JP6077332B2 - 直流電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、所望の電圧を生成する直流電源回路に関する。

一般に、所望の電圧を生成するための直流電源回路においては、出力安定化のために帰還制御ループ構成を備えている。このような直流電源回路には、電圧を設定するための設定電圧信号に対して短時間で電圧出力がオーバーシュート無く設定値に収束すること、電圧出力において精度及び安定度が高いこと、が望ましい。この要求に応えるためには、帰還制御用の検出電圧は、帰還抵抗の抵抗値を大きくして電圧出力から直接分圧して得る必要がある。一方で、直流電源回路の出力にはリップル低減のためにコンデンサが接続されるのが一般的である。従って、従来の直流電源回路は、このコンデンサの存在のために設定電圧信号に対する応答特性が十分でない。

下記特許文献１に記載のチャージポンプ回路では、出力電圧が高くなってオーバーシュートが発生したときに出力端子に接続されたトランジスタをオンして、出力端子をディスチャージする構成を採用している。これにより、出力電圧がオーバーシュート後の電圧から所望の電圧になるまでの時間が短縮化される。

特開２００９−１７７９０６号公報

しかしながら、上記の従来のチャージポンプ回路においては、出力端子に接続するトランジスタには全出力電圧に耐えうる高耐圧半導体が必要になり回路の大型化を招いてしまう。また、出力端子に接続されたトランジスタがオンされた際には突発的な電流が生成されるためにアンダーシュートが発生しやすい。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、回路を小型化しつつ、設定電圧に対して出力電圧を高速に安定化させることが可能な直流電圧回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一実施形態にかかる直流電源回路は、設定電圧信号と出力端子から帰還された帰還電圧信号とを基に電圧信号を生成するエラーアンプと、エラーアンプによって生成された電圧信号を、交流電圧信号に変換する発振回路と、交流電圧信号を直流電圧信号に変換して出力端子に向けて出力するＡＣ−ＤＣコンバータ回路と、エラーアンプの出力と出力端子との間に接続されて、エラーアンプによって生成された電圧信号に応じた定電流を出力端子に向けて生成する定電流源回路と、を備える。

このような直流電源回路によれば、設定電圧信号と帰還電圧信号を基にエラーアンプで設定された電圧信号が発振回路に入力されることにより、その電圧信号が交流電圧信号に変換され、その交流電圧信号を基に、ＡＣ−ＤＣコンバータ回路によって直流電圧信号が出力される。また、それと同時に、エラーアンプから出力された電圧信号の変化に応じた定電流が、定電流源回路から出力端子に向けて供給される。これにより、高耐圧半導体を必要とすることなしに、出力電圧の変化時に、直流電源回路内部に含まれるキャパシタや出力端子に接続されたキャパシタに蓄積された電荷を速やかに放電させることができる。このとき、定電流を供給することで出力電圧にアンダーシュートを発生させることなく設定電圧に速やかに安定化させることができる。その結果、回路を小型化しつつ、設定電圧に対して出力電圧を高速に安定化させることができる。

ここで、定電流源回路は、電圧信号を閾値電圧と比較する比較部と、比較部の出力に応じた定電流を出力する出力部と、を有することが好適である。かかる構成を採れば、エラーアンプから出力された電圧信号と閾値電圧との比較結果に応じて出力端子に定電流が供給されるので、出力電圧の上昇動作或いは下降動作に高速に追随することができ、出力電圧の高速応答性を実現することができる。

また、定電流源回路は、電圧信号の大きさが閾値電圧を下回ったときに定電流を生成するように構成されていることも好適である。この場合、電圧信号の下降動作に同期して出力端子に定電流を供給することができ、直流電源回路内部に含まれるキャパシタや出力端子に接続されたキャパシタに蓄積された電荷を速やかに放電させることができる。

さらに、ＡＣ−ＤＣコンバータ回路と出力端子との間に接続され、ＲＣフィルタと出力端子に接続された可変抵抗素子とを含むフィルタ回路をさらに備え、定電流源回路は、フィルタ回路の出力に接続され、フィルタ回路の可変抵抗素子に向けて定電流を出力することも好適である。こうすれば、フィルタ回路によって出力のリップルの低減と出力インピーダンスの低下を実現しつつ、出力電圧を高速に安定化させることができる。

またさらに、ＡＣ−ＤＣコンバータ回路は、コンデンサとダイオードとが複数接続されて構成されたダイオードキャパシタポンプ回路であることも好適である。こうすれば、電圧信号の下降動作に同期して、ＡＣ−ＤＣコンバータ回路に含まれるキャパシタに蓄積された電荷を速やかに放電させることができ、設定電圧に対して出力電圧を特に高速に安定化させることができる。

本発明によれば、回路を小型化しつつ、設定電圧に対して出力電圧を高速に安定化させることが可能となる。

本発明の好適な一実施形態に高圧電源装置１の概略構成を示すブロック図である。 図１の高圧電源装置１の回路構成を詳細に示す回路図である。 図２の高圧電源装置１の各部の出力信号の時間変化を示す図である。 図２の高圧電源装置１の各部の出力信号の時間変化を示す図である。 図２の高圧電源装置１の出力信号の応答特性を示す図である。 図２の高圧電源装置１の出力信号の応答特性を示す図である。 比較例に係る高圧電源装置の出力信号の応答特性を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明による直流電源回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の一実施形態の高圧電源装置１の概略構成を示すブロック図である。本実施形態による高圧電源装置１は、負荷装置Ａに対して高圧の直流電圧を供給するための電源装置である。負荷装置Ａとしては、光電子増倍管（ＰＭＴ：Photomultiplier Tube）等の電子管装置が挙げられるが、これに限定されず直流電圧によって駆動される様々な装置が対象になりうる。

同図に示すように、高圧電源装置１は、エラーアンプ３、高圧生成回路５、アクティブフィルタ部７、帰還抵抗９、及び定電流制御アンプ１１と電流源１３とを有する定電流源回路１５を含んで構成され、入力端子Ｔ_１から入力された設定電圧信号Ｖ_０に対応する出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔを生成して、出力端子Ｔ_２に出力する。エラーアンプ３は、設定電圧信号Ｖ_０と出力端子Ｔ_２から帰還抵抗９を介して帰還された出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔとを受けて、設定電圧信号Ｖ_０と出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔとの差分電圧に対応して調整された電圧信号Ｖ_１を生成して出力する。高圧生成回路５は、エラーアンプ３からの電圧信号Ｖ_１を受けて、その電圧信号Ｖ_１に対応する振幅の交流電圧信号に変換し、その交流電圧信号を直流電圧信号Ｖ_２にさらに変換して出力する。アクティブフィルタ部７は、高圧生成回路５によって生成された直流電圧信号Ｖ_２を受けて、直流電圧信号Ｖ_２のリップル成分を除去して出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔを生成し出力端子Ｔ_２に出力する。また、アクティブフィルタ部７は、出力端子Ｔ_２における出力インピーダンスを低下させるための役割も有する。

ここで、高圧電源装置１の出力端子Ｔ_２には、出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔにおけるリップルを低減するために、容量値の比較的大きいキャパシタ１７が負荷装置Ａに並列に接続される。そのため、出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔの立上り或いは立下りの変化時における応答特性が劣化する傾向にある。定電流源回路１５は、出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔの応答特性を改善するためにエラーアンプ３と出力端子Ｔ_２との間に接続されて設けられ、エラーアンプ３から電圧信号Ｖ_１を受けて、その電圧信号Ｖ_１に応じた定電流Ｉ_０を生成してアクティブフィルタ部７を経由して出力端子Ｔ_２に供給する。具体的には、定電流源回路１５は、電圧信号Ｖ_１の振幅（大きさ）が所定の閾値電圧を下回ったときに定電流Ｉ_０を生成することにより、出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔの立下り時にアクティブフィルタ部７に定電流Ｉ_０を供給する。

次に、高圧電源装置１の回路構成の具体例について説明する。図２は、負荷装置Ａとして光電子増倍管Ａ_１を対象とした場合の高圧電源装置１の回路構成を詳細に示す回路図である。

エラーアンプ３は、オペアンプ（差動増幅器）３ａと抵抗素子３ｂとを含んで構成され、オペアンプ３ａの一方の入力が接地され、他方の入力には、帰還抵抗９が接続されるとともに、抵抗素子３ｂを介して入力端子Ｔ_１が接続されている。このような構成によって、エラーアンプ３は、出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔと設定電圧信号Ｖ_０との差分電圧を帰還抵抗９と抵抗素子３ｂとで分圧した電圧に対応する電圧信号Ｖ_１を生成する。この差分電圧は、出力端子Ｔ_２から帰還抵抗９を介して帰還された帰還電圧信号である。

高圧生成回路５は、抵抗素子５ａ，５ｂとスイッチング素子５ｃ，５ｄとキャパシタ５ｅとトランス５ｆとを含む発振回路、及びＡＣ−ＤＣコンバータ回路（ダイオードキャパシタポンプ回路）５ｇによって構成されている。抵抗素子５ａ，５ｂは、エラーアンプ３の出力とグラウンドとの間に直列に接続され、電圧信号Ｖ_１を分圧した電圧を、キャパシタ５ｅを介してトランス５ｆの一方の入力に入力する。スイッチング素子５ｃ，５ｄは、エラーアンプ３の出力とグラウンドとの間に直列に接続され、さらに、それらの間の接続点がトランス５ｆの他方の入力に接続されている。これらのスイッチング素子５ｃ，５ｄがデューティー比５０％で交互にオン／オフされることにより、発振回路はトランス５ｆの出力端に電圧信号Ｖ_１に対応する振幅を有する交流電圧信号Ｖ_３を生成する。つまり、この発振回路は、電圧信号Ｖ_１を交流電圧信号Ｖ_３に変換するハーフブリッジ回路である。さらに、発振回路の出力端とアクティブフィルタ部７との間にはＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇが接続され、このＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇが、交流電圧信号Ｖ_３を直流電圧信号Ｖ_２に変換してアクティブフィルタ部７に出力する。詳細には、ＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇは、複数組（例えば８組）のダイオード素子５ｉとキャパシタ（コンデンサ）５ｈとを有し、複数のダイオード素子５ｉはそれらの極性を交互に入れ替えてトランス５ｆの出力端に並列に複数段で接続されており、複数のキャパシタ５ｈは、前段のダイオード素子５ｉのカソード（或いはトランス５ｆの出力端）と後段のダイオード素子５ｉのアノードとの間に接続されている。このような構成のＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇは、いわゆるコッククロフト・ウォルトン回路であり、複数の出力端から、トランス５ｆからそれぞれの出力端までのキャパシタ５ｈ及びダイオード素子５ｉの段数に対応して、交流電圧信号Ｖ_３を直流電圧信号Ｖ_２に所定の増幅率で昇圧して出力することができる。

アクティブフィルタ部７は、抵抗素子７ａとキャパシタ７ｂとからなる複数のＲＣフィルタ、複数のトランジスタ素子（可変抵抗素子）７ｃ、及び複数のダイオード素子７ｄを含んで構成される。抵抗素子７ａとキャパシタ７ｂとからなる複数のＲＣフィルタは、ＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇの複数の出力端に接続され、複数のトランジスタ素子７ｃの制御端子はこれらのＲＣフィルタを介してＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇの複数の出力端に接続される。また、複数のトランジスタ素子７ｃは、負荷電流に応じて能動的に自己の抵抗値を可変するアクティブ可変抵抗素子であって、互いに直列に接続されており、それぞれの２つの電流端子が出力端子Ｔ_２を介して負荷装置Ａ_１に接続されている。さらに、複数のダイオード素子７ｄは、それぞれ、トランジスタ素子７ｃの２つの電流端子間に接続される。これらのトランジスタ素子７ｃとしてはＰ型ＦＥＴやＰＮＰトランジスタが使用される。このような構成のアクティブフィルタ部７は、高圧生成回路５によって生成された直流電圧信号Ｖ_２からリップルを除去するとともに、負荷装置Ａ_１に対する出力インピーダンスを下げて出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔを安定化するための役割を有する。

定電流源回路１５は、定電流制御アンプ（比較部）１１、及びオペアンプ１３ａと抵抗素子１３ｂ，１３ｄとトランジスタ素子（出力部）１３ｃとから構成された電流源１３を備えて構成される。定電流制御アンプ１１の一方の入力には既定の閾値電圧Ｖ_ｔｈが印加され、定電流制御アンプ１１の他方の入力にはエラーアンプ３から電圧信号Ｖ_１が入力され、定電流制御アンプ１１は、閾値電圧Ｖ_ｔｈと電圧信号Ｖ_１とを比較し、電圧信号Ｖ_１が閾値電圧Ｖ_ｔｈを下回った場合に所定電圧の電圧信号を出力する。電流源１３においては、定電流制御アンプ１１が出力した電圧信号を受けて、その電圧信号に応じてトランジスタ素子１３ｃを定電流Ｉ_０×抵抗素子１３ｄの値が閾値電圧Ｖ_ｔｈと等しくなる様にリニア制御することにより定電流Ｉ_０を生成し、定電流Ｉ_０をアクティブフィルタ部７のトランジスタ素子７ｃに向けて出力する。このトランジスタ素子１３ｃとしては、例えば、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴが使用される。なお、トランジスタ素子１３ｃには並列に寄生するボディダイオード１３ｅが存在するが、それに対応してトランジスタ素子１３ｃには電流端子の両側に逆流防止用のダイオード素子１３ｆ，１３ｇが直列接続されている。この逆流防止用ダイオード１３ｆ，１３ｇは、光電子増倍管Ａ_１からの出力電流が定電流源回路１５内を逆流することを防止する。

以上説明した高圧電源装置１によれば、設定電圧信号Ｖ_０と帰還電圧信号を基にエラーアンプ３で設定された電圧信号Ｖ_１が高圧生成回路５の発振回路に入力されることにより、その電圧信号Ｖ_１が交流電圧信号に変換され、その交流電圧信号を基に、高圧生成回路５のＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇによって直流電圧信号Ｖ_２が出力される。また、それと同時に、エラーアンプ３から出力された電圧信号Ｖ_１の振幅の低下に応じた定電流Ｉ_０が、定電流源回路１５から出力端子Ｔ_２に向けて供給される。これにより、従来のチャージポンプ回路のように高耐圧半導体を必要とすることなしに、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの振幅の低下指令時に、高圧電源装置１内部に含まれるキャパシタ５ｈ，７ｂや出力端子Ｔ_２と負荷装置Ａとの間に接続されたキャパシタ１７ａ，１７ｂ，１７ｃに蓄積された電荷を、速やかに、且つ制御性を保ちながら放電させることができる。つまり、定電流源回路１５においては低圧電源から定電流を送り込む構成を採用しているので、高耐圧部品は不要である。さらに、定電流源回路１５から定電流Ｉ_０を供給することで出力電圧Ｖ_ｏｕｔにアンダーシュートを発生させることなく設定電圧に速やかに安定化させることができる。その結果、回路を小型化しつつ、設定電圧に対して出力電圧を高速に安定化させることができる。なお、電圧信号Ｖ_１は、エラーアンプ３からの出力そのものに限らず、エラーアンプ３からの信号を元に、パルス幅変調やパルス周波数変調等の処理を行なわれたものでも良い。

ここで、定電流源回路１５を追加することにより、エラーアンプ３から出力された電圧信号Ｖ_１と閾値電圧Ｖ_ｔｈとの比較結果に応じて出力端子Ｔ_２に定電流Ｉ_０が供給されるので、放電経路が無い状態（非常に軽負荷状態）であっても出力電圧Ｖ_ｏｕｔの下降要求時には速やかにキャパシタ（５ｈ、７ｂ、１７ａ、１７ｂ、１７ｃ）に蓄積された電荷を放電することができ、出力電圧の高速応答性を実現することができる。具体的には、設定電圧信号Ｖ_０を変更して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを下降させようとしたとき、或いは、負荷抵抗の変動（軽負荷時）によって出力電圧Ｖ_ｏｕｔが上昇したときに、出力電圧を高速に安定化させることができる。

さらに、定電流源回路１５を備えることにより、アクティブフィルタ部７を構成するトランジスタ素子７ｃを必要に応じて、必要最小限の定電流値を設定する事で常に能動領域に持ち込むことができ、負荷過渡特性の改善が可能になり、出力におけるリップルの低減と出力インピーダンスの低下を実現しつつ、出力電圧を高速に安定化させることができる。

また、高圧生成回路５に含まれるＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇとしてキャパシタ５ｈとダイオード素子５ｉとが複数接続されて構成されたコッククロフト・ウォルトン回路（ダイオードキャパシタポンプ回路）を採用している。これにより、消費電力を低減できると共に、電圧信号Ｖ_１の下降動作に同期してＡＣ−ＤＣコンバータ回路５ｇに含まれるキャパシタ５ｈに蓄積された電荷を速やかに放電させることができる。従って、設定電圧信号Ｖ_０に対して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを特に高速に安定化させることができる。なお、コッククロフト・ウォルトン回路に限らず、その他の直列入力直列出力型のダイオードキャパシタポンプ回路や並列入力直列出力型のダイオードキャパシタポンプ回路を用いても良い。

図３〜図６には、本実施形態の高圧電源装置１の各部の出力信号の時間変化を示している。図３に示すように、設定電圧信号Ｖ_０の低下に伴い、エラーアンプ３の電圧信号Ｖ_１が最低レベルに低下すると同時に、定電流源回路１５から供給される定電流Ｉ_０が一定値に設定される。それに伴い、出力端子Ｔ_２を流れる負荷電流Ｉ_ｏｕｔも所定値に維持される一方で、負電圧である高圧電源装置１の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの振幅が所定の安定電圧に至るまでリニアに下降する。出力電圧Ｖ_ｏｕｔの安定化に伴って、エラーアンプの電圧信号Ｖ_１が上昇し、それに応じて定電流源回路１５から供給されていた定電流Ｉ_０が停止される。このように、設定電圧信号Ｖ_０を変更して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを下降させようとしたときに、定電流Ｉ_０が供給されることにより出力電圧が所定電圧に近づけられて安定化されるので、アンダーシュートの発生が抑制される。

また、図４に示すように、高圧生成回路５の生成する直流電圧信号Ｖ_２におけるリップル成分は２．９０５Ｖｐ−ｐであるのに対して、出力電圧Ｖ_ｏｕｔにおけるリップル成分は５１．２３ｍＶｐ−ｐに低減されている。この結果より、アクティブフィルタ部７によるリップル低減の効果も維持されていることがわかる。

さらに、図５に示す結果から、設定電圧信号Ｖ_０をステップ状に低下させた場合の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの応答時間は、５ｍｓ以下であった。また、図７には、定電流源回路１５を備えない点を除いては高圧電源装置１と同一構成の比較例における出力電圧Ｖ_ｏｕｔの応答特性を示している。この結果により、比較例における出力電圧Ｖ_ｏｕｔの応答時間は３６００ｍｓ以上であり、高圧電源装置１の出力電圧信号Ｖ_ｏｕｔにおける設定電圧信号Ｖ_０に対する応答時間は、比較例に比較して劇的に向上されていることがわかる。また、図６に示す結果から、設定電圧信号Ｖ_０をパルス状に上昇及び低下を繰り返すように設定した場合の出力電圧Ｖ_ｏｕｔの応答特性も良好であることがわかり、出力電圧低下時のアンダーシュートも見られないことがわかった。

１…高圧電源装置、３…エラーアンプ、５…高圧生成回路、５ａ，５ｂ…抵抗素子（発振回路）、５ｃ，５ｄ…スイッチング素子（発振回路）、５ｅ…キャパシタ（発振回路）、５ｆ…トランス（発振回路）、５ｇ…ＡＣ−ＤＣコンバータ回路、７…アクティブフィルタ部（フィルタ回路）、７ａ…抵抗素子（ＲＣフィルタ）、７ｂ…キャパシタ（ＲＣフィルタ）、７ｃ…トランジスタ素子（可変抵抗素子）、９…帰還抵抗、１１…定電流制御アンプ（比較部）、１３…電流源、１３ｃ…トランジスタ素子（出力部）、１５…定電流源回路、Ａ…負荷装置、Ａ_１…光電子増倍管、Ｔ_１…入力端子、Ｔ_２…出力端子。

Claims (5)

1. 設定電圧信号と出力端子から帰還された帰還電圧信号とを基に電圧信号を生成するエラーアンプと、
   前記エラーアンプによって生成された電圧信号を、交流電圧信号に変換する発振回路と、
   前記交流電圧信号を直流電圧信号に変換して前記出力端子に向けて出力するＡＣ−ＤＣコンバータ回路と、
   前記エラーアンプの出力と前記出力端子との間に接続されて、前記エラーアンプによって生成された電圧信号に応じた定電流を前記出力端子に向けて生成する定電流源回路と、
   を備えることを特徴とする直流電源回路。
2. 前記定電流源回路は、前記電圧信号を閾値電圧と比較する比較部と、前記比較部の出力に応じた定電流を出力する出力部と、を有する、
   ことを特徴とする請求項１記載の直流電源回路。
3. 前記定電流源回路は、前記電圧信号の大きさが閾値電圧を下回ったときに前記定電流を生成するように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１又は２記載の直流電源回路。
4. 前記ＡＣ−ＤＣコンバータ回路と前記出力端子との間に接続され、ＲＣフィルタと前記出力端子に接続された可変抵抗素子とを含むフィルタ回路をさらに備え、
   前記定電流源回路は、前記フィルタ回路の出力に接続され、前記フィルタ回路の前記可変抵抗素子に向けて前記定電流を出力する、
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流電源回路。
5. 前記ＡＣ−ＤＣコンバータ回路は、コンデンサとダイオードとが複数接続されて構成されたダイオードキャパシタポンプ回路である、
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の直流電源回路。