CN108667029B - 一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法，用于减小微电网下垂频率偏移情况下的等效输出阻抗，进而抑制非线性负荷引起的母线电压畸变。本发明结合了串联虚拟电阻和并联虚拟导纳，保持逆变器在基频50Hz及其整数次谐波频率处的输出阻抗不变，而减小输出频率偏移后的等效输出阻抗，有效改善了高比例非线性负荷工况下微电网逆变器并联系统的母线电压质量。

Description

一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法
技术领域
本发明涉及微电网母线电压谐波抑制领域，特别是一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法。
背景技术
微电网作为一个汇集分布式电源、储能装置、能量变换装置及本地负荷而成的小型发配电系统，既可以与配电网并网运行，又可以在配电网发生故障处或配电网难以覆盖的偏远地区独立运行，是实现主动式配电网的一种有效方式。对于孤岛微电网中的多LCL型逆变器并联系统，高比例非线性负荷产生的谐波电流会在逆变器输出阻抗上产生大幅度的谐波电压降落，严重恶化母线电压质量。采用基于比例-重复控制的输出电压控制策略可以有效降低母线电压的畸变率，但下垂控制策略使得逆变器输出电压的频率存在偏移，这将导致其输出谐波阻抗发生变化，可能严重恶化母线电压质量。如图5所示，基波频率由50Hz偏移至50.5Hz时高次谐波频率处的等效输出阻抗相对于未偏移时大大增加，这导致谐波电流流过逆变器与母线间的连接阻抗时存在较大的谐波电压降落，引起母线电压畸变，电压质量难以满足本地负荷的使用要求。在研究孤岛微电网母线电压谐波的抑制方法时，现有文献尚未提出采用串联虚拟电阻与并联虚拟导纳相结合的方法来解决下垂频率偏移时的母线电压畸变问题。
当孤岛微电网中存在高比例的非线性负荷时，通过基于重复控制的输出电压控制策略可以有效的减小逆变器在基频及高次谐波频率处的等效输出阻抗，从而削弱谐波电流流过输出阻抗而产生的谐波电压降落。然而，下垂控制使得逆变器输出电压的频率发生偏移，导致逆变器等效输出阻抗幅值发生变化，可能进一步恶化母线电压质量。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法，保持逆变器在基频50Hz及其整数次谐波频率处的输出阻抗不变，而减小下垂控制引起频率偏移后的输出阻抗，降低输出电压的畸变率，有效改善高比例非线性负荷工况下逆变器并联系统的母线电压质量。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法，包括以下步骤：
1)将下垂控制环节得到的逆变器下垂电压指令值udroop减去交流侧输出电流io乘上虚拟电阻Rv(s)后所得的值，得到输出电压的参考值uref；
2)将uref与输出电压uo相减得到误差值eu，并将差值eu与比例-重复控制器的传递函数GPRC(s)相乘，得到指令电感电流iref；
3)将指令电流iref减去实测电感电流iL得到误差值ei，并将ei乘上内环比例系数kL，得到调制量um；
4)将输出电流io经Park变换得到旋转坐标系下的id和iq，通过低通滤波器筛选出id和iq中的直流分量ibd和ibq，再由id和iq中分别减去对应的直流分量，所得谐波电流经反Park变换，得到三相静止坐标系下的谐波电流分量ih；
5)将谐波电流分量ih乘上一补偿传递函数Gc(s)，再将所得补偿量与调制量um相加得到最终的调制信号uinv，从而以uinv去驱动开关管工作。
步骤2)中，GPRC(s)的表达式为：
Figure GDA0002842171210000021
kp是比例-重复控制器的比例系数，krc是比例-重复控制器的增益系数，J为重复控制的内模系数，ω0为基波角频率，Nc为相位补偿系数，s为复频率，e为自然底数，GLPF(s)为低通滤波器传递函数，其表达式为
Figure GDA0002842171210000022
ωc为低通滤波器截止频率。
步骤5)中，传递函数Gc(s)的表达式为：
Figure GDA0002842171210000023
其中，kc为补偿系数；L1为LCL型逆变器的逆变侧滤波电感值，L2为LCL型逆变器的输出侧滤波电感值，kpwm为LCL型逆变器的逆变器增益，kL为内环比例控制系数。
本发明中，0.5<kc<1；kpwm取值为直流侧电压Udc的1/2。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明结合了串联虚拟电阻与并联虚拟导纳，保持逆变器在基频50Hz及其整数次谐波频率处的输出阻抗不变，而减小了下垂控制引起频率偏移后的输出阻抗，降低输出电压的畸变率，有效改善了高比例非线性负荷工况下逆变器并联系统的母线电压质量。
附图说明
图1为本发明所提及微电网高比例非线性负荷工况下多LCL型逆变器并联系统的结构图；
图2为本发明一实施例采用所提平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法的控制框图；
图3为本发明一实施例采用所提平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法后，逆变器与公共母线间的连接阻抗等效电路模型；
图4为本发明一实施例采用所提平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法前后以及简化Gc(s)后的连接阻抗伯德图；
图5为本发明一实施例在下垂控制引起频率偏移的情况下，基波频率由50Hz偏移至50.5Hz时5、7、13、17次谐波频率处等效输出阻抗的相对变化量图形；
图6为本发明一实施例采用所提方法前(虚线)后(实线)，基波频率由50Hz偏移至50.5Hz时5、7、13、17次谐波频率处等效输出阻抗的相对变化量图形；
图7为本发明一实施例实现并联虚拟导纳的总体控制框图；
图8为本发明一实施例实现并联虚拟导纳控制的等效变换过程；其中，(a)为图7的进一步详细描述；(b)为(a)的等效变换；
图9为本发明一实施例通过谐波电流分量补偿实现并联虚拟导纳的控制框图。
具体实施方式
图1为本发明所提及微电网高比例非线性负荷工况下多LCL型逆变器并联系统的结构图，包括m(m＝1,2,3…)个LCL型逆变器接口的微源、若干个阻感性线性负荷及高渗透率的非线性负荷。对于单台LCL型逆变器而言：其输入端连接DG和储能装置所构成的直流微源；其输出端经LCL滤波器滤除高次谐波后，再通过线路阻抗Zline汇入至交流公共母线上。其中，uo和io分别为LCL型逆变器的输出电压和电流；iL为逆变器的逆变侧电感电流；uC为逆变器的滤波电容电压；L1和L2分别为逆变器的逆变器侧和网侧滤波电感；C为逆变器的滤波电容；线路阻抗Zline＝Rline+jXline，j为虚数单位，在低压线路中，Rline>>Xline。在本实施例中，L1＝1.2mH，L2＝0.5mH，C＝10μF，Zline＝(0.2+j0.01)Ω，m＝2。
图2为本发明一实施例采用所提平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法的控制框图，udroop为前级下垂控制环节输出的下垂电压指令，uref为udroop减去虚拟电阻上的压降后得到的输出电压指令值，uo为输出电压值，GPRC为比例-重复控制器，其表达式为：
Figure GDA0002842171210000041
其中，kp是比例-重复控制器的比例系数，krc是比例-重复控制器的增益系数，J为重复控制的内模系数，ω0为基波角频率，Nc为相位补偿系数，s为复频率，e为自然底数，GLPF(s)为低通滤波器传递函数，其表达式为
Figure GDA0002842171210000042
ωc为其截至频率。将电压参考值uref与输出电压uo相减得到误差值eu，并将差值eu与比例-重复控制器的传递函数GPRC(s)相乘，得到指令电感电流iref，将iref减去实测电感电流iL得到误差值ei，并将ei乘上内环比例系数kL得到调制量um。将谐波电流分量ih乘上一补偿传递函数Gc(s)，再将所得补偿量与调制量um相加得到最终的调制信号uinv。将uinv输入到之后的LCL型逆变器开环系统部分，最终可得到输出电压uo。此外，kpwm为逆变器增益，uc为输出滤波电容电压。本实施例中kp＝0.01，krc＝0.35，J＝0.98，ω0＝100π，Nc＝0.02，ωc＝2000π，kL＝0.02，kpwm＝500。
图3为本发明一实施例采用所提一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法后，逆变器与公共母线间的连接阻抗等效电路模型。uref为输出电压参考指令，Gvg(s)uref则为逆变器的空载内电势。Yc(s)为并联虚拟导纳，将其与逆变器原来的输出阻抗Zo(s)并联后，得到新的输出阻抗Zeq(s)，表达式为：
Figure GDA0002842171210000051
所得等效输出阻抗Zeq(s)<Zo(s)，从而可以减小逆变器与公共母线间的连接阻抗，避免频率下垂情况下大谐波阻抗引起的母线电压畸变。要将Yc(s)设计为某一特定值是困难的，但可以将Zeq(s)设计为Zo(s)缩小某一倍数后的阻抗值。进一步设存在关系式1/Yc(s)＝kZo(s)，且0<k<1，则Zeq(s)的表达式变为：
Figure GDA0002842171210000052
设存在补偿系数kc＝1/(1+k)，则0.5<kc<1，由此引入补偿系数kc使得并联虚拟导纳能够以较简单的方式实现。具体实现框图如图7所示。
同时串联虚拟电阻Gvg(s)Rv(s)的存在使得等效输出阻抗不至于太小而影响并联逆变器间基波和谐波功率的均分，Gvg(s)为图2控制框图不考虑负载电流扰动时的闭环传递函数，其表达式为：
Figure GDA0002842171210000053
ih为非线性负荷引起的谐波电流。本实施例中Rv(s)＝0.2。
图4为本发明一实施例采用所提一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法前后以及简化补偿传递函数Gc(s)后，逆变器与公共母线间的连接阻抗伯德图。图中的kc为实现虚拟并联导纳的补偿系数。当Gc(s)＝0时，连接阻抗的伯德图如图中细实线所示，频率发生偏移后阻抗幅值将出现大幅度上升，这对母线电压质量不利；而当Gc(s)的表达式为
Figure GDA0002842171210000054
连接阻抗的伯德图如图中虚线所示，频率偏移时阻抗幅值的增大量明显减小；由于该Gc(s)表达式过于复杂，实际应用过程中难以实现，由于滤波电容容值很小，可以忽略Gc(s)中关于s的三次和二次项的影响，将其简化为：
Figure GDA0002842171210000055
这是一个较易实现的比例-微分环节，此时连接阻抗的伯德图如图中粗实线所示，可见简化后连接阻抗与简化前十分接近，甚至在幅值上有所减小，这对于减小谐波电流引起的谐波电压降落是有利的。本实施例中kc＝0.8。
图5为本发明一实施例在下垂控制引起频率偏移的情况下，基波频率由50Hz偏移至50.5Hz时5、7、13、17次谐波频率处等效输出阻抗的相对变化量图形。显然，频率发生偏移时，谐波阻抗的幅值出现大幅上升，当非线性负荷引起的谐波电流从其上流过时将产生很大的谐波电压降落，从而可能导致母线电压的畸变率大增；同时频率偏移后，输出阻抗相位也趋于感性，这种阻抗特性的变化不利于下垂控制器实现功率的稳定分配。
图6为本发明一实施例采用所提方法前(虚线)后(实线)，基波频率由50Hz偏移至50.5Hz时5、7、13、17次谐波频率处等效输出阻抗的相对变化量图形。采用所提输出阻抗重塑方法后，当频率发生偏移时，逆变器输出阻抗幅值的增大量相比于重塑前大大减小，相位的变化也有所减小。在逆变器输出侧流过相同谐波电流的情况下，这将使母线电压的畸变率的到有效地抑制。
图7为本发明一实施例实现并联虚拟导纳的总体控制框图。可见，并联虚拟导纳方法的实质是一种通过输出电流前馈补偿来改变输出阻抗的方法，两个并联的阻抗会对io进行分流，所补偿的电流分量即为io分流至所并联虚拟导纳上的分量，该分量即为kcio。实际实现过程中，由于输出电流io所经过的控制回路位于系统开环部分而不在闭环控制器回路内，因此对io的补偿需要对控制回路做适当的等效变换来实现。同时，为了不影响基波阻抗的特性，也为了避免出现过调制的情况，仅对输出电流的谐波分量ih进行补偿。其等效变换过程如图8，最终经过变换后的实现方式如图9。
图8本发明一实施例实现并联虚拟导纳控制的等效变换过程，图8中(a)经等效变换可得到图8(b)，其中ih为输出电流的谐波分量。图8中(a)为图7的进一步详细描述，图中补偿量kcih叠加到输出电流io上，减小了谐波电流的扰动，但这种补偿位于系统开环部分，无法在控制器内实现；(b)为(a)的进一步等效变换，在(b)中将补偿量kcih由系统开环部分经等效变换移动至闭环控制器内，从而使得这种补偿能够在控制器内实现。经以上变换后，可将实现并联虚拟导纳的方法总结为：将ih乘上一传递函数Gc(s)再叠加到SPWM调制信号umo上。本实施例中Gc(s)为：
Figure GDA0002842171210000061
图9为本发明一实施例通过谐波电流分量补偿实现并联虚拟导纳的控制框图。θ为输出电压的相位，用于坐标变换，可直接由下垂控制环节取得。将三相输出电流ioabc经Park变换得到旋转坐标系下的id和iq，通过低通滤波器筛选出id和iq中的直流分量ibd和ibq，再由id和iq中分别减去该直流分量，所得谐波电流ihd和ihq经反Park变换即可得三相静止坐标系下的谐波电流分量ih。将ih乘上补偿传递函数Gc(s)可得补偿量，再将该补偿量叠加到内环控制的输出umo上，从而得到最终的调制信号uinv去驱动开关管工作。其中Gctrl(s)表示电压电流双环控制器，Gplant(s)表示LCL型逆变器的开环系统部分，二者的细节已在图2中描述；Rv(s)为串联虚拟电阻。

Claims (1)

1.一种平滑母线电压的串并联阻抗重塑方法，其特征在于，包括以下步骤：
1)将下垂控制环节得到的逆变器下垂电压指令值udroop减去交流侧输出电流io乘上虚拟电阻Rv(s)后所得的值，得到输出电压的参考值uref；
2)将uref与输出电压uo相减得到误差值eu，并将差值eu与比例-重复控制器的传递函数GPRC(s)相乘，得到指令电感电流iref；其中，GPRC(s)的表达式为：
Figure FDA0002842171200000011
kp是比例-重复控制器的比例系数，krc是比例-重复控制器的增益系数，J为重复控制的内模系数，ω0为基波角频率，Nc为相位补偿系数，s为复频率，e为自然底数，GLPF(s)为低通滤波器传递函数，其表达式为：
Figure FDA0002842171200000012
ωc为截止频率；
3)将指令电流iref减去实测电感电流iL得到误差值ei，并将ei乘上内环比例系数kL，得到调制量um；
4)将输出电流io经Park变换得到旋转坐标系下的id和iq，通过低通滤波器筛选出id和iq中的直流分量ibd和ibq，再由id和iq中分别减去对应的直流分量，所得谐波电流经反Park变换，得到三相静止坐标系下的谐波电流分量ih；
5)将谐波电流分量ih乘上一补偿传递函数Gc(s)，再将所得补偿量与调制量um相加得到最终的调制信号uinv，从而以uinv去驱动开关管工作；其中，传递函数Gc(s)的表达式为：
Figure FDA0002842171200000013
kc为补偿系数，其取值范围为0.5<kc<1；L1为LCL型逆变器的逆变侧滤波电感值，L2为LCL型逆变器的输出侧滤波电感值；kpwm为LCL型逆变器的增益，其取值为直流侧电压Udc的1/2；kL为内环比例控制系数。
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