JP6034163B2 - 受電装置、送電装置、非接触給電システム、及び非接触給電方法 - Google Patents

Description

本発明は、受電装置、送電装置、非接触給電システム、及び非接触給電方法に関する。

ワイヤレス給電では、磁界共鳴を使った非接触給電システムが知られている。特許文献１には、送信側機器（親機）と受信側機器（子機）との間の１対１の給電方法が記載されている。また、特許文献１には、子機が磁界やパワー情報、位置情報を通信手段により親機側に送信することが記載されている。
また、非特許文献１には、昇降圧チョッパを使った子機の位置に依存しないインピーダンスマッチング方法が記載されている。

米国特許出願公開第２０１１／００１８３６１号明細書

ワイヤレス給電技術の最前線、篠原真毅監修、シーエムシー出版、２０１１年１２月

従来の非接触給電システムにおいて、給電効率を上げるには伝送パワーを上げつつ伝送によるエネルギーの損出を少なくすればよい。給電効率を最大にするには、子機が有する負荷を、親機と子機との相互リアクタンスの絶対値と同一にする必要がある。しかし、親機と子機との相互リアクタンスの絶対値は、親機と子機とがそれぞれ備えるアンテナ間の距離に応じて決まっている。そのため、親機のコイルと子機のコイルとの間の距離に応じて、子機が有する負荷を調整することが困難であるので、給電効率を上昇させることができなかった。
また、非特許文献１に記載の技術では、チョッパのスイッチング時間を調整することにより実質的に負荷インピーダンスを変化させている。しかし、整流回路及びチョッパのスイッチング回路という高調波が発生する回路が２段に入っているために損失が大きく、送電効率（最大で約５０％）が低い。また、子機の位置に応じてチョッパの調節が必要となり、ドライブ回路が複雑化する。

そこで本発明の一態様は、上記問題に鑑みてなされたものであり、非接触給電において、給電効率を上昇させることを可能とする受電装置、送電装置、非接触給電システム、及び非接触給電方法を提供することを課題とする。

（１）本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の一態様は、送電装置が発生させた磁界により生成される電気信号に応じて共振する共振回路と、前記送電装置の電源である送電装置用電源が生成する電圧の位相とは異なる位相の交流電圧を生成するか、あるいは前記送電装置用電源が流す電流の位相とは異なる位相の交流電流を流す受電装置用電源部と、を備えることを特徴とする受電装置である。

（２）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記共振回路は、送電装置が発生させた磁界により誘導電流を発生させるコイルと、前記コイルと共役整合させる整合部とが直列に接続された回路であることを特徴とする。なお、共役整合とは送受信のそれぞれの端子からみた自己インピーダンス、または自己アドミッタンスの虚部が０であることを指す。

（３）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記共振回路は、送電装置が発生させた磁界により誘導電圧を発生させるコイルと、前記コイルと共役整合させる整合部とが並列に接続された回路であることを特徴とする。

（４）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記受電装置用電源部の周波数は、前記送電装置の電源と同じ周波数であり、前記コイルと前記整合部とに基づいて決定される共振周波数であることを特徴とする。

（５）上記に記載の受電装置において、前記異なる位相は、９０度異なる位相であることを特徴とする。

（６）上記に記載の受電装置において、前記送電装置用電源が電圧を生成し、前記受電装置用電源部が電圧を生成する場合、前記送電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスが正の場合、前記受電装置用電源部が生成する電圧は前記送電装置用電源が生成する電圧から９０度進み、前記相互インダクタンスが負の場合、前記受電装置用電源部が生成する電圧は前記送電装置用電源が生成する電圧から９０度遅れることを特徴とする。

（７）上記に記載の受電装置において、前記送電装置の電源である送電装置用電源が電流を流し、前記受電装置用電源部が電流を流す場合、前記送電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスが正の場合、前記受電装置用電源部が生成する電流は前記送電装置用電源が生成する電流から９０度遅れ、前記相互インダクタンスが負の場合、前記受電装置用電源部が生成する電流は前記送電装置用電源が生成する電流から９０度進むことを特徴とする。

（８）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記送電装置用電源の電圧振幅と前記受電装置用電源部の電圧振幅とが略等しいか、または前記送電装置用電源の電流振幅と前記受電装置用電源部の電流振幅とが等しいことを特徴とする。

（９）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記受電装置用電源部の交流電源がオフの場合、前記送電装置によって誘導される、前記共振回路が備えるコイルの両端の電気信号を検出する検出部と、前記検出部が検出した電気信号を基準に、前記受電装置用電源部が生成する交流電源の位相を制御する電力制御部と、を備えることを特徴とする。

（１０）（２）に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記受電装置用電源部が発生させる電圧と前記整合部から流れ出る電流との位相差が予め決められた範囲になるように、前記受電装置用電源部が前記電圧を発生させることを特徴とする。

（１１）（３）に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記受電装置用電源部が発生させる電流と前記整合部から出力される電圧との位相差が予め決められた範囲になるように、前記受電装置用電源部が前記電流を発生させることを特徴とする。

（１２）本発明の一態様は、受電装置に非接触で送電する送電装置であって、前記受電装置の電源である受電装置用電源が生成する電圧の位相とは異なる位相の交流電圧を生成するか、あるいは前記受電装置用電源が流す電流の位相とは異なる位相の交流電流を流す送電装置用電源部と、前記送電装置用電源部が生成した交流電圧または交流電流を用いて共振する共振回路と、を備えることを特徴とする送電装置である。

（１３）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記送電装置用電源部が交流電源を生成しない場合に、受電装置が発生させた磁界により前記共振回路が発生させる電気信号を検出する検出部と、前記検出部が検出した電気信号に基づいて、前記送電装置用電源部が生成する交流電圧の位相を前記受電装置の電圧とは異なる位相となるよう制御するか、あるいは前記送電装置用電源部が生成する交流電流の位相を前記受電装置の電流とは異なる位相となるよう制御する電力制御部と、を備えることを特徴とする。

（１４）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記共振回路は、前記送電装置用電源部が生成した交流電源に基づいて、周囲に磁界を発生させるコイルと、前記コイルと共役整合させる整合部と、を備えることを特徴とする。

（１５）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記送電装置用電源部の周波数は、前記受電装置の電源と同じ周波数であり、前記コイルと前記整合部とに基づいて決定される共振周波数であることを特徴とする。

（１６）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記異なる位相は、９０度異なる位相であることを特徴とする。

（１７）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記送電装置用電源部の電圧振幅と前記受電装置の電源の電圧振幅とが等しいことを特徴とする。

（１８）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記送電装置用電源部の電流振幅と前記受電装置の電源の電流振幅とが等しいことを特徴とする。

（１９）本発明の一態様は、送電装置と、該送電装置から給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムであって、前記送電装置は、交流電源を生成する第１の電源部と、前記第１の電源部が生成した交流電源を用いて共振することで周囲に磁界を発生させる第１の共振回路と、を備え、前記受電装置は、前記第１の共振回路が発生させた磁界により生成される電気信号に応じて共振する第２の共振回路と、前記第２の共振回路が共振しているときに、前記送電装置の電源の位相とは異なる位相の交流電源を生成する第２の電源部と、を備えることを特徴とする非接触給電システムである。

（２０）上記に記載の非接触給電システムにおいて、本発明の一態様は、前記第１の電源部の周波数と前記第２の電源部の周波数は同一の周波数であり、該周波数は、前記第１の共振回路に基づいて決定される共振周波数であって、かつ前記第２の共振回路に基づいて決定される共振周波数であることを特徴とする。

（２１）上記に記載の非接触給電システムにおいて、前記異なる位相は、９０度異なる位相であることを特徴とする。

（２２）上記に記載の非接触給電システムにおいて、本発明の一態様は、前記第１の電源部の電圧振幅と前記第２の電源部の電圧振幅とが略等しいか、または前記第１の電源部の電流振幅と前記第２の電源部の電流振幅とが略等しいことを特徴とする。

（２３）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記共振回路は、送電装置が発生させた磁界により誘導電圧を発生させるコイルと、前記コイルに直列な静電容量と前記コイルに並列な静電容量との割合を変更する切替部とを備え、前記送電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスの値に応じて、前記共振回路が備えるコイルに直列な静電容量を変化させるよう、前記切替部を制御する制御部を更に備えることを特徴とする。

（２４）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記受電装置用電源部は、前記切替部による切り替えの結果得られた、前記共振回路が備えるコイルに並列に接続された容量と前記共振回路が備えるコイルに直列に接続された容量の和と前記共振回路が備えるコイルのインダクタンスとに基づいて決定される角周波数で振動することを特徴とする。

（２５）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記共振回路は、電流により誘導磁界を発生させるコイルと、前記コイルの一端と接続された複数のコンデンサと、前記送電装置用電源部の一端と前記コンデンサの一端の間の導通と前記送電装置用電源部の一端と前記送電装置用電源部の他端の間の導通とを切り替える切替部とを備え、前記受電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスの値に応じて、前記共振回路が備えるコイルと並列なコンデンサの容量を変化させるよう、前記切替部を制御する制御部を更に備えることを特徴とする。

（２６）上記に記載の送電装置において、本発明の一態様は、前記送電装置用電源部は、前記切替部による切り替えの結果得られた、前記共振回路が備えるコイルに並列に接続された容量と前記共振回路が備えるコイルに直列に接続された容量の和と前記共振回路が備えるコイルのインダクタンスとに基づいて決定される角周波数で振動することを特徴とすることを特徴とする。

（２７）本発明の一態様は、送電装置と、該送電装置から非接触で給電を受ける一台以上の中継装置と、該中継装置から非接触で給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムで用いられる前記受電装置であって、前記中継装置の数に応じて決定された、送電装置の電源である前記送電装置用電源部が生成する電力の位相に対する位相差で交流電力を生成する受電装置用電源部を備えることを特徴とする受電装置である。

（２８）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記中継装置の数が一台の場合、前記受電装置用電源部は、前記送電装置と前記中継装置との相互インダクタンスの正負と、前記中継装置と前記受電装置との相互インダクタンスの正負とに応じて決定された、前記送電装置用電源が生成する交流電力の位相に対する位相の進み量または遅れ量で交流電力を生成することを特徴とする。

（２９）上記に記載の受電装置において、本発明の一態様は、前記中継装置の数が二台以上の場合、前記受電装置用電源部は、前記中継装置の数と、前記送電装置と該送電装置の隣の中継装置との相互インダクタンスの正負と、隣り合う前記中継装置間の相互インダクタンスの正負と、前記受電装置と該受電装置の隣の前記中継装置との相互インダクタンスの正負とに応じて決定された、前記送電装置用電源が生成する交流電力の位相に対する位相の進み量または遅れ量で交流電力を生成することを特徴とする。

（３０）本発明の一態様は、送電装置と、該送電装置から非接触で給電を受ける一台以上の中継装置と、該中継装置から非接触で給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムで用いられる前記送電装置であって、前記中継装置の数に応じて決定された、前記受電装置の電源である受電装置用電源が生成する電力の位相に対する位相差で交流電力を生成する送電装置用電源部を備えることを特徴とする。

本発明の一態様によれば、非接触給電において、給電効率を上昇させることができる。

第１の実施形態における非接触給電システムの概略ブロック図である。 第１の実施形態における送電装置の概略ブロック図である。 第１の実施形態における送電装置の回路図の一例である。 第１の実施形態における受電装置の概略ブロック図である。 第１の実施形態における受電装置の回路図の一例である。 第１の実施形態の非接触給電システムの等価回路である。 第１の実施形態の非接触給電システムの評価関数の値と、従来の非接触給電システム評価関数の値とを比較した図である。 第１の実施形態における第２の電源部の電圧の位相を変更した際の評価関数の値の例を示した図である。 第２の実施形態における非接触給電システムの概略ブロック図である。 第２の実施形態における送電装置の概略ブロック図である。 第２の実施形態における受電装置の概略ブロック図である。 第１の実施形態の変形例における非接触給電システムの概略ブロック図である。 従来の非接触給電システムの等価回路である。 本実施形態における非接触給電システムを簡単化した回路とその等価回路である。 図１４の等価回路においてＰｏｒｔ２をショートしたものである。 図１５の回路を変形したものである。 第１の実施形態の変形例における送電装置の概略ブロック図である。 第１の実施形態の変形例における受電装置の概略ブロック図である。 第３の実施形態における非接触給電システムの概略ブロック図である。 電流検出部が検出した電流の波形の一例と、第２の電圧源が生成する電圧の波形の一例が示された図である。 第３の実施形態の非接触給電システムと比較例との間の、評価関数εの比較結果である。 第３の実施形態の非接触給電システムと比較例との間の、効率の比較結果である。 実験時の非接触給電システムｓのパラメータを説明するための図である。 位相差φを振ったとき評価関数εの値を示すグラフである。 第４の実施形態における非接触給電システムの概略ブロック図である。 電圧検出部が検出した電圧の波形の一例と、第２の電流源が生成する電流の波形の一例が示された図である。 第５の実施形態における送電装置の概略ブロック図である。 第５の実施形態における受電装置の概略ブロック図である。 図２８の送電装置１００ｆと図２９の受電装置を備える非接触給電システムの等価回路である。 図２９の回路の等価回路である。 第６の実施形態における送電装置の概略ブロック図である。 送電装置が備える高速スイッチ回路の概略ブロック図である。 第６の実施形態における受電装置の概略ブロック図である。 受電装置が備える高速スイッチ回路の概略ブロック図である。 第７の実施形態における非接触給電システムの概略ブロック図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。図１は、第１の実施形態における非接触給電システム１の概略ブロック図である。非接触給電システム１は、第１のコイル１４０を備える送電装置（以下、親機ともいう）１００と、第２のコイル２４０を備える受電装置（以下、子機ともいう）２００とを備える。ここで、受電装置２００は、一例として車両１０に設置されている。送電装置１００は、一例として車庫の地面内に埋め込まれている。このとき、電流の向きは第１のコイル１４０と第２のコイル２４０との相互インダクタンスが正になるように定義する。
なお、相互インダクタンス、自己インダクタンスは下記のように定義する。第１のコイル１４０と第２のコイル２４０それぞれに複素電流Ｉ_１、Ｉ_２を流したとき、蓄えられるエネルギーをＥ＝１／２Σ_ｉΣ_ｊＲｅ［Ｌ_ｉｊＩ_ｉ ^＊Ｉ_ｊ］と定義するとき、Ｌ_１１、Ｌ_２２をそれぞれ第１のコイル１４０、第２のコイル２４０の自己インダクタンスとし、Ｌ_１２及びＬ_２１（但し、Ｌ_１２＝Ｌ_２１）を相互インダクタンスとする。
送電装置１００は、磁界結合にて受電装置２００へ給電する。受電装置２００は、送電装置１００から給電を受ける。また、送電装置１００と受電装置２００とで共振周波数は同一とし、一例として、送電装置１００と受電装置２００それぞれが備える共振回路のドライブは共振周波数で行う。

図２は、第１の実施形態における送電装置１００の概略ブロック図である。送電装置１００は、第１の電源制御部１１０と、第１の電源部（送電装置用電源部）１２０と、第１の整合部１３０と、第１のコイル１４０と、電圧検出部１５０と、電流検出部１５０’を備える。ここで、電圧検出部１５０と、電流検出部１５０’とを総称して検出部と称する。ここで、第１のコイル１４０と第１の整合部１３０とに流れる電流が電圧検出部１５０に流れるわずかな電流を無視すればほぼ等しい。また、第１の電源部１２０の交流電源の振幅と受電装置２００が備える第２の電源部（受電装置用電源部）２２０の交流電源の振幅とが等しい。また、図２において、共振回路１７０は、第１の整合部１３０と、第１のコイル１４０とを備えるものである。共振回路１７０は、第１の電源部１２０が生成した交流電源を用いて共振する回路である。

電圧検出部１５０は、第１の電源制御部１１０による制御に基づいて、第１の電源部１２０がオフの場合（例えば、電圧源の場合、電源のインピーダンスが０、電流源の場合、インピーダンスが無限大を表す場合）に、受電装置２００が発生させた磁界により第１のコイル１４０が発生させる電気信号を検出する。ここで、送電装置１００の第１の電源部１２０と受電装置２００の後述する第２の電源部２２０は同一の種類の電源である。すなわち第１の電源部１２０が電圧源であれば、第２の電源部２２０も電圧源であり、第１の電源部１２０が電流源であれば、第２の電源部２２０も電流源である。
具体的には、その場合に、電圧検出部１５０（電圧源の時）または電流検出部１５０’（電流源の時）は、第１のコイル１４０の両端にかかる電気信号（其々、電圧又は電流）を検出する。電圧検出部１５０は、検出した電気信号を第１の電源制御部１１０に供給する。この時、第１の電源部１２０が電圧源の場合は、電圧検出部１５０の電圧の大きさは第２の電源部２２０の電圧の大きさにほぼ等しく、電圧検出部１５０にかかる電圧の位相は第２の電源部２２０に流れる電流より９０°進んでいる／遅れている（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）。

第１の電源制御部１１０は、第１の電源部１２０が交流電源を生成しないようにした場合に、電圧検出部１５０に第１のコイル１４０の両端の電気信号を検出させる。第１の電源制御部１１０は、電圧検出部１５０から供給された電気信号に基づいて、第１の電源部１２０が生成する交流電源の位相を受電装置２００の電源とは異なる位相となるよう制御する。具体的には、例えば、第１の電源制御部１１０は、電圧検出部１５０が検出した電圧の位相に基づいて、第１の電源部１２０が生成する交流電源の位相を制御する。

例えば、第１の電源部１２０が電圧源の場合でかつ第２の電源部２２０が電圧源の場合、第１の電源制御部１１０は、第１の電源部１２０の出力電圧を電圧検出部１５０が検出した電圧より位相が９０度遅く／早く（それぞれ相互インダクタンスが正／負のとき）なるように第１の電源部１２０を制御する。これにより、第１の電源制御部１１０は、第１の電源部１２０の出力電圧を、受電装置２００が備える電圧源の出力電圧より位相が９０°遅く／早く（それぞれ相互インダクタンスが正／負のとき）なるようにすることができる。

なお、例えば、第１の電源部１２０が電流源の場合でかつ第２の電源部２２０が電流源の場合、第１の電源制御部１１０は、第１の電源部１２０の電圧検出部１５０が検出した電圧と同相になるように第１の電源部１２０を制御してもよい。段落［００３２］より、電圧検出部１５０が検出した電圧は第２の電源部２２０の電流の位相より９０°進んでいる／遅れている（相互インダクタンス正／相互インダクタンス負）。ここで、親機から子機へエネルギーを最も効率良く送るには親機の電流源の位相は子機の電流源の位相よりも９０°位相が進んでいる／遅れている（それぞれ相互インダクタンス正／負）必要がある。よって、第１の電源制御部１１０は、電圧検出部１５０が検出した電圧と同じ位相の電流を第１の電源部１２０に流せばよい。これにより、相互インダクタンスが正の場合、第１の電源制御部１１０は、第１の電源部１２０の出力電流を、相受電装置２００が備える電流源の出力電流より位相が９０°早くなるようにすることができる。一方、相互インダクタンスが負の場合、第１の電源制御部１１０は、第１の電源部１２０の出力電流を、受電装置２００が備える電流源の出力電流より位相が９０°遅くなるようにすることができる。その結果、相互インダクタンスの符号によらず、親機から子機へエネルギーを最も効率良く送ることができる。

第１の電源部１２０は、予め決められた周波数の交流電源（例えば、交流電圧又は交流電流）を生成する。ここで、予め決められた周波数は、第１のコイル１４０と第１の整合部１３０とに基づいて決定される共振周波数であり、かつ受電装置２００が備える第２の電源部が生成する交流電源の周波数と同一である。第１の電源部１２０は、生成した交流電源を第１の整合部１３０に供給する。

第１の整合部１３０は、第１の電源部１２０と一端で接続しており、第１のコイル１４０と他端で接続しており、エネルギー散逸成分が無視できる回路である。ここで、エネルギー散逸成分が無視できる回路とは、実質の抵抗素子を含まない回路を意味する。第１の整合部１３０は、第１の電源部１２０側から見たインピーダンスを０にする回路である。換言すれば、第１の整合部１３０は、第１のコイル１４０と共役整合（conjugate matching）させる回路である。ここで、共役整合とは送受信のそれぞれの端子からみた自己インピーダンス、または自己アドミッタンスの虚部が０であることを指す。第１の整合部１３０は、例えば、コンデンサである。第１の整合部１３０は、第１の電源部１２０から供給された交流電源を第１のコイル１４０に供給する。

第１のコイル１４０は、第１の整合部１３０の他端に接続され、エネルギー散逸成分が無視できる回路である。
第１のコイル１４０は、第１の整合部１３０を通して交流電源から供給される第１のコイル１４０に流れる電流に応じた磁界を周囲に発生させる。これにより、第１のコイル１４０は、受電装置２００が備える第２のコイル２４０に誘導電流を発生させることで、受電装置２００へ給電する。

図３は、第１の実施形態における送電装置１００の回路図の一例である。第１の電源部１２０は、電池１２１と、端子１２２と、電池１２３と、ｎｐｎトランジスタ１２４と、ｐｎｐトランジスタ１２６とを備える。これらのトランジスタは同一機能のＦＥＴ（Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよい。第１の整合部１３０は、コンデンサ１３１と、入力端子１３２と、出力端子１３３とを備える。

電池１２１のプラス側は、ｎｐｎトランジスタ１２４のコレクタＣに接続されている。また、電池１２１のマイナス側は、端子１２２を介して電池１２３のプラス側に接続されている。また、電池１２１のマイナス側は、端子１２２及び端子１２８を介して第１のコイル１４０に接続されている。

電池１２３のプラス側は、端子１２２を介して電池１２１のマイナス側に接続されている。また、電池１２３のプラス側は、端子１２２及び端子１２８を介して第１のコイル１４０に接続されている。また、電池１２３のマイナス側は、ｐｎｐトランジスタ１２６のコレクタＣに接続されている。ここで電池１２３はインピーダンスが低く、定電圧の電圧を供給する手段を表し、具体的な電池でなくてもよく、一定電圧を回路的に供給する電源装置でもよい。

ｎｐｎトランジスタ１２４のベースＢは、第１の電源制御部１１０に接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ１２４のコレクタＣは、電池１２１のプラス側に接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ１２４のエミッタＥは、ｐｎｐトランジスタ１２６のエミッタＥに接続されている。

ｐｎｐトランジスタ１２６のベースＢは、第１の電源制御部１１０に接続されている。また、ｐｎｐトランジスタ１２６のエミッタＥは、ｎｐｎトランジスタ１２４のエミッタＥに接続されている。また、ｐｎｐトランジスタ１２６のコレクタＣは、電池１２３のマイナス側に接続されている。

コンデンサ１３１は、入力端子１３２を介して、ｎｐｎトランジスタのエミッタＥとｐｎｐトランジスタ１２６のエミッタＥに接続されている。
また、コンデンサ１３１は、出力端子１３３を介して、電圧検出部１５０及び第１のコイル１４０の他端に接続されている。

電圧検出部１５０は、端子１２７と端子１２８に接続されている。電圧検出部１５０は、一例として、第１の電源部１２０が交流電源を生成しない場合、第１のコイル１４０の両端の電圧を検出する。
電圧検出部１５０は、第１のコイル１４０の両端にかかるコイル交流電圧を第１の電源制御部１１０に供給する。

第１の電源制御部１１０は、電圧検出部１５０から供給されたコイル交流電圧に基づいて、制御電圧を生成する。第１の電源制御部１１０は、入力端子１３２にコイル交流電圧よりも９０度早い交流電圧を生成するために、コイル交流電圧よりも位相が９０度早い制御電圧を生成する。これは、入力端子１３２における電圧が、ｎｐｎトランジスタ１２４のベースＢにおける電圧に対して１８０度反転するためである。ここで、一例としてｎｐｎトランジスタ１２４とｐｎｐトランジスタ１２６の閾値電圧がほぼ０Ｖとする。制御電圧は、例えば、０Ｖを中心とする矩形電圧である。
そして、第１の電源制御部１１０は、生成した制御電圧をｎｐｎトランジスタ１２４のベースＢ及びｐｎｐトランジスタ１２６のベースＢに供給する。

ｎｐｎトランジスタ１２４のベースＢは、第１の電源制御部１１０から供給された制御電圧を受け取る。また、ｐｎｐトランジスタ１２６のベースＢは、第１の電源制御部１１０から供給された制御電圧を受け取る。
この制御電圧が、０Ｖを超える場合、ｎｐｎトランジスタ１２４はＯＮ状態になる。それに対し、ｐｎｐトランジスタ１２６のエミッタＥとコレクタＣ間に電流が流れない。これにより、入力端子１３２における電圧は、ほぼプラス電圧に等しくなる。

一方、この制御電圧が、０Ｖ以下の場合、ｎｐｎトランジスタ１２４のエミッタＥとコレクタＣ間に電流が流れない。それに対し、ｐｎｐトランジスタ１２６はＯＮ状態になり、入力端子１３２はほぼマイナス電圧となる。

第１の電源部１２０の出力電圧（入力端子１３２の電圧）は、制御電圧と同位相の交流電圧である。第１の電源部１２０の出力電圧のピーク間電圧は、電池１２１と電池１２３との合計電圧からｎｐｎトランジスタ１２４のコレクタＣとエミッタＥとの間のＯＮ状態の電圧とｐｎｐトランジスタ１２６のコレクタＣとエミッタＥとの間のオン状態の電圧とを減算した電圧である。

コンデンサ１３１は、入力端子１３２から供給される第１の電源部１２０の出力電圧に基づいて、高調波成分が減じた疑似的な交流電流（サイン波）を生成し、生成した交流電流を出力端子１３３を介して第１のコイル１４０に供給する。
第１のコイル１４０には、コンデンサ１３１から供給された交流電流に基づいて、第１のコイル１４０の周囲に磁界は発生させる。
また、ｎｐｎトランジスタ１２４及びｐｎｐトランジスタ１２６のベース電圧を０Ｖにすると、ｎｐｎトランジスタ１２４及びｐｎｐトランジスタ１２６のエミッタＥ−コレクタＣ間はＯＦＦ状態になり、電池１２１及び電池１２３と第１の整合部１３０は切り離される。

図４は、第１の実施形態における受電装置２００の概略ブロック図である。受電装置２００は、第２の電源部２２０と、第２の整合部２３０と、第２のコイル２４０と、信号生成部２６０とを備える。また、共振回路２７０は、第２の整合部２３０と、第２のコイル２４０とを備える。共振回路２７０は、送電装置１００が発生させた磁界により生成される電気信号に応じて共振する回路である。

第２のコイル２４０は、エネルギー散逸成分が無視できるコイルである。第２のコイル２４０は、送電装置１００が発生した磁界により誘導起電力が生じ、生じた誘導起電力を第２の整合部２３０へ供給する。

信号生成部２６０は、予め決められた周波数の交流信号を生成する。ここで、予め決められた周波数は、第２のコイル２４０と第２の整合部２３０とに基づいて決定される共振周波数であり、送電装置１００の第１の電源部１２０の交流電源と同じ周波数である。なお、同じ周波数とは、単一の周波数ではなく、若干の高調波を含んでもよい。
またこの交流信号の位相は、一例として、送電装置１００の第１の電源部１２０の位相と同じ位相である。
そして、信号生成部２６０は、生成した交流信号を第２の電源部２２０へ供給する。

第２の電源部２２０は、第２の整合部２３０の入力端子に接続されており、送電装置１００の第１の電源部１２０の交流電源と同じ周波数でかつ送電装置１００が備える第１の電源部１２０の交流電源の位相とは異なる位相で交流電源を生成する。なお、同じ周波数とは、単一の周波数ではなく、若干の高調波を含んでもよい。なお位相は基本波に対してのみ定義する。

第１の実施形態では、一例として第２の電源部を電圧源とし、第２の電源部２２０は、信号生成部２６０から供給された交流信号に基づいて、送電装置１００の第１の電源部１２０の出力電圧に対して、位相が９０°進んだ／遅れた（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）出力電圧を生成する。そして、第２の電源部２２０は、生成した出力電圧を第２の整合部２３０に供給する。
なお、第２の電源部が電流源の場合、第２の電源部２２０は、送電装置１００が備える第１の電源部１２０の交流電流の位相から９０度早い交流電流を生成すればよい。

第２の整合部２３０は、エネルギー散逸成分が無視できる回路である。第２の整合部２３０は、第２のコイル２４０と一端で接続されており、第２の電源部２２０と他端で接続されている。第２の整合部２３０は、第２のコイル２４０から供給された誘導起電力と、第２の電源部２２０から供給された交流電圧とに基づいて、交流電流を生成する。第２の整合部２３０は、負荷３００側から見たインピーダンスを０にする回路である。換言すれば、第２の整合部２３０は、第２のコイル２４０と共役整合（conjugate matching）させる回路である。具体的には、例えば、第２の整合部２３０は、第２のコイル２４０が発生させた誘導電流により発生する電圧の大きさを減少させる。

第２の電源部２２０は、四端子回路であり、共振回路２７０に接続される２端子と負荷３００側に接続される２端子とを有する。共振回路２７０に接続される２端子について説明する。第２の電源部２２０は、第２の整合部２３０に接続されている。また、第２の電源部２２０は、第２のコイル２４０に接続されている。負荷３００側に接続される２端子について説明する。第２の電源部２２０は、受電装置２００の外部のダイオード３１０の他端に接続されている。また、第２の電源部２２０は、コンデンサ３２０の他端に接続されている。
ダイオード３１０の一端は、コンデンサ３２０の一端及び負荷３００の一端に接続されている。ここでダイオードは負荷からの逆向きの電流が電池に入ることを防止する。

図５は、第１の実施形態における受電装置２００の回路図の一例である。第２の電源部２２０は、電池２２１と、端子２２２と、電池２２３と、ｐｎｐトランジスタ２２４と、ｎｐｎトランジスタ２２６とを備える。第２の整合部２３０は、コンデンサ２３１と入力端子２３２と出力端子２３３とを備える。

電池２２１のプラス側は、ｐｎｐトランジスタ２２４のコレクタＣ及び自装置の外部にあるダイオード３１０の他端に接続されている。電池２２１のマイナス側は、端子２２２を介して第２のコイル２４０の一端と電池２２３のプラス側に接続されている。
また、電池２２３のプラス側は、端子２２２を介して、電池２２１のマイナス側及び第２のコイル２４０の一端に接続されている。電池２２３のマイナス側は、ｎｐｎトランジスタ２２６のコレクタＣ及びコンデンサ３２０の他端と負荷３００の他端に接続されている。

ｐｎｐトランジスタ２２４のベースＢは、信号生成部２６０及びｎｐｎトランジスタのベースＢに接続されている。ｐｎｐトランジスタ２２４のコレクタＣは、電池２２１のプラス側及び自装置の外部にあるダイオード３１０の他端に接続されている。ｐｎｐトランジスタ２２４のエミッタＥは、ｎｐｎトランジスタ２２６のエミッタＥに接続されている。また、ｐｎｐトランジスタ２２４のエミッタＥは、出力端子２３３を介してコンデンサ２３１に接続されている。

ｎｐｎトランジスタ２２６のベースＢは、信号生成部２６０及びｐｎｐトランジスタ２２４のベースに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ２２６のエミッタＥは、ｐｎｐトランジスタのコレクタＣに接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ２２６のエミッタＥは、出力端子２３３を介してコンデンサ２３１に接続されている。また、ｎｐｎトランジスタ２２６のコレクタＣは、電池２２３のマイナス側と、コンデンサ３２０の他端と、負荷３００の他端に接続されている。

コンデンサ２３１は、出力端子２３３を介して、ｐｎｐトランジスタ２２４のエミッタＥ及びｎｐｎトランジスタ２２６のエミッタＥに接続されている。また、コンデンサ２３１は、入力端子２３２を介して第２のコイル２４０に接続されている。
第２のコイル２４０の一端は、入力端子２３２を介してコンデンサ２３１と接続されている。また、第２のコイル２４０の他端は、端子２２２を介して、電池２２１のマイナス側と、電池２２３のプラス側とに接続されている。

第２のコイル２４０は、送電装置１００が発生させた磁界により誘導起電力が生じ、その誘導起電力をコンデンサ２３１へ供給する。
コンデンサ２３１は、第２のコイル２４０から供給された誘導電流と第２の電源部２２０から供給された出力電圧に基づいて、交流電流を生成し、生成した交流電流をｐｎｐトランジスタ２２４のエミッタＥ及びｎｐｎトランジスタ２２６のエミッタＥに供給する。

ここで、一例として、ｐｎｐトランジスタ２２４の閾値電圧とｎｐｎトランジスタ２２６の閾値電圧とがほぼ０Ｖとする（電池電圧より十分小さいとする）。
信号生成部２６０からｐｎｐトランジスタ２２４のベースＢ及びｎｐｎトランジスタ２２６のベースＢに供給される交流信号が０Ｖを超えた場合、ｐｎｐトランジスタ２２４のスイッチがオフし、コレクタＣとエミッタＥとの間に電流が流れない。それに対し、ｎｐｎトランジスタ２２６はスイッチがオンし、コレクタＣとエミッタＥとの間に電流が流れる。これにより、第２のコイル２４０に生じた誘導起電力に基づく電流が、ｎｐｎトランジスタ２２６を介して、電池２２３を充電する（電池２２３のマイナス端子から電流が出るので、充電となる）。

信号生成部２６０からｐｎｐトランジスタ２２４のベースＢ及びｎｐｎトランジスタ２２６のベースＢに供給される交流信号が０Ｖ以下の場合、ｐｎｐトランジスタ２２４のスイッチがオンし、エミッタＥとコレクタＣとの間に電流が流れる。それに対し、ｎｐｎトランジスタ２２６のスイッチがオフする。これにより、第２のコイル２４０に生じた誘導起電力に基づく電流が、電池２２１を充電する。
また、ｐｎｐトランジスタ２２４及びｎｐｎトランジスタ２２６のベース電圧を０Ｖにすると、ｐｎｐトランジスタ２２４及びｎｐｎトランジスタ２２６のエミッタＥ−コレクタＣ間はＯＦＦ状態になり、電池２２１又は電池２２３と第２の整合部２３０は切り離される。

また、信号生成部２６０の信号がハイレベルのときに、出力端子２３３の電圧はローレベルであり、信号生成部２６０の交流信号がローレベルのときに、出力端子２３３の電圧はハイレベルである。これは、すなわち、第２の電源部２２０は、信号生成部２６０が生成した交流信号に対して、位相が１８０度遅れた信号（以下、反転信号と称す）を生成し、生成した反転信号を出力端子２３３へ供給することを意味する。

ここで、コンデンサ１３１の容量をＣｐ、第１のコイル１４０の自己インダクタンスをＬｐとすると、コンデンサ２３１の容量をＣｃ、第２のコイル２４０の自己インダクタンスをＬｃとする。送電装置１００及び受電装置２００の共振周波数ｗは、以下の式（１）で表される。

ｗ＝１／√（Ｌｐ×Ｃｐ）＝１／√（Ｌｃ×Ｃｃ） 式（１）

共振周波数ｗが送電装置１００と受電装置２００で同じにするため、式（１）の関係を満たすように、非接触給電システム１の各素子の特性が決定されている。なお、共振周波数ｗは、送電装置１００と受電装置２００との間で厳密に同じ周波数でなくてもよく、ほぼ同一の周波数でもよい。

続いて、図６と図１３を用いて、従来の非接触給電システムと第１の実施形態の非接触給電システム１の違いについて説明する。
図１３は、従来の非接触給電システムの等価回路９０である。非接触給電システムの等価回路９０は、送信側機器（親機）の電源部の電圧Ｅ、送信側機器（親機）の整合回路のインピーダンスｊＸｐ”、送信側機器（親機）のコイルの自己インピーダンス（ｊＸｐ０＝ｊＸｐ’＋ｊＸ）、相互インピーダンスｊＸ、受信側機器（子機）のコイルの自己インピーダンス（ｊＸｐ０＝ｊＸｃ’＋ｊＸ）、受信側機器（子機）の整合回路のインピーダンスｊＸｃ”及び抵抗Ｒから構成されている。ここで、Ｘｐ’は、親機のコイルの自己リアクタンスＸｐ０から相互リアクタンスＸを減算したものである。また、Ｘｃ’は、子機のコイルの自己リアクタンスＸｐ０から相互リアクタンスＸを減算したものである。

また、ｉｐ、ｉｃはそれぞれ送信側機器（親機）、受信側機器（子機）に流れる電流を表す。抵抗Ｒ以外はエネルギー散逸させない素子であるので、エネルギーは抵抗Ｒのみで消費される。

以下では、ｊ^２＝−１であり、親機の電源部の電圧Ｅの時間変化をｅｘｐ（ｊｗｔ）とする。ｉｐ^２＋ｉｃ^２はアンテナにわずかな損失がある場合はアンテナの損失に比例するので、伝送パワーをｉｐ^２＋ｉｃ^２で除した評価関数εは給電効率を示す評価関数である。あるいは１／２×（Ｌｐ０ｉｐ＾２＋Ｌｃ０ｉｃ＾２）は空間に発生する磁場のエネルギーなので、Ｌｐ０＝Ｌｃ０ならば、評価関数εが大きいことは少ない磁場でエネルギーを送ることができることを表す。上の回路で評価関数εを最大にする点を整合が取れている点とする。特にアンテナ間の距離が遠いと離れると、相互リアクタンスの絶対値｜Ｘ｜が小さくなり｜Ｘ｜＜＜｜Ｒ｜となる。このときのエネルギー伝送特性は単峰特性となる。

ここで、親機のコイルの自己リアクタンスＸｐは、親機のコイルの自己インダクタンスをＬｐとしたときに、以下の式で表される。

ｊＸｐ０＝ｊＸｐ’＋ｊＸ＝ｊｗＬｐ 式（２）

ここで、式（２）における共振周波数ｗは式（１）で表される値である。また、コイル間の相互リアクタンスｊＸは、親機、子機間のアンテナ（コイル）間の位置関係により変化する。
同様に子機のコイルの自己リアクタンスＸｃは、子機のコイルの自己インダクタンスをＬｃとしたときに、以下の式（３）で表される。

ｊＸｃ０＝ｊＸｃ’＋ｊＸ＝ｊｗＬｃ 式（３）

また、親機の整合回路のリアクタンスＸｐ”は、コンデンサＣｐで構成されるので、親機の整合回路のインピーダンスｊＸｐ”は、以下の式（４）で表される。

ｊＸｐ”＝１／（ｊｗＣｐ） 式（４）

また、子機の整合回路のリアクタンスＸｃ”は、コンデンサＣｃで構成されるので、子機の整合回路のインピーダンスｊＸｃ”以下の式（５）で表される。

ｊＸｃ”＝１／（ｊｗＣｃ） 式（５）

このとき、以下の量Ｘｐ、Ｘｃを定義する。ｊＸｐ＝ｊＸｐ”＋ｊＸｐ’とする。ｊＸｃ＝ｊＸｃ”＋ｊＸｃ’とする。
このとき、親機のコイルに流れる電流ｉｐは、以下の式（６）で表される。

ｉｐ＝（Ｒ＋ｊＸ＋Ｘｃ）Ｅ／（−ｊ（ＲＸ＋ＲＸｐ）＋ＸＸｐ＋ＸＸｃ＋ＸｐＸｃ） 式（６）

また、子機のコイルに流れる電流ｉｃは、以下の式（７）で表される。

ｉｃ＝ｊＸＥ／（−ｊ（ＲＸ＋ＲＸｐ）＋ＸＸｐ＋ＸＸｃ＋ＸｐＸｃ） 式（７）

また、電源Ｅから抵抗Ｒに伝送されるエネルギーＰは、以下の式（８）で表される。

Ｐ＝Ｒｅ［Ｅ＊ｉｐ］＝ＲＸ^２Ｅ^２／（Ｒ^２（Ｘ＋Ｘｐ）^２＋（ＸｐＸｃ＋Ｘ（Ｘｐ＋Ｘｃ））^２） 式（８）

ここで、Ｒｅは、引数の実数部を算出する関数である。また、＊は複素共役を表すが、親機の電源部の電圧Ｅを実数とすれば式（８）にように表される。ここで、Ｘｐ、Ｘｃを変化させた場合に、エネルギーＰが最大になる時は、Ｘｐ＝Ｘｃ＝−Ｘであり、その際のエネルギーＰの値はＲＥ^２／Ｘ^２である。このことから、伝送されるエネルギーＰは相互インダクタンスＸが小さいほうが大きく、相互インダクタンスＸの二乗に反比例して大きくなる。

しかし、その際には、アンテナに流れる電流は大きくなり、たとえ非常に小さな抵抗成分しかアンテナが有していなくとも大きな損失を生む。また、電源インピーダンスが大きいときはドライブ不可能である。
そこで、以下にかかげるような親機に流れる電流の二乗と子機に流れる電流の二乗の和で伝送パワーを除した評価関数εを最大にする。あるいは電流の二乗の和は空間に発生する磁場に比例するので、εを最大にすることは少ない磁場で大きな電力を伝送できることを表す。ここで、具体的には、評価関数εは、以下の式（９）で表される。

ε＝Ｐ／（｜ｉｐ｜^２＋｜ｉｃ｜^２）＝ＲＸ^２／（Ｒ^２＋２Ｘ^２＋２Ｘ・Ｘｃ＋Ｘｃ^２） 式（９）

ここで、子機の自己リアクタンスＸｃ、抵抗Ｒを変化させた時の評価関数εの最大値は、Ｘｐ＝Ｘｃ＝−ＸでかつＲ＝｜Ｘ｜のときの｜Ｘ｜／２である。

伝送エネルギーＰを最大かつ評価関数εを極大にするために、条件Ｘｐ＝Ｘｃ＝−Ｘを満たすように整合回路を設計することは合理的である。
その条件を満たすとき、親機の整合回路のリアクタンスＸｐ”は、以下の式（１０）で表される。

Ｘｐ”＝−（Ｘｐ’＋Ｘ）＝−Ｘｐ０ 式（１０）

また、子機の整合回路のリアクタンスＸｃ”は、以下の式（１１）で表される。

Ｘｃ”＝−（Ｘｃ’＋Ｘ）＝−Ｘｃ０ 式（１１）

親機の整合回路のリアクタンスＸｐ”は、親機アンテナの自己リアクタンスＸｐの反対符号の量であり、子機の整合回路のリアクタンスＸｃ”は、子機アンテナの自己リアクタンスＸｃの反対符号の量である。このように、親機の整合回路のリアクタンスＸｐ”と子機アンテナの自己リアクタンスＸｃは、製品の出荷時にそのように機器を構成することにより実現できる。

しかし、評価関数εを最大にする条件であるＲ＝｜Ｘ｜は親機と子機との間のアンテナ配置に影響を受けるため、アクティブに負荷抵抗Ｒを変化させなければならない。このような回路の実現は困難である。

図６は、第１の実施形態の非接触給電システム１の等価回路６０である。非接触給電システム１の等価回路６０は、第１の電源部の電圧Ｅｐ、第１の整合部１３０のインピーダンスｊＸｐ”、第１のコイル１４０のインピーダンスｊＸｐ´＝ｊＸｐ０−ｊＸ（コイルの自己リアクタンスから相互リアクタンスを引いたもの）、相互インピーダンスｊＸ、第２のコイル２４０のインピーダンスｊＸｃ´＝ｊＸｃ０−ｊＸ（コイルの自己リアクタンスから相互リアクタンスを引いたもの）、第２の整合部２３０のインピーダンスｊＸｃ”及び第２の電源部の電圧−ｊＥｃから構成されている。ここで、ｉｐ、ｉｃはそれぞれ送電装置１００に流れる電流、受電装置２００に流れる電流を表す。

第１の実施形態の非接触給電システム１では、受電装置２００の第２の電源部２２０の出力電圧の位相は、送電装置１００の第１の電源部１２０の出力電圧の位相から９０度進んでいる。
ここで、伝送パワーＰ´は、以下の式（１２）で表される。

Ｐ´＝ＥｐＥｃＸ／（ＸｐＸｃ＋Ｘ（Ｘｐ＋Ｘｃ）） 式（１２）

この式（１２）において、Ｘｐ＝Ｘｃ＝−Ｘのとき、伝送パワーＰは最大値−ＥｐＥｃ／Ｘをとる。伝送パワーＰ´は、受電装置２００の第２の電源部の電圧成分Ｅｃを上げることにより大きくすることができる。しかし、このときは図１３の比較例と同様に送電装置１００、受電装置２００に流れる電流が増大し、損失が増える。あるいは空間磁場が増える。
そこで、図１３の比較例と同様な評価関数ε´をＰ´／（｜ｉｐ｜２＋｜ｉｃ｜２）と定義すると、評価関数ε´は、以下の式（１３）で表される。

この評価関数ε´は、Ｘｐ＝Ｘｃ＝−Ｘで極大値をとり、その極大値は−ＥｐＥｃＸ／（Ｅｐ^２＋Ｅｃ^２）である。この極大値はＥｃ＝Ｅｐのとき、最大値−Ｘ／２となる（ただし、Ｘは負とする）。Ｅｃ＝Ｅｐは図３と図５において、入力端子１３２と出力端子２３３の電圧振幅が等しいことをあらわし、電池の電圧が等しいことを表すわけではないが、電池の電圧がトランジスタの閾値電圧よりも十分大きければ、実質上電池の電圧を等しくしてもよい。
Ｘｐ＝Ｘｃ＝−Ｘという条件はｋ、第１の整合部１３０のリアクタンスＸｐ”を第１のコイル１４０の自己リアクタンス（Ｘｐ０＝Ｘｐ´＋Ｘ）にマイナス符号をつけた値にし、第２の整合部２３０のリアクタンスＸｃ”を第２のコイル２４０のリアクタンス（Ｘｃ０＝Ｘｃ´＋Ｘ）にマイナス符号をつけた値にすることにより実現される。
この設定は製品出荷時にすることができ、比較例のような親機、子機間の相互リアクタンスに依らない。

図７は、第１の実施形態の非接触給電システム１の評価関数の値と、従来の非接触給電システム評価関数の値とを比較した図である。同図において、横軸はコイル間の結合係数であり、縦軸は評価関数の値である。同図において、第１の実施形態の特性を示す曲線７１と、従来（Ｒ＝１０、２０、５０、１００、２００、５００、１０００Ω）の特性を示す曲線７２〜７８とが示されている。

ここで、同図の評価関数を算出する際に、Ｌｐ＝Ｌｃ＝４６０００００×１０＾−９［Ｈ］で、ｍ＝ｋ×Ｌｐ［Ｈ］でＣｐ＝Ｃｃ＝３７０×１０＾−１２［Ｆ］で、ｗ＝１／（Ｌｐ×Ｃｐ）＝７６４８７２［ｒａｄ／ｓ］で、Ｅｃ＝Ｅｐ＝１００［Ｖ］である。ここで、Ｌｐは第１の整合部１３０のインダクタンス、Ｌｃは第２の整合部のインダクタンス、ｍは相互インダクタンス、ｋはパラメータ、Ｃｐは第１の整合部１３０が備えるコンデンサ１３１の容量、Ｃｃは第２の整合部２３０が備えるコンデンサ２３１の容量である。
このとき、Ｘｐ＝ｗＬｐで、Ｘｃ＝ｗＬｃで、Ｘｐ’＝−１／（ｗＣｐ）で、Ｘｃ’＝−１／（ｗＣｃ）で、Ｘ＝ｗＭである。ここで、Ｍは第１のコイル１４０と第２のコイル２４０との相互インダクタンスである。

同図において、すべての結合係数で、第１の実施形態の特性を示す曲線７１が示す評価関数は、従来（Ｒ＝１０、２０、５０、１００、２００、５００、１０００Ω）の特性を示す曲線７２〜７８が示す全ての評価関数を上回っている。
すなわち、第１の実施形態の非接触給電システム１は、全ての結合係数において、伝送効率を上昇させることができるので、第１のコイル１４０と第２のコイル２４０の距離によらず、伝送効率を上昇させることができる。その結果、非接触給電システム１は、第１のコイル１４０と第２のコイル２４０との距離を調整する手間を省きつつ、伝送効率を最大にすることができる。

なお、第１の実施形態では、送電装置１００の第１の電源部１２０の電圧に対し、受電装置２００の第２の電源部２２０の出力電圧の位相（以下、位相差と称する）を９０度遅らせたが、これに限ったものではない。送電装置１００の第１の電源部１２０の出力電圧に対し、受電装置２００の第２の電源部２２０の出力電圧の位相が少なくともずれていればよい。

図８は、第１の実施形態における第２の電源部２２０の電圧の位相を変更した際の評価関数の値の例を示した図である。同図において、横軸は結合係数の１０を底とする対数で、縦軸は評価関数の絶対値の１０を底とする対数である。同図において、位相差は受電装置２００の電圧位相−送電装置１００の電圧位相で定義し、位相差π／２の特性を示す曲線８１ａと、位相差π／２±π／８の特性を示す曲線８１ｂと、位相差π／２±π／４を示す曲線８１ｃと、位相差π／２±３π／８の特性を示す曲線８１ｄとが示されている。

また、同図において、図７と同様に、従来（Ｒ＝１０、２０、５０、１００、２００、５００、１０００Ω）の特性を示す曲線８２〜８８が示されている。位相差π／２±π／８の特性を示す曲線８１ｂが示す評価関数は、ほとんどの結合係数で、従来（Ｒ＝１０、２０、５０、１００、２００、５００、１０００Ω）の特性を示す曲線８２〜８８が示す全ての評価関数を上回っている。

また、位相差π／２±π／４を示す曲線８１ｃが示す評価関数は、位相差π／２±π／８の特性を示す曲線８１ｂが示す評価関数よりは少ないが、一部の結合係数で、従来（Ｒ＝１０、２０、５０、１００、２００、５００、１０００Ω）の特性を示す曲線８２〜８８が示す全ての評価関数を上回っている。
また、位相差π／２±３π／４を示す曲線８１ｄが示す評価関数は、位相差π／２±π／４の特性を示す曲線８１ｃが示す評価関数よりは少ないが、一部の結合係数で、従来（Ｒ＝１０、２０、５０、１００、２００、５００、１０００Ω）の特性を示す曲線８２〜８８が示す全ての評価関数を上回っている。

具体的には、例えば、従来（Ｒ＝５０Ω）の特性を示す曲線８４が示す評価関関数を基準として、それぞれの位相差における評価関数が上回っている結合係数について、以下に示す。
位相差π／２の特性を示す曲線８１ａが示す評価関数は、全ての結合係数で上回っている。続いて、位相差π／２±π／８の特性を示す曲線８１ｂが示す評価関数は、結合係数の対数が−１．３５〜−１．０の範囲を除く範囲で上回っている。また、位相差π／２±π／４の特性を示す曲線８１ｃが示す評価関数は、結合係数の対数が−１．５８〜−０．８の範囲を除く範囲で上回っている。また、位相差π／２±３π／８を示す曲線８１ｄが示す評価関数は、結合係数の対数が−１．９〜−０．５の範囲を除く範囲で上回っている。

このように、位相差の絶対値がπ／２から小さくなるに連れて、評価関数が、従来の評価関数を上回る結合係数の範囲は狭くなっている。しかし、変形例における非接触給電システム１は、いずれの位相差でも、評価関数の値が従来のものより高くなるように結合係数を選択することにより、従来よりも伝送効率を上昇させることができる。

なお、第１の実施形態において、第１の電源制御部１１０が第１の電源部１２０を制御したが、これに限らず、信号生成部２６０が第１の電源部１２０を制御してもよい。具体的には、信号生成部２６０と第１の電源部１２０とが接続されており、信号生成部２６０が生成した交流信号を第１の電源部１２０に供給し、第１の電源部１２０がその交流信号に基づいて、第１の電源部１２０の出力電圧を生成してもよい。例えば、信号生成部２６０は、上述した交流信号に対し位相が９０度遅れた信号を生成し、生成した位相が９０度遅れた信号をｎｐｎトランジスタ１２４のベースＢ及びｐｎｐトランジスタ１２６のベースＢに供給してもよい。

これにより、第１の電源部１２０は、この交流信号に対し位相が９０度遅れた出力電圧を生成するのに対し、第２の電源部２２０は、この交流信号に対し位相が１８０度遅れた出力電圧を生成するので、第１の電源部１２０は、第２の電源部２２０の出力電圧に対し位相が９０度早い出力電圧を生成することができる。

＜第２の実施形態＞
図９は、第２の実施形態における非接触給電システム１ｂの概略ブロック図である。非接触給電システム１ｂは、送電装置１００ｂと、受電装置２００ｂとを備える。送電装置１００ｂは、一例として地面に埋め込まれている。受電装置２００ｂは、車両１０ｂに設置されている。第１のコイル１４０と第２のコイル２４０の巻き方向は同一であり、このコイルの配置で相互インダクタンスが正になるように電流の向きが定義されている。

図１０は、第２の実施形態における送電装置１００ｂの概略ブロック図である。なお、図２と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。図１０の送電装置１００ｂの構成は、図２の送電装置１００の構成に対して、第１の電源制御部１１０と電圧検出部１５０と電流検出部１５０’が削除され、信号生成部１６０が追加されたものとなっている。また、図１０において、共振回路１７０ｂは、第１の整合部１３０と、第１のコイル１４０とを備えるものである。

信号生成部１６０は、第１の整合部１３０と第１のコイル１４０とによって決まる共振周波数の交流信号を生成する。そして、信号生成部１６０は、生成した交流信号を第１の電源部１２０に供給する。これにより、第１の電源部１２０は、信号生成部１６０から供給された交流信号に基づいて、交流電源（例えば、交流電圧）を生成する。

図１１は、第２の実施形態における受電装置２００ｂの概略ブロック図である。なお、図４と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。図１１の受電装置２００ｂの構成は、図４の受電装置２００の構成に対して、信号生成部１６０が削除され、第２の電源制御部２１０と電圧検出部２５０と電流検出部２５０’が追加されたものとなっている。ここで、電圧検出部２５０と、電流検出部２５０’とを総称して検出部と称する。また、共振回路２７０ｂは、第２の整合部２３０と、第２のコイル２４０と、を備える。共振回路２７０ｂは、送電装置１００ｂが発生させた磁界により生成される電気信号に応じて共振する回路である。

電圧検出部２５０は、第２の電源制御部２１０の制御に基づいて、第２の電源部２２０が電源をＯＦＦにした場合において、送電装置１００ｂが生成する磁界により誘導された第２のコイル２４０の両端の電圧を検出する。電圧検出部２５０は、検出した第２のコイル２４０の両端の電圧を示す両端電圧情報を第２の電源制御部２１０に供給する。

第２の電源制御部２１０は、電圧検出部２５０を制御して、第２の電源部２２０が電源を生成しない場合（電圧を０にした場合）に、第２のコイル２４０の両端の電圧を示す両端電圧情報を電圧検出部２５０から取得する。第２の電源制御部２１０は、取得した両端電圧情報に基づいて、第２の電源部２２０を制御する。具体的には、例えば、第２の電源制御部２１０は、取得した両端電圧情報に基づいて、送電装置１００ｂの第１の電源部１２０が生成する交流電圧に対して、位相が９０度進んだ／遅れた（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）交流電圧を生成するよう第２の電源部２２０を制御する。さらに具体的にいうと、第１の電源部１２０及び第２の電源部２２０が電圧源の場合、第２の電源部２２０をＯＦＦした場合（電圧を０にした場合）に電圧検出部２５０が検出する電圧は第１の電源部１２０が生成する電圧と同相である。そのため、第２の電源部２２０は、電圧検出部２５０が検出する電圧よりも９０°進んだ／遅れた（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）位相の電圧を発生させる。

これにより、受電装置２００ｂは、送電装置１００ｂの第１の電源部１２０が生成する交流電圧に対して、位相が９０度進んだ／遅れた（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）交流電圧を生成することができる。これにより、第２の実施形態の非接触給電システム１ｂは、従来に比べて、いずれの結合係数であっても、伝送効率を上昇させることができる。

なお、第２の実施形態では、送電装置１００ｂの第１の電源部１２０の電圧に対し、受電装置２００ｂの第２の電源部２２０の電圧の位相を９０度進めた／遅らせた（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）が、９０度に限ったものではない。送電装置１００ｂの第１の電源部１２０の電圧に対し、受電装置２００ｂの第２の電源部２２０の電圧の位相を予め決められた角度だけ進め／遅らせ（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）てもよい。送電装置１００ｂの第１の電源部１２０の電圧に対し、受電装置２００ｂの第２の電源部２２０の電圧の位相が少なくともずれていればよい。

また、第２の電源制御部２１０は、第１の電源部１２０と第２の電源部２２０が電流源の場合、送電装置１００ｂの第１の電源部１２０の電流に対し、受電装置２００ｂの第２の電源部２２０の電流の位相を９０度遅く／早く（相互インダクタンス正／負）してもよい。その場合、電流検出部２５０’は、第２の電源制御部２１０の制御に基づいて、第２の電源部２２０が電源をＯＦＦした場合において（電流を０にした場合において）、送電装置１００ｂが生成する磁界によって第２のコイル２４０に発生する電圧を検出してもよい。そして、電圧検出部２５０は、検出した電圧を第２の電源制御部２１０に供給してもよい。

この場合、第２の電源制御部２１０は、電圧検出部２５０が検出した電圧から１８０度遅らせた／早めた（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）電流、すなわち逆相の電流を第１の電源部１２０に生成させるようにしてもよい。電圧検出部２５０の電圧の電位は第１の電源部１２０の電流の位相より９０°進んでいる／遅れている（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）。ここで、親機から子機へエネルギーを最も効率良く送るには子機の電流位相は親機の電流位相よりも９０°位相が遅れている／進んでいる（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）必要がある。よって、第２の電源制御部２１０は、電圧検出部２５０が検出した電圧と逆相の電流を流せばよい。これにより、相互インダクタンスが正の場合、第２の電源制御部２１０は、第２の電源部２２０の出力電流の位相を第１の電源部１２０の電流の位相よりも９０度遅らせることができる。一方、相互インダクタンスが負の場合、第２の電源制御部２１０は、第２の電源部２２０の出力電流の位相を第１の電源部１２０の電流の位相よりも９０度早めることができる。その結果、相互インダクタンスの符号によらず、親機から子機へエネルギーを最も効率良く送ることができる。

また、第２の実施形態において、第２の電源制御部２１０が第２の電源部２２０を制御したが、これに限らず、送電装置１００ｂの信号生成部１６０が第２の電源部２２０を制御してもよい。具体的には、信号生成部１６０と第２の電源部２２０とが接続されており、信号生成部１６０が生成した交流信号を第２の電源部２２０に供給し、第２の電源部２２０がその交流信号に基づいて、第２の電源部２２０の出力電圧を生成してもよいし、無線など、電力送信で使用する周波数とは別の周波数を有する微弱電波を用いて、第２の電源部２２０を制御してもよい。このとき、第２の電源部２２０が信号生成部１６０の信号の位相を検出し位相制御してもよい。
これにより、第２の電源部２２０が第１の電源部１２０よりも位相が９０度遅れた出力電圧を生成することにより、送電装置１００から受電装置２００に非接触で電力を供給することができる。

＜変形例＞
各実施形態において、第１のコイル１４０と第２のコイル２４０は、重力方向に沿った上下の位置関係にあった。それに対し、変形例では、第１のコイル１４０ｃと第２のコイル２４０ｃは、図１２に示すように、互いが重力方向に対して垂直な面内に、それぞれ位置してもよい。

図１２は、各実施形態の変形例における非接触給電システム１ｃの概略ブロック図である。非接触給電システム１ｃは、送電装置１００ｃと受電装置２００ｃとを備える。送電装置１００ｃは、第１のコイル１４０ｃを備える。受電装置２００ｃは、第２のコイル２４０ｃを備える。同図において、第１のコイル１４０ｃと第２のコイル２４０ｃとは互いに重力方向に対して垂直な面（地面に対して水平な面）内に位置している。また、第１のコイル１４０ｃと第２のコイル２４０ｃとの巻き方向は同一であり、例えば、上から車両１０ｃを見た場合に左回りである。また、電流の向きはこのコイル配置で相互インダクタンスが正になるように定義する。

例えば、第１の実施形態を変形させた場合、第１のコイル１４０ｃと第２のコイル２４０ｃとの間の相互リアクタンスＸｐｃは正になる。ゆえに、送電装置１００ｃは、受電装置２００ｃの第２の電源部２２０の交流電圧は、送電装置１００ｃの第１の電源部１２０の交流電圧より、位相が９０度進むように第１の電源部１２０を制御する。

なお、第１の電源部１２０が電流源の場合、送電装置１００ｃは、受電装置２００ｃの第２の電源部２２０の交流電流は、送電装置１００ｃの第１の電源部１２０の交流電流より、位相が９０度遅くなるように第１の電源部１２０を制御すればよい。

例えば、第２の実施形態を変形させた場合、第１のコイル１４０ｂと第２のコイル２４０ｂが、重力方向に対して垂直な面内に位置してもよい。
その場合、受電装置２００ｂは、受電装置２００ｂの第２の電源部２２０の交流電圧は、送電装置１００ｂの第１の電源部１２０の交流電圧より、位相が９０度遅れるように第２の電源部２２０を制御すればよい。

なお、第２の電源部２２０が電流源の場合、受電装置２００ｂは、受電装置２００ｂの第２の電源部２２０の交流電流は、送電装置１００ｂの第１の電源部１２０の交流電流より、位相が９０度遅くなるように第２の電源部２２０を制御すればよい。

また、各実施形態において、送電装置１００と受電装置２００は、それぞれ通信部を備え、互いに通信可能になっていてもよい。そして、送電装置１００と受電装置２００のいずれか一方が、他方が生成した交流信号に応じて送電装置１００または受電装置２００いのずれかの電源（第１の電源部１２０又は第２の電源部２２０）の出力電圧を生成してもよい。ここで、通信部は、有線で通信してもよいし、無線で通信してもよい。

具体的には、例えば、第１の実施形態の場合、受電装置２００は、信号生成部２６０が生成した交流信号を符号化し、符号化後の信号を変調し、変調後の信号を送電装置１００へ無線で送信する。そして、送電装置１００は、受電装置２００から無線で送信された信号を受信し、受信した信号を復調し、復調後の信号を復号することにより元の交流信号を取得する。送電装置１００は、取得した交流信号に対し位相が９０度遅れた信号を生成し、生成した位相が９０度遅れた信号をｎｐｎトランジスタ１２４のベースＢ及びｐｎｐトランジスタ１２６のベースＢに供給してもよい。

これにより、第１の電源部１２０は、この交流信号よりも位相が９０度遅れた出力電圧を生成するのに対し、第２の電源部２２０は、この交流信号よりも位相が１８０度遅れた出力信号を生成するので、第１の電源部１２０は、第２の電源部２２０の出力電圧よりも位相が９０度早い出力電圧を生成することができる。
また、この際、送電装置１００は、予め無線通信により生じる遅延時間を示す遅延時間情報を保持し、無線通信により生じた遅延時間だけ交流信号を早めるように補正してもよい。

以上のことから、送電装置用電源が電圧を生成し、受電装置の電源部が電圧を生成する場合、送電装置が備えるコイルと共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスが正の場合、電源部が生成する電圧は送電装置用電源が生成する電圧から９０度進み、相互インダクタンスが負の場合、受電装置の電源部が生成する電圧は送電装置用電源が生成する電圧から９０度遅れる。

このことは、以下のようにして証明できる。図１４は、本実施形態における非接触給電システム１ｄを簡単化した回路Ｃ１８１とその等価回路Ｃ１８２である。ここで、Ｘ＝ｗＭ（ｗは角周波数でＭは相互インダクタンス）である。
まず、等価回路Ｃ１８２におけるアドミッタンス行列Ｙを求める。ここで、アドミッタンス行列Ｙは、［Ｉ_１，Ｉ_２］’＝Ｙ［Ｖ_１，Ｖ_２］’としたときの行列Ｙのことである。アドミッタンス行列Ｙの１行１列の成分Ｙ_１１はＶ_１＝１、Ｖ_２＝０としたときのＩ_１である。ここで、Ｐｏｒｔ２をショートすると等価回路Ｃ１８２は、次の図１５に示す回路Ｃ１９１になる。
図１５は、図１４の等価回路Ｃ１８２においてＰｏｒｔ２をショートしたものである。図１５において矢印Ａ１からみたアドミッタンスは、（ｊＸ）^−１＋（−ｊＸ）^−１＝０となり、さらに次の図１６に示す回路Ｃ２０１になる。図１６は、図１５の回路を変形したものであるＩ_１＝０となり、Ｙ_１１＝０となる。このときの図１５の点Ｐの電位は、Ｖ_１であり、このときのＩ_２はＹ_２１であるので、Ｙ_２１＝Ｉ_２＝−（Ｖ_１／−ｊＸ）＝−ｊ／Ｘである。
従って、Ｙ_２２、Ｙ_１２についても同様に計算できるので、アドミッタンス行列は次の式（１４）で表される。

Ｐｏｒｔ１から発せられるエネルギーは次の式（１５）で表される。

Ｖ_１ ^２＋Ｖ_２ ^２＝一定という条件の基に、Ｐｏｒｔ１から発せられるエネルギーを最大にするには、固有値問題を解けばよく、固有値問題を解くと以下のようになる。固有値λ＝１／２のときの固有ベクトル［Ｖ_１，Ｖ_２］’∝［１，ｊ］’である。固有値λ＝−１／２のときの固有ベクトル［Ｖ_１，Ｖ_２］’∝［１，−ｊ］’である。これにより、固有値λ＝１／２のときが、最もエネルギーを親機から子機へ送信することができる。

また、送電装置の電源である送電装置用電源が電流を生成し、受電装置の電源部が電流を生成する場合、送電装置が備えるコイルと共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスが正の場合、受電装置の電源部が生成する電流は送電装置用電源が生成する電流から９０度遅れ、相互インダクタンスが負の場合、受電装置の電源部が生成する電流は送電装置用電源が生成する電流から９０度進む。

このことは、以下のようにして証明できる。式（１４）からインピーダンスマトリックスＺは、以下の式（１６）で表される。

ここで、インピーダンスマトリックスＺの成分の符号は、アドミッタンス行列の成分の符号と反対である。Ｐｏｒｔ１から発せられるエネルギーは、以下の式（１７）で表される。

Ｉ_１ ^２＋Ｉ_２ ^２＝一定という条件の基に、Ｐｏｒｔ１から発せられるエネルギーを最大にするには固有値問題を解けばよく、固有値問題を解くと以下のようになる。固有値λ＝１／２のときの固有ベクトル［Ｉ_１，Ｉ_２］’∝［１，−ｊ］’である。固有値λ＝−１／２のときの固有ベクトル［Ｉ_１，Ｉ_２］’∝［１，ｊ］’である。ここで、固有ベクトルの第２成分の符号が送電装置の電源と受電装置の電源が電流源の場合と異なっている。
これにより、固有値λ＝−１／２のときが、最もエネルギーを親機から子機へ送信することができる。

＜第１の実施形態の変形例＞
続いて、第１の実施形態の変形例について説明する。図１７は第１の実施形態の変形例における送電装置１００ｄの概略ブロック図である。なお、図２と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。図１７の送電装置１００ｄの構成は、図２の送電装置１００の構成に対して、共振回路１７０が共振回路１７０ｄに変更されたものになっている。その共振回路１７０ｄの構成は、図３の共振回路１７０の構成に対して、第１の整合部１３０が第１の整合部１３０ｄに変更されたものとなっている。

図２の第１の実施形態における送電装置１００では、第１の整合部１３０が第１のコイル１４０と直列に接続されているのに対し、図１７では、第１の整合部１３０ｄが第１のコイル１４０と並列に接続されている点が異なる。ここでは、一例として第１の整合部１３０ｄがコンデンサ１３１を備える。そのため、コンデンサ１３１が第１のコイル１４０と並列に接続されている点が図２と異なる。
また、共振周波数はｗ＝√［Ｌ／｛Ｃ（Ｌ^２−Ｍ^２）｝］となり、第１のコイル１４０と第２のコイル２４０との相互インダクタンスＭに依存する。

図１８は第１の実施形態の変形例における受電装置２００ｄの概略ブロック図である。
なお、図４と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。図１８の受電装置２００ｄの構成は、図４の受電装置２００の構成に対して、共振回路２７０が共振回路２７０ｄに変更されたものになっている。その共振回路２７０ｄの構成は、図３の共振回路２７０の構成に対して、第２の整合部２３０が第２の整合部２３０ｄに変更されたものとなっている。

図４の第１の実施形態における受電装置２００では、第２の整合部２３０が第２のコイル２４０と直列に接続されているのに対し、図１８では、第２の整合部２３０ｄが第２のコイル２４０と並列に接続されている点が異なる。ここでは、一例として、第２の整合部２３０ｄは、コンデンサ２３１を備える。そのため、コンデンサ２３１が第２のコイル２４０と並列に接続されている点が図４と異なる。このようにすることで、第２のコイル２４０は、送電装置１００ｄが発生させた磁界により誘導電圧を発生させる。そして、第２の整合部２３０ｄは、第２のコイル２４０と共役整合させる。具体的には、例えば、第２の整合部２３０ｄは、第２のコイル２４０が発生させた誘導電圧により発生する電流の大きさを減少させる。

＜第３の実施形態＞
上記の実施形態では、受電装置（子機）の周波数を送電装置（親機）の周波数と同一にしなければならない。しかし、周波数を合わせるための同期信号生成、または子機及び親機間で定期的な時計合わせをすることは、コストが発生するし面倒でもある。そこで、第３の実施形態では、受電装置２００ｄに流れる電流を検出し、例えば、検出した電流と略同一の位相で電圧を発生するように第２の電圧源２２０ｄを制御する。ここで、検出した電流と略同一の位相とは、検出した電流の位相に対して、予め決められた許容位相差だけ前後に離れた二つの位相の間にある位相である。これにより、簡単な構成で、送電装置１００ｄと受電装置２００ｄとの間で周波数の同期をとることができる。

以下、本実施形態における具体的な構成について説明する。図１９は、第３の実施形態における非接触給電システム１ｄの概略ブロック図である。なお、図１０及び図１１と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。非接触給電システム１ｄは、送電装置１００ｄ（以下、親機ともいう）と、受電装置２００ｄ（以下、子機ともいう）とを備える。本実施形態では、一例として、送電装置１００ｄが備える第１のコイル１４０と受電装置２００ｄが備える第２のコイル２４０との間の相互インダクタンスが正の場合について説明する。

送電装置１００ｄは、第１の電圧源１２０ｄと、共振回路１７０ｄとを備える。ここで、共振回路１７０ｄは、第１の整合部１３０と第１のコイル１４０との直列回路である。ここで、第１の整合部１３０は、コンデンサ１３１を備える。
コンデンサ１３１の一端は第１の電圧源１２０ｄに、コンデンサ１３１の他端は第１のコイル１４０の一端に接続されている。また、第１のコイル１４０の一端はコンデンサ１３１の他端に、第１のコイル１４０の他端は第１の電圧源１２０ｄに接続されている。
第１の電圧源１２０ｄは、予め決められた周波数で交流電圧を生成し、生成した交流電圧を第１のコンデンサ１３１を介して第１のコイル１４０へ供給する。これにより、第１のコイル１４０の周囲に磁界が発生し、後述する受電装置２００ｄの第２のコイル２４０に誘導電流が発生する。

受電装置２００ｄは、電圧源制御部２１１と、第２の電圧源２２０ｄと、共振回路２７０ｄと、電流検出部２５０’とを備える。共振回路２７０ｄは、第２の整合部２３０と第２のコイル２４０とが直列に接続された回路である。ここで、第２の整合部２３０は、コンデンサ２３１を備える。
第２のコイル２４０の一端は、コンデンサ２３１の一端に接続されている。また、第２のコイル２４０の他端は、第２の電圧源２２０ｄの一端に接続されている。コンデンサ２３１の他端は、電流検出部２５０’のマイナス側に接続されている。電流検出部２５０’のプラス側は、第２の電圧源２２０ｄの他端に接続されている。

電流検出部２５０’は、コンデンサ２３１から流れ込む電流を検出する。電流検出部２５０’は、検出した電流を表す電流信号を電圧源制御部２１１に供給する。
電圧源制御部２１１は、例えば、供給された電流信号が示す電流と同じ周波数で、予め決められた位相差（ここで、位相差はゼロを含む）の駆動信号を生成する。この駆動信号は、第２の電圧源２２０ｄを駆動するための信号である。ここで、この電流信号が表す波形と駆動信号が表す波形との時間のずれは、時間Δｔであるものとする。電圧源制御部２１１は、生成した駆動信号を第２の電圧源２２０ｄに出力する。

第２の電圧源２２０ｄは、例えば、電圧源制御部２１１から入力された駆動信号と同一周波数かつ同一位相で振動する電圧を表す電圧信号を生成し、生成した電圧信号を電流検出部２５０’に供給する。これにより、この第２の電圧源２２０ｄが生成した電圧信号が表す波形と電流検出部２５０’が検出した電流を表す波形との時間のずれは、時間Δｔとなる。

図２０は、電流検出部２５０’が検出した電流の波形Ｗ１７１の一例と、第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧の波形Ｗ１７２の一例が示された図である。同図において、電圧の波形Ｗ１７２の波形が電流の波形Ｗ１７１に比べて、時間Δｔだけ遅れていることが示されている。この遅れの許容量は、一例として、位相に換算して３０°程度まで許容してもよい。なぜならば、位相が３０度遅れている場合、位相が合致している場合に比べて、送電電力は０．８６（＝ｃｏｓ（３０°））倍となり、理想的状態の８６％の電力を送電することができるからである。さらに、この位相差を１８°以下にすれば理想的状態の９５％の電力を送電することができる。このように、この位相差は予め決められた許容位相差の範囲になるようにしてもよい。

なお、第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧の位相は電流検出部２５０’が検出する電流の位相に比べて遅れていても進んでいてもよい。このことから、一例として、第２の電圧源２２０ｄは、｜Δｔ×ｗ｜≦π／６＝３０°を満たすように時間Δｔを選択してもよい。ここで、ｗは第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧信号の角周波数である。

本実施形態では、親機と子機のコンデンサ（コンデンサ１３１とコンデンサ２３１）の容量Ｃと親機と子機のコイル（第１のコイル１４０と第２のコイル２４０）のリアクタンスＬは略等しいことが望ましい。また、親機と子機の電圧源（第１の電圧源１２０ｄと第２の電圧源２２０ｄ）の電圧振幅は略等しいことが望ましい。

以上、本実施形態において、電流検出部２５０’は、第２のコイル２４０に流れる電流を検出する。そして、電圧源制御部２１１は、検出した電流と略同一の周波数で、かつ検出した電流の位相から前後に予め決められた許容位相差だけ離れた二つの位相の範囲に収まる位相で、電圧を発生するように第２の電圧源２２０ｄを制御する。すなわち、第２の電圧源２２０ｄが発生させる電圧と第２の整合部２３０から流れ出る電流との位相差が予め決められた範囲になるように、第２の電圧源２２０ｄは該電圧を発生させる。
これにより、第１の電圧源１２０ｄが生成する電圧と第１のコイル１４０に流れる電流が同一の周波数となる。そのため第１のコイル１４０に流れる電流によって、第２のコイル２４０に誘導される誘導電流も第１の電圧源１２０ｄが生成する電圧と同一の周波数になる。そして、その誘導電流の周波数に第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧の周波数を合わせるので、第１の電圧源１２０ｄが生成する電圧と第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧の周波数を同一にすることができる。よって、このような簡単な構成で、親機と子機間の周波数の同期をとることができる。

このような制御は、以下の事由を根拠としている。上記に記載した通り、親機の電源、子機の電源間のアドミッタンス行列は式（１４）のようになる。ここでは共役整合が取れているので対角項は０である。図１９において相互インダクタンスが正／負の場合、相互リアクタンスＸについてＸ＝ｗＬｍ（ここでＬｍは相互インダクタンス）という関係があることから、相互リアクタンスＸもそれぞれ正／負になる。親機の自己リアクタンスと子機の自己リアクタンスとを０と仮定すると、親機の電源電圧をＶ_１、子機の電源電圧をＶ_２とするとそれぞれの電源からはＩ_１＝−ｊ／ＸＶ_２、Ｉ_２＝−ｊ／ＸＶ_１の電流が流れる（但し、Ｘｐは）。すなわち電流検出部２５０’（＋端子から−端子に流れる電流を＋と出力する。）にはＶ_１より９０°遅れた／進んだ（それぞれ相互インダクタンスが正／負のとき）位相の誘導電流が流れる。ここで、子機の電源電圧Ｖ_２が親機の電源電圧Ｖ_１より９０°遅れた／進んだ（それぞれ相互インダクタンスが正／負のとき）位相のとき、親機から子機へ最大のエネルギーを送ることができる。このことから、子機の電源電圧Ｖ_２の位相を電流検出部２５０’が検出した電流の位相と同じ位相と同じにすることで、親機から子機へ最大のエネルギーを送ることができる。なお、子機の電源電圧Ｖ_２の位相は、一例として、電流検出部２５０’が検出した電流の位相±３０°を許容範囲としていい。

なお、親機と子機とで、共振回路１７０ｄと共振回路２７０ｄとの間で異なる回路であってもよい。例えば、図１９において、共振回路１７０ｄと共振回路２７０ｄ間で、コンデンサの容量が異なり、コイルのインダクタンスが異なるが、共振周波数がｗ０で同一になる場合について説明する。アンテナとして機能する親機の第１のコイル１４０のインダクタンスをＬｐ、子機の第２のコイル２４０のインダクタンスをＬｃとし、コンデンサ１３１、２３１の容量をそれぞれＣｐ、Ｃｃとする。但し、ＬｐＣｐ＝ＬｃＣｃ＝（ｗ０）^−２を満たすものとする。親機と子機間の相互インダクタンスをＭ＝ｋ√（ＬｐＬｃ）とする。ここで、ｋは結合定数で、−１＜ｋ＜１である。また、親機の第１の電圧源１２０ｄが生成する電圧をＶｐ、子機の第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧をＶｃ｛ｅｘｐ（ｊφ）｝とおく（φは子機の親機に対する位相ずれ）。共振回路１７０ｄと共振回路２７０ｄとがともに、共振周波数ｗ０で共振している場合、親機の第１のコイル１４０に流れる電流ｉｐの２乗と子機の第２のコイル２４０に流れる電流ｉｃの２乗との和（以下、電流の２乗和ともいう）は、次の式（１８）で表される。

また、送電電力Ｐｏｗｅｒは、次の式（１９）で表される。

このことから、評価関数εは、送電電力Ｐｏｗｅｒを電流の２乗和で割った値であり、次の式（２０）で表される。

ここで、結合定数ｋが正（ｋ＞０）の場合はφ＝＋π／２、結合定数ｋが負（ｋ＜０）の場合はφ＝−π／２で最大効率、最大送電電力を得る。また、その時の効率が最大になる電圧はＶｃ＝Ｖｐの時である。したがって、親機と子機の共振回路が全く同一でなくとも、共振周波数が同一である場合、効率及び送電電力が最大になる位相差φの値及び子機の第２の電圧源２２０ｄの電圧振幅の値は、親機と子機の共振回路が全く同一の場合と同じである。

続いて、本実施形態の非接触給電システム１ｄの実験結果と比較するための比較例の非接触給電システム（以下、単に比較例という）について説明する。比較例の構成は、図１９の非接触給電システム１ｄの受電装置２００ｄから電圧源制御部２１１が削除され、第２の電圧源２２０ｄが負荷抵抗に変更されたものである。本実施形態の非接触給電システム１ｄと比較例の各素子のパラメータは以下の通りである。本実施形態の非接触給電システム１ｄで、子機の第２の電圧源２２０ｄの電圧は、親機の第１の電圧源１２０ｄの電圧と同じで、２０Ｖである。本実施形態の非接触給電システム１ｄにおいて、親機と子機のコイル間距離は０．５、０．７、０．９ｍの三つの距離で計測する。

比較例の負荷抵抗は１、２、５、１０、２２、３３、４７Ωの７通りで実験する。また、比較例において、親機と子機のコイル間距離は０．３、０．５、０．７、０．９、１．１、１．３、１．５ｍの七つの距離で実験する。
また、本実施形態の非接触給電システム１ｄと比較例に共通して、以下のパラメータを取る。親機と子機のコイルの直径が約４５０ｍｍで、巻線ピッチが３ｍｍ、６０巻の平面コイルである。コンデンサの容量は３３００ｐＦであり、共振周波数は１００ｋＨｚである。コイルの相互インダクタンスｋの符号は正である。親機の第１の電圧源１２０ｄの電圧は２０Ｖである。

上記の条件で、評価関数εと効率を計測した結果について説明する。ここで、効率は、受電電力を送電電力で割ったものであり、値が大きいほど効率が良い。図２１は、第３の実施形態の非接触給電システム１ｄと比較例との間の、評価関数εの比較結果である。同図において、比較例における評価関数εと負荷抵抗の関係が示されている。同図の縦軸は評価関数εで横軸は負荷抵抗である。親機と子機間の距離が一定の条件では、負荷抵抗が大きくなるに従って評価関数εが小さくなっている。また、負荷抵抗が一定の条件では、親機と子機間の距離が短くなるほど、評価関数εが大きくなっている。比較例において、親機と子機間の距離が０．５、０．７、０．９ｍの場合の評価関数εを示す曲線がそれぞれ曲線Ｗ１８１、Ｗ１８２、Ｗ１８３である。

また、本実施形態の非接触給電システム１ｄにおいて、親機と子機間の距離が０．５、０．７、０．９ｍの場合の評価関数εを示す直線がそれぞれ直線Ｗ１８４、Ｗ１８５、Ｗ１８６である。非接触給電システム１ｄでは、負荷抵抗を用いないが、便宜的に負荷抵抗によらず一定の値として評価関数εを表す直線Ｗ１８４、Ｗ１８５及びＷ１８６が示されている。
親機と子機間の距離が０．５、０．７、０．９ｍそれぞれの距離で、非接触給電システム１ｄと比較例の評価関数εとを比較すると、比較例の評価関数εの最大値よりも非接触給電システム１ｄの評価関数εが大きくなっている。すなわち、親機と子機間の距離が同じという条件では、非接触給電システム１ｄの評価関数εは、常に比較例の評価関数εよりも高い。

図２２は、第３の実施形態の非接触給電システム１ｄと比較例との間の、効率の比較結果である。同図において、比較例における効率と負荷抵抗の関係が示されている。同図の縦軸は効率で横軸は負荷抵抗である。親機と子機間の距離が一定の条件では、親機と子機間の距離が短くなるほど、最大効率をとる負荷抵抗が大きい。また、負荷抵抗が一定の条件では、親機と子機間の距離が短くなるほど、効率が大きくなっている。比較例において、親機と子機間の距離が０．５、０．７、０．９ｍの場合の効率を示す曲線がそれぞれ曲線Ｗ１９１、Ｗ１９２、Ｗ１９３である。

また、本実施形態の非接触給電システム１ｄにおいて、親機と子機間の距離が０．５、０．７、０．９ｍの場合の効率を示す直線がそれぞれ直線Ｗ１９４、Ｗ１９５、Ｗ１９６である。非接触給電システム１ｄでは、負荷抵抗を用いないので、便宜的に効率を表す直線Ｗ１９４、Ｗ１９５、Ｗ１９６を示している。
親機と子機間の距離が０．５、０．７、０．９ｍそれぞれの距離で、非接触給電システム１ｄと比較例の効率とを比較すると、比較例の効率の最大値よりも非接触給電システム１ｄの効率が大きくなっている。すなわち、親機と子機間の距離が同じという条件では、非接触給電システム１ｄの効率は、常に比較例の効率よりも高い。

続いて、本実施形態の非接触給電システム１ｄの位相差に応じた評価関数εの実験例について説明する。図２３は、実験時の非接触給電システム１ｄのパラメータを説明するための図である。第１の電圧源１２０ｄの内部インピーダンスＺは５０Ωであり、第１の電圧源１２０ｄの電圧は最大から最小までの振り幅が２０Ｖである。第２の電圧源２２０ｄも同様に、内部インピーダンスＺは５０Ωであり、第２の電圧源２２０ｄの電圧は最大から最小までの振り幅が２０Ｖである。第１の電圧源１２０ｄの電圧を基準として、第２の電圧源２２０ｄの電圧は、位相差φだけずれているものとする。

図２４は、位相差φを振ったとき評価関数εの値を示すグラフである。親機と子機間の距離が０．５、０．７、０．９ｍの場合の評価関数εの変化を表す曲線がそれぞれ曲線Ｗ２１１、Ｗ２１２、Ｗ２１３である。同図の縦軸は評価関数εで、横軸は位相差である。曲線Ｗ２１１から、親機と子機間の距離が０．５ｍの場合、位相差が約−１２０度のときに、評価関数εが最大値を取ることが示されている。

位相差が９０°でなく−１２０°で最大になっていない理由は、以下の通りである。第２の電圧源２２０ｄの内部インピーダンスＺは５０Ωあり、親機と子機間の磁界結合による結合インピーダンスはそれよりも十分小さい（親機と子機間の距離が５０ｃｍで６Ω程度）。そのため、第２の電圧源２２０ｄは電流源として作用したので、位相差は９０°でなく−９０°で評価関数εが最大になる。しかし、第２の電流検出部２５０’に位相ずれが３０°程度あったため、第２の電圧源２２０ｄに流れる電流と電圧の積の時間変化により求められる電力に３０度程度ずれが生じた。これにより、評価関数εが最大になる位相差が−９０°から−１２０°にシフトしたものと考えられる。

以上、送電装置１００ｄの第１の電圧源１２０ｄが電圧を生成し、受電装置２００ｄの第２の電圧源２２０ｄが電圧を生成する場合、評価関数εが最大になる位相差について説明する。送電装置１００ｄが備える第１のコイル１４０と受電装置２００ｄが備える第２のコイル２４０との間の相互インダクタンスが正の場合、第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧は第１の電圧源１２０ｄが生成する電圧から９０度進む。一方、該相互インダクタンスが負の場合、第２の電圧源２２０ｄが生成する電圧は第１の電圧源１２０ｄが生成する電圧から９０度遅れる。

＜第４の実施形態＞
続いて、図２５に示す第４の実施形態について説明する。第４の実施形態では、受電装置２００ｅが備えるコンデンサまたはコイルが並列に接続されており、受電装置２００ｅはコンデンサまたはコイルの両端にかかる電圧を検出する。そして、受電装置２００ｅは、例えば、検出した電圧と略同一の位相で電流を発生するように第２の電流源２２０ｅを制御する。ここで、検出した電圧と略同一の位相とは、検出した電圧の位相に対して、予め決められた許容位相差だけ前後に離れた二つの位相の間にある位相である。これにより、簡単な構成で、送電装置１００ｅと受電装置２００ｅ間の周波数の同期をとることができる。また電流の向きは電圧検出部２５２の＋端子の電位が−に対して正の時、電流源の矢印の方向に電流を流すことを同相と称する。

以下、本実施形態における具体的な構成について説明する。図２５は、第４の実施形態における非接触給電システム１ｅの概略ブロック図である。なお、図１９と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。非接触給電システム１ｅは、送電装置１００ｅ（以下、親機ともいう）と、受電装置２００ｅ（以下、子機ともいう）とを備える。第３の実施形態と同様に、本実施形態では、一例として、送電装置１００ｅが備える第１のコイル１４０と受電装置２００ｅが備える第２のコイル２４０との間の相互インダクタンスが正の場合について説明する。

第３の実施形態と比べると、第３の実施形態では、送電装置１００ｄと受電装置２００ｄのそれぞれが電圧源を備えていたのに対し、本実施形態における送電装置１００ｅと受電装置２００ｅのそれぞれが、電流源を備える点で異なる。更に、第３の実施形態の送電装置１００ｄが備えるコンデンサ１３１が第１のコイル１４０と直列に接続されていたが、第４の実施形態は、コンデンサ１３１が第１のコイル１４０に対して並列に接続されている点で異なる。更に、第４の実施形態では、第３の実施形態の電圧源制御部２１１が電流源制御部２１２に変更されたものになっている。

送電装置１００ｅは、第１の電流源１２０ｅと共振回路１７０ｅとを備える。共振回路１７０ｅは、第１の整合部１３０ｅと第１のコイル１４０とが並列に接続された回路である。ここで、第１の整合部１３０ｅは、コンデンサ１３１を備える。
コンデンサ１３１の一端は、第１の電流源１２０ｅのプラス側と第１のコイル１４０の一端とに接続されている。また、コンデンサ１３１の他端は、第１の電流源１２０ｅのマイナス側と第１のコイル１４０の他端とに接続されている。
第１の電流源１２０ｅは、予め決められた周波数で交流の電流を生成し、生成した電流をコンデンサ１３１と第１のコイル１４０に供給する。これにより、第１のコイル１４０は、その電流に応じて周囲に磁界を発生させる。その結果、第２のコイル２４０には、その磁界に応じた誘導電流が生じる。

受電装置２００ｅは、電流源制御部２１２と、第２の電流源２２０ｅと、電圧検出部２５２と、共振回路２７０ｅは、第２の整合部２３０ｅと第２のコイル２４０とが並列に接続された回路である。ここで、第２の整合部２３０ｅは、コンデンサ２３１を備える。
コンデンサ２３１の一端は、第２のコイル２４０の一端と電圧検出部２５２のプラス側と第２の電流源２２０ｅのプラス側とに接続されている。また、コンデンサ２３１の他端は、第２のコイル２４０の他端と電圧検出部２５２のマイナス側と第２の電流源２２０ｅのマイナス側とに接続されている。

第２のコイル２４０は、生じた誘導電流を第２の電流源２２０ｅに供給する。電圧検出部２５２は、第２のコイル２４０またはコンデンサ２３１の両端にかかる電圧を検出する。電圧検出部２５２は、検出した電圧を表す電圧信号を電流源制御部２１２へ供給する。 電流源制御部２１２は、電圧検出部２５２から供給された電圧信号が示す電圧と同じ周波数で、予め決められた位相差（ここで、位相差はゼロを含む）の駆動信号を生成する。この駆動信号は、第２の電流源２２０ｅを駆動するための信号である。ここで、この電圧信号が表す波形と駆動信号が表す波形との時間のずれは、時間Δｔであるものとする。電流源制御部２１２は、生成した駆動信号を第２の電流源２２０ｅへ出力する。

第２の電流源２２０ｅは、例えば、電流源制御部２１２から入力された駆動信号と同一周波数かつ同一位相で振動する電流を表す電流信号を生成し、生成した電流信号を第２のコイル２４０とコンデンサ２３１に供給する。これにより、この第２の電流源２２０ｅが生成した電流信号が表す波形と電圧検出部２５２が検出した電圧を表す波形との時間のずれは、時間Δｔとなる。

図２６は、電圧検出部２５２が検出した電圧の波形Ｗ２３１の一例と、第２の電流源２２０ｅが生成する電流の波形Ｗ２３２の一例が示された図である。同図において、電流の波形Ｗ２３１が電圧の波形Ｗ２３２の波形に比べて、時間Δｔだけ遅れていることが示されている。この遅れの許容量は、一例として、位相に換算して３０°程度まで許容してもよい。なぜならば、位相が３０度遅れている場合、位相が合致している場合に比べて、送電電力は０．８６（＝ｃｏｓ（３０°））倍となり、理想的状態の８６％の電力を送電することができるからである。さらに、この位相差を１８°以下にすれば理想的状態の９５％の電力を送電することができる。このように、この位相差は予め決められた許容位相差の範囲になるようにしてもよい。

なお、第２の電流源２２０ｅが生成する電流の位相は電圧検出部２５２が検出する電圧の位相に比べて遅れていても進んでいてもよい。このことから、一例として、第２の電流源２２０ｅは、｜Δｔ×ｗ｜≦π／６＝３０°を満たすように時間Δｔを選択してもよい。ここで、ｗは第２の電流源２２０ｅが生成する電流信号の角周波数である。

本実施形態では、親機と子機のコンデンサ（コンデンサ１３１とコンデンサ２３１）の容量Ｃと親機と子機のコイル（第１のコイル１４０と第２のコイル２４０）のリアクタンスＬは略等しいことが望ましい。また、親機と子機の電流源（第１の電流源１２０ｅと第２の電流源２２０ｅ）の電流振幅は略等しいことが望ましい。

続いて、送電装置１００ｅの第１の電流源１２０ｅが電流を生成し、受電装置２００ｅの第２の電流源２２０ｅが電流を生成する場合、評価関数εが最大になる位相差について説明する。その場合、送電装置１００ｅが備えるコイルと受電装置２００ｅが備えるコイルとの間の相互インダクタンスが正の場合、第２の電流源２２０ｅが生成する電流は第１の電流源１２０ｅが生成する電流から９０度遅れる。一方、該相互インダクタンスが負の場合、第２の電流源２２０ｅが生成する電流は第１の電流源１２０ｅが生成する電流から９０度進む。

以上、本実施形態において、電圧検出部２５２は、第２のコイル２４０またはコンデンサ２３１にかかる電圧を検出する。そして、電流源制御部２１２は、検出した電圧と略同一の周波数で、かつ検出した電圧の位相から前後に予め決められた許容位相差だけ離れた二つの位相の範囲内に収まる位相で、電流を発生するように第２の電流源２２０ｅを制御する。すなわち、第２の電流源２２０ｅが発生させる電流と第２の整合部２３０ｅから出力される電圧との位相差が予め決められた範囲になるように、第２の電流源２２０ｅは該電流を発生させる。
これにより、第１の電流源１２０ｅが生成する電流と第２のコイル２４０に流れる誘導電流とが同一の周波数になる。そのため第１のコイル１４０に流れる電流によって、第２のコイル２４０に誘導される誘導電流も第１の電流源１２０ｅが生成する電流と同一の周波数になる。そして、その誘導電流の周波数に第２の電流源２２０ｅが生成する電流の周波数を合わせるので、第１の電流源１２０ｅと第２の電流源２２０ｅとの周波数を同一にすることができる。よって、このような簡単な構成で、親機と子機間の周波数の同期をとることができる。

第１の実施形態の変形例で示した共振周波数では、２×２のアドミッタンス行列はＹのｉｊ成分をｙ_ｉｊとすると、それぞれの成分はｙ_１１＝ｙ_２２＝０，ｙ_２１＝ｙ_１２＝−ｊｗ０Ｍ／（Ｌ^２−Ｍ^２）である。ここでＬ、Ｍはそれぞれコイルの自己インダクタンスと相互インダクタンスである。このため、Ｉ_２＝ｙ_２１、Ｖ_１＝−ｊｗ０Ｍ／（Ｌ^２−Ｍ^２）Ｖ_１となり、Ｉ_２はＶ_１より位相が９０°遅れる／進む（それぞれ相互インダクタンス正／負のとき）。エネルギーを親機から子機に最も効率よく送るにはＩ_２の位相はＩ_１の位相に比べて９０°遅れる／進む（相互インダクタンス正／負）必要がある。このため、電流源制御部２１２は、一例としてＩ_２とＶ_２は同相であるように制御することで、エネルギーを親機から子機に最も効率よく送ることができる。なお、子機の電源電流Ｉ_２の位相は、一例として、電圧検出部２５２が検出した電圧の位相±３０°としても実用範囲であるので、電圧検出部２５２が検出した電圧の位相±３０°を許容範囲としてもよい。

＜第５の実施形態＞
続いて、第５の実施形態について説明する。図２７は、第５の実施形態における送電装置１００ｆの概略ブロック図である。なお、図２と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。送電装置１００ｆは、第１の電源部１２０ｆと、共振回路１７０ｆと、リレー制御部１８０とを備える。共振回路１７０ｆは、第１のコイル１４０と、第１のコンデンサ１７１と、第２のコンデンサ１７２と、第３のコンデンサ１７３と、切替部１９０とを備える。切替部１９０は、第１のコイル１４０に直列な静電容量と第１のコイル１４０に並列な静電容量との割合を変更する。ここで切替部１９０は、第１のリレー１７４と、第２のリレー１７５と、第３のリレー１７６とを備える。第１の電源部１２０ｆは一例として電圧源で、第１の電源部１２０ｆの両端の電圧はＥ１である。第１のコイル１４０のインダクタンスはＬである。

第１のコンデンサ１７１の一端は第１のリレー１７４に接続されており、第１のコンデンサ１７１の他端は第１のコイル１４０に接続されている。また第２のコンデンサ１７２の一端は第２のリレー１７５に接続されており、第２のコンデンサ１７２の他端は第１のコイル１４０に接続されている。また第３のコンデンサ１７３の一端は第３のリレー１７６に接続されており、第３のコンデンサ１７３の他端は第１のコイル１４０に接続されている。

第１のリレー１７４の一端は第１の電源部１２０ｆに接続されており、第１のリレー１７４の他端は第１のコンデンサ１７１に接続されている。また、第２のリレー１７５の一端は第１の電源部１２０ｆに接続されており、第２のリレー１７５の他端は第２のコンデンサ１７２に接続されている。また、第３のリレー１７６の一端は第１の電源部１２０ｆに接続されており、第３のリレー１７６の他端は第３のコンデンサ１７３に接続されている。

第１のリレー１７４、第２のリレー１７５、及び第３のリレー１７６は、それぞれ端子Ａ、Ｂ及びＣを備える。第１のリレー１７４、第２のリレー１７５、及び第３のリレー１７６は、Ａ端子をＢ端子かＣ端子に選択的に導通させる。これにより、第１のコイル１４０に直列なコンデンサの容量と第１のコイル１４０に並列なコンデンサの容量の和が一定という条件の下で、第１のコイル１４０に直列なコンデンサの容量と第１のコイル１４０に並列なコンデンサの容量を変更することができる。第１のリレー１７４、第２のリレー１７５、及び第３のリレー１７６は、電磁的な切り替えで動作する素子であってもよいし、半導体で形成された素子であってもよい。

リレー制御部１８０は、第１のリレー１７４を制御して、第１のリレー１７４が備える端子Ａと端子Ｂを導通させる場合と、第１のリレー１７４が備える端子Ａと端子Ｃを導通させる場合とを切り替える。同様にリレー制御部１８０は、第２のリレー１７５を制御して、第２のリレー１７５が備える端子Ａと端子Ｂを導通させる場合と、第２のリレー１７５が備える端子Ａと端子Ｃを導通させる場合とを切り替える。同様にリレー制御部１８０は、第３のリレー１７６を制御して、第３のリレー１７６が備える端子Ａと端子Ｂを導通させる場合と、第３のリレー１７６が備える端子Ａと端子Ｃを導通させる場合とを切り替える。

各コンデンサは、２^ｎ／（２^３−１）×Ｃ（ｎは０、１または２）で容量が与えられる。すなわち、第１のコンデンサ１７１の容量は、ｎが２の場合で４／７Ｃ（Ｃは予め決められた容量）である。第２のコンデンサ１７２の容量は、ｎが１の場合で２／７Ｃである。第３のコンデンサ１７３の容量は、ｎが０の場合で１／７Ｃである。

リレー制御部１８０は、３ビットの信号を用いて、第１のコイル１４０に並列な容量を、３ビットに相当する８つの等間隔刻みで変化させる。これによりリレー制御部１８０は、第１のコイル１４０に直列な容量と並列な容量の和が一定という条件の下で、第１のコイル１４０に並列な容量を変化させることができる。その際リレー制御部１８０は、送電装置１００ｆと後述する受電装置２００ｆとの距離の変化に伴う相互インダクタンスＭの変化に応じて、第１のコイル１４０に並列な容量を変化させる。これにより、リレー制御部１８０は、送電装置（親機）または受電装置（子機）の位置が変化して相互インダクタンスＭが変化しても第１の電源部１２０ｆの電圧Ｅ１を固定したままで所定のエネルギーを伝送することができる。その原理の詳細については後述する。なお、リレー制御部１８０は、伝送するエネルギーを変えてエネルギーを伝送してもよい。

以上により、共振回路１７０ｆは、磁界により誘導電流を発生させる第１のコイル１４０と、第１のコイル１４０の一端と接続されたコンデンサ１７１〜１７３と、第１の電源部１２０ｆの一端とコンデンサ１７１〜１７３の一端の間の導通と第１の電源部１２０ｆの一端と第１の電源部１２０ｆの他端の間の導通とを切り替える切替部１９０とを備える。
リレー制御部１８０は、受電装置２００ｆが備える第２のコイル２４０と第１のコイル１４０との間の相互インダクタンスの値に応じて、第１のコイル１４０と直列な静電容量を変化させるよう、切替部１９０を制御する。

なお、本実施形態では、一例として、送電装置１００ｆが三つのコンデンサを備え、リレー制御部１８０が、３ビットに相当する８つの等間隔刻みで第１のコイル１４０に並列な容量を変化させたが、これに限ったものではない。送電装置１００ｆがＮ個（Ｎは正の整数）のコンデンサを備え、リレー制御部１８０が、Ｎビットに相当する２^Ｎ個の等間隔刻みで第１のコイル１４０に並列な容量を変化させてもよい。その場合、リレー制御部１８０は、例えば、各容量ＣｎをＣｎ＝２＾ｎ／（２＾Ｎ−１）×Ｃに従って決定すればよい。これにより、Ｎビットに相当する２^Ｎだけの等間隔刻みで第１のコイル１４０に並列な容量を変化させることができる。

図２８は、第５の実施形態における受電装置２００ｆの概略ブロック図である。なお、図４と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。受電装置２００ｆは、第２の電源部２２０ｆと、共振回路２７０ｆと、リレー制御部２８０とを備える。共振回路２７０ｆは、第２のコイル２４０と、第４のコンデンサ２７１と、第５のコンデンサ２７２と、第６のコンデンサ２７３と、切替部２９０を備える。切替部２９０は、第２のコイル２４０に直列な静電容量と第２のコイル２４０に並列な静電容量との割合を変更する。ここで切替部２９０は、第４のリレー３７４と、第４のリレー２７５と、第６のリレー２７６とを備える。第２の電圧源２２０ｆは一例として電圧源で、第２の電圧源２２０ｆの両端の電圧はＥ２である。第２のコイル２４０のインダクタンスはＬである。
第５実施形態では、送電装置１００ｆと受電装置２００ｆがペアになっているので、共振周波数は同じはずです。図２７と図２８に示すように、コンデンサの容量は送電装置１００ｆ、受電装置２００ｆともに、１／７Ｃ、２／７Ｃ、４／７Ｃである。また、コイルのインダクタンスは、送電装置１００ｆ、受電装置２００ｆともにＬである。なお、送電装置１００ｆと受電装置２００ｆの間でコイルのインダクタは同一である必要がないが、送電装置１００ｆと受電装置２００ｆの間で共振周波数を同一にするために、リレー制御部１８０及びリレー制御部２８０は、コンデンサの容量を決定する。

第４のコンデンサ２７１の一端は第４のリレー２７４に接続されており、第４のコンデンサ２７１の他端は第２のコイル２４０に接続されている。また第５のコンデンサ２７２の一端は第５のリレー２７５に接続されており、第５のコンデンサ２７２の他端は第２のコイル２４０に接続されている。また第６のコンデンサ２７３の一端は第６のリレー２７６に接続されており、第６のコンデンサ２７３の他端は第２のコイル２４０に接続されている。

第４のリレー２７４の一端は第２の電源部２２０ｆに接続されており、第４のリレー２７４の他端は第４のコンデンサ２７１に接続されている。また、第５のリレー２７５の一端は第２の電圧源２２０ｆに接続されており、第５のリレー２７５の他端は第５のコンデンサ２７２に接続されている。また、第６のリレー２７６の一端は第６の電圧源２２０ｆに接続されており、第６のリレー２７６の他端は第６のコンデンサ２７３に接続されている。

第４のリレー２７４、第５のリレー２７５、及び第６のリレー２７６は、それぞれ端子Ａ、Ｂ及びＣを備える。第４のリレー２７４、第５のリレー２７５、及び第６のリレー２７６は、Ａ端子をＢ端子かＣ端子に選択的に導通させる。これにより、第２のコイル２４０に直列なコンデンサの容量と第２のコイル２４０に並列なコンデンサの容量の和が一定という条件の下で、第２のコイル２４０に直列なコンデンサの容量と第２のコイル２４０に並列なコンデンサの容量を変更することができる。第４のリレー２７４、第５のリレー２７５、及び第６のリレー２７６は、電磁的な切り替えで動作する素子であってもよいし、半導体で形成された素子であってもよい。

リレー制御部２８０は、第４のリレー２７４を制御して、第４のリレー２７４が備える端子Ａと端子Ｂを導通させる場合と、第４のリレー２７４が備える端子Ａと端子Ｃを導通させる場合とを切り替える。同様にリレー制御部１８０は、第５のリレー１７５を制御して、第５のリレー１７５が備える端子Ａと端子Ｂを導通させる場合と、第５のリレー１７５が備える端子Ａと端子Ｃを導通させる場合とを切り替える。同様にリレー制御部１８０は、第６のリレー２７６を制御して、第６のリレー２７６が備える端子Ａと端子Ｂを導通させる場合と、第６のリレー２７６が備える端子Ａと端子Ｃを導通させる場合とを切り替える。

受電装置の場合と同様に、各コンデンサは、２^ｎ／（２^３−１）×Ｃ（ｎは０、１または２）で容量が与えられる。すなわち、第４のコンデンサ２７１の容量は、ｎが２の場合で４／７Ｃ（Ｃは予め決められた容量）である。第５のコンデンサ２７２の容量は、ｎが１の場合で２／７Ｃである。第６のコンデンサ２７３の容量は、ｎが０の場合で１／７Ｃである。

リレー制御部２８０は、３ビットの信号を用いて、第４のコイル２４０に並列な容量を、３ビットに相当する８つの等間隔刻みで変化させる。これによりリレー制御部１８０は、第２のコイル２４０に直列な容量と並列な容量の和を一定という条件の下で、第２のコイル２４０に並列な容量を変化させることができる。その際リレー制御部２８０は、送電装置１００ｆと受電装置２００ｆとの距離の変化に伴う相互インダクタンスＭの変化に応じて、第２のコイル２４０に並列な容量を変化させる。これにより、リレー制御部１８０は、送電装置（親機）または受電装置（子機）の位置が変化して相互インダクタンスＭが変化しても第２の電源部２２０ｆの電圧Ｅ２を固定したままで所定のエネルギーを伝送することができる。その原理詳細については後述する。なお、リレー制御部２８０は、伝送するエネルギーを変えてエネルギーを伝送してもよい。

以上により、共振回路２７０ｆは、送電装置が発生させた磁界により誘導電流を発生させる第２のコイル２４０と、第２のコイル２４０の一端と接続された複数のコンデンサと、第２の電源部２２０ｆの一端と上記コンデンサの一端の間の導通と第２の電源部２２０ｆの一端と第２の電源部２２０ｆの他端の間の導通とを切り替える切替部２９０とを備える。
そして、リレー制御部２８０は、送電装置１００ｆが備える第１のコイル１４０と共振回路２７０ｆが備える第２のコイル２４０との間の相互インダクタンスの値に応じて、第２のコイル２４０と並列な静電容量を変化させるよう、切替部２９０を制御する。

なお、本実施形態では、一例として、受電装置２００ｆが三つのコンデンサを備え、リレー制御部２８０が、３ビットに相当する８つの等間隔刻みで第２のコイル２４０に並列な容量を変化させたが、これに限ったものではない。受電装置２００ｆがＮ個（Ｎは正の整数）のコンデンサを備え、リレー制御部２８０が、Ｎビットに相当する２^Ｎ個の等間隔刻みで第２のコイル１４０に並列な容量を変化させてもよい。その場合、リレー制御部２８０は、例えば、各容量ＣｎをＣｎ＝２^ｎ／（２^Ｎ−１）×Ｃに従って決定すればよい。これにより、Ｎビットに相当する２^Ｎ個の等間隔刻みで第２のコイル２４０に並列な容量を変化させることができる。

図２９は、図２８の送電装置１００ｆと図２９の受電装置２００ｆを備える非接触給電システム１ｆの等価回路である。送電装置１０１ｆは、第１の電圧源１２０ｆと、コンデンサ１３４ｆと、コンデンサ１３５ｆと、第１のコイル１４０とを備える。コンデンサ１３４ｆは、第１のコイル１４０と直列に接続されている。一方、コンデンサ１３５ｆは、第１のコイル１４０と並列に接続されている。

受電装置２０１ｆは、第２の電圧源２２０ｆと、コンデンサ２３４ｆと、コンデンサ２３５ｆと、第２のコイル２４０とを備える。コンデンサ２３４ｆは、第２のコイル２４０と直列に接続されている。一方、コンデンサ２３５ｆは、第２のコイル２４０と並列に接続されている。

図２７及び図２８における各リレーが備える端子Ａと端子Ｂが接続された状態をＯＮ状態、端子Ａと端子Ｃが接続された状態をＯＦＦ状態と表現する。その場合、コンデンサ１３４ｆの容量Ｃ１”は、図２７においてＯＮ状態のリレーに接続されたコンデンサの容量の和である。またコンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１’は、図２７においてＯＦＦ状態のリレーに接続されたコンデンサの容量の和である。また、コンデンサ２３４ｆの容量Ｃ２”は、図２８においてＯＮ状態のリレーに接続されたコンデンサの容量の和である。またコンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２’は、図２８においてＯＦＦ状態のリレーに接続されたコンデンサの容量の和である。

電源Ｅν（νは１または２）の角周波数ω_０は、１／√｛Ｌν（Ｃν’＋Ｃν”）｝である。第１の電源部１２０ｆは、第１のコイル１４０のインダクタンスＬ１と、切替部１９０による切り替えの結果得られた、第１のコイル１４０に並列に接続された容量の和Ｃ１’と第１のコイル１４０に直列に接続された容量の和Ｃ１”の総和（Ｃ１’＋Ｃ１”）Ｃ_Ｔとに基づいて決定される角周波数ω_１（＝１／√（Ｌ１（Ｃ１’＋Ｃ１”）））で振動する。また、第２の電源部２２０ｆは、第２のコイル２４０のインダクタンスＬ２と、切替部２９０による切り替えの結果得られた、第２のコイル２４０に並列に接続された容量Ｃ２’と前第２のコイル２４０に直列に接続された容量Ｃ２”の和（Ｃ２’＋Ｃ２”））とに基づいて決定される角周波数ω_２（＝１／√（Ｌ２（Ｃ２’＋Ｃ２”）））で振動し、ω_１=ω_２=ω_０である。よって、Ｌ２（Ｃ２’＋Ｃ２”）＝Ｌ１（Ｃ１’＋Ｃ１”）である。

図３０は、図２９の回路の等価回路である。同図の等価回路は、図２９の回路を直列回路に変換したものである。送電装置１０２ｆは、電圧源１２１ｆと、コンデンサ１３６ｆと、第１のコイル１４０とが順に直列に接続されている。ここで電圧源１２１ｆの電圧は、Ｃ１”／（Ｃ１’＋Ｃ１”）Ｅ１である。またコンデンサ１３６ｆの容量は、Ｃ１’＋Ｃ１”である。第１のコイル１４０と第２のコイルの相互インダクタンスはＭである。

受電装置２０２ｆは、電圧源２２１ｆと、コンデンサ２３６ｆと、第３のコイル２４０とが順に直列に接続されている。ここで電圧源２２１ｆの電圧はＣ２”／（Ｃ２’＋Ｃ２”）Ｅ２（図３０の２２１ｆの中も修正してください。）である。またコンデンサ２３６ｆの容量は、Ｃ２’＋Ｃ２”である。ここで、相互インダクタンスＭが正の時はＣ１“／（Ｃ１’＋Ｃ１”）Ｅ１＝ｊＣ２”／（Ｃ２’＋Ｃ２”）Ｅ２のとき、エネルギーの伝送効率が最大になる。そのときの伝送エネルギーは、｜｛Ｃ１”／（Ｃ１’＋Ｃ１”）Ｅ１｝｜^２／（ｗ_０Ｍ）＝｜｛Ｃ２”／（Ｃ２’＋Ｃ２”）Ｅ２｝｜^２／（ｗ_０Ｍ）
である。

送電装置１００ｆのリレー制御部１８０は、コンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１’とコンデンサ１３４ｆの容量Ｃ１”の和（Ｃ１’＋Ｃ１”）を一定としながら、第１のコイル１４０と第２のコイル２４０の相互インダクタンスＭに応じてコンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１’を変化させる。具体的には、例えば、リレー制御部１８０は、当該相互インダクタンスＭが大きくなるほど、第１のコイル１４０に直列なコンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１”を大きくする。または単独にあるいは送電装置と同時に受電装置２００ｆのリレー制御部２８０は、コンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２’とコンデンサ２３４ｆの容量Ｃ２”の和を一定としながら当該相互インダクタンスＭに応じてコイルに直列なコンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２”を変化させる。具体的には、例えば、リレー制御部２８０は、当該相互インダクタンスＭが大きくなるほど、第１のコイル２４０に並列なコンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２’を大きくする。これにより、送電装置１００ｆと受電装置２００ｆの距離が変わることで相互インダクタンスＭが変わっても、その相互インダクタンスＭに応じてコンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１’とコンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２’を変化させることで、エネルギーの伝送効率が最大になるときの伝送エネルギーの変化を小さくすることができる。

また、例えば、リレー制御部１８０は、第１のコイル１４０に直列なコンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１”の変化率を、当該相互インダクタンスＭの変化率の２分の１乗になるよう、第１のリレー１７４〜第３のリレー１７６を制御する。またそれと並行して、リレー制御部２８０は、例えば第２のコイル２４０に直列なコンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２”の変化率を、当該相互インダクタンスＭの変化率の２分の１乗になるよう、第１のリレー１７４〜第３のリレー１７６を制御する。これにより、非接触給電システム１ｆは、親機または子機の位置が変化して相互インダクタンスＭが変化しても第１の電源部１２０ｆの電圧Ｅ１及び第２の電源部２２０ｆの電圧Ｅ２を固定したままで、同じ所定のエネルギーを伝送することができる。

以上、第５の実施形態において、リレー制御部１８０は、当該相互インダクタンスＭの変化に応じて、第１のコイル１４０に直列なコンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１”を変化させる。または送電装置とは単独にあるいは同時に、リレー制御部２８０は、例えば、当該相互インダクタンスＭの変化に応じて、第１のコイル２４０に直列なコンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２”を変化させる。これにより、送電装置１００ｆと受電装置２００ｆの距離が変わることで相互インダクタンスＭが変わっても、その相互インダクタンスＭに応じてコンデンサ１３５ｆの容量Ｃ１”とコンデンサ２３５ｆの容量Ｃ２”を変化させることで、エネルギーの伝送効率が最大になるときの伝送エネルギーの変化を小さくすることができる。

＜第６の実施形態＞
続いて、第６の実施形態について説明する。第５の実施形態における非接触給電システム１ｆでは、端子の切り替えにリレーを使用したが、第６の実施形態における非接触給電システム１ｇでは、端子の切り替えに高速スイッチ回路を使用する。図３１は、第６の実施形態における送電装置１００ｇの概略ブロック図である。なお、図２７と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。第６の実施形態における送電装置１００ｇの構成は、第５の実施形態における送電装置１００ｆの構成に対して、第１のリレー１７４が高速スイッチ回路１７７に、第２のリレー１７５が高速スイッチ回路１７８に、第３のリレー１７６が高速スイッチ回路１７９に変更され、第１の電源部１２０ｆが第１の直流電源１２０ｇに変更されたものになっている。ここで、第１の直流電源１２０ｇは、例えば電池である。

高速スイッチ回路１７７〜１７９は、それぞれ端子Ａ、Ｂ及びＣを備える。高速スイッチ回路１７７〜１７９は、Ａ端子をＢ端子かＣ端子に選択的に導通させる。これにより、第１のコイル１４０に直列なコンデンサの容量と第１のコイル１４０に並列なコンデンサの容量の和が一定という条件の下で、第１のコイル１４０に直列なコンデンサの容量と第１のコイル１４０に並列なコンデンサの容量を変更することができる。ここで、端子Ａ、Ｂ及びＣとＯＮ状態及びＯＦＦ状態の関係は、第５の実施形態と同様である。但し、第５の実施形態におけるリレーの切り替えは、低速すなわち角周波数ω_０よりも小さい周波数で切り替わるのに対し、第６の実施形態における高速スイッチ回路１７７〜１７９は、角周波数ω_０で上記導通を切り替える。

図３２は、送電装置１００ｇが備える高速スイッチ回路１７７の概略ブロック図である。高速スイッチ回路１７７は、第１のトランジスタ１８１と、第２のトランジスタ１８２とを備える。第１のトランジスタ１８１は、例えばｎＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。第２のトランジスタ１８２は、例えばｐＭＯＳＦＥＴである。

第１のトランジスタ１８１のソース（Ｓ）はＡ端子及び第２のトランジスタ１８２のソース（Ｓ）に接続されている。また、第１のトランジスタ１８１のドレイン（Ｄ）はＢ端子に接続されている。また、第１のトランジスタ１８１のゲート（Ｇ）がリレー制御部１８０ｇに接続されている。第１のトランジスタ１８１のゲート（Ｇ）は、リレー制御部１８０ｇから供給された第１制御信号に応じてスイッチのＯＮ、ＯＦＦを切り替える。具体的には、例えば第１のトランジスタ１８１は、第１制御信号が予め決められた電圧より高いハイレベルのときに、スイッチがＯＮとなりドレイン（Ｄ）からソース（Ｓ）に電流が流れる。これにより、Ａ端子とＢ端子が導通する。

第２のトランジスタ１８２のソース（Ｓ）はＡ端子及び第１のトランジスタ１８１のソース（Ｓ）に接続されている。また、第２のトランジスタ１８２のドレイン（Ｄ）はＣ端子に接続されている。また、第２のトランジスタ１８２のゲート（Ｇ）がリレー制御部１８０ｇに接続されている。第２のトランジスタ１８２のゲート（Ｇ）は、リレー制御部１８０ｇから供給された第２制御信号に応じてスイッチのＯＮ、ＯＦＦを切り替える。これにより、第２のトランジスタ１８２は、高速にスイッチのＯＮ、ＯＦＦを切り替えることができる。具体的には、例えば第２のトランジスタ１８２は、第２制御信号が予め決められた電圧より低いローレベルのときに、スイッチがＯＮとなりソース（Ｓ）からドレイン（Ｄ）へ電流が流れる。これにより、Ａ端子とＣ端子が導通する。

リレー制御部１８０ｇは、第１制御信号と第２制御信号とを同相の信号とすることで、トランジスタのスイッチングのＯＮ、ＯＦＦが、第１のトランジスタ１８１と第２のトランジスタ１８２との間で逆相になるように制御する。例えば、ＯＮ状態すなわち端子Ａと端子Ｂとが接続された状態にするには、リレー制御部１８０ｇは、第１のトランジスタ１８１のスイッチをＯＮにし、第２のトランジスタ１８２のスイッチをＯＦＦにする。
一方、ＯＦＦ状態すなわち端子Ａと端子Ｃとが接続された状態にするには、リレー制御部１８０ｇは、第１のトランジスタ１８１のスイッチをＯＦＦにし、第２のトランジスタ１８２のスイッチをＯＮにする。

なお、第１のトランジスタ１８１と第２のトランジスタ１８２に、ＭＯＳＦＥＴを使用したが、これに限らず、バイポーラトランジスタでもよいし、ＩＧＢＴでもよい。また、高速スイッチ回路１７８及び１７９は、高速スイッチ回路１７７の構成と同じであるので、その構成の説明を省略する。

図３３は、第６の実施形態における受電装置２００ｇの概略ブロック図である。なお、図２８と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。第６の実施形態における受電装置２００ｇの構成は、第５の実施形態における受電装置２００ｆの構成に対して、第４のリレー２７４が高速スイッチ回路２７７に、第５のリレー２７５が高速スイッチ回路２７８に、第６のリレー２７６が高速スイッチ回路２７９に変更され、第２の電源部２２０ｆが第２の直流電源２２０ｇに変更されたものになっている。ここで、第２の直流電源２２０ｇは、例えば電池である。

高速スイッチ回路２７７〜２７９は、送電装置１００ｇの高速スイッチ回路１７７〜１７９と同様にそれぞれ端子Ａ、Ｂ及びＣを備える。高速スイッチ回路２７７〜２７９は、Ａ端子をＢ端子かＣ端子に選択的に導通させる。これにより、第２のコイル２４０に直列なコンデンサの容量と第２のコイル２４０に並列なコンデンサの容量の和が一定という条件の下で、第２のコイル２４０に直列なコンデンサの容量と第２のコイル２４０に並列なコンデンサの容量を変更することができる。ここで、端子Ａ、Ｂ及びＣとＯＮ状態及びＯＦＦ状態の関係は、第５の実施形態と同様である。但し、第５の実施形態におけるリレーの切り替えは、低速すなわち角周波数ｗ_０よりも小さい周波数で切り替わるのに対し、第６の実施形態における高速スイッチ回路２７７〜２７９は、角周波数ｗ_０で上記導通を切り替える。

図３４は、受電装置２００ｇが備える高速スイッチ回路２７７の概略ブロック図である。高速スイッチ回路１７７は、第３のトランジスタ２８１と、第４のトランジスタ２８２とを備える。第３のトランジスタ２８１は、例えばｐＭＯＳＦＥＴである。第４のトランジスタ２８２は、例えばｎＭＯＳＦＥＴである。

第３のトランジスタ２８１のソース（Ｓ）はＡ端子及び第４のトランジスタ２８２のソース（Ｓ）に接続されている。また、第３のトランジスタ２８１のドレイン（Ｄ）はＢ端子に接続されている。また、第３のトランジスタ２８１のゲート（Ｇ）がリレー制御部２８０ｇに接続されている。第３のトランジスタ１８１のゲート（Ｇ）は、リレー制御部２８０ｇから供給された第３制御信号に応じてスイッチのＯＮ、ＯＦＦを切り替える。具体的には、例えば第３のトランジスタ２８１は、第３制御信号が予め決められた電圧より低いローレベルのときに、スイッチがＯＮとなりソース（Ｓ）からドレイン（Ｄ）に電流が流れる。すなわち、第３のトランジスタ２８１は、スイッチがＯＮのときに、送電装置１００ｇの第１のトランジスタ１８１とは逆向きに電流を流す。これにより、Ａ端子とＢ端子が導通する。

第４のトランジスタ２８２のソース（Ｓ）はＡ端子及び第３のトランジスタ２８１のソース（Ｓ）に接続されている。また、第４のトランジスタ２８２のドレイン（Ｄ）はＣ端子に接続されている。また、第４のトランジスタ２８２のゲート（Ｇ）がリレー制御部２８０ｇに接続されている。第４のトランジスタ２８２のゲート（Ｇ）は、リレー制御部２８０ｇから供給された第４制御信号に応じてスイッチのＯＮ、ＯＦＦを切り替える。具体的には、例えば第４のトランジスタ２８２は、第４制御信号が予め決められた電圧より高いハイレベルのときに、スイッチがＯＮとなりドレイン（Ｄ）からソース（Ｓ）へ電流が流れる。すなわち、第４のトランジスタ２８２は、スイッチがＯＮのときに、送電装置１００ｇの第２のトランジスタ１８２とは逆向きに電流を流す。これにより、Ａ端子とＣ端子が導通する。

なお、第３のトランジスタ２８１と第４のトランジスタ２８２に、ＭＯＳＦＥＴを使用したが、これに限らず、バイポーラトランジスタでもよいし、ＩＧＢＴでもよい。また、高速スイッチ回路２７８及び２７９は、高速スイッチ回路２７７の構成と同じであるので、その構成の説明を省略する。

以上、第６の実施形態において、高速スイッチ回路１７７〜１７９及び高速スイッチ回路２７７〜２７９は、角周波数ω_０で導通を切り替える。これにより、第６の実施形態における非接触給電システム１ｇは、第５の実施形態の効果に加えて、第５の実施形態におけるリレーの切り替えよりも高速でスイッチを切り替えることができる。
なお、本実施形態では、切替部１９０は、第１のコイル１４０に直列な静電容量と並列な静電容量が一定という条件で、その割合を変更したが、これに限ったものではない。切替部１９０は、第１のコイル１４０に直列な静電容量と並列な静電容量が一定でない条件で、当該直列な静電容量と当該並列な静電容量を変更してもよい。
同様に、本実施形態では、切替部２９０は、第２のコイル１４０に直列な静電容量と並列な静電容量が一定という条件で、その割合を変更したが、これに限ったものではない。切替部２９０は、第２のコイル２４０に直列な静電容量と並列な静電容量が一定でない条件で、当該直列な静電容量と当該並列な静電容量を変更してもよい。

＜第７の実施形態＞
続いて、第７の実施形態について説明する。図３５は、第７の実施形態における非接触給電システム１ｈの概略ブロック図である。なお、図２及び図４と共通する要素には同一の符号を付し、その具体的な説明を省略する。非接触給電システム１ｈは、送電装置（親機ともいう）１００ｈと、受電装置（子機ともいう）２００ｈと、中継装置３００ｈとを備える。
送電装置１００ｈは、第１の電源部１２０ｈと、抵抗１３７と、コンデンサ１３１と、第１のコイル１４０が順に直列に接続されたものである。ここで、第１の電源部１２０ｈの両端の電圧はＥ[１]を表す。抵抗１３７のインピーダンスがｚである。コンデンサ１３１の容量がＣである。第１のコイル１４０のインダクタンスがＬである。第１のコイル１４０と第３のコイル３１０の相互インダクタンスがＭである。

第１の電源部１２０ｈは、交流電圧を生成する。これにより、抵抗１３７及びコンデンサ１３１を介して第１のコイル１４０に交流電流が供給される。また、第１の電源部１２０ｈは、当該交流電圧の位相を示す位相信号を、受電装置２００ｈの後述する制御部２１１ｈへ出力する。第１のコイル１４０は、供給された交流電流によって周囲に交流磁界を発生させる。

中継装置３００ｈは、第３のコイル３１０と、コンデンサ３２０と、抵抗３３０と、抵抗３４０と、コンデンサ３５０と、第４のコイル３６０とを備える。同図に示すように、第３のコイル３１０と、コンデンサ３２０と、抵抗３３０と、抵抗３４０と、コンデンサ３５０と、第４のコイル３６０とが順に直列に接続されている。ここで、第３のコイル３１０と第４のコイル３６０のインダクタンスがＬである。コンデンサ３２０とコンデンサ３５０の容量がＣである。抵抗３３０と抵抗３４０のインピーダンスがｚである。第４のコイル３６０と第２のコイル２４０の相互インダクタンスがＭである。

第３のコイル３１０は、第１のコイル１４０が発生させた交流磁界により交流の誘導電流が生じる。第３のコイル３１０は、生じた誘導電流をコンデンサ３２０、抵抗３３０、抵抗３４０及びコンデンサ３５０を介して、第４のコイル３６０へ供給する。第４のコイル３６０は、供給された誘導電流によって周囲に交流磁界を発生させる。

受電装置２００ｈは、第２のコイル２４０と、コンデンサ２３１と、抵抗２３７と、第２の電源部２２０ｈと、制御部２１１ｈを備える。受電装置２００ｈでは、第２のコイル２４０と、コンデンサ２３１と、抵抗２３７と、第２の電源部２２０ｈとが順に直列に接続されている。ここで、第２のコイル２４０のインダクタンスがＬである。コンデンサ２３１の容量がＣである。抵抗２３７のインピーダンスがｚである。第２の電源部２２０ｈの両端の電圧はＥ[２]で表す。

第２のコイル２４０では、第４のコイル３６０が発生させた交流磁界により交流の誘導電流が生じる。第２のコイル２４０は、生じた誘導電流をコンデンサ２３１及び抵抗２３７を介して、第２の電源部２２０ｈへ供給する。

ここで、本実施形態では、一例として、第１のコイル１４０とコイル３１０との相互インダクタンスが正で、かつコイル３６０と第２のコイル２４０との相互インダクタンスが正の場合を想定する。その場合、制御部２１１ｈは、第１の電源部１２０ｈから入力された位相信号に基づいて、その位相信号が示す位相に対して１８０度進む電圧を生成するよう、第２の電源部２２０ｈを制御する。これにより、第２の電源部２２０ｈが生成する電圧は、第１の電源部１２０ｈが生成する電圧に比べて１８０度位相が進む。また、制御部２１１ｈは、第１の電源部１２０ｈから入力された振幅信号に基づいて、その振幅信号が示す振幅に対して予め決められた割合（例えば、０．５５倍）の電圧を生成するよう、第２の電源部２２０ｈを制御する。これにより、第２の電源部２２０ｈが生成する電圧の振幅が、第１の電源部１２０ｈが生成する電圧の振幅に比べて予め決められた割合（例えば、０．５５倍）となる。
これにより、制御部２１１ｈは、第１の電源部１２０ｈが生成する電圧に比べて、位相が１８０度進み、振幅が予め決められた割合となる電圧を第２の電源部２２０ｈに生成させることで、エネルギーの伝送効率を向上させることができる。この伝送効率が向上する原理については、後述する。

続いて、第１の電源部１２０ｈと第２の電源部２２０ｈとの間の電圧の振幅比と位相差の決め方について説明する。ここで、ωを駆動角周波数とすると、ＬＣ＝１／ω^２が成り立つ。この非接触給電システム１ｈの送電装置１００ｈのアドミッタンスおよび受電装置１００ｈのアドミッタンスを成分とするアドミッタンス行列を用いると、次の式（２１）が成り立つ。

但し、Ｘ＝ωＭである。インピーダンスの値ｚが抵抗ｒで、抵抗ｒがパラメータＸに比べて十分に小さいとき（すなわち抵抗ｒ≪Ｘのとき）のアドミッタンス行列Ｙを行列Ａとすると、行列Ａは次の式（２２）で表される。

子機が受電するエネルギーｐｏｗｅｒは、次の式（２３）で表される。

ここで、Ｅの上の〜は転置を表し、Ｅの右上の＊は複素共役を表す。但し、Ｅは列ベクトルで次の式（２４）で表される。

である。行列Ｂは、次の式（２５）で表される。

ここで、行列Ｐ［ｋ］は（ｋ，ｋ）成分のみが１で他の成分は０の行列である（ｋは正の整数）。行列Ｂのｎ，ｍ成分をｂ［ｎ，ｍ］とすると、ｎ，ｍが子機群の時はｂ［ｎ，ｍ］＝Ｒｅ［ｙ［ｎ，ｍ］］である。ｎ，ｍが親機群の時はｂ［ｎ，ｍ］＝０である。ｎが親機群、ｍが子機群の時はｙ［ｎｍ］／２である。ｎが子機群、ｍが親機群の時はｙ［ｎｍ］^＊／２である。ここで^＊は複素共役を表す。よって、式（２２）の行列Ｙを式（２５）に代入すると行列Ｂは次の式（２６）で表される。

次に、行列Ｂが式（２６）で表される場合と同様に親機から放出されるエネルギーを表す行列をＣ^２とすると、行列Ｃ^２は、次の式（２７）で表される。

式（２７）から、行列Ｃは、次の式（２８）で表される。

式（２８）から、行列Ｃの逆行列Ｃ^−１は、次の式（２９）で表される。

続いて、行列Ｄは、次の式（３０）で表される。

ここで、子機に吸い込まれるエネルギーを親機が放出するエネルギーで除した量の期待値ηは次の式（３１）で表される。

Ｄの固有値は、√２−√３＝−０．３１８と√２＋√３＝３．１４６である。Ｄの固有値のうち最も小さい値（この例では、−０．３１８）が期待値ηの最小値であり、その場合にエネルギーの伝送効率が最大となる。このときの固有ベクトルＦ＝[Ｆ[１]、Ｆ［２］］（〜）とする。ここで、（〜）は転置を表す。このとき、固有ベクトルＦの成分Ｆ[１]＝１である。固有ベクトルＦの成分Ｆ［２］＝（１＋２ｊ）√２／（√２＋２√３）＝０．２９０＋ｊ０．５８０＝０．６４８（ｃｏｓ（６３．４５°）＋ｊｓｉｎ（６３．４５°））である。これはｒ≪Ｘで成り立つ式であり、ｒをいくら小さくしても効率は１にならない。ここで、親機の電圧Ｅ[１]と子機の電圧Ｅ[２]を成分に持つ行列Ｅ（＝[Ｅ[１]、Ｅ［２］］（〜）は、次の式（３２）で表される。

よって、Ｅ[１]は、次の式（３３）で表される。

また、Ｅ[２]は、次の式（３４）で表される。

この親機の電圧Ｅ［１］と子機の電圧Ｅ［２］から、親機の電圧Ｅ［１］と子機の電圧Ｅ［２］の位相差は１８０°である。すなわち、子機の電圧Ｅ［２］は、親機の電圧Ｅ［１］より１８０度進んでいる。また、親機の電圧Ｅ［１］の振幅に対する子機の電圧Ｅ［２］の振幅である振幅比は０．５５（＝Ｅ［２］／Ｅ［１］）である。

以上、第７の実施形態において、制御部２１１ｈは、一例として子機の電圧Ｅ［２］が親機の電圧Ｅ［１］に対して１８０度進むように第２の電源部２２０ｈを制御する。また、制御部２１１ｈは、一例として子機の電圧Ｅ［２］の振幅が親機の電圧Ｅ［１］の振幅の０．５５倍になるように第２の電源部２２０ｈを制御する。これにより、送電装置１００ｈから受電装置２００ｈへのエネルギーの伝送効率を最大にすることができる。

なお、コイル間の相互インダクタンスが全て負の場合、制御部２１１ｈは、送電装置１００ｈが生成する電圧の位相に対する受電装置１００ｈが生成する電圧の位相が１８０度遅れるように第２の電源部２２０ｈを制御してもよい。これにより、伝送効率を向上させることができる。

また、第１の電源部１２０ｈと第２の電源部２２０ｈをそれぞれ電流源に置き換えた場合で、コイル間の相互インダクタンスが全て正の場合、制御部２１１ｈは、送電装置１００ｈが生成する電圧の位相に対する受電装置１００ｈが生成する電圧の位相が１８０度遅れるように第２の電源部２２０ｈを制御してもよい。
また、第１の電源部１２０ｈと第２の電源部２２０ｈをそれぞれ電流源に置き換えた場合で、コイル間の相互インダクタンスが全て負の場合、制御部２１１ｈは、送電装置１００ｈが生成する電圧の位相に対する受電装置１００ｈが生成する電圧の位相が１８０度進むように第２の電源部２２０ｈを制御してもよい。

また、第７の実施形態において、受電装置２００ｈが備える制御部２１１ｈが第２の電源部２２０ｈの電圧Ｅ［２］の振幅と位相を制御したがこれに限ったものではない。送電装置１００ｈが、制御部１１１ｈを備え、制御部１１１ｈが第１の電源部１２０ｈの電圧Ｅ［１］の振幅と位相を制御してもよい。その場合、例えば、制御部１１１ｈは、第２の電源部２２０ｈが生成する電圧の振幅と位相を第２の電源部２２０ｈから取得してもよい。そして、制御部１１１ｈは、一例として親機の電圧Ｅ［１］が子機の電圧Ｅ［２］に対して１８０度遅れるように第１の電源部１２０ｈを制御してもよい。また、それと並行して制御部１１１ｈは、一例として親機の電圧Ｅ［１］の振幅が子機の電圧Ｅ［２］の振幅に対して１．８（＝１／０．５５）倍になるように第１の電源部１２０ｈを制御してもよい。

また、第７の実施形態では、送電装置１００ｈと受電装置２００ｈの間には、中継装置を一台だけ設置されていたが、送電装置１００ｈと受電装置２００ｈの間に中継装置が連続して二台以上設置されていてもよい。中継装置の数をＵ台（Ｕは正の整数）とした場合でかつコイル間の相互インダクタンスが全て正の場合、制御部２１１ｈまたは制御部１１１ｈは、送電装置１００ｈが生成する電圧の位相に対する受電装置１００ｈが生成する電圧の位相の進みを、（９０＋９０×Ｕ）度となるよう、それぞれ第２の電源部２２０ｈまたは第１の電源部１２０ｈを制御してもよい。これにより、伝送効率を向上させることができる。一方、中継装置の数をＵ台とした場合でかつコイル間の相互インダクタンスが全て負の場合、制御部２１１ｈまたは制御部１１１ｈは、送電装置１００ｈが生成する電圧の位相に対する受電装置１００ｈが生成する電圧の位相の遅れ、（９０＋９０×Ｕ）度となるよう、それぞれ第２の電源部２２０ｈまたは第１の電源部１２０ｈを制御してもよい。これにより、伝送効率を向上させることができる。

また、第１の電源部１２０ｈと第２の電源部２２０ｈをそれぞれ電流源に置き換えた場合で、かつコイル間の相互インダクタンスが全て正の場合で、かつ中継装置の数をＵ台（Ｕは正の整数）とした場合、制御部２１１ｈまたは制御部１１１ｈは、送電装置１００ｈが生成する電流の位相に対する受電装置１００ｈが生成する電流の位相の遅れを、（９０＋９０×Ｕ）度となるよう、それぞれ第２の電源部２２０ｈまたは第１の電源部１２０ｈを制御してもよい。これにより、伝送効率を向上させることができる。

一方、第１の電源部１２０ｈと第２の電源部２２０ｈをそれぞれ電流源に置き換えた場合で、かつコイル間の相互インダクタンスが全て負の場合で、かつ中継装置の数をＵ台とした場合、制御部２１１ｈまたは制御部１１１ｈは、送電装置１００ｈが生成する電流の位相に対する受電装置１００ｈが生成する電流の位相の進みを、（９０＋９０×Ｕ）度となるよう、それぞれ第２の電源部２２０ｈまたは第１の電源部１２０ｈを制御してもよい。これにより、伝送効率を向上させることができる。

以上の処理をまとめると、受電装置２００ｈにおいて、受電装置用電源部としての第２の電源部２２０ｈは、送電装置１００ｈの電源である第１の電源部１２０ｈが生成する電圧の位相に対する位相差であって中継装置の数に応じて決定された位相差で交流電圧を生成するか、あるいは第１の電源部１２０ｈが流す電流に対する位相差であって中継装置の数に応じて決定された位相差で交流電流を流す。すなわち、受電装置用電源部としての第２の電源部２２０ｈは、中継装置の数に応じて決定された、送電装置の電源である前記送電装置用電源部が生成する電力の位相に対する位相差で交流電力を生成する。

中継装置の数が一台の場合、第２の電源部２２０ｈは、送電装置１００ｈと中継装置３００ｈとの相互インダクタンスの正負と、中継装置３００ｈと受電装置２００ｈとの相互インダクタンスの正負とに応じて決定された、第１の電源部１２０ｈが生成する交流電力の位相に対する位相の進み量または遅れ量で交流電力を生成する。

中継装置の数が二台以上の場合、第２の電源部２２０ｈは、中継装置の数と、送電装置１００ｈと該送電装置１００ｈの隣の中継装置との相互インダクタンスの正負と、隣り合う中継装置間の相互インダクタンスの正負と、受電装置２００ｈと該受電装置の隣の中継装置との相互インダクタンスの正負とに応じて決定された、第１の電源部１２０ｈが生成する交流電力の位相に対する位相の進み量または遅れ量で交流電力を生成する

送電装置１００ｈは、中継装置の数に応じて決定された、受電装置２００ｈの電源である第２の電源部２２０ｈ（受電装置用電源）が生成する電圧の位相に対する位相差で交流電圧を生成するか、あるいは中継装置の数に応じて決定された、第２の電源部２２０ｈ（受電装置用電源）が流す電流に対する位相差で交流電流を流す第１の電源部１２０ｈを備えてもよい。すなわち、送電装置用電源部としての第１の電源部１２０ｈは、中継装置の数に応じて決定された、前記受電装置の電源である受電装置用電源が生成する電力の位相に対する位相差で交流電力を生成してもよい。

なお、各実施形態において、非接触給電システムが車両の負荷に給電する構成例について説明したが、これに限らず、非接触給電システムが他の電子装置（例えば、冷凍装置）の負荷に給電する構成にしてもよい。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

１、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ 非接触給電システム
１０、１０ｂ、１０ｃ 車両
１００、１００ｂ、１００ｃ 送電装置
１１０ 第１の電源制御部
１１１ｈ 制御部
１２０、１２０ｆ、１２０ｈ 第１の電源部（送電装置用電源部）
１２０ｄ 第１の電圧源
１２０ｅ 第１の電流源
１２１、１２３ 電池
１２１ｆ 電圧源
１２２、１２７、１２８、２２２ 端子
１２４ ｎｐｎトランジスタ
１２６ ｐｎｐトランジスタ
１３０、１３０ｅ 第１の整合部（整合部）
１３１ コンデンサ
１３２、２３２ 入力端子
１３３、２３３ 出力端子
１３４ｆ コンデンサ
１３５ｆ コンデンサ
１３６ｆ コンデンサ
１３７ 抵抗
１４０、１４０ｃ 第１のコイル
１５０ 電圧検出部
１５０’ 電流検出部
１６０ 信号生成部
１７０、１７０ｂ、１７０ｄ、１７０ｅ、１７０ｆ 共振回路
１７１ 第１のコンデンサ
１７２ 第２のコンデンサ
１７３ 第３のコンデンサ
１７４ 第１のリレー
１７５ 第２のリレー
１７６ 第３のリレー
１７７、１７８、１７９ 高速スイッチ回路
１８０ リレー制御部
１８１ ｐＭＯＳＦＥＴ
１８２ ｎＭＯＳＦＥＴ
１９０ 切替部
２００ 受電装置
２１０ 第２の電源制御部
２１１ 電圧源制御部
２１１ｈ 制御部
２１２ 電流源制御部
２２０、２２０ｆ、２２０ｈ 第２の電源部（受電装置用電源部）
２２０ｄ 第２の電圧源
２２０ｅ 第２の電流源
２２０ｇ 第２の直流電源
２２１ 電池
２２１ｆ 電圧源
２２３ 電池
２２４ ｐｎｐトランジスタ
２２６ ｎｐｎトランジスタ
２３０ 第２の整合部（整合部）
２３１ コンデンサ
２３４ｆ コンデンサ
２３５ｆ コンデンサ
２３６ｆ コンデンサ
２４０、２４０ｃ 第２のコイル
２５０ 電圧検出部
２５０’ 電流検出部
２５２ 電圧検出部
２６０ 信号生成部
２７０、２７０ｂ、２７０ｄ、２７０ｅ、２７０ｆ 共振回路
２７１ 第４のコンデンサ
２７２ 第５のコンデンサ
２７３ 第６のコンデンサ
２７４ 第４のリレー
２７５ 第５のリレー
２７６ 第６のリレー
２７７ 高速スイッチ回路
２７８ 高速スイッチ回路
２７９ 高速スイッチ回路
２８０ リレー制御部
２９０ 切替部
２８１ 第３のトランジスタ
２８２ 第４のトランジスタ
３００ｈ 中継装置
３１０ 第３のコイル
３２０ コンデンサ
３３０ 抵抗
３４０ 抵抗
３５０ コンデンサ
３６０ 第４のコイル

Claims (29)

1. 電源を含む送電装置用電源部を備える送電装置が発生させた磁界により生成される電気信号に応じて共振する共振回路と、
   前記共振回路に電圧または電流を供給する電源を含む受電装置用電源部と、
   前記送電装置が発生させた磁界により自装置において発生した電気信号を検出する検出部と、
   前記検出部が検出した電気信号に基づいて、前記送電装置用電源部の電源の位相と前記受電装置用電源部の電源の位相とが互いに異なるように、前記受電装置用電源部を制御する電源制御部と、
   を備えることを特徴とする受電装置。
2. 前記共振回路は、前記送電装置が発生させた磁界により誘導電流を発生させるコイルと、前記コイルと共役整合させる整合部とが直列に接続された回路、または、前記送電装置が発生させた磁界により誘導電圧を発生させるコイルと、前記コイルと共役整合させる整合部とが並列に接続された回路であり、
   前記受電装置用電源部の電源の周波数は、前記送電装置用電源部の電源と同じ周波数であり、前記コイルと前記整合部とに基づいて予め定められた共振周波数であることを特徴とする請求項１に記載の受電装置。
3. 前記電源制御部は、前記送電装置の電源の位相と前記受電装置用電源部の電源の位相とのずれを、９０度とすることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受電装置。
4. 前記送電装置用電源部が電圧を生成し、前記受電装置用電源部が電圧を生成する場合、前記送電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスが正の場合、前記受電装置用電源部が生成する電圧は前記送電装置用電源部が生成する電圧から９０度進み、前記相互インダクタンスが負の場合、前記受電装置用電源部が生成する電圧は前記送電装置用電源部が生成する電圧から９０度遅れることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の受電装置。
5. 前記送電装置用電源部が電流を流し、前記受電装置用電源部が電流を流す場合、前記送電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスが正の場合、前記受電装置用電源部が流す電流は前記送電装置用電源部が流す電流から９０度遅れ、前記相互インダクタンスが負の場合、前記受電装置用電源部が流す電流は前記送電装置用電源部が流す電流から９０度進むことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の受電装置。
6. 前記送電装置用電源部の電圧振幅と前記受電装置用電源部の電圧振幅とが略等しいか、または前記送電装置用電源部の電流振幅と前記受電装置用電源部の電流振幅とが略等しいことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の受電装置。
7. 前記検出部は、前記受電装置用電源部の交流電源がオフの場合、前記送電装置によって誘導される、前記共振回路が備えるコイルの両端の電気信号を検出し、
   前記電源制御部は、前記検出部が検出した電気信号を基準に、前記受電装置用電源部が生成する交流電源の位相を制御することを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の受電装置。
8. 前記受電装置用電源部が発生させる電圧と前記整合部から流れ出る電流との位相差が予め決められた範囲になるように、前記受電装置用電源部が前記電圧を発生させることを特徴とする請求項２に記載の受電装置。
9. 前記受電装置用電源部が発生させる電流と前記整合部から出力される電圧との位相差が予め決められた範囲になるように、前記受電装置用電源部が前記電流を発生させることを特徴とする請求項２に記載の受電装置。
10. 電圧または電流を発生させる電源を含む受電装置用電源部を備える受電装置に非接触で送電する送電装置であって、
    電圧または電流を供給する電源を含む送電装置用電源部と、
    前記送電装置用電源部から供給される交流電圧または交流電流を用いて共振する共振回路と、
    前記受電装置が発生させた磁界により自装置において発生した電気信号を検出する検出部と、
    前記検出部が検出した電気信号に基づいて、前記受電装置用電源部の電源の位相と前記送電装置用電源部の電源の位相とが互いに異なるように、前記送電装置用電源部を制御する電源制御部と、
    を備えることを特徴とする送電装置。
11. 前記検出部は、前記送電装置用電源部が交流電源を生成しない場合に、受電装置が発生させた磁界により前記共振回路が発生させる電気信号を検出し、
    前記電源制御部は、前記検出部が検出した電気信号に基づいて、前記送電装置用電源部が生成する交流電圧の位相を前記受電装置の電圧とは異なる位相となるよう制御するか、あるいは前記送電装置用電源部が生成する交流電流の位相を前記受電装置の電流とは異なる位相となるよう制御することを特徴とする請求項１０に記載の送電装置。
12. 前記共振回路は、前記送電装置用電源部が生成した交流電源に基づいて、周囲に磁界を発生させるコイルと、前記コイルと共役整合させる整合部と、を備え、
    前記送電装置用電源部の電源の周波数は、前記受電装置用電源部の電源と同じ周波数であり、前記コイルと前記整合部とに基づいて予め定められた共振周波数であることを特徴とする請求項１０に記載の送電装置。
13. 前記電源制御部は、前記受電装置用電源部の電源の位相と前記送電装置用電源部の電源の位相とのずれを、９０度とすることを特徴とする請求項１０から請求項１２のいずれか一項に記載の送電装置。
14. 前記送電装置用電源部の電圧振幅と前記受電装置用電源部の電圧振幅とが等しいことを特徴とする請求項１０から請求項１３のいずれか一項に記載の送電装置。
15. 前記送電装置用電源部の電流振幅と前記受電装置用電源部の電流振幅とが等しいことを特徴とする請求項１０から請求項１４のいずれか一項に記載の送電装置。
16. 送電装置と、該送電装置から給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムであって、
    前記送電装置は、
    電圧または電流を生成する電源を含む第１の電源部と、
    前記第１の電源部が生成した電圧または電流を用いて共振することで周囲に磁界を発生させる第１の共振回路と、
    電気信号を検出する検出部と、
    前記第１の電源部を制御する電源制御部と、
    を備え、
    前記受電装置は、
    前記第１の共振回路が発生させた磁界により生成される電気信号に応じて共振する第２の共振回路と、
    前記第２の共振回路に電圧または電流を供給する第２の電源部と、
    を備え、
    前記検出部は、前記受電装置が発生させた磁界により前記送電装置において発生した電気信号を検出し、
    前記電源制御部は、前記検出部が検出した電気信号に基づいて、前記第１の電源部の位相と前記第２の電源部の位相とが互いに異なるように、前記第１の電源部を制御することを特徴とする非接触給電システム。
17. 送電装置と、該送電装置から給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムであって、
    前記送電装置は、
    電圧または電流を生成する電源を含む第１の電源部と、
    前記第１の電源部が生成した電圧または電流を用いて共振することで周囲に磁界を発生させる第１の共振回路と、
    を備え、
    前記受電装置は、
    前記第１の共振回路が発生させた磁界により生成される電気信号に応じて共振する第２の共振回路と、
    前記第２の共振回路に電圧または電流を供給する第２の電源部と、
    前記送電装置が発生させた磁界により前記受電装置において発生した電気信号を検出する検出部と、
    前記検出部が検出した電気信号に基づいて、前記第１の電源部の電源の位相と前記第２の電源部の電源の位相とが互いに異なるように、前記第２の電源部を制御する電源制御部と、
    を備えることを特徴とする非接触給電システム。
18. 前記第１の電源部の電源の周波数と前記第２の電源部の電源の周波数は同一の周波数であり、該周波数は、前記第１の共振回路に基づいて予め定められた共振周波数であって、かつ前記第２の共振回路に基づいて予め定められた共振周波数であることを特徴とする請求項１６又は請求項１７に記載の非接触給電システム。
19. 前記第１の電源部の電源の位相と前記第２の電源部の電源の位相とは、９０度異なることを特徴とする請求項１６から請求項１８のいずれか一項に記載の非接触給電システム。
20. 前記第１の電源部の電圧振幅と前記第２の電源部の電圧振幅とが略等しいか、または前記第１の電源部の電流振幅と前記第２の電源部の電流振幅とが略等しいことを特徴とする請求項１６から請求項１９のいずれか一項に記載の非接触給電システム。
21. 前記共振回路は、送電装置が発生させた磁界により誘導電圧を発生させるコイルと、前記コイルに直列な静電容量と前記コイルに並列な静電容量との割合を変更する切替部とを備え、
    前記送電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスの値に応じて、前記共振回路が備えるコイルに直列な静電容量を変化させるよう、前記切替部を制御する制御部を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の受電装置。
22. 前記受電装置用電源部は、前記切替部による切り替えの結果得られた、前記共振回路が備えるコイルに並列に接続された容量と前記共振回路が備えるコイルに直列に接続された容量の和と前記共振回路が備えるコイルのインダクタンスとに基づいて決定される角周波数で振動することを特徴とする請求項２１に記載の受電装置。
23. 前記共振回路は、電流により誘導磁界を発生させるコイルと、前記コイルの一端と接続された複数のコンデンサと、前記送電装置用電源部の一端と前記コンデンサの一端の間の導通と前記送電装置用電源部の一端と前記送電装置用電源部の他端の間の導通とを切り替える切替部とを備え、
    前記受電装置が備えるコイルと前記共振回路が備えるコイルとの間の相互インダクタンスの値に応じて、前記共振回路が備えるコイルと並列なコンデンサの容量を変化させるよう、前記切替部を制御する制御部を更に備えることを特徴とする請求項１０に記載の送電装置。
24. 前記送電装置用電源部は、前記切替部による切り替えの結果得られた、前記共振回路が備えるコイルに並列に接続された容量と前記共振回路が備えるコイルに直列に接続された容量の和と前記共振回路が備えるコイルのインダクタンスとに基づいて決定される角周波数で振動することを特徴とする請求項２３に記載の送電装置。
25. 送電装置と、該送電装置から非接触で給電を受ける一台以上の中継装置と、該中継装置から非接触で給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムで用いられる前記受電装置であって、
    前記中継装置の数を引数とする１次関数に基づいて決定された、前記送電装置の電源を含む送電装置用電源部が生成する電圧または電流の位相に対する位相差で電圧または電流を生成する受電装置用電源部を備えることを特徴とする受電装置。
26. 前記中継装置の数が一台の場合、前記受電装置用電源部は、前記送電装置と前記中継装置との相互インダクタンスの正負と、前記中継装置と前記受電装置との相互インダクタンスの正負とに応じて決定された、前記送電装置用電源部が生成する電圧または電流の位相に対する位相の進み量または遅れ量で電圧または電流を生成することを特徴とする請求項２５に記載の受電装置。
27. 前記中継装置の数が二台以上の場合、前記受電装置用電源部は、前記中継装置の数と、前記送電装置と該送電装置の隣の中継装置との相互インダクタンスの正負と、隣り合う前記中継装置間の相互インダクタンスの正負と、前記受電装置と該受電装置の隣の前記中継装置との相互インダクタンスの正負とに応じて決定された、前記送電装置用電源部が生成する電圧または電流の位相に対する位相の進み量または遅れ量で電圧または電流を生成する請求項２５に記載の受電装置。
28. 送電装置と、該送電装置から非接触で給電を受ける一台以上の中継装置と、該中継装置から非接触で給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムで用いられる前記送電装置であって、
    前記中継装置の数を引数とする１次関数に基づいて決定された、前記受電装置の電源を含む受電装置用電源が生成する電圧または電流の位相に対する位相差で電圧または電流を生成する送電装置用電源部を備えることを特徴とする送電装置。
29. 第１の共振回路と電源を含む第１の電源部とを備える送電装置と、第２の共振回路と電源を含む第２の電源部とを備え、該送電装置から給電を受ける受電装置とを備える非接触給電システムにおける非接触給電方法であって、
    前記送電装置が、前記第１の電源部が生成する交流電源を用いて前記第１の共振回路を共振させることで、周囲に磁界を発生させる第１ステップと、
    前記受電装置が、電圧または電流を前記第２の電源部から前記第２の共振回路に供給し、前記第１の共振回路が発生させた磁界により生成される電気信号に応じて、前記第２の共振回路を共振させる第２ステップと、
    前記受電装置または前記送電装置が、前記第１の電源部の位相と前記第２の電源部の位相とが互いに異なるように、前記第１の電源部または前記第２の電源部を制御することを特徴とする非接触給電方法。

Images