JP6123584B2 - 係数決定装置、等化器、受信機及び送信機 - Google Patents

係数決定装置、等化器、受信機及び送信機 Download PDF

Info

Publication number
JP6123584B2
JP6123584B2 JP2013180124A JP2013180124A JP6123584B2 JP 6123584 B2 JP6123584 B2 JP 6123584B2 JP 2013180124 A JP2013180124 A JP 2013180124A JP 2013180124 A JP2013180124 A JP 2013180124A JP 6123584 B2 JP6123584 B2 JP 6123584B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
training
frequency offset
training sequence
frequency
sampling
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2013180124A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2014060708A (ja
Inventor
ヤン メン
ヤン メン
タオ ゼンイング
タオ ゼンイング
リ レイ
リ レイ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
Publication of JP2014060708A publication Critical patent/JP2014060708A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6123584B2 publication Critical patent/JP6123584B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04—Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041—Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
    • H04L7/042—Detectors therefor, e.g. correlators, state machines
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

本発明は光通信技術に関し、特に係数決定装置、等化器、受信機及び送信機に関する。
図１はコヒーレント光通信システムの構造略図である。図１に示されているように、コヒーレント光通信システムにおいて、光信号は送信側から光チャネルを経由して受信側に伝送される。光ファイバ中の波長分散及び偏波モード分散は、符号間干渉（Inter-symbol Interference、ISI）を引き起こす。光チャネルが引き起こすISIを補償するため、一般的には受信機中に等化を使用する。等化は二段階に分けられる。第一段階は静的等化であり、光チャネルが引き起こす時間変化を伴わない損傷（累積波長分散等）を補償するために用いられる。第二段階は適応等化（Adaptive Equalization、AEQ）であり、残留波長分散及び時間変化を伴う損傷（偏波散乱及び偏波モード分散等）を補償するために用いられる。適応等化器は一般的に有限インパルス応答（Finite Impulse Response、FIR）フィルタを用いて実現される。偏波多重システムにおいては、バタフライＦＩＲフィルタを等化器として使用する。
図２はバタフライＦＩＲフィルタの構造略図である。図２に示されているように、ＦＩＲタップ係数はベクトルｗxx、ｗyx、ｗxy、ｗyyを用いて表され、等化器入力と出力との関係は式（１ｘ）及び（１ｙ）に示さているとおりである。
Figure 0006123584
式中、
Figure 0006123584
は畳み込み演算を表し、ｒは等化器の入力信号であり、ｓは等化器の出力信号であり、下付き文字ｘ、ｙは２つの偏波状態を表す。
現在よく使われる適応等化方法には主に定モジュラスアルゴリズム及び判定補助の最小平均２乗誤差がある。この２種類の方法はともにまずＦＩＲフィルタに初期タップ係数を設定し、その後ある特定のコスト関数に基づきタップ係数を反復的に更新し、それを最適値に収束させるというものである。
上記技術背景に対する紹介は本発明の技術手段について明確で完全な説明を行い、本分野当業者の理解の便を図るために述べたものにすぎない。これらの手段は本発明の背景技術部分において述べたからというだけで、上記技術手段が本分野当業者にとって公知のものであると考えてはならない。
しかし今のところ、ＦＩＲフィルタに初期タップ係数を設定する場合、いかなるチャネル関連情報も利用しないと、最適値からはるかに劣る可能性があり、長い収束過程によらなければ最適値に到達することはできない。
本発明は係数決定装置、等化器、受信機、送信機及びその方法を提供する。ひとつの側面によれば、本発明の目的は、送信信号中に設けられたトレーニングシーケンスを用いて、最適値により近い等化器初期タップ係数を決定し、それを用いて信号損傷をおおよそ補償し、受信機が信号をさらに処理するために便宜を提供することである。
１つの面によれば、係数決定装置は、同期器、第一処理器を有する。同期器は、送信機から受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号から該トレーニングシーケンスの位置を検索する。第一処理器は、受信した信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定する。ここで、各偏波状態において、該トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含む。該ｎ対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なる。また、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられる。ｎは１より大きい整数である。
もう１つの面によれば、等化器は、第三処理器、第四処理器を有する。第三処理器は、該等化器の初期タップ係数を決定するために用いられ、上記係数決定装置である。第四処理器は、該第三処理器が決定した初期タップ係数を用いて、又は該初期タップ係数及び一定比率で送信機が送信するデータ信号中に分布するその他のトレーニングシーケンスを用いてタップ係数を更新し、受信信号に対して等化処理を行う。
もう１つの面によれば、同期器は、第二相関計算器、第二モジュラス平方演算器、第二加重平均器、第五処理器を含む。第二相関計算器は、受信したトレーニングシーケンスが設けられたデータ信号、該トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さＮｆ、トレーニング符号の個数、並びに該トレーニング符号の前後に設けられた巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値を計算するために用いられる。ここで、各偏波状態において、該トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、該ｎ対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である。
第二モジュラス平方演算器は、該相関値のモジュラスの平方を計算する。第二加重平均器は、２つの偏波状態における該相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって該トレーニングシーケンスの開始位置を得るために用いられる。ここで、該あらかじめ定められたサンプリング点序数とは該相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいい、αの値がとる範囲は（ｎ−１）／ｎから１の間である、第二加重平均器、該開始位置、該トレーニング符号の長さ、並びに該巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、該トレーニングシーケンスの該データ信号中における位置を決定するための第五処理器、を含む。
もう１つの面によれば、周波数オフセット補償器は、第三周波数オフセット推定器、第三周波数オフセット補償器、第三変換器、第二パワー計算器、第四周波数オフセット推定器、第四周波数オフセット補償器を有している。第三周波数オフセット推定器は、受信したトレーニングシーケンスが設けられたデータ信号、該トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、該トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さＮｆ、及びサンプリング時間間隔によって第一周波数オフセットを計算するために用いられる。ここで、各偏波状態において、該トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、該ｎ対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である。
第三周波数オフセット補償器は、該第一周波数オフセットを用いて、受信した該データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行う。第三変換器は、該トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換する。第二パワー計算器は、トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算する。
第四周波数オフセット推定器は、算出されたパワー、該トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算する。第四周波数オフセット補償器は、該第二周波数オフセットに基づき、該第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行う。
を含む。
もう１つの面によれば、受信機は上記係数決定装置、若しくは等化器、若しくは同期器、又は周波数オフセット補償器を含む。
もう１つの面によれば、送信機器は、第六処理器、送信器を含む。第六処理器は、ペイロードデータ中にトレーニングシーケンスを挿入する。送信器は、該トレーニングシーケンスが設けられたペイロードデータを受信機に送信する。ここで、各偏波状態において、該トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、該ｎ対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である。
実施形態の係数決定装置、等化器、受信機、送信機及びその方法によれば、送信信号中に設けられたトレーニングシーケンスを用いて最適値により近い初期タップ係数を決定することによって、受信機が信号をさらに処理するために便宜を提供することが可能になる。
コヒーレント光通信システムの構造略図である。 バタフライＦＩＲフィルタの構造略図である。 第１の実施の形態による送信機の構造略図である。 第１の実施の形態によるトレーニングシーケンスの構造略図である。 トレーニングシーケンスの周波数領域における略図である。 トレーニングシーケンスの時間領域における略図である。 第１の実施の形態によるデータ送信のフローチャートである。 第２の実施の形態による係数決定装置の構造図である。 図７中の同期器の構造図である。 図７中の第一処理器の構造図である。 第３の実施の形態による係数決定装置の構造図である。 図１０中の周波数オフセット補償器の構造図である。 第３の実施の形態の係数決定方法のフローチャートである。 同期方法のフローチャートである。 周波数オフセット補償方法のフローチャートである。 第４の実施の形態による等化器の構造図である。 第４の実施の形態による等化方法のフローチャートである。 第４の実施の形態によるトレーニングシーケンスＴ及びＴＳの時間領域における略図である。 第７の実施の形態による周波数オフセット推定器の構造略図である。 第８の実施の形態による受信機の構造略図１である。 第８の実施の形態による受信機の構造略図２である。 第９の実施の形態による通信システムの構造略図である。 第９の実施の形態による送信機の構造略図である。
以下の説明及び図面を参照して、本発明の特定の実施方式を詳細に公開し、本発明の原理を採用することができる方式を明示した。本発明の実施方式はそれによって範囲の上で制限されるものではないことを理解しておかなければならない。添付の特許請求の範囲の精神及び項目の範囲内において、本発明の実施方式は多くの変更、修正及び等価を含む。
一実施方式について記述し及び／又は示した特徴は同一若しくは類似の方式で１以上のその他の実施方式において使用し、その他の実施方式中の特徴と組み合わせ、又はその他の実施方式中の特徴を代替することができる。
用語「含む（包括／包含）」は本明細書において使用する場合、特徴、物品全体、ステップ又はアセンブリの存在を指すが、１以上のその他の特徴、物品全体、ステップ若しくはアセンブリの存在又は付加を排除するものではない。
以下に図面を結び付けて本発明の各種実施方式について説明を行う。これらの実施方式は例示的なものにすぎず、本発明に対する制限ではない。本分野の当業者が本発明の原理及び実施方式を理解しやすくするため、本発明の実施方式はコヒーレント光通信システムにおける等化器の初期タップ係数の決定を例として説明を行う。但し、本発明の実施方式は係数決定を行うすべての通信システムに適用されることに注意しなければならない。
（第１の実施の形態）
図３は本発明第１の実施の形態の送信機の構造略図である。図３に示されているように、送信機３００は、第六処理器３０１及び送信器３０２を含む。ここで、第六処理器３０１はペイロードデータ（payload）中にトレーニングシーケンス（Training Sequence、TS）を挿入するために用いられる。送信器３０２は該トレーニングシーケンスが設けられたペイロードデータを受信機に送信するために用いられる。
ここで、各偏波状態において、該トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含む。該ｎ対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なる。各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である。
上記実施の形態からわかるように、送信機によって生成されたペイロードデータ中に挿入されたトレーニングシーケンスは、同期、周波数オフセット推定及び補償、等化器初期タップ係数の設定を完成することができる。また、トレーニングシーケンスは、同期時に同期位置計算の正確性を高め、周波数オフセット推定を行う際に周波数オフセット推定の精度を高め、初期タップ係数設定時にそれを最適値に近づける。
本実施の形態において、サンプリング信号は離散したサンプリング値を用いて表すことができるため、該トレーニングシーケンスＴＳは時間領域において式（２ｘ）及び（２ｙ）の形式で表すことができる。
Figure 0006123584
本実施の形態において、下付き文字ｘ、ｙは水平及び垂直の２つの偏波状態を表す。
式（２ｘ）はｘ偏波状態におけるトレーニングシーケンスの離散したサンプリング値を表し、ここで、ｓx1ｓx,1・・・・・ｓx,uｓx,u・・・・・ｓx,vｓx,v・・・・・ｓx,nｓx,nはｎ対のトレーニング符号（Training Symbol）であり、該ｎ対のトレーニング符号中において、各対トレーニング符号ｓx,uｓx,uは同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なる。すなわちｕ≠ｖの場合、ｓx,uｓx,uとｓx,vｓx,vとは異なる。ｈx1・・・ｈxu・・・ｈxv・・・ｈxnは各対トレーニング符号の巡回プレフィックスを表し、各対トレーニング符号の前に追加される。ここで、ｕ番目の巡回プレフィックスｈx,uはトレーニング符号ｓx,uの最後のＬcp個の値である。ｔx,1・・・ｔx,u・・・ｔx,v・・・ｔx,nは各対トレーニング符号の巡回ポストフィックスを表し、各対トレーニング符号の後に追加される。ここで、ｕ番目の巡回ポストフィックスｔx,uはトレーニング符号ｓx,uの最前のＬcp個の値である。Ｌcpは巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さである。ｕ及びｖのとる値は１からｎまでの整数である。
式（２ｙ）はｙ偏波状態におけるトレーニングシーケンスの離散したサンプリング値を表す。ここで、ｈy,1ｓy,1ｓy,1ｔy,1・・・ｈy,uｓy,uｓy,uｔy,u・・・ｈy,vｓy,vｓy,vｔy,v・・・ｈy,nｓy,nｓy,nｔy,nはｎ対のトレーニング符号である。該ｎ対のトレーニング符号中において、各対トレーニング符号ｓy,uｓy,uは同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なる。すなわちｕ≠ｖの場合、ｓy,uｓy,uとｓy,vｓy,vとは異なる。ｈy,1・・・ｈy,u・・・ｈy,v・・・ｈy,nは各対トレーニング符号の巡回プレフィックスを表し、各対トレーニング符号の前に追加される。ここで、ｕ番目の巡回プレフィックスｈy,uはトレーニング符号ｓy,uの最後のＬcp個の値である。ｔy,1・・・ｔy,u・・・ｔy,v・・・ｔy,nは各対トレーニング符号の巡回ポストフィックスを表し、各対トレーニング符号の後に追加される。ここでｕ番目の巡回ポストフィックスｔy,uはトレーニング符号ｓy,uの最前のＬcp個の値であり、ｕ及びｖのとる値は１からｎまでの整数である。
本実施の形態において、各トレーニング符号ｓx,u及びｓy,uはすべて長さＮｆのベクトルであり、各偏波状態において、該トレーニングシーケンスは２ｎ個のトレーニング符号を含む。該トレーニングシーケンス全体の長さは２ｎＮtであり、Ｎt＝Ｎｆ＋Ｌcpである。
図４は本発明実施の形態のトレーニングシーケンスの構造略図である。図４に示されているように、該トレーニングシーケンスＴＳの前後は実際に伝送されるデータであり、ペイロードデータ（payload data）と呼ばれる。
本実施の形態において、該トレーニングシーケンスＴＳとペイロードデータとの間には保護間隔を有し、このようにしてトレーニングシーケンスとペイロードデータとの間の干渉を回避することができる。
本実施の形態において、該トレーニング符号はさらに以下の条件の１つ以上を満たすトレーニング符号であってもよい。１）異なる対のトレーニング符号の間に低相互相関を有すること。２）２つの偏波状態において異なる対のトレーニング符号に属するが同一周波数点に位置するデータは相関しないこと。
本実施の形態において、該トレーニング符号ｓx,u及びｓy,uは時間領域信号であり、それに高速フーリエ変換（fast Fourier transform, FFT）を行って対応する周波数領域信号
Figure 0006123584
及び
Figure 0006123584
を得る。本実施の形態においては
Figure 0006123584
を伴う文字を用いて周波数領域信号を表す。
変換後得られた周波数領域信号はすべて長さＮｆのベクトルであり、このようにして該周波数領域信号
Figure 0006123584
及び
Figure 0006123584
は長さＮｆの定振幅ゼロ自己相関（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation:ＣＡＺＡＣ）シーケンスファミリー中から選択することができる。また該トレーニング符号の長さＮｆは素数をとってもよいが、素数に限定されない。このような選択の効果は以下の点にある。
１）ＣＡＺＡＣシーケンスは時間領域及び周波数領域においてともに定モジュラスのものであり、低いピーク対平均パワー比を有する。
２）異なるＣＡＺＡＣシーケンスの相互相関は定モジュラスのものであり、且つ自己相関ピーク値より低い。
３）ＣＡＺＡＣシーケンスの逆フーリエ変換もやはりＣＡＺＡＣシーケンスである。
４）すべてのトレーニング符号は同一ファミリーＣＡＺＡＣシーケンス中から選ぶことができる。
該トレーニングシーケンスを用いて初期タップ係数を決定する場合、計算複雑度を低減するため、該初期タップ係数の計算は周波数領域において完成される。このようにして各周波数点に対して、二次行列計算を行う必要がある。少なくとも２対の異なるトレーニングシーケンスがなければこのような計算を完成することはできない。このため、本実施の形態においては
Figure 0006123584
である。ここでｎ＝２の場合、選択する必要のあるトレーニング符号は、２つの偏波状態におけるトレーニング符号を各周波数点上のデータができるだけ相関しないようにしたものであり、すなわち各周波数点において行列
Figure 0006123584
の条件数が可能な限り低いものである。選択可能なＣＡＺＡＣシーケンスが複数あるため、該ＣＡＺＡＣシーケンスファミリー中で検索することによって、選択されたシーケンスに上記要件を満たさせることができる。
本実施の形態において、サンプリングレートがｆｓである場合、周波数領域信号
Figure 0006123584
及び
Figure 0006123584
の周波数範囲はｆｓである。
図５Ａはトレーニングシーケンスの周波数領域における略図であり、図５Ｂはトレーニングシーケンスの時間領域における略図である。
図５Ａに示されているとおり、周波数領域に
Figure 0006123584
及び
Figure 0006123584
の値を設ける場合、周波数スペクトルの両側を若干数のゼロを用いて充填する。
ナイキスト（Nyquist)サンプリング定理に基づき、サンプリングレートｆｓの離散信号を用いてトレーニングシーケンスの波形を記述する。
周波数領域解像度はｄｆ＝ｆｓ／ｆ、すなわち隣接周波数点の周波数間隔である。
１個のトレーニング符号は周波数領域においてＮｆ個の周波数点を含み、ここで非ゼロ周波数点の個数はＮｄとし、該非ゼロ周波数点は周波数スペクトル全体の中段に位置し、両側のゼロ充填周波数点は合計Ｎｆ−Ｎｄ個ある。周波数スペクトル左側１番目の非ゼロ周波数点はｎ1番目の周波数点に位置する。ここで、該Ｎｆ、Ｎｄ及びｎ1は受信機においてすべて既知のものである。
図６は第１の実施の形態の送信データのフローチャートである。図６に示されているように、送信機がデータを送信する場合、該データ送信方法は以下のステップを含む。
ペイロードデータ中にトレーニングシーケンスを挿入する（ステップ６０１）。
本実施の形態において、送信機３００の第六処理器３０１はペイロードデータ（payload）中にトレーニングシーケンスを挿入し、図４に示す通りである。該ペイロードデータは信号発生器中で生成されてもよい。
ここで、各偏波状態において、該トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、該ｎ対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である。
また、該トレーニング符号はさらに以下の条件の１以上を満たす。１）異なる対のトレーニング符号の間に低相互相関を有する。２）２つの偏波状態において異なる対のトレーニング符号に属するが同一周波数点に位置するデータは相関しない。
また、該トレーニング符号は長さＮｆのＣＡＺＡＣシーケンスファミリー中から選択されてもよく、好ましくは該トレーニング符号の長さＮｆは素数をとるが、素数に限定されない。
該トレーニングシーケンスが設けられたペイロードデータを受信機に送信する（ステップ６０２）。
本実施の形態において、送信器３０２は該トレーニングシーケンスが設けられたデータ信号を受信機に送信する。
上記実施の形態からわかるように、送信機がペイロードデータ中に挿入したトレーニングシーケンスによって等化器初期タップ係数の設定、同期、周波数オフセット推定及び補償を完成することができる。初期タップ係数を最適値に近づけ、同期時に同期位置計算の正確性を高め、周波数オフセット推定を行う際に、周波数オフセット推定の精度を高めることができる。
（第２の実施の形態）
図７は第２の実施の形態の係数決定装置の構造図である。図７に示されているように、係数決定装置７００は、第一受信器７０３、同期器７０１及び第一処理器７０２を含む。ここで、同期器７０１は、送信機から受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号から該トレーニングシーケンスの位置を検索するために用いられる。
第一処理器７０２は、受信したデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定するために用いられる。
本実施の形態において、送信器から受信したデータ信号の２つの偏波状態における信号はｒx及びｒｙであると仮定すれば、該信号ｒx及びｒyはサンプリング後の信号であり、一連のサンプリング値を用いて表すことができる。
このようにして同期器７０１はトレーニング符号に基づき数ｎ、トレーニング符号の長さＮｆ、並びに該巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さＬcpに基づき各サンプリング点に対応する区間相関値を計算することができる。２つの偏波状態における該相関値のモジュラスの平方に基づき、該トレーニングシーケンスの開始位置を決定し、その後該開始位置及び該トレーニングシーケンスの長さ（又はＮｆ及びＬｃｐ）に基づき該トレーニングシーケンスの該データ信号中における位置を決定する。
ここで、「区間相関値」とは、各サンプリング点に対応するｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の間の相関値をいい、このような「区間相関値」計算は具体的には、ｎ区間の長さ２Ｎｆの前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値を計算するものであってもよい。本実施の形態においては、該相関値のモジュラスの平方の最大値に対応するサンプリング点序数をトレーニングシーケンスの開始位置としてもよい。但し、雑音の影響によって誤差が生じる可能性があるため、本実施の形態においては、さらに同期位置計算の正確性を高めるため、以下の方法を用いて開始位置を決定してもよい。
２つの偏波状態における該相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって該トレーニングシーケンスの開始位置を得る。ここで、該あらかじめ定められたサンプリング点序数とは該相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいう。αは（ｎ−１）／ｎ超、１未満の正の数であり、ｎがあまり大きくない場合（ｎ＜１０）、通常０．９を取ってもよく、その目的は同期位置を計算する場合、最高ピーク値付近の点のみを用いることにある。
本実施の形態において、同期器７０１は正確にトレーニングシーケンスの位置を決定することができるため、第一処理器７０２は受信したデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定することができる。ここで従来の任意の技術を用いて該等化器の初期タップ係数を設定してもよく、例えば、等化器は通常ＦＩＲフィルタを使用し、最小平均２乗誤差（minimal mean square error、MMSE）を使用してＦＩＲ初期タップ係数を設定してもよい。
本実施の形態において、係数決定装置７００はさらに第一受信器７０３を含んでもよく、送信機が送信するトレーニングシーケンスが設けられたデータ信号を受信するために用いる。該部品はオプションであり、図中には点線を用いて表している。
上記トレーニングシーケンスは第１の実施の形態で述べたとおりであり、該内容はここに組み込まれるが、重複説明は省略する。
上記実施の形態からわかるように、トレーニングシーケンス中にｎ対の同一のトレーニング符号を含むため、この特徴を用いてトレーニングシーケンスの開始位置を見つけることができる。また、同期を実現する場合、同期位置計算の正確性を高め、それによって設定する初期タップ係数を最適値に近づけ、計算量及び計算複雑度を低減させることができる。
以下は図面を結び付けて本実施の形態中の同期器７０１及び第一処理器７０２について説明を行う。
送信機から受信したデータ信号の２つの偏波状態における信号がｒx及びｒyであると仮定すると、該信号ｒx及びｒyはサンプリング後の信号であり、一連のサンプリング値、例えばｍ個のサンプリング点を用いて表すことができる。ｍは１以上の整数であり、サンプリング点序数は１〜ｍであり、ここで下付き文字ｘ／ｙは２つの偏波状態を表す。
図８は、図７中の同期器の構造図である。
図８に示されているように、同期器７０１は、第一相関計算器８０１、第一モジュラス平方演算器８０２、第一加重平均器８０３及び第二処理器８０４を含む。ここで、第一相関計算器８０１は、該トレーニング符号の長さＮｆ、トレーニング符号の個数、並びに該巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さＬcpに基づき、各サンプリング点から始まる各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との間の相関値を計算する。
第一モジュラス平方演算器８０２は、該相関値のモジュラスの平方を計算するために用いられる。
第一加重平均器８０３は、２つの偏波状態における該相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって該トレーニングシーケンスの開始位置を得るために用いられる。ここで、該あらかじめ定められたサンプリング点序数とは該相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいう。このとき、αは（ｎ−１）／ｎ超、１未満の正の数であり、通常０．９を取ってもよいが、該値に限定されず、上記条件を満たす任意の値であればよい。
第二処理器８０４は、該開始位置及び該トレーニングシーケンスの長さ（又はＮｆ及びＬcp）に基づき該トレーニングシーケンスの受信した該データ信号中における位置を決定するために用いられる。
以下ではそれぞれ同期器７０１の各構成部分について説明を行う。
第一相関計算器８０１において、式（３ｘ）及び（３ｙ）を用いて相関値を計算することができる。式は以下のとおりである。
Figure 0006123584
上記式（３ｘ）及び（３ｙ）において、ｉはｉ番目のサンプリング点、すなわちサンプリング点序数を表し、その値は正の整数をとる。ａx(i)及びａy(i)はｉ番目のサンプリング点を開始位置として算出したｘ及びｙ偏波状態における相関値を表す。ｋは第ｋ区間を表し、その値は０からｎ−１までをとる。括弧内の変数（ｉ＋ｊ）及び（ｉ＋ｊ＋Ｎｆ）はサンプリング点序数を表し、「＊」は複素共役を表し、ｒx及びｒyは２つの偏波状態における受信信号を表す。Ｎｔ、Ｎｆの意味は上記実施の形態で述べたとおりであり、ここでは重複説明は省略する。
第一モジュラス平方演算器８０２において、第一相関計算器８０１の計算結果に基づき、相関値のモジュラスの平方を計算し、式（４ｘ）及び（４ｙ）を用いることができる。
Figure 0006123584
上記式（４ｘ）及び（４ｙ）において、Ｐx(i)及びＰｙ(i)は相関値のモジュラスの平方を表す。
第一加重平均器８０３において、第一モジュラス平方演算器８０２が得た２つの偏波状態における相関値のモジュラスの平方に基づき、トレーニングシーケンスの開始位置を決定する。ここで、Ｐx(i)及びＰｙ(i)の最大値に対応するサンプリング点序数「ｉ」を開始位置としてもよい。但し、雑音の影響を考慮し、実施の形態においては、第一加重平均器８０３は２つの偏波状態における該相関値のモジュラスの平方Ｐx(i)及びＰｙ(i)を用いてあらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって該トレーニングシーケンスの開始位置を得る。以下の２種類の方式を用いて開始位置を計算することができる。
例１）２つの偏波状態における開始位置をそれぞれ計算する。以下の式（５ｘ）及び（５ｙ）を用いて計算することができる。
Figure 0006123584
上記式において、Ａx及びＡｙは相関値のモジュラスの平方がそのピーク値のα倍より大きいサンプリング点序数の集合を表す。以下の式（６ｘ）及び（６ｙ）を用いて表すことができる。
Figure 0006123584
式（６ｘ）及び（６ｙ）において、αは（ｎ−１）／ｎ超、１未満の正の数、例えば０．９である。
上記実施の形態かわかるように、上記式（５ｘ）及び（５ｙ）の加重平均によって得られた開始位置は、「Ｐx(i)及びＰｙ(i)」の最大値に対応するサンプリング点序数が決定する開始位置より正確である。
本実施の形態において、光ファイバ中に偏波モード波長分散が存在するため、算出された開始位置ｉx及びｉyは必ずしも同一ではなく、トレーニングシーケンスの受信信号中における位置をより明確にするため、統一された開始位置を得る。この場合、第一加重平均器８０３はさらに各偏波状態における開始位置の平均値を統一された開始位置とする。
すなわちｉxとｉyとの平均値ｉsを開始位置とし、式（７）を用いて以下のように表す。
Figure 0006123584
式（７）において、round（・）は四捨五入を表し、ｉs1は１個の整数であり、受信信号のｉs1番目のサンプリング値が式（２ｘ）及び（２ｙ）中のｓx１及びｓy1の１番目のサンプリング値であることを表す。
例２）２つの偏波状態における開始位置をそれぞれ計算せず、２つの偏波状態において算出された相関値のモジュラスの平方を用いて、以下の式（８）を用いて統一された開始位置を計算する。
Figure 0006123584
式（８）において、Ａx及びＡy、Ｐx(i)及びＰｙ(i)の意味は上で述べたとおりである。以下では上記２種類の実施の形態によって決定された開始位置を「ｉs」を用いて表す。
第二処理器８０４において、第一加重平均器８０３が該トレーニングシーケンスの開始位置ｉsを決定した後、第二処理器８０４は該開始位置及び該トレーニングシーケンスの長さ（又はＮｆ及びＬｃｐ）に基づき該トレーニングシーケンスの該データ信号中における位置を決定することができる。
ここで、第二処理器８０４は該開始位置、並びにＮｆ及びＬｃｐに基づき各トレーニング符号（合計２ｎ個のトレーニング符号）に対応するＮｆ個のサンプリング値を取り出すことができる。（９ｘ）及び（１０x）、（９ｙ）及び（１０y）に示すとおりである。
ｉ個目のトレーニング符号（ｉ＝１，２・・・２ｎ）に対応する長さＮｆのサンプリング値シーケンスは以下のとおりである。
ｉが奇数である場合、
Figure 0006123584
ｉが偶数である場合、
Figure 0006123584
上式（９ｘ）及び（９ｙ）、（１０ｘ）及び（１０ｙ）において、
下付き文字ｉはｉ個目のトレーニング符号に対応し、
Figure 0006123584
であることを表し、ceil(・)は小数点以下切り上げを表す。
また上記式（９ｘ）及び（９ｙ）、（１０ｘ）及び（１０ｙ）中の括弧内の変数はサンプリング点序数を表し、下付き文字 はｉ個目のトレーニング符号に対応し（ｉ＝１，２・・・２ｎ）、すなわちｒx,i及びｒy,iは式（２ｘ）及び（２ｙ）中のトレーニング符号ｓx,i、ｓy,iに対応する受信信号であることを表し、それらは長さＮｆのベクトルである。コロン「：」はある数からある数までを表す。例えば、ａ:ｂはａからｂまでを表す。すなわち、ａ、ａ＋１、・・・ｂ−１、ｂであり、ａ及びｂはともに整数である。
上記実施の形態からわかるように、同期器７０１によって同期を完成し、利用可能なｎ対の同一のトレーニング符号があるため、開始位置計算の正確性を高めることができる。
本実施の形態において、同期器７０１がトレーニングシーケンスの位置を決定した後、第一処理器７０２は受信したデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定することができる。
ＦＩＲタップ数ＬFは一般的に多く、偏波多重システムについては、時間領域において最小平均２乗誤差の解を求める場合、２ＬF次行列の逆行列に遭遇し、計算複雑度は高くなる。時間領域の畳み込みは周波数領域の乗算と等価であり、このため時間領域信号を周波数領域信号に変換し、まず周波数領域の初期タップ係数を設定し、その後周波数領域の初期タップ係数を時間領域の初期タップ係数に変換してもよい。
図９は図７中の第一処理器の構造図である。図９に示されているように、第一処理器７０２は変換器９０１、計算器９０２及び処理器９０３を含む。ここで、
変換器９０１は、受信した信号を周波数領域に変換するために用いられる。
係数計算器９０２は、受信した信号及び該トレーニングシーケンスを用いて周波数領域の係数を計算するために用いられる。
処理器９０３は、該周波数領域の係数を変換し、時間領域等化器の初期タップ係数を得る。
以下の例示は、最小平均２乗誤差を用いて等化器の初期タップ係数を設定する過程を説明したものである。
例えば、周波数領域等化器の入力及び出力との関係は式（１）に対して高速フーリエ変換（FFT）を行うことによって得られる。すなわち、
Figure 0006123584
式（１）の式と異なる点は、ここで
Figure 0006123584
を付けたものは周波数領域信号を表し、このようにして式（１）中の畳み込みは乗算に変わることである。周波数領域等化は各周波数点において１つの二次行列
Figure 0006123584
を求め、周波数領域等化器の係数としさえすればよい。これによって高次行列の逆行列演算を回避し、複雑度が低くなる。
トレーニング符号の各周波数点について、送信機が該周波数点において送信する送信データは以下のように表すことができる。
Figure 0006123584
変換器９０１において、変換器９０１は受信した信号を周波数領域に変換し、以下のように表される。
Figure 0006123584
式（１８）において、
Figure 0006123584
はｓx,i，ｓy,iに対応する時間領域信号ｒx,i及びｒy,iのフーリエ変換である。
各周波数点について、求めるべき係数行列は以下のとおりである。
Figure 0006123584
上記Ｔ及びＲはともに２×２ｎの行列である。
係数計算器９０２は最小平均２乗誤差を用いて式（１９）の係数行列を得る。
Figure 0006123584
式（２０）において、上付き文字「Ｈ」は共役転置操作を表す。
係数計算器９０２が算出した係数は等化器の周波数領域における初期タップ係数
Figure 0006123584
である。
処理器９０３は、該周波数領域の係数
Figure 0006123584
を変換し、時間領域等化器の初期タップ係数
Figure 0006123584
を得る。
ここで、係数計算器９０２において各周波数点における２×２係数行列を得た後、処理器９０３が
Figure 0006123584
に対して逆フーリエ変換（IFFT）を行えば、時間領域の係数
Figure 0006123584
が得られ、それらはすべて長さＮｆのベクトルである。これら４個の時間領域の係数は直接（又は適当に切り捨てた後）等化器の初期タップ係数、例えば図２に示されたバタフライＦＩＲフィルタの初期タップ係数とすることができる。
係数計算器９０２が式（２０）を用いて初期タップ係数を計算する場合、すでに等化器（ＦＩＲフィルタ）の出力をできるだけ送信信号に近づけているため、算出された係数を用いて近似的にチャネル損傷を補償することができる。またこの係数を得るにはイテレーション収束の過程がなく、短時間で完成することができる。この初期タップ係数に基づき、イテレーション更新の方法を使用してさらにタップ係数を最適化してもよく、その他のデジタル信号処理を行ってもよい。
上記実施の形態からわかるように、該トレーニングシーケンスはタップ係数の計算に役立つ。すなわち、１）トレーニング符号中に使用されたＣＡＺＡＣシーケンスの各周波数点におけるパワーが同一であるため、初期タップ係数計算時に異なる周波数点に対して公平である。２）トレーニングシーケンス中に異なるトレーニング符号を含み、異なるトレーニング符号は係数計算に異なるデータサンプルを提供し、これは最小平均２乗誤差基準に基づく計算結果をさらに正確にする。３）トレーニングシーケンス中に同一のトレーニング符号も含み、同一のトレーニング符号が提供するのは同一のデータサンプルであるが、その上にオーバーレイする雑音サンプルは異なり、同一のトレーニング符号に基づき係数を計算する場合、係数に対して平均効果を有することに相当し、これは雑音に対して抑制作用を持つ。
（第３の実施の形態）
図１０は第３の実施の形態の係数決定装置の構造図である。図１０に示されているように、該装置１０００は、同期器１００１及び第一処理器１００２を含み、又はさらに第一受信器１００３を含む。その作用は第２の実施の形態と類似するが、ここでは重複説明は省略する。
本実施の形態において、同期器１００１が同期を行った後、局部発振器と送信器中のレーザー装置との間に一般的には一定の周波数オフセット（MHz〜GHzレベル）がある。周波数オフセットが大きい場合、初期タップ係数の計算に影響を及ぼすことを考慮したため、本実施の形態においては、まず周波数オフセットを推定し、初期タップ係数を計算する前に、周波数オフセットを補償し、第一処理器１００２が周波数補償後の信号に基づき初期タップ係数を設定することで、該初期タップ係数の設定をさらに正確にする。
この場合、係数決定装置１０００はさらに周波数オフセット補償器１００４を含み、周波数オフセット補償器１００４は受信したデータ信号の周波数オフセットに対して推定及び補償を行う。このようにして、第一処理器１００２はさらに周波数オフセット補償器１００４が補償した後のデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定するために用いられる。以下では図面を結び付けて、実施の形態の周波数オフセット補償器１００４について説明を行う。
図１１は図１０中の周波数オフセット補償器の構造図である。図１１に示されているように、周波数オフセット補償器１００４は、第一周波数オフセット推定器１１０１、第一周波数オフセット補償器１１０２、第一変換器１１０３、第一パワー計算器１１０４、第二周波数オフセット推定器１１０５及び第二周波数オフセット補償器１１０６を含む。ここで、 第一周波数オフセット推定器１１０１は、トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、該トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって、第一周波数オフセットを計算するために用いられる。
第一周波数オフセット補償器１１０２は、該第一周波数オフセットを用いて、受信した該データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行うために用いられる。
第一変換器１１０３は、該トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換するために用いられる。
第一パワー計算器１１０４は、トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算するために用いられる。
第二周波数オフセット推定器１１０５は、算出されたパワー、該トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算するために用いられる。
第二周波数オフセット補償器１１０６は、該第二周波数オフセットに基づき、該第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行うために用いられる。
以下では具体的式を結び付けて説明を行う。
本実施の形態において、第一周波数オフセット推定器１１０１は式（２１）を用いて第一頻周波数オフセットｆ１を計算することができる。
Figure 0006123584
式（２１）において、ｄｔ＝１／ｆｓはサンプリング時間間隔であり、arg（・）は偏角取得演算であり、その値域は［−π，π］である。このため、式（２１）が推定する第一周波数オフセットｆ1は［−ｄｆ/２,ｄｆ/２］内にあり、ｄｆ＝１/（Ｎｆ・ｄｔ）は周波数領域解像度、すなわち隣接周波数点の周波数間隔である。
第一周波数オフセット補償器１１０２は第一周波数オフセット推定器１１０１が推定した第一周波数オフセットｆ1を用いて受信信号に対して第一周波数オフセット補償を行う。補償後の信号は以下のように表される。
Figure 0006123584
第２の実施の形態の式（９ｘ）及び（９ｙ）、（１０ｘ）及び（１０ｙ）と類似し、ｒx′(i)及びｒy′(i)からｒx,i′(i)及びｒy,i′(i)を得ることができ、これはトレーニング符号ｓx,i，ｓy,iに対応する長さＮｆのベクトルである。
実際の周波数オフセットの絶対値がｄｆ／２より大きい場合、式（２１）の推定範囲を超える。arg（・）の性質及び式（２１）からわかるように、本当の周波数オフセットと第一周波数オフセットｆ1との差はｄｆの整数倍であり、該周波数オフセットをｆ2とする。
図４に示されているように、トレーニングシーケンスの周波数スペクトルの両側にある周波数点はゼロ充填を用いたものであり、データ充填を用いた部分が周波数スペクトルの中段を占める。データを伴う既知の周波数点は合計Ｎｄ個あり、ゼロで充填された周波数点はＮｆ−Ｎｄ個あり、且つ１番目のデータを伴う周波数点はＮｆ個の周波数点のうちｎ1番目である。上記情報に基づき、ｒx,i′及びｒy,i′の周波数スペクトルに基づいて第二周波数オフセットｆ2を推定することができる。以下では第二周波数オフセットｆ2を推定する過程を詳細に説明する。
まず、第一変換器１１０３は、該トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換する。
例えば、第一周波数オフセット補償後の受信信号は時間領域においてｒx,i′及びｒy,i′と表され、ＦＦＴを行って周波数領域上の信号に変換され、
Figure 0006123584
と表される。
次に、第一パワー計算器１１０４はトレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算する。ここで、式（２３）を用いてパワー
Figure 0006123584
を計算することができる。
Figure 0006123584
式（２３）において、ｉはトレーニング符号を表し、値は１から２ｎまでの範囲を取り、ｎは１より大きい整数である。和は２ｎ個のトレーニング符号の和であり、
Figure 0006123584
はやはり長さＮｆのベクトルであり、トレーニング符号の各周波数点におけるパワーを表す。
第二周波数オフセット推定器１１０５は下式（２４）に基づき第二周波数オフセットｆ2を求めることができる。
Figure 0006123584
式（２４）において、ｉmaxは
Figure 0006123584
に最大値を取らせるｉである。
Figure 0006123584
は
Figure 0006123584
の１番目からｉ＋Ｎｄ−１番目の周波数点における値を表す。sum(・)は和演算である。
第二周波数オフセット補償器１１０６は第二周波数オフセット推定器１１０５が推定した第二周波数オフセットｆ2に基づき、すでに第一周波数オフセットｆ1を補償した信号（ｒx′(i)及びｒy′ (i)）に対してさらに第二周波数オフセットｆ2の補償を行い、最終的にすべての周波数オフセットを補償した後の信号（ｒx’’(i)及びｒy’’(i)）を得る。ここで式（２５ｘ）及び（２５ｙ）を用いて第二周波数オフセット補償後の信号を得る。
Figure 0006123584
上記からわかるように、周波数オフセット推定結果は第一周波数オフセットｆ1と第二周波数オフセットｆ2との和であり、式を用いて以下のように表される。
Figure 0006123584
式（２６）より表される周波数オフセットは受信機中の周波数オフセット推定器にすぐれた参考値を提供することができる。
図１１に示された周波数オフセット補償器によって受信信号に対して補償を行った後、第一処理器１００２中で、補償後の受信信号及びトレーニングシーケンスを用いて等化器の初期タップ係数を設定する。第一処理器１００２が初期タップ係数を設定する方法は第２の実施の形態中の第一処理器７０２の方法と類似し、異なる点は式（１８）の受信信号が２回補償した後の信号であることであり、以下のように表される。
Figure 0006123584
初期タップ係数を設定する方法については、第２の実施の形態と類似するが、ここでは重複説明は省略する。
以下では図１０の構造図、以下のフローチャートを結び付けて、第３の実施の形態の係数決定方法について説明を行う。
図１２は第３の実施の形態の係数決定方法のフローチャートである。それには以下のステップを含む。
送信機が送信するトレーニングシーケンスが設けられたデータ信号を受信する（ステップ１２０１）。
本実施の形態において、第一受信器１００３は送信機が送信するトレーニングシーケンスが設けられたデータ信号を受信する。該トレーニングシーケンスの構造は第１の実施の形態、図４に記載のとおりであり、ここでは重複説明は省略する。
該トレーニングシーケンスの該データ信号中における位置を検索する（ステップ１２０２）。
本実施の形態において、同期器１００１は該トレーニングシーケンスの該データ信号中における位置を決定し、具体的同期方法は第２の実施の形態と類似し、以下で図面１３に示されたフローチャートを参照し、同期方法について説明を行うため、ここでは重複説明は省略する。
周波数オフセットに対して推定及び補償を行う（ステップ１２０３）。
本実施の形態において、周波数オフセット補償器１００４は周波数オフセットを補償することができ、第２の実施の形態と類似している。以下で図１４に示されたフローチャートを参照し、周波数オフセット補償方法について説明を行うため、ここでは重複説明は省略する。
補償後のデータ信号及び該トレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定する（ステップ１２０４）。
ここで、第一処理器１００２は補償後のデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき等化器の初期タップ係数を設定し、以下の方式を用いることができる。
周波数オフセット補償後の信号を周波数領域に変換し、周波数オフセット補償後の信号及び該トレーニングシーケンスを用いて周波数領域の係数を計算し、該周波数領域の係数を変換し、時間領域等化器の初期タップ係数を得る。
具体的な初期タップ係数設定方式は第２の実施の形態及び第３の実施の形態に記載のとおりであり、具体的には式（１６ｘ）及び（１６ｙ）から式（１７）、（２７）、式（１９）及び（２０）までを用いてもよく、ここでは重複説明は省略する。
上記第２の実施の形態からわかるように、ステップ１２０１及びステップ１２０３はオプションステップである。
図１３は同期方法のフローチャートであり、図１３に示されているように、それには以下のステップが含まれる。
トレーニング符号の長さ、トレーニング符号の個数、巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング信号の前Ｎｆ個のサンプリング信号と後Ｎｆ個のサンプリング信号との相関値を計算する（ステップ１３０１）。
ここで、第一相関計算器８０１は上記式（３ｘ）及び（３ｙ）を用いて該相関値を計算することができる。
該相関値のモジュラスの平方を計算する（ステップ１３０２）。
ここで、第一モジュラス平方演算器８０２は式（４ｘ）及び（４ｙ）を用いて該相関値のモジュラスの平方を計算することができる。
ステップ１３０３では、該相関値のモジュラスの平方を用いてあらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって該トレーニングシーケンスの開始位置を得る。ここで、該あらかじめ定められたサンプリング点序数とは該相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいう。αは（ｎ−１）／ｎ超、１未満の正の数であり、ｎは１未満の正の数である。
ここで、第一加重平均器８０３は式（５ｘ）及び（５ｙ）、（６ｘ）及び（６ｙ）を利用し、又はさらに式（７）を含んで加重平均を行い、又は式（８）を用いて加重平均を行う。
該開始位置及び該トレーニングシーケンスの長さに基づき該トレーニングシーケンスの受信した信号中における位置を決定するステップ１３０４。
ここで、第二処理器８０４は式（９ｘ）及び（９ｙ）又は（１０ｘ）及び（１０ｙ）を用いて決定することができる。
図１４は周波数オフセット補償方法のフローチャートであり、図１４に示されているように、それには以下のステップが含まれる。
トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、該トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって、第一周波数オフセットを計算する（ステップ１４０１）。
ここで、第一周波数オフセット推定器１１０１は式（２１）を用いて第一周波数オフセットを推定することができる。
該第一周波数オフセットを用いて、受信した該データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行う（ステップ１４０２）。
ここで、第一周波数オフセット補償器１１０２は該第一周波数オフセットを利用し、従来のいずれか１種類の方式を用いて、第一周波数オフセット補償を行う。例えば（２２ｘ）及び（２２ｙ）の式を用いて周波数オフセット補償を行う。
該トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換する（ステップ１４０３）。
ここで、第一変換器１１０３が該変換を行う場合、従来のいずれか１種類の方法を用いてもよく、ここでは重複説明は省略する。
第一周波数オフセット補償後のトレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算する（ステップ１４０４）。
ここで、第一パワー計算器１１０４は、いずれか１種類の方法を用いてパワーを計算してもよく、例えば式（２３）を用いて該パワーを計算する。
ステップ１４０５では、算出されたパワー、該トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算する。
ここで、第二周波数オフセット推定器１１０５は式（２４）を用いて該第二周波数オフセットを推定することができる。
該第二周波数オフセットに基づき、該第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行う（ステップ１４０６）。
ここで、第二周波数オフセット補償器１１０６は従来のいずれか１種類の方式を用いて周波数オフセット補償を行ってもよい。例えば式（２５ｘ）及び（２５ｙ）を用いて周波数オフセット補償を行う。
上記実施の形態からわかるように、トレーニングシーケンスは周波数オフセットの推定に役立つことが以下の面に表れている。１）第一周波数オフセットｆ1は相関値推定に基づくものであり、トレーニングシーケンス中にｎ対の同一の利用可能なトレーニング符号を含み、これは推定精度を高めるのに役立つ。２）トレーニング符号はＣＡＺＡＣシーケンスを使用し、異なる周波数点におけるパワーは同一であるが、スペクトルの両側はゼロ充填周波数点であり、これはトレーニング符号の各周波数点におけるパワーに基づき第二周波数オフセットｆ2 を推定する方法をさらに信頼できるものにし、且つ推定範囲を大きくする。３）第一周波数オフセットｆ1の推定範囲は周波数領域解像度（隣接周波数点の間隔）にちょうど等しく、これによって周波数オフセットに対する二段階推定は隙間なくつながり、盲点がなくなる。
トレーニングシーケンスがタップ係数の計算に役立つことは以下の点に表れている。１）トレーニング符号中に使用されたＣＡＺＡＣシーケンスの各周波数点におけるパワーが同一であるため、係数計算時に異なる周波数点に対して公平である。２）トレーニングシーケンス中に異なるトレーニング符号を含み、異なるトレーニング符号は係数計算に異なるデータサンプルを提供し、最小平均２乗誤差基準に基づく計算結果をさらに正確にする。３）トレーニングシーケンス中に同一のトレーニング符号も含み、同一のトレーニング符号が提供するのは同一のデータサンプルであるが、その上にオーバーレイする雑音サンプルは異なり、同一のトレーニング符号に基づき係数を計算する場合、係数に対して平均効果を有することに相当し、これは雑音に対して抑制作用を持つ。
（第４の実施の形態）
図１５は第４の実施の形態の等化器の構造図である。図１５に示されているように、等化器１５００は、第三処理器１５０１及び第四処理器１５０２を含む。ここで、
第三処理器１５０１は、該等化器の初期タップ係数を決定し、該第三処理器１５０１は第２の実施の形態又は３の係数決定装置７００又は１０００であってもよいが、ここでは重複説明は省略する。
第四処理器１５０２は、第三処理器１５０１が決定した初期タップ係数を用いて、又は該初期タップ係数及び一定比率で送信機が送信するデータ信号中に分布するその他のトレーニングシーケンスを用いてタップ係数を更新し、受信信号に対して等化処理を行う。
以下では図１５及び以下のフローチャート１６を結び付けて等化方法について説明を行う。
図１６は第４の実施の形態の等化方法のフローチャートである。図１６に示されているように、それには以下のステップを含む。
等化器の初期タップ係数を設定する（ステップ１６０１）。
ここで、第２の実施の形態及び３に記載の方法を用いて該初期タップ係数を決定してもよいが、ここでは重複説明は省略する。
該初期タップ係数を用いてタップ係数を更新し、又は該初期タップ係数及び一定比率で送信機が送信するデータ信号中に分布するその他のトレーニングシーケンスを用いてタップ係数を更新し、受信信号に対して等化処理を行う（ステップ１６０２）。
本実施の形態において、該初期タップ係数を用いてタップ係数を更新し、受信信号に対して等化処理を行う場合、従来のいずれか１種類の方法、例えば定モジュラスアルゴリズム（CMA）又は最小平均２乗誤差（LMS）を用いてもよい。
他の１つの実施の形態において、上記実施の形態に記載したように、実施の形態中のトレーニングシーケンス、図４に示されたトレーニングシーケンスＴＳを用いて最適値に近い初期タップ係数を得ることができる。また図１７に示されているように、ペイロードデータ（payload data）中に、さらに周期的に短いその他のトレーニングシーケンス（Ｔで表す）を挿入する。このようにすれば、これらのトレーニングシーケンスＴに基づき初期タップ係数を更新することができる。
例えば、トレーニングシーケンスＴに対応する符号は位相変調（QPSK、8PSK等）を用いるが、ペイロードデータはいかなる変調方式を使用してもよく、非定モジュラスのもの（8QAM、16QAM等）であってもよい。トレーニングシーケンスＴのみによってタップ係数を更新するため、通常の定モジュラスアルゴリズム（CMA）を使用することができ、これによってタップ係数の更新をペイロードデータの変調方式と無関係にする。該手段は変調方式可変又は高次非定モジュラス変調方式を用いたコヒーレント光通信システムに適用され、その長所は異なる変調方式に対して同様のアルゴリズムを用いて等化器係数を更新することができることにある。
上記実施の形態からわかるように、トレーニングシーケンス中にｎ対の同一のトレーニング符号を含むため、この特徴を用いてトレーニングシーケンスの開始位置を見つけ、同期を実現する場合、同期位置計算の正確性を高め、それによって設定する初期タップ係数を最適値に近づけ、該初期タップ係数に基づき、さらにタップ係数を更新し、計算量及び計算複雑度を低減させることができる。
（第５の実施の形態）
実施の形態は同期器を提供し、受信したデータ信号中のトレーニングシーケンスの位置を検索するために用いる。
その具体的構成は第２の実施の形態図８に示された同期器を用いて実現することができ、同期方法は図１３に示されているとおりであり、その内容はここに組み込まれるが、ここでは重複説明は省略する。
（第６の実施の形態）（周波数オフセット補償器）
本実施の形態は周波数オフセット補償器を提供し、周波数オフセット推定及び補償を行うために用いる。その具体的構成は第２の実施の形態の図１１に示された周波数オフセット補償器を用いて実現することができ、その周波数オフセット推定及び補償方法は図１４に示されているとおりであり、その内容はここに組み込まれるが、ここでは重複説明は省略する。
（第７の実施の形態）
図１８は第７の実施の形態の周波数オフセット推定器の構造図である。図１８に示されているように、それは、第一周波数オフセット推定器１８０１、第一変換器１８０２、第一パワー計算器１８０３及び第二周波数オフセット推定器１８０４を含む。ここで、第一周波数オフセット推定器１８０１は、トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、該トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって第一周波数オフセットを計算する。第一変換器１８０２は、該トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換する。第一パワー計算器１８０３は、トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算する。第二周波数オフセット推定器１８０４は、算出されたパワー、該トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき第二周波数オフセットを計算するために用いられる。
上記実施の形態において、各構成の作用は図１１に示された周波数オフセット補償器を参考にすることができ、ここでは重複説明は省略する。
（第８の実施の形態）
本実施の形態は受信機を提供し、該受信機は、上記第２の実施の形態及び第３の実施の形態の係数決定装置、第４の実施の形態の等化器、第５の実施の形態に記載の同期器、第６の実施の形態に記載の周波数オフセット補償器、第７の実施の形態に記載の周波数オフセット推定器、のうち１以上を含む。
図１９は、第８の実施の形態の受信機の構造略図である。図１９に示されているように、受信機は、コヒーレント検出ユニット１９０１、アナログ‐デジタル変換ユニット１９０２、等化器１９０３及びデータ復元ユニット１９０４を含む。ここで、コヒーレント検出ユニット１９０１は、入力信号に対してコヒーレント検出を行う。アナログ‐デジタル変換ユニット１９０２は、コヒーレント検出ユニット１９０１が出力した信号に対してアナログ‐デジタル変換を行う。等化器１９０３中の適応等化器は上記第４の実施の形態の等化器によって実現してもよく、その内容はここに組み込まれるが、ここでは重複説明は省略する。データ復元ユニット１９０４は、等化器３０３の補償後の信号に対してデータ復元を行う。
本実施の形態において、コヒーレント検出ユニット１９０１、アナログ‐デジタル変換ユニット１９０２、データ復元ユニット１９０４はすべて従来の構造及び機能によって実現してもよく、本実施の形態はこれを以って制限されるものではない。
他の１つの実施の形態において、等化器１９０３中の適応等化器は従来のいずれか１種類の等化器、図２に示されたバタフライフィルタを用いてもよいが、該等化器の初期タップ係数の設定は上記実施の形態の係数決定装置を用い、その具体的構造は第２の実施の形態及び３によって実現してもよく、その内容はここに組み込まれるが、ここでは重複説明は省略する。図２０に示されているように、そのうち等化器は従来のいずれか１種類の結果を用いて実現される。
他の１つの実施の形態において、該受信機は第５の実施の形態に記載の同期器、又は第６の実施の形態に記載の周波数オフセット補償器、又は第７の実施の形態に記載の周波数オフセット推定器をさらに含んでもよく、受信機が該関連情報を用いて受信した信号をさらに処理することができるようにするが、ここでは重複説明は省略する。
（第９の実施の形態）
本実施の形態は通信システムを提供し、該システムは送信機２１０１及び受信機２１０２を含む。ここで、受信機２１０２は第８の実施の形態に記載の受信機であり、その内容はここに組み込まれるが、ここでは重複説明は省略する。
送信機は第１の実施の形態に記載の送信機であり、その内容はここに組み込まれるが、ここでは重複説明は省略する。
図２２は第９の実施の形態中の送信機２１０１の構造略図である。図２２に示されているように、送信機２１０１は、信号生成器２２０１、デジタル−アナログ変換ユニット２２０３及び光変調器ユニット２２０４を含む。ここで、信号生成器２２０１は送信データに基づきデジタル信号を生成し、トレーニングシーケンス挿入ユニット２２０２は、生成されたデジタル信号中に上記実施の形態に記載のトレーニングシーケンスを挿入する。デジタル−アナログ変換ユニット２２０３は前記デジタル信号に対してデジタル−アナログ変換を行う。光変調器ユニット２２０４は該デジタル−アナログ変換ユニットが変換した後の信号を変調信号として光に対して変調を行う。
本実施の形態において、トレーニングシーケンス挿入ユニット２２０２は図３中の第六処理器に相当し、すでに生成されたデジタル信号中にトレーニングシーケンスを挿入する。デジタル−アナログ変換ユニット２２０３、光変調器ユニット２２０４は図３中の送信機に相当し、このほか、信号発生器２２０１をさらに含み、データ信号を生成するために用いる。上記部品はすべて従来の構造及び機能によって実現してもよいが、実施の形態はこれによって制限されるものではない。
該係数決定装置において、初期タップ係数を決定する場合、送信機が送信するトレーニングシーケンスが設けられた信号を受信し、該トレーニングシーケンスの前記受信した信号中における位置を検索し、その後受信した信号及び該トレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定する。このようにして最適値により近い初期タップ係数を決定し、信号損傷をおおむね補償し、受信機が信号をさらに処理するために便宜を提供することができる。
該等化器において、決定された初期タップ係数は最適値に近いため、決定された初期タップ係数を直接用いて受信信号を等化すれば、大部分の信号損傷を補償することができ、決定された初期タップ係数を用いてタップ係数を更新する場合、収束速度を高め、係数をすばやく最適値に到達させることができる。
上記同期器において、まずトレーニング符号の長さＮｆ、及び該トレーニング符号の前後に設けられた巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値を計算し、該相関値のモジュラスの平方を計算し、２つの偏波状態における前記相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって前記トレーニングシーケンスの開始位置を得、前記開始位置及び前記トレーニングシーケンスの長さに基づき、前記トレーニングシーケンスの該受信信号中における位置を決定する。上記方法及び上記トレーニングシーケンスを使用して同期を行ったため、同期の精度が高まった。
上記周波数オフセット補償器において、トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって第一周波数オフセットを計算し、前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換し、第一周波数オフセット補償後のトレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算し、算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき第二周波数オフセットを計算し、上記第一周波数オフセット及び第二周波数オフセットを用いてそれぞれ受信信号に対して周波数オフセット補償を行う。前記ｎ対のトレーニング符号を含むトレーニングシーケンスを用いたため、周波数オフセット推定の精度が高まった。
該送信機において、ペイロードデータ中にトレーニングシーケンスを挿入し、前記トレーニングシーケンスが設けられたデータ信号を受信機に送信し、このようにして受信機は該トレーニングシーケンスを用いて同期、周波数オフセット推定及び補償、等化を行うことができる。
本発明の以上の装置及び方法はハードウェアによって実現してもよく、ハードウェアとソフトウェアを結合して実現してもよい。本発明はこのようなコンピュータ読取可能プログラムに関し、該プログラムが論理部品によって実行される場合、該論理部品に上記装置又は構成部品を実現させ、又は該論理部品に上記各種方法又はステップを実現させることができる。本発明はさらに以上のプログラムを保存するために用いられる、ハードディスク、磁気ディスク、光ディスク、ＤＶＤ、フラッシュメモリ等の記憶媒体に関する。
以上、具体的実施方式を結び付けて本発明を記述したが、本分野当業者は、これらの記述がすべて例示的なものであり、本発明保護範囲に対する制限ではないことを理解しなければならない。本分野当業者は本発明の精神および原理に基づき、本発明に対して各種変形および修正を行うことができ、これらの変形及び修正も本発明の範囲内にある。
以上の複数の実施の形態を含む実施方式に関して、さらに下記の付記を公開する。
（付記１）
送信機から受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号中で前記トレーニングシーケンスの受信した信号中における位置を検索するための同期器、
受信した信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定するための第一処理器、
を含み、
ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対のトレーニング符号において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である
ことを特徴とする係数決定装置。
（付記２）
前記トレーニングシーケンスはさらに、
前記トレーニングシーケンスとペイロードデータとの間に保護間隔を有する、
異なる対のトレーニング符号の間に低相互相関を有する、
２つの偏波状態において異なる対のトレーニング符号に属するが同一周波数点に位置するデータは相関しない、
前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号は定振幅ゼロ自己相関シーケンスファミリー中から選ばれる、
前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さは素数である、
以上の５つの条件のうち１以上を満たすことを特徴とする付記１に記載の係数決定装置。
（付記３）
前記同期器は、
前記トレーニング符号の長さＮｆ、トレーニング符号の個数、並びに前記巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値を計算するために用いられる第一相関計算器、
前記相関値のモジュラスの平方を計算するために用いられる第一モジュラス平方演算器、
２つの偏波状態における前記相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって前記トレーニングシーケンスの開始位置を得るために用いられ、ここで、前記あらかじめ定められたサンプリング点序数とは前記相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいい、αの値がとる範囲は（ｎ−１）／ｎから１の間である、第一加重平均器、
前記開始位置、前記トレーニング符号の長さＮｆ、並びに前記巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、前記トレーニングシーケンスの受信した前記信号中における位置を決定するために用いられる第二処理器、を含むことを特徴とする付記１又は２に記載の係数決定装置。
（付記４）
受信した信号の周波数オフセットに対して推定及び補償を行うために用いられる周波数オフセット補償器をさらに含み、
前記第一処理器はさらに前記周波数オフセット補償器が補償した後のデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき等化器の初期タップ係数を設定するために用いられることを特徴とする付記１〜３のいずれか１項に記載の係数決定装置。
（付記５）
前記周波数オフセット補償器は、
トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって、第一周波数オフセットを計算するための第一周波数オフセット推定器、
前記第一周波数オフセットを用いて、受信した前記データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行うための第一周波数オフセット補償器、
前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換するための第一変換器、
トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算するための第一パワー計算器、
算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算するための第二周波数オフセット推定器、
前記第二周波数オフセットに基づき、前記第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行うための第二周波数オフセット補償器、を含むことを特徴とする付記４に記載の係数決定装置。
（付記６）
前記等化器の初期タップ係数を決定するために用いられ、付記１〜５のいずれか１項に記載の係数決定装置である第三処理器、
前記第三処理器が決定した初期タップ係数を用いて、又は前記初期タップ係数及び一定比率で送信機が送信するデータ信号中に分布するその他のトレーニングシーケンスを用いてタップ係数を更新し、受信信号に対して等化処理を行う第四処理器、
を含むことを特徴とする等化器。
（付記７）
受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号、前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さＮｆ、トレーニング符号の個数、並びに前記トレーニング符号の前後に設けられた巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値を計算するために用いられ、ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対のトレーニング符号において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である、第二相関計算器、
前記相関値のモジュラスの平方を計算するための第二モジュラス平方演算器、
２つの偏波状態における前記相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって前記トレーニングシーケンスの開始位置を得るために用いられ、ここで、前記あらかじめ定められたサンプリング点序数とは前記相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいい、αの値がとる範囲は（ｎ−１）／ｎから１の間である、第二加重平均器、
前記開始位置、前記トレーニング符号の長さ、並びに前記巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、前記トレーニングシーケンスの前記データ信号中における位置を決定する第五処理器、を含むことを特徴とする同期器。
（付記８）
受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号中の前記トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さＮｆ、及びサンプリング時間間隔によって第一周波数オフセットを計算するために用いられ、ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対のトレーニング符号において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である、第三周波数オフセット推定器、
前記第一周波数オフセットを用いて、受信した前記データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行うための第三周波数オフセット補償器、
前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換するための第三変換器、
トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算するための第二パワー計算器、
算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算するための第四周波数オフセット推定器、
前記第二周波数オフセットに基づき、前記第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行うための第四周波数オフセット補償器、
を含むことを特徴とする周波数オフセット補償器。
（付記９）
トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって、第一周波数オフセットを計算するための第四周波数オフセット推定器、
前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換するために用いられる第四変換器、
トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算するために用いられる第三パワー計算器、
算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算するために用いられる第五周波数オフセット推定器、を含むことを特徴とする周波数オフセット推定器。
（付記１０）
付記１〜５のいずれか１項に記載の係数決定装置を含み、又は付記６に記載の等化器、若しくは付記７に記載の同期器、若しくは付記８に記載の周波数オフセット補償器、若しくは付記９に記載の周波数オフセット推定器
を含むことを特徴とする受信機。
（付記１１）
ペイロードデータ中にトレーニングシーケンスを挿入するための第六処理器と、
前記トレーニングシーケンスが設けられたペイロードデータを受信機に送信するための送信器とを含み、
ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、該ｎ対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数である、送信機。
（付記１２）
前記トレーニングシーケンスがさらに
前記トレーニングシーケンスとペイロードデータとの間に保護間隔を有する、
異なる対のトレーニング符号の間に低相互相関を有する、
２つの偏波状態において異なる対のトレーニング符号に属するが同一周波数点に位置するデータは相関しない、
前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号は定振幅ゼロ自己相関シーケンスファミリー中から選ばれる、
前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さは素数である、
以上の５つの条件のうち１以上を満たすことを特徴とする付記１１に記載の送信機。
（付記１３）
送信機から受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号中で前記トレーニングシーケンスの前記受信した信号中における位置を検索し、
受信したデータ信号及び前記トレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定すること、
を含み、
ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対のトレーニング符号において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数であることを特徴とする係数決定方法。
（付記１４）
前記トレーニングシーケンスがさらに、
前記トレーニングシーケンスとペイロードデータとの間に保護間隔を有する、
異なる対のトレーニング符号の間に低相互相関を有する、
２つの偏波状態において異なる対のトレーニング符号に属するが同一周波数点に位置するデータは相関しない、
前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号は定振幅ゼロ自己相関シーケンスファミリー中から選ばれる、
前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さは素数である、
以上の５つの条件のうち１以上を満たすことを特徴とする付記１３に記載の方法。
（付記１５）
前記の前記トレーニングシーケンスの前記データ信号中における位置を検索することは、
前記トレーニング符号の長さＮｆ、トレーニング符号の個数、並びに前記巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点を開始とする各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値を計算し、
前記相関値のモジュラスの平方を計算し、
２つの偏波状態における前記相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって前記トレーニングシーケンスの開始位置を得、ここで、前記あらかじめ定められたサンプリング点序数とは前記相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいい、αの値がとる範囲は（ｎ−１）／ｎから１の間であり、
前記開始位置及び前記トレーニングシーケンスの長さに基づき、前記トレーニングシーケンスの前記受信信号中における位置を決定すること、
を含む付記１３又は１４に記載の方法。
（付記１６）
等化器の初期タップ係数を設定する前に、周波数オフセットに対して推定及び補償を行い、
補償後のデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定することをさらに含むことを特徴とする付記１３から付記１５のいずれかに記載の方法。
（付記１７）
前記周波数オフセットに対して推定及び補償を行うことは、
トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって第一周波数オフセットを計算し、
前記第一周波数オフセットを用いて、受信した前記データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行い、
前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換し、
第一周波数オフセット補償後のトレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算し、
算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算し、
前記第二周波数オフセットに基づき、前記第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行うこと、
を含むことを特徴とする付記１６に記載の方法。
（付記１８）
前記補償後のデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定することは、
周波数オフセット補償後の信号を周波数領域に変換し、
周波数オフセット補償後の信号及び前記トレーニングシーケンスを用いて、周波数領域の係数を計算し、
前記周波数領域の係数を変換し、時間領域等化器の初期タップ係数を得る
ことを含むことを特徴とする付記１７に記載の方法。
（付記１９）
付記１３ないし１８のいずれか１項に記載の方法を用いて等化器の初期タップ係数を決定し、
前記初期タップ係数を用いてタップ係数を更新し、又は前記初期タップ係数及び一定比率で送信機が送信するデータ信号中に分布するその他のトレーニングシーケンスを用いてタップ係数を更新し、受信信号に対して等化処理を行うこと、を含むことを特徴とする等化方法。
（付記２０）
受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号中の、前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さＮｆ、トレーニング符号の個数、並びに前記トレーニング符号の前後に設けられた巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる各偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値を計算することであって、ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対のトレーニング符号において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数であり、
前記相関値のモジュラスの平方を計算し、
２つの偏波状態における前記相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって前記トレーニングシーケンスの開始位置を得、ここで、前記あらかじめ定められたサンプリング点序数とは前記相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいい、αは（ｎ−１）／ｎ超、１未満の正の数であり、
前記開始位置及び前記トレーニングシーケンスの長さに基づき、前記トレーニングシーケンスの前記データ信号中における位置を決定すること、
を含むことを特徴とする同期方法。
（付記２１）
受信したトレーニングシーケンスが設けられたデータ信号中の、前記トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニング符号の長さＮｆ、及びサンプリング時間間隔によって第一周波数オフセットを計算し、ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対のトレーニング符号において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数であり、
前記第一周波数オフセットを用いて、受信した前記データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行い、
前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換し、
第一周波数オフセット補償後のトレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算し、
算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算し、
前記第二周波数オフセットに基づき、前記第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行うこと、
を含むことを特徴とする周波数オフセット補償方法。
（付記２２）
トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって、第一周波数オフセットを計算し、
前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換し、
トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算し、
算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算すること、
を含むことを特徴とする周波数オフセット推定方法。
（付記２３）
ペイロードデータ中にトレーニングシーケンスを挿入し、
前記トレーニングシーケンスが設けられたペイロードデータを受信機に送信すること、
を含み、
ここで、各偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記対のトレーニング符号中において、同一対のトレーニング符号は同一であり、異なる対のトレーニング符号は異なり、各対トレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられ、ｎは１より大きい整数であること、を含むことを特徴とするデータ送信方法。
（付記２４）
前記トレーニングシーケンスがさらに、
前記トレーニングシーケンスとペイロードデータとの間に保護間隔を有する、
異なる対のトレーニング符号の間に低相互相関を有する、
２つの偏波状態において異なる対のトレーニング符号に属するが同一周波数点に位置するデータは相関しない、
以上の３つの条件のうち１以上を満たす、付記２３に記載の方法。
（付記２５）
前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号は定振幅ゼロ自己相関シーケンスファミリー中から選択されることを特徴とする付記２３又は２４に記載の方法。
（付記２６）
前記トレーニング符号の長さは素数であることを特徴とする付記２５に記載の方法。
（付記２７）
送信機及び受信機を含み、
前記送信機は付記１１又は１２に記載の送信機であり、前記受信機は付記１０に記載の受信機であることを特徴とする通信システム。
３００ 送信器
３０１ 第六処理器
３０２ 送信器
７００ 係数決定装置
７０１ 同期器
７０２ 第一処理器
８０１ 第一相関計算器
８０２ 第一モジュラス平方演算器
８０３ 第一加重平均器
８０４ 第二処理器

Claims (8)

  1. 送信機から受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号から前記トレーニングシーケンスの位置を検索するための同期器、
    受信した信号及び該信号の前記位置に設けられているトレーニングシーケンスに基づき、等化器の初期タップ係数を設定するための第一処理器、
    を含み、
    ここで、水平偏波状態と垂直偏波状態との２つの偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対の各対においてはトレーニング符号は同一であり、前記ｎ対のうちのいずれの１対のトレーニング符号も前記ｎ対のうちの前記１対以外のいずれの対のトレーニング符号と異なっており、前記ｎ対の各対のトレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられており、ｎは１より大きい整数であり、
    前記同期器は、
    前記トレーニング符号の長さＮ ｆ 、トレーニング符号の個数、並びに前記巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる水平偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎ ｆ のサンプリング値の前Ｎ ｆ 個のサンプリング値と後Ｎ ｆ 個のサンプリング値との相関値と、各サンプリング点から始まる垂直偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎ ｆ のサンプリング値の前Ｎ ｆ 個のサンプリング値と後Ｎ ｆ 個のサンプリング値との相関値と、を計算する第一相関計算器、
    前記相関値のモジュラスの平方を計算するために用いられる第一モジュラス平方演算器、
    前記２つの偏波状態における前記相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって前記トレーニングシーケンスの開始位置を得るために用いられ、ここで、前記あらかじめ定められたサンプリング点序数とは前記相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいい、αの値がとる範囲は（ｎ−１）／ｎから１の間である、第一加重平均器、
    前記開始位置、前記トレーニング符号の長さＮ ｆ 、並びに前記巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、前記トレーニングシーケンスの受信した前記信号中における位置を決定する第二処理器、
    を含む
    ことを特徴とする係数決定装置。
  2. 前記トレーニングシーケンスはさらに、
    前記トレーニングシーケンスとペイロードデータとの間に保護間隔を有する、
    異なる対のトレーニング符号の間に低相互相関を有する、
    ２つの偏波状態において異なる対のトレーニング符号に属するが同一周波数点に位置するデータは相関しない、
    前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号は定モジュラスゼロ自己相関シーケンスファミリー中から選択される、
    前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さは素数である、
    以上の５つの条件のうち１以上を満たすことを特徴とする請求項１に記載の係数決定装置。
  3. さらに、受信した前記データ信号の周波数オフセットに対して推定及び補償を行う周波数オフセット補償器を含み、
    前記第一処理器はさらに前記周波数オフセット補償器の周波数オフセット補償後のデータ信号及びトレーニングシーケンスに基づき等化器の初期タップ係数を設定するために用いられることを特徴とする請求項１又は２に記載の係数決定装置。
  4. 前記周波数オフセット補償器は、
    トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニング符号の長さ、及びサンプリング時間間隔によって、第一周波数オフセットを計算するための第一周波数オフセット推定器、
    前記第一周波数オフセットを用いて、受信した前記データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行うための第一周波数オフセット補償器、
    前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換するための第一変換器、
    トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算するための第一パワー計算器、
    算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算するための第二周波数オフセット推定器、
    前記第二周波数オフセットに基づき、前記第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行うための第二周波数オフセット補償器、
    を含むことを特徴とする請求項３に記載の係数決定装置。
  5. 等化器の初期タップ係数を決定するために用いられ、請求項１ないし４のいずれか１項に記載の係数決定装置である第三処理器、
    前記第三処理器より決定された初期タップ係数を用いて、又は前記初期タップ係数及び一定比率で送信機が送信するデータ信号中に分布するその他のトレーニングシーケンスを用いてタップ係数を更新し、受信信号に対して等化処理を行う第四処理器、
    を含むことを特徴とする等化器。
  6. 受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号、前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さＮｆ、トレーニング符号の個数、及び前記トレーニング符号の前後に設けられた巡回プレフィックスと巡回ポストフィックスの長さに基づき、各サンプリング点から始まる水平偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎｆのサンプリング値の前Ｎｆ個のサンプリング値と後Ｎｆ個のサンプリング値との相関値と、垂直偏波状態におけるｎ区間の長さ２Ｎ ｆ のサンプリング値の前Ｎ ｆ 個のサンプリング値と後Ｎ ｆ 個のサンプリング値との相関値とを計算するために用いられ、ここで、水平偏波状態と垂直偏波状態との２つの偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対の各対においてはトレーニング符号は同一であり、前記ｎ対のうちのいずれの１対のトレーニング符号も前記ｎ対のうちの前記１対以外のいずれの対のトレーニング符号と異なっており、前記ｎ対の各対のトレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられており、ｎは１より大きい整数である、第二相関計算器、
    前記相関値のモジュラスの平方を計算するための第二モジュラス平方演算器、
    前記２つの偏波状態における前記相関値のモジュラスの平方を用いて、あらかじめ定められたサンプリング点序数に対して加重平均を行い、それによって前記トレーニングシーケンスの開始位置を得るために用いられ、ここで、前記あらかじめ定められたサンプリング点序数とは前記相関値のモジュラスの平方が最大の相関値のモジュラスの平方のα倍より大きいサンプリング点序数をいい、αの値がとる範囲は（ｎ−１）／ｎから１の間である、第二加重平均器、
    前記開始位置、前記トレーニング符号の長さ、並びに前記巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスの長さに基づき、前記トレーニングシーケンスの前記データ信号中における位置を決定する第五処理器、
    を含むことを特徴とする同期器。
  7. 受信したトレーニングシーケンスが設けられた信号中の前記トレーニングシーケンスの開始位置に対応する相関値、前記トレーニングシーケンスのトレーニング符号の長さＮｆ、及びサンプリング時間間隔によって第一周波数オフセットを計算するために用いられ、ここで、水平偏波状態と垂直偏波状態との２つの偏波状態において、前記トレーニングシーケンスはｎ対のトレーニング符号を含み、前記ｎ対の各対においてはトレーニング符号は同一であり、前記ｎ対のうちのいずれの１対のトレーニング符号も前記ｎ対のうちの前記１対以外のいずれの対のトレーニング符号と異なっており、前記ｎ対の各対のトレーニング符号の前後にそれぞれ巡回プレフィックス及び巡回ポストフィックスが設けられており、ｎは１より大きい整数である、第三周波数オフセット推定器、
    前記第一周波数オフセットを用いて、受信した前記データ信号に対して第一周波数オフセット補償を行うための第三周波数オフセット補償器、
    前記トレーニングシーケンスに対応する時間領域信号を周波数領域に変換するための第三変換器、
    トレーニングシーケンスの各周波数点におけるパワーを計算するための第二パワー計算器、
    算出されたパワー、前記トレーニングシーケンスの周波数スペクトル上にデータを充填した周波数点及びゼロ充填周波数点の位置に基づき、第二周波数オフセットを計算するための第四周波数オフセット推定器、
    前記第二周波数オフセットに基づき、前記第一周波数オフセット補償を行った後の信号に対して第二周波数オフセット補償を行うための第四周波数オフセット補償器、
    を含むことを特徴とする周波数オフセット補償器。
  8. 請求項１ないし４のいずれか１項に記載の係数決定装置を含み、又は請求項５に記載の等化器、若しくは請求項６に記載の同期器、若しくは請求項７に記載の周波数オフセット補償器を含むことを特徴とする受信機。
JP2013180124A 2012-09-14 2013-08-30 係数決定装置、等化器、受信機及び送信機 Active JP6123584B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201210343013.XA CN103684601B (zh) 2012-09-14 2012-09-14 系数确定装置、均衡器、接收机和发射机
CN201210343013.X 2012-09-14

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2014060708A JP2014060708A (ja) 2014-04-03
JP6123584B2 true JP6123584B2 (ja) 2017-05-10

Family

ID=49170615

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013180124A Active JP6123584B2 (ja) 2012-09-14 2013-08-30 係数決定装置、等化器、受信機及び送信機

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9106339B2 (ja)
EP (1) EP2709328B1 (ja)
JP (1) JP6123584B2 (ja)
CN (1) CN103684601B (ja)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103684601B (zh) * 2012-09-14 2016-04-20 富士通株式会社 系数确定装置、均衡器、接收机和发射机
US10171173B2 (en) * 2014-03-17 2019-01-01 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Optical signal transmission apparatus and optical signal transmission method
WO2016008078A1 (zh) * 2014-07-14 2016-01-21 华为技术有限公司 一种均衡器的控制电路、均衡器和光接收机
EP2996264A1 (en) 2014-09-12 2016-03-16 Xieon Networks S.à r.l. Data-aided chromatic dispersion estimation
US9559786B2 (en) * 2015-03-17 2017-01-31 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Pilot-aided coherent receiver for optical communications
JP6540295B2 (ja) 2015-07-09 2019-07-10 富士通株式会社 適応等化回路、ディジタルコヒーレント受信器および適応等化方法
JP6206545B1 (ja) * 2016-06-17 2017-10-04 Ｎｔｔエレクトロニクス株式会社 伝送特性補償装置、伝送特性補償方法及び通信装置
CN109600852B (zh) * 2017-09-30 2021-11-19 华为技术有限公司 一种资源指示方法、通信装置及网络设备
CN109510668B (zh) * 2018-12-11 2020-06-30 武汉邮电科学研究院有限公司 相干光通信中基于准前馈控制的自适应均衡器及方法
CN110224761B (zh) * 2019-05-30 2020-08-04 武汉邮电科学研究院有限公司 一种快速求解偏振旋转矩阵和均衡器系数的方法及系统
JP7338419B2 (ja) * 2019-11-19 2023-09-05 富士通株式会社 適応等化器、光受信器、及び適応等化方法
JP7331657B2 (ja) * 2019-11-21 2023-08-23 富士通株式会社 適応等化器、これを用いた光受信器、及び光伝送システム
US10938483B1 (en) * 2020-06-17 2021-03-02 Ciena Corporation Training-aided feedforward channel equalization
CN114389926B (zh) * 2020-10-22 2024-09-17 南京中兴软件有限责任公司 系数设置方法、信号处理方法、装置、设备及存储介质
CN115656932A (zh) * 2022-09-20 2023-01-31 西安迅尔电子有限责任公司 一种信道化接收机的信道内同时到达信号检测算法
CN115512461B (zh) * 2022-11-16 2023-02-07 华南师范大学 飞机巡航稳态的确定方法、装置以及计算机设备

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5481564A (en) * 1990-07-20 1996-01-02 Fujitsu Limited Received data adjusting device
US6618452B1 (en) * 1998-06-08 2003-09-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Burst carrier frequency synchronization and iterative frequency-domain frame synchronization for OFDM
KR100682078B1 (ko) * 1998-12-24 2007-02-15 내셔널 세미컨덕터 코포레이션 이동 무선 시스템에서의 적응 등화 기술을 위한 향상된 방법
US7418043B2 (en) * 2000-07-19 2008-08-26 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Software adaptable high performance multicarrier transmission protocol
US7873021B2 (en) * 2002-04-25 2011-01-18 Imec CDMA transceiver techniques for wireless communications
AU2003903826A0 (en) * 2003-07-24 2003-08-07 University Of South Australia An ofdm receiver structure
US20050047802A1 (en) * 2003-09-02 2005-03-03 Harris Corporation Post-detection, fiber optic dispersion compensation using adjustable infinite impulse response filter employing trained or decision-directed adaptation
US7315575B2 (en) * 2004-03-08 2008-01-01 Nortel Networks Limited Equalization strategy for dual-polarization optical transport system
US7643582B2 (en) 2004-06-09 2010-01-05 Marvell World Trade Ltd. Method and system for determining symbol boundary timing in a multicarrier data transmission system
JP4687923B2 (ja) * 2006-02-08 2011-05-25 日本電気株式会社 シングルキャリア伝送システム、通信装置及びそれらに用いるシングルキャリア伝送方法
KR101276851B1 (ko) * 2007-04-06 2013-06-18 엘지전자 주식회사 디지털 방송 신호 송신 장치 및 방법
JP4872003B2 (ja) * 2008-02-22 2012-02-08 日本電信電話株式会社 光ｏｆｄｍ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法
JP4572968B2 (ja) 2008-08-06 2010-11-04 ソニー株式会社 パケット検出装置及びパケット検出方法、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラム
TWI410090B (zh) * 2009-06-12 2013-09-21 Ind Tech Res Inst 正交分頻多工系統之訊號發送、接收方法及裝置
KR101226956B1 (ko) * 2009-10-23 2013-01-28 한국전자통신연구원 편광 다중 광 ｏｆｄｍ 송신기 및 수신기
CN101917364B (zh) * 2010-08-13 2013-10-09 华为技术有限公司 基于训练序列的均衡器及其实现方法
JP5598290B2 (ja) * 2010-11-30 2014-10-01 富士通株式会社 適応等化器、光受信機、及び適応等化器のタップ係数補正方法、
US8515286B2 (en) * 2010-12-10 2013-08-20 Alcatel Lucent Coherent optical receiver for pilot-assisted data transmission
JP5733465B2 (ja) * 2011-03-31 2015-06-10 富士通株式会社 バタフライフィルタの係数設定方法とその装置、受信機、及び受信方法
US9197455B2 (en) * 2011-08-12 2015-11-24 Tektronix, Inc. Two stage adaptive equalizer for a batch receiver
US8238318B1 (en) * 2011-08-17 2012-08-07 CBF Networks, Inc. Intelligent backhaul radio
US8913901B2 (en) * 2012-02-20 2014-12-16 Tyco Electronics Subsea Communications Llc System and method for blind equalization and carrier phase recovery in a quadrature amplitude modulated system
CN103378908B (zh) * 2012-04-11 2016-03-23 富士通株式会社 一种强度调制直接检测系统的非线性损伤补偿方法和装置
CN103684601B (zh) * 2012-09-14 2016-04-20 富士通株式会社 系数确定装置、均衡器、接收机和发射机

Also Published As

Publication number Publication date
JP2014060708A (ja) 2014-04-03
CN103684601A (zh) 2014-03-26
CN103684601B (zh) 2016-04-20
EP2709328A3 (en) 2014-06-18
EP2709328A2 (en) 2014-03-19
EP2709328B1 (en) 2019-01-02
US20140079408A1 (en) 2014-03-20
US9106339B2 (en) 2015-08-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6123584B2 (ja) 係数決定装置、等化器、受信機及び送信機
JP5733465B2 (ja) バタフライフィルタの係数設定方法とその装置、受信機、及び受信方法
JP4421635B2 (ja) 無線通信方法及び無線通信装置
US10237095B2 (en) Linear equalization for use in low latency high speed communication systems
KR101241824B1 (ko) Ｏｆｄｍ 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법
CN107332797B (zh) 一种电力线ofdm通信系统中的信道估计方法
CN107276923B (zh) 抗混叠的信道估计装置、方法以及接收机
WO2015123989A1 (zh) 一种基于时域信道估计的信道均衡方法和系统
WO2014205893A1 (zh) 一种基于频域信道估计的接收端均衡方法和系统
JP2015510366A (ja) 波長分散処理の装置及び方法
US8447001B2 (en) Apparatus for performing channel estimation in a receiving device
JP7417743B2 (ja) 周波数領域等化方法、等化器、光受信器、及びシステム
JP2018530974A (ja) 光信号を復号する方法、並びに光信号を受信及び復号する受信機
JPWO2017183631A1 (ja) Ｌｏｓ−ｍｉｍｏ復調装置、通信装置、ｌｏｓ−ｍｉｍｏ伝送システム、ｌｏｓ−ｍｉｍｏ復調方法及びプログラム
WO2013185845A1 (en) Method for adapting an equalizer to equalize a composite characteristic of an optical communication channel
JPWO2007032497A1 (ja) 受信機、伝送方法、及び伝送システム
TWI427957B (zh) 一種通道估測方法及裝置
KR100213100B1 (ko) Ofdm 전송 신호의 주파수 오류 정정기와 그 방법
CN109600334B (zh) 带宽卫星通信系统ofdm同步方法、装置及可读存储介质
US6771699B1 (en) Method for rapid carrier-frequency offset acquisition using a periodic training sequence
Trubuil et al. Synchronization, Doppler and channel estimation for OFDM underwater acoustic communications
WO2015101672A1 (en) Methods and devices for doppler shift compensation in a mobile communication system
Do et al. Chromatic dispersion estimation based on complementary Golay sequences for 80 Gb/s QPSK single-carrier system with frequency domain equalization
JP2021082984A (ja) 自己相関器および受信機
KR20040105881A (ko) 다중 반송파 수신기의 블라인드 등화기 및 등화 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20160510

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20170127

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20170131

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20170223

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20170307

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20170320

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6123584

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150