JP6021055B2

JP6021055B2 - 超音波センサ

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Publication number: JP6021055B2
Application number: JP2012125513A
Authority: JP
Inventors: 逸志只政; 一將山内
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2012-05-31
Filing date: 2012-05-31
Publication date: 2016-11-02
Anticipated expiration: 2032-05-31
Also published as: JP2013250169A

Description

本発明は、超音波を送受信する超音波センサに関する。

従来から、振動子を駆動させて超音波を送信し、対象物で反射した超音波（以下、反射波という）を、振動子を用いて受信し、超音波の送信から受信までの時間（飛行時間）を計測し、その計測時間を基に対象物までの距離を測定する超音波センサが知られている。この超音波センサにおいては、電気的な送信信号が振動子に入力されることにより、その送信信号に基づいて振動子が振動し、超音波が発振される。一方、反射波の受信時には、振動子が、反射波に因って振動し、圧電効果により、その振動に基づいて電気的な受信信号を出力する。

この超音波センサにおいては、超音波の送信と反射波の受信とが共通の振動子を用いてなされる。そのため、図１１に示されるように、送信信号Ｓ１に基づく超音波の送信中に、送信信号Ｓ１に応じた受信信号Ｓ２が振動子から出力される。また、超音波の送信後であっても、振動子の残響振動に起因して受信信号Ｓ３が出力される。従って、対象物が超音波センサから遠くに在り、反射波に因る受信信号Ｓ４が残響振動の収束後に出力される場合には、受信信号Ｓ４を検出でき、対象物までの距離を正確に測定できる。それに対して、対象物が超音波センサの近くに在り、残響振動が収束するまでの残響振動収束時間Ｔ１中に反射波が受信されたとする。その場合には、振動子から出力される受信信号が、反射波に因る受信信号Ｓ４であるか、又は残響振動に起因する受信信号Ｓ３であるかを区別することが困難であり、対象物までの距離を正確に測定することは難しい。

そこで、対象物が近距離にあったとしても、その対象物までの距離を正確に測定できるようにするために、残響振動を抑制する構成を備えた超音波センサが知られている。この超音波センサは、そのような構成として、１次側に入力される電源電圧を昇圧し、その昇圧後の電圧を２次側から振動子に出力するトランスを備える。この超音波センサは、一般に残響振動の周波数が振動子の機械的な固有振動数（自己共振周波数）と略等しいことを利用しており、トランスの電気的な共振周波数が振動子の固有振動数と同一になるように設定されている。従って、残響振動のエネルギーがトランスにより共振現象を利用して吸収され、残響振動が抑制される。

しかしながら、一般に、振動子は温度特性を有しており、温度上昇に伴って静電容量が減少し、かつ固有振動数も変化する。そのため、上記超音波センサにおいては、温度が変化すると、振動子の固有振動数（＝残響振動の周波数）とトランスの共振周波数との間に差が生じる。従って、残響振動のエネルギーをトランスによって十分に吸収することができなくなり、残響振動の抑制効果が低下することがある。

そこで、上記超音波センサにおいて、温度変化により固有振動数が変動したとしても、電気的な共振周波数をその変動に追随させ、それらの差をなくすためのキャパシタをトランスの１次側に並列接続したものが知られている（例えば、特許文献１参照）。この超音波センサにおいて、上記キャパシタは温度特性を有し、その静電容量は、温度に応じて、共振周波数を固有振動数に追随させるように変化する。この構成によれば、振動子の温度変化に関係なく、残響振動を抑制できる。しかも、残響振動を抑制するためのキャパシタは、トランスの２次側よりも低電圧の１次側に設けられており、低耐圧キャパシタでよく、製造コストを削減できる。

特開２００５−８３９３５号公報

ところで、振動子は、その質量、形状、及び振動子を構成する圧電素子について個体差があり、その個体差により振動子間で静電容量に違いが生じ、振動子の固有振動数にばらつきがある。従って、特許文献１に記載のような超音波センサにおいては、そのばらつきに起因して、振動子の固有振動数と、トランス及びキャパシタで構成される残響抑制回路の予め設定された共振周波数との間に差が生じ、残響振動の抑制効果が減少することがある。

本発明は、その問題を解決するためになされたものであり、振動子の温度変化及び個体差に関わらず、振動子の残響振動を抑制でき、しかも、製造コストを削減できる超音波センサを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の超音波センサは、電源から１次側に入力される電圧を昇圧し、その昇圧された電圧を２次側から振動子に出力するトランスを備えた超音波センサにおいて、前記トランスの１次側に並列接続された可変容量回路を備えることを特徴とする。

前記可変容量回路に印加される電圧のレベルをシフトし、かつその電圧の振幅を制御することにより、その電圧を、元の電圧の波高値を上限値とした正の範囲内に収まるように調整する電圧レベルシフト回路をさらに備えることが望ましい。

前記振動子に並列接続された該振動子による残響振動を抑制するための抵抗をさらに備え、前記電圧レベルシフト回路のインピーダンスは、その２次換算等価インピーダンスが前記抵抗の抵抗値よりも大きくなるように設定されていることが望ましい。

前記電圧レベルシフト回路のインピーダンスが、前記振動子による残響振動を抑制するための抵抗として兼用されることが望ましい。

前記可変容量回路は、ＧＩＣ（Generated Immittance Converter）回路により構成されることが望ましい。

前記可変容量回路は、互いに並列に接続された複数のキャパシタと、前記複数のキャパシタを入切りするための複数のスイッチと、により構成されることが望ましい。

本発明によれば、振動子の温度変化及び個体差に関わらず、振動子の残響振動を抑制でき、しかも、製造コストを削減できる。

本発明の一実施形態に係る超音波センサの回路構成図。上記超音波センサの可変容量回路の構成図。上記超音波センサにおける超音波送信時に振動子から出力される受信信号のピーク・ツー・ピーク電圧値の時間的変化を示す片側対数グラフ。上記実施形態の第１の変形例に係る超音波センサの可変容量回路の構成図。上記実施形態の第２の変形例に係る超音波センサの回路構成図。（ａ）は図５のＡ点における信号波形図、（ｂ）は図５のＢ点における信号波形図。上記実施形態の第３の変形例に係る超音波センサの回路構成図。上記超音波センサの等価回路図。上記実施形態の第４の変形例に係る超音波センサの回路構成図。上記超音波センサの等価回路図。従来の超音波センサにおける超音波送信時の振動子の両端電圧の時間的変化を示す図。

本発明の一実施形態に係る超音波センサについて図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の超音波センサの構成を示す。この超音波センサ１は、振動子２を備え、その振動子２に超音波を送信させ、送信された超音波のうち、対象物で反射した超音波（以下、反射波という）を、振動子２を用いて受信する。超音波センサ１は、その受信により、対象物の存在を検知し、さらに、超音波の送信から受信までに要した期間、すなわち、超音波の飛行時間を計測して、超音波センサ１から対象物までの距離を測定する。超音波センサ１は、例えば、車両等の移動体に搭載され、移動体周辺の障害物等の物体の存在を検知し、さらに、移動体から物体までの距離を測定する。

超音波センサ１は、上記振動子２に加え、振動子２に超音波を送信させる駆動回路３と、振動子２による超音波送信後の残響振動を抑制するための残響抑制回路４と、振動子２から出力される受信信号の中から反射波に因る受信信号を検出する受信回路５とを備える。また、超音波センサ１は、駆動回路３による振動子２の駆動制御、残響抑制回路４による残響振動の抑制制御、及び受信回路５により検出された受信信号に基づく距離演算を行う制御回路６を備える。

振動子２は、圧電素子により構成される。その圧電素子は、駆動回路３から送信信号が入力されると、その入力された送信信号の周波数で伸縮を繰り返すことにより振動し、その送信信号と略同じ周波数の超音波を送信する。また、上記圧電素子は、反射波により振動させられると、圧電効果に因り、その振動に応じた電気的な受信信号を受信回路５に出力する。

駆動回路３は、制御回路６から入力される駆動信号に基づいて、直流電源Ｐ１から振動子２への電源電圧Ｖｃｃの供給をオンオフするスイッチング素子により構成される。駆動回路３は、上記供給をオンオフすることにより、電源電圧Ｖｃｃを波高値としたパルス状の送信信号を振動子２に入力する。その送信信号の周波数は、制御回路６から入力される駆動信号と略等しい。上記スイッチング素子は、トランジスタ又はＦＥＴ等により構成される。電源電圧Ｖｃｃは、例えば１０［Ｖ］に設定されている。

残響抑制回路４は、振動子２自身のキャパシタ成分（図示は省略）、トランス４１、可変容量回路４２及び抵抗Ｒ１により構成され、振動子２と駆動回路３との間に配置されている。トランス４１は、トランス４１の１次側に入力される送信信号としての電圧を昇圧し、その昇圧された電圧をトランス４１の２次側から振動子に出力する。

トランス４１は、例えば、単巻型のトランスにより構成されており、そのトランスは、１次側と２次側とで共通の分路巻線４１ａと、２次側のみで用いられる直列巻線４１ｂとを有し、分路巻線４１ａに上記送信信号が１次側から入力される。その送信信号の電圧値が一時的に略０であるとき、すなわち、電源電圧Ｖｃｃの供給が一時的にオフされるとき、分路巻線４１ａには、電磁誘導の作用により、電源電圧Ｖｃｃと略等しい誘導起電力（逆起電力）が生じる。従って、上記送信信号が分路巻線４１ａに入力されることにより、分路巻線４１ａの両端電圧は、波高値が電源電圧Ｖｃｃである交流の電圧になる。

ここで、分路巻線４１ａに対する直列巻線４１ｂの巻き数比がＮ−１（Ｎ＞１）であるとする。その場合、直列巻線４１ｂの両端電圧は、分路巻線４１ａの両端電圧を（Ｎ−１）倍した値になり、分路巻線４１ａ及び直列巻線４１ｂから２次側に出力される総電圧は、分路巻線４１ａの両端電圧をＮ倍した値になる。従って、１次側から分路巻線４１ａに上記送信信号が入力されると、２次側から、波高値がＮ×Ｖｃｃである交流の送信信号が振動子２に出力される。そのため、巻き数比Ｎ＝５で、電源電圧Ｖｃｃ＝１０［Ｖ］である場合、２次側から振動子２に出力される送信信号は、波高値が５０［Ｖ］である交流の送信信号になる。可変容量回路４２は、分路巻線４１ａに並列となるように接続されている。抵抗Ｒ１は、振動子２に並列接続されている。

直列巻線４１ｂの自己インダクタンスと、可変容量回路４２の静電容量とは、残響抑制回路４の共振周波数が振動子２の固有振動数と一致するように予め設定されている。ところで、上記共振周波数は、振動子２自身の静電容量と、上記自己インダクタンスと、上記静電容量をトランス４１の２次側で換算した２次換算等価静電容量とを基に求めることができる。従って、逆に、上記共振周波数の値を決めてしまうことにより、上記共振周波数がその値となるように上記自己インダクタンス及び上記２次換算等価静電容量を導き出すことができる。また、可変容量回路４２の静電容量をＣとすると、その２次換算等価静電容量はＣ／Ｎ^２（Ｎ：巻き数比）と表わされる。従って、上記の導き出された２次換算等価静電容量を基に逆算して、静電容量Ｃを算出することができる。抵抗Ｒ１は、振動子２の残響振動のエネルギーを吸収し、熱エネルギーに変換して放出する。

受信回路５は、振動子２により出力された受信信号の中から、振動子２により送信される超音波と略同じ周波数の受信信号を、反射波に因る受信信号として、フィルタ機能により抜き出し、検出する。

制御回路６は、マイクロプロセッサ等により構成でき、振動子２に超音波を送信させるとき、予め設定された周波数の駆動信号を駆動回路３に入力する。不図示であるが、制御回路６は、可変容量回路４２の静電容量を調整する操作を行うための容量調整機器と、接続端子を介して接続可能とされている。制御回路６は、容量調整機器と接続された状態で、容量調整機器に、可変容量回路４２の現在の静電容量を示す容量情報信号と、受信回路５により検出された受信信号とを送出する。容量調整機器は、その送出された受信信号の波形をモニタに表示し、ユーザがその波形を見て残響振動収束時間を確認しながら、可変容量回路４２の静電容量を調整する操作が可能な構成とされている。制御回路６は、ユーザにより容量調整機器を用いて静電容量の調整操作がなされると、その操作内容に従って、可変容量回路４２の静電容量を調整する。

図２は、可変容量回路４２の構成を示す。可変容量回路４２は、例えば、５つのインピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ５と２つのオペアンプＯＰ１、ＯＰ２から成るＧＩＣ（Generated Immittance Converter）回路により構成されるが、これに限定されない。そのＧＩＣ回路は、汎用の構成を有することから、その構成の詳細な説明は省略する。

このＧＩＣ回路では、インピーダンス素子Ｚ１〜Ｚ５のインピーダンスをそれぞれＺ_１〜Ｚ_５とすると、それらの合成インピーダンスＺが、下記の式（１）によって求められる。

ここで、インピーダンス素子Ｚ１が、静電容量Ｃ_１のキャパシタであり、インピーダンス素子Ｚ２〜Ｚ４がそれぞれ抵抗値Ｒ_２〜Ｒ_４の抵抗であり、インピーダンス素子Ｚ５が抵抗値Ｒ_５の可変抵抗であるとする。その場合、インピーダンスＺは、下記の式（２）に示される値となる。

そして、上記の式（２）に、「Ｚ＝１／（ｊωＣ）」（Ｃ：可変容量回路４２の静電容量）を代入すると、静電容量Ｃは、下記の式（３）で求めることができる。

上記の式（３）に示されるように、可変抵抗の抵抗値Ｒ_５を変えることにより、静電容量Ｃを変更することが可能である。

上記可変抵抗は、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｔｒ１により構成され、そのＭＯＳＦＥＴが線形領域で動作している状態で、ＭＯＳＦＥＴのゲートへの入力電圧値を増減することにより、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値が変化する特性を利用したものである。ゲートへの入力電圧値は制御回路６（図１参照）により制御される。上記可変抵抗は、互いに並列に接続された抵抗Ｒ２、Ｒ３と、それらの抵抗Ｒ２、Ｒ３への通電を入切りするためのスイッチＳＷ１、ＳＷ２とにより構成されていてもよい。上記可変抵抗は、制御回路６による制御の下、スイッチＳＷ１、ＳＷ２により抵抗Ｒ２、Ｒ３への通電がそれぞれ独立して制御されることにより、全体の抵抗が増減される。このような構成の可変抵抗を構成する抵抗及びスイッチの数は、それぞれ、２つに限定されず、複数であればよい。

本実施形態において、振動子２の固有振動数が温度変化に起因して変動するか、振動子２の個体差に応じてその固有振動数にばらつきがあるか、又はトランス４１の温度特性に起因して残響抑制回路４の共振周波数が変動したとする。それらのいずれの場合であったとしても、可変容量回路４２の静電容量を変更することにより、残響抑制回路４の共振周波数を調整して振動子２の固有振動数と略同一にすることができる。従って、振動子２の温度変化及び個体差に関わらず、共振現象を利用して振動子２による残響振動を抑制することができる。その結果、対象物が超音波センサ１の近距離に在ったとしても、対象物による反射波の受信時に振動子２から出力される受信信号を正確に検出することができ、超音波センサ１から対象物までの距離を正確に測定することが可能になる。しかも、残響振動を抑制するための可変容量回路４２は、トランス４１の２次側よりも低電圧の１次側に設けられており、従って、可変容量回路４２を構成する上で低耐圧素子を用いることができ、そのため、製造コストを削減することができる。

また、可変容量回路４２が、上述したＧＩＣ回路により構成される場合、その構成を、簡単で、かつ電圧依存性の無いものにすることができる。しかも、可変容量回路４２にｎＦオーダの静電容量が必要とされる場合であったとしても、その構成に要するキャパシタは１つで済む。従って、超音波センサ１内の電気回路をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）化する場合にキャパシタがそのＡＳＩＣに外付けされることになったとしても、キャパシタの数を１つに抑えることができる。そのため、回路の小型化を図ることができる。

また、図３に示されるように、可変容量回路がトランス４１の２次側に設けられる場合（破線で示す）の残響振動収束時間Ｔ１’よりも、本実施形態の残響振動収束時間Ｔ１を短くすることができる。その原理について説明する。同図の縦軸は、振動子２から出力される受信信号のピーク・ツー・ピーク電圧値Ｖｐｐを示し、横軸は時間を示す。また、縦軸の目盛を対数目盛とする。ピーク・ツー・ピーク電圧値Ｖｐｐは、超音波送信時には略１００［Ｖ］であり、超音波の送信が終了しても、残響振動に起因して、瞬時には０［Ｖ］にならない。そこで、可変容量回路４２を動作させることにより、残響振動を抑制してピーク・ツー・ピーク電圧値Ｖｐｐを下げることができる。ここで、可変容量回路４２が残響振動を抑制できるのは、可変容量回路４２への入力電圧が、可変容量回路４２の駆動電圧以下、本実施形態では１０［Ｖ］以下のときだけであるとする。その場合、可変容量回路がトランス４１の２次側に在れば、受信信号がそのまま可変容量回路４２に入力されることから、ピーク・ツー・ピーク電圧値Ｖｐｐが１０［Ｖ］になるとき（ｔ_ｓ’）までは、可変容量回路を用いて残響振動を抑制することができない。その結果として、残響振動収束時間Ｔ１’が延びてしまう。残響振動収束時間とは、送信信号に基づく超音波送信後に、残響振動が収束するまでに要する時間である。

それに対して、本実施形態においては、可変容量回路４２がトランス４１の１次側にあることから、受信信号は、そのまま可変容量回路４２に印加されるのではなく、その電圧がトランス４１により１／Ｎ（例えば、１／５）とされてから、可変容量回路４２に入力される。従って、例えば、ピーク・ツー・ピーク電圧値ＶｐｐがＮ×１０［Ｖ］（例えば、５×１０［Ｖ］）であるとき（ｔ_ｓ）でも、可変容量回路４２に入力される受信信号のピーク・ツー・ピーク電圧は１０［Ｖ］になる。そのため、可変容量回路４２を機能させることができ、残響振動収束時間Ｔ１を短くすることができる。

以下、上記実施形態の各種変形例について図面を参照して説明する。各変形例において、上記実施形態と同一の構成部材には同一の符号を付し、上記実施形態と同じ構成の説明は省略する。
（第１の変形例）
図４は、第１の変形例に係る超音波センサの可変容量回路４２の構成を示す。この可変容量回路４２は、互いに並列に接続されたキャパシタＣ２〜Ｃ４と、これらのキャパシタＣ２〜Ｃ４への通電を入切りするためのスイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４（スイッチ）とにより構成される。可変容量回路４２は、制御回路６（図１参照）による制御の下、スイッチング素子Ｔｒ２〜Ｔｒ４によりキャパシタＣ２〜Ｃ４への通電がそれぞれ独立して制御されることにより、回路全体の静電容量が増減される。上記キャパシタ及びスイッチング素子の数は、それぞれ、３つに限定されず、複数であればよい。

各キャパシタＣ２〜Ｃ４の静電容量は、互いに同じであっても、異なっていてもよい。スイッチング素子Ｔｒ２〜Ｔｒ４は、それぞれ、キャパシタＣ２〜Ｃ４と直列に接続されている。各スイッチング素子Ｔｒ２〜Ｔｒ４は、例えば、ＦＥＴにより構成され、ドレインがそれぞれ各キャパシタＣ２〜Ｃ４と接続され、ソースが接地されている。各スイッチング素子Ｔｒ２〜Ｔｒ４は、制御回路６からゲートに入力されるオンオフ切替え制御信号に従ってオン状態とオフ状態とを切り替えることにより、各キャパシタＣ２〜Ｃ４への通電を入切りする。

本変形例においては、可変容量回路４２の構成を、上記実施形態よりもさらに簡単で、しかも電圧依存性の無いものにすることができる。

（第２の変形例）
図５は、第２の変形例に係る超音波センサ１の構成を示す。本変形例の超音波センサ１は、可変容量回路４２に印加される電圧（以下、単に印加電圧という）のレベルをシフトする電圧レベルシフト回路（以下、単にシフト回路という）４３をさらに備える。シフト回路４３は、駆動回路３からトランス４１の１次側への給電系統Ｌ１と可変容量回路４２との間に配置され、シフト回路４３の一端は、ＡＣ結合用のキャパシタＣ１を介して給電系統Ｌ１と接続されており、その他端は、可変容量回路４２と接続されている。シフト回路４３は、給電系統Ｌ１による可変容量回路４２への印加電圧のレベルをシフトする。

図６（ａ）は、シフト回路４３による調整前の上記印加電圧の信号波形を示し、図６（ｂ）は、シフト回路４３による調整後の上記印加電圧の信号波形を示す。図６（ａ）に示されるように、シフト回路４３による調整前の印加電圧は、波高値が電源電圧Ｖｃｃと略等しい交流の送信信号による電圧であり、その電圧の極性はグランド電位（ゼロ電位）を中心として正負の間で切り替わる。図６（ｂ）に示されるように、シフト回路４３は、印加電圧（一点鎖線で示す）を電源電圧Ｖｃｃの略１／２の値だけ正方向にオフセットすることにより、印加電圧のレベルをシフトする。そのレベルがシフトされた印加電圧は、電源電圧Ｖｃｃの略１／２の値を中心として上昇と低下を交互に繰り返す脈流電圧となる。また、シフト回路４３は、その印加電圧における電源電圧Ｖｃｃよりも高い範囲及び負極性の範囲（０以下の範囲）をカットすることにより、印加電圧の振幅を制御する。このようにして、シフト回路４３は、印加電圧を、電源電圧Ｖｃｃ（元の電圧）を上限値とした正極性の範囲内に収まるように調整し、可変容量回路４２を保護する。

本変形例においては、可変容量回路４２への印加電圧が正極性の範囲内に収まる。従って、可変容量回路４２が上記実施形態と同等の構成（図２参照）を有する場合、その印加電圧が入力されるオペアンプＯＰ１、ＯＰ２を駆動する上で、各オペアンプＯＰ１、ＯＰ２に正極性の電源と負極性の電源の両方を用意する必要はなくなる。そのため、正極性の単一電源で済む。

ところで、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２を駆動できるのは、それらへの入力電圧がそれらの駆動電圧以下になるときである。そのため、上記入力電圧の上限を電源電圧Ｖｃｃとすることにより、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２が直流電源Ｐ１を用いて駆動できるようになる。従って、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２と振動子２とで直流電源Ｐ１を共用することができる。

（第３の変形例）
図７は、第３の変形例に係る超音波センサ１の回路構成を示す。本変形例では、シフト回路４３が、可変容量回路４２への印加電圧をオフセットするためのバイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５（シフト回路４３のインピーダンス）を有する。また、シフト回路４３は、そのオフセットされた電圧における電源電圧Ｖｃｃよりも高い範囲と負極性の範囲とをカットするクランプ用のダイオードＤ１、Ｄ２を有する。

バイアス抵抗Ｒ４は、その一端が直流電源Ｐ１に接続され、その他端が可変容量回路４２における印加電圧の入力端子４２ａに接続されている。バイアス抵抗Ｒ５は、その一端が入力端子４２ａに接続され、その他端が接地されている。バイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５の抵抗値は、互いに等しい。このような構成により、電源電圧Ｖｃｃは分圧され、バイアス抵抗Ｒ５には電源電圧Ｖｃｃの略１／２の電圧が掛かり、その電圧でもってキャパシタＣ１が充電される。それにより、給電系統Ｌ１からキャパシタＣ１を経由して入力端子４２ａに印加される電圧は、キャパシタＣ１の充電電圧、すなわち、電源電圧Ｖｃｃの略１／２の電圧だけ、正方向にオフセットされる。以下、このオフセットされた電圧を、単に、オフセット電圧という。

ダイオードＤ１は、カソードが直流電源Ｐ１と接続され、アノードが入力端子４２ａと接続されている。ダイオードＤ１は、オフセット電圧の値が電源電圧Ｖｃｃを越えるときに導通し、オフセット電圧を電源電圧Ｖｃｃと略等しい値にまで引き下げ、それにより、電源電圧Ｖｃｃよりも高い範囲の電圧をカットする。一方、ダイオードＤ２は、カソードが入力端子４２ａと接続され、アノードが接地されている。ダイオードＤ２は、オフセット電圧の値が０未満となって負になるときに導通し、オフセット電圧を略０にまで引き上げ、それにより、負極性の範囲の電圧をカットする。なお、ここでは、ダイオードＤ１、Ｄ２が導通したときの各ダイオードの順方向電圧については無視するものとする。

図８は、図７に示される超音波センサ１の等価回路を示す。この等価回路は、バイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５の代わりとして、トランス４１の２次側に、２次換算抵抗Ｒ４５（２次換算等価インピーダンス）を設けたものである。この２次換算抵抗Ｒ４５は、バイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５の合成抵抗値を２次側で換算した２次換算等価抵抗値を有する。その２次換算等価抵抗値は、各バイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５の抵抗値をＲとしたときに、（Ｒ／２）×Ｎ^２で表わされる。この２次換算等価抵抗値（Ｒ／２）×Ｎ^２が残響振動抑制用の抵抗Ｒ１の抵抗値よりも十分に大きくなるように、例えば抵抗Ｒ１の抵抗値の１０倍以上となるように、バイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５の抵抗値は設定されている。

本変形例においては、シフト回路４３のバイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５が、抵抗Ｒ１による残響振動の吸収を妨げないようにすることができ、残響振動の抑制効果の低下を防ぐことができる。

（第４の変形例）
図９は、第３の変形例に係る超音波センサ１の構成を示す。本変形例の超音波センサ１は、上記第３の変形例の構成（図７参照）において、残響振動抑制用の抵抗Ｒ１を省略し、さらに、バイアス抵抗Ｒ４、Ｒ５を可変抵抗Ｒ６、Ｒ７（シフト回路４３のインピーダンス）に置換したものである。可変抵抗Ｒ６、Ｒ７は、例えば、ＭＯＳＦＥＴにより構成され、そのＭＯＳＦＥＴが線形領域で動作している状態で、ＭＯＳＦＥＴのゲートへの入力電圧値を増減することにより、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗値が変化する特性を利用したものである。そのゲートへの入力電圧値は制御回路６（図５参照）により制御される。

図１０は、図９に示される超音波センサ１の等価回路を示す。この等価回路は、可変抵抗Ｒ６、Ｒ７の代わりとして、トランス４１の２次側に、２次換算可変抵抗Ｒ６７を設けたものである。この２次換算可変抵抗Ｒ６７は、可変抵抗Ｒ６、Ｒ７の合成抵抗値を２次側で換算した２次換算等価抵抗値を有する。可変抵抗Ｒ６、Ｒ７の抵抗値を変更すると、２次換算等価抵抗値も増減するが、その増減し得る範囲内に、上記第３の変形例における抵抗Ｒ１及び２次換算抵抗Ｒ４５（図８参照）の合成抵抗値が含まれるように、可変抵抗Ｒ６、Ｒ７の抵抗値は設定されている。このようにして、可変抵抗Ｒ６、Ｒ７が、抵抗Ｒ１の代わりに、振動子２による残響振動を抑制するための抵抗として兼用される。

本変形例においては、トランス４１の２次側よりも低圧の１次側にある可変抵抗Ｒ６、Ｒ７が残響振動抑制用の抵抗として兼用されることにより、実質的に、残響振動抑制用の抵抗が１次側に設けられることになる。従って、可変抵抗Ｒ６、Ｒ７を低耐圧素子で構成可能になり、そのため、ＡＳＩＣに内蔵することができ、その抵抗値を、振動子２による残響振動の収束度合に応じて適当な値に調整することができる。

なお、本発明は、上記の実施形態及び各変形例の構成に限定されるものでなく、使用目的に応じ、様々な変形が可能である。例えば、トランス４１は、プッシュプル型のトランスであってもよいし、複巻型のトランスであってもよい。また、送信信号の波高値は電源電圧Ｖｃｃの１／２であってもよい。その場合、その送信信号に基づいて超音波が送信され、その送信に因る残響振動が発生したとしても、その発生直後の可変容量回路４２への入力電圧は電源電圧Ｖｃｃと略等しくなる。従って、可変容量回路４２の駆動電圧が電源電圧Ｖｃｃと略同じであれば、直ちに可変容量回路４２を機能させることができ、残響振動収束時間をさらに短縮することができる。

上記実施形態において、抵抗Ｒ１は省略されていてもよい。また、図４に示す各スイッチング素子Ｔｒ２〜Ｔｒ４は、ｎｐｎ型トランジスタにより構成され、コレクタがそれぞれ各キャパシタＣ２〜Ｃ４と接続され、エミッタが接地されていてもよい。その場合、各スイッチング素子Ｔｒ２〜Ｔｒ４は、制御回路６からベースに入力されるオンオフ切替え制御信号に従ってオン状態とオフ状態とを切り替えても構わない。

１超音波センサ
２振動子
４１トランス
４２可変容量回路
４３電圧レベルシフト回路
Ｒ１抵抗
Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７バイパス抵抗（電圧レベルシフト回路のインピーダンス）
Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４キャパシタ
Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４スイッチング素子（スイッチ）
Ｐ１直流電源

Claims

１次側に入力される電圧を昇圧し、その昇圧された電圧を２次側から振動子に出力するトランスを備えた超音波センサにおいて、
前記トランスの１次側に並列接続された可変容量回路を備え、
電源電圧に基づく送信信号が前記トランスと前記可変容量回路の接続点に入力され、
前記可変容量回路には制御回路が接続され、前記可変容量回路の静電容量を調整可能な容量調整機器が前記制御回路に接続可能に構成されることを特徴とする超音波センサ。
前記可変容量回路に印加される電圧のレベルをシフトし、かつその電圧の振幅を制御することにより、その電圧を、元の電圧の波高値を上限値とした正の範囲内に収まるように調整する電圧レベルシフト回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の超音波センサ。
前記振動子に並列接続された該振動子による残響振動を抑制するための抵抗をさらに備え、
前記電圧レベルシフト回路のインピーダンスは、その２次換算等価インピーダンスが前記抵抗の抵抗値よりも大きくなるように設定されていることを特徴とする請求項２に記載の超音波センサ。
前記電圧レベルシフト回路のインピーダンスが、前記振動子による残響振動を抑制するための抵抗として兼用されることを特徴とする請求項２に記載の超音波センサ。
前記可変容量回路は、GIC(Generated Immittance Converter)回路により構成されることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の超音波センサ。
前記可変容量回路は、互いに並列に接続された複数のキャパシタと、前記複数のキャパシタを入切りするための複数のスイッチと、により構成されることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の超音波センサ。