JP5986943B2 - ホモダイン検波方式電磁波分光測定システム - Google Patents

Description

本発明は、測定対象物に対するミリ波・テラヘルツ波の透過または反射スペクトルを測定する技術に関するものであり、特に「信号（Signal）」対「雑音（Noise）」比（以下「ＳＮＲ」と記す）を改善して良好な測定結果を得る技術に関する。

０.１〜１０ ＴＨｚ（テラヘルツ）の周波数帯域の電磁波であるミリ波・テラヘルツ波は、電波（〜３ＴＨｚ）のように物体を透過しやすく、かつ自然界の物質を構成する分子の分子間結合（水素結合など）と強い相互作用を引き起こすことが知られている。分子間結合はミリ波やテラヘルツ波の周波数帯域で特有の分光パターン、すなわち指紋スペクトルを有するので、上記の周波数帯域の分光情報を利用することにより、分子間結合の違いの同定が可能である。それ故、ミリ波・テラヘルツ波を利用して物体を測定する電磁波分光測定システムや、そのシステムによる測定結果を画像に変換する画像化システムが開発され、物質検査、医療、電波天文等の各分野で応用されている。

テラヘルツ波分光測定では、光学スペクトルが数ＴＨｚまで広範囲に広がっていることから、極超短パルスレーザを信号源に用いる時間領域分光法（TDS: Time Domain Spectroscopy）が先んじて実用化された。しかし、そのようなシステムでは、信号源（パルス波）の放出エネルギーが広帯域に分布するため、そのエネルギースペクトル密度は非常に低く、フーリエ変換に許容される時間でスペクトル解像度が制限される。

米国特許第７９８６４１３号明細書

I. S. Gregory, et al., "Continuous-wave teraherts system with a 60 dB dynamic range," Applied Physics Letters 86, 204104, 2005. G. Mouret, et al., "THz media characterization by means of coherent homodyne detection, results and potential applications," Applied Physics B 89, pp. 395-399, 2007. 「テラヘルツテクノロジー」、（株）エヌ・ティー・エス、pp. 65-68、pp. 274-275、2005年7月15日発行.

この問題を克服するべく、連続波（CW: Continuous Wave）の光信号を利用することにより、そのエネルギースペクトル密度を高くする方法が採用されるようになった。連続波光信号を利用する電磁波分光測定システムは、周波数の微調整が広帯域にて可能な信号発生器と、高感度かつ高速応答の信号検出器を有することが特徴である。この数年間に、上記特徴を有する電磁波分光測定システムやその画像化システムの報告が相次いでおり、それらの報告書の多くでは、システム構成が簡単という理由で、ショットキー・バリア・ダイオードやボロメータを検出器に用いる直接検出方式が採用されている（非特許文献１、２参照）。しかし、直接検出方式では信号の強度しか測定できず、測定対象物の誘電率や誘電正接の特定に必要な位相情報を測定できないという制約がある。さらに直接検出方式には、感度が非常に低く、長い積分時間が必要になるという問題もある。

これらの対処策として、分光情報を含む測定信号と参照信号とのミキシングを利用する間接検出方式が考えられる。その代表例であるヘテロダイン検波方式は、信号強度だけでなく位相情報も検出可能であり、測定感度の向上も図れる。しかし、参照信号として用いるローカル信号（以下、「LO信号」と記す）の発生用に主信号発生器とは別に、もうひとつ信号発生器（局部発振器）が必要になるので、システムが複雑かつ高価になるという欠点がある。これに対してホモダイン検波方式には、局部発振器を主信号発生器と共用できることに加えて、信号検出器が基準とする位相情報を主信号発生器から信号検出器に供給することにより、ヘテロダイン検波方式と同等の高い検出感度を得られるという特長がある。ここで「ホモ」は「同じ（周波数）」、「ダイン」は「掛け合わせる」という意味である。このような理由から、昨今の電磁波分光測定システムでは、システムの性能と複雑度、そしてコストを勘案して、ホモダイン検波方式が採用されている（特許文献１参照）。

ホモダイン検波方式による、従来の透過型電磁波分光測定システムの構成を図１０に示す。これは測定対象物を透過した電磁波に含まれる分光情報を検出するものである。本システムは、レーザ等による第１の連続波光源1a、同じく第２の連続波光源1b、第１のスプリッタ2a、第２のスプリッタ2b、光位相変調器3a、第１のカプラ4a、第２のカプラ4b、第１のフォトミキサ5a、検出器6、そして遅延制御信号発生器7’’とで主に構成される。スプリッタ2a、2b、光位相変調器3a、そしてカプラ4a、4bは、本システムにおいて、ミリ波帯またはテラヘルツ波帯の電磁波と参照信号（LO信号）の発生に用いる光ビート信号の生成器として機能する。また、第１のフォトミキサ5aと第１のレンズは、測定対象物である試料の微小特定領域に電磁波を照射するエミッタ(Emitter)として機能し、第２のレンズと検出器6は、試料の微小特定領域を透過した電磁波の強度や位相情報を検出するディテクタ(Detector)として機能する。なお、分光情報は測定対象物の表面からの反射電磁波にも含まれるので、反射型の電磁波分光測定システムも用いられる。反射型の構成は、検出器6の配置が透過型と異なるだけであるので、以下では透過型を例にして構成部品の機能を詳述する。

第１の連続波光源1aは角周波数ω₁の連続光波（以下、「第１CW光波」と記す）を出力する機能を有し、第２の連続波光源1bは角周波数ω₁とは異なる角周波数ω₂の連続光波（以下、「第2CW光波」と記す）を出力する機能を有する。第１スプリッタ2aは第１CW光波をふたつに分波する機能を有し、第２スプリッタ2bは第２CW光波をふたつに分波する機能を有する。第１カプラ4aは第１スプリッタ2aで分波された一方の第１CW光波と、第２スプリッタ2bで分波された一方の第２CW光波を合波する機能を有し、第２カプラ4bは第１スプリッタ2aで分波された他方の第１CW光波を後述の光位相変調器3aにて遅延させた光波と、第２スプリッタ2bで分波された他方の第２CW光波とを合波する機能を有する。光位相変調器3aは第１のスプリッタ2aと第２のカプラ4bとの間の光路上に配置され、遅延制御信号発生器7’’からの制御信号Vcntにより、第１のスプリッタ2aで分波された他方の第１CW光波の位相を電気的に変調（遅延量を制御）する機能を有する。光位相変調器3aは例えば、屈折率の変化量が印加電圧（電界強度）に比例するポッケルス効果（電気光学効果のひとつ）を有するLiNbO₃等の電気光学結晶を用いて実現される。

第１のフォトミキサ5aは第１のカプラ4aにて合波・出力される第１の光ビート信号を光電変換して、差角周波数（ω_THz＝｜ω₁−ω₂｜）に相当する、ミリ波帯またはテラヘルツ波帯の電磁波を発生させ、測定対象物の試料に照射する機能を有している。フォトミキサは例えば、単一走行キャリア・フォトダイオード（UTC-PD: Uni-Travelling-Carrier Photodiode）等を利用して実現される。第１のレンズは、試料の微小特定領域に照射電磁波の焦点を結ぶ機能を有している。第２のレンズは試料の微小特定領域を透過した、分光情報を有する微弱な電磁波を集めて、大きな受信電力とする機能を有している。検出器6は第２のレンズで集められた、分光情報を有する電磁波を受信し、かつ光位相変調器3aで位相変調された第１CW光波と位相変調されていない他方の第２CW光波とが合波された第２の光ビート信号を光電変換して得られるミリ波帯またはテラヘルツ波帯の参照信号（LO信号）をホモダインミキシングする機能を有する。

検出器6の構成例として、２例を図１１および図１２に示す。図１１はミキサにショットキー・バリア・ダイオード11を使用する例、図１２はミキサに光伝導スイッチ13を使用する例である。

図１１に示す検出器6は、第２のフォトミキサ5b、合波器9、アンテナ10、ショットキー・バリア・ダイオード11、バンド・パス・フィルタ12で主に構成される。第２のフォトミキサ5bは第2のカプラ4bにて合波・出力される第2の光ビート信号を光電変換して、ミリ波帯またはテラヘルツ波帯の角周波数に相当する差角周波数（ω_THz＝｜ω₁−ω₂｜）の電磁波を発生させ、ホモダイン検波に必要な参照信号（LO信号）とする機能を有している。合波器9は導電性のワイヤーグリッド等で実現され、入射電磁波の一部を透過させ、残りを反射する機能を有する。図１１では合波器9を透過電磁波と参照電磁波の合波に用いている。アンテナ10は合波された透過電磁波と参照電磁波を受信する機能を、ショットキー・バリア・ダイオード11（以下「ダイオード」と記す）はスイッチとしての機能を有する。アンテナ10からの入射電磁波の起電力によって、ダイオード11にしきい値電圧を超える大きな順方向バイアス電圧が印加されると当該ダイオードは導通状態、それ以外では非導通状態をとる。通常は参照電磁波の強度が透過電磁波よりも強くなるように設定されるので、参照電磁波によってダイオード11の導通/非導通が制御されて、分光情報を有する電気信号（透過電磁波の起電力に因る）と参照電気信号（参照電磁波の起電力に因る）のミキシングが行われる。バンド・パス・フィルタ12はミキシング結果から所望の周波数帯域の信号（希望波）を抽出する機能を有する。

図１２に示す検出器6は、光伝導スイッチ13とバンド・パス・フィルタ12で主に構成される。光伝導スイッチは、光伝導性を示す半導体基板上にふたつの金属電極（図１２中の太線部分）を対向させて作製したものである（非特許文献３参照）。中央の電極間隔は光ビームのスポット径程度（5〜10μm）であり、また、これらの電極は透過電磁波を受信するためのダイポール・アンテナとして働く。光ビームが対向電極部分に照射されると電極間のスイッチは導通状態に、照射が止むと当該スイッチは非導通状態になる。それ故、アンテナの一端に接続された一対の伝送線路には、受信電磁波の強度で決まるミリ波帯またはテラヘルツ帯の電気信号が当該スイッチが導通期間中のみ得られる。ここでスイッチの応答速度は高々、数十fs（フェムト秒）であるので、第2のカプラ4bにて合波・出力される第2の光ビート信号を入力すると、差角周波数（ω_THz ＝｜ω₁−ω₂｜）に相当するミリ波帯またはテラヘルツ波帯の角周波数にて当該スイッチの開閉が行われる。それ故、ホモダイン検波に必要な参照信号（LO信号）として、当該光ビート信号を利用できる。すなわち、透過電磁波と第２の光ビート信号を同時に光伝導スイッチ13に入力することにより、分光情報を有する電気信号（透過電磁波の起電力に因る）と参照信号のミキシングが行われる。バンド・パス・フィルタ12はミキシング結果から所望の周波数帯域の信号（希望波）を抽出する機能を有する。

なお、本システムの構成を説明する図１０〜図１２において、破線で示す光路には光ファイバが、点線で示す電磁波の経路には自由空間が使用される。

次にホモダイン検波方式による、従来の透過型電磁波分光測定システムの動作を説明する。動作概要は、角周波数ω₁の第１CW光波と角周波数ω2の第２CW光波とをUTC-PD等で実現されるフォトミキサ5aを用いて相互変調させることにより、ミリ波帯もしくはテラヘルツ波帯の電磁波を発生させて、これを評価対象物である試料に照射し、試料を透過した電磁波を、ミキサを主構成要素とする検出器６を用いてホモダイン検波方式にて検出することにある。以下、詳述するにあたり、検出器６は説明の都合により、図１１の構成とする。

第１CW光波の電界をE₁、第２CW光波の電界をE₂とする。

E₁(t)＝A₁ cos(ω₁ t-φ₁) （式１）
E₂(t)＝A₂ cos(ω₂ t-φ₂) （式２）
ここで、A₁とA₂は電界の振幅（定数）、ω₁とω₂は角周波数（定数）、tは時間、φ₁とφ₂は初期位相遅れ（定数）である。第１の光ビート信号の電界E₃、第２の光ビート信号の電界E₄は次式で与えられる。

E₃(t)＝A₁ cos(ω₁ t-φ₁)+ A₂ cos(ω₂ t-φ₂) （式３）
E₄(t)＝A₁ cos(ω₁ t-φ_m(t)-φ₁)+ A₂ cos(ω₂ t-φ₂) （式４）
ここで、φ_mは光位相変調器3aによる、位相のシフト量（遅延に相当）である。シフト量は時間tの関数であり、後述する様に、遅延制御信号発生器7’’の出力電圧Vcntによって決まる。フォトミキサ5a、5bとして使用されるUTC-PDは、入射光から受け取る電磁エネルギー（光波の電界（磁界）の2乗に比例）の変化を電気信号（電流）に変換する。フォトミキサ5a 内のUTC-PDを流れる電流i₃、フォトミキサ5b内のUTC-PDを流れる電流i₄は、それぞれ次式で与えられる。

i₃(t)＝A₃ cos(|ω₁-ω₂|t-φ₁+φ₂)+(直流成分) （式５）
i₄(t)＝A₄ cos(|ω₁-ω₂|t-φ_m(t)-φ₁+φ₂)+(直流成分) （式６）
ここで、A₃とA₄は電流の振幅（2 A₁ A₂から一意に決まる定数）である。なお、数学的には2ω₁、2ω₂、(ω₁+ω₂)等の高周波成分も生じるが、何れもUTC-PDの応答速度を超えるので、電流成分には含まれない。式５中の差角周波数|ω₁-ω₂|が所望の周波数になるように、ω₁とω₂の組を選ぶことで、ミリ波帯もしくはテラヘルツ帯の周波数の電気信号を得られる。この電気信号を送信アンテナ（図示せず）に供給することにより、ミリ波帯もしくはテラヘルツ帯の電磁波が発生し、自由空間に放射される。第１のレンズを介して、試料に照射される電磁波の電界E₅、試料を透過した電磁波の電界E₇は次式で与えられる。

E₅(t)＝A₅ cos(|ω₁-ω₂|t-φ₃) （式７）
E₇(t)＝A_S A₅ cos(|ω₁-ω₂|t-φ_S-φ₃) （式８）
但し、φ₃ =φ₁-φ₂ （式９）
ここで、A₅は電界の振幅（A₃から一意に決まる定数）である。A_Sは透過係数、φ_Sは位相定数と呼ばれ、それぞれ照射電磁波が試料を透過する際の減衰と遅延を表わしている。同様に図１１に示す検出器６において、第２のフォトミキサ5bから得られる参照電磁波（LO信号に相当）の電界E₆は次式で与えられる。

E₆(t)＝A₆ cos(|ω₁-ω₂|t-φ_m(t)-φ₃) （式１０）
ここで、A₆は電界の振幅（A₄から一意に決まる定数）である。参照電磁波E₆は合波器9にて透過電磁波E₇と合波（加算）されてアンテナ10に入力され、電気信号（電圧）に変換される。参照電磁波による受信信号電圧V₆（LO信号）と、透過電磁波による受信信号電圧V₇は、それぞれ次式で与えられる。

V₆(t)＝A’₆ cos(|ω₁-ω₂|t-φ_m(t)-φ₃) （式１１）
V₇(t)＝A_S A’₅ cos(|ω₁-ω₂|t-φ_S-φ₃) （式１２）
ここで、A’₅は電圧の振幅（A₅から一意に決まる定数）、A’₆も電圧の振幅（A₆から一意に決まる定数）ある。

LO信号V₆と、分光情報を含む受信信号V₇のミキシキング（乗算）とはダイオード11で行われる。ミキシングによって発生する様々な周波数の信号からバンド・パス・フィルタ12を用いて、以下の希望波を検出信号V_Sとして抽出する。

V_S(t)＝A_S A₇ cos(φ_m(t)-φ_S) （式１３）
ここで、A₇は電圧の振幅（2 A_S A’₅ A’₆から一意に決まる定数）である。

式１３中の位相シフト量φ_mは遅延制御信号発生器7’’で制御可能な量であり、その出力電圧Vcntの波形（電圧の時間変化）から一意に定まる。具体的には、光位相変調器3aの主たる構成要素である電気光学結晶に、結晶中を伝搬する光の遅延量が印加電圧（Vcnt）に線形に依存する性質があるというだけで、Vcntの波形には何ら制約はない。検出器6から出力される希望波V_Sの位相をVcnt =V₀の時が零、Vcnt =V_2πの時が2πとして、その間の時間変化を周期T＝2π/ω_m（ω_mは定数）の「のこぎり」歯状に設定した場合（図１３参照）、φ_m(t)は次式で表わされる。ここで、角周波数ω_mと周波数ｆ_mには、ω_m＝2πf_mの関係があること、周期が周波数の逆数であることを用いた。

φ_m(t)＝ω_m t （式１４）
これを式１３に代入して、次式を得る。

V_S(t)＝A_S A₇ cos(ω_m t-φ_S) （式１５）
すなわち、ホモダイン検波の結果、希望波V_Sとして単一周波数の出力信号（角周波数ω_m、初期位相遅れφ_Sのcos波形）を得られる。角周波数ω_mの値は、前述のω₁、ω₂、ω_THzの制約を受けることなく自由に設定可能であるので、特別な測定系を要しない低い周波数、例えば、数十kHzに選ばれる。

なお、Vcntには「のこぎり」歯状以外の電圧波形を用いることも可能であるが、希望波V_Sが単一周波数にならないので、ホモダイン検波方式電磁波分光測定システムにおいての利用頻度は少ない。

光位相変調器3aの機能は前述のように、制御電圧Vcntの大きさに応じて光波の位相（遅延量に相当）を変調することである。その際、光波の電界（磁界）の振幅については、制御電圧Vcntの大きさの影響を受けないことが重要である。しかし、光位相変調器3aの主たる構成要素である電気光学結晶への入射光の偏光角と結晶軸の合わせずれ等によって、偏光板を経た出力光の電界（磁界）の振幅が制御電圧Vcntに応じて僅かではあるが、変動する性質があるので、図１０のような用途では、基本波と高調波からなる周期性雑音の発生要因になる。

従来の透過型電磁波分光測定システムにおける検出出力V_Sの周波数スペクトルを図１４に示す。図１４は周波数f_m = ω_m/(2π) = 20 kHzの例であり、光位相変調器3aで発生した20 kHzの周期性雑音が20kHzの希望波に重畳している（2次以降の高調波成分については図示せず）。この周期性雑音は希望波と同一周波数であるのでフィルタで除去不可能であり、またフロア雑音に比べて無視できるほど小さくないことから、電磁波分光測定システムを高感度化する際の大きな阻害要因になっている。結果的に、ホモダイン検波方式による電磁波分光測定システムの適用領域を狭いものにしている。

本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、希望波と同一周波数の周期性雑音を低減することにより、ホモダイン検波方式による、高ＳＮＲの電磁波分光測定システムを提供することにある。

本発明に係るホモダイン検波方式電磁波分光測定システムは、第１の連続光波の位相を制御信号により電気的に変調する第１の光位相変調器と、前記第１の連続光波と周波数が異なる第２の連続光波の位相を前記制御信号の相補制御信号により電気的に変調する第２の光位相変調器と、前記第２の連続光波の位相を前記制御信号により電気的に変調する第３の光位相変調器と、前記第１の連続光波の位相を前記相補制御信号により電気的に変調する第４の光位相変調器と、前記第３の光位相変調器で位相変調された連続光波と前記第４の光位相変調器で位相変調された連続光波とが合波された光信号を光電変換してミリ波帯またはテラヘルツ波帯の電磁波を発生させるフォトミキサと、測定対象物を透過または反射した前記電磁波を受信し、かつ前記第１の光位相変調器で位相変調された連続光波と前記第２の光位相変調器で位相変調された連続光波とが合波された光信号を光電変換して得られるミリ波帯またはテラヘルツ波帯の参照信号をホモダインミキシングする検出器と、前記検出器から出力される、予め定めた周波数を有する希望波の周期を2π/ω _m とした場合、n・2π/ω _m （ただしnは自然数）の周期を有する前記制御信号を前記第１及び第３の光位相変調器に入力し、かつ前記希望波の周期を2π/ω _m とした場合、n・2π/ω _m （ただしnは自然数）の周期を有する前記相補制御信号を前記第２及び第４の光位相変調器に入力することにより、前記制御信号および前記相補制御信号に起因する周波数雑音の周波数を前記希望波の周波数に対して異ならせる遅延制御信号発生器とを有することを特徴とする。

例えば、前記制御信号と前記相補制御信号の少なくとも一方を参照信号とするロックイン・アンプが前記検出器の出力に接続される。

本発明によれば、光位相変調器の振幅特性、すなわち、電気光学結晶の出力側に設けられた偏光板を経た出力光の電界（磁界）の振幅が位相変調に用いる制御電圧の大きさに応じて変動するという特性に起因する周期性雑音（基本波）を希望波の低域側にシフトさせられる。これにより、当該周期性雑音の高調波成分の振幅は基本波のそれよりも小さいので希望波と同一周波数の雑音を低減できる。さらに、希望波と周波数の異なる雑音成分はバンド・パス・フィルタで容易に除去できるので、本発明によって検出信号のSNRの改善が可能になり、電磁波分光測定システムの検出感度を向上できるという効果がある。

第１の実施例におけるホモダイン検波方式電磁波分光測定システムの構成図である。 第１および第４の実施例における遅延制御信号の波形を説明する図である。 第１の実施例における検出出力の周波数スペクトルの特徴を説明する図である。 第２の実施例におけるホモダイン検波方式電磁波分光測定システムの構成図である。 第２、第３、第５および第６の実施例における遅延制御信号の波形を説明する図である。 第３の実施例におけるホモダイン検波方式電磁波分光測定システムの構成図である。 第１の実施例におけるホモダイン検波方式電磁波分光測定システムの変形例を示す図である。 第２の実施例におけるホモダイン検波方式電磁波分光測定システムの変形例を示す図である。 第３の実施例におけるホモダイン検波方式電磁波分光測定システムの変形例を示す図である。 従来のホモダイン検波方式電磁波分光測定システムの構成図である。 従来のホモダイン検波方式電磁波分光測定システムを構成する検出器６の一構成として、ミキサにダイオードを利用する例を示す図である。 従来のホモダイン検波方式電磁波分光測定システムを構成する検出器６の一構成として、ミキサに光伝導スイッチを利用する例を示す図である。 従来のホモダイン検波方式電磁波分光測定システムにおける遅延制御信号の波形を説明する図である。 従来のホモダイン検波方式電磁波分光測定システムにおける検出出力の周波数スペクトルの特徴を説明する図である。

本発明の実施例について、図面を参照して詳細に説明する。以下では、説明が煩雑になるのを避けるために、透過型の電磁波分光測定システムを例に説明するが、反射型についても同様である。

［第１の実施例］
第１の実施例における、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムの構成を図１に、図１中の遅延制御信号発生器7の出力Vcntの電圧波形を図２に示す。システム構成は図１０に示した従来構成と同様であり、遅延制御信号発生器7の出力Vcntの電圧波形だけが異なる。従来例と説明が重複するのを避けるために、システム構成の説明を省略して、遅延制御信号発生器7の出力Vcntの電圧波形に絞って以下に説明する。

検出器6から出力される希望波V_Sの位相はVcnt = V₀の時が零、nを自然数（正の整数）としてVcnt = V_2(n+1)π時が2(n+1)πである。すなわち、図２に示す周期T＝（n+1)・2π/ω_mの「のこぎり」歯状の制御電圧を用いて、従来技術の2πを超えて、(n+1)・2πまで「のこぎり」歯状電圧の一周期で掃引する。第１の実施例における、「のこぎり」歯状電圧Vcntの一周期は図１３の従来技術の(n+1)倍であり、この間に検出信号V_S（希望波）の位相は2πの丁度(n+1)倍回転するので、V_Sは前出の式１５と同じになる。

V_S(t)＝A_S A₇ cos(ω_m t-φ_S) （前出、式１5）
すなわち、ホモダイン検波の結果、角周波数ω_m、初期位相遅れφ_Sのcos波形を得られる。

但し、「のこぎり」歯状の制御電圧Vcntの周期が(n+1)倍になったことにより、光位相変調器3aの主たる構成要素である電気光学結晶に起因する周期性雑音の周波数は1/(n+1)倍に、すなわち、希望波の低域側にシフトする。具体例として、n = 3の場合を例に、周波数スペクトルを図３に示す。希望波の周波数f_mは図１４と同じく20 kHzであり、電気光学結晶に起因する周期性雑音の基本波の周波数は、その1/4の5 kHzである。なお、当該周期性雑音は基本波の他に高調波成分を伴うが、高調波成分の振幅は基本波のそれよりも小さいので、希望波と同一周波数の周期性雑音を従来技術に比べて十分小さくできる。さらに、希望波から離れた周波数の雑音は、図１１中のバンド・パス・フィルタ12の通過帯域幅を狭く設定することにより容易に除去できるので、SNRを改善できる。

以上まとめると本発明の第１の実施例では、遅延制御信号発生器7に関して、希望波の複数周期分をひとまとめにして、「のこぎり」波状の制御電圧の１周期で掃引するようにその出力波形（Vcnt）を制御する。これにより、SNRが改善された、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムを提供できる。

［第２の実施例］
第２の実施例における、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムの構成を図４に示す。3aは第１の光位相変調器、3bは第２の光位相変調器、7’は相補出力（VcntとV'cnt）を有する遅延制御信号発生器である。第１の光位相変調器3aは、図１の第１の実施例中の3aと同じである。図１の第１の実施例とは、第２の光ビート信号の生成に関して、第２CW光波の光路上に第２の光位相変調器3bを設けて、第１の光位相変調器3aの制御信号Vcntと相補関係にある相補制御信号V'cntを用いて光位相変調器3bを制御することが異なる。遅延制御信号発生器7’の相補出力（Vcnt とV'cnt）の電圧波形を図５に示す。Vcntの波形は図２と同じであり、その相補信号となるV'cntは、電圧の掃引方向が逆向き、すなわち、V_2πnからV₀の向きになる。ここで、Vcnt とV'cntの周期Tは後述の理由により2π/ω_mも許容されるので、周期Tへの制約はn・2π/ω_m（nは自然数）となる。光位相変調器3bによる位相のシフト量は符号を除いて光位相変調器3aのそれと等量であるので、これをφ_mとすると、第２の光ビート信号の電界E’₄は次式で与えられる。

E’₄(t)＝A₁ cos(ω₁ t-φ_m(t)-φ₁)+ A₂ cos(ω₂ t+φ_m(t)-φ₂) （式４’）
第２項にφ_m(t)が含まれることが、式４と異なる。以下、［発明が解決しようとする課題］の説明と同様の計算により、検出器６中のバンド・パス・フィルタ12から出力される検出信号V_S（希望波）は、次式で表わされる。

V’_S(t)＝A_S A₇ cos(2φ_m(t)-φ_S) （式１３’）
これは式１３に対応する計算結果である。φ_m(t)に係数２が掛かるので、位相のシフト量は第１の実施例の２倍になる（前記の「後述の理由」）。以下同様の計算にて、次式を得る。

V’_S(t)＝A_S A₇ cos(2ω_m t-φ_S) （式１５’）
これは式１５に対応する計算結果である。ω_mに係数２が掛かるので、ホモダイン検波の結果、角周波数2ω_m、初期位相遅れφ_Sのcos波形を得られる。第２の実施例では、2ω_mが希望波の周波数になるので、これを基準に考えれば、光位相変調器3aおよび3bに起因する周期性雑音の基本周波数は第１の実施例の1/2の周波数になる。

以上まとめると本発明の第２の実施例では、第２の光ビート信号の生成に関して、第１CW光波の光路上に設けられた第１の光位相変調器3aに加えて、第２CW光波の光路上に第２の光位相変調器3bを設けて、かつ第１の光位相変調器3aの制御信号Vcntと相補関係にある相補制御信号V'cntを用いて光位相変調器3bを制御することにより、周期性雑音の一層の低域側シフトを可能にする。これにより、SNRが一層改善された、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムを提供できる。

［第３の実施例］
第３の実施例における、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムの構成を図６に示す。3aは第１の光位相変調器、3bは第２の光位相変調器、3cは第３の光位相変調器、3dは第４の光位相変調器、7’は相補出力（VcntとV'cnt）を有する遅延制御信号発生器である。第１の光位相変調器3aと第２の光位相変調器3bは、図４の第２の実施例中の3aおよび3bと同じである。図４の第２の実施例とは、第１の光ビート信号の生成に関して、第２CW光波の光路上に第３の光位相変調器3cを、第１CW光波の光路上に第４の光位相変調器3dを設けて、第３の光位相変調器3cの制御に第１の光位相変調器3aの制御信号Vcntを用い、かつ第４の光位相変調器3dの制御に第２の光位相変調器3bの相補制御信号V'cntを用いることが異なる。遅延制御信号発生器7’の相補出力（Vcnt とV'cnt）の電圧波形は前出の図５の通りである。第１の光ビート信号の電界E’₃と第２の光ビート信号の電界E’₄は、それぞれ次式で与えられる。

E’₃(t)＝A₁ cos(ω₁ t+φ_m(t)-φ₁)+ A₂ cos(ω₂ t-φ_m(t)-φ₂) （式３’）
E’₄(t)＝A₁ cos(ω₁ t-φ_m(t)-φ₁)+ A₂ cos(ω₂ t+φ_m(t)-φ₂) （式４’）
E’₃に関して第１項にφ_m(t)、第２項に-φ_m(t)が含まれることが、第１および第２の実施例で共通の式３と異なる。E’₄については、第２の実施例と同じである。以下、［発明が解決しようとする課題］の説明と同様の計算により、検出器6中のバンド・パス・フィルタ12から出力される検出信号V_S（希望波）は、次式で表わされる。

V’’_S(t)＝A_S A₇ cos(4φ_m(t)-φ_S) （式１３’’）
これは式１３に対応する計算結果である。φ_m(t)に係数4が掛かるので、位相のシフト量は第１の実施例の4倍になる。以下同様の計算にて、次式を得る。

V’’_S(t)＝A_S A₇ cos(4ω_m t-φ_S) （式１５’’）
これは式１５に対応する計算結果である。ω_mに係数4が掛かるので、ホモダイン検波の結果、角周波数4ω_m、初期位相遅れφ_Sのcos波形を得られる。第３の実施例では、4ω_mが希望波の周波数になるので、これを基準に考えれば、光位相変調器3a、3b、3c、および3dに起因する周期性雑音の基本周波数は第１の実施例の1/4の周波数になる。

以上まとめると本発明の第３の実施例では、第２の光ビート信号の生成に関して、第１CW光波の光路上に第１の光位相変調器3aを、第２CW光波の光路上に第２の光位相変調器3bを設けて、かつ第１の光ビート信号の生成に関して、第２CW光波の光路上に第３の光位相変調器3cを、第１CW光波の光路上に第４の光位相変調器3dを設けて、第１の光位相変調器3aと第３の光位相変調器3cの制御に制御信号Vcnt、第２の光位相変調器3bと第4の光位相変調器3dの制御にVcntと相補関係にある相補制御信号V'cntを用いて光位相変調器を制御することにより、周期性雑音のさらなる低域側シフトを可能にする。これにより、SNRがさらに改善された、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムを提供できる。

［第４〜第６の実施例］
第４の実施例における、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムの構成を図７に、第５の実施例における、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムの構成を図８に、第６の実施例における、ホモダイン検波方式による透過型電磁波分光測定システムの構成を図９に示す。第４の実施例を示す図７は、遅延制御信号発生器7の出力信号Vcntを参照信号とするロックイン・アンプ8が検出器6の出力に縦続接続されていることが、第１の実施例を示す図１と異なる。第５の実施例を示す図８は、遅延制御信号発生器7’の出力信号のひとつ（VcntまたはV'cnt）を参照信号とするロックイン・アンプ8が検出器6の出力に縦続接続されていることが、第２の実施例を示す図４と異なる。第６の実施例を示す図９は、遅延制御信号発生器7’の出力信号のひとつ（VcntまたはV'cnt）を参照信号とするロックイン・アンプ8が検出器6の出力に縦続接続されていることが、第３の実施例を示す図６と異なる。なお、図８および図９中のロックイン・アンプ8は、VcntとV'cntの両方を参照信号に用いてもよい。

なお、本発明の第１〜第６の実施例には種々の変形例が考えられる。例えば、図１に示す第１の実施例および図７に示す第４の実施例では、第１の光位相変調器3aの挿入位置は、2bから4bに至る光路でも、または2bから4aに至る光路でも、または2aから4aに至る光路でもよく、さらには制御信号にVcntと相補関係にあるV'cnt（図５参照）をVcntの代わりに用いてもよく、第１の実施例もしくは第４の実施例と同等の効果を得られる。

図４に示す第２の実施例および図８に示す第５の実施例では、Vcntにて制御される光位相変調器3aとV'cntにて制御される光位相変調器3bを入れ替えてもよく、または光位相変調器3aを2bから4aに至る光路に設け、かつ光位相変調器3bを2aから4aに至る光路に設けてもよく、または光位相変調器3aを2aから4aに至る光路に設け、かつ光位相変調器3bを2bから4aに至る光路に設けてもよく、それぞれ第２の実施例もしくは第５の実施例と同等の効果を得られる。

図６に示す第３の実施例および図９に示す第６の実施例では、Vcntにて制御される光位相変調器3aとV'cntにて制御される光位相変調器3bを入れ替え、かつVcntにて制御される光位相変調器3cとV'cntにて制御される光位相変調器3dを入れ替えてもよく、それぞれ第３の実施例もしくは第６の実施例と同等の効果を得られる。

1a 第１の連続波光源（角周波数：ω₁）
1b 第２の連続波光源（角周波数：ω₂）
2a、2b スプリッタ
3a、3b、3c、3d 光位相変調器
4a、4b カプラ
5a、5b フォトミキサ
6 検出器
7、7’、7’’ 遅延制御信号発生器
8 ロックイン・アンプ
9 合波器（ワイヤーグリッド等）
10 アンテナ
11 ショットキー・バリア・ダイオード
12 バンド・パス・フィルタ
13 光伝導スイッチ

Claims (2)

1. 第１の連続光波の位相を制御信号により電気的に変調する第１の光位相変調器と、
   前記第１の連続光波と周波数が異なる第２の連続光波の位相を前記制御信号の相補制御信号により電気的に変調する第２の光位相変調器と、
   前記第２の連続光波の位相を前記制御信号により電気的に変調する第３の光位相変調器と、
   前記第１の連続光波の位相を前記相補制御信号により電気的に変調する第４の光位相変調器と、
   前記第３の光位相変調器で位相変調された連続光波と前記第４の光位相変調器で位相変調された連続光波とが合波された光信号を光電変換してミリ波帯またはテラヘルツ波帯の電磁波を発生させるフォトミキサと、
   測定対象物を透過または反射した前記電磁波を受信し、かつ前記第１の光位相変調器で位相変調された連続光波と前記第２の光位相変調器で位相変調された連続光波とが合波された光信号を光電変換して得られるミリ波帯またはテラヘルツ波帯の参照信号をホモダインミキシングする検出器と、
   前記検出器から出力される、予め定めた周波数を有する希望波の周期を2π/ω _m とした場合、n・2π/ω _m （ただしnは自然数）の周期を有する前記制御信号を前記第１及び第３の光位相変調器に入力し、かつ前記希望波の周期を2π/ω _m とした場合、n・2π/ω _m （ただしnは自然数）の周期を有する前記相補制御信号を前記第２及び第４の光位相変調器に入力することにより、前記制御信号および前記相補制御信号に起因する周波数雑音の周波数を前記希望波の周波数に対して異ならせる遅延制御信号発生器と
   を有することを特徴とするホモダイン検波方式電磁波分光測定システム。
2. 前記制御信号と前記相補制御信号の少なくとも一方を参照信号とするロックイン・アンプを前記検出器の出力に縦続接続したことを特徴とする請求項１記載のホモダイン検波方式電磁波分光測定システム。

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