JP6143826B2 - インバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置 - Google Patents

インバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置 Download PDF

Info

Publication number
JP6143826B2
JP6143826B2 JP2015214718A JP2015214718A JP6143826B2 JP 6143826 B2 JP6143826 B2 JP 6143826B2 JP 2015214718 A JP2015214718 A JP 2015214718A JP 2015214718 A JP2015214718 A JP 2015214718A JP 6143826 B2 JP6143826 B2 JP 6143826B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
unit
signal
voltage
reflecting
inverter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2015214718A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2016093100A (ja
Inventor
城 陸
城 陸
嘉 敏 張
嘉 敏 張
建 紅 周
建 紅 周
洪 洋 呉
洪 洋 呉
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Electronics Inc
Original Assignee
Delta Electronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Electronics Inc filed Critical Delta Electronics Inc
Publication of JP2016093100A publication Critical patent/JP2016093100A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6143826B2 publication Critical patent/JP6143826B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)

Description

本発明はインバータシステムに関し、特に、インバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置に関するものである。
インバーターユニットは、電力電子技術に基づく電力変換装置であり、電気エネルギーを直流から交流に、又は交流から直流に変換することに用いられる。一般的に、容量拡大及び冗長設計などの便利を目的として、モジュール化された並列接続の電源システムの構造が広く普及されている。図１は、従来技術におけるインバータシステムの構造を示す図である。従来技術におけるインバータシステムは、Ｎ（Ｎ≧１）個の並列に接続されたインバーターユニット（ＶＳＣ）を含み、ローカル負荷（Ｌｏａｄ）に電力を供給する。
このような並列接続の電源システムに対しては、負荷電圧ｖｍｇをある基準値ｖｒｅｆ、例えば一定の２２０Ｖ、５０Ｈｚの正弦波に安定しなければならず、また負荷の電力がＮ台のインバーターユニットに平均的に分配されるように制御しなければならない。前者の制御目標は電圧調整（ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）と言え、後者の制御目標は負荷電力等分（ｐｏｗｅｒ Ｓｈａｒｉｎｇ）と言う。
電圧調整の制御目標に対し、普通は電圧閉ループ制御方法、例えば外側電圧ループと内側電流ループの多重閉ループ制御等を採用する。電圧ループのバンド幅さえ充分高く設定すれば、電圧制御精度が確保できる。これは、一つのインバーターユニットにとっては簡単に実現できるが、複数のインバーターユニットを並列に接続した後には、負荷電圧が全部のインバーターユニットによって共同に決められることになる。また、それぞれのインバーターユニットの出力電力は、その出力電圧及び出力インピーダンスによって共同に決められ、実際の応用においては、各インバーターユニットの部品のパラメーター及び回路インピーダンス等のパラメーターが完全に同一されることが困難であるため、電力等分を得るためには、各インバーターユニットが異なる電圧を出力しなければならない。そのため、手軽に各インバーターユニットに同一の電圧命令を設定して電圧閉ループ制御を行うことだけでは、十分に電圧調整及び電力等分の目標を実現できない。
従来技術において、ドループ（Ｄｒｏｏｐ）制御は、並列接続のインバーターユニットの電力等分を実現する一つの方法である。ドループ制御とは、インバーターユニットの出力電圧命令が出力電力の変化に従って変化することをいい、一般的には、一つのドループ曲線で示す。図２（ａ）は、有効電力−出力電圧の周波数曲線を示す図であり、出力インピーダンスが誘導性を表す場合を例としている。図２（ａ）に示すように、インバーターユニットの出力電圧の周波数ωはインバーターユニットが出力する有効電力Ｐが増加するに従って小さくなる。図２（ｂ）は、無効電力−出力電圧の振幅曲線を示す図である。図２（ｂ）に示すように、インバーターユニットの出力電圧の振幅Ｖはインバーターユニットが出力する無効電力Ｑが増加するに従って小さくなる。そして、更に良い電力等分效果を得るためには、ドループ曲線の傾斜程度を大きくする必要があるが、こうすると電圧調整率を犠牲しなければならない。即ち、出力電圧が負荷の影響をより大きく受けることになる。つまり、電圧調整及び電力等分は兼ね得ることができず、インバータシステムの設計においては、常に両者の間で折衷して考慮しなければならない。
ここから分かるように、当該分野においては、如何に同時に有効な電力等分効果及び優れた電圧調整効果を得るかという課題が残されている。
本発明の課題は、インバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置を提供することにより、並列に接続された複数のインバーターユニットの間で有効な電力等分が行われながら、優れた出力電圧精度を維持することができるようにすることである。
上記の課題を解決するため、本発明は、インバータシステムに用いられる制御方法を提供する。前記インバータシステムは並列に接続された複数のインバーターユニットを含み、該制御方法は、
負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び電圧基準信号ｖｒｅｆを受信するステップと、
前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記の電圧基準信号ｖｒｅｆに基づいて、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ及び無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを含むインバーター出力電力を反映する命令信号を生成するステップと、
前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、且つ前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とするステップと、
前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を横方向に並行移動し、前記の第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線を横方向に並行移動し、インバーターユニットの調整後の出力電圧の周波数と出力電圧の振幅によりインバータシステムの負荷電圧を調整するステップと、を備える。
前記のインバーター出力電力を反映する命令信号を生成するステップは、
前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記の電圧基準信号ｖｒｅｆに基づいて、仮想電流ｉｖを計算するステップと、
前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び計算した仮想電流ｉｖに基づいて、ドット積計算により前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを得るステップと、
前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び計算した仮想電流ｉｖに基づいて、クロス積計算により前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを得るステップと、をさらに含み、
ここで、Ｚｖは仮想インピーダンスである。
該インバータシステムの出力は送電網に接続され、該電圧基準信号ｖｒｅｆは送電網電圧のフィードバック信号である。
該インバータシステムの出力は交流系統の出力に電気的に接続され、該電圧基準信号ｖｒｅｆは該交流系統出力電圧を反映するフィードバック信号である。
前記仮想インピーダンスは、仮想レジスタンスと仮想リアクタンスの組み合わせ、仮想レジスタンス又は仮想リアクタンスである。
前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）及び前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、それぞれ以下の比較式を満足し、
ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号、Ｐはインバーターユニットの有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍは有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得である。
前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）及び前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、それぞれ以下の比較式を満足し、
ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号、Ｐはインバーターユニットの有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍは有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、１／τｆは濾波ユニットの極点、１／τｃは濾波ユニットの零点、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得である。
前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）及び前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、それぞれ以下の比較式を満足し、
ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号、Ｐはインバーターユニットの有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍは有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、１／τｆは濾波ユニットの極点、１／τｃは濾波ユニットの零点である。
前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）及び前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、それぞれ以下の比較式を満足し、
ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号、Ｐはインバーターユニットの有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍ’は有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、仮想モーター慣性モーメントを反映する積分ユニットの積分利得は１／Ｈ、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、Ｄｑは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、無効電力偏差の信号を反映する積分ユニットの積分利得は１／Ｋである。
該制御方法は、三相インバータシステム又は或単相インバータシステムに適用される。
本発明は、インバータシステムに用いられる制御装置を更に提供する。前記インバータシステムは並列接続の複数のインバーターユニットを含み、前記制御装置は、
負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び電圧基準信号ｖｒｅｆを受信し、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ及び無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを含むインバーター出力電力を反映する命令信号を出力するシステム電圧制御器と、
前記の複数のインバーターユニットと一対一で対応しており、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ、前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔ、周波数設定信号ωｓｅｔ、電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔ、相応するインバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏ及び出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏを受信し、該インバーターユニットの電圧命令信号ｅ＊を出力する複数の単位電圧制御器と、を備える。
前記の単位電圧制御器は、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とし、前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を横方向に並行移動し、前記の第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線を横方向に並行移動し、インバーターユニットの調整後の出力電圧の周波数と出力電圧の振幅により、インバータシステムの負荷電圧を調整する。
前記のシステム電圧制御器は、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記の電圧基準信号ｖｒｅｆに基づいて、仮想電流ｉｖを計算する仮想電流計算ユニットを更に含み、
ここで、Ｚｖは仮想インピーダンスである。
前記のシステム電圧制御器は、有効電力計算ユニットと、無効電力計算ユニットとを更に含み、
前記の有効電力計算ユニットは、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇと前記の仮想電流ｉｖに基づいて、ドット積計算により前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを算出し、
前記の無効電力計算ユニットは、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇと前記の仮想電流ｉｖに基づいて、クロス積計算により前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを算出する。
該電圧基準信号ｖｒｅｆは送電網電圧のフィードバック信号である。
該インバータシステムの出力と交流系統の出力は電気的接続し、該電圧基準信号ｖｒｅｆは該交流系統出力電圧を反映するフィードバック信号である。
前記の仮想インピーダンスは、仮想レジスタンスと仮想リアクタンスとの組み合わせ、仮想レジスタンス又は仮想リアクタンスである。
前記の単位電圧制御器は、
該有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔとインバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐに基づいて、有効電力偏差を反映する偏差信号を計算する有効電力偏差生成ユニットと、
比率係数ｍを有し、有効電力偏差生成ユニットからの偏差信号を受信し、該比率係数ｍに基づいて第１周波数制御信号を得る第１比率ユニットと、
該第１周波数制御信号と該周波数設定信号ωｓｅｔを受信し、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを出力する第１重畳ユニットと、
前記のインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを積分して、位相制御信号θｅを得る第１積分ユニットと、を含み、
ここで、前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）は、以下の比較式を満足し、
ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅ、Ｐはインバーターユニット有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍは有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得である。
前記の単位電圧制御器は、前記の第１比率ユニットと直列接続された濾波ユニットを更に含み、前記の濾波ユニットの信号伝送関数は（（τｃｓ＋１）／（τｆｓ＋１））であり、１／τｆは濾波ユニットの極点、１／τｃは濾波ユニットの零点であり、前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）は以下の比較式を満足することを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
前記の単位電圧制御器は、
無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔとインバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑを受信して、無効電力偏差を反映する信号を計算する無効電力偏差生成ユニットと、
比率係数ｎを有し、無効電力偏差生成ユニットからの偏差信号を受信して、第１電圧振幅制御信号を得る第２比率ユニットと、
該第１電圧振幅制御信号と該電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔを受信し、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅを出力する第２重畳ユニットとを含み、
ここで、前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は以下の比較式を満足し、
ここで、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニット無効電力を反映する信号、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得である。
前記の単位電圧制御器は、前記の第２比率ユニットと直列接続された濾波ユニットを更に含み、前記の濾波ユニットの信号伝送関数は（（τｃｓ＋１）／（τｆｓ＋１））であり、１／τｆは濾波ユニットの極点、１／τｃは濾波ユニットの零点であり、前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）はそれぞれ以下の比較式を満足することを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
前記の単位電圧制御器は、
有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ、インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐ及び有効電力訂正信号ΔＰに基づいて、有効電力偏差を反映する信号を計算する有効電力偏差生成ユニットと、
前記の有効電力偏差を反映する信号を積分して、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを得る第３積分ユニットと、
前記のインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを積分して、位相制御信号θｅを得る第４積分ユニットと、
該周波数設定信号ωｓｅｔと前記のインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを受信し、周波数制御信号を出力する第３重畳ユニットと、
比率係数ｍ’を有し、該周波数制御信号を受信して、該有効電力訂正信号ΔＰを得る第３比率ユニットと、を含み、
ここで、前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）は、以下の比較式を満足する。
また、ωｓｅｔは定数であるため、上記の式はさらに以下の式に等価し、
ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号、ｍ’は有効電力の垂下特性を反映する第３比率ユニットの利得、仮想モーター慣性モーメントを反映する第３積分ユニットの積分利得は１／Ｈである。
前記の単位電圧制御器は、
無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔ、インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑ及び無効電力訂正信号ΔＱを受信し、無効電力偏差を反映する信号を計算する無効電力偏差生成ユニットと、
前記の無効電力偏差を反映する信号を積分して、該インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅを出力する第５積分ユニットと、
インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する信号Ｖｏｄと該電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔを受信し、電圧偏差を反映する信号を出力する第４重畳ユニットと、
比率係数Ｄｑを有し、前記の反映電圧偏差を反映する信号を受信し、該無効電力訂正信号ΔＱを得る第４比率ユニットと、を含み、
ここで、前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、以下の比較式を満足し、
ここで、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、Ｑはインバーターユニット無効電力を反映する信号、Ｄｑは無効電力の垂下特性を反映する第４比率ユニットの利得であり、無効電力偏差を反映する信号の第５積分ユニットの積分利得は１／Ｋである。
前記の単位電圧制御器は、仮想同期機模型計算ユニットを含み、該インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏ、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏ、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅ、インバーターユニットの出力電圧位相を反映する位相制御信号θｅを受信し、インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐ、インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑ及び該電圧命令信号ｅ＊を出力し、
ここで、電圧命令信号ｅ＊は、該インバーターユニットの出力電圧振幅を反映する制御信号Ｅとインバーターユニットの出力電圧位相を反映する位相制御信号θｅに基づいて算出され、ｅ＊＝Ｅ∠θｅであり、
インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐは、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏとインバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのドット積計算により算出され、Ｐ＝ｖｏ・ｉｏであり、
インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑは、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏとインバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのクロス積計算により算出され、
である。
前記の制御装置は、前記の電圧命令信号ｅ＊を受信し、該電圧命令信号を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を利用してインバーターユニットにおける開閉装置を制御するパルス幅変調制御ユニットを更に含む。
前記の制御装置は、電圧制御モジュールと、パルス幅変調制御ユニットを更に含み、
前記の電圧制御モジュールは、前記の電圧命令信号ｅ＊とインバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏを受信し、第２電圧命令信号ｅ’を生成し、前記のパルス幅変調制御ユニットは、前記の第２電圧命令信号ｅ’を受信し、該第２電圧命令信号を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を利用してインバーターユニットにおける開閉装置を制御する。
前記の制御装置は、電圧制御モジュールと、パルス幅変調制御ユニットと、信号重畳ユニットとを更に含み、
前記の電圧制御モジュールは、前記の電圧命令信号ｅ＊とインバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏを受信し、第２電圧命令信号ｅ’を生成し、前記の信号重畳ユニットは、前記の電圧命令信号ｅ＊と前記の第２電圧命令信号ｅ’を受信し、第３電圧命令信号ｅ’’を生成し、前記のパルス幅変調制御ユニットは、前記の第３電圧命令信号ｅ’’を受信し、該第３電圧命令信号を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を利用してインバーターユニットにおける開閉装置を制御する。
該制御装置は三相インバータシステム又は単相インバータシステムに適用される。
本発明の上記技術方案によれば、並列に接続された複数のインバーターユニットの間で有効な電力等分が行われながら、優れた出力電圧精度を維持することができる。なお、出力電圧と他のシステム電圧の同期化も調整でき、システム間の相互接続を便利になり、グリッド接続の条件を満たすことができる。
従来技術におけるインバータシステムの構造を示す簡略図である。 従来技術における有効電力−出力電圧の周波数の曲線を示す簡略図である。 従来技術における無効電力−出力電圧の振幅曲線を示す簡略図である。 本発明におけるインバータシステムに用いられる制御装置の制御構造を示す簡略図である。 有効電力−出力電圧の周波数の曲線を並行移動した簡略図である。 無効電力−出力電圧の振幅の曲線を並行移動した簡略図である。 本発明におけるインバータシステムに用いられる制御装置の構造を示す簡略図である。 本発明におけるシステム電圧制御器の構造を示す簡略図である。 本発明におけるインバータシステムに用いられる制御方法のフローチャートである。 本発明における単位電圧制御器の構造の一例を示す簡略図である。 本発明における単位電圧制御器の構造の他の一例を示す簡略図である。 本発明における単位電圧制御器の構造の更なる他の一例を示す簡略図である。 本発明における制御装置の構造の一例を示す簡略図である。 本発明における制御装置の構造の他の一例を示す簡略図である。 本発明における制御装置の構造の更なる他の一例を示す簡略図である。
本発明におけるインバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置は、並列に接続された複数のインバーターユニットの間で有効な電力等分が得られるようにするとともに、優れた出力電圧精度を維持するために提供されるものである。本発明は、従来のドループ制御を基にして、ドループ曲線を並行移動して、電圧の周波数と振幅を調整した。
図３は、本発明のインバータシステムに用いられる制御装置の制御構造を示す簡略図である。基本的な制御構造は二つの層を含み、下層はＮ個の単位電圧制御器２００であり、それぞれの単位電圧制御器２００は一つのインバーターユニットと一対一で対応している。上層はシステム電圧制御器１００であり、該システム電圧制御器１００は各単位電圧制御器２００とそれぞれ接続されている。
本発明は、図３に示す制御構造を利用して、従来のドループ制御を基にして、ドループ曲線を並行移動して、電圧の周波数と振幅を調整した。図４（ａ）は、有効電力−出力電圧の周波数曲線を並行移動した簡略図であり、図４（ｂ）は、無効電力−出力電圧の振幅曲線を並行移動した簡略図である。図４（ａ）と図４（ｂ）のいずれにおいても、曲線（１）は従来技術における曲線を代表する。
従来技術において、無負荷の際に対応する出力電圧の周波数、振幅をそれぞれωｓｅｔとＶｓｅｔに設定し、負荷が増加するに従って出力電圧の周波数及び振幅は降下する。
例えば、図４（ａ）の曲線（１）において、有効電力（例えば、後述の有効電力を反映する命令信号に対応することができる）Ｐｓｅｔを出力する時に対応する出力電圧の周波数に比べて、無負荷（出力する有効電力が０である）時に対応する出力電圧の周波数（周波数設定信号ωｓｅｔ）が一定程度降下している。図４（ｂ）の曲線（１）において、無効電力（例えば、後述の無効電力を反映する命令信号に対応することができる）Ｑｓｅｔを出力する時に対応する出力電圧の振幅に比べて、無負荷（出力する無効電力が０である）時に対応する出力電圧の振幅（電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔ）が一定程度降下している。ここから分かるように、従来技術におけるドループ制御は、出力電圧が設定値を外れることを引き起こす。
本発明の技術方案により、曲線（１）を横方向に（２）箇所まで並行移動すると、有効電力Ｐｓｅｔを出力する時に対応する周波数が再びωｓｅｔに戻され、無効電力Ｑｓｅｔを出力する時に対応する振幅は再びＶｓｅｔに戻され、それによって出力電圧の正確度を高めた。その同時に、垂下特性を保留し、電力等分性能を保持した。
より具体的には、図５は、本発明におけるインバータシステムに用いられる制御装置の構造を示す簡略図である。該インバータシステムに用いられる制御装置１は、システム電圧制御器１００及び複数の単位電圧制御器２００を備える。
該システム電圧制御器１００は、負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び電圧基準信号ｖｒｅｆを受信し、インバーター出力電力を反映する命令信号を出力する。ここで、該インバーター出力電力を反映する命令信号は、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔと無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔとを含む。
該複数の単位電圧制御器２００は、前記の複数のインバーターユニットと一対一で対応し、各単位電圧制御器は、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ、前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔ、周波数設定信号ωｓｅｔ、電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔ、インバーターユニットに相応する、出力電圧を反映するフィードバック信号Ｖｏ及び出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏを受信し、また該インバーターユニットの電圧命令信号ｅ＊を出力する。
図５においては、該システム電圧制御器１００と一つの単位電圧制御器２００の接続関係を例としており、実際の接続関係は図３を参考にする。
図６は、本発明におけるシステム電圧制御器１００の構造を示す簡略図である。
システム電圧制御器１００は、仮想電流計算ユニットと、電力計算ユニット１０３とを含む。
仮想電流計算ユニットは、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記電圧基準信号ｖｒｅｆによって、仮想電流ｉｖを計算する。
仮想電流計算ユニットは、偏差計算ユニット１０１と、仮想インピーダンスを反映する計算ユニット１０２とを含む。偏差計算ユニット１０１は、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記電圧基準信号ｖｒｅｆを受信し、電圧偏差を反映する信号ｖｍｇ−ｖｒｅｆを算出し、更に仮想インピーダンスを反映する計算ユニット１０２まで伝送して、仮想電流ｉｖを算出した。
但し、Ｚｖは仮想インピーダンスである。前記仮想インピーダンスＺｖは、仮想レジスタンスと仮想リアクタンスとの組み合わせであり、仮想レジスタンス又は仮想リアクタンスである。但し、仮想インピーダンスＺｖはＲ＋ｊＸで示すことができる。ＲとＸはそれぞれ仮想レジスタンス、仮想リアクタンスを示し、ｊは仮想インピーダンスのパラメーターであり、ＲとＸが小さいほど、出力電圧の誤差は小さい。
電力計算ユニット１０３は、有効電力計算ユニットと無効電力計算ユニットとを更に含む。
前記有効電力計算ユニットは、前記負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇと計算した仮想電流ｉｖに基づいて、ドット積計算により前記有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを算出する。
前記無効電力計算ユニットは、前記負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇと計算した仮想電流ｉｖに基づいて、クロス積計算により前記無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを算出する。
好ましい実施例において、インバータシステムの出力電圧を他のシステム電圧と同期化させて、システムの間の相互接続を便利にするため、該電圧基準信号ｖｒｅｆは該他のシステム電圧のフィードバック信号を反映して、同期化グリッド接続の条件を満たすようにしてもよい。
例えば、該インバータシステムの出力は送電網に接続されており、該電圧基準信号ｖｒｅｆは、送電網の電圧のフィードバック信号であってもよい。
又は、該インバータシステムの出力は、交流系統の出力に電気的に接続されており、該電圧基準信号ｖｒｅｆは該交流系統出力電圧のフィードバック信号を反映する。
本発明は、図５に示されている構造に基づき、インバータシステムに用いられる制御方法を開示した。図７は、本発明におけるインバータシステムに用いられる制御方法のフローチャートである。
ステップ７０１では、負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び電圧基準信号ｖｒｅｆを受信する。
ステップ７０２では、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記の電圧基準信号ｖｒｅｆに基づいて、インバーター出力電力を反映する命令信号を生成する。但し、該インバーター出力電力を反映する命令信号は、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ及び無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを含む。
ステップ７０３では、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、且つ前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とする。
ステップ７０４では、前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を横方向に並行移動し、且つ前記の第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線を横方向に並行移動し、インバーターユニットの調整後の出力電圧の周波数と出力電圧の振幅を利用してインバータシステムの負荷電圧を調整する。
本発明の該制御方法は、三相インバータシステム又は単相インバータシステムに適用できる。
以下、単位電圧制御器２００の三つの実施例を通じて本発明を説明することにする。
（実施例１）
単位電圧制御器２００は、従来のドループ制御の単位電圧制御器の基本構造を採用している。
図８は、本発明における単位電圧制御器２００の構造を示す簡略図である。該単位電圧制御器２００は、周波数及び位相生成ユニットと、を備え、該周波数及び位相生成ユニットは、有効電力偏差生成ユニット２０１と、第１比率ユニット２０２と、第１重畳ユニット２０３と、第１積分ユニット２０４とを更に備える。
有効電力偏差生成ユニット２０１は、該有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔとインバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐに基づいて、有効電力偏差を反映する偏差信号（Ｐｓｅｔ− Ｐ）を計算して、第１比率ユニット２０２に伝送する。第１比率ユニット２０２は比率係数ｍを有し、ｍは有効電力の垂下特性の比率ユニットの利得を反映する。第１比率ユニット２０２は、有効電力偏差生成ユニット２０１からの偏差信号を受信し、該比率係数ｍに基づいて第１周波数制御信号（Ｐｓｅｔ− Ｐ）＊ｍを得て第１重畳ユニット２０３に伝送する。第１重畳ユニット２０３は、該第１周波数制御信号（Ｐｓｅｔ− Ｐ）＊ｍと該周波数設定信号ωｓｅｔを受信且つ重畳して、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを出力する。
該制御信号ωｅにより、前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）は以下の関係式を満たすことが分かる。
式において、ωは該インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅである。
該第１積分ユニット２０４は、前記のインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを積分して、位相制御信号θｅを得る。
該単位電圧制御器２００は、電圧振幅生成ユニットを更に備える。該電圧振幅生成ユニットは、無効電力偏差生成ユニット２０６、第２比率ユニット２０７及び第２重畳ユニット２０８を更に備える。
該無効電力偏差生成ユニット２０６は、無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔと、インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑを受信し、無効電力偏差を反映する信号（Ｑｓｅｔ− Ｑ）を計算して、第２比率ユニット２０７に伝送する。第２比率ユニット２０７は、比率係数ｎを有し、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得である。第２比率ユニット２０７は、無効電力偏差生成ユニットからの偏差信号（Ｑｓｅｔ− Ｑ）を受信し、該比率係数ｎに基づいて第１電圧振幅制御信号（Ｑｓｅｔ− Ｑ）＊ｎを得て第２重畳ユニット２０８に伝送する。第２重畳ユニット２０８は、該第１電圧振幅制御信号（Ｑｓｅｔ− Ｑ）＊ｎと電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔを受信且つ重畳して、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅを出力する。
制御信号Ｅから分かるように、前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は以下の比較式を満足することが分かる。
該単位電圧制御器２００は、電圧命令生成ユニット２０５と、電力計算ユニット２０９を更に備える。
電力計算ユニット２０９の入力は、インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏと、インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏを含む。電力計算ユニット２０９の出力は、該インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐと、該インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑを含む。
ここで、Ｐ＝ｖｏ・ｉｏ、即ち、電力計算ユニット２０９は、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏと、インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのドット積計算により、該インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐを計算する。
ここで、
、即ち、電力計算ユニット２０９は、インバーター出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏと、インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのクロス積計算により、該インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑを計算する。
該電圧命令生成ユニット２０５は、位相の制御信号θｅと振幅の制御信号Ｅを受信し、該位相と振幅を反映する電圧命令信号ｅ＊を更に生成する。
公式（１）、（２）から分かるように、単位電圧制御器２００は、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、且つ前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とする。
単位電圧制御器２００は、演算を通じて、前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を図４（ａ）の曲線（２）のところまで横方向に並行移動し、且つ前記第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線を図４（ｂ）の曲線（２）のところまで横方向に並行移動する。
Ｐ＝Ｐｓｅｔ場合、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号は依然にωｓｅｔとすることが可能であり、Ｑ＝Ｑｓｅｔ場合、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号は依然にＶｓｅｔとすることが可能であり、更に該制御信号を利用してインバータシステムの負荷電圧を調整する。それにより、垂下特性を維持するとともに、並列に接続された複数のインバーターユニットの間で有効な電力等分が行われ、また優れた出力電圧精度を維持することもできる。
（実施例２）
実施例２と実施例１との主要な区別は、周波数及び位相生成ユニットである。本実施例において、周波数及び位相生成ユニットは、第１比率ユニット２０２と第１重畳ユニット２０３の間に設置される濾波ユニット２１０を更に備える。図９は、本発明の単位電圧制御器の構造を示す簡略図である。濾波ユニット２１０の信号伝送関数は（（τｃｓ＋１）／（τｆｓ＋１））であり、１／τｆは濾波ユニット２１０の極点、１／τｃは濾波ユニット２１０の零点である。特に、τｃ＝０の場合、該濾波ユニット２１０は低域通過濾波器である。
第１周波数制御信号（Ｐｓｅｔ−Ｐ）＊ｍは、濾波ユニット２１０に伝達され、濾波ユニット２１０は、該信号伝送関数に基づいて第１周波数制御信号について演算を行い、更に濾波信号（Ｐｓｅｔ− Ｐ）（（τｃｓ＋１）／（τｆｓ＋１））＊ｍを取得し、且つ該濾波信号を第１重畳ユニット２０３に印加する。第１重畳ユニット２０３は、該濾波信号（Ｐｓｅｔ− Ｐ）（（τｃｓ＋１）／（τｆｓ＋１））＊ｍと該周波数設定信号ωｓｅｔを受信して重畳して、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを出力する。実施例２の他の部分は実施例１と同じである。
前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）は、以下の比較式を満足する。
ここから分かるように、濾波ユニット２１０を設置することにより、垂下特性を動的に変化させる作用をする。
前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、以下の比較式を満足する。
ここで指摘する必要があるのは、電圧振幅生成ユニットに対しても類似する濾波ユニットを設置することができ、例えば第２比率ユニット２０７及び第２重畳ユニット２０８の間にも該濾波ユニットを設置することができる。
同じ理由として、前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）及び前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、それぞれ以下の比較式を満足する。
ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅ、Ｐはインバーターユニットの有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍは有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、１／τｆは濾波ユニットの極点、１／τｃは濾波ユニットの零点である。特に、τｃ＝０の場合、該濾波ユニット２１０は低域通過濾波器である。
公式（３）、（４）、（５）、（６）から分かるように、単位電圧制御器２００は、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とする。
単位電圧制御器２００は、演算を通じて、前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を図４（ａ）の曲線（２）のところまで横方向に並行移動し、且つ前記第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線を図４（ｂ）の曲線（２）のところまで横方向に並行移動する。
Ｐ＝Ｐｓｅｔ場合、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号は依然にωｓｅｔとすることが可能であり、Ｑ＝Ｑｓｅｔ場合、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号は依然にＶｓｅｔとすることが可能であり、更に該制御信号を利用してインバータシステムの負荷電圧を調整する。それにより、垂下特性を維持するとともに、並列に接続されている複数のインバーターユニットの間で有効な電力等分が行われ、また優れた出力電圧精度を維持することもできる。
（実施例３）
本実施例において、単位電圧制御器２００は、仮想同期機の制御による単位電圧制御ユニットを採用することによって実現することができる。図１０は、本発明における単位電圧制御器の構造を示す簡略図である。
該単位電圧制御器２００は、周波数及び位相生成ユニットを含む。該周波数及び位相生成ユニットは、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔと、インバーターの有効電力を反映する信号Ｐと、有効電力訂正信号ΔＰとを受信し、有効電力偏差を反映する仮想加速度信号を計算して、仮想モーターの慣性モーメントを反映する積分ユニットに印加して、インバーターの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅと位相の制御信号θｅを調節して取得する。
具体的に、周波数及び位相生成ユニットは、有効電力偏差生成ユニット３０１と、第３積分ユニット３０２と、第４積分ユニット３０３と、第３重畳ユニット３０４と、第３比率ユニット３０５とを含む。
有効電力偏差生成ユニット３０１は、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ、インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐ、有効電力訂正信号ΔＰによって、有効電力偏差を反映する信号を計算する。
第３積分ユニット３０２（１／Ｈｓ）は、前記の有効電力偏差を反映する信号を積分して、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを得るためのものである。
第４積分ユニット３０３（１／ｓ）は、前記のインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを積分して、位相制御信号θｅを得るためのものである。
第３重畳ユニット３０４は、該周波数設定信号ωｓｅｔと、前記のインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅを受信して、周波数制御信号を出力するためのものである。
第３比率ユニット３０５は、比率係数ｍ’を有し、該周波数制御信号を受信して、該有効電力訂正信号ΔＰを得るためのものである。
但し、周波数及び位相生成ユニットの上記の構造から分かるように、前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）は、以下の比較式を満足する：
この式において、ωは該インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号ωｅである。ｍ’は有効電力の垂下特性を反映する第３比率ユニット３０５の利得である。仮想モーターの慣性モーメントを反映する第３積分ユニットの積分利得は１／Ｈである。
該単位電圧制御器２００は、電圧振幅生成ユニットを更に含む。該電圧振幅生成ユニットは、無効電力偏差生成ユニット３０６と、第５積分ユニット３０７と、第４重畳ユニット３０８と、第４比率ユニット３０９とを更に含む。
無効電力偏差生成ユニット３０６は、無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔ、インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑ及び無効電力訂正信号ΔＱを受信し、無効電力偏差を反映する信号を計算するためのものである。
第５積分ユニット３０７（１／（Ｋｓ））は、前記の無効電力偏差を反映する信号を積分し、該インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅを出力するためのものである。
第４重畳ユニット３０８は、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する信号Ｖｏｄと、該電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔを受信し、電圧偏差を反映する信号を出力するためのものである。
第４比率ユニット３０９、比率係数Ｄｑを有し、第４重畳ユニット３０８出力の前記反映電圧偏差の信号を受信し、且つ該比率係数Ｄｑに基づいて該無効電力訂正信号ΔＱを得るためのものである。
但し、電圧振幅生成ユニットの上記の構造から分かるように、前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、以下の比較式を満足する。
ここで、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｄｑは無効電力の垂下特性を反映する第４比率ユニットの利得であり、無効電力偏差を反映する信号の第５積分ユニット３０７の積分利得は１／Ｋである。
該単位電圧制御器２００は、振幅計算（Ｍａｇ．）ユニット３１０を更に含み、インバーターの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏに基づいて、対応するインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する信号Ｖｏｄを計算する。
該単位電圧制御器２００は、仮想同期機の模型計算ユニット３１１を更に含む。これは、該インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏと、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏと、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅと、インバーターユニットの出力電圧位相を反映する位相制御信号θｅとを受信し、且つ、インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐと、インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑ及び該電圧命令信号ｅ＊を出力する。
但し、電圧命令信号ｅ＊は、該インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅと、インバーターユニットの出力電圧位相を反映する位相制御信号θｅにより算出され、ｅ＊＝Ｅ∠θｅである。
インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐは、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏと、インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのドット積計算により算出され、Ｐ＝ｖｏ・ｉｏである。
インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑは、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏと、インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのクロス積計算により算出され、
である。
公式（７）、（８）から分かるように、単位電圧制御器２００は、前記有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、且つ、前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とする。
単位電圧制御器２００は、演算を通じて、前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を図４（ａ）の曲線（２）のところまで横方向に並行移動し、且つ前記第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧振幅曲線を図４（ｂ）の曲線（２）のところまで横方向に並行移動する。
Ｐ＝Ｐｓｅｔ場合、インバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号は依然にωｓｅｔとすることが可能であり、Ｑ＝Ｑｓｅｔ場合、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号は依然にＶｓｅｔとすることが可能であり、更に該制御信号を利用してインバータシステムの負荷電圧を調整する。それにより、垂下特性を維持するとともに、並列に接続されている複数のインバーターユニットの間で有効な電力等分が行われ、また優れた出力電圧精度を維持することもできる。
以上の三つの実施例にでは、単位電圧制御器の実施形態について紹介したが、以下では制御装置の三つの異なる構造について説明する。
（実施例１）
制御装置は、システム電圧制御器１００及び単位電圧制御器２００を含む以外に、パルス幅変調制御（ＰＷＭ）ユニット３００をさらに含む。単位電圧制御器２００が生成した電圧命令信号ｅ＊は、該パルス幅変調制御ユニット３００に発信され、該電圧命令信号ｅ＊を反映する開閉信号（Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｓｉｇｎａｌｓ）を生成し、更に該開閉信号を利用してインバーターユニットの開閉装置（例えばＩＧＢＴ、Ｍｏｓｆｅｔ等）を制御する。図１１は、制御装置の構造を示す簡略図である。
（実施例２）
図１２は、制御装置の構造を示す簡略図である。
前記の制御装置は、システム電圧制御器１００及び単位電圧制御器２００を含む以外に、電圧制御モジュール４００と、パルス幅変調制御ユニット３００とをさらに含む。ここで、前記の電圧制御モジュール４００は、前記の電圧命令信号ｅ＊と、インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏを受信し、閉ループ制御を行って第２電圧命令信号ｅ’を更に生成するためのものであり、該電圧制御モジュール４００はｖｏがｅ＊に従うようにする機能を有する。前記のパルス幅変調制御ユニット３００は、前記の第２電圧命令信号ｅ’を受信し、該第２電圧命令信号ｅ’を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を利用してインバーターユニット中の開閉器件に対し制御を行うためのものである。
（実施例３）
図１３は、制御装置の構造を示す簡略図である。
前記の制御装置は、システム電圧制御器１００及び単位電圧制御器２００を含む以外に、電圧制御モジュール４００と、パルス幅変調制御ユニット３００と、信号重畳ユニット５００とをさらに含む。
ここで、前記の電圧制御モジュール４００は、前記の電圧命令信号ｅ＊と、インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏを受信し、第２電圧命令信号ｅ’を生成するためのものである。前記の信号重畳ユニット５００は、前記の電圧命令信号ｅ＊及び前記の第２電圧命令信号ｅ’を受信して重畳し、第３電圧命令信号ｅ’’を生成するためのものである。このように、電圧命令信号ｅ＊はｅ’に一つのフィードフォワード補償を印加して、ｖｏがｅ＊に従ってより素早く変化するようにし、システムの動態反響も更に速くなる。前記パルス幅変調制御ユニット３００は、前記第３電圧命令信号ｅ’’を受信し、該第３電圧命令信号を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を利用してインバーターユニット中の開閉装置に対し制御を行うためのものである。
また、上記の電圧制御モジュール４００は、インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏをさらに受信し、内側電流ループと外側電圧ループの二重閉ループの制御を行うように構成することができる。すると、より良くｖｏがｅ＊変化に従うように制御することができる。
ここで指摘する必要があるのは、上記のすべての技術方案において、インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏは図１における出力電流ｉｏであってもよく、インバーターユニットの濾波器インダクタンスＬｆ上の電流ｉ１であってもよい。インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏは、図１における出力電圧ｖｏであってもよく、負荷電圧ｖｍｇであってもよい。
本発明の上記の技術方案によれば、並列に接続された複数のインバーターユニットの間で有効な電力等分が行われながら、優れた出力電圧精度を維持することができる。また、出力電圧と他のシステムの電圧同期化も調整でき、システム間の相互接続を簡便にし、グリッド接続閉鎖の条件を満足する。
上述のように、実施例を通じて本発明を開示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、当業者は本発明の精神と範囲を逸脱することなく、様々な変更及び修正が可能である。本発明の保護範囲は、添付した特許請求の範囲で指定した内容を基準とする。

Claims (14)

  1. 並列に接続された複数のインバーターユニットを含むインバータシステムに用いられる制御方法であって、
    負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び電圧基準信号ｖｒｅｆを受信するステップと、
    前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記の電圧基準信号ｖｒｅｆに基づいて、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ及び無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを含む、インバーター出力電力を反映する命令信号を生成するステップと、
    前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、且つ前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とするステップと、
    前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を横方向に並行移動し、前記の第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線を横方向に並行移動し、インバーターユニットの調整後の出力電圧の周波数と出力電圧の振幅によりインバータシステムの負荷電圧を調整するステップと、
    を備えることを特徴とするインバータシステムに用いられる制御方法。
  2. 請求項１に記載のインバータシステムに用いられる制御方法において、
    前記のインバーター出力電力を反映する命令信号を生成するステップは、
    前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記の電圧基準信号ｖｒｅｆに基づいて、下記数１を用いて、仮想電流ｉｖを計算するステップと、
    前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び計算した仮想電流ｉｖに基づいて、下記数１を用いて、ドット積計算により前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを得るステップと、
    前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び計算した仮想電流ｉｖに基づいて、下記数１を用いて、クロス積計算により前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを得るステップと、をさらに含み、
    ここで、Ｚｖは仮想インピーダンスであり、前記仮想インピーダンスは仮想レジスタンスと仮想リアクタンスとの組み合わせ、仮想レジスタンス又は仮想リアクタンスである、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御方法。
  3. 請求項１に記載のインバータシステムに用いられる制御方法において、
    該インバータシステムの出力は送電網又は交流系統に接続され、該電圧基準信号ｖｒｅｆは送電網電圧のフィードバック信号であり、又は、該交流系統出力電圧を反映するフィードバック信号である、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御方法。
  4. 請求項１に記載のインバータシステムに用いられる制御方法において、
    前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）及び前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、以下の比較式（１）〜（４）のいずれか組みを満足し、
    ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号、Ｐはインバーターユニットの有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍは有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得であり、１／τｆは濾波ユニットの極点、１／τｃは濾波ユニットの零点であり、ｍ’は有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、仮想モーター慣性モーメントを反映する積分ユニットの積分利得は１／Ｈ、Ｄｑは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、無効電力偏差の信号を反映する積分ユニットの積分利得は１／Ｋである、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御方法。
  5. 請求項１に記載のインバータシステムに用いられる制御方法において、
    該制御方法は三相インバータシステム又は単相インバータシステムに適用される、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御方法。
  6. 並列に接続された複数のインバーターユニットを含むインバータシステムに用いられる制御装置であって、
    負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び電圧基準信号ｖｒｅｆを受信し、有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ及び無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを含む、インバーター出力電力を反映する命令信号を出力するシステム電圧制御器と、
    前記の複数のインバーターユニットに一一対応しており、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔ、前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔ、周波数設定信号ωｓｅｔ、電圧振幅設定信号Ｖｓｅｔ、相応するインバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏ及び出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏを受信し、該インバーターユニットの電圧命令信号ｅ＊を出力する複数の単位電圧制御器と、
    を備え、
    ここで、前記の単位電圧制御器は、前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）の第１オフセット量とし、前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）の第２オフセット量とし、前記の第１オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線を横方向に並行移動し、前記の第２オフセット量に基づいて前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線を横方向に並行移動し、インバーターユニットの調整後の出力電圧の周波数と出力電圧の振幅により、インバータシステムの負荷電圧を調整する、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  7. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    前記のシステム電圧制御器は、仮想電流計算ユニット、有効電力計算ユニット、及び無効電力計算ユニットを更に含み、
    前記の仮想電流計算ユニットは前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇ及び前記の電圧基準信号ｖｒｅｆに基づいて、下記数６を用いて、仮想電流ｉｖを計算し、
    ここで、Ｚｖは仮想インピーダンスであり、前記仮想インピーダンスは仮想レジスタンスと仮想リアクタンスとの組み合わせ、仮想レジスタンス又は仮想リアクタンスであり、
    前記の有効電力計算ユニットは、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇと前記の仮想電流ｉｖに基づいて、下記数７を用いて、ドット積計算により前記の有効電力を反映する命令信号Ｐｓｅｔを算出し、
    前記の無効電力計算ユニットは、前記の負荷電圧を反映するフィードバック信号ｖｍｇと前記の仮想電流ｉｖに基づいて、下記数７を用いて、クロス積計算により前記の無効電力を反映する命令信号Ｑｓｅｔを算出することを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  8. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    該インバータシステムの出力は送電網又は交流系統に接続され、該電圧基準信号ｖｒｅｆは送電網電圧のフィードバック信号であり、又は、該交流系統出力電圧を反映するフィードバック信号である、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  9. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    前記のインバーターユニットの有効電力−出力電圧の周波数曲線（Ｐ−Ｆ）及び前記のインバーターユニットの無効電力−出力電圧の振幅曲線（Ｑ−Ｖ）は、以下の比較式（１）〜（４）のいずれかの組みを満足し、
    ここで、ωはインバーターユニットの出力電圧の周波数を反映する制御信号、Ｐはインバーターユニットの有効電力を反映する信号、ωｓｅｔは周波数設定信号、ｍは有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、Ｖｓｅｔは電圧振幅設定信号、Ｑはインバーターユニットの無効電力を反映する信号、Ｅはインバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号、ｎは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得であり、１／τｆは濾波ユニットの極点、１／τｃは濾波ユニットの零点であり、
    ｍ’は有効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、仮想モーター慣性モーメントを反映する積分ユニットの積分利得は１／Ｈ、Ｄｑは無効電力の垂下特性を反映する比率ユニットの利得、無効電力偏差の信号を反映する積分ユニットの積分利得は１／Ｋである、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  10. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    前記の単位電圧制御器は、仮想同期機模型計算ユニットを含み、該インバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏ、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏ、インバーターユニットの出力電圧の振幅を反映する制御信号Ｅ、インバーターユニットの出力電圧位相を反映する位相制御信号θｅを受信し、
    インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐ、インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑ及び該電圧命令信号ｅ＊を出力し、
    ここで、電圧命令信号ｅ＊は、該インバーターユニットの出力電圧振幅を反映する制御信号Ｅとインバーターユニットの出力電圧位相を反映する位相制御信号θｅに基づいて算出され、ｅ＊＝Ｅ∠θｅであり、
    インバーターユニットの有効電力を反映する信号Ｐは、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏとインバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのドット積計算により算出され、Ｐ＝ｖｏ・ｉｏであり、
    インバーターユニットの無効電力を反映する信号Ｑは、該インバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏとインバーターユニットの出力電流を反映するフィードバック信号ｉｏのクロス積計算により算出され、
    である、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  11. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    前記の制御装置は、前記の電圧命令信号ｅ＊を受信し、該電圧命令信号を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を利用してインバーターユニットにおける開閉装置を制御するパルス幅変調制御ユニットを更に含む、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  12. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    前記の制御装置は、電圧制御モジュールと、パルス幅変調制御ユニットを更に含み、
    前記の電圧制御モジュールは、前記の電圧命令信号ｅ＊とインバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏを受信し、第２電圧命令信号ｅ’を生成し、
    前記のパルス幅変調制御ユニットは、前記の第２電圧命令信号ｅ’を受信し、該第２電圧命令信号を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を通じてインバーターユニットにおける開閉装置を制御する、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  13. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    前記の制御装置は、電圧制御モジュールと、パルス幅変調制御ユニットと、信号重畳ユニットとを更に含み、
    前記の電圧制御モジュールは、前記の電圧命令信号ｅ＊とインバーターユニットの出力電圧を反映するフィードバック信号ｖｏを受信し、第２電圧命令信号ｅ’を生成し、
    前記の信号重畳ユニットは、前記の電圧命令信号ｅ＊と前記の第２電圧命令信号ｅ’を受信し、第３電圧命令信号ｅ’’を生成し、
    前記のパルス幅変調制御ユニットは、前記の第３電圧命令信号ｅ’’を受信し、該第３電圧命令信号を反映する開閉信号を生成し、該開閉信号を利用してインバーターユニットにおける開閉装置を制御する、
    ことを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
  14. 請求項６に記載のインバータシステムに用いられる制御装置において、
    該制御装置は三相インバータシステム又は単相インバータシステムに適用されることを特徴とするインバータシステムに用いられる制御装置。
JP2015214718A 2014-11-06 2015-10-30 インバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置 Active JP6143826B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410621150.4A CN105634309B (zh) 2014-11-06 2014-11-06 一种用于逆变系统的控制方法及控制装置
CN201410621150.4 2014-11-06

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2016093100A JP2016093100A (ja) 2016-05-23
JP6143826B2 true JP6143826B2 (ja) 2017-06-07

Family

ID=54366051

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2015214718A Active JP6143826B2 (ja) 2014-11-06 2015-10-30 インバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9634575B2 (ja)
EP (1) EP3018815B1 (ja)
JP (1) JP6143826B2 (ja)
CN (1) CN105634309B (ja)
TW (1) TWI601352B (ja)

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105634310B (zh) * 2014-11-06 2018-09-04 台达电子工业股份有限公司 控制信号产生系统及其逆变器控制装置与相关控制电路
US10809678B2 (en) * 2015-03-16 2020-10-20 Board Of Regents, The University Of Texas System System and method for distributed control of an electrical network
CN106291107B (zh) * 2015-05-26 2019-08-23 台达电子工业股份有限公司 逆变器的输出阻抗角检测装置及检测方法
CN105790307B (zh) * 2016-04-21 2019-04-12 许继集团有限公司 一种基于下垂控制的逆变器控制方法及系统
KR102522118B1 (ko) * 2016-10-24 2023-04-17 한국전기연구원 스마트 분산전원의 전압-무효전력 및 주파수-유효전력 제어 곡선 설정 방법, 그 방법을 수행하는 장치 및 컴퓨터 프로그램
JP6764338B2 (ja) * 2016-12-27 2020-09-30 川崎重工業株式会社 電源システム
IT201600131878A1 (it) * 2016-12-28 2018-06-28 Electro Power Systems Mfg S R L Sistema di controllo di microreti di produzione e distribuzione di energia elettrica proveniente da più fonti di produzione di tipo diverso, e relativo metodo di controllo
JP6796809B2 (ja) * 2017-02-14 2020-12-09 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置、電力変換システム
WO2018150681A1 (ja) * 2017-02-14 2018-08-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置、電力変換システム
CN109698514B (zh) * 2017-10-24 2022-07-22 南京南瑞继保电气有限公司 一种换流器控制方法及装置
CN107887928B (zh) * 2017-11-27 2021-03-26 广州智光电气股份有限公司 一种储能系统的控制方法和装置
CN108258735A (zh) * 2018-03-21 2018-07-06 广东电网有限责任公司电力科学研究院 一种在虚拟同步机中引入虚拟阻抗的仿真控制方法及系统
CN110544956B (zh) * 2018-05-29 2023-07-14 特变电工新疆新能源股份有限公司 一种抑制并网点电压畸变的控制方法
CN109560717A (zh) * 2018-12-12 2019-04-02 苏州汇川技术有限公司 变频电源并联系统的控制方法、主控单元、存储介质及系统
CN113261195B (zh) * 2019-01-24 2023-09-19 株式会社日立产机系统 电力转换系统
CN111064233B (zh) * 2019-12-04 2022-10-04 中国电力科学研究院有限公司 一种逆变器有功无功电流比例分配方法及系统
CN111082433B (zh) * 2019-12-04 2022-09-27 中国电力科学研究院有限公司 一种电压扰动下的逆变器无功电流优先分配方法及系统
CN112260565A (zh) * 2020-09-28 2021-01-22 深圳和而泰智能控制股份有限公司 逆变器并行控制方法、装置、计算机设备及存储介质
CN113178893B (zh) * 2021-05-26 2022-11-29 华北电力大学 基于虚拟同步发电机控制的逆变器并联软启动方法及系统
CN113394828B (zh) * 2021-06-29 2022-08-05 武汉理工大学 一种基于电压二次调节的改进vsg并联控制方法
CN113472191B (zh) * 2021-07-01 2022-09-27 浙江国研智能电气有限公司 一种任意功率因数的软开关逆变器控制方法及系统
WO2023058195A1 (ja) * 2021-10-07 2023-04-13 三菱電機株式会社 電力変換装置及び制御装置
CN114243804B (zh) * 2021-12-22 2024-04-09 国网河北省电力有限公司经济技术研究院 一种微电网分布式电源电压分散协调控制方法及装置
CN114337227B (zh) * 2022-01-06 2023-09-05 深圳市斯康达电子有限公司 一种逆变器并联环流的抑制方法及装置
CN114928104A (zh) * 2022-06-01 2022-08-19 上海海事大学 单相逆变器并联控制装置和控制方法
CN115967113A (zh) * 2022-12-28 2023-04-14 南京南瑞继保电气有限公司 一种适用于构网型设备的快速功率控制方法与系统

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2679411B2 (ja) * 1990-12-19 1997-11-19 三菱電機株式会社 交流出力変換器の並列運転制御装置
US5642275A (en) * 1995-09-14 1997-06-24 Lockheed Martin Energy System, Inc. Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources
US6545887B2 (en) * 1999-08-06 2003-04-08 The Regents Of The University Of California Unified constant-frequency integration control of three-phase power factor corrected rectifiers, active power filters and grid-connected inverters
TW548886B (en) * 2001-10-16 2003-08-21 Know Entpr Co Ltd U Three-phase shunt type active power filter capable of operating in parallel
US6850425B2 (en) * 2003-01-10 2005-02-01 Delta Electronics, Inc. Parallel inverter system based on tracking of system power reference
CN100355176C (zh) 2003-07-30 2007-12-12 飞瑞股份有限公司 无线并联控制方法及系统
JP4396926B2 (ja) * 2004-02-12 2010-01-13 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
TWI286413B (en) * 2005-05-27 2007-09-01 Delta Electronics Inc Parallel inverters and controlling method thereof
JP4713996B2 (ja) * 2005-10-27 2011-06-29 株式会社東芝 自立運転制御装置および制御方法
DE102006059199B3 (de) * 2006-12-13 2008-04-17 Howaldtswerke-Deutsche Werft Gmbh Unterseeboot
JP5508796B2 (ja) * 2009-09-18 2014-06-04 東京瓦斯株式会社 電源システム制御方法及び電源システム制御装置
US8334618B2 (en) * 2009-11-13 2012-12-18 Eaton Corporation Method and area electric power system detecting islanding by employing controlled reactive power injection by a number of inverters
CN102457187B (zh) * 2010-10-26 2015-04-15 台达电子工业股份有限公司 电流检测装置及其方法与电流检测信号比较装置及其方法
CN102299645B (zh) * 2011-09-07 2014-12-10 北京交通大学 逆变器控制方法
CN102684226A (zh) * 2012-05-30 2012-09-19 大连美恒电气有限公司 一种可自并联向电网回馈电能的节能装置和方法
CN103138290B (zh) * 2013-02-19 2014-12-03 广西电网公司 对等模式下基于改进相位控制的微网无缝切换控制方法
US9755430B2 (en) * 2013-04-11 2017-09-05 Solantro Semiconductor Corp. Virtual inverter for power generation units
CN103545810B (zh) * 2013-11-12 2015-07-15 国家电网公司 基于小信号稳定分析的微电网逆变器下垂自动控制方法
CN104135033B (zh) * 2014-08-25 2016-04-06 哈尔滨工业大学 新型光伏并网逆变器电压型控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
TWI601352B (zh) 2017-10-01
JP2016093100A (ja) 2016-05-23
CN105634309B (zh) 2018-06-22
US20160134201A1 (en) 2016-05-12
TW201618412A (zh) 2016-05-16
US9634575B2 (en) 2017-04-25
CN105634309A (zh) 2016-06-01
EP3018815B1 (en) 2021-01-13
EP3018815A2 (en) 2016-05-11
EP3018815A3 (en) 2016-06-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6143826B2 (ja) インバータシステムに用いられる制御方法及び制御装置
EP2790312B1 (en) Power decoupling controller and method for power conversion system
CN106877710B (zh) 基于虚拟同步电动机的三相pwm整流器多环路控制电路及控制方法
US9705419B2 (en) Control signal generating system and inverter control device thereof for improving grid stability
CN107104439B (zh) 一种带多直流子网的混合微电网系统及控制方法
EP3198709B1 (en) Balanced bidirectional buck-boost converters and associated systems and methods
TW201701581A (zh) 環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統
CN103280842A (zh) 一种由直流电压生成变换器内频的同步控制方法及系统
CN107005049B (zh) 功率控制器和功率控制方法
JP2017127141A (ja) 擬似同期化力電圧型コンバータおよびそのコントローラ
CN110970934B (zh) 混合微电网中ac_dc双向功率变换器并网预同步控制装置
JP6772319B2 (ja) インバータ制御装置
CN102902863A (zh) 微电网孤网运行时分布式电源下垂特性的cad设计方法
Liu et al. Distributed generation interface using indirect matrix converter in boost mode with controllable grid side reactive power
Shin et al. Active power control for minimum switching of three-phase electrolytic capacitor-less PWM converter
JP5616411B2 (ja) 単相電圧型交直変換装置
JP2015037350A (ja) インバータ回路を制御する制御回路、当該制御回路を備えたインバータ装置、当該インバータ装置を備えた電力システム、および、制御方法
JP5616412B2 (ja) 単相電圧型交直変換装置
EP3750234B1 (en) Improved converter network bridge controller
CN110492527B (zh) 一种级联h桥孤岛运行下的分层功率控制方法
JP2730383B2 (ja) 交流出力変換器の並列運転制御装置
US20130070505A1 (en) Inverter Control When Feeding High Impedance Loads
Yongqing et al. Optimized control scheme of hybrid inverters in high power drives
JP2022159880A (ja) インバータの連系方法
CN110212578A (zh) 一种无传感器电流源变换器控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20161130

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20161206

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170306

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20170418

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20170509

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6143826

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250