JP6175805B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本明細書で言及する実施例は、受信装置に関する。

近年、様々な分野において、無線通信技術が適用されている。例えば、携帯電話を始めとする通信機の復調器、無線ＬＡＮ(Local Area Network)、レーダ或いはスペクトラムアナライザー(スペアナ)等において、入力信号を検出する受信装置が利用されている。

例えば、信号強度変調(ＡＭ：Amplitude Modulation 変調)された信号を復調する回路(受信装置)では、アンテナで受信した信号を内部回路(検波器)で復調し、その復調された信号を電圧計，ＡＤ(Analog-to-Digital)変換器またはデジタル回路等により処理する。受信装置において、例えば、検波器を動作させる適切な入力信号強度(入力電力)の範囲を、検波器のダイナミックレンジと呼ぶ。

例えば、入力電力が検波器の使用可能な下限よりも小さい場合、検波器の出力電圧(検波電圧)は出力されるものの、その電圧が低すぎるため、例えば、後段の電圧計で検出することが難しくなる。そこで、入力電力が小さい場合には、例えば、検波器の前段に増幅器(アンプ)を設け、入力電力が検波器の使用可能な下限よりも大きくなるようにする。

一方、入力電力が検波器の使用可能な上限よりも大きい場合、検波器の出力が飽和してしまい、例えば、後段の電圧計で入力電力に応じた検波電圧を検出することが困難になる。そこで、入力電力が大きい場合には、例えば、検波器の前段にアッテネータ(抵抗)を設け、入力電力が検波器の使用可能な上限よりも小さくなるようにする。

ところで、従来、検波器の入力信号を処理して特性を向上させた受信装置としては、様々なものが提案されている。

特開昭５９−１３３７４９号公報 実開昭６２−１６４４１０号公報 特開平０２−０７８３０６号公報

前述したように、検波器の入力電力には、使用可能な上限および下限(ダイナミックレンジ)が存在している。そして、検波器の入力電力がダイナミックレンジの範囲外にあるときは、例えば、検波器の前段にアンプや抵抗を設けて、入力電力がダイナミックレンジに含まれるような処理を行っている。なお、検波器の後段にアンプや抵抗を設けることもある。

しかしながら、検波器の前段(後段)にアンプや抵抗を設けたとしても、ダイナミックレンジ自体を拡大することにはならない。これは、検波器だけの問題ではなく、例えば、混合器等の他の内部回路(受信装置)でも同様である。

一実施形態によれば、Ｎを２以上の整数として、入力信号をＮ個の分配信号に分配する分配回路と、前記Ｎ個の分配信号を受け取ってそれぞれ処理するＮ個の内部回路と、平均化回路と、を有する、受信装置が提供される。前記分配回路は、前記入力信号を、前記各内部回路のダイナミックレンジと等しい分配率で前記Ｎ個の分配信号に分配する。

開示の受信装置は、内部回路のダイナミックレンジを拡大することができるという効果を奏する。

図１は、受信装置の一例を示すブロック図である。 図２は、図１に示す受信装置における検波器のダイナミックレンジを説明するための図である。 図３は、受信装置の一変形例を説明するための図である。 図４は、受信装置の他の変形例を説明するための図である。 図５は、第１実施例の受信装置を示すブロック図である。 図６は、第２実施例の受信装置を示すブロック図である。 図７は、図５に示す第１実施例の受信装置の動作を説明するための図である。 図８は、平均化回路の一例を示すブロック図である。 図９は、図６に示す第２実施例の受信装置に対して、図８に示す平均化回路を適用したものの動作を説明するための図である。 図１０は、平均化回路の他の例を示すブロック図である。 図１１は、第３実施例の受信装置を示すブロック図である。 図１２は、図１１に示す第３実施例の受信装置の動作を説明するための図である。 図１３は、第４実施例の受信装置を示すブロック図である。 図１４は、第５実施例の受信装置の動作を説明するための図である。 図１５は、分配器の一例を模式的に示す図である。

まず、受信装置の実施例を詳述する前に、図１〜図４を参照して、受信装置の例およびその問題点を説明する。図１は、受信装置の一例を示すブロック図であり、例えば、通信機，レーダおよびスペクトルアナライザ(スペアナ)等に適用される受信装置を、ダイオード検波器を使用したＡＭ復調器を例として示すものである。

図１において、参照符号１００はアンテナ、１０１はダイオード検波器(包絡線検波器：検波器)、そして、１０２は電圧計(または、ＡＤ(Analog-to-Digital)変換器，デジタル回路等)を示す。

図１に示されるように、受信装置(ＡＭ復調器)は、アンテナ１００からの受信信号(入力信号)Ｓinを受け取って包絡線検波(検波)する検波器１０１、および、電圧計１０２を有する。電圧計１０２は、検波器１０１からの復調波信号(出力信号)Ｓoを受け取って、その電圧Ｖoを検出して出力する。

なお、図１において、参照符号Ｔinは、入力信号Ｓinの搬送波(キャリア)の１周期を示し、Ｔo／２は、検波器１０１の出力信号Ｓoの半周期を示す。従って、出力信号Ｓoの１周期は、図１中のＴo／２を約２倍したものに相当する。

図２は、図１に示す受信装置における検波器のダイナミックレンジを説明するための図である。図２において、縦軸は、検波器１０１の出力信号Ｓoの電圧(電圧計１０２の出力：検波出力電圧)Ｖoを示し、横軸は、検波器１０１の入力信号Ｓinの電力(入力信号強度：入力電力)Ｐinを示す。

図２に示されるように、検波器１０１の入力電力ＰinがＩＰ０〜ＩＰ１の範囲において、検波器１０１の検波出力電圧Ｖoは、入力電力Ｐinが大きくなるに従って上昇する。

しかしながら、例えば、検波器１０１の入力電力ＰinがＩＰ０よりも小さいと、検波器１０１は入力信号Ｓinを検出することができない。或いは、例えば、入力電力ＰinがＩＰ０よりも小さいと、検波器１０１が出力信号を出力しても、後段の電圧計１０２がその出力信号の電圧を検出することができず、検波出力電圧Ｖoは、検波器１０１の検出限界の電圧ＤＶ０よりも低くなってしまう。

また、例えば、検波器１０１の入力電力ＰinがＩＰ１よりも大きいと、検波器１０１が入力信号Ｓinを検波することができずに検波器１０１の出力信号Ｓoが飽和する。或いは、検波器１０１の入力電力ＰinがＩＰ１よりも大きいと、検波器１０１が出力信号を出力しても、その出力電圧により後段の電圧計１０２が飽和してしまう。

このように、検波器１０１には、その入力電力(入力信号)Ｐinにおける使用可能な上限および下限で規定される所定の範囲ＤＹＲがあり、この入力電力Ｐinの所定の範囲ＤＹＲをダイナミックレンジと呼ぶ。

図３は、受信装置の一変形例を説明するための図であり、図３(a)は、受信装置の一変形例のブロック図であり、図３(b)は、図３(a)の受信装置の特性を説明するための図である。

図３(a)に示されるように、受信装置の一変形例は、検波器１０１の前段に増幅器(アンプ)１０１ａを設け、入力信号Ｓinの入力電力Ｐinが微小な場合でも、検波器１０１が検出することができる電力まで増幅して検波器１０１に入力する。

また、図３(a)は、例えば、検波器１０１の出力信号を後段のＡＤ変換器(１０２)が処理できない場合も示し、その場合には、検波器１０１の後段(ＡＤ変換器１０２の前段)にアンプ１０１ｂを設けることも示している。

すなわち、アンプ１０１ｂを検波器１０１の後段に設けることによって、例えば、入力電力Ｐinが微小で検波器１０１の出力信号が小さくても、後段のＡＤ変換器１０２が正しくＡＤ変換できるレベルまで増幅する。なお、検波器１０１の後段にアンプ１０１ｂを設ける場合、検波出力電圧Ｖoは、アンプ１０１ｂの出力になる。

しかしながら、図３(b)に示されるように、検波器１０１の前段または後段にアンプを設けても、ダイナミックレンジＤＹＲは、単に、入力信号の低レベル側(図中、左側)のＤＹＲＬへシフトするだけで、ダイナミックレンジ自体を拡大することはできない。

図４は、受信装置の他の変形例を説明するための図であり、図４(a)は、受信装置の他の変形例を示すブロック図であり、図４(b)は、図４(a)の受信装置の特性を説明するための図である。

図４(a)に示されるように、受信装置の他の変形例は、検波器１０１の前段にアッテネータ(抵抗)１０１ｃを設け、例えば、入力信号Ｓinの入力電力Ｐinが大きい場合でも、検波器１０１が検出することができる電力まで低減して検波器１０１に入力する。

或いは、検波器１０１からの出力信号Ｓoを、後段のＡＤ変換器１０２が飽和しないで正しくＡＤ変換できるレベルまで低減する。なお、検波器１０１の後段に抵抗を設けることもあり得る。

しかしながら、図４(b)に示されるように、検波器１０１の前段(後段)に抵抗を設けても、ダイナミックレンジＤＹＲは、単に、入力信号の高レベル側(図中、右側)のＤＹＲＲへシフトするだけで、ダイナミックレンジ自体を拡大することはできない。

以下、本実施例の受信装置を、添付図面を参照して詳述する。図５は、第１実施例の受信装置を示すブロック図であり、例えば、通信機，レーダおよびスペアナ等に適用される受信装置を、ダイオード検波器を使用したＡＭ復調器を例として示すものである。

図５において、参照符号１１，１２はダイオード検波器(包絡線検波器：検波器)、２は電圧計(または、ＡＤ変換器，デジタル回路等)、３は分配回路(電力分配器，カップラ)、そして、４は平均化回路を示す。

図５に示されるように、受信装置(ＡＭ復調器)は、入力信号Ｓinを受け取って２つの分配信号Ｓin1およびＳin2に分配するカップラ３、２つの検波器１１，１２、平均化回路４および電圧計２を含む。

カップラ３は、入力信号Ｓinを受け取り、所定の分配率に従って電力が異なる２つの分配信号Ｓin1およびＳin2に分配する。

すなわち、カップラ３は、入力信号Ｓinを等分配(１：１)するのではなく、例えば、最大値／最小値、すなわち、Ｐin1／Ｐin2が１０，１００或いは１０００等となるように、入力信号Ｓinを２つの分配信号Ｓin1およびＳin2に分配する。

具体的に、例えば、分配率が１０ｄＢのカップラ３を使用すれば、入力電力Ｐinの入力信号Ｓinは、２つの分配信号Ｓin1およびＳin2に分配され、分配信号Ｓin1の電力Ｐin1と分配信号Ｓin2の電力Ｐin2の比率は、１０：１になる。

また、例えば、分配率が２０ｄＢのカップラ３を使用すれば、入力電力Ｐinの入力信号Ｓinは、２つの分配信号Ｓin1およびＳin2に分配され、分配信号Ｓin1の電力Ｐin1と分配信号Ｓin2の電力Ｐin2の比率は、１００：１になる。

さらに、例えば、分配率が３０ｄＢのカップラ３を使用すれば、入力電力Ｐinの入力信号Ｓinは、２つの分配信号Ｓin1およびＳin2に分配され、分配信号Ｓin1の電力Ｐin1と分配信号Ｓin2の電力Ｐin2の比率は、１０００：１になる。

このように、カップラ３で分配された２つの分配信号Ｓin1およびＳin2は、それぞれ対応する検波器１１および１２に入力される。ここで、検波器１１および１２は、同等の回路構成で同等の特性、すなわち、同じダイナミックレンジを有する。

ここで、検波器１１，１２のダイナミックレンジが１０ｄＢのとき、カップラ３は、その分配率が１０ｄＢのものが適用される。また、検波器１１，１２のダイナミックレンジが２０ｄＢのとき、カップラ３は、その分配率が２０ｄＢのものが適用される。さらに、検波器１１，１２のダイナミックレンジが３０ｄＢのとき、カップラ３は、その分配率が３０ｄＢのものが適用される。

すなわち、カップラ３は、検波器１１，１２のダイナミックレンジとほぼ等しい分配率を有するものを適用するのが好ましい。これは、後に詳述するように、検波器１１のダイナミックレンジと検波器１２のダイナミックレンジを、オーバーラップする領域を低減させて拡大することができるからである。

検波器１１の出力信号Ｓo1および検波器１２の出力信号Ｓo2は、平均化回路４に入力され、平均化回路４において平均化処理が行われる。平均化回路４の出力信号は、電圧計２に入力され、電圧の検出が行われる。なお、電圧計２は、ＡＤ変換器やデジタル回路等であってもよい。

図６は、第２実施例の受信装置を示すブロック図である。図６と上述した図５の比較から明らかなように、第２実施例の受信装置は、カップラ３と検波器１１の間に増幅器(アンプ)１１ａを設け、カップラ３と検波器１２の間にアンプ１２ａを設けたものである。ここで、アンプ１１ａおよび１２ａの増幅率(利得)は、等しくなっている。

すなわち、例えば、第１実施例の受信装置では、入力信号Ｓinをカップラ３により２つの分配信号Ｓin1，Ｓin2に分配するため、たとえ分配信号Ｓin1とＳin2の電力比が１０：１であっても、分配信号Ｓin1の電力Ｐin1は、入力電力Ｐinよりは低減されている。

さらに、分配信号Ｓin2の電力Ｐin2は、入力電力Ｐinよりも大幅に低減されることになるため、全体としてのダイナミックレンジを適切なものとするには、アンプ１１ａ，１２ａを設けるようになっている。

そこで、第２実施例の受信装置では、検波器１１および１２の前段にアンプ１１ａおよび１２ａを設けるようになっている。

図７は、図５に示す第１実施例の受信装置の動作を説明するための図である。ここで、図７(a)は、前述した図５に対応するものであり、図７(b)は、図７(a)に示す受信装置における検波器のダイナミックレンジ、すなわち、第１実施例の受信装置における入力電力Ｐinのダイナミックレンジを説明するための図である。

ここで、検波器１１および１２は、同等の回路構成とされ、例えば、同じ１０ｄＢのダイナミックレンジ、すなわち、入力電力Ｐin1およびＰin1における使用可能な上限および下限の比が１０：１を有するものとする。

従って、カップラ３の分配率も１０ｄＢのものが適用され、カップラ３により分配された検波器１１および１２の入力信号(分配信号Ｓin1およびＳin2)の電力比、すなわち、Ｐin1：Ｐin2は、１０：１になる。

このとき、図７(b)に示されるように、平均化回路４の出力ＳoavのダイナミックレンジＤＹＲavは、例えば、検波器１１による１０ｄＢのダイナミックレンジＤＹＲ１と検波器１２による１０ｄＢのダイナミックレンジＤＹＲ２が加算されたものになる。なお、検波器１２のダイナミックレンジＤＹＲ２は、例えば、前に説明した図４(b)におけるＤＹＲＲに相当する。

すなわち、受信装置のダイナミックレンジＤＹＲavの曲線ＣＬavは、検波器１１によるＤＹＲ１の曲線ＣＬ1と検波器１２によるＤＹＲ２の曲線ＣＬ2を平均化回路４で平均したものとなり、ダイナミックレンジＤＹＲavは２０ｄＢに拡大されたことになる。

詳述すると、カップラ３の分配率が１０ｄＢのとき、入力電力Ｐinのほとんど(Ｐin1：９０％)は、検波器１１に入力されて検波処理され、出力信号Ｓo1が出力される。この出力信号Ｓo1による曲線ＣＬ１(ＤＹＲ１)は、図２を参照して説明したのと同様のものであり、検波器１１は、例えば、入力電力ＰinがＩＰ０よりも小さいと検波処理を行うことができず、ＰinがＩＰ１よりも大きいと飽和する。

また、入力電力Ｐinの一部(Ｐin2：１０％)は、検波器１２に入力されて検波処理され、出力信号Ｓo2が出力される。この出力信号Ｓo2による曲線ＣＬ２(ＤＹＲ２)は、例えば、図４(b)を参照して説明したのと同様に、検波器１２は、例えば、入力電力ＰinがＩＰ１よりも大きくても検波処理を行うことができる。

従って、受信装置のダイナミックレンジＤＹＲavは、検波器１１および１２のダイナミックレンジＤＹＲ１およびＤＹＲ２が切れ目なく繋がったものとなり、検波器１１，１２のダイナミックレンジ(１０ｄＢ)の２倍に拡大することが可能になる。

また、例えば、検波器１１および１２のダイナミックレンジが２０ｄＢならば、分配率が２０ｄＢのカップラ３を適用することで、受信装置のダイナミックレンジＤＹＲavを４０ｄＢに拡大することが可能になる。

なお、検波器１１および１２のダイナミックレンジが２０ｄＢで、分配率が１０ｄＢのカップラ３を適用すると、検波器１１および１２のダイナミックレンジが１０ｄＢ分だけ重複することになるため、受信装置のダイナミックレンジＤＹＲavは３０ｄＢになる。

ただし、検波器１１および１２のダイナミックレンジが２０ｄＢで、分配率が３０ｄＢのカップラ３を適用すると、検波器１１および１２のダイナミックレンジが連続しないことになるため、好ましくない。

このように、本実施例の受信装置によれば、内部回路のダイナミックレンジを拡大することが可能になる。ただし、本実施例の受信装置では、内部回路(検波器)のダイナミックレンジを拡大することはできるものの、例えば、検波器の感度は、平均化により多少低下する。

そのため、本実施例は、多少の感度低下があっても、入力電力のダイナミックレンジの拡大が求められる受信装置への適用が好ましい。具体的に、例えば、ＧＨｚ帯を超えた周波数を利用する受信装置、特に、１０ＧＨｚよりも高い周波数(キャリア周波数)を利用する受信装置への適用が好ましい。

図８は、平均化回路の一例を示すブロック図であり、図９は、図６に示す第２実施例の受信装置に対して、図８に示す平均化回路を適用したものの動作を説明するための図である。

ここで、図９(a)は、図８に示す平均化回路４を第２実施例の受信装置に適用したブロック図であり、図９(b)は、微弱信号入力時(入力電力Ｐinが微弱な場合)の検波器１１，１２の出力信号Ｓo1，Ｓo2、並びに、平均化回路４の出力信号Ｓoavを示す図である。

また、図９(c)は、入力電力Ｐinが中程度の場合の出力信号Ｓo1，Ｓo2，Ｓoavを示す図であり、図９(d)は、入力電力Ｐinが大きい場合の出力信号Ｓo1，Ｓo2，Ｓoavを示す図である。なお、図９(b)〜図９(d)に示す動作は、図５に示す第１実施例の受信装置においても同様なのはいうまでもない。

図８および図９(a)に示されるように、平均化回路４は、検波器１１，１２の出力信号Ｓo1，Ｓo2を所定のタイミングで切り替えるスイッチ４１、および、スイッチ４１により切り替えた信号を受け取って処理する低域通過フィルタ４２を含む。

低域通過フィルタ(ローパスフィルタ)４２は、スイッチ４１により所定のタイミングで切り替えた検波器１１，１２の出力信号Ｓo1，Ｓo2を受け取り、高域を濾波して低域を通過させる処理を行う。

ここで、スイッチ４１を切り替える所定のタイミングは、例えば、入力信号Ｓinのキャリア信号の１周期(ｔin)よりも長く、しかも、検波器１１，１２の出力信号Ｓo1，Ｓo2の１周期(Ｔo)の半分よりも短い周期で切り替えられるようになっている。

すなわち、スイッチ４１の切り替えクロックの周波数は、入力される信号に対して十分大きな(例えば、１０倍程度)の周波数で切り替えるようになっている。また、ローパスフィルタ４２の通過周波数は、例えば、スイッチ４１の切り替えクロックの周波数を遮断できるものとする。

次に、図９(b)〜図９(d)を参照して、入力電力Ｐinの大きさと検波器１１，１２の出力信号Ｓo1，Ｓo2および平均化回路４の出力信号Ｓoavの関係を説明する。図９(b)〜図９(d)において、参照符号ＳＬdは、検出限界レベルを示し、ＳＬsは、飽和レベルを示す。

また、参照符号ＳＬo1は、検波器１１の出力信号Ｓo1の検波出力レベルを示し、平均化回路４におけるスイッチ４１が検波器１１の出力信号Ｓo1を選択したときの検波出力レベルに対応する。

さらに、参照符号ＳＬo2は、検波器１２の出力信号Ｓo2の検波出力レベルを示し、平均化回路４におけるスイッチ４１が検波器１２の出力信号Ｓo2を選択したときの検波出力レベルに対応する。なお、参照符号ＳＬoavは、平均化回路４の出力信号Ｓoavの検波出力レベル、すなわち、検波器１１および１２の検波出力レベルＳＬo1およびＳＬo2を平均化したものを示す。

まず、図９(b)に示されるように、入力信号Ｓinが微弱な場合、検波器１２には、例えば、そのダイナミックレンジよりも小さな信号が入力されることになるため、検波器１２の検波出力レベルＳＬo2は、ほぼ検出限界レベルＳＬdの非常に小さなものになる。

一方、検波器１１には、例えば、動作可能なレベルの信号が入力されることになるため、検波器１１の検波出力レベルＳＬo1は、入力電力Ｐinに応じたものになる。従って、検波器１１および１２の出力信号の平均値、すなわち、平均化回路４の検波出力レベルＳＬoavは、入力電力Ｐinに応じた電圧値になる。

次に、図９(c)に示されるように、入力信号Ｓinが中程度の場合、検波器１１および１２の両方に動作可能なレベルの信号が入力されることになり、検波器１１および１２の検波出力レベルＳＬo1およびＳＬo2は、入力電力Ｐinに応じたものになる。従って、平均化回路４の検波出力レベルＳＬoavも、入力電力Ｐinに応じた電圧値になる。

さらに、図９(d)に示されるように、入力信号Ｓinが大きい場合、検波器１１には、例えば、そのダイナミックレンジよりも大きな信号が入力されることになるため、検波器１１の検波出力レベルＳＬo1は、ほぼ飽和レベルＳＬsになる。

しかしながら、検波器１２はまだ飽和していないため、検波器１２の検波出力レベルＳＬo2は、入力電力Ｐinに応じた電圧値になる。従って、平均化回路４の検波出力レベルＳＬoavも、入力電力Ｐinに応じた電圧値になる。

このように、本実施例の受信装置によれば、検波器１１，１２(内部回路)のダイナミックレンジを拡大することが可能なのが分かる。

図１０は、平均化回路の他の例を示すブロック図である。図１０に示されるように、平均化回路４は、差動増幅器４３およびインバータ４４を含む。差動増幅器４３は、検波器１１(第１内部回路)から出力される出力信号Ｓo1をインバータ４４により反転した信号と、検波器１２(第２内部回路)から出力される出力信号Ｓo2とを、差動入力端子(＋，−)で受け取って差動増幅する。

すなわち、差動増幅器４３は、検波器１１の出力信号Ｓo1と検波器１２の出力信号Ｓo2の差を取って平均化する。なお、インバータ４４は、検波器１２の後段に設け、検波器１２の出力信号Ｓo2を反転して差動増幅器４３に入力してもよいのはいうまでもない。

図１１は、第３実施例の受信装置を示すブロック図であり、上述した２つの検波器１１，１２をＮ(Ｎは、２以上の整数)まで拡張したものである。

図１１に示されるように、第３実施例の受信装置は、分配回路３、Ｎ個の検波器１１〜１Ｎ、平均化回路４および電圧計(または、ＡＤ変換器，デジタル回路等)を含む。ここで、Ｎ個の検波器１１〜１Ｎは、同等の回路構成とされ、例えば、全て同じ１０ｄＢのダイナミックレンジを有している。

分配回路３は、Ｎ−１個の分配器(電力分配器：カップラ)３１〜３(N-1)を含み、各カップラ３１〜３(N-1)は、例えば、それぞれ検波器１１〜１Ｎのダイナミックレンジと同等の分配率を有している。

従って、例えば、検波器１１には、入力電力Ｐinの９０％の電力Ｐin1が入力され、検波器１２には、残りの入力電力Ｐinの１０％の電力Ｐin2が入力される。そして、検波器１Ｎには、入力電力Ｐinの(１/１０)^N-1の電力ＰinNが入力される。

このようにして、検波器１１〜１Ｎは、それぞれ分配回路３(カップラ３１〜３(N-1))により分配された対応する分配信号Ｓin1〜ＳinNを受け取って検波処理する。検波器１１〜１Ｎの出力信号Ｓo1〜ＳoNは、平均化回路４に入力されて平均化処理されて出力信号Ｓoavとして電圧計２に入力される。

ここで、平均化回路４としては、前述した図８の回路を変形して適用することができる。すなわち、スイッチ４１は、Ｎ個の検波器１１〜１Ｎの出力信号Ｓo1〜ＳoNを所定のタイミングで切り替え、ローパスフィルタ４２は、スイッチ４１により切り替えた信号を受け取り、高域を濾波して低域を通過させる処理を行う。

ここで、スイッチ４１を切り替える所定のタイミングは、例えば、入力信号Ｓinのキャリア信号の１周期(ｔin)よりも長く、しかも、検波器１１〜１Ｎの出力信号Ｓo1〜ＳoNの１周期(Ｔo)の１／Ｎよりも短い周期で切り替えられるようになっている。

なお、スイッチ４１を切り替え動作は、検波器１１，１２，…，１Ｎというように、入力信号の電力の大きさに従って切り替えなくてもよい。すなわち、検波器１１〜１Ｎの出力信号Ｓo1〜ＳoNの１周期(Ｔo)において、全ての検波器１１〜１Ｎの出力信号が選択されればよく、その順番は、限定されるものではない。

なお、図１０を参照して説明した差動増幅器４３およびインバータ４４を含む平均化回路４は、２個の検波器１１，１２の出力信号を平均化するのに適したものであり、Ｎ個の検波器１１〜１Ｎ(Ｎは、３以上の整数)を使用する場合には、図８のものが好ましい。

図１２は、図１１に示す第３実施例の受信装置の動作を説明するための図である。図１２と前述した図８(b)の比較から明らかなように、Ｎ個(例えば、Ｎは、３以上の整数)の検波器を用いることにより、さらにダイナミックレンジを広げることが可能になる。

ただし、入力信号Ｓinに含まれるノイズやカップラの特性、或いは、検波器や平均化回路の特性といった様々な要因により、適用できる検波器の数(Ｎ)は制限を受けることになるのはいうまでもない。

図１３は、第４実施例の受信装置を示すブロック図である。上述した実施例では、内部回路として検波器を適用したが、第４実施例の受信装置では、内部回路として混合器(周波数混合器：ミキサ)が適用されている。図１３において、参照符号５１，５２は、ミキサを示し、６は、局部発振器(ＬＯ：Local Oscillator：ローカルオシレータ)を示す。

図１３に示されるように、例えば、入力電力Ｐinを有する高周波(ＲＦ)の入力信号Ｓinは、カップラ３により、そのカップラ３の所定の分配率に従って電力が異なる２つの分配信号Ｓin1およびＳin2に分配され、それぞれミキサ５１および５２に入力される。

ミキサ５１は、入力された高周波信号Ｓin1とローカルオシレータ６からの局発信号を混合して中間周波数(ＩＦ)の信号Ｓo1を出力する。同様に、ミキサ５２は、入力された高周波信号Ｓin2とローカルオシレータ６からの局発信号を混合して中間周波数の信号Ｓo2を出力する。

ミキサ５１および５２の出力信号Ｓo1およびＳo2は、平均化回路４により平均化され、平均化された出力信号Ｓoavが出力される。ここで、ミキサ５１，５２にも、例えば、前述した各実施例の検波器１１，１２と同様に、入力信号Ｓin(入力電力Ｐin)に対するダイナミックレンジが存在するが、第４実施例のようにすることで、ダイナミックレンジを拡大させることが可能になる。

図１４は、第５実施例の受信装置の動作を説明するための図であり、第５実施例の受信装置は、上述した図１３に示す第４実施例の受信装置において、ミキサ５１および５２の前段に利得の等しいアンプ５１ａおよび５２ａを設けたものに相当する。

図１４(a)は、第５実施例の受信装置のブロック図であり、図１４(b)は、図１４(a)に示す第５実施例の受信装置における入力電力Ｐinのダイナミックレンジを説明するための図である。ここで、ミキサ５１および５２は、同等の回路構成とされ、例えば、同じ１０ｄＢの変換損(−１０ｄＢ)を有する。

図１４(a)および図１４(b)に示されるように、ミキサ５１，５２の前段には、それぞれ利得１０ｄＢのアンプ５１ａ，５２ａが設けられている。なお、カップラ３の分配率は１０ｄＢとされ、分配信号Ｓin1の電力Ｐin1と分配信号Ｓin2の電力Ｐin2の比率は、１０：１になる。

すなわち、アンプ５１ａには、入力電力Ｐinに対して９０％の電力(Ｐin1)が導かれ、また、アンプ５２ａには、入力電力Ｐinに対して１０％の電力(Ｐin2)が導かれる。ここで、アンプ５１ａ，５２ａの利得は、共に１０ｄＢ(１０倍)で、ミキサ５１，５２の変換損は、共に１０ｄＢなので、入力電力Ｐinとミキサ出力の関係は、図１４(b)のようになる。

具体的に、図１４(b)の曲線ＣＬm1に示されるように、ミキサ５１によるダイナミックレンジＤＹＲm1は、例えば、入力電力Ｐinが−３０ｄＢｍから−５ｄＢｍまでの領域で、入力電力に応じたミキサ出力電力を出力している。すなわち、ミキサ５１のダイナミックレンジＤＹＲm1は、２５ｄＢとなっている。

また、図１４(b)の曲線ＣＬm2に示されるように、カップラ３により入力電力Ｐinの１０％がアンプ５２ａを介して入力されるミキサ５２は、例えば、入力電力Ｐinが−２０ｄＢｍから５ｄＢｍまでの領域で、入力電力に応じたミキサ出力電力を出力している。すなわち、ミキサ５２のダイナミックレンジＤＹＲm2も、同じく２５ｄＢとなっている。

そして、図１４(b)の曲線ＣＬmavに示されるように、ミキサ５１および５２の出力信号Ｓo1およびＳo2を平均化回路４で平均化した出力ＳoavによるダイナミックレンジＤＹＲmavは、例えば、入力電力Ｐinが−２７ｄＢｍから５ｄＢｍまでの領域となる。すなわち、第５実施例の受信装置により、使用可能な入力電力ＰinのダイナミックレンジＤＹＲmavを３２ｄＢまで拡大することが可能なのが分かる。

図１５は、分配器の一例を模式的に示す図であり、マイクロストリップ線路カプラの例を示すものである。図１５において、参照符号３０１は誘電体基板、３０２は地導体、３０３および３０４はストリップ導体、そして、３０５はソルダレジストを示す。

図１５に示されるように、誘電体基板３０１の表面には、一部が平行して配置されたストリップ導体３０３および３０４が形成され、誘電体基板３０１の裏面には、全体的に接地導体３０２が形成されている。

誘電体基板３０１の表面上に形成されたストリップ導体３０３および３０４は、例えば、それらが平行に配置される個所に対して、所定の分配率が得られるように、誘電体よりなるソルダレジスト３０５が形成されている。

ここで、カプラ３に対しては、例えば、ストリップ導体３０３の左側から入力信号Ｓinを入力し、そのストリップ導体３０３の右側から分配信号Ｓin1を取り出し、さらに、ストリップ導体３０４の右側から分配信号Ｓin2を取り出すようになっている。

なお、図１５に示すマイクロストリップ線路カプラは、例えば、適用する周波数(入力信号Ｓinのキャリア周波数)がＧＨｚ帯以上の場合に好ましいものである。また、図１５に示すマイクロストリップ線路カプラは、単なる一例であり、様々なものを適用することができるのはいうまでもない。

以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではない。また、明細書のそのような記載は、発明の利点および欠点を示すものでもない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。

以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
Ｎを２以上の整数として、入力信号をＮ個の分配信号に分配する分配回路と、
前記Ｎ個の分配信号を受け取ってそれぞれ処理するＮ個の内部回路と、
前記Ｎ個の内部回路からのＮ個の出力信号を受け取って平均化し、平均化信号を出力する平均化回路と、を有する、
ことを特徴とする受信装置。

（付記２）
前記分配回路は、それぞれが異なる電力となるように、前記入力信号を前記Ｎ個の分配信号に分配する、
ことを特徴とする付記１に記載の受信装置。

（付記３）
前記分配回路は、Ｎ−１個の分配器を含み、
前記各分配器は、それぞれ入力された被分配信号を、所定の分配率に従って電力が異なる２つの分配信号に分配する、
ことを特徴とする付記２に記載の受信装置。

（付記４）
Ｎが３以上の整数のとき、Ｎ−１段目の分配器は、Ｎ−２段目の分配器により分配された２つの分配信号の一方を前記被分配信号として受け取る、
ことを特徴とする付記３に記載の受信装置。

（付記５）
前記Ｎ個の内部回路は、同等の回路であり、
前記所定の分配率は、前記各内部回路のダイナミックレンジに等しい、
ことを特徴とする付記３または付記４に記載の受信装置。

（付記６）
前記各分配器は、マイクロストリップ線路分配器である、
ことを特徴とする付記３乃至付記５のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記７）
前記平均化回路は、
前記Ｎ個の出力信号を切り替えるスイッチと、
前記スイッチにより切り替えた信号を受け取って高域を濾波して低域を通過させる低域通過フィルタと、を含む、
ことを特徴とする付記１乃至付記６のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記８）
前記スイッチは、前記Ｎ個の出力信号における１周期の１／Ｎよりも短く、前記入力信号のキャリア信号の１周期よりも長いタイミングで切り替えられる、
ことを特徴とする付記７に記載の受信装置。

（付記９）
前記低域通過フィルタは、前記スイッチを切り替え制御する切り替えクロックの周波数を遮断可能である、
ことを特徴とする付記８に記載の受信装置。

（付記１０）
前記Ｎ個の内部回路は、第１内部回路および第２内部回路の２つである、
ことを特徴とする付記１乃至付記９のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記１１）
前記平均化回路は、差動増幅器およびインバータを含み、
前記差動増幅器は、前記第１内部回路から出力される第１出力信号を前記インバータにより反転した信号と、前記第２内部回路から出力される第２出力信号とを、差動入力端子で受け取る、
ことを特徴とする付記１０に記載の受信装置。

（付記１２）
さらに、
前記Ｎ個の内部回路の前段にそれぞれ設けられたＮ個の増幅器を、有する、
ことを特徴とする付記１乃至付記１１のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記１３）
前記各内部回路は、検波器である、
ことを特徴とする付記１乃至付記１２のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記１４）
前記各内部回路は、混合器である、
ことを特徴とする付記１乃至付記１２のいずれか１項に記載の受信装置。

（付記１５）
前記入力信号は、１０ＧＨｚ以上の信号である、
ことを特徴とする付記１乃至付記１４のいずれか１項に記載の受信装置。

２ 電圧計(ＡＤ変換器，デジタル回路等)
３ 分配回路(電力分配器，カップラ)
３１〜３(N-1) 分配器(電力分配器，カップラ)
４ 平均化回路
１１，１２，１１〜１Ｎ，１０１ 検波器(ダイオード検波器：包絡線検波器)
１１ａ，１２ａ，１０１ａ，１０１ｂ 増幅器(アンプ)
４１ スイッチ
４２ 低域通過フィルタ(ローパスフィルタ)
４３ 差動増幅器
４４ インバータ
５１，５２ 混合器(ミキサ)
１００ アンテナ
１０１ｃ アッテネータ(抵抗)

Claims (8)

1. Ｎを２以上の整数として、入力信号をＮ個の分配信号に分配する分配回路と、
   前記Ｎ個の分配信号を受け取ってそれぞれ処理するＮ個の内部回路と、
   前記Ｎ個の内部回路からのＮ個の出力信号を受け取って平均化し、平均化信号を出力する平均化回路と、を有し、
   前記分配回路は、前記入力信号を、前記各内部回路のダイナミックレンジと等しい分配率で前記Ｎ個の分配信号に分配する、
   ことを特徴とする受信装置。
2. 前記分配回路は、それぞれが異なる電力となるように、前記入力信号を前記Ｎ個の分配信号に分配する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記分配回路は、Ｎ−１個の分配器を含み、
   前記各分配器は、それぞれ入力された被分配信号を、前記分配率に従って電力が異なる２つの分配信号に分配する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記Ｎ個の内部回路は、同等の回路である、
   ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記平均化回路は、
   前記Ｎ個の出力信号を切り替えるスイッチと、
   前記スイッチにより切り替えた信号を受け取って高域を濾波して低域を通過させる低域通過フィルタと、を含む、
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の受信装置。
6. 前記スイッチは、前記Ｎ個の出力信号における１周期の１／Ｎよりも短く、前記入力信号のキャリア信号の１周期よりも長いタイミングで切り替えられる、
   ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記Ｎ個の内部回路は、第１内部回路および第２内部回路の２つである、
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の受信装置。
8. 前記平均化回路は、差動増幅器およびインバータを含み、
   前記差動増幅器は、前記第１内部回路から出力される第１出力信号を前記インバータにより反転した信号と、前記第２内部回路から出力される第２出力信号とを、差動入力端子で受け取る、
   ことを特徴とする請求項７に記載の受信装置。

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