CN110544956B - 一种抑制并网点电压畸变的控制方法 - Google Patents

一种抑制并网点电压畸变的控制方法 Download PDF

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CN110544956B CN201810529903.7A CN201810529903A CN110544956B CN 110544956 B CN110544956 B CN 110544956B CN 201810529903 A CN201810529903 A CN 201810529903A CN 110544956 B CN110544956 B CN 110544956B
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Abstract

本发明提供一种抑制并网点电压畸变的控制方法，具体利用基于下垂控制并联的电压源逆变器抑制并网点电压畸变，所述控制方法将微电网控制策略分成三层，其中二层控制策略向底层控制策略输出
Figure DDA0001676956500000011
和Δvhar‑dq，以控制底层各逆变器向电网注入适当的谐波电流，补偿并网点电压畸变；三层控制策略向底层控制策略输出
Figure DDA0001676956500000012
和
Figure DDA0001676956500000013
以控制底层各逆变器向电网注入所需的有功功率和无功功率的基频分量；底层控制策略利用来自二层控制策略的
Figure DDA0001676956500000014
和Δvhar‑dq、来自三层控制策略的
Figure DDA0001676956500000015
和
Figure DDA0001676956500000016
得到分别用于控制底层各逆变器开关管动作的各组开关管控制信号，从而实现在各逆变器之间按比例进行有功功率及无功功率的分配。本发明既能够有效提升低压配电网公共耦合点的电能质量，成本又较低。

Description

一种抑制并网点电压畸变的控制方法
技术领域
本发明涉及低压配电技术领域，涉及一种抑制并网点电压畸变的控制方法，具体涉及一种利用基于下垂控制并联的电压源逆变器抑制并网点电压畸变的控制方法。
背景技术
随着低压配电网中非线性负荷的增长及线路阻抗的作用，公共耦合点电压的电能质量会出现恶化。
目前，一般使用有源电力滤波器(APF,Active power filter)对低压配电网公共耦合点的电能质量进行提升，虽然产生了一定的提升效果，但是极大地增加了系统成本。
因此，设计一种既能够有效提升低压配电网公共耦合点的电能质量，成本又较低的方案成为本领域亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对现有技术中所存在的上述缺陷，提供一种既能够有效提升低压配电网公共耦合点的电能质量、成本又较低的抑制并网点电压畸变的控制方法。
解决本发明技术问题所采用的技术方案是：
本发明提供一种抑制并网点电压畸变的控制方法，具体利用基于下垂控制并联的电压源逆变器抑制并网点电压畸变，所述控制方法包括：
底层控制策略，采集各逆变器的输出电流、微电网交流母线电压、各逆变器的滤波电容电压和各逆变器的滤波电感电流，得到四组采集值，利用这四组采集值以及来自二层控制策略的微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure BDA0001676956480000011
和用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq、来自三层控制策略的微电网有功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA0001676956480000021
和微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA0001676956480000022
得到分别用于控制底层各逆变器开关管动作的各组开关管控制信号，从而实现在各逆变器之间按比例进行有功功率及无功功率的分配；
二层控制策略，采集微电网并网点电压和微电网交流母线电压，得到两组采集值，获取微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure BDA0001676956480000023
利用这两组采集值和/>
Figure BDA0001676956480000024
得到用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq，然后将/>
Figure BDA0001676956480000025
和Δvhar-dq输出至底层控制策略，以控制底层各逆变器向电网注入适当的谐波电流，补偿并网点电压畸变；
三层控制策略，采集微电网并网电流和微电网并网点电压，得到两组采集值，利用这两组采集值得到微电网有功功率并网控制环路的输出量
Figure BDA0001676956480000026
和微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA0001676956480000027
然后将/>
Figure BDA0001676956480000028
和/>
Figure BDA0001676956480000029
输出至底层控制策略，以控制底层各逆变器向电网注入所需的有功功率和无功功率的基频分量。
可选地，所述底层控制策略具体为：
采集各逆变器的输出电流和微电网交流母线电压，得到两组采集值，利用这两组采集值计算出各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q；
通过下垂控制器利用各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q得到各逆变器电压外环参考信号基频分量的相位
Figure BDA00016769564800000210
和幅值/>
Figure BDA00016769564800000211
将
Figure BDA00016769564800000212
与来自三层控制策略的/>
Figure BDA00016769564800000213
叠加，以及将/>
Figure BDA00016769564800000214
与来自三层控制策略的/>
Figure BDA00016769564800000215
叠加，得到两组叠加值，再通过参考信号生成模块利用这两组叠加值得到三相基频参考信号vrefabc；
通过谐波参考信号重构模块利用来自二层控制策略的
Figure BDA00016769564800000216
对Δvhar-dq进行dq/abc变换，将Δvhar-dq中包含的各次谐波重构到abc坐标下，以得到三相谐波参考信号Δvhar-abc；
将vrefabc与Δvhar-abc叠加，得到各逆变器的三相电压外环参考信号vrefABC；
采集各逆变器的滤波电容电压和各逆变器的滤波电感电流，得到两组采集值，使这两组采集值和vrefABC通过电压电流双闭环控制得到调制信号；
通过PWM调制模块对所述调制信号进行处理，得到分别用于控制底层各逆变器开关管动作的各组开关管控制信号。
可选地，所述通过下垂控制器利用各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q得到各逆变器电压外环参考信号基频分量的相位
Figure BDA0001676956480000031
和幅值/>
Figure BDA0001676956480000032
具体为：
利用p和q，通过下述公式(1)计算得出
Figure BDA0001676956480000033
和/>
Figure BDA0001676956480000034
Figure BDA0001676956480000035
式(1)中，
Figure BDA0001676956480000036
与/>
Figure BDA0001676956480000037
分别是逆变器电压外环参考信号基频分量的相位与幅值，ω*与E*分别是逆变器输出的基频分量的频率与电压的标准值，mp与mq分别是逆变器输出的有功功率与无功功率的下垂系数，p*与q*分别是逆变器输出的有功功率与无功功率的标准值，ωc为低通滤波器的带宽，p和q分别是逆变器输出的瞬时有功功率与瞬时无功功率。
可选地，所述通过参考信号生成模块利用这两组叠加值得到三相基频参考信号vrefabc具体为：
利用这两组叠加值，通过公式(2)计算得出vrefabc，
Figure BDA0001676956480000038
式(2)中，vrefa、vrefb和vrefc分别为A相、B相和C相基频参考信号，
Figure BDA0001676956480000039
为逆变器电压外环参考信号基频分量的幅值，/>
Figure BDA00016769564800000310
为来自三层控制器的微电网无功功率并网控制环路的输出量，/>
Figure BDA00016769564800000311
为逆变器电压外环参考信号基频分量的相位，/>
Figure BDA00016769564800000312
为来自三层控制器的微电网有功功率并网控制环路的输出量。
可选地，所述通过谐波参考信号重构模块利用来自二层控制策略的
Figure BDA0001676956480000041
对Δvhar-dq进行dq/abc变换，将Δvhar-dq中包含的各次谐波重构到abc坐标下，以得到三相谐波参考信号Δvhar-abc具体为：
使Δvhar-dq通过多路分配器分离成谐波电压参考信号的5次负序分量
Figure BDA0001676956480000042
7次正序分量/>
Figure BDA0001676956480000043
11次负序分量/>
Figure BDA0001676956480000044
和13次正序分量/>
Figure BDA0001676956480000045
使
Figure BDA0001676956480000046
通过积分器进行积分运算，得到基频分量角度信号，然后将基频分量角度信号分别乘以-5、+7、-11和+13，得到四组乘积，并将这四组乘积分别对谐波电压参考信号的5次负序分量/>
Figure BDA0001676956480000047
7次正序分量/>
Figure BDA0001676956480000048
11次负序分量/>
Figure BDA0001676956480000049
和13次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000410
进行dq/abc变换，得到abc坐标系下的谐波电压参考信号的5次负序分量/>
Figure BDA00016769564800000411
7次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000412
11次负序分量/>
Figure BDA00016769564800000413
和13次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000414
将
Figure BDA00016769564800000415
和/>
Figure BDA00016769564800000416
进行叠加，得到abc坐标系下的三相谐波参考信号Δvhar-abc。
可选地，所述使这两组采集值和vrefABC通过电压电流双闭环控制得到调制信号具体为：
使各逆变器的滤波电容电压和vrefABC分别经过abc/dq变换，得到两组变换结果，将所述两组变换结果的差值输入电压外环控制器并得到一输出信号，再使各逆变器的滤波电感电流经过abc/dq变换，得到一组变换结果，然后将电压外环控制器的输出信号与所述一组变换结果的差值输入电流内环控制器并得到一输出信号，则电流内环控制器的输出信号即为所述调制信号。
可选地，所述电压外环控制器的传递函数为：
Figure BDA00016769564800000417
所述电流内环控制器的传递函数为：
Figure BDA00016769564800000418
式(4)和式(5)中，kpv与kiv分别为电压控制环中比例及积分控制参数；
Figure BDA00016769564800000419
与ωb分别为电压控制环n次谐振积分参数及基频分量角频率；kpi与kii分别为电流控制环比例及积分参数。
可选地，所述二层控制策略具体为：
采集微电网并网点电压vPCC,abc和微电网交流母线电压vmg,abc；
使vPCC,abc和vmg,abc分别经过abc/dq变换，得到vPCC,dq和vmg,dq；
获取微电网并网点谐波电压目标值；
使微电网并网点谐波电压目标值与vPCC,dq的差值分别经过6次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000051
和12次谐振控制器/>
Figure BDA0001676956480000052
的运算，得到两个内环运算参考值；
使6次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000053
输出的内环运算参考值与vmg,dq的差值再经过6次谐振控制器/>
Figure BDA0001676956480000054
的运算，得到包含6次谐波分量的补偿信号/>
Figure BDA0001676956480000055
使12次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000056
输出的内环运算参考值与vmg,dq的差值再经过12次谐振控制器/>
Figure BDA0001676956480000057
的运算，得到包含12次谐波分量的补偿信号/>
Figure BDA0001676956480000058
获取微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure BDA0001676956480000059
通过正负序分离模块利用/>
Figure BDA00016769564800000510
对
Figure BDA00016769564800000511
和/>
Figure BDA00016769564800000512
进行相序分量的分离，得到包含谐波补偿信息的补偿信号的5次负序分量/>
Figure BDA00016769564800000513
7次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000514
11次负序分量/>
Figure BDA00016769564800000515
和13次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000516
使
Figure BDA00016769564800000517
和/>
Figure BDA00016769564800000518
经过多路复用器复合成用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq。
可选地，所述6次谐振控制器
Figure BDA00016769564800000519
的传递函数为：
Figure BDA00016769564800000520
所述12次谐振控制器
Figure BDA00016769564800000521
的传递函数为：
Figure BDA00016769564800000522
所述6次谐振控制器
Figure BDA00016769564800000523
的传递函数为：
Figure BDA00016769564800000524
所述12次谐振控制器
Figure BDA00016769564800000525
的传递函数为：
Figure BDA00016769564800000526
式(6)-(9)中，
Figure BDA0001676956480000061
与/>
Figure BDA0001676956480000062
分别为电压控制环、电流控制环中针对
n次谐波的谐振控制器积分参数，n＝6,12；ωb为基频分量角频率。
可选地，所述三层控制策略具体为：
采集微电网并网电流和微电网并网点电压；
通过滤波器模块对微电网并网电流和微电网并网点电压进行滤波处理，得到微电网并网电流采样值中的基频分量
Figure BDA0001676956480000063
和微电网并网点电压采样值中的基频分量/>
Figure BDA0001676956480000064
通过功率计算模块对
Figure BDA0001676956480000065
和/>
Figure BDA0001676956480000066
进行处理，得到微电网并网有功功率的基频分量/>
Figure BDA0001676956480000067
和无功功率的基频分量/>
Figure BDA0001676956480000068
利用低通滤波器将
Figure BDA0001676956480000069
和/>
Figure BDA00016769564800000610
中的高频分量滤除，得到微电网并网有功功率平均值Pmg与无功功率平均值Qmg；
获取微电网并网有功功率目标值
Figure BDA00016769564800000611
与无功功率目标值/>
Figure BDA00016769564800000612
将
Figure BDA00016769564800000613
与Pmg的差值经过有功功率控制器Gp(s)的运算，得到微电网有功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA00016769564800000614
将
Figure BDA00016769564800000615
与Qmg的差值经过无功功率控制器GQ(s)的运算，得到微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA00016769564800000616
有益效果：
本发明所述抑制并网点电压畸变的控制方法将微电网控制策略分成底层控制策略、二层控制策略和三层控制策略，通过分层控制策略使多台电压源逆变器实现并联运行，实现对电网公共耦合点电压电能质量的主动提升，同时实现对微电网交流母线电压及频率的稳定控制，以及实现在各逆变器之间按比例进行有功功率及无功功率的分配。
附图说明
图1为本发明实施例提供的利用基于下垂控制并联的电压源逆变器抑制并网点电压畸变的总体控制策略示意图；
图2为本发明实施例提供的单台逆变器的微电网底层控制策略示意图；
图3为图2中谐波参考信号重构模块的示意图；
图4为图2中电压外环控制器和电流内环控制器的示意图；
图5为本发明实施例提供的底层逆变器电压环幅频特性曲线；
图6为本发明实施例提供的微电网二层控制策略示意图；
图7为图6中正负序分离模块的示意图；
图8为采用传统微电网控制策略、采用单闭环网侧交流母线谐波电压抑制策略，以及采用本发明实施例提供的双闭环网侧交流母线谐波电压抑制策略后的逆变器等效输出导纳的幅值特性曲线图；
图9为采用传统微电网控制策略和采用本发明实施例提供的双闭环网侧交流母线谐波电压抑制策略后的微电网对外等效输出导纳的幅值特性曲线图。
具体实施方式
为使本领域技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步详细描述。
本发明实施例以下垂控制并联并网型微电网为对象，利用分层控制策略实现对电网公共耦合点电压电能质量的主动提升，即通过该分层控制策略可对网侧并网点低次谐波电压分量进行补偿。
下面通过具体实施例进行详细描述：
本实施例提供一种抑制并网点电压畸变的控制方法，具体利用基于下垂控制并联的电压源逆变器抑制并网点电压畸变。在本实施例中，将微电网控制策略分成三层，具体为底层控制策略、二层控制策略和三层控制策略。其中，层控制的目的是使多台电压源逆变器实现并联运行，同时实现对微电网交流母线电压及频率的稳定控制，以及实现在各逆变器之间按比例进行有功功率及无功功率的分配。
如图1所示，所述控制方法包括如下步骤S100至S300。
S100.底层控制策略：采集各逆变器的输出电流、微电网交流电压、各逆变器的滤波电容电压和各逆变器的滤波电感电流，得到四组采集值，利用这四组采集值以及微电网上层控制器产生并通过通信线缆传输的，即来自二层控制策略的微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure BDA0001676956480000081
和用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq、来自三层控制策略的微电网有功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA0001676956480000082
和微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA0001676956480000083
得到分别用于控制底层各逆变器开关管动作的各组开关管控制信号，从而实现在各逆变器之间按比例进行有功功率及无功功率的分配。
如图2所示，所述底层控制策略具体包括如下步骤S101至S107。
S101.采集各逆变器的输出电流和微电网交流母线电压，得到两组采集值，利用这两组采集值计算出各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q。
由于瞬时有功功率p和瞬时无功功率q的计算属于本领域的公知常识，故而关于p和q的具体计算过程不再赘述。
S102.通过下垂控制器利用各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q得到各逆变器电压外环参考信号基频分量的相位
Figure BDA0001676956480000084
和幅值/>
Figure BDA0001676956480000085
所述步骤S102具体为：
利用p和q，通过下述公式(1)计算得出
Figure BDA0001676956480000086
和/>
Figure BDA0001676956480000087
Figure BDA0001676956480000088
式(1)中，
Figure BDA0001676956480000089
与/>
Figure BDA00016769564800000810
分别是逆变器电压外环参考信号基频分量的相位与幅值，ω*与E*分别是逆变器输出的基频分量的频率与电压的标准值，mp与mq分别是逆变器输出的有功功率与无功功率的下垂系数，p*与q*分别是逆变器输出的有功功率与无功功率的标准值，ωc为低通滤波器的带宽，p和q分别是逆变器输出的瞬时有功功率与瞬时无功功率。
S103.将
Figure BDA00016769564800000811
与来自三层控制策略的/>
Figure BDA00016769564800000812
叠加，以及将/>
Figure BDA00016769564800000813
与来自三层控制策略的
Figure BDA00016769564800000814
叠加，得到两组叠加值，再通过参考信号生成模块利用这两组叠加值得到三相基频参考信号vrefabc。
所述步骤S103具体包括如下步骤S1031和S1032。
S1031.将
Figure BDA0001676956480000091
与来自三层控制策略的/>
Figure BDA0001676956480000092
叠加，以及将/>
Figure BDA0001676956480000093
与来自三层控制策略的/>
Figure BDA0001676956480000094
叠加，得到两组叠加值；
S1032.利用步骤S1031得到的这两组叠加值，通过公式(2)计算得出vrefabc，
Figure BDA0001676956480000095
式(2)中，vrefa、vrefb和vrefc分别为A相、B相和C相基频参考信号，
Figure BDA0001676956480000096
为逆变器电压外环参考信号基频分量的幅值，/>
Figure BDA0001676956480000097
为来自三层控制器的微电网无功功率并网控制环路的输出量，/>
Figure BDA0001676956480000098
为逆变器电压外环参考信号基频分量的相位，/>
Figure BDA0001676956480000099
为来自三层控制器的微电网有功功率并网控制环路的输出量。需要说明的是，vrefabc表示vrefa、vrefb和vrefc，这是行业内通用的表达方式。
S104.通过谐波参考信号重构模块利用来自二层控制策略的
Figure BDA00016769564800000910
对Δvhar-dq进行dq/abc变换，将Δvhar-dq中包含的各次谐波重构到abc坐标下，以得到abc坐标系下的三相谐波参考信号Δvhar-abc。其中谐波参考信号重构模块的内部结构如图3所示。
如图3所示，所述步骤S104具体包括如下步骤S1041至S1044。
S1014.使Δvhar-dq通过多路分配器分离成谐波电压参考信号的5次负序分量
Figure BDA00016769564800000911
7次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000912
11次负序分量/>
Figure BDA00016769564800000913
和13次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000914
S1042.使
Figure BDA00016769564800000915
通过积分器进行积分运算，得到基频分量角度信号，然后将基频分量角度信号分别乘以-5、+7、-11和+13，得到四组乘积；
S1043.将步骤S1042得到的四组乘积分别对谐波电压参考信号的5次负序分量
Figure BDA00016769564800000916
谐波电压参考信号的7次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000917
谐波电压参考信号的11次负序分量/>
Figure BDA00016769564800000918
和谐波电压参考信号的13次正序分量/>
Figure BDA00016769564800000919
进行dq/abc变换，得到abc坐标系下的谐波电压参考信号的5次负序分量/>
Figure BDA0001676956480000101
7次正序分量/>
Figure BDA0001676956480000102
11次负序分量/>
Figure BDA0001676956480000103
和13次正序分量/>
Figure BDA0001676956480000104
S1044.将
Figure BDA0001676956480000105
和/>
Figure BDA0001676956480000106
进行叠加，得到abc坐标系下的三相谐波参考信号Δvhar-abc。
S105.将vrefabc与Δvhar-abc叠加，得到各逆变器的三相电压外环参考信号vrefABC。具体如公式(3)所示：
Figure BDA0001676956480000107
式(3)中，vrefA、vrefB和vrefC分别为A相、B相和C相电压外环参考信号，vrefa、vrefb和vrefc分别为A相、B相和C相基频参考信号，Δvhar-a、Δvhar-b和Δvhar-c分别为A相、B相和C相谐波参考信号。需要说明的是，vrefABC表示vrefA、vrefB和vrefC，Δvhar-abc表示Δvhar-a、Δvhar-b和Δvhar-c，这是行业内通用的表达方式。
S106.采集各逆变器的滤波电容电压和各逆变器的滤波电感电流，得到两组采集值，使这两组采集值和vrefABC通过电压电流双闭环控制得到调制信号。
如图4所示，所述步骤S106具体包括如下步骤S1061至S1063。
S1061.采集各逆变器的滤波电容电压和各逆变器的滤波电感电流；
S1062.使各逆变器的滤波电容电压和vrefABC分别经过abc/dq变换，得到两组变换结果，将所述两组变换结果的差值输入电压外环控制器并得到一输出信号；
S1063.使各逆变器的滤波电感电流经过abc/dq变换，得到一组变换结果，将电压外环控制器的输出信号与所述一组变换结果的差值输入电流内环控制器并得到一输出信号，则电流内环控制器的输出信号即为所述调制信号。
显然，逆变器的三相电压外环参考信号vrefABC中包含了5次与11次负序分量，以及7次与13次正序分量，经过abc/dq变换(即Park变换)后，三相电压外环参考信号中就只包含直流6次和12次谐波分量。因此，为提高逆变器对三相电压外环参考信号的基频分量及谐波分量的跟踪能力，逆变器的电压外环控制器或电流内环控制器可采用旋转坐标系下的比例积分和多重谐振混合控制器的结构。本实施例中仅电压外环控制器采用了旋转坐标系下的比例积分和多重谐振混合控制器的结构，其结构如图4所示，但本发明不限制于此，电流内环控制器也可采用旋转坐标系下的比例积分和多重谐振混合控制器的结构。
具体地，所述电压外环控制器的传递函数为：
Figure BDA0001676956480000111
所述电流内环控制器的传递函数为：
Figure BDA0001676956480000112
式(4)和式(5)中，kpv与kiv分别为电压控制环中比例及积分控制参数；
Figure BDA0001676956480000113
与ωb分别为电压控制环n次谐振积分参数及基频分量角频率；kpi与kii分别为电流控制环比例及积分参数。
当采用了图4所示的电压外环控制器后，逆变器电压环幅频特性如图5所示，其中Bode Diagram表示伯德图，Frequency表示频率，Magnitude表示幅值，Phase表示相位。从图5可以看出，在旋转坐标系下逆变器对0Hz、300Hz及600Hz的电压外环参考信号可以保持很好的跟踪性能。
S107.通过PWM调制模块对所述调制信号进行处理，得到分别用于控制底层各逆变器开关管动作的各组开关管控制信号。
S200.二层控制策略：采集微电网并网点电压和微电网交流母线电压，得到两组采集值，获取微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure BDA0001676956480000114
利用这两组采集值和/>
Figure BDA0001676956480000115
得到用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq，然后将/>
Figure BDA0001676956480000116
和Δvhar-dq通过通信线缆输出至底层控制策略，以控制底层各逆变器向电网注入适当的谐波电流，补偿并网点电压畸变。
为了控制并网型微电网向电网注入用于抑制并网点低次谐波畸变所需的谐波电流，在微电网的二层控制器中引入了一个基于双闭环的并网点谐波电压补偿控制器，其结构如图6所示。
如图6所示，所述二层控制策略具体包括如下步骤S201至S208。
S201.采集微电网并网点电压vPCC,abc和微电网交流母线电压vmg,abc。
S202.使vPCC,abc和vmg,abc分别经过abc/dq变换(即Park变换)，将二者均转换到旋转坐标系下，从而得到vPCC,dq和vmg,dq。
S203.获取微电网并网点谐波电压目标值。
S204.使微电网并网点谐波电压目标值与vPCC,dq的差值分别经过6次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000121
和12次谐振控制器/>
Figure BDA0001676956480000122
的运算，得到两个内环运算参考值。
其中，所述6次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000123
的传递函数为：
Figure BDA0001676956480000124
所述12次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000125
的传递函数为：
Figure BDA0001676956480000126
式(6)和(7)中，
Figure BDA0001676956480000127
为电压控制环中针对n次谐波的谐振控制器积分参数，n＝6,12；ωb为基频分量角频率。
步骤S204的主要作用是对网侧交流母线低次谐波电压畸变进行抑制。但是，由于微电网底层并联运行的各逆变器输出等效阻抗存之间在差异，该差异会导致各逆变器在接受相同的谐波补偿参考信号后，在其输出端产生不同幅值和相位的谐波电压，导致逆变器之间产生谐波环流，降低了电网侧交流母线谐波电压抑制的效果。因此，可在前述控制环路的基础上添加以微电网交流母线电压vmg,dq为反馈的内环控制，详见下述步骤S205和S206，用于对底层逆变器的输出导纳在谐波频率点的幅值进行增强，减少各逆变器之间在谐波频率点输出阻抗的相对差异。
S205.使6次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000128
输出的内环运算参考值与vmg,dq的差值再经过6次谐振控制器/>
Figure BDA0001676956480000129
的运算，得到包含6次谐波分量的补偿信号/>
Figure BDA00016769564800001210
其中，所述6次谐振控制器
Figure BDA00016769564800001211
的传递函数为：
Figure BDA0001676956480000131
式(8)中，
Figure BDA0001676956480000132
为电流控制环中针对6次谐波的谐振控制器积分参数；ωb为基频分量角频率。
S206.使12次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000133
输出的内环运算参考值与vmg,dq的差值再经过12次谐振控制器/>
Figure BDA0001676956480000134
的运算，得到包含12次谐波分量的补偿信号/>
Figure BDA0001676956480000135
其中，所述12次谐振控制器
Figure BDA0001676956480000136
的传递函数为：
式(9)中，
Figure BDA0001676956480000138
为电流控制环中针对12次谐波的谐振控制器积分参数；ωb为基频分量角频率。
由于补偿信号
Figure BDA0001676956480000139
中包含5次负序分量及7次正序分量信号，补偿信号/>
Figure BDA00016769564800001310
中包含11次负序分量及13次正序分量信号，因此需要使用正负序分离模块(如图7所示)将各个相序分量进行分离，详见下述步骤S207。
S207.获取微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure BDA00016769564800001311
通过正负序分离模块利用
Figure BDA00016769564800001312
对/>
Figure BDA00016769564800001313
和/>
Figure BDA00016769564800001314
进行相序分量的分离，使得包含谐波补偿信息的补偿信号/>
Figure BDA00016769564800001315
和/>
Figure BDA00016769564800001316
被分解为4组直流分量，从而得到包含谐波补偿信息的补偿信号的5次负序分量/>
Figure BDA00016769564800001317
7次正序分量/>
Figure BDA00016769564800001318
11次负序分量/>
Figure BDA00016769564800001319
和13次正序分量/>
Figure BDA00016769564800001320
以便进行传输。
如图7所示，所述步骤S207具体包括如下步骤S2071至S2076。
S2071.获取微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure BDA00016769564800001321
S2072.使
Figure BDA00016769564800001322
通过积分器进行积分运算，得到基频分量角度信号，，然后将基频分量角度信号分离成5次与11次负序分量以及7次与13次正序分量；
S2073.利用基频分量角度信号对
Figure BDA00016769564800001323
进行dq/αβ变换，得到/>
Figure BDA00016769564800001324
S2074.将一路
Figure BDA00016769564800001325
分成四路/>
Figure BDA00016769564800001326
其中第二路/>
Figure BDA00016769564800001327
和第三路/>
Figure BDA00016769564800001328
先经过增益为0.5倍的放大器的处理，再经过SOGI的处理；将已经过SOGI处理的第二路/>
Figure BDA0001676956480000141
与已经过增益为0.5倍的放大器处理的第三路/>
Figure BDA0001676956480000142
叠加，得到叠加值；将已经过增益为0.5倍的放大器处理的第二路/>
Figure BDA0001676956480000143
与已经过SOGI处理的第三路/>
Figure BDA0001676956480000144
作差，得到第一差值；将第一路/>
Figure BDA0001676956480000145
与所述第一差值作差，得到第二差值；将第四路/>
Figure BDA0001676956480000146
与所述叠加值作差，得到第三差值；利用基频分量角度信号的5次负序分量对所述第二差值和所述叠加值进行αβ/dq变换，得到包含谐波补偿信息的补偿信号的5次负序分量/>
Figure BDA0001676956480000147
利用基频分量角度信号的7次正序分量对所述第一差值和所述第三差值进行αβ/dq变换，得到包含谐波补偿信息的补偿信号的7次正序分量
Figure BDA0001676956480000148
S2075.利用基频分量角度信号对
Figure BDA0001676956480000149
进行dq/αβ变换，得到/>
Figure BDA00016769564800001410
S2076.将一路
Figure BDA00016769564800001411
分成四路/>
Figure BDA00016769564800001412
其中第二路/>
Figure BDA00016769564800001413
和第三路/>
Figure BDA00016769564800001414
先经过增益为0.5倍的放大器的处理，再经过SOGI的处理；将已经过SOGI处理的第二路/>
Figure BDA00016769564800001415
与已经过增益为0.5倍的放大器处理的第三路/>
Figure BDA00016769564800001416
叠加，得到叠加值；将已经过增益为0.5倍的放大器处理的第二路/>
Figure BDA00016769564800001417
与已经过SOGI处理的第三路/>
Figure BDA00016769564800001418
作差，得到第一差值；将第一路/>
Figure BDA00016769564800001419
与所述第一差值作差，得到第二差值；将第四路/>
Figure BDA00016769564800001420
与所述叠加值作差，得到第三差值；利用基频分量角度信号的11次负序分量对所述第二差值和所述叠加值进行αβ/dq变换，得到包含谐波补偿信息的补偿信号的11次负序分量/>
Figure BDA00016769564800001421
利用基频分量角度信号的13次正序分量对所述第一差值和所述第三差值进行αβ/dq变换，得到包含谐波补偿信息的补偿信号的13次正序分量/>
Figure BDA00016769564800001422
其中SOGI(second-order generalized integrator)为现有的2阶广义积分器。
S208.使
Figure BDA00016769564800001423
和/>
Figure BDA00016769564800001424
经过多路复用器复合成用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq。
采用传统微电网控制策略、采用单闭环网侧交流母线谐波电压抑制策略，以及采用本发明实施例描述的双闭环网侧交流母线谐波电压抑制策略后的逆变器等效输出导纳的幅值特性如图8所示，其中Frequency表示频率，Magnitude表示幅值。从图8中可以看出，引入以微电网交流母线电压为反馈的内环有效衰减了底层逆变器等效输出导纳在谐波频率点的幅值，因此可有效抑制谐波环流的产生，提升网侧交流母线低次谐波电压畸变抑制效果。
为了进一步阐述本实施例的控制策略的有效性，对采用传统微电网控制策略和采用本发明实施例描述的双闭环网侧交流母线谐波电压抑制策略后的微电网对外等效输出导纳的幅值特性进行对比与分析，具体如图9所示，其中Frequency表示频率，Magnitude表示幅值。从图9中可以看出，当微电网采用了本发明实施例所描述的控制策略后，其等效输出导纳的幅值在谐波频率点左右被迅速衰减，意味着当微电网向电网提供所需谐波电流时，在电网侧交流母线上产生的谐波电压畸变将被有效抑制，从而提升了网侧公共偶合点的电压电能质量。
S300.三层控制策略：采集微电网并网电流和微电网并网点电压，得到两组采集值，利用这两组采集值得到微电网有功功率并网控制环路的输出量
Figure BDA0001676956480000151
和微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA0001676956480000152
然后将/>
Figure BDA0001676956480000153
和/>
Figure BDA0001676956480000154
通过通信线缆输出至底层控制策略，以控制底层各逆变器向电网注入所需的有功功率和无功功率的基频分量。
当前述控制策略介入后，微电网将向电网注入低次谐波电流，为了不影响微电网向电网注入的基频有功功率和无功功率的稳态值及功率流控制环路的动态性能，可在微电网的三层控制策略中引入滤波模块，下面进行详细描述。
如图1所示，所述三层控制策略具体包括如下步骤S301至S307。
S301.采集微电网并网电流和微电网并网点电压；
S302.通过滤波器模块对微电网并网电流和微电网并网点电压进行滤波处理，得到微电网并网电流采样值中的基频分量
Figure BDA0001676956480000155
和微电网并网点电压采样值中的基频分量/>
Figure BDA0001676956480000156
S303.通过功率计算模块对
Figure BDA0001676956480000161
和/>
Figure BDA0001676956480000162
进行处理，得到微电网并网有功功率的基频分量/>
Figure BDA0001676956480000163
和无功功率的基频分量/>
Figure BDA0001676956480000164
S304.利用低通滤波器将
Figure BDA0001676956480000165
和/>
Figure BDA0001676956480000166
中的高频分量滤除，得到微电网并网有功功率平均值Pmg与无功功率平均值Qmg；
S305.获取微电网并网有功功率目标值
Figure BDA0001676956480000167
与无功功率目标值/>
Figure BDA0001676956480000168
S306.将
Figure BDA0001676956480000169
与Pmg的差值经过有功功率控制器Gp(s)的运算，得到微电网有功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA00016769564800001610
S307.将
Figure BDA00016769564800001611
与Qmg的差值经过无功功率控制器GQ(s)的运算，得到微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure BDA00016769564800001612
Gp(s)与GQ(s)的表达式如公式10所示：
Figure BDA00016769564800001613
其中：kPp与kPi为并网有功功率控制器中的比例及积分参数；
Figure BDA00016769564800001614
与/>
Figure BDA00016769564800001615
为并网无功功率控制器中的比例及积分参数。
综上所述，本发明实施例所描述的总体控制策略，在微电网的二层控制策略中加入了用于对公共耦合点电压畸变进行抑制的双闭环控制器，其中利用谐振控制器对公共耦合点电压进行计算，并控制底层各逆变器向电网注入适当的谐波电流。同时，由于底层并联运行的各逆变器等效输出线路阻抗不同导致底层逆变器间产生谐波环流，并衰减外环谐波电压补偿效果，为此，在本发明实施例所描述的总体控制策略中，将微电网母线电压作为反馈，利用内环控制对底层各逆变器在谐波频率点的等效输出导纳进行增强，减少不同逆变器之间的相对差值，从而实现较好谐波均流及公共耦合点电压畸变的抑制效果。
发明人经试验验证，施加本发明实施例所描述的总体控制策略后，微电网在向电网注入基频分量的有功功率和无功功率的同时，也向电网注入低次谐波分量的电流，从而对并网点电压畸变进行了有效补偿。
可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本发明的原理而采用的示例性实施方式，然而本发明并不局限于此。对于本领域内的普通技术人员而言，在不脱离本发明的精神和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种抑制并网点电压畸变的控制方法，具体利用基于下垂控制并联的电压源逆变器抑制并网点电压畸变，其特征在于，所述控制方法包括：
底层控制策略，采集各逆变器的输出电流、微电网交流母线电压、各逆变器的滤波电容电压和各逆变器的滤波电感电流，得到四组采集值，利用这四组采集值以及来自二层控制策略的微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure FDA0004109798910000011
和用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq、来自三层控制策略的微电网有功功率并网控制环路的输出量/>
Figure FDA0004109798910000012
和微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure FDA0004109798910000013
得到分别用于控制底层各逆变器开关管动作的各组开关管控制信号，从而实现在各逆变器之间按比例进行有功功率及无功功率的分配；
二层控制策略，采集微电网并网点电压和微电网交流母线电压，得到两组采集值，获取微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure FDA0004109798910000014
利用这两组采集值和/>
Figure FDA0004109798910000015
得到用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq，然后将/>
Figure FDA0004109798910000016
和Δvhar-dq输出至底层控制策略，以控制底层各逆变器向电网注入适当的谐波电流，补偿并网点电压畸变；
三层控制策略，采集微电网并网电流和微电网并网点电压，得到两组采集值，利用这两组采集值得到微电网有功功率并网控制环路的输出量
Figure FDA0004109798910000017
和微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure FDA0004109798910000018
然后将/>
Figure FDA0004109798910000019
和/>
Figure FDA00041097989100000110
输出至底层控制策略，以控制底层各逆变器向电网注入所需的有功功率和无功功率的基频分量；
所述二层控制策略中加入了用于对公共耦合点电压畸变进行抑制的双闭环控制器，包括以微电网并网点电压为反馈的外环控制和以微电网交流母线电压为反馈的内环控制；
所述二层控制策略具体为：
采集微电网并网点电压vPCC,abc和微电网交流母线电压vmg,abc；
使vPCC,abc和vmg,abc分别经过abc/dq变换，得到vPCC,dq和vmg,dq；
获取微电网并网点谐波电压目标值；
使微电网并网点谐波电压目标值与vPCC,dq的差值分别经过6次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000021
和12次谐振控制器/>
Figure FDA0004109798910000022
的运算，得到两个内环运算参考值；
使6次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000023
输出的内环运算参考值与vmg,dq的差值再经过6次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000024
的运算，得到包含6次谐波分量的补偿信号/>
Figure FDA0004109798910000025
使12次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000026
输出的内环运算参考值与vmg,dq的差值再经过12次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000027
的运算，得到包含12次谐波分量的补偿信号/>
Figure FDA0004109798910000028
获取微电网交流母线基波正序分量角频率
Figure FDA0004109798910000029
通过正负序分离模块利用/>
Figure FDA00041097989100000210
对/>
Figure FDA00041097989100000211
和
Figure FDA00041097989100000212
进行相序分量的分离，得到包含谐波补偿信息的补偿信号的5次负序分量/>
Figure FDA00041097989100000213
7次正序分量/>
Figure FDA00041097989100000214
11次负序分量/>
Figure FDA00041097989100000215
和13次正序分量/>
Figure FDA00041097989100000216
使
Figure FDA00041097989100000217
和/>
Figure FDA00041097989100000218
经过多路复用器复合成用于补偿并网点电压畸变的谐波电压参考信号Δvhar-dq。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述底层控制策略具体为：
采集各逆变器的输出电流和微电网交流母线电压，得到两组采集值，利用这两组采集值计算出各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q；
通过下垂控制器利用各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q得到各逆变器电压外环参考信号基频分量的相位
Figure FDA00041097989100000219
和幅值/>
Figure FDA00041097989100000220
将
Figure FDA00041097989100000221
与来自三层控制策略的/>
Figure FDA00041097989100000222
叠加，以及将/>
Figure FDA00041097989100000223
与来自三层控制策略的/>
Figure FDA00041097989100000224
叠加，得到两组叠加值，再通过参考信号生成模块利用这两组叠加值得到三相基频参考信号vrefabc；
通过谐波参考信号重构模块利用来自二层控制策略的
Figure FDA00041097989100000225
对Δvhar-dq进行dq/abc变换，将Δvhar-dq中包含的各次谐波重构到abc坐标下，以得到三相谐波参考信号Δvhar-abc；
将vrefabc与Δvhar-abc叠加，得到各逆变器的三相电压外环参考信号vrefABC；
采集各逆变器的滤波电容电压和各逆变器的滤波电感电流，得到两组采集值，使这两组采集值和vrefABC通过电压电流双闭环控制得到调制信号；
通过PWM调制模块对所述调制信号进行处理，得到分别用于控制底层各逆变器开关管动作的各组开关管控制信号。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述通过下垂控制器利用各逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q得到各逆变器电压外环参考信号基频分量的相位
Figure FDA0004109798910000031
和幅值/>
Figure FDA0004109798910000032
具体为：
利用p和q，通过下述公式(1)计算得出
Figure FDA0004109798910000036
和/>
Figure FDA0004109798910000037
Figure FDA0004109798910000033
式(1)中，
Figure FDA0004109798910000034
与/>
Figure FDA0004109798910000035
分别是逆变器电压外环参考信号基频分量的相位与幅值，ω*与E*分别是逆变器输出的基频分量的频率与电压的标准值，mp与mq分别是逆变器输出的有功功率与无功功率的下垂系数，p*与q*分别是逆变器输出的有功功率与无功功率的标准值，ωc为低通滤波器的带宽，p和q分别是逆变器输出的瞬时有功功率与瞬时无功功率。
4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述通过参考信号生成模块利用这两组叠加值得到三相基频参考信号vrefabc具体为：
利用这两组叠加值，通过公式(2)计算得出vrefabc，
Figure FDA0004109798910000041
式(2)中，vrefa、vrefb和vrefc分别为A相、B相和C相基频参考信号，
Figure FDA0004109798910000042
为逆变器电压外环参考信号基频分量的幅值，/>
Figure FDA0004109798910000043
为来自三层控制器的微电网无功功率并网控制环路的输出量，/>
Figure FDA0004109798910000044
为逆变器电压外环参考信号基频分量的相位，/>
Figure FDA0004109798910000045
为来自三层控制器的微电网有功功率并网控制环路的输出量。
5.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述通过谐波参考信号重构模块利用来自二层控制策略的
Figure FDA0004109798910000046
对Δvhar-dq进行dq/abc变换，将Δvhar-dq中包含的各次谐波重构到abc坐标下，以得到三相谐波参考信号Δvhar-abc具体为：
使Δvhar-dq通过多路分配器分离成谐波电压参考信号的5次负序分量
Figure FDA0004109798910000047
7次正序分量/>
Figure FDA0004109798910000048
11次负序分量/>
Figure FDA0004109798910000049
和13次正序分量/>
Figure FDA00041097989100000410
使
Figure FDA00041097989100000411
通过积分器进行积分运算，得到基频分量角度信号，然后将基频分量角度信号分别乘以-5、+7、-11和+13，得到四组乘积，并利用这四组乘积分别对谐波电压参考信号的5次负序分量/>
Figure FDA00041097989100000412
7次正序分量/>
Figure FDA00041097989100000413
11次负序分量/>
Figure FDA00041097989100000414
和13次正序分量/>
Figure FDA00041097989100000415
进行dq/abc变换，得到abc坐标系下的谐波电压参考信号的5次负序分量/>
Figure FDA00041097989100000416
7次正序分量/>
Figure FDA00041097989100000417
11次负序分量/>
Figure FDA00041097989100000418
和13次正序分量/>
Figure FDA00041097989100000419
将
Figure FDA00041097989100000420
和/>
Figure FDA00041097989100000421
进行叠加，得到abc坐标系下的三相谐波参考信号Δvhar-abc。
6.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述使这两组采集值和vrefABC通过电压电流双闭环控制得到调制信号具体为：
使各逆变器的滤波电容电压和vrefABC分别经过abc/dq变换，得到两组变换结果，将所述两组变换结果的差值输入电压外环控制器并得到一输出信号，再使各逆变器的滤波电感电流经过abc/dq变换，得到一组变换结果，然后将电压外环控制器的输出信号与所述一组变换结果的差值输入电流内环控制器并得到一输出信号，则电流内环控制器的输出信号即为所述调制信号。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，
所述电压外环控制器的传递函数为：
Figure FDA0004109798910000051
所述电流内环控制器的传递函数为：
Figure FDA0004109798910000052
式(4)和式(5)中，kpv与kiv分别为电压外环控制器中比例及积分控制参数；
Figure FDA0004109798910000053
与ωb分别为电压控制环n次谐振积分参数及基频分量角频率；kpi与kii分别为电流内环控制器的比例及积分参数。
8.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，
所述6次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000054
的传递函数为：
Figure FDA0004109798910000055
所述12次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000056
的传递函数为：
Figure FDA0004109798910000057
所述6次谐振控制器
Figure FDA0004109798910000058
的传递函数为：
Figure FDA0004109798910000059
所述12次谐振控制器
Figure FDA00041097989100000513
的传递函数为：
式(6)-(9)中，
Figure FDA00041097989100000511
与/>
Figure FDA00041097989100000512
分别为电压控制环、电流控制环中针对n次谐波的谐振控制器积分参数，n＝6,12；ωb为基频分量角频率。
9.根据权利要求1-8中任一项所述的控制方法，其特征在于，所述三层控制策略具体为：
采集微电网并网电流和微电网并网点电压；
通过滤波器模块对微电网并网电流和微电网并网点电压进行滤波处理，得到微电网并网电流采样值中的基频分量
Figure FDA0004109798910000061
和微电网并网点电压采样值中的基频分量/>
Figure FDA0004109798910000062
通过功率计算模块对
Figure FDA0004109798910000063
和/>
Figure FDA0004109798910000064
进行处理，得到微电网并网有功功率的基频分量/>和无功功率的基频分量/>
Figure FDA0004109798910000066
利用低通滤波器将
Figure FDA0004109798910000067
和/>
Figure FDA0004109798910000068
中的高频分量滤除，得到微电网并网有功功率平均值Pmg与无功功率平均值Qmg；
获取微电网并网有功功率目标值
Figure FDA0004109798910000069
与无功功率目标值/>
Figure FDA00041097989100000610
将
Figure FDA00041097989100000611
与Pmg的差值经过有功功率控制器Gp(s)的运算，得到微电网有功功率并网控制环路的输出量/>
Figure FDA00041097989100000612
将
Figure FDA00041097989100000613
与Qmg的差值经过无功功率控制器GQ(s)的运算，得到微电网无功功率并网控制环路的输出量/>
Figure FDA00041097989100000614
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