JP5968010B2 - Power converter control device - Google Patents
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Description
この発明は、電動機を可変速で駆動する電力変換器を制御するものであって、電動機および電力変換器に不要な高調波電流が流れることを抑制するとともに、電動機の騒音や損失を低減して安定して駆動制御可能な電力変換器制御装置に関するものである。 The present invention controls a power converter that drives a motor at a variable speed, and suppresses unnecessary harmonic current from flowing through the motor and the power converter and reduces noise and loss of the motor. The present invention relates to a power converter control device capable of stable drive control.
電力変換器は、交流電力系統と直流電力系統との間に接続され、電力を直流−交流変換する装置である。一般に、電動機をパルス幅変調(PWM)制御された電力変換器によって駆動するとき、電流高調波が発生してシステムに損失増加等の悪影響を与える。この電流高調波を低減する方法として、PWM制御するためのスイッチング周波数を高く設定する方法や、スイッチングのパルス位相を、高調波を低減するよう適切に設計する方法などがある。 The power converter is a device that is connected between an AC power system and a DC power system and converts power into DC-AC. Generally, when an electric motor is driven by a power converter that is controlled by pulse width modulation (PWM), current harmonics are generated, which adversely affects the system such as increased loss. As a method of reducing this current harmonic, there are a method of setting a high switching frequency for PWM control, a method of appropriately designing a switching pulse phase so as to reduce harmonics, and the like.
スイッチング周波数を高く設定する方法では、スイッチング周波数の位相を電動機の回転位相とは同期しない非同期のスイッチングタイミングでスイッチング素子をオン・オフし、高い周波数でスイッチングを行う。しかし、スイッチング周波数を高く設定すると電力変換器のスイッチング素子におけるスイッチング損失が増加することになり、電力変換器で発生する損失が増加し発熱量が大きくなる。
また、スイッチングのパルス位相を適切に設計する方法として、スイッチングのタイミングを電動機の回転位相に同期させる同期PWM制御によってスイッチング位相を制御し、スイッチングのオン・オフ位相を適切に設計することにより、特定次数の高調波成分を低減する装置が開示されている(例えば、特許文献1参照)。
また、目標の高次高調波次数の高調波成分を低減するために、三角波比較PWMのスイッチング位相に位相ずれを与えて、電圧利用率を改善しつつ高調波を低減する方法が開示されている(例えば、特許文献2参照)。
In the method of setting the switching frequency high, the switching element is turned on / off at an asynchronous switching timing in which the phase of the switching frequency is not synchronized with the rotation phase of the electric motor, and switching is performed at a high frequency. However, when the switching frequency is set high, the switching loss in the switching element of the power converter increases, the loss generated in the power converter increases, and the heat generation amount increases.
Also, as a method of designing the switching pulse phase appropriately, the switching phase is controlled by synchronous PWM control that synchronizes the switching timing with the rotation phase of the motor, and the switching on / off phase is designed appropriately. An apparatus for reducing harmonic components of the order has been disclosed (for example, see Patent Document 1).
Further, in order to reduce the harmonic component of the target higher harmonic order, a method is disclosed in which the switching phase of the triangular wave comparison PWM is shifted to reduce the harmonics while improving the voltage utilization factor. (For example, refer to Patent Document 2).
従来の電力変換器制御装置は、いずれも特定の高調波次数の高調波成分を抑制する機能は発揮する。しかし、電力変換器が電動機を可変速で駆動制御するものの場合、電力変換器で発生する周波数が刻々変化し、一方、電動機で発生する騒音や損失は、電動機の回転速度に依存する。
このため、特定の高調波次数の高調波成分を抑制する従来の方式にあっては、可変速で駆動制御される電動機で発生する騒音や損失を有効に低減することができないという問題点があった。
Any conventional power converter control device exhibits the function of suppressing harmonic components of a specific harmonic order. However, when the power converter controls the motor at a variable speed, the frequency generated by the power converter changes every moment, while the noise and loss generated by the motor depend on the rotation speed of the motor.
For this reason, the conventional method for suppressing harmonic components of a specific harmonic order has a problem in that noise and loss generated in an electric motor driven and controlled at a variable speed cannot be effectively reduced. It was.
この発明は、以上の従来の問題点を解決するためになされたもので、可変速で駆動制御される電動機で発生する騒音や損失を常に有効に抑制することができる電力変換器制御装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described conventional problems, and obtains a power converter control device that can always effectively suppress noise and loss generated in an electric motor that is driven and controlled at a variable speed. For the purpose.
スイッチング素子を備え、指令部からの出力に基づき電動機を可変速で駆動するためスイッチング素子のスイッチング動作で可変周波数の出力を電動機に供給する電力変換器を制御するものであって、
電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器、位置検出器からの磁極位置信号から電動機の回転速度を演算する速度演算部、指令部からの出力と速度演算部からの電動機の回転速度とに基づき、電動機への出力の基本周波数に対して所定の次数の高調波成分を抑制するためのスイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算するパルスパターン演算部、およびパルスパターン演算部からのパルスパターンと位置検出器からの磁極位置信号とに基づきスイッチング素子をオンオフ駆動するゲートパルスを出力するゲートパルス出力部を備え、
パルスパターン演算部は、その周波数が人間の可聴域に相当する周波数範囲内となる次数の高調波成分が存在する、電動機の回転速度が比較的低速域では、当該次数の高調波成分を抑制するようパルスパターンを演算し、その周波数が人間の可聴域に相当する周波数範囲内となる次数の高調波成分が存在しない、電動機の回転速度が比較的高速域では、電動機が発生する損失を低減するため、その周波数が、損失の増大をもたらす周波数範囲内となる次数の高調波成分を抑制するよう電動機の回転速度に応じて異なる次数の高調波成分を抑制するようパルスパターンを演算するものである。
Comprising a switching element and controlling a power converter that supplies a variable frequency output to the motor by a switching operation of the switching element in order to drive the motor at a variable speed based on an output from the command unit;
A position detector that detects the magnetic pole position of the rotor of the motor, a speed calculation unit that calculates the rotation speed of the motor from the magnetic pole position signal from the position detector, an output from the command unit, and a rotation speed of the motor from the speed calculation unit A pulse pattern calculation unit for calculating a pulse pattern of a switching pulse for determining a switching timing of a switching element for suppressing a harmonic component of a predetermined order with respect to a fundamental frequency of an output to an electric motor, and a pulse pattern calculation A gate pulse output unit that outputs a gate pulse for driving the switching element on and off based on the pulse pattern from the unit and the magnetic pole position signal from the position detector,
The pulse pattern calculation unit suppresses harmonic components of the order when there is a harmonic component of the order whose frequency is in a frequency range corresponding to the human audible range, and the rotation speed of the motor is relatively low. The pulse pattern is calculated so that there is no harmonic component of the order whose frequency is in the frequency range corresponding to the human audible range, and the loss generated by the motor is reduced when the rotational speed of the motor is relatively high. Therefore, the pulse pattern is calculated so as to suppress the harmonic components of different orders according to the rotation speed of the motor so as to suppress the harmonic components of the order in which the frequency falls within the frequency range causing the loss increase. .
この発明のパルスパターン演算部は、以上のように、電動機の回転速度に応じて異なる次数の高調波成分を抑制するようパルスパターンを演算するものとしたので、電動機の回転速度に依存して発生するその騒音や損失を、電動機の回転速度に拘わらず常に有効に低減する電力変換器制御装置を得ることができる。 As described above, the pulse pattern calculation unit according to the present invention calculates the pulse pattern so as to suppress the harmonic components of different orders according to the rotation speed of the motor. Therefore, the pulse pattern calculation unit is generated depending on the rotation speed of the motor. Therefore, it is possible to obtain a power converter control device that effectively reduces the noise and loss regardless of the rotational speed of the electric motor.
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1における電力変換器制御装置の全体構成を示すシステム構成図である。先ず、図1により、全体構成の概要を説明する。スイッチング素子を備えた電力変換器8は、直流電源からの直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換し電動機9に供給する。なお、この直流電源は、本願発明では、特に関係ないので図示していないが、例えば、交流電力系統からの交流電圧を別途の電力変換器で直流電圧に変換して直流電源とすればよい。
FIG. 1 is a system configuration diagram showing an overall configuration of a power converter control device according to
電圧指令部1では、制御系における図示されていない上位からトルク指令あるいは速度指令が入力され、この指令に基づき、直交二相座標系で表された電圧指令Vd*、Vq*を生成し、後段の変調率演算部2とゲートパルス出力部7に出力する。変調率演算部2では、電圧指令部1からの電圧指令Vd*、Vq*に基づき、変調率mを演算し、パルスパターン演算部としてのパルスパターン切換制御部3の、第1の高調波抑制パルスパターン部31、第2の高調波抑制パルスパターン部32、・・第nの高調波抑制パルスパターン部3nに出力する。
なお、電圧指令部1と変調率演算部2とで、本願請求項の指令部を構成する。
The
The
電動機9に備えられた位置センサ11で検出された電動機9の回転子の磁極位置信号θeは、ゲートパルス出力部7に出力されるとともに、速度演算部10に出力される。速度演算部10は、位置センサ11で検出された磁極位置信号θeから回転速度信号ωeを計算し、パルスパターン切換制御部3の選択回路30に出力する。
The magnetic pole position signal θe of the rotor of the electric motor 9 detected by the
第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部31、32・・3nは、詳細は後段で説明するが、変調率演算部2からの変調率mに基づき、それぞれ予め設定された電動機9の回転速度範囲に応じて互いに異なる次数の高調波成分を抑制するための、スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターン(以下、適宜、パルスパターンと略称する)を演算する。
選択回路30は、速度演算部10の演算した回転速度信号ωeにしたがって、複数の高調波抑制パルスパターン部31、32・・3nの出力するパルスパターンのいずれかひとつを選択し、ゲートパルス出力部7に出力する。
以上のように、パルスパターン切換制御部3は、変調率演算部2からの変調率mと速度演算部10からの回転速度信号ωeとに基づき、適切なパルスパターンを選択してゲートパルス出力部7に出力する。
The first, second,... Nth harmonic suppression
The
As described above, the pulse pattern
ゲートパルス出力部7では、電圧指令部1からの電圧指令Vd*、Vq*と選択回路30からのパルスパターンと位置センサ11からの電動機9の回転子の磁極位置信号θeとに基づき、電力変換器8をPWM制御する。
なお、実施の形態1では、電動機9の回転子の磁極位置を検出する位置センサ11として、例えば、インクリメンタルエンコーダやレゾルバが用いられる。
The gate
In the first embodiment, for example, an incremental encoder or a resolver is used as the
次に、この発明の実施の形態1に係る電力変換器制御装置の動作について説明する。
先ず、図1の電圧指令部1からパルスパターン切換制御部3に至る動作について説明する。
図1において、電圧指令部1では、制御系上位からのトルク指令あるいは速度指令に基づき、直交二相座標系で表された電圧指令Vd*、Vq*が生成される。一般的に、直交二相座標系は、回転座標系のd−q軸が用いられ、Vd*はd軸上で、Vq*はq軸上で表された、電動機9を制御するための電圧指令である。
Next, the operation of the power converter control apparatus according to
First, the operation from the
In FIG. 1, the
変調率演算部2では、電圧指令部1からの電圧指令Vd*、Vq*に基づき、変調率mの演算を行う。電圧指令をVd*、Vq*とすると、変調率mは、式(1)で計算される。
The modulation
なお、式(1)において、Vdcは、電力変換器8に供給される直流電源(図示せず)の電圧、Vdc/2は、出力できる相電圧指令の最大値となる。また、√2/3は、dq軸電圧指令の実効値を相電圧指令の瞬時値に変換する係数である。
In equation (1), Vdc is the voltage of a DC power supply (not shown) supplied to the
先にも触れたが、一般的に、電動機で発生する騒音や損失は、電動機の回転速度に依存するため、この発明の実施の形態1においては、電動機9の回転速度に応じたスイッチングパルスのパルスパターンの選択を行う。本実施の形態1では、電力変換器8の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを電動機9の回転子の回転位相に同期させる同期PWM方式を適用している。
As mentioned earlier, in general, noise and loss generated in an electric motor depend on the rotational speed of the electric motor. Therefore, in
第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部31、32・・3nは、変調率mから高調波抑制の特性が異なる、従って、高調波を抑制すべき高調波次数が異なるパルスパターンを演算して選択回路30へ出力する。
なお、この発明の実施の形態1では、制御は同期PWM方式であるため、各高調波抑制パルスパターン部が出力するパルスパターンは、電動機9の回転子の回転位相を基準に演算される。このパルスパターンは、電力変換器8における電流の特定次数の高調波成分を低減するようなパターンになるように演算される。
そして、この発明の実施の形態1では、電動機9の回転子の回転速度に応じたパルスパターンを選択しており、回転速度の低速度域と高速度域とで異なる次数の高調波の低減に対応することができる。
The first, second,..., Nth harmonic suppression
In the first embodiment of the present invention, since the control is based on the synchronous PWM method, the pulse pattern output by each harmonic suppression pulse pattern unit is calculated based on the rotational phase of the rotor of the electric motor 9. This pulse pattern is calculated so as to be a pattern that reduces the harmonic component of the specific order of the current in the
And in
以下、図2に基づき、パルスパターンの詳細について説明する。図2は、電圧指令とパルスパターンの関係を示し、電圧指令は点線で表わされ、パルスパターンは実線で表されている。
一般的に、同期PWM制御において、電流における特定次数の高調波成分を消去するときには、基本波の1/2サイクルの中心であるπ/2で対称なパルス位相でスイッチングを行う。1/2サイクルのスイッチング回数をk回(kは、3以上の奇数)とすると、1/4サイクル中には(k−1)/2回のスイッチングを行い、電気角位相0[rad]を基準にしてパルスパターンを決定するパルス位相θ1〜θnを定義し、このパルス位相θ1〜θnを適切に演算することにより高調波を低減する。
The details of the pulse pattern will be described below with reference to FIG. FIG. 2 shows the relationship between the voltage command and the pulse pattern, where the voltage command is represented by a dotted line and the pulse pattern is represented by a solid line.
Generally, in the synchronous PWM control, when a harmonic component of a specific order in the current is deleted, switching is performed with a symmetric pulse phase at π / 2, which is the center of a half cycle of the fundamental wave. If the number of times of switching in a 1/2 cycle is k times (k is an odd number of 3 or more), (k-1) / 2 times of switching are performed in the 1/4 cycle, and the electrical angle phase 0 [rad] is set. The pulse phases θ 1 to θ n that determine the pulse pattern are defined as a reference, and the harmonics are reduced by appropriately calculating the pulse phases θ 1 to θ n .
図2の例は、1/4サイクルに3回のスイッチングを行うケースである。スイッチング素子をスイッチングするためのゲート信号をGPとすると、図2のパルスパターンでは、パルス位相θ1〜θ3と後段で説明する電気位相θとの相対関係により式(2)に示す通りとなる。 The example of FIG. 2 is a case where switching is performed three times in a quarter cycle. Assuming that the gate signal for switching the switching element is GP, the pulse pattern in FIG. 2 is as shown in Expression (2) depending on the relative relationship between the pulse phases θ 1 to θ 3 and the electrical phase θ described later. .
このとき、ゲート信号GPは、πで奇対称な波形となる。この例では、1/4サイクルに3回のスイッチングを行っているが、スイッチング回数が増えても考え方は同じである。 At this time, the gate signal GP has an odd-symmetric waveform at π. In this example, switching is performed three times in a quarter cycle, but the idea is the same even if the number of times of switching increases.
次に、特定の次数の高調波成分を低減する同期PWM方式におけるパルスパターンの設計方法の一例について説明する。
PWM制御される電力変換器8の出力波形におけるn次の高調波成分Eは、1/2サイクルのスイッチング回数kを用いて式(3)で表される。
Next, an example of a pulse pattern design method in the synchronous PWM method that reduces the harmonic component of a specific order will be described.
The nth-order harmonic component E in the output waveform of the
ここで、位相0[rad]と位相π[rad]においては、必ずスイッチングを行い、位相0[rad]におけるスイッチングは、カウントしない。図2に示すような、1/4サイクルに3回のスイッチングパターン(1/2サイクルに7回のスイッチングパターン)のケースで、低次成分の5次および7次の高調波を低減するパルスパターンを設計する場合、以下の式(4)を満たすようなパルスパターンのパルス位相θ1、θ2、θ3を求めることになる。 Here, switching is always performed in phase 0 [rad] and phase π [rad], and switching in phase 0 [rad] is not counted. As shown in FIG. 2, in the case of 3 switching patterns in 1/4 cycle (7 switching patterns in 1/2 cycle), a pulse pattern for reducing the 5th and 7th harmonics of the low order component , The pulse phases θ 1 , θ 2 , and θ 3 of the pulse pattern that satisfy the following formula (4) are obtained.
式(4)は、PWM制御するゲートパルス波形をフーリエ級数展開し、その基本波成分が変調率mと同じ値とし、5次と7次の項がゼロになる条件を示したものである。式(4)を連立方程式として解き、その解を求めることにより、パルスパターンのパルス位相θ1、θ2、θ3を求めることができる。 Equation (4) shows a condition in which the gate pulse waveform to be PWM-controlled is expanded in the Fourier series, the fundamental wave component is the same value as the modulation factor m, and the fifth and seventh order terms are zero. By solving the equation (4) as simultaneous equations and obtaining the solution, the pulse phases θ 1 , θ 2 , and θ 3 of the pulse pattern can be obtained.
式(4)の例では、5次と7次の高調波成分を一律にゼロにしているが、電動機9の回転速度に応じて各々の高調波成分の周波数も変化するため、すべての回転速度において常に5次と7次の成分をゼロに低減するのでなく、回転速度によって変えることが有効である。特に、電動機9の騒音や損失にもっとも悪影響を与える電力変換器8の出力電流の高調波成分を低減するよう設定する。
In the example of Expression (4), the fifth and seventh harmonic components are uniformly zero, but the frequency of each harmonic component also changes according to the rotation speed of the motor 9, so that all rotation speeds It is effective not to always reduce the fifth-order and seventh-order components to zero but to change them according to the rotational speed. In particular, the harmonic component of the output current of the
図3〜図5は、電動機の騒音と発生する高調波の周波数との関係を示すスペクトル図である。一般的に、人間の聴感上もっともよく聞こえる周波数帯域は、約1〜4KHzの周波数である。従って、この周波数帯域の電流高調波が発生すると、可聴域の電動機の騒音が増加する。即ち、電力変換器8を制御する基本波周波数が、200Hz〜800Hzになると、5次の高調波成分が上記周波数帯域に相当し、騒音に大きく影響することになる。
3 to 5 are spectrum diagrams showing the relationship between motor noise and the frequency of generated harmonics. Generally, the frequency band that is most audible to human hearing is about 1 to 4 KHz. Therefore, when current harmonics in this frequency band occur, the noise of the audible motor increases. That is, when the fundamental frequency for controlling the
図3〜図5では、約1〜4KHzの周波数帯域を騒音域として表示しており、図3では、5次、7次の高調波成分が騒音域内で発生するケースを示している。図4は、5次、7次の高調波成分は騒音域より低いが、11次、13次の高調波成分が騒音域内で発生するケースであり、図5は、5次、7次の高調波成分が騒音域より高いケースを示している。 従って、パルス位相の制御としては、図3のようなケースでは、5次、7次の高調波成分を可能な限り抑制する、また、図4のようなケースでは、11次、13次の高調波成分を抑制する必要があるが、図5のようなケースでは、5次、7次の高調波成分の抑制を最も優先するという必要はなく、むしろ、電動機9の損失低減を優先したパルス位相の設計を行うことが有効となることも考えられる。 3 to 5, a frequency band of about 1 to 4 KHz is displayed as a noise range, and FIG. 3 illustrates a case where fifth and seventh harmonic components are generated in the noise range. FIG. 4 shows a case where the fifth and seventh harmonic components are lower than the noise range, but the eleventh and thirteenth harmonic components are generated in the noise range. FIG. 5 shows the fifth and seventh harmonic components. The case where the wave component is higher than the noise range is shown. Therefore, for the control of the pulse phase, the fifth-order and seventh-order harmonic components are suppressed as much as possible in the case as shown in FIG. 3, and in the case as shown in FIG. Although it is necessary to suppress the wave component, in the case as shown in FIG. 5, it is not necessary to give priority to the suppression of the fifth-order and seventh-order harmonic components, but rather the pulse phase giving priority to the loss reduction of the electric motor 9. It may be effective to perform the design.
また、その大きさが比較的大きい、5次、7次の高調波成分が騒音域に発生しない回転速度のときは、効率優先の設計を行い、電動機9が固有の周波数において損失が大きくなる特性を持つ場合は、パルスパターンのパルス位相の設計時に、高調波成分がその周波数近傍となる次数の高調波を低減するような設計を行うようにしても良い。
この場合は、5次、7次の高調波成分が騒音域内で発生する比較的低速域では、5次、7次の低次高調波をもっとも低減したパルス位相で電力変換器8の制御を行い、それ以上の中・高速域では、特定次数の高調波成分を抑制し、電動機9の損失低減を優先したパルス位相による電力変換器8の制御を行うことになる。
In addition, when the rotational speed is relatively large and the 5th and 7th harmonic components do not occur in the noise range, the efficiency priority is designed, and the motor 9 has a characteristic that loss increases at a specific frequency. When the pulse phase of the pulse pattern is designed, it may be designed to reduce the harmonics of the order in which the harmonic component is in the vicinity of the frequency.
In this case, the
次に、ゲートパルス出力部7の構成および動作について説明する。ゲートパルス出力部7は、電圧指令部1の出力する電圧指令Vd*、Vq*、選択回路30が出力するパルスパターンのパルス位相θ1〜θn、および位置センサ11が検出する磁極位置信号θeに基づいて、電力変換器8をPWM制御するゲート信号を求める。
図6に、ゲートパルス出力部7の内部構成を示す。
Next, the configuration and operation of the gate
FIG. 6 shows the internal configuration of the gate
図6において、選択回路30からのパルスパターンのパルス位相θ1〜θnが入力端子13に入力される。電圧指令部1からの直交二相座標系で表された電圧指令Vd*、Vq*が入力端子14に入力される。位置センサ11からの電動機9の回転子の磁極位置信号θeが入力端子15に入力される。
In FIG. 6, pulse phases θ 1 to θ n of the pulse pattern from the
位相角演算部16は、入力端子14からの電圧指令Vd*、Vq*に基づき、式(5)により制御位相角THVを演算する。
The phase angle calculation unit 16 calculates the control phase angle THV according to Equation (5) based on the voltage commands Vd * and Vq * from the
入力端子15からの磁極位置信号θeは、余弦出力であることからこれを正弦出力に変換するため位相進み回路18により90 加算される。加算器17は、式(6)に基づき、位相角演算部16からの制御位相角THVと位相進み回路18からの信号(θe+π/2)とを加算することにより、電圧位相θを演算する。
Since the magnetic pole position signal θe from the
この電圧位相θは、120°位相進み回路19で120°加算され、120°位相遅れ回路20で120°減算される。
そして、U相に関しては、パルス位相θ1〜θnと加算器17の出力する電圧位相θのU相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフがU相の判定回路21で判定される。V相に関しては、パルス位相θ1〜θnと120°位相進み回路19の出力する120°進んだ電圧位相θのV相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフがV相の判定回路22で判定される。W相に関しては、パルス位相θ1〜θnと120°位相遅れ回路20の出力する120°遅れた電圧位相θのW相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフがW相の判定回路23で判定される。
This voltage phase θ is added by 120 ° by the 120 ° phase advance circuit 19 and subtracted by 120 ° by the 120 °
With respect to the U phase, switching on / off is determined by the U
U相の判定回路21の出力に基づき、U相ゲート出力部24は、電力変換器8を駆動するためのU相電圧信号を増幅し、出力端子27に出力する。V相の判定回路22の出力に基づき、V相ゲート出力部25は、電力変換器8を駆動するためのV相電圧信号を増幅し、出力端子28に出力する。W相の判定回路23の出力に基づき、W相ゲート出力部26は、電力変換器8を駆動するためのW相電圧信号を増幅し、出力端子29に出力する。
Based on the output of the
次に、パルスパターンのパルス位相の切り換え動作について説明する。パルスパターンの切り換え制御は、図1に示すパルスパターン切換制御部3で行われる。図1における複数の高調波抑制パルスパターン部31、32・・3nは、変調率mから電力変換器8を制御するパルスパターンのパルス位相を演算して出力する。選択回路30は、図7のテーブルに示すように、変調率演算部2で求めた変調率mに係るパラメータm1、m2・・m12と、速度演算部10で検出した回転速度信号ωeに係るパラメータv1、v2、v3とに応じて、パルスパターンのパルス位相を選択・制御する。つまり、同じ変調率の値でも、回転速度が変化すると、そのパルスパターンは異なることとなる。
Next, the switching operation of the pulse phase of the pulse pattern will be described. The pulse pattern switching control is performed by the pulse pattern switching
この例では、回転速度は1000[rpm]〜8000[rpm]を1000[rpm]ステップで切り替え、変調率は0.1ステップで切り替えている。
そして、先に、図3〜図5で説明した各ケースとの対応を例示すると次の通りである。
即ち、図7において、5000、6000[rpm]の速度範囲は、図3で示したケースが該当し、電動機9の騒音が大きくなる5次と7次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを第2の高調波抑制パルスパターン部32が演算し、選択回路30がこれを選択する。また、3000、4000[rpm]の低域速度範囲は、図4で示したケースが該当し、電動機9の騒音が比較的大きくなる11次と13次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを第1の高調波抑制パルスパターン部31が演算し、選択回路30がこれを選択する。更に、7000、8000[rpm]の高域速度範囲は、図5で示したケースが該当し、電動機9の損失が大きくなる特定の次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを第nの高調波抑制パルスパターン部3nが演算し、選択回路30がこれを選択する。
In this example, the rotation speed is switched from 1000 [rpm] to 8000 [rpm] in 1000 [rpm] steps, and the modulation rate is switched in 0.1 steps.
And the correspondence with each case demonstrated previously in FIGS. 3-5 is illustrated as follows.
That is, in FIG. 7, the speed range of 5000 and 6000 [rpm] corresponds to the case shown in FIG. 3, and the pulse pattern for suppressing the fifth and seventh harmonic components that increase the noise of the motor 9. Is calculated by the second harmonic suppression
なお、図7において、1000、2000[rpm]の速度範囲に対応するパルスパターンの欄が空欄となっているが、ここでの事例では、このような低速度領域では、同期PWM制御が難しく、非同期PWM制御を適用する方が適切であり、この発明によるパルスパターンの選択の対象外としているためである。 In FIG. 7, the pulse pattern column corresponding to the speed range of 1000 and 2000 [rpm] is blank, but in this example, synchronous PWM control is difficult in such a low speed region. This is because the application of asynchronous PWM control is more appropriate, and is excluded from the selection of the pulse pattern according to the present invention.
また、回転速度および変調率は、連続的に変化する。このため、図7に示すパルス位相テーブルを参照するときは、回転速度および変調率の値を四捨五入してからパルス位相テーブルのデータを参照すればよい。また、別の方法として、パルス位相テーブルのデータを用いて線形外挿して、回転速度および変調率の値に対応したパルス位相の値を求めるようにしても良い。 Further, the rotation speed and the modulation rate change continuously. For this reason, when referring to the pulse phase table shown in FIG. 7, the values of the rotation speed and the modulation rate may be rounded off and then the data of the pulse phase table may be referred to. As another method, the pulse phase value corresponding to the rotational speed and the modulation rate value may be obtained by linear extrapolation using the data of the pulse phase table.
以上では、パルスパターンのパルス位相を演算ではなく、図7のパルス位相テーブルを参照して求める場合について説明したが、近似式を使用して計算することもできる。
例えば、3次関数の式(7)を用いて、近似的にθ1〜θ3を計算することができる。
In the above, the case where the pulse phase of the pulse pattern is obtained by referring to the pulse phase table of FIG. 7 instead of the calculation has been described, but it can also be calculated using an approximate expression.
For example, θ 1 to θ 3 can be approximately calculated using the cubic function (7).
ここで、a1〜a3、b1〜b3、c1〜c3、あるいはd1〜d3は、予め設定された係数である。
従って、第1の高調波抑制パルスパターン部31は、予め設定された係数a1〜a3、b1〜b3、c1〜c3、d1〜d3を使用して、近似式(7)を用いて、このパルスパターンのパルス位相θ1〜θ3を計算し、選択回路30に出力する。
また、第2の高調波抑制パルスパターン部32も、同様の近似を行い、パルスパターンのパルス位相θ1〜θ3を計算して選択回路30に出力することが可能である。
Here, a 1 to a 3 , b 1 to b 3 , c 1 to c 3 , or d 1 to d 3 are preset coefficients.
Therefore, the first harmonic suppression
In addition, the second harmonic suppression
なお、本願発明の実施の形態1では、電動機として三相交流電動機を例として説明を行ったが、本発明は、多相電動機を対象としており、特に相数が限定されるものではない。 また、対象となる電動機は、永久磁石型同期電動機でも誘導電動機でもいずれの電動機でもよい。また、本願発明は、電力変換器制御装置が用いるパルスパターンのパルス位相の設計方法として、フーリエ級数展開した多項式を使用する方法について説明したが、高調波を低減する方法にはさまざまな設計方法が考えられ、上記で説明した方法に限定されるものではない。
In
また、一般的な騒音の周波数帯域を避けるように制御するだけでなく、電動機システムで発生する装置固有の共振周波数を避けるように制御することも可能である。
また、式(4)では、5次と7次の2種類の次数の高調波成分を抑制するため、1/4サイクルに3回のスイッチング(パルス位相θ1、θ2、θ3)を行うパルスパターンを設定したが、1/4サイクルに5回以上のスイッチングを行うことを条件に、3種類以上の次数の高調波成分を抑制するパルスパターンを設定するようにしても良い。
In addition to controlling so as to avoid a general noise frequency band, it is also possible to control so as to avoid a resonance frequency unique to a device generated in an electric motor system.
Further, in the expression (4), switching (pulse phases θ 1 , θ 2 , θ 3 ) is performed three times in a quarter cycle in order to suppress harmonic components of two kinds of orders of the fifth order and the seventh order. Although the pulse pattern is set, a pulse pattern that suppresses harmonic components of three or more orders may be set on condition that switching is performed five times or more in a quarter cycle.
以上説明したように、実施の形態1に係る電力変換器制御装置は、パルスパターン演算部として、電圧指令部1からの電圧指令Vd*、Vq*に基づき変調率演算部2で算出された変調率mと速度演算部10で算出された回転速度信号ωeとに基づき、回転速度信号ωeに応じて予め設定された互いに異なる次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを演算する第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部31、32・・3n、および回転速度信号ωeに基づき、第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部31、32・・3nのいずれかを選択してそのパルスパターンをゲートパルス出力部7に出力する選択回路30を備えたので、電動機9の回転速度に依存して発生するその騒音や損失を、電動機9の回転速度に拘わらず常に有効に低減することができるという効果がある。
As described above, the power converter control device according to
また、パルスパターン演算部におけるパルスパターンの演算を、パルス位相データをあらかじめ計算して保存したパルス位相テーブルを参照して行うか、あるいは近似式を用いて行うことでパルスパターン演算部における演算を簡素化することができる。 In addition, the calculation of the pulse pattern in the pulse pattern calculation unit is performed by referring to the pulse phase table in which the pulse phase data is calculated and stored in advance, or by using an approximate expression. Can be
実施の形態2.
実施の形態2に係る電力変換器制御装置は、実施の形態1とは異なり、上位よりトルク指令が入力されて電力変換器8をPWM制御する構成としたものである。
以下、本願発明の実施の形態2について、電力変換器制御装置に係るシステム構成図である図8およびパルスパターン切換えテーブルである図9に基づいて説明する。
先ず、本願発明の実施の形態2に係る電力変換器制御装置を含む全体システム構成について説明する。図8において、図1と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付して個々の説明は適宜省略するものとする。
Unlike the first embodiment, the power converter control device according to the second embodiment has a configuration in which a torque command is input from the host and the
Hereinafter,
First, an overall system configuration including a power converter control device according to
図8は、実施の形態1と同様、複数の高調波抑制パルスパターン部を備えた電力変換器制御装置のシステム構成を示しており、以下、実施の形態1との差異を中心に説明する。
図8において、指令部としてのトルク指令部4では、上位からの速度指令等に基づき、トルク指令tが生成される。電圧指令演算部5は、トルク指令部4からのトルク指令tに基づき直交二相座標系で表された電圧指令Vd*、Vq*を演算する。
FIG. 8 shows a system configuration of a power converter control device including a plurality of harmonic suppression pulse pattern units, as in the first embodiment, and the difference from the first embodiment will be mainly described below.
In FIG. 8, the
パルスパターン演算部としてのパルスパターン切換制御部6の、第1の高調波抑制パルスパターン部61は、トルク指令部4からのトルク指令tに基づき、電力変換器8の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、選択回路60に出力する。
同様に、第2の高調波抑制パルスパターン部62は、トルク指令部4からのトルク指令tに基づき、第1の高調波抑制パルスパターン部61とは異なるスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、選択回路60に出力する。
同様に、第nの高調波抑制パルスパターン部6nは、トルク指令部30からのトルク指令tに基づき、他の高調波抑制パルスパターン部とは異なるスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、選択回路60に出力する。
The first harmonic suppression
Similarly, the second harmonic suppression
Similarly, the nth harmonic suppression pulse pattern unit 6n calculates a switching pulse pattern different from other harmonic suppression pulse pattern units based on the torque command t from the
パルスパターン切換制御部6の選択回路60は、速度演算部10の演算する回転速度信号ωeにしたがって、複数の高調波抑制パルスパターン部61、62・・6nの出力するパルスパターンのいずれかひとつを選択し、ゲートパルス出力部7に出力する。
The
次に、パルスパターンのパルス位相の切り換え動作について説明する。図8における複数の高調波抑制パルスパターン部61、62・・6nは、トルク指令tから電力変換器8を制御するパルスパターンのパルス位相を演算して出力する。選択回路60は、図9のテーブルに示すように、トルク指令部4が生成するトルク指令tに係るパラメータt1、t2・・t10と、速度演算部10で演算した回転速度信号ωeに係るパラメータv1、v2、v3とに応じて、パルスパターンのパルス位相を選択・制御する。つまり、同じトルク指令の値でも、回転速度が変化すると、そのパルスパターンは異なることとなる。
Next, the switching operation of the pulse phase of the pulse pattern will be described. The plurality of harmonic suppression
回転速度は1000[rpm]〜8000[rpm]を1000[rpm]ステップで切り替え、トルク指令は10%ステップで切り替えている。
なお、図9において、図7と同様に、回転速度1000、2000[rpm]の欄が空欄となっているが、低速度領域では同期PWM制御が難しく、非同期PWM制御を適用する方が適切であり、この発明によるパルスパターンの選択の対象外としているためである。
The rotation speed is switched from 1000 [rpm] to 8000 [rpm] in 1000 [rpm] steps, and the torque command is switched in 10% steps.
In FIG. 9, the columns of the
電動機9の騒音や損失の特性に、トルク依存性がある場合に、トルク指令tを参照しながらパルスパターンの選択を行うことで、電動機特性に応じて電力変換器8の出力電流の特定次数の高調波成分を低減するパルスパターンのパルス位相の設計を行うことにより、騒音低減効果や損失低減効果を大きくすることができる。
トルク指令tは、電動機9に流れる電流に直接関係するので、回転速度が低い領域でも高調波抑制効果の強いパルスパターンを選択することになる。従って、同じ回転速度範囲であっても、電圧指令で制御するときには、例えば、11次、13次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを選択するが、トルク指令で制御するときには、例えば、5次、7次の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを選択することも考えられる。
When the noise and loss characteristics of the motor 9 are torque-dependent, by selecting the pulse pattern while referring to the torque command t, the specific order of the output current of the
Since the torque command t is directly related to the current flowing through the electric motor 9, a pulse pattern having a strong harmonic suppression effect is selected even in a region where the rotational speed is low. Accordingly, even when the rotation speed range is the same, when controlling with a voltage command, for example, a pulse pattern for suppressing the 11th and 13th harmonic components is selected, but when controlling with a torque command, for example, It is also conceivable to select a pulse pattern for suppressing fifth-order and seventh-order harmonic components.
以上説明したように、実施の形態2に係る電力変換器制御装置は、パルスパターン演算部として、トルク指令部4からのトルク指令tと速度演算部10で算出された回転速度信号ωeとに基づき、回転速度信号ωeに応じて予め設定された互いに異なる次数の高調波成分を抑制するためのパルスパターンを演算する第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部61、62・・6n、および回転速度信号ωeに基づき、第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部61、62・・6nのいずれかを選択してそのパルスパターンをゲートパルス出力部7に出力する選択回路60を備えたので、電動機9の回転速度に依存して発生するその騒音や損失を、電動機9の回転速度に拘わらず常に有効に低減することができるという効果がある。
As described above, the power converter control device according to the second embodiment is based on the torque command t from the
実施の形態3.
実施の形態3の電力変換器制御装置は、実施の形態1に係る電力変換器制御装置に対して、図1におけるパルスパターン切換制御部3の動作を、パルスパターン演算部としての、ひとつの高調波抑制パルスパターン部71で行うよう構成したものである。実施の形態3の高調波抑制パルスパターン部71は、図7に示すパルスパターンテーブルに基づき、パルス位相をゲートパルス出力部7に出力する。
The power converter control device of the third embodiment is different from the power converter control device of the first embodiment in that the operation of the pulse pattern switching
高調波抑制パルスパターン部71では、回転速度信号ωeと変調率mとを入力とした2次元テーブルのそれぞれにn個のθ1〜nを配置しており、回転速度は1000[rpm]〜8000[rpm]を1000[rpm]ステップで切り替え、変調率は0.1ステップで切り替えて、パルスパターンに係るパルス位相を出力する。本実施の形態3では、より簡易な構成で実施の形態1と同様の効果を得ることが可能である。
In the harmonic suppression pulse pattern unit 71,
実施の形態4.
実施の形態4の電力変換器制御装置は、実施の形態2に係る電力変換器制御装置に対して、図8におけるパルスパターン切換制御部6の動作を、パルスパターン演算部としての、ひとつの高調波抑制パルスパターン部72で行うよう構成したものである。実施の形態4の高調波抑制パルスパターン部72は、図9に示すパルスパターンテーブルに基づき、パルス位相をゲートパルス出力部7に出力する。
The power converter control device according to the fourth embodiment is different from the power converter control device according to the second embodiment in that the operation of the pulse pattern switching
高調波抑制パルスパターン部72では、回転速度信号ωeとトルク指令tとを入力とした2次元テーブルのそれぞれにn個のθ1〜nを配置しており、回転速度は1000[rpm]〜8000[rpm]を1000[rpm]ステップで切り替え、トルク指令は10%ステップで切り替えて、パルスパターンに係るパルス位相を出力する。本実施の形態4では、より簡易な構成で実施の形態2と同様の効果を得ることが可能である。
In the harmonic suppression
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 It should be noted that the present invention can be freely combined with each other within the scope of the invention, and each embodiment can be appropriately modified or omitted.
1 電圧指令部、2 変調率演算部、3 パルスパターン切換制御部、
30 選択回路、
31,32・・3n 第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部、
4 トルク指令部、5 電圧指令演算部、6 パルスパターン切換制御部、
60 選択回路、
61,62・・6n 第1、第2・・第nの高調波抑制パルスパターン部、
7 ゲートパルス出力部、8 電力変換器、9 電動機、10 速度演算部、
11 位置センサ、71,72 高調波抑制パルスパターン部。
1 voltage command unit, 2 modulation factor calculation unit, 3 pulse pattern switching control unit,
30 selection circuit,
31, 32... 3n first, second, n th harmonic suppression pulse pattern part,
4 Torque command section, 5 Voltage command calculation section, 6 Pulse pattern switching control section,
60 selection circuit,
61, 62,... 6n, first, second, n th harmonic suppression pulse pattern portion,
7 Gate pulse output section, 8 Power converter, 9 Electric motor, 10 Speed calculation section,
11 Position sensor, 71, 72 Harmonic suppression pulse pattern part.
Claims (5)
前記電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器、前記位置検出器からの磁極位置信号から前記電動機の回転速度を演算する速度演算部、前記指令部からの出力と前記速度演算部からの前記電動機の回転速度とに基づき、前記電動機への出力の基本周波数に対して所定の次数の高調波成分を抑制するための前記スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算するパルスパターン演算部、および前記パルスパターン演算部からの前記パルスパターンと前記位置検出器からの前記磁極位置信号とに基づき前記スイッチング素子をオンオフ駆動するゲートパルスを出力するゲートパルス出力部を備え、
前記パルスパターン演算部は、その周波数が人間の可聴域に相当する周波数範囲内となる次数の高調波成分が存在する、前記電動機の回転速度が比較的低速域では、当該次数の高調波成分を抑制するよう前記パルスパターンを演算し、その周波数が人間の可聴域に相当する周波数範囲内となる次数の高調波成分が存在しない、前記電動機の回転速度が比較的高速域では、前記電動機が発生する損失を低減するため、その周波数が、損失の増大をもたらす周波数範囲内となる次数の高調波成分を抑制するよう前記電動機の回転速度に応じて異なる次数の高調波成分を抑制するよう前記パルスパターンを演算することを特徴とする電力変換器制御装置。 Comprising a switching element, and for controlling a power converter that supplies a variable frequency output to the electric motor by a switching operation of the switching element in order to drive the electric motor at a variable speed based on an output from the command unit;
A position detector that detects the magnetic pole position of the rotor of the motor, a speed calculator that calculates the rotational speed of the motor from the magnetic pole position signal from the position detector, an output from the command unit, and a speed calculator A pulse for calculating a pulse pattern of a switching pulse for determining a switching timing of the switching element for suppressing a harmonic component of a predetermined order with respect to the fundamental frequency of the output to the electric motor based on the rotation speed of the electric motor A gate pulse output unit for outputting a gate pulse for driving the switching element on and off based on the pulse pattern from the pattern calculation unit and the pulse pattern calculation unit and the magnetic pole position signal from the position detector;
The pulse pattern calculation unit has a harmonic component of the order whose frequency is in a frequency range corresponding to a human audible range, and the harmonic component of the order when the rotational speed of the motor is relatively low. The pulse pattern is calculated so as to be suppressed, and there is no harmonic component of the order whose frequency is in a frequency range corresponding to a human audible range, and the motor is generated in a relatively high speed range of the motor. In order to reduce the loss to be generated, the pulse has a frequency that suppresses harmonic components of different orders depending on the rotation speed of the motor so as to suppress harmonic components of the order whose frequency falls within a frequency range that causes an increase in loss. A power converter control device that calculates a pattern .
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