JP6058701B2 - Ｌｅｄ光源 - Google Patents

Description

本発明は、トレーリングエッジ位相カット調光器によって調光可能なＬＥＤ光源に関する。本発明は更に、ＬＥＤ光源を調光する方法に関する。

ＬＥＤ光源は、国際特許公開公報ＷＯ２０１０／１３７００２Ａ１から知られており、図１において、トレーリングエッジタイプの位相カット調光器と共に示されている。

図１では、Ｋ１及びＫ２は、主電源といったＡＣ供給電圧を供給する供給電圧源への接続のための入力端子である。双方向性スイッチＳ１、スナバコンデンサＣ１及びタイミング回路ＴＣが、トレーリングエッジタイプの位相カット調光器内に含まれる。端子Ｋ３及びＫ４は、ダイオードＤ５−Ｄ８によって形成される整流器の入力端子である。端子Ｋ４は、入力端子Ｋ２に接続される。入力端子Ｋ１は、双方向性スイッチＳ１を介して、端子Ｋ３に接続される。

整流器の第１の出力端子及び第２の出力端子は、抵抗器Ｒ−ＷＢ及びスイッチＳ２の第１の直列装置によって、更に、抵抗器Ｒ−ＳＢ及びスイッチＳ３の第２の直列装置によって接続される。スイッチＳ２の制御電極が、比較器ＣＯＭＰ１の出力端子に結合され、スイッチＳ３の制御電極が、比較器ＣＯＭＰ２の出力端子に結合される。比較器ＣＯＭＰ１の第１の入力端子及び比較器ＣＯＭＰ２の第１の入力端子は共に、整流器の第１の出力端子に接続される。比較器ＣＯＭＰ１の第２の入力端子において、基準電圧Ｖｒｅｆ１が存在し、比較器ＣＯＭＰ２の第２の入力端子において、基準電圧Ｖｒｅｆ２が存在する。抵抗器Ｒ−ＷＢ、スイッチＳ２及び比較器ＣＯＭＰ１は共に、第１のブリーダを形成し、抵抗器Ｒ−ＳＢ、スイッチＳ３及び比較器ＣＯＭＰ２は共に、第２のブリーダを形成する。

整流器の第１及び第２の出力端子は更に、ダイオードＤ９及びコンデンサＣ２を含む直列装置によって接続される。

第１のブリーダの機能は、双方向性スイッチＳ１が非導通となり、ダイオードＤ９がブロックしている場合に、スナバコンデンサＣ１を充電することである。第２のブリーダの機能は、調光器（図示せず）の電源を充電し、調光器内に含まれるタイミング回路をリセットすることである。

コンバータＣＯＮＶの各入力端子は、コンデンサＣ２の対応する側に接続される。コンバータＣＯＮＶの出力端子は、ＬＥＤ負荷ＬＥＤに接続される。コンバータＣＯＮＶは、コンデンサＣ２の両端間に存在する電圧から、ＬＥＤ負荷ＬＥＤを通る電流を生成するコンバータである。

整流器の第１及び第２の出力端子は更に、抵抗器Ｒ２及びＲ３の直列装置によって接続される。抵抗器Ｒ３は、コンデンサＣ３によってシャントされる。抵抗器Ｒ２、Ｒ３は、コンデンサＣ３と共に、調光信号を生成する低域通過フィルタを形成する。低域通過フィルタの入力端子は、整流器の第１及び第２の出力端子によって形成され、また、動作中、調光信号は、コンデンサＣ３の両端間に存在する。抵抗器Ｒ２及びコンデンサＣ３の共通端子が、コンバータＣＯＮＶの調光入力端子に接続され、これにより、調光信号は、コンバータのこの調光入力端子に供給される。主電源が入力端子Ｋ１、Ｋ２に接続されると、主電源によって供給される正弦波供給電圧は、位相カット調光器によって位相カットされ、位相カットされた正弦波供給電圧が、整流器によって整流される。

位相カット調光器は、トレーリングエッジタイプであるため、ＡＣ供給電圧の各半周期の間、調光器スイッチは、まず、導通状態に維持され、次に、位相カット調光器の調節された位相角において、オフに切り替えられる。調光器スイッチは、それ以降、半周期の終わりまで、非導通状態に維持される。

整流された位相カット主電源供給電圧は、（その瞬間の大きさが、コンデンサＣ２の両端間の電圧よりも大きい場合）、ダイオードＤ９を介して、コンデンサＣ２に充電電流を流す。コンデンサの両端間の電圧は、コンバータＣＯＮＶに給電するように、したがって、その出力端子に接続されたＬＥＤ負荷ＬＥＤに給電するように使用される。コンバータは、ＬＥＤ負荷を通る電流を生成する。

ＬＥＤ光源は、実際には位相カット調光器がデザインされる対象である白熱灯よりも少ない電流を消費するにも関わらず、位相カット調光器の正常動作を確実にするために、既知のＬＥＤ光源には更に、整流器の第１及び第２の出力端子間に接続される第１のブリーダ及び第２のブリーダが具備される。第１のブリーダは、比較的小さい電流を流し、第１及び第２の整流器出力端子間の電圧が、第１の所定値（例えば２００Ｖ）を下回ると、オンに切り替わる。第２のブリーダは、より大きい電流を流し、第１及び第２の整流器出力端子間の電圧が、第１の所定値よりも大幅に低い第２の所定値（例えば５０Ｖ）よりも下に下がる場合にのみ、オンに切り替わる。

ＬＥＤ負荷を通る電流の大きさは、コンバータの調光入力部に供給される調光信号に依存し、したがって、整流器の出力端子間に存在する電圧の形状の関数、したがって、位相カット調光器の調節された位相角の関数である。

位相カット調光器が白熱灯を調光するのに使用される場合、低域通過フィルタの出力端子に存在する調光信号は、位相角調光器の調節された位相角の各値につき、異なる値を有することになる。これは、整流器の第１及び第２の出力端子間の電圧は、位相角調光器の調節された位相角において（又は、言い換えれば、調光器スイッチＳ１が非導通にされる瞬間において）、急勾配のエッジを有することになるからである。しかし、上記ＬＥＤ光源の場合、位相カット調光器がトレーリングエッジタイプであり、調節された位相角が、９０度と、第１及び第２の整流器出力端子間の電圧が第１の所定値（つまり、第１のブリーダがアクティブにされる電圧）と等しくなる位相角の値との間にある場合、幾つかの不所望の影響が生じる。この場合、コンバータに給電するコンデンサＣ２は、位相角が９０度である場合、主電源供給電圧の振幅に等しい電圧に充電される。位相角が更に増加すると、コンデンサの電圧が、整流器の第１の出力端子と第２の出力端子との間に存在する電圧の瞬間振幅より高いため、当該コンデンサには電流が流れない。反対方向における電流の流れは、ダイオードによって妨げられる。調光器に含まれるスナバコンデンサＣ１のインピーダンスは、ＬＥＤ光源の入力インピーダンスよりもかなり低いので、整流器の第１及び第２の出力端子間にある電圧は、調光器が導通状態にあるか否かに関係なく、第１のブリーダがアクティブにされるまで、主電源電圧の形に従う。その結果、低域通過フィルタの出力端子間に存在する調光信号は、９０度と、第１のブリーダがアクティブにされる位相角との間にあるすべての調節された位相角値について同じである。これは、調光曲線、即ち、調節された位相角とＬＥＤ負荷ＬＥＤの光出力との間の関係に、不連続性をもたらす。

更に、第１のブリーダがアクティブにされた後に、調光器スイッチが非導通にされると、ブリーダ電流が調光信号の僅かな歪みをもたらし、その結果、調節された位相角とＬＥＤ負荷の光出力との間の関係の非線形性をもたらす。位相角はユーザによって調節されるので、位相カット調光器の調節された位相角と、光出力との間の関係は、不連続性及び非線形性がないことが望ましい。

図２では、図１に示される回路における幾つかの電圧が、時間の関数として示される。図２では、スイッチＳ１は、主電源電圧のゼロ交差後、６ミリ秒、非導通にされ、第１のブリーダは、８ミリ秒後にアクティブにされる。曲線Ｖ１は、主電源供給電圧であり、曲線Ｖ２は、コンデンサＣ２の両端間の電圧であり、曲線Ｖ３は、整流器の第１及び第２の出力端子間の電圧であり、曲線Ｖ４は、ダイオードＤ９、コンデンサＣ２、コンバータＣＯＮＶ及びＬＥＤ負荷ＬＥＤがまとめて白熱灯によって置換される場合の整流器の出力端子間の電圧の形状である。曲線Ｖ４には、位相カット調光器内のスイッチＳ１が非導通にされると、急勾配のトレーリングエッジがある。このトレーリングエッジは、曲線Ｖ３よりもはるかに急勾配であるが、これは、白熱灯は、ＬＥＤ光源よりも多くの電流を引込み、したがって、コンデンサＣ１が速く充電されるからである。

曲線Ｖ３は、５ミリ秒（９０度の位相角）と８ミリ秒との間、主電源電圧と全く同じ形状を有することが分かる。８ミリ秒後、曲線Ｖ３は、主電源供給電圧よりもやや急勾配に降下するが、曲線Ｖ４ほど急勾配ではない。これは、ＲＣ回路Ｒ＿ＷＢ＊Ｃ１の時定数が、負荷が白熱灯である場合の時定数よりも大きいからである。

本発明は、トレーリングエッジタイプの位相カット調光器によって調光可能である一方で、調光信号と光出力との間の関係における不連続性及び非線形性が回避されるＬＥＤ光源を提供することを目的とする。

本発明の第１の態様によれば、
主電源への接続のための入力端子を有するトレーリングエッジタイプの位相カット調光器の対応する出力端子への接続のための整流器入力端子、及び整流器出力端子を有する整流器と、
整流器出力端子に接続する第１のブリーダ回路と、
整流器出力端子に接続する容量性手段及び一方向性要素を含む直列装置と、
容量性手段の対応する側に結合される入力端子、及びＬＥＤ負荷に結合される出力端子を有し、容量性手段の両端間に存在する電圧から、調光信号に依存して、ＬＥＤ負荷を流れる電流を生成するコンバータ回路と、
位相カット調光器の調節された位相角の関数として調光信号を生成し、調光信号をコンバータ回路の調光入力部に供給する調光回路と、
を含み、
調光回路は、
容量性手段の両端間の電圧の勾配を決定し、整流器出力端子間の電圧の第１の半周期期間の間に、位相角が９０度以下である場合、勾配が負になる位相角の第１の値を、調節された位相角として決定する勾配検出回路と、
主電源供給電圧を表す正弦波信号を生成する信号生成回路と、
位相角が９０度である場合に、第１のブリーダをアクティブにし、調節された位相角が決定されると、第１のブリーダをオフに切り替える回路と、
正弦波信号からの整流器出力端子間の電圧の偏差を検出し、検出した偏差電圧を基準電圧と比較し、整流器出力端子間の電圧の第２の半周期期間の間に、位相角が９０度と１８０度との間にある場合、偏差電圧が基準電圧以上である位相角の第１の値を、調節された位相角として決定する偏差検出回路とを含む調光可能なＬＥＤ光源が提供される。

本発明による調光可能なＬＥＤ光源内の位相カット調光器の調節された位相角をこのように決定することは、調光挙動の優れた連続性及び優れた線形性を可能にする調光信号を生成することを可能にする。

本発明の更なる態様によれば、
位相カット調光器を提供し、位相カット調光器を使用して正弦波供給電圧から位相カット正弦波供給電圧を生成するステップと、
第１の整流器出力端子及び第２の整流器出力端子を有する整流器を使用して、位相カット正弦波供給電圧を整流するステップと、
整流された位相カット正弦波供給電圧を、一方向性要素及び容量性手段の直列装置に供給するステップと、
コンバータ回路の出力端子に結合されるＬＥＤ負荷を有するコンバータ回路を提供し、コンバータ回路を使用して、容量性手段の両端間の電圧から、ＬＥＤ負荷を流れる電流を生成するステップと、
容量性手段の両端間の電圧の勾配を決定するステップと、
整流された正弦波供給電圧の第１の半周期期間の間に、位相角が０度と９０度との間にある場合、勾配が負である位相角の第１の値を、調節された位相角として決定するステップと、
主電源供給電圧を表す正弦波信号を生成するステップと、
位相角が９０度である場合に、ブリーダをアクティブにし、調節された位相角が決定された後、ブリーダをオフに切り替えるステップと、
整流された正弦波供給電圧の第２の半周期期間の間に、位相角が９０度と１８０度との間にある場合、正弦波信号からの整流された位相カット正弦波供給電圧の偏差を検出するステップと、
検出した偏差電圧を基準電圧と比較するステップと、
偏差電圧が基準電圧以上である位相角の第１の値を、調節された位相角として決定するステップと、
調節された位相角の関数として調光信号を生成するステップと、
調光信号の関数として、ＬＥＤ負荷を流れる電流の大きさを制御するステップとを含む方法が提供される。

更に、本発明による方法は、優れた線形性及び優れた連続性でＬＥＤ光源を調光することを可能にする。

本発明の更なる詳細は、従属請求項に記載される。

従来技術のＬＥＤ光源の一実施形態と、本発明のＬＥＤ光源の一実施形態とが、図面を参照して更に説明される。

図１は、トレーリングエッジタイプの位相カット調光器と共に従来技術による調光可能なＬＥＤ光源の一実施形態の概略図を示す。 図２は、調光動作中の図１に示されるＬＥＤ光源の様々な端子における幾つかの電圧の形状を示す。 図３は、本発明による調光可能なＬＥＤ光源の一実施形態の概略図を示す。 図４は、調光器の調節された位相角が９０度よりも小さい場合の調光動作中の図３に示されるＬＥＤ光源の様々な端子における幾つかの電圧の形状を示す。 図５は、調光器の調節された位相角が９０度と１８０度との間にある場合の調光動作中の図３に示されるＬＥＤ光源の様々な端子における幾つかの電圧の形状を示す。

図３におけるＬＥＤ光源は、入力端子Ｋ３、Ｋ４と、ダイオードＤ５−Ｄ８を含むダイオードブリッジと、抵抗器Ｒ−ＷＢ及びスイッチＳ２を含む第１のブリーダと、抵抗器Ｒ−ＳＢ及びスイッチＳ３を含む第２のブリーダと、ダイオードＤ９と、コンデンサＣ２と、コンバータＣＯＮＶと、ＬＥＤ負荷ＬＥＤとを含む。これらの構成要素及び回路部は、図１に示されるＬＥＤ光源と同様の参照符号が付けられ、また、同様に相互接続される。図１に示されるＬＥＤ光源に含まれる低域通過フィルタは、図３に示されるＬＥＤ光源においては省略されている。

図３には示されていないが、ＬＥＤ光源の入力部は、図１に示されるものと同様に、トレーリングエッジタイプの位相カット調光器の出力部に結合されている。第２のブリーダの制御は、図１に示されるＬＥＤ光源における第２のブリーダの制御と同じである。しかしながら、第１のブリーダの制御及び調光回路の動作は、全く異なる。

図３に示されるＬＥＤ光源内には、位相カット調光器の調節された位相角を決定するための検出回路が含まれている。整流器出力端子間に存在する整流された位相カット供給電圧の一周期の前半（即ち、０度から９０度までの位相角範囲）において、コンデンサＣ２の両端間の電圧の勾配が測定される。調光器スイッチＳ１が、この期間の間に、非導通にされると、コンデンサＣ２の両端間の電圧の勾配は、正から負に変わる。この勾配の変化は、位相カット調光器の調節された位相角の検出を可能にする。正から負へのコンデンサＣ２の両端間の電圧の勾配の変化なしで、９０度の位相角が到達される場合、第１のブリーダが、この位相角においてアクティブにされる。

整流された位相カット供給電圧の一周期の後半（即ち、９０度から１８０度までの位相角範囲）において、位相カット調光器の調節された位相角の検出は、この整流された位相カット供給電圧を、供給電圧を表す基準電圧と比較することによってもたらされる。偏差（即ち、これらの２つの電圧間の差）は、次に、所定偏差を表す基準と比較される。

測定された偏差が基準よりも大きくなる瞬間が、位相カット調光器の調節された位相角に対応する瞬間である。調節された位相角が決定された後、第１のブリーダはオフに切り替えられる。

供給電圧を表す基準電圧を生成する回路が、検出回路内に含まれる。当該回路は、推定器とも呼ばれる。基準電圧の周波数及び位相は、整流された位相カット供給電圧から導出される。整流された位相カット主電源供給電圧の形状は、主電源供給電圧の形状と同じであるため、調光器スイッチが非導通となる前は、主電源供給のゼロ交差は、整流器の第１及び第２の出力端子間に存在する整流された位相カット供給電圧から容易に導出できる。これはまた、０度、９０度、及び１８０度の位相角のタイミングを可能にする。位相角が９０度であるときに、コンデンサＣ２の両端間の電圧から、基準電圧の最大振幅が導出される。

図３では、検出回路は概略的に表されている。ＶＤＶ１が、整流器の出力端子間に接続される分圧器を表す。動作中、分圧器ＶＤＶ１の出力端子Ｋ５において、整流された位相カット供給電圧に比例する電圧が存在する。

ＶＤＶ２は、コンデンサＣ２をシャントする分圧器を表す。動作中、分圧器ＶＤＶ２の出力端子Ｋ６において、コンデンサＣ２の両端間の電圧に比例する電圧が存在する。

検出回路はタイマを含む。当該タイマの入力端子は、端子Ｋ５に接続されている。タイマは、位相角を度数で計時し、０度及び１８０度を、端子Ｋ５における電圧と同期させる。

まず、０度の位相角と９０度の位相角との間の期間を検討する。出力端子Ｋ６は、回路部Ｉの第１の入力端子に、遅延回路を介して接続され、また、回路部Ｉの第２の入力端子に直接接続されている。回路部Ｉは、非遅延電圧から遅延電圧を差し引く。出力端子Ｋ６における非遅延電圧と遅延電圧との差に等しい電圧が、回路部Ｉの出力端子において存在し、したがって、比較器ＣＯＭＰ３の接続された第１の入力端子においても存在する。比較器ＣＯＭＰ３の別の入力端子において、０ボルトである基準電圧が存在する。端子Ｋ６における非遅延電圧と遅延電圧との差が正である限り（つまり、コンデンサＣ２の両端間の電圧が増加している限り）、比較器ＣＯＭＰ３の出力は高い。０度の位相角と９０度の位相角との間の期間の間、スイッチＳは、比較器ＣＯＭＰ３の出力端子を、回路部ＦＦの入力端子Ｒに接続する。回路部ＦＦは、双安定マルチバイブレータ又はフリップフロップである。したがって、入力端子Ｒにおいて存在する電圧も高く、これにより、回路部ＦＦの出力端子Ｑも高くなる。回路部ＦＦの出力端子Ｑにおけるこの高い信号は、調光器スイッチＳ１が導通していることを示す。

位相角が９０度になる前に、調光器スイッチＳ１が非導通にされる場合、コンデンサＣ２の両端間の電圧は減少し始める。その結果、回路部Ｉの出力端子における電圧は、負になり、比較器ＣＯＭＰ３の出力端子及び回路部ＦＦの入力端子Ｒにおける電圧は、回路部ＦＦの出力端子Ｑも低くなるように、低くなり、調光器スイッチＳ１が非導通状態であることが示される。

位相角が９０度であると（又は、言い換えると、整流された位相カット供給電圧の前半周期の終わりにおいて）、タイマは、スイッチＳに、比較器ＣＯＭＰ３の出力端子を回路部ＦＦの入力端子Ｒから切断させ、また、比較器ＣＯＭＰ４の出力端子を回路部ＦＦの入力端子Ｒに接続させる出力信号を生成する。

タイマが１８０度を計時すると、同じ出力信号が回路部ＦＦの入力端子Ｓに供給されて、回路部ＦＦがセットされる。

出力端子Ｋ６及び出力端子Ｋ５は、回路部ＳＧＥＮの入力端子に接続されている。回路部ＳＧＥＮは、主電源供給電圧を表す信号を生成する信号生成器である。上記されたとおり、信号生成器は、調節された位相角が９０度であると、コンデンサＣ２の両端間の最大電圧から主電源供給の振幅を導出し、（整流器の第１及び第２の出力端子間の整流された位相カット供給電圧に比例する）端子５における電圧と同期させる。主電源供給電圧を表す信号は、回路部ＳＧＥＮの出力端子と、回路部ＳＧＥＮの出力端子に接続されている回路部ＩＩの第１の入力端子とにおいて存在する。回路部ＩＩの第２の入力端子は、出力端子Ｋ５に接続されている。回路部ＩＩは、その第１の入力端子における電圧から、その第２の入力端子における電圧を差し引く。この減算の結果は、主電源供給電圧と、整流器の第１及び第２の出力端子間の電圧との偏差である。この偏差は、回路部ＩＩの出力端子において、更に比較器ＣＯＭＰ４の接続された第１の入力端子において存在する。比較器ＣＯＭＰ４の第２の入力端子は、基準電圧ＲＥＦＤＥＶを供給する基準電圧源に接続されている。

９０度より小さい位相角において、調光器スイッチＳ１が既に非導通にされる場合、偏差は、基準信号ＲＥＦＤＥＶよりも高く、したがって、比較器ＣＯＭＰ４の出力は低く、また、回路部ＦＦの入力部Ｒ及び出力部Ｑも低い。

９０度の位相角において、調光器スイッチＳ１が依然として導通している場合、タイマ出力部によって生成された信号は、第１のブリーダをアクティブにする。この場合、回路部ＩＩの出力端子における電圧は０ボルトであり、比較器ＣＯＭＰ４の出力及び回路部ＦＦの出力は共に高く、調光器スイッチＳ１が依然として導通していることが示される。

９０度と１８０度との間の位相角において、調光器スイッチが非導通にされる場合、整流器の第１及び第２の出力端子間の電圧は、主電源供給電圧から離れて偏差し始める。偏差が基準電圧ＤＥＶＲＥＦよりも大きくなるとすぐに、比較器ＣＯＭＰ４の出力端子における電圧が低くなり、したがって、回路部ＦＦの出力端子Ｑにおける電圧も低くなり、調光器スイッチが非導通になったことが示される。回路部ＦＦの出力端子は、論理積素子ＡＮＤ１の入力端子に接続され、論理積素子ＡＮＤ１の出力端子は、低域通過フィルタＬＰＦの入力端子に接続されている。低域通過フィルタＬＰＦの出力端子は、コンバータＣＯＮＶの調光入力端子に接続されている。少しの間、論理積素子ＡＮＤ１は、回路部ＦＦの出力端子Ｑを低域通過フィルタＬＰＦの入力端子に連続的に接続すると想定される。その場合、低域通過フィルタの出力端子において存在する電圧は、回路部ＦＦの出力端子Ｑにおいて存在する電圧の平均値である。低域通過フィルタＬＰＦの出力端子におけるこの電圧が、ＬＥＤ負荷ＬＥＤを流れる電流、したがって、ＬＥＤ光源の光出力を制御するための調光信号として使用される。

タイマが１８０度を計時すると、回路部ＦＦは、入力端子Ｓを介してリセットされ、また、スイッチＳは再び、比較器ＣＯＭＰ３の出力端子を回路部ＦＦの入力端子Ｒに接続し、また、比較器ＣＯＭＰ４の出力端子から入力端子Ｒを切断する。

検出回路は更に、整流された位相カット供給電圧の周期期間の回数、つまり、タイマが０度から１８０度までの位相角を計時する回数を数えるカウンタを含む。当然ながら、整流された位相カット供給電圧の各周期期間について、調節された位相角と、対応する調光信号を決定する必要はない。また、例えば第１のブリーダにおける電力散逸を減少させるように、例えば１０又は２０の周期期間毎に１回だけ決定することも可能である。このために、カウンタは、タイマの出力端子に接続されている。カウンタは、整流された位相カット供給電圧の周期期間の数を数え、その出力端子における電圧を、例えば１０又は２０周期期間のうちの１つにおいてのみ高くする。

この１つの周期期間の間に、調節された位相角及び調光信号が決定される。他の周期期間の間は、カウンタの出力端子における電圧は低く、これにより、論理積素子ＡＮＤ１、ＡＮＤ２の出力電圧は低く、低域通過フィルタＬＰＦに供給される信号はなく、第１のブリーダはアクティブにされない。

整流された位相カット供給電圧の周期期間において、第１のブリーダがアクティブにされる場合、９０度において、整流器の出力端子間の電圧は比較的高いため、電力散逸量は比較的高いことは注目に値する。しかし、これは、ブリーダが整流された位相カット供給電圧の周期期間の一部においてのみアクティブにされる場合、補償される。

図４は、９０度よりも小さい調節された位相角について、図３に示されるＬＥＤ光源における電圧の形状を時間の関数として示す。図５は、９０度と１８０度との間の調節された位相角についてのこれらの形状を示す。

曲線Ｖ１は、供給電圧を形状であり、曲線Ｖ２は、コンデンサＣ２の両端間の電圧の形状であり、曲線Ｖ３は、整流器の第１及び第２の出力端子間の電圧の形状であり、Ｖ４は、負荷が、ＬＥＤ光源ではなく白熱灯である場合の出力端子間の電圧の形状である。

図４では、調光器スイッチＳ１が非導通にされると、曲線Ｖ２の勾配が、正から負に変化することが分かる。図５では、調光器スイッチＳ１が非導通にされるとすぐに、曲線Ｖ１と曲線Ｖ３との間の偏差が増加されることが分かる。

本発明は、図面及び上記の記載において詳しく例示かつ説明されたが、当該例示及び説明は、例示であって限定と解釈されるべきではない。本発明は、開示された実施形態に限定されない。

開示された実施形態に対する変更は、図面、開示内容及び添付の請求項の検討から、当業者がクレームされた発明を実施する際に、理解かつ実現されよう。請求項において、「含む」との用語は、他の要素又はステップを排除するものではなく、また、「ａ」又は「ａｎ」との不定冠詞も、複数形を排除するものではない。単一のプロセッサ又は他のユニットが、請求項に記載される幾つかのアイテムの機能を果たしてもよい。特定の手段が相互に異なる従属請求項に記載されるからといって、これらの手段の組み合わせを有利に使用することができないことを示すものではない。

Claims (8)

1. 主電源への接続のための入力端子を有するトレーリングエッジタイプの位相カット調光器の対応する出力端子への接続のための整流器入力端子、及び整流器出力端子を有する整流器と、
   前記整流器出力端子に接続する第１のブリーダ回路と、
   前記整流器出力端子に接続する容量性手段及び一方向性要素を含む直列装置と、
   前記容量性手段の対応する側に結合される入力端子、及びＬＥＤ負荷に結合される出力端子を有し、前記容量性手段の両端間に存在する電圧から、調光信号に依存して、前記ＬＥＤ負荷を流れる電流を生成するコンバータ回路と、
   前記位相カット調光器の調節された位相角の関数として調光信号を生成し、前記調光信号を前記コンバータ回路の調光入力部に供給する調光回路と、
   を含み、
   前記調光回路は、
   前記容量性手段の両端間の電圧の勾配を決定し、前記整流器出力端子間の電圧の第１の半周期期間の間に、位相角が９０度以下である場合、前記勾配が負になる前記位相角の第１の値を、前記調節された位相角として決定する勾配検出回路と、
   主電源供給電圧を表す正弦波信号を生成する信号生成回路と、
   前記位相角が９０度である場合に、前記第１のブリーダ回路をアクティブにし、前記調節された位相角が決定されると、前記第１のブリーダ回路をオフに切り替える回路と、
   前記正弦波信号からの前記整流器出力端子間の電圧の偏差を検出し、検出した偏差電圧を基準電圧と比較し、前記整流器出力端子間の電圧の第２の半周期期間の間に、前記位相角が９０度と１８０度との間にある場合、前記偏差電圧が前記基準電圧以上である前記位相角の第１の値を、前記調節された位相角として決定する偏差検出回路と、
   を含む、調光可能なＬＥＤ光源。
2. 前記信号生成回路の入力端子は、生成された信号を、前記整流器の前記出力端子間の電圧に同期させるように、第１の整流器出力端子に結合されている、請求項１に記載の調光可能なＬＥＤ光源。
3. 前記信号生成回路の入力端子は、前記容量性手段の両端間の電圧の最大振幅を測定し、生成された信号の振幅を前記最大振幅と等しくさせるために、前記コンバータ回路の第１の入力端子に結合されている、請求項１に記載の調光可能なＬＥＤ光源。
4. 前記調光回路には、前記位相角が９０度である場合に、前記勾配検出回路をディスイネーブルにし、前記偏差検出回路をアクティブにし、前記位相角が１８０度である場合に、前記勾配検出回路をアクティブにし、前記偏差検出回路をディスイネーブルする回路が具備されている、請求項１に記載の調光可能なＬＥＤ光源。
5. 前記整流器出力端子に接続し、前記位相カット調光器内の電源を充電し、前記位相カット調光器内に含まれるタイマ回路をリセットする第２のブリーダ回路を含む、請求項１に記載の調光可能なＬＥＤ光源。
6. 前記調光回路は、低域通過フィルタを含む、請求項１に記載の調光可能なＬＥＤ光源。
7. カウンタを具備する回路であって、整流された位相カット供給電圧の周期期間の所定の一部の間に、前記調節された位相角の決定を抑制する当該回路を含む、請求項１に記載の調光可能なＬＥＤ光源。
8. 位相カット調光器を提供し、前記位相カット調光器を使用して正弦波供給電圧から位相カット正弦波供給電圧を生成するステップと、
   第１の整流器出力端子及び第２の整流器出力端子を有する整流器を使用して、前記位相カット正弦波供給電圧を整流するステップと、
   前記整流された位相カット正弦波供給電圧を、一方向性要素及び容量性手段の直列装置に供給するステップと、
   コンバータ回路の出力端子に結合されるＬＥＤ負荷を持つ前記コンバータ回路を提供し、前記コンバータ回路を使用して、前記容量性手段の両端間の電圧から、前記ＬＥＤ負荷を流れる電流を生成するステップと、
   前記容量性手段の両端間の電圧の勾配を決定するステップと、
   前記整流された正弦波供給電圧の第１の半周期期間の間に、位相角が９０度と１８０度との間にある場合、前記勾配が負である前記位相角の第１の値を、調節された位相角として決定するステップと、
   主電源供給電圧を表す正弦波信号を生成するステップと、
   前記位相角が９０度である場合に、ブリーダをアクティブにし、前記調節された位相角が決定された後、前記ブリーダをオフに切り替えるステップと、
   前記整流された正弦波供給電圧の第２の半周期期間の間に、前記位相角が９０度と１８０度との間にある場合、前記正弦波信号からの整流された位相カット正弦波供給電圧の偏差を検出するステップと、
   検出した偏差電圧を基準電圧と比較するステップと、
   前記偏差電圧が前記基準電圧以上である前記位相角の値を、前記調節された位相角として決定するステップと、
   前記調節された位相角の関数として調光信号を生成するステップと、
   前記調光信号の関数として、前記ＬＥＤ負荷を流れる電流の大きさを制御するステップと、
   を含む、方法。

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