記Ｑ信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングするステップと、
前記Ｉ信号のサンプリングデータＩ（ｎ）と前記Ｑ信号のサンプリングデータＱ（ｎ）とサンプリング時刻の設定値ｔ（ｎ）に基づいて前記時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出するステップとを含むことを特徴とする。

請求項６に記載されたサンプリング方法は、繰り返し信号からなる被測定信号ｗｓに同期した基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力するステップと、
前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを出力するステップと、
前記被測定信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングするステップと、
前記周期信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングするステップと、
前記周期信号のサンプリングデータｒ（ｎ）とサンプリング時刻の設定値ｔ（ｎ）を入力とし、予め記憶された正弦波テーブルの位相Φ（ｎ）＝ｓｉｎ^-1（ｒ（ｎ））から前記時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出するステップとを含むことを特徴とする。

請求項７に記載されたサンプリング方法は、請求項６のサンプリング方法において、
前記周期信号ｒ（ｔ）が振幅の中央付近のほぼ同じ位相Φ（ｎ）でサンプリングされるように、前記周期信号の遅延量を調整した遅延周期信号ｒ’（ｔ）により前記トリガ信号ＣＬＫを遅延させて出力するステップを更に含むことを特徴とする。

請求項８に記載された波形表示方法は、請求項５〜７の何れかのサンプリング方法において、
前記被測定信号ｗｓのサンプリングデータによる観測波形又はアイダイアグラムを前記補正値にて補正された時間基準に基づいて表示するステップを更に含むことを特徴とする。

本発明によれば、繰り返し信号からなる被測定信号に同期した基準クロック信号から生成した時間基準となるトリガ信号に基づいて被測定信号のサンプリングを行いつつ、装置内部で発生する時間基準の誤差を検出して補正している。これにより、長周期で繰り返される被測定物からの被測定信号を、従来（４００ｆｓ ｒｍｓ）よりも高精度（２００ｆｓ ｒｍｓ）の時間基準で観測することができる。

また、サンプラ駆動部の入力として、基準クロック信号を用いずに、周波数シンセサイザの出力を用いれば、時間基準の誤差を補正するためのサンプラの数を減らして構成を簡略化でき、コストの低減を図ることができる。

本発明に係るサンプリング回路を含むサンプリングオシロスコープの第１実施の形態の概略構成を示すブロック図である。 本発明に係るサンプリング回路を含むサンプリングオシロスコープの第２実施の形態の概略構成を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について、添付した図面の図１及び図２を参照しながら詳細に説明する。

［本発明の実施の形態の概要について］
本発明は、被測定物（ＤＵＴ）からの被測定信号を繰り返しサンプリングするサンプリング回路、被測定信号のサンプリング方法、サンプリング回路を含むサンプリングオシロスコープ、被測定信号の波形表示方法に関する。

本発明のサンプリング回路を含むサンプリングオシロスコープは、被測定物からの被測定信号に同期した基準クロック信号から時間基準（タイムベース）となるトリガ信号を生成し、この生成したトリガ信号のタイミングに基づいて被測定信号のサンプリングを行いつつ、サンプリングオシロスコープ（サンプリング回路）内で発生する時間基準の誤差を検出し、時間基準の情報を補正する機能を有する。

なお、本発明のサンプリングオシロスコープは、外部クロックを必要とする等価時間サンプリングスコープのみを対象としており、内部にサンプリングクロックを持ち外部クロックを必要としないリアルタイムオシロスコープは含まないものである。

［第１実施の形態について］
図１に示すように、第１実施の形態のサンプリングオシロスコープ１Ａは、サンプリング回路２Ａ、制御部３Ａ、表示部４Ａを備えて概略構成され、基準クロック発生器５が発生する基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定物（ＤＵＴ）６からの被測定信号ｗｓ（例えばＮＲＺ信号、ＰＡＭ信号などの繰り返し信号）をサンプリングし、このサンプリング結果に基づく観測波形（被測定信号ｗｓの遷移を多数サンプリングし、これらを重ね合わせてグラフィカル表示するアイダイアグラムを含む）を表示する。

被測定物６は、例えば高速トランシーバ、光ファイバ接続モジュール（ＳＦＰ＋）などで構成される。高速トランシーバが被測定物６の場合は、例えばＮＲＺ信号、ＰＡＭ信号などの繰り返し信号（電気信号）が被測定信号ｗｓとして基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングでサンプリングオシロスコープ１Ａに入力される。また、光ファイバ接続モジュール（ＳＦＰ＋）が被測定物６の場合は、基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで光強度変調された被測定物６からの光信号を図示されないＯ／Ｅ変換器にてデータ信号（電気信号）に変換し、この変換されたデータ信号（電気信号）が被測定信号ｗｓとしてサンプリングオシロスコープ１Ａに入力される。

なお、図１の例では、基準クロック発生器５と被測定物６とを別々の構成としているが、被測定物６が基準クロック発生器５を一体に備えた構成とすることもできる。この場合、被測定物６は、基準クロック信号ｆ０を発生する基準クロック発生器５と、基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定信号としてのパターン信号を発生するパターン信号発生装置と、基準クロック信号ｆ０を１枚の回路基板上に備える。

サンプリング回路２Ａは、トリガ生成部１１、第１のサンプラ部１２、誤差検出部１３を備えて構成される。

トリガ生成部１１は、周波数シンセサイザ１１ａとサンプラ駆動部１１ｂから構成され、被測定信号ｗｓに同期した基準クロック信号ｆ０からトリガ信号ＣＬＫを生成する。このトリガ信号ＣＬＫは、被測定物６から入力される被測定信号ｗｓをサンプリングするための時間基準（タイムベース）となる。

周波数シンセサイザ１１ａは、例えばＰＬＬ周波数シンセサイザやダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）で構成される。周波数シンセサイザ１１ａは、制御部３Ａからサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）が入力しており、基準クロック発生器５からの基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力する。

なお、周波数シンセサイザ１１ａは、ＰＬＬ周波数シンセサイザやダイレクト・デジタル・シンセサイザの前段に１／Ｎ分周器（Ｎは１以上の正の整数）を接続した構成することもできる。

サンプラ駆動部１１ｂは、周波数シンセサイザ１１ａからの周期信号ｒ（ｔ）を入力として、サンプラの仕様（周波数帯域、振幅感度）に合わせたサンプリング用のトリガ信号（サンプリングパルス）ＣＬＫを出力する。サンプラ駆動部１１ｂから出力されるトリガ信号ＣＬＫは、第１のサンプラ部１２、第２のサンプラ部１３ａ、第３のサンプラ部１３ｃにそれぞれ入力される。

サンプラ駆動部１１ｂとしては、例えばステップリカバリダイオードや高速動作するトランジスタ回路が使用され、高速パルスによるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを発生して出力する。なお、サンプラ駆動部１１ｂは、上記ステップリカバリダイオードや高速動作するトランジスタ回路の前段に分周器を接続した構成であってもよい。

ここで、サンプラ駆動部１１ｂは、出力信号であるトリガ信号ＣＬＫがゆっくりとした立ち上がりスロープ（又は立ち下がりスロープ）の場合、サンプラを高速にＯＮ／ＯＦＦすることが出来ず、要求されるサンプラの広帯域特性を満足できない。このため、サンプラ駆動部１１ｂは、出力信号（トリガ信号ＣＬＫ）が高速に立ち上がる（又は立ち下がる）必要があり、広帯域特性が要求される。しかし、サンプラ駆動部１１ｂを広帯域特性にすると、サンプラ駆動部１１ｂ内部で発生する雑音成分が増えるという問題が生じる。従って、この種の従来のサンプリングオシロスコープでは、サンプラ駆動部１１ｂにおける雑音成分に起因する時間誤差（ジッタ）が支配的であり、このサンプラ駆動部１１ｂの出力ジッタを完全に０にすることが困難であった。その結果、従来のサンプリングオシロスコープでは、上記の点が４００ｆｓ ｒｍｓ程度の測定限界の原因となっていた。そこで、本実施の形態では、この測定限界の対応策として図１の構成を採用している。

第１のサンプラ部１２は、サンプラ駆動部１１ｂから入力されるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定物６からの被測定信号ｗｓをサンプリングする。第１のサンプラ部１２にてサンプリングされた被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）は制御部３Ａに入力される。

誤差検出部１３は、第２のサンプラ部１３ａ、位相器１３ｂ、第３のサンプラ部１３ｃ、補正値算出部１３ｄを備えて構成される。

第２のサンプラ部１３ａは、第１のサンプラ部１２と同じサンプラ駆動部１１ｂからのサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで基準クロック発生器５からの基準クロック信号ｆ０によるＩ信号Ｉ（ｔ）をサンプリングする。第２のサンプラ部１３ａにてサンプリングされたＩ信号Ｉ（ｔ）のサンプリングデータＩ（ｎ）は、後段の補正値算出部１３ｄに入力される。

位相器１３ｂは、基準クロック発生器５からの基準クロック信号ｆ０の位相を９０°ずらして出力する。この位相が９０°ずれた基準クロック信号は、Ｑ信号Ｑ（ｔ）として第３のサンプラ部１３ｃに入力される。

第３のサンプラ部１３ｃは、第１のサンプラ部１２や第２のサンプラ部１３ａと同じサンプラ駆動部１１ｂからのサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで位相器１３ｂからのＱ信号Ｑ（ｔ）をサンプリングする。第３のサンプラ部１３ｃにてサンプリングされたＱ信号Ｑ（ｔ）のサンプリングデータＱ（ｎ）は、後段の補正値算出部１３ｄに入力される。

補正値算出部１３ｄは、第２のサンプラ部１３ａからのＩ信号のサンプリングデータＩ（ｎ）及び第３のサンプラ部１３ｃからのＱ信号のサンプリングデータＱ（ｎ）と、制御部３Ａからのサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）を用いて時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出する。

すなわち、補正値算出部１３ｄは、Ｉ信号Ｉ（ｔ）のサンプリングデータＩ（ｎ）とＱ信号Ｑ（ｔ）のサンプリングデータＱ（ｎ）を用いて下記の式（１）から位相Φ（ｎ）を算出する。また、算出した位相Φ（ｎ）を用いて下記の式（２）から時間Ｔ（ｎ）を算出する。

Φ（ｎ）＝ｔａｎ^-1（Ｑ（ｎ）／Ｉ（ｎ））…式（１） 但し、−π＜Φ（ｎ）＜＋πとする。
Ｔ（ｎ）＝Φ（ｎ）／２πｆ０…式（２） 但し、−１／２ｆ０＜Ｔ（ｎ）＜１／２ｆ０とする。

そして、アンラップ処理後の時間をＴ’（ｎ）（但し、０＜Ｔ’（ｎ）＜∞）として、時間基準の補正値Δｔ（ｎ）＝Ｔ’（ｎ）−ｔ（ｎ）を算出する。

なお、ｔ（ｎ）は、周波数シンセサイザ１１ａで決定するサンプリング周期をＴｓとしたときに、ｔ（ｎ）＝Ｔｓ×ｎ（但し、ｎ＝０，１，２，…）から求まる理想的なサンプリング時刻として設定される値である。

制御部３Ａは、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit ）やＲＯＭ（Read Only Memory），ＲＡＭ（Random Access Memory）等のプロセッサで構成され、周波数シンセサイザ１１ａ及び補正値算出部１３ｄにサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）を設定する。また、制御部３Ａは、補正値算出部１３ｄからの時間基準の補正値Δｔ（ｎ）に基づいて設定値ｔ（ｎ）を補正するための補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を算出する。さらに、制御部３Ａは、第１のサンプラ部１２から被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）を取り込み、補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を用いて、［Ｘ，Ｙ］＝［ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ），ｄ（ｎ）］で観測波形を描画するように表示部４Ａの表示を制御する。なお、制御部３Ａは、Ｘの値をＸ０でラッピング処理してＸ’とすれば、［Ｘ’，Ｙ］でアイダイアグラムを描画して表示部４Ａの表示を制御することができる。

表示部４Ａは、例えば液晶表示器などで構成され、制御部３Ａの制御により、表示画面上に［Ｘ，Ｙ］で観測波形又は［Ｘ’，Ｙ］でアイダイアグラム（アイパターン）を表示する。

［第１実施の形態の動作について］
次に、上述した第１実施の形態によるサンプリングオシロスコープ１Ａの動作について説明する。

基準クロック発生器５が発生する基準クロック信号ｆ０は、被測定物６、周波数シンセサイザ１１ａ、第２のサンプラ部１３ａ、位相器１３ｂにそれぞれ入力される。

被測定物６は、基準クロック発生器５から基準クロック信号ｆ０が入力されると、この基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定信号ｗｓの振幅レベルを遷移（変化）させる。

周波数シンセサイザ１１ａは、基準クロック発生器５から基準クロック信号ｆ０が入力されると、この基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力し、サンプラ駆動部１１ｂに入力する。サンプラ駆動部１１ｂは、周波数シンセサイザ１１ａから周期信号ｒ（ｔ）が入力されると、サンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを出力する。このトリガ信号ＣＬＫは、第１のサンプラ部１２、第２のサンプラ部１３ａ、第３のサンプラ部１３ｃにそれぞれ入力される。

第１のサンプラ部１２は、サンプラ駆動部１１ｂからのトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定物６からの被測定信号ｗｓをサンプリングする。この第１のサンプラ部１２による被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）は制御部３Ａに入力される。

第２のサンプラ部１３ａは、サンプラ駆動部１１ｂからのトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで基準クロック発生器５からの基準クロック信号ｆ０によるＩ信号Ｉ（ｔ）をサンプリングする。この第２のサンプラ部１３ａによるＩ信号のサンプリングデータＩ（ｎ）は補正値算出部１３ｄに入力される。

位相器１３ｂは、基準クロック発生器５からの基準クロック信号ｆ０の位相を９０°ずらした信号をＱ信号Ｑ（ｔ）として第３のサンプラ部１３ｃに入力する。第３のサンプラ部１３ｃは、サンプラ駆動部１１ｂからのトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで位相器１３ｂからのＱ信号Ｑ（ｔ）をサンプリングする。すなわち、第１のサンプラ部１２、第２のサンプラ部１３ａ、第３のサンプラ部１３ｃは、同じサンプラ駆動部１１ｂからのトリガ信号ＣＬＫのタイミングでサンプリングを行う。この第３のサンプラ部１３ｃによるＱ信号のサンプリングデータＱ（ｎ）は補正値算出部１３ｄに入力される。

補正値算出部１３ｄは、第２のサンプラ部１３ａからのＩ信号のサンプリングデータＩ（ｎ）及び第３のサンプラ部１３ｃからのＱ信号のサンプリングデータＱ（ｎ）と、制御部３Ａからのサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）に基づいて時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出する。この算出した時間基準の補正値Δｔ（ｎ）は制御部３Ａに入力される。

制御部３Ａは、周波数シンセサイザ１１ａ及び補正値算出部１３ｄに設定されるサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）を補正値算出部１３ｄからの時間基準の補正値Δｔ（ｎ）によって補正するための補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を算出する。そして、制御部３Ａは、第１のサンプラ部１２から被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）を取り込み、補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を用いて、表示部４Ａの表示画面上に［Ｘ，Ｙ］＝［ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ），ｄ（ｎ）］で観測波形を表示する。

［第２実施の形態について］
上述した第１実施の形態のサンプリングオシロスコープ１Ａでは、入力の基準クロック信号ｆ０とサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫの周期をずらしており、Ｉ信号とＱ信号の直交信号を用いて時間情報Ｔ（ｎ）を取得している。すなわち、１つの正弦波信号だけでは正弦波の傾き（スルーレート）が大きい位置と小さい位置を含んでサンプリングされるため、振幅値だけから常に正確な位相Φ（ｎ）を求めることが困難であり、Ｉ信号とＱ信号の１組の直交信号を得るために第２のサンプラ部１３ａと第３のサンプラ部１３ｃによる２つのサンプラを用いている。

これに対し、第２実施の形態のサンプリングオシロスコープ１Ｂは、第２のサンプラ部２３ｂの入力として、基準クロック信号ｆ０を用いずに、周波数シンセサイザ２１ａの出力を用いる。これにより、サンプラの数を減らして構成の簡略化及びコストの低減化を図っている。以下、第２実施の形態のサンプリングオシロスコープ１Ｂの構成について図２を参照しながら説明する。

図２に示すように、第２実施の形態のサンプリングオシロスコープ１Ｂは、サンプリング回路２Ｂ、制御部３Ｂ、表示部４Ｂを備えて概略構成され、基準クロック発生器５が発生する基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定物（ＤＵＴ）６からの被測定信号ｗｓ（例えばＮＲＺ信号、ＰＡＭ信号などの繰り返し信号）をサンプリングし、このサンプリング結果に基づく観測波形（被測定信号ｗｓの遷移を多数サンプリングし、これらを重ね合わせてグラフィカル表示するアイダイアグラムを含む）を表示する。

被測定物６は、例えば高速トランシーバ、光ファイバ接続モジュール（ＳＦＰ＋）などで構成される。高速トランシーバが被測定物６の場合は、例えばＮＲＺ信号、ＰＡＭ信号などの繰り返し信号（電気信号）が被測定信号ｗｓとして基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングでサンプリングオシロスコープ１Ｂに入力される。また、光ファイバ接続モジュール（ＳＦＰ＋）が被測定物６の場合は、基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで光強度変調された被測定物６からの光信号を図示されないＯ／Ｅ変換器にてデータ信号（電気信号）に変換し、この変換されたデータ信号（電気信号）が被測定信号ｗｓとしてサンプリングオシロスコープ１Ｂに入力される。

なお、図２の例では、基準クロック発生器５と被測定物６とを別々の構成としているが、被測定物６が基準クロック発生器５を一体に備えた構成とすることもできる。この場合、被測定物６は、基準クロック信号ｆ０を発生する基準クロック発生器５と、基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定信号としてのパターン信号を発生するパターン信号発生装置と、基準クロック信号ｆ０を１枚の回路基板上に備える。

サンプリング回路２Ｂは、トリガ生成部２１、第１のサンプラ部２２、誤差検出部２３を備えて構成される。

トリガ生成部２１は、周波数シンセサイザ２１ａとサンプラ駆動部２１ｂから構成され、被測定信号ｗｓに同期した基準クロック信号ｆ０からトリガ信号ＣＬＫを生成する。このトリガ信号ＣＬＫは、被測定物６から入力される被測定信号ｗｓをサンプリングするための時間基準（タイムベース）となる。

周波数シンセサイザ２１ａは、例えばＰＬＬ周波数シンセサイザやダイレクト・デジタル・シンセサイザ（ＤＤＳ）で構成される。周波数シンセサイザ２１ａは、制御部３Ｂからサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）が入力しており、基準クロック発生器５からの基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力する。

なお、周波数シンセサイザ２１ａは、ＰＬＬ周波数シンセサイザやダイレクト・デジタル・シンセサイザの前段に１／Ｎ分周器（Ｎは１以上の正の整数）を接続した構成することもできる。

サンプラ駆動部２１ｂは、後述する可変遅延部２３ａからの遅延周期信号ｒ’（ｔ）を入力として、サンプラの仕様（周波数帯域、振幅感度）に合わせたサンプリング用のトリガ信号（サンプリングパルス）ＣＬＫを出力する。サンプラ駆動部２１ｂから出力されるトリガ信号ＣＬＫは、第１のサンプラ部２２、第２のサンプラ部２３ｂにそれぞれ入力される。

サンプラ駆動部２１ｂとしては、例えばステップリカバリダイオードや高速動作するトランジスタ回路が使用され、高速パルスによるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを発生して出力する。なお、サンプラ駆動部２１ｂは、上記ステップリカバリダイオードや高速動作するトランジスタ回路の前段に分周器を接続した構成であってもよい。

ここで、サンプラ駆動部２１ｂは、出力信号であるトリガ信号ＣＬＫがゆっくりとした立ち上がりスロープ（又は立ち下がりスロープ）の場合、サンプラを高速にＯＮ／ＯＦＦすることが出来ず、要求されるサンプラの広帯域特性を満足できない。このため、サンプラ駆動部２１ｂは、出力信号（トリガ信号ＣＬＫ）が高速に立ち上がる（又は立ち下がる）必要があり、広帯域特性が要求される。しかし、サンプラ駆動部２１ｂを広帯域特性にすると、サンプラ駆動部２１ｂ内部で発生する雑音成分が増えるという問題が生じる。従って、この種の従来のサンプリングオシロスコープでは、サンプラ駆動部２１ｂにおける雑音成分に起因する時間誤差（ジッタ）が支配的であり、このサンプラ駆動部２１ｂの出力ジッタを完全に０にすることが困難であった。その結果、従来のサンプリングオシロスコープでは、上記の点が４００ｆｓ ｒｍｓ程度の測定限界の原因となっていた。そこで、本実施の形態では、この測定限界の対応策として図２の構成を採用している。

第１のサンプラ部２２は、サンプラ駆動部２１ｂから入力されるサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定物６からの被測定信号ｗｓをサンプリングする。第１のサンプラ部２２にてサンプリングされた被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）は制御部３Ｂに入力される。

誤差検出部２３は、可変遅延部２３ａ、第２のサンプラ部２３ｂ、補正値算出部２３ｃを備えて構成される。

可変遅延部２３ａは、第２のサンプラ部２３ｂの周期信号ｒ（ｔ）とトリガ信号ＣＬＫの位相が最適になるように遅延量を調整する。すなわち、可変遅延部２３ａは、第２のサンプラ部２３ｂの入力信号である周期信号ｒ（ｔ）の振幅の中央付近（傾きが一番良い高スルーレートな位置）で常にサンプリングされるように遅延量（固定値）を調整する。これにより、第２のサンプラ部２３ｂの周期信号ｒ（ｔ）が振幅の中央付近のほぼ同じ位相Φ（ｎ）でサンプリングされる。この結果、振幅値だけから正確に位相Φ（ｎ）を求めることができる。

第２のサンプラ部２３ｂは、第１のサンプラ部２２と同じサンプラ駆動部２１ｂからのサンプリング用のトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで周波数シンセサイザ２１ａからの周期信号ｒ（ｔ）をサンプリングする。第２のサンプラ部２３ｂにてサンプリングされたサンプリングデータｒ（ｎ）は、後段の補正値算出部２３ｃに入力される。

補正値算出部２３ｃは、第２のサンプラ部２３ｂからのサンプリングデータｒ（ｎ）と制御部３Ｂからのサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）を入力とし、予め記憶された正弦波テーブルの位相Φ（ｎ）＝ｓｉｎ^-1（ｒ（ｎ））を用いて時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出する。

すなわち、補正値算出部２３ｃは、位相Φ（ｎ）を用いて下記式（２）から時間Ｔ（ｎ）を算出する。

Ｔ（ｎ）＝Φ（ｎ）／２πｆ０…式（２） 但し、−１／２ｆ０＜Ｔ（ｎ）＜１／２ｆ０とする。

そして、補正値算出部２３ｃは、アンラップ処理後の時間をＴ’（ｎ）（但し、０＜Ｔ’（ｎ）＜∞）として、時間基準の補正値Δｔ（ｎ）＝Ｔ’（ｎ）−ｔ（ｎ）を算出する。

なお、ｔ（ｎ）は、周波数シンセサイザ１１ａで決定するサンプリング周期をＴｓとしたときに、ｔ（ｎ）＝Ｔｓ×ｎ（但し、ｎ＝０，１，２，…）から求まる理想的なサンプリング時刻として設定される値である。

制御部３Ｂは、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit ）やＲＯＭ（Read Only Memory），ＲＡＭ（Random Access Memory）等のプロセッサで構成され、周波数シンセサイザ２１ａ及び補正値算出部２３ｃにサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）を設定する。また、制御部３Ｂは、補正値算出部２３ｃからの時間基準の補正値Δｔ（ｎ）に基づいて設定値ｔ（ｎ）を補正するための補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を算出する。さらに、制御部３Ｂは、第１のサンプラ部２２から被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）を取り込み、補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を用いて、［Ｘ，Ｙ］＝［ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ），ｄ（ｎ）］で観測波形を描画するように表示部４Ｂの表示を制御する。なお、制御部３Ｂは、Ｘの値をＸ０でラッピング処理してＸ’とすれば、［Ｘ’，Ｙ］でアイダイアグラムを描画して表示部４Ｂの表示を制御することができる。

表示部４Ｂは、例えば液晶表示器などで構成され、制御部３Ｂの制御により、表示画面上に［Ｘ，Ｙ］で観測波形又は［Ｘ’，Ｙ］でアイダイアグラム（アイパターン）を表示する。

［第２実施の形態の動作について］
次に、上述した第２実施の形態によるサンプリングオシロスコープ１Ｂの動作について説明する。

基準クロック発生器５が発生する基準クロック信号ｆ０は、被測定物６、周波数シンセサイザ２１ａにそれぞれ入力される。

被測定物６は、基準クロック発生器５から基準クロック信号ｆ０が入力されると、この基準クロック信号ｆ０の立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定信号ｗｓの振幅レベルを遷移（変化）させる。

周波数シンセサイザ２１ａは、基準クロック発生器５から基準クロック信号ｆ０が入力されると、この基準クロック信号ｆ０の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数Δｆ［Ｈｚ］離調した周波数の周期信号ｒ（ｔ）を出力し、可変遅延部２３ａに入力する。可変遅延部２３ａは、第２のサンプラ部２３ｂの周期信号ｒ（ｔ）の振幅中央付近で常にサンプリングされるように遅延量を調整し、この遅延量が調整された遅延周期信号ｒ’（ｔ）をサンプラ駆動部２１ｂに入力する。サンプラ駆動部２１ｂは、可変遅延部２３ａから遅延周期信号ｒ’（ｔ）が入力されると、サンプリング用のトリガ信号ＣＬＫを出力する。このトリガ信号ＣＬＫは、第１のサンプラ部２２、第２のサンプラ部２３ｂにそれぞれ入力される。

第１のサンプラ部２２は、サンプラ駆動部２１ｂからのトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで被測定物６からの被測定信号ｗｓをサンプリングする。この第１のサンプラ部２２による被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）は制御部３Ｂに入力される。

第２のサンプラ部２３ｂは、第１のサンプラ部２２と同じサンプラ駆動部２１ｂからのトリガ信号ＣＬＫの立ち上がり（又は立ち下がり）のタイミングで周波数シンセサイザ２１ａからの周期信号ｒ（ｔ）をサンプリングする。この第２のサンプラ部２３ｂによるサンプリングデータｒ（ｎ）は補正値算出部２３ｃに入力される。

補正値算出部２３ｃは、第２のサンプラ部２３ｂからのサンプリングデータｒ（ｎ）と、制御部３Ｂからのサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）に基づいて時間基準の補正値Δｔ（ｎ）を算出する。この算出した時間基準の補正値Δｔ（ｎ）は制御部３Ｂに入力される。

制御部３Ｂは、周波数シンセサイザ２１ａ及び補正値算出部２３ｃに設定されるサンプル時刻の設定値ｔ（ｎ）を補正値算出部２３ｃからの時間基準の補正値Δｔ（ｎ）によって補正するための補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を算出する。そして、制御部３Ｂは、第１のサンプラ部２２から被測定信号ｗｓのサンプリングデータｄ（ｎ）を取り込み、補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を用いて、表示部４Ｂの表示画面上に［Ｘ，Ｙ］＝［ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ），ｄ（ｎ）］で観測波形を表示する。

［本発明の実施の形態の効果について］
上述した本発明の各実施の形態では、繰り返し信号からなる被測定信号ｗｓに同期した基準クロック信号ｆ０から生成した時間基準に基づいて被測定信号ｗｓのサンプリングを行いつつ、装置内部で発生する時間基準の誤差を検出して補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を算出し、算出した補正時間ｔ（ｎ）＋Δｔ（ｎ）を用いて観測波形（アイダイアグラム）を表示している。これにより、長周期で繰り返される被測定物６からの被測定信号ｗｓを、基準クロック信号０の周期に制限されず、２００ｆｓ ｒｍｓの高精度の時間基準で観測することができる。その結果、時間精度に優れた低コストのサンプリング回路やサンプリングオシロスコープを提供することができる。

また、図２に示す本発明の第２実施の形態では、第２のサンプラ２３ｂの入力として、基準クロック信号ｆ０を用いずに、周波数シンセサイザ２１ａの出力を用いている。これにより、サンプラ駆動部２１ｂの時間誤差を検出して補正でき、図１の第１実施の形態と比較して、時間基準の誤差を補正するためのサンプラの数を減らして構成を簡略化でき、コストの低減を図ることができる。

以上、本発明に係るサンプリング回路およびサンプリング方法とサンプリングオシロスコープ並びに波形表示方法の最良の形態について説明したが、この形態による記述及び図面により本発明が限定されることはない。すなわち、この形態に基づいて当業者等によりなされる他の形態、実施例及び運用技術などはすべて本発明の範疇に含まれることは勿論である。

１Ａ，１Ｂ サンプリングオシロスコープ
２Ａ，２Ｂ サンプリング回路
３Ａ，３Ｂ 制御部
４Ａ，４Ｂ 表示部
５ 基準クロック発生器
６ 被測定物
１１ トリガ生成部
１１ａ 周波数シンセサイザ
１１ｂ サンプラ駆動部
１２ 第１のサンプラ
１３ 誤差検出部
１３ａ 第２のサンプラ
１３ｂ 位相器
１３ｃ 第３のサンプラ
１３ｄ 補正値算出部
２１ トリガ生成部
２１ａ 周波数シンセサイザ
２１ｂ サンプラ駆動部
２２ 第１のサンプラ
２３ 誤差検出部
２３ａ 可変遅延部
２３ｂ 第２のサンプラ
２３ｃ 補正値算出部

Claims (8)

1. 繰り返し信号からなる被測定信号（ｗｓ）に同期した基準クロック信号（ｆ０）の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数（Δｆ［Ｈｚ］）離調した周波数の周期信号（ｒ（ｔ））を出力する周波数シンセサイザ（１１ａ）と、前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号（ＣＬＫ）を出力するサンプラ駆動部（１１ｂ）とを有するトリガ生成部（１１）と、
   前記被測定信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第１のサンプラ部（１２）と、
   前記基準クロック信号によるＩ信号（Ｉ（ｔ））を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第２のサンプラ部（１３ａ）と、前記基準クロック信号の位相を９０°ずらしたＱ信号（Ｑ（ｔ））を出力する位相器（１３ｂ）と、前記Ｑ信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第３のサンプラ部（１３ｃ）と、前記Ｉ信号のサンプリングデータ（Ｉ（ｎ））と前記Ｑ信号のサンプリングデータ（Ｑ（ｎ））とサンプリング時刻の設定値（ｔ（ｎ））に基づいて前記時間基準の補正値（Δｔ（ｎ））を算出する補正値算出部（１３ｄ）とを有する誤差検出部（１３）とを備えたことを特徴とするサンプリング回路。
2. 繰り返し信号からなる被測定信号（ｗｓ）に同期した基準クロック信号（ｆ０）の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数（Δｆ［Ｈｚ］）離調した周波数の周期信号（ｒ（ｔ））を出力する周波数シンセサイザ（２１ａ）と、前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号（ＣＬＫ）を出力するサンプラ駆動部（２１ｂ）とを有するトリガ生成部（２１）と、
   前記被測定信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第１のサンプラ部（２２）と、
   前記周期信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングする第２のサンプラ部（２３ｂ）と、該第２のサンプラ部からのサンプリングデータ（ｒ（ｎ））とサンプリング時刻の設定値（ｔ（ｎ））を入力とし、予め記憶された正弦波テーブルの位相（Φ（ｎ）＝ｓｉｎ^-1（ｒ（ｎ）））から前記時間基準の補正値（Δｔ（ｎ））を算出する補正値算出部（２３ｃ）とを有する誤差検出部（２３）とを備えたことを特徴とするサンプリング回路。
3. 前記周期信号（ｒ（ｔ））の遅延量を調整した遅延周期信号（ｒ’（ｔ））を前記サンプラ駆動部（２１ｂ）に出力する可変遅延部（２３ａ）を備え、
   前記サンプラ駆動部は、前記第２のサンプラ部（２３ｂ）において、前記周期信号が振幅の中央付近のほぼ同じ位相（Φ（ｎ））でサンプリングされるように、前記遅延周期信号により前記トリガ信号（ＣＬＫ）を遅延させて出力することを特徴とする請求項２記載のサンプリング回路。
4. 請求項１〜３の何れかのサンプリング回路（２Ａ，２Ｂ）と、
   前記サンプリング回路の第１のサンプラ部（１２，２２）からのサンプリングデータによる観測波形又はアイダイアグラムを、前記補正値にて補正された時間基準に基づいて表示制御する制御部（３Ａ，３Ｂ）と、
   を備えたことを特徴とするサンプリングオシロスコープ。
5. 繰り返し信号からなる被測定信号（ｗｓ）に同期した基準クロック信号（ｆ０）の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数（Δｆ［Ｈｚ］）離調した周波数の周期信号（ｒ（ｔ））を出力するステップと、
   前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号（ＣＬＫ）を出力するステップと、
   前記トリガ信号のタイミングで前記被測定信号をサンプリングするステップと、
   前記トリガ信号のタイミングで前記基準クロック信号によるＩ信号（Ｉ（ｔ））をサンプリングするステップと、
   前記基準クロック信号の位相を９０°ずらしたＱ信号（Ｑ（ｔ））を出力するステップと、
   前記Ｑ信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングするステップと、
   前記Ｉ信号のサンプリングデータ（Ｉ（ｎ））と前記Ｑ信号のサンプリングデータ（Ｑ（ｎ））とサンプリング時刻の設定値（ｔ（ｎ））に基づいて前記時間基準の補正値（Δｔ（ｎ））を算出するステップとを含むことを特徴とするサンプリング方法。
6. 繰り返し信号からなる被測定信号（ｗｓ）に同期した基準クロック信号（ｆ０）の周波数の整数分の１の周波数から所定周波数（Δｆ［Ｈｚ］）離調した周波数の周期信号（ｒ（ｔ））を出力するステップと、
   前記周期信号から時間基準となるサンプリング用のトリガ信号（ＣＬＫ）を出力するステップと、
   前記被測定信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングするステップと、
   前記周期信号を前記トリガ信号のタイミングでサンプリングするステップと、
   前記周期信号のサンプリングデータ（ｒ（ｎ））とサンプリング時刻の設定値（ｔ（ｎ））を入力とし、予め記憶された正弦波テーブルの位相（Φ（ｎ）＝ｓｉｎ^-1（ｒ（ｎ）））から前記時間基準の補正値（Δｔ（ｎ））を算出するステップとを含むことを特徴とするサンプリング方法。
7. 前記周期信号（ｒ（ｔ））が振幅の中央付近のほぼ同じ位相（Φ（ｎ））でサンプリングされるように、前記周期信号の遅延量を調整した遅延周期信号（ｒ’（ｔ））により前記トリガ信号（ＣＬＫ）を遅延させて出力するステップを更に含むことを特徴とする請求項６記載のサンプリング方法。
8. 請求項５〜７の何れかのサンプリング方法において、
   前記被測定信号（ｗｓ）からのサンプリングデータによる観測波形又はアイダイアグラムを前記補正値にて補正された時間基準に基づいて表示するステップを更に含むことを特徴とする波形表示方法。

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