KR101422132B1

KR101422132B1 - Motor control device, and air-conditioner using the same

Info

Publication number: KR101422132B1
Application number: KR1020130091321A
Authority: KR
Inventors: 아츠시 오쿠야마; 겐지 다무라; 요지 오구라; 비스와스 스와판; 히로타카 아이하라
Original assignee: 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
Priority date: 2013-02-27
Filing date: 2013-08-01
Publication date: 2014-07-22
Also published as: CN104009692A; JP2014166082A

Abstract

An objective of the present invention is to provide a motor control device having high efficiency by reducing noise caused by resonance between a fan and a rotor. In order to accomplish the above object, the motor control device includes: an inverter connected with a DC power source to convert DC power of the DC power source into variable voltage variable frequency AC power and control a three phase motor; a vector controller for calculating voltage to be applied to the three phase motor for rotation-driving a load; a high-order component generating unit for calculating a high-order component of a basic wave of the voltage applied by the vector controller; a voltage adder for adding the high-order component, which is calculated by the high-order component generating unit, to the voltage calculated by the vector controller; and a PWM pulse generating unit for pulse width-controlling the inverter based on the signal of the voltage adder. In relation to a resonance sound generated by the three phase motor and the load, the high-order component generating unit calculates the high-order component, which is expressed as a resonance frequency or a motor frequency of the resonance sound, and the voltage adder adds the high-order component to the applied voltage to reduce the resonance sound.

Description

BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention [0001] The present invention relates to a motor control device and an air conditioner using the same,

본 발명은 모터 제어 장치의 제어 방법, 및 그것을 사용한 공기 조화기에 관한 것이다. 특히 팬(fan)용의 모터에 기인하는 소리의 저감에 관한 것이다.The present invention relates to a control method of a motor control apparatus and an air conditioner using the same. And more particularly to reduction of sound caused by a motor for a fan.

종래, 공기 조화기에 사용되고 있는 소형 팬 모터는, 로터와 팬의 공진을 원인으로 한 특정 회전수에서 발생하는 소음이 문제가 되고 있었다. 이 공진에 의한 소음의 문제를 해결하기 위해서 로터부에 방진 고무를 설치하거나, 팬의 샤프트 수용부에 방진 고무를 설치하거나 하여 소리를 저감하고 있었다.2. Description of the Related Art Conventionally, a small fan motor used in an air conditioner has a problem of noise generated at a specific rotation speed due to resonance of a rotor and a fan. In order to solve the problem of noise caused by this resonance, a vibration proof rubber is provided in the rotor portion or a vibration proof rubber is provided in the shaft receiving portion of the fan to reduce sound.

이 원인의 하나로서 모터의 유기 전압의 왜곡과 인가 전압의 차에 의한 전류파형의 왜곡을 들 수 있고, 이 전류파형의 왜곡을 제거하기 위해 다양한 방법이 제안되어 있다.One of the causes is the distortion of the current waveform due to the difference between the induced voltage of the motor and the applied voltage. Various methods for eliminating the distortion of the current waveform have been proposed.

예를 들면, 특허문헌 1에 있어서, 유기 전압의 왜곡에 기인하여 발생하는 토크리플(torque ripple)을 상쇄하는 전압을 사전에 유기 전압 리플 테이블로 하여 제작하고, 지령 전압에 가산한다는 기술이 개시되어 있다.For example, in Patent Document 1, a technique has been disclosed in which a voltage for canceling torque ripples generated due to distortion of an induced voltage is previously prepared as an induced voltage ripple table, and added to a command voltage have.

또한, 특허문헌 2에 있어서는, 고효율 운전을 실현하기 위해서, 토크와 회전수의 맵 또는 id전류(d축), iq전류(q축)의 2차원 좌표에 따라, 변조 방식을 전환하는 제어 방법이 개시되어 있다.Further, in Patent Document 2, a control method for switching the modulation method according to the map of the torque and the revolution number or the two-dimensional coordinates of the id current (d axis) and the iq current (q axis) Lt; / RTI >

일본국 특개2008-219966호 공보Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-219966 일본국 특개2005-229676호 공보Japanese Patent Application Laid-Open No. 2005-229676

그러나, 팬과 로터의 공진음을 낮추기 위해서 방진 고무를 설치하는 방법은, 모터나 팬의 구조가 복잡해져, 원가가 높아진다는 문제가 있었다.However, the method of installing the anti-vibration rubber to lower the resonance sound of the fan and the rotor has a problem in that the structure of the motor and the fan is complicated and the cost is increased.

또한, 특허문헌 1에 개시된 전류의 정현파화의 기술에서는, 팬과 로터의 공진음은 없어지지 않는 것을, 본 발명자는 실험에 의해 확인했다.Further, the inventor of the present invention confirmed by experiment that the resonance sound of the fan and the rotor does not disappear in the sine wave technique of the current disclosed in Patent Document 1.

또한, 특허문헌 2에 개시된 변조 방식을 전환하는 방법으로는, 팬과 로터의 공진음이 없어지는 경우와 없어지지 않는 경우가 있는 것을, 본 발명자는 실험에 의해 확인했다.The inventor of the present invention has confirmed by experiments that there is a case in which the resonance sound of the fan and the rotor is lost or not, as a method of switching the modulation method disclosed in Patent Document 2.

그래서, 본 발명은 팬과 로터의 공진에 의한 소리를 저감한 고효율의 모터 제어 장치를 제공하는 것을 과제로 한다.Therefore, it is an object of the present invention to provide a highly efficient motor control device in which sound due to resonance between a fan and a rotor is reduced.

본 발명의 모터 제어 장치는, 직류 전원에 접속되며, 당해 직류 전원의 직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 교류 전력으로 변환하여, 3상 모터를 구동 제어하는 인버터와, 부하를 회전 구동하는 3상 모터에 인가하는 전압을 연산하는 벡터 제어부와, 벡터 제어부의 인가 전압의 기본파의 고차 성분을 연산하는 고차 성분 생성부와, 벡터 제어부의 연산한 인가 전압에 고차 성분 생성부가 연산한 고차 성분을 가산하는 전압 가산부와, 당해 전압 가산부의 신호에 의거하여 인버터를 펄스폭 제어하는 PWM 펄스 생성부를 구비하고, 3상 모터와 그 부하의 공진에 의해 발생하는 공진음에 대해서, 고차 성분 생성부가 공진음의 공진 주파수 또는 모터 주파수로 표시되는 차수의 고차 성분을 연산하고, 전압 가산부가 고차 성분을 인가 전압에 가함으로써, 공진음을 저감한다.The motor control apparatus of the present invention includes an inverter that is connected to a DC power source and converts DC power of the DC power source into AC power of a variable voltage variable frequency to drive and control the three-phase motor, A high-order component generating unit for calculating a high-order component of a fundamental wave of an applied voltage of the vector control unit, and a high-order component generating unit for adding the high-order component calculated by the vector control unit to the applied voltage calculated by the vector control unit And a PWM pulse generation section for controlling the pulse width of the inverter on the basis of the signal of the voltage addition section. The high-order-component generation section generates the resonance noise of the resonance sound generated by the resonance of the three- By calculating a higher-order component of the order represented by the resonance frequency or the motor frequency, and by adding the higher-order component of the voltage addition part to the applied voltage, It is reduced.

본 발명에 의하면, 팬과 로터의 공진에 의한 소리를 저감한 고효율의 모터 제어 장치를 제공할 수 있다.According to the present invention, it is possible to provide a high-efficiency motor control device in which the noise due to the resonance between the fan and the rotor is reduced.

도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 내부의 구성과, 이 직류 모터 제어 장치와 전원과 3상 교류 동기 전동기와 부하의 관련을 나타낸 도면.
도 2는 본 발명의 제1 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부의 고차 성분을 벡터 제어부의 기본파에, 전압 가산부에서 회전 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면.
도 3은 본 발명의 제1 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부의 고차 성분을 벡터 제어부의 기본파에, 전압 가산부에서 고정 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면.
도 4는 회전수와 소리 주파수에 대한 팬 소음의 특성을 나타낸 도면.
도 5는 130min^-1에 있어서의 36차의 고차 성분을 인가했을 경우의 소음 변화를 나타낸 도면.
도 6은 회전수에 대하여 복수의 차수의 고차 성분을 인가하는 제어의 일례를 나타낸 도면.
도 7은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 내부의 구성과, 이 직류 모터 제어 장치와 전원과 3상 교류 동기 전동기와 부하의 관련을 나타낸 도면.
도 8은 본 발명의 제2 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부의 고차 성분을 벡터 제어부의 기본파에, 전류 가산부에서 회전 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면.
도 9는 본 발명의 제2 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부의 고차 성분을 벡터 제어부의 기본파에, 전류 가산부에서 고정 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면.
도 10은 일반적인 3상 변조에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형을 나타낸 도면.
도 11은 2상 변조 방식인 고정상 60도 전환 방식에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형을 나타낸 도면.
도 12는 2상 변조 방식인 상(上)고정상 120도 전환 방식에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형을 나타낸 도면.
도 13은 2상 변조 방식인 하(下)고정상 120도 전환 방식에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형을 나타낸 도면.
도 14는 본 발명의 제3 실시형태에 따른 모터 제어 장치의 내부의 구성과, 이 직류 모터 제어 장치와 전원과 3상 교류 동기 전동기와 부하의 관련을 나타낸 도면.
도 15는 본 발명의 제4 실시형태에 따른 공기 조화기의 구성을 나타낸 도면.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Fig. 1 is a diagram showing the internal configuration of a motor control apparatus according to a first embodiment of the present invention, and a relation between a DC motor control apparatus, a power source, and a three-phase AC synchronous motor and a load. Fig.
Fig. 2 is a diagram showing a method of adding a higher-order component of a higher-order component generation section to a fundamental wave of a vector control section and adding a rotational coordinate system in a voltage addition section, according to a first embodiment of the present invention;
3 is a diagram showing a method of adding a higher-order component of a higher-order component generation unit to a fundamental wave of a vector control unit and adding a fixed coordinate system in a voltage addition unit according to the first embodiment of the present invention.
4 is a graph showing the characteristics of fan noise with respect to the number of revolutions and the sound frequency.
5 is a graph showing a change in noise when a 36th order higher-order component at 130 min ^-1 is applied.
6 is a view showing an example of a control for applying a plurality of orders of higher-order components to the number of revolutions.
7 is a diagram showing the internal configuration of a motor control apparatus according to a second embodiment of the present invention, and the relationship between the DC motor control apparatus, the power source, and the three-phase AC synchronous motor and the load.
8 is a diagram showing a method of adding a higher-order component of a higher-order component generation section to a fundamental wave of a vector control section and adding a rotation coordinate system in a current addition section according to a second embodiment of the present invention.
9 is a diagram showing a method of adding a higher-order component of a higher-order component generation section to a fundamental wave of a vector control section and adding a fixed coordinate system in a current addition section, according to a second embodiment of the present invention.
10 is a diagram showing voltage waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in general three-phase modulation.
11 is a diagram showing voltage waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in a fixed phase 60-degree switching system which is a two-phase modulation system.
12 is a diagram showing voltage waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in an upper (upper) fixed-phase 120-degree switching system of a two-phase modulation system.
13 is a diagram showing voltage waveforms of U-phase, V-phase, and W-phase in a two-phase modulation system, a lower (fixed)
Fig. 14 is a diagram showing the internal configuration of a motor control device according to a third embodiment of the present invention, and the relationship between the DC motor control device, the power source, and the three-phase alternating-current synchronous motor and the load.
15 is a view showing a configuration of an air conditioner according to a fourth embodiment of the present invention.

본 실시예의 모터 제어 장치는, 직류 전원에 접속되며, 당해 직류 전원의 직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 교류 전력으로 변환하여, 모터를 구동 제어하는 인버터와, 부하를 회전 구동하는 상기 모터에 인가하는 전압을 연산하는 벡터 제어부와, 상기 벡터 제어부의 인가 전압의 기본파의 고차 성분을 연산하는 고차 성분 생성부와, 상기 벡터 제어부의 연산한 인가 전압에 상기 고차 성분 생성부가 연산한 고차 성분을 가산하는 전압 가산부와, 당해 전압 가산부의 신호에 의거하여 상기 인버터를 펄스폭 제어하는 PWM 펄스 생성부를 구비하고, 상기 모터와 그 부하의 공진에 의해 발생하는 공진음에 대해서, 상기 고차 성분 생성부가 상기 공진음의 공진 주파수와 모터 주파수의 비(상기 공진음의 공진 주파수 주파/모터 주파수)로 표시되는 차수의 고차 성분을 연산하고, 상기 전압 가산부가 상기 고차 성분을 인가 전압에 가한다.The motor control apparatus of this embodiment includes an inverter which is connected to a DC power source and converts DC power of the DC power source into AC power of a variable voltage variable frequency to drive and control the motor, A high-order component generating unit for calculating a high-order component of a fundamental wave of an applied voltage of the vector control unit, and a high-order component generating unit for adding the high-order component calculated by the high- And a PWM pulse generation section for controlling the pulse width of the inverter based on a signal of the voltage addition section, wherein the resonance sound generated by resonance of the motor and the load is generated by the high- And the ratio of the negative resonance frequency to the motor frequency (the resonance frequency frequency / motor frequency of the resonance sound) Calculating the components, the voltage addition and the addition to applying the higher voltage components.

또한, 본 실시예의 모터 제어 장치는, 직류 전원에 접속되며, 당해 직류 전원의 직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 교류 전력으로 변환하여, 모터를 구동 제어하는 인버터와, 상기 모터에 통류하는 전류를 연산하는 지령 전류 연산부와, 상기 지령 전류 연산부의 출력인 지령 전류의 기본파의 고차 성분을 연산하는 고차 성분 생성부와, 상기 지령 전류에 상기 고차 성분 생성부가 연산한 상기 고차 성분을 가산하는 전류 가산부와, 상기 전류 가산부의 출력으로부터 상기 모터에 인가하는 전압을 연산하는 벡터 제어부와, 상기 벡터 제어부의 신호에 의거하여 상기 인버터를 펄스폭 제어하는 PWM 펄스 생성부를 구비하고, 상기 모터와 그 부하의 공진에 의해 발생하는 공진음에 대해서, 상기 고차 성분 생성부가 상기 공진음의 공진 주파수와 모터 주파수의 비(상기 공진음의 공진 주파수 주파/모터 주파수)로 표시되는 차수의 고차 성분을 연산하고, 상기 전류 가산부가 상기 고차 성분을 지령 전류에 가한다.The motor control apparatus of the present embodiment further includes an inverter connected to the DC power source, for converting the DC power of the DC power source into AC power having a variable voltage and variable frequency to drive and control the motor, A high-order component generating unit for calculating a high-order component of a fundamental wave of a command current output from the command current arithmetic unit; and a current addition unit for adding the high- And a PWM pulse generation unit for controlling the pulse width of the inverter on the basis of the signal of the vector control unit. The motor control apparatus according to claim 1, further comprising: The resonance frequency of the resonance sound and the motor frequency Non calculates a high-order component of the order represented by the formula (resonance frequency frequency / motor resonance frequency of the sound), and the current addition is added to the high-order component in the command current.

또한, 본 실시예의 모터 제어 장치는, 직류 전원에 접속되며, 당해 직류 전원의 직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 교류 전력으로 변환하여, 모터를 구동 제어하는 인버터와, 부하를 회전 구동하는 상기 모터에 인가하는 전압을 연산하는 벡터 제어부와, 상기 벡터 제어부의 인가 전압의 기본파의 고차 성분을 연산하는 고차 성분 생성부와, 고정 2상 변조 방식을 포함하는 복수의 변조 방식을 갖고, 상기 전압 가산부의 신호에 의거하여 상기 인버터를 펄스폭 제어하는 PWM 펄스 생성부와, 복수의 변조 방식에 대응하여 상기 고차 성분을 보정하는 고차 성분 보정부를 갖고, 상기 벡터 제어부의 연산한 인가 전압에 상기 고차 성분 보정부가 연산한 고차 성분을 가산하는 전압 가산부를 구비하고, 상기 모터와 그 부하의 공진에 의해 발생하는 공진음에 대해서, 상기 고차 성분 생성부가 상기 공진음의 공진 주파수와 모터 주파수의 비(상기 공진음의 공진 주파수 주파/모터 주파수)로 표시되는 차수의 고차 성분을 연산하고, 상기 고차 성분이 보정한 상기 고차 성분을 상기 전압 가산부가 인가 전압에 가한다.The motor control apparatus of this embodiment further includes an inverter connected to the DC power source for converting DC power of the DC power source into AC power of a variable voltage variable frequency to drive and control the motor, A high-order component generation unit for calculating a high-order component of a fundamental wave of an applied voltage of the vector control unit; and a plurality of modulation schemes including a fixed two-phase modulation scheme, And a high-order component correcting unit for correcting the high-order component in accordance with a plurality of modulation schemes, wherein the high-frequency component correcting unit corrects the applied voltage calculated by the vector controlling unit, And a voltage addition unit for adding the calculated higher-order components to the resonance frequency of the motor, Wherein the higher-order component generator calculates a higher-order component of an order expressed by a ratio of the resonance frequency of the resonance noise and the motor frequency (the resonance frequency frequency / motor frequency of the resonance sound), and the higher- To the voltage application section voltage.

또한, 본 실시예의 모터 제어 장치는, 직류 전원에 접속되며, 당해 직류 전원의 직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 교류 전력으로 변환하여, 모터를 구동 제어하는 인버터와, 상기 모터에 통류하는 전류를 연산하는 지령 전류 연산부와, 상기 지령 전류 연산부의 출력인 지령 전류의 기본파의 고차 성분을 연산하는 고차 성분 생성부와, 복수의 변조 방식에 대응하여 상기 고차 성분을 보정하는 고차 성분 보정부를 갖고, 상기 지령 전류에 상기 고차 성분 보정부가 보정한 상기 고차 성분을 가산하는 전류 가산부와, 상기 전류 가산부의 출력으로부터 상기 3상 모터에 인가하는 전압을 연산하는 벡터 제어부와, 고정 2상 변조 방식을 포함하는 복수의 변조 방식을 갖고, 상기 벡터 제어부의 신호에 의거하여 상기 인버터를 펄스폭 제어하는 PWM 펄스 생성부를 구비하고, 상기 모터와 그 부하의 공진에 의해 발생하는 공진음에 대해서, 상기 고차 성분 생성부가 상기 공진음의 공진 주파수와 모터 주파수의 비(상기 공진음의 공진 주파수 주파/모터 주파수)로 표시되는 차수의 고차 성분을 연산하고, 변조 방식에 따라, 상기 고차 성분 보정부가 보정한 상기 고차 성분을 상기 전류 가산부가 상기 지령 전류에 가한다.The motor control apparatus of the present embodiment further includes an inverter connected to the DC power source, for converting the DC power of the DC power source into AC power having a variable voltage and variable frequency to drive and control the motor, A higher-order component generation unit for calculating a higher-order component of a fundamental wave of a command current output from the command current arithmetic unit; and a higher-order component correction unit for correcting the higher-order component corresponding to a plurality of modulation systems, A current control unit that calculates a voltage to be applied to the three-phase motor from an output of the current addition unit, and a fixed-phase two-phase modulation system A PWM pulse generation unit having a plurality of modulation methods and controlling the pulse width of the inverter based on the signal of the vector control unit, Wherein the high-frequency component generating unit generates a resonance frequency corresponding to a resonance frequency of the resonance frequency and a frequency of the motor frequency (resonance frequency frequency / motor frequency of the resonance frequency) And the high-order component corrected by the high-order component correction section is added to the command current by the current addition section according to the modulation method.

이하에 본원의 발명을 실시하기 위한 형태(이하, 「실시형태」라고 한다)를, 도면을 참조하여 설명한다. 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치를 도 1∼도 3을 참조하여 설명한다. 도 1은, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치(11)의 내부의 구성과, 이 모터 제어 장치(11)와 직류 전원(12)과 3상 교류 동기 전동기(적절히 「모터」 혹은 「3상 모터」라고 약기한다)(13)와 부하(팬)(14)의 관련을 나타낸 도면이다.BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention (hereinafter referred to as " embodiments ") will be described with reference to the drawings. A motor control apparatus according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to Figs. 1 is a block diagram showing the internal configuration of the motor control device 11 according to the first embodiment of the present invention and the configuration of the motor control device 11, the direct current power source 12, the three-phase alternating current synchronous motor (Hereinafter referred to as " three-phase motor ") 13 and a load (fan) 14. Fig.

도 1에 있어서, 모터 제어 장치(11)는, DC-AC 전력 변환기인 인버터(15)와 인버터(15)를 제어하는 제어 장치(17)를 구비하여 구성되어 있다.1, the motor control device 11 includes an inverter 15, which is a DC-AC power converter, and a control device 17, which controls the inverter 15.

또한, 제어 장치(17)는, PWM(Pulse Width Modulation) 펄스 생성부(24)와 벡터 제어부(21)와 고차 성분 생성부(22)와 전압 가산부(23)를 구비하여 구성되어 있다.The control device 17 is also provided with a pulse width modulation (PWM) pulse generation section 24, a vector control section 21, a high-order component generation section 22 and a voltage addition section 23.

제1 실시형태의 모터 제어 장치(11)의 특징은, 제어 장치(17)에 고차 성분 생성부(22)를 구비하고, 제어 장치(17)가 인버터(15)를 PWM 제어할 때에, 고차 성분 생성부(22)로부터 전압 가산부(23)에 전압의 고차 성분을 가산하는 것이다. 이 방법에 의해, 모터(13)와 부하인 팬(14)의 공진에 의한 소음을 제거하는 것이다.The motor control device 11 of the first embodiment is characterized in that the control device 17 is provided with the high-order component generation section 22. When the control device 17 performs the PWM control of the inverter 15, And adds the higher-order component of the voltage to the voltage adding unit 23 from the generating unit 22. [ By this method, noise due to the resonance between the motor 13 and the fan 14, which is a load, is removed.

이 공진에 의한 소음을 제거하는 방법을 특징으로 하는 제1 실시형태의 모터 제어 장치(11)의 상세를 설명하기 전에, 모터와 팬의 공진에 의한 소음에 대해서 먼저 설명하고, 그 후, 다시, 도 1의 제1 실시형태의 모터 제어 장치(11)에 대해서 상세하게 설명한다.Before describing the details of the motor control device 11 of the first embodiment, which is characterized by a method for removing noise due to this resonance, the noise caused by the resonance of the motor and the fan will be described first, The motor control device 11 of the first embodiment of Fig. 1 will be described in detail.

모터(13(도 1))로 팬(14(도 1))을 구동했을 때의 팬(3)이 발생하는 소음에 대하여 설명한다.The noise generated by the fan 3 when the fan 14 (Fig. 1) is driven by the motor 13 (Fig. 1) will be described.

도 4는, 팬(14)의 소음의 회전수에 대한 특성의 일례를 나타낸 도면이다. 또, 도 2, 도 3에 대해서는, 나중에 설명한다.4 is a diagram showing an example of characteristics of the fan 14 with respect to the number of revolutions of the noise. 2 and 3 will be described later.

도 4에 있어서, 가로축은 회전수[min^-1]이며, 세로축은 소리 주파수이며, 색의 농도가 소음[㏈]을 나타내고 있다. 또, 회전수[min^-1]란 회전수/분이다. 또한, rpm(rotation per minute)에 상당한다. 또한, 이하에 있어서는, 예를 들면 520회전수/분을 520min^-1과 같이 간략화하여 표기하는 것으로 한다. 데이터는 회전수를 10min^-1마다 흔들어서 데이터를 취득한 것이다. 색이 짙은 곳은 소리 주파수로 280㎐, 310㎐ 근방에 나타나지만, 소리가 큰 회전수와 작은 회전수가 있는 것을 알 수 있다. 여기에서 소리가 큰 회전수란 780min^-1, 520min^-1, 390min^-1, 270min^-1, 130min^-1 근방이다. 이것은 또한 고회전에 비해서 저회전은 팬이 발생하는 소리의 합계가 작기 때문에, 310㎐의 주파수의 소음의 절대값이 작아도 청감이 나빠진다는 특징이 있다.In Fig. 4, the abscissa represents the number of revolutions [min ^-1 ], the ordinate represents the sound frequency, and the color density represents noise [dB]. The number of revolutions [min ^-1 ] is the number of revolutions per minute. It also corresponds to rpm (rotation per minute). In the following description, for example, 520 revolutions per minute shall be abbreviated as 520 min ^-1 . The data is acquired by shaking the revolution number every 10 min ^-1 . It can be seen that the place where the color is dark appears in the vicinity of 280 Hz and 310 Hz at the sound frequency, but the sound has a large number of revolutions and a small number of revolutions. Be loud rotation here is ^{^{^{780min -1, 520min -1, 390min -1}}} , 270min -1, is 130min ^-1 nearby. This is also characterized in that the sum of the sounds generated by the fan at low revolutions is small compared to the high revolutions, so that even if the absolute value of the noise at the frequency of 310 Hz is small, the auditory sense is deteriorated.

회전수 780min^-1을 기준으로 하면, 모터가 3상 교류 동기 전동기이므로, 모터의 극수가 8극이면, 모터의 전기 주파수는 52㎐[520/{60×(2/8)}]이다. 이 54㎐를 기본 주파수로 하여 6차 성분의 312㎐ 부근의 가진(加振) 토크에 의해 소리가 발생하고 있는 것을 알 수 있다. 이러한 생각을 전개하면 520, 390, 310, 260, 190, 160, 130, 110min^-1은 순서대로 9차, 12차, 15차, 18차, 24차, 30차, 36차, 42차가 된다. 그래프 중에는 각각의 차수의 주파수와 팬 회전수의 관계를 점선의 직선으로 나타내고 있으며, 이 직선과 소리의 공진 주파수(그래프 중의 실선)가 공차하는 점이, 공진음이 발생하는 회전수와 그때의 주파수를 나타내게 된다.If the number of poles of the motor is 8, the electric frequency of the motor is 52 Hz [520 / {60 x (2/8)}], since the motor is a three-phase alternating current synchronous motor on the basis of the number of revolutions of 780 min ^-1 . It can be seen that sound is generated by the excitation torque at about 312 Hz of the sixth-order component with 54 Hz as the fundamental frequency. When this idea is developed, 520, 390, 310, 260, 190, 160, 130, and 110 min ^-1 become 9th, 12th, 15th, 18th, 24th, 30th, 36th, The relationship between the frequency of each order and the number of fan revolutions is shown by a straight line in the graph and the point where the resonance frequency of the straight line and the sound (solid line in the graph) is tolerated is the number of revolutions at which the resonance sound occurs and the frequency .

따라서, 팬(14)과 모터(모터의 로터)(13)의 공진음을 소거하기 위해서는, 이들의 고차 성분에의 대책을 취하게 된다.Therefore, in order to cancel the resonance sound of the fan 14 and the motor (rotor of the motor) 13, measures against these higher-order components are taken.

(모터 제어 장치의 구성 : 그 2)(Configuration of motor control device: 2)

도 1의 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치(11)의 구성에 대해서, 다시 상세하게 설명한다.The configuration of the motor control device 11 according to the first embodiment of the present invention shown in Fig. 1 will be described in detail again.

상기한 바와 같이, 도 1은, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 제어 장치(11)의 구성과, 직류 전원(12)과 모터(13)와 팬(부하)(14)의 관련을 나타낸 도면이다.1 shows the configuration of the motor control apparatus 11 according to the first embodiment of the present invention and the relationship between the DC power supply 12 and the motor 13 and the fan (load) 14 FIG.

도 1에 있어서, 모터 제어 장치(11)는, 직류 전원(12)으로부터 직류 전력을 받고, 3상 교류 전력으로 변환한다. 또한, 모터(3상 교류 동기 전동기)(13)는, 모터 제어 장치(11)로부터 3상 교류 전력을 공급받아, 구동 제어되어 회전하고, 팬(14)을 회전 구동시킨다.1, the motor control device 11 receives direct current power from a direct current power source 12 and converts it into three-phase alternating current power. Further, the motor (three-phase alternating current synchronous motor) 13 receives the three-phase alternating-current power from the motor control device 11, is driven and controlled to rotate, and drives the fan 14 to rotate.

다음에, 모터 제어 장치(11)의, 상세에 대하여 설명한다.Next, details of the motor control device 11 will be described.

도 1에 있어서, 상기한 바와 같이, 모터 제어 장치(11)는, 직류 전력을 가변 전압 가변 주파수의 3상 교류 전력으로 변환하는 인버터(15)(전력 변환기)와 인버터(15)를 제어하는 제어 장치(17)를 구비하여 구성되어 있다. 또한, 직류 모선 전류 검출 회로(16)를 인버터(15)의 직류 전원에 구비하고 있다.1, as described above, the motor control device 11 includes an inverter 15 (power converter) for converting direct-current power into three-phase alternating-current power of variable voltage and variable frequency and a control And a device (17). Further, the DC bus current detection circuit 16 is provided in the DC power supply of the inverter 15.

또한, 인버터(15)는, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등의 반도체 스위칭 소자와 역병렬로 접속된 다이오드 소자로 구성된 전력 변환 주회로(51)와, 후기하는 PWM 펄스 생성부(24)로부터의 PWM 펄스 신호(17A)에 의거하여 전력 변환 주회로(51)의 IGBT(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)에의 게이트 신호를 발생하는 게이트·드라이버(52)를 구비하여 구성되어 있다.The inverter 15 includes a power conversion main circuit 51 composed of diode elements connected in reverse parallel to a semiconductor switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) And a gate driver 52 for generating gate signals to the IGBTs Sup, Sun, Svp, Svn, Swp and Swn of the power conversion main circuit 51 based on the PWM pulse signal 17A.

IGBT가 직렬로 접속되어 레그를 구성하는 IGBT(Sup, Sun)는, 직류 전원(12) 사이에 접속되며, 각각의 상암(upper arm)(Sup)과 하암(lower arm)(Sun)의 접속점은, U상의 교류 출력 단자로 되어 있다.The IGBTs Sup and Sun constituting the legs connected in series are connected between the DC power sources 12 and the connection points of the respective upper arm Sup and lower arm Sun , And an AC output terminal on the U phase.

마찬가지로 직렬로 접속되어 레그를 구성하는 IGBT(Svp, Svn)는, 직류 전원(12) 사이에 접속되며, 각각의 상암(Svp)과 하암(Svn)의 접속점은, V상의 교류 출력 단자로 되어 있다.Likewise, the IGBTs Svp and Svn connected in series to constitute the legs are connected between the DC power sources 12 and the connection point between the upper arm Svp and the lower arm Svn is an AC output terminal on the V phase .

또한, 직렬로 접속되어 레그를 구성하는 IGBT(Swp, Swn)는, 직류 전원(12) 사이에 접속되며, 각각의 상암(Swp)과 하암(Swn)의 접속점은, W상의 교류 출력 단자로 되어 있다.The IGBTs Swp and Swn connected in series to constitute the legs are connected between the DC power sources 12 and the connection point between the upper arm Swp and the lower arm Swn is an AC output terminal on the W phase have.

이상의 IGBT(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)를 제어 장치(17)가 게이트·드라이버(52)를 통하여, 적절히 제어함으로써, 직류 전원(12)의 직류 전력은, 가변 전압 가변 주파수의 3상 교류 전력이 상기의 U상, V상, W상의 교류 출력 단자로부터 출력된다.The control device 17 appropriately controls the IGBTs (Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, and Swn) through the gate driver 52 to control the DC power of the DC power source 12 The three-phase AC power is output from the AC output terminals of the U, V, and W phases.

또한, 제어 장치(17)는, PWM 펄스 생성부(24)와 벡터 제어부(21)와 고차 성분 생성부(22)와 전압 가산부(23)를 구비하여 구성되어 있다.The control device 17 includes a PWM pulse generation section 24, a vector control section 21, a higher order component generation section 22, and a voltage addition section 23.

벡터 제어부(21)는, 직류 모선 전류 검출 회로(16)에서 검출된 직류 모선 전류 정보(적절히 「상전류(相電流)의 정보」라고 표기한다)(16A)를 바탕으로 영구 자석 동기 모터(13)에의 기본파 인가 전압 지령(21B)과 영구 자석 동기 모터(13)의 모터 회전수·위상 정보(21A)를 산출한다.The vector control unit 21 generates a DC voltage based on the DC bus current information (appropriately referred to as " phase current information ") 16A detected by the DC bus current detection circuit 16, The basic wave applying voltage command 21B for the permanent magnet synchronous motor 13 and the motor rotational frequency / phase information 21A for the permanent magnet synchronous motor 13 are calculated.

또한, 고차 성분 생성부(22)는, 모터 회전수·위상 정보(21A)를 바탕으로, 영구 자석 동기 모터(13)의 전압의 고차 성분(22A)을 전압 가산부(23)에 출력한다.The higher-order component generation section 22 outputs the higher-order component 22A of the voltage of the permanent magnet synchronous motor 13 to the voltage addition section 23 based on the motor revolution number / phase information 21A.

또한, 전압 가산부(23)는, 기본파 인가 전압 지령(21B)에 전압의 고차 성분(22A)을 가산하여 인가 전압 지령(23A)을 출력한다.The voltage addition section 23 adds the higher-order component 22A of the voltage to the basic-wave application voltage instruction 21B and outputs the application voltage instruction 23A.

또한, PWM 펄스 생성부(24)는, 인가 전압 지령(23A)과 내부에 갖는 캐리어 신호를 바탕으로 하여 PWM 펄스 신호(17A)로 변환한다.Further, the PWM pulse generating section 24 converts the applied voltage command 23A and the internal carrier signal into a PWM pulse signal 17A.

또, 벡터 제어부(21)의 벡터 제어는, 예를 들면, 「「고속용 영구 자석 동기 모터의 신벡터 제어 방식의 검토」 전학론D, Vol.129(2009) No.1 pp.36-45」나, 「「가전 기기 대상의 위치 센서리스 영구 자석 동기 모터의 간이 벡터 제어」 전학론D, Vol.124(2004) No.11 pp.1133-1140」에 나타나 있는 방식을 사용함으로써 실현 가능하다.The vector control of the vector control unit 21 is described in, for example, " Study of a New Vector Control Method for a High-Speed Permanent Magnet Synchronous Motor " Trans. D, Vol. 129 (2009) No.1 pp.36-45 , "Simple Vector Control of Position Sensorless Permanent Magnet Synchronous Motor for Home Appliances", Transmission D, Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140. .

직류 모선 전류 검출 회로(16)는, 직류 전원(12)의 마이너스측의 직류 모선에 접속되며, U상, V상, W상의 맥류가 혼재한 상전류 정보를 취득한다. 취득된 상전류 정보는, 직류 모선 전류 정보(상전류의 정보)(16A)로서, 벡터 제어부(21)에 출력된다.The DC bus current detection circuit 16 is connected to the DC bus line on the negative side of the DC power supply 12 and acquires phase current information in which U phase, V phase, and W phase pulses are mixed. The obtained phase current information is output to the vector control unit 21 as DC bus current information (phase current information) 16A.

또, 상전류 정보의 취득하는 방법은, 예를 들면, 일본국 특개2004-48886호에 개시되어 있는 방식 등으로 가능하다.The method of acquiring the phase current information is, for example, a method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-48886.

제1 실시형태에서는, 소음을 저감하기 위해 이하에 나타낸 전압의 고차 성분 생성부(22)와 전압 가산부(23)에 의해, 고차 성분을 인가하는 구성을 취하고 있다.In the first embodiment, a configuration is adopted in which a higher-order component is applied by the higher-order component generation unit 22 and the voltage addition unit 23 of the voltage shown below in order to reduce noise.

이하에 있어서, 전압의 고차 성분(22A)을 생성하는 고차 성분 생성부(22)와, 고차 성분(22A)을 기본파 인가 전압 지령(21B)에 가산하는 전압 가산부(23)의 동작을, 도 2, 도 3을 참조하여 설명한다.The operation of the high-order component generating section 22 for generating the higher-level component 22A of the voltage and the voltage adding section 23 for adding the higher-order component 22A to the fundamental wave applying voltage instruction 21B will be described below. Will be described with reference to Figs. 2 and 3. Fig.

고차 성분 생성부(22)에서는, 미리 설정한 후기하는 (수 2), (수 4)에 있어서의 G와 φ의 값을 사용하여 모터 회전수·위상 정보(21A)를 바탕으로 고차 성분을 생성하고, 고차 성분(22A)을 전압 가산부(23)에 출력한다.The higher-order component generation section 22 generates a higher-order component based on the motor rotation number / phase information 21A using the values of G and? In (2) and (4) And outputs the higher-order component 22A to the voltage addition section 23. [

전압 가산부(23)에서는, 벡터 제어부(21)가 출력한 기본파 인가 전압 지령(21B)과, 고차 성분 생성부(22)가 출력한 전압의 고차 성분(22A)을 가산하고, PWM 펄스 생성부(24)에 출력한다.The voltage addition section 23 adds the basic wave application voltage instruction 21B output from the vector control section 21 and the higher-order component 22A of the voltage output from the higher-order component generation section 22, (24).

구체적인 구성으로서는, 회전 좌표계에서의 가산과, 고정 좌표계에서의 가산이 있다. 다음에, 이들의 방법에 대해서 순서대로 설명한다.Specific configurations include addition in the rotation coordinate system and addition in the fixed coordinate system. Next, these methods will be described in order.

회전 좌표계에서의 가산의 방식에 대해서, 도 2를 참조하여 설명한다.The addition method in the rotational coordinate system will be described with reference to Fig.

도 2는, 본 발명의 제1 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부(22)의 고차 성분(전압의 고차 성분(22A))을 벡터 제어부(21)의 기본파(기본파 인가 전압 지령(21B))에, 전압 가산부(23)에서, 회전 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면이다.2 is a block diagram showing the structure of a high-order component (high-order component 22A of voltage) of the high-order component generation section 22 in the first embodiment of the present invention, ) In the voltage addition section 23 using a rotation coordinate system.

도 2에 있어서, 벡터 제어부(21)는, 상전류의 정보(16A)에 의거하고, 모터 회전자의 자석 자속 방향(d축)을 기준으로 하고, 이 d축과 직각 방향(q축)에 의한 회전 좌표계인 dq좌표축 상에 있어서, 기본파 인가 전압 지령(21B)(Vd^*, Vq^*)과, 모터 회전수·위상 정보(21A)를 출력한다. 또, Vd^*가 d축, Vq^*가 q축에 따른 기본파 인가 전압 지령(21B)(도 1)이다.2, based on the phase current information 16A, the vector control unit 21 determines the direction of the magnetic flux (d axis) of the motor rotor as a reference, And outputs the basic wave applying voltage command 21B (Vd ^* , Vq ^* ) and the motor rotational number / phase information 21A on the dq coordinate axis as the rotating coordinate system. Vd ^* is the d-axis, and Vq ^* is the fundamental wave applying voltage command 21B (Fig. 1) along the q-axis.

고차 성분 생성부(22)는, 벡터 제어부(21)로부터의 모터 회전수·위상 정보(21A)에 의거하여, dq좌표축 상에 있어서의 고차 성분(22A-d(d축), 22A-q(q축))을 생성한다. 또, 고차 성분(22A-d, 22A-q)은, 도 1에서는 고차 성분(22A)에 상당한다.The higher-order component generation section 22 generates the higher-order component 22A-d (d-axis), 22A-q (d) on the dq coordinate axes based on the motor revolution number / phase information 21A from the vector control section 21 q axis). The higher-order components 22A-d and 22A-q correspond to the higher-order component 22A in Fig.

전압 가산부(23)는, d축에 있어서, 기본파 인가 전압 지령(Vd*)과 고차 성분(22A-d)을 가산하여, d축의 인가 전압 지령(23A-d)을 출력한다.The voltage addition section 23 adds the fundamental wave application voltage command Vd * and the high-order component 22A-d to the d axis and outputs the d-axis application voltage command 23A-d.

또한, 전압 가산부(23)는, q축에 있어서, 기본파 인가 전압 지령(Vq*)과 고차 성분(22A-q)을 가산하여, q축의 인가 전압 지령(23A-q)을 출력한다.The voltage addition section 23 adds the basic wave applying voltage command Vq * and the higher-order component 22A-q to the q-axis to output the q-axis applied voltage command 23A-q.

또, 인가 전압 지령(23A-d, 23A-q)은, 도시하고 있지 않은 변환부에 의해 U상, V상, W상의 성분으로 변환되어, PWM 펄스 생성부(24)(도 1)에 입력된다.The applied voltage commands 23A-d and 23A-q are converted into U-phase, V-phase and W-phase components by a conversion unit not shown and input to the PWM pulse generating unit 24 do.

또한, 고정 좌표계에서의 가산의 방식에 대해서, 도 3을 참조하여 설명한다.The addition method in the fixed coordinate system will be described with reference to Fig.

도 3은, 본 발명의 제1 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부(22)의 고차 성분(전압의 고차 성분(22A))을 벡터 제어부(21)의 기본파(기본파 인가 전압 지령(21B))에, 전압 가산부(23)에서, 고정 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면이다.3 is a diagram showing the relationship between the high-order component (the higher-order component 22A of the voltage) of the higher-order component generation section 22 and the fundamental wave of the vector control section 21 ) By using the fixed coordinate system in the voltage addition section 23, as shown in Fig.

도 3에 있어서, 벡터 제어부(21)는, 상전류의 정보(16A)에 의거하여, 고정 좌표계의 삼상 교류의 기본파 인가 전압 지령(21B)(Vu^*, Vv^*, Vw^*)과, 모터 회전수·위상 정보(21A)을 출력한다.3, the vector control unit 21 calculates the basic wave applying voltage command 21B (Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* ) of the three-phase AC of the fixed coordinate system based on the phase current information 16A, And outputs the number / phase information 21A.

고차 성분 생성부(22)는, 벡터 제어부(21)로부터의 모터 회전수·위상 정보(21A)에 의거하여, 각 상의 고차 성분(22A-U, 22A-V, 22A-W)을 생성한다.The higher-order component generation section 22 generates the higher-order components 22A-U, 22A-V and 22A-W of each phase on the basis of the motor revolution number / phase information 21A from the vector control section 21.

전압 가산부(23)는, 고정 좌표계의 삼상 교류의 기본파 인가 전압 지령(21B)(Vu^*, Vv^*, Vw^*)과 고차 성분(22A-U, 22A-V, 22A-W)을, 각 상(U, V, W)마다 가산하여, 각각 인가 전압 지령(23A-U, 23A-V, 23A-W)을 출력한다.The voltage addition section 23 outputs the basic wave application voltage instruction 21B (Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* ) and the higher-order components 22A-U, 22A-V and 22A- And outputs the applied voltage commands 23A-U, 23A-V, and 23A-W, respectively, for each of the phases U, V,

다음에, 모터 회전수의 n배로 발생하는 팬(14)과 로터(모터(13)의 로터)의 공진음의 저감 방법에 대하여 설명한다.Next, a method for reducing the resonance sound of the fan 14 and the rotor (rotor of the motor 13), which occurs at n times the number of rotations of the motor, will be described.

팬(14)과 로터(13)에 의한 공진은, 회전 방향의 진동에 기인하는 것이며, 모터의 각 상의 전압 혹은 전류와 좌표축이 다르다. 모터의 120도(2π/3)마다 위상이 다른 3상의 합성으로 생기는 회전 자계의 좌표축의 성분에 팬과 로터에 의한 공진은 관계한다. 따라서, 3상 모터(모터)의 각 상의 전압이 아니라, 회전 좌표계의 dq좌표계로 변환하여 공진음의 저감의 대책을 세우는 것이 타당하다.The resonance caused by the fan 14 and the rotor 13 is caused by the vibration in the rotational direction, and the voltage or current of each phase of the motor is different from the coordinate axis. The resonance by the fan and the rotor is related to the component of the coordinate axis of the rotating magnetic field generated by the synthesis of three phases having different phases every 120 degrees (2 pi / 3) of the motor. Therefore, it is reasonable to convert the voltage of each phase of the three-phase motor (motor) into the dq coordinate system of the rotational coordinate system, and take countermeasures to reduce the resonance sound.

일반적으로 벡터 제어에 있어서 dq좌표에서의 전압 지령은 (수 1)과 같이 주어진다.Generally, in vector control, the voltage command at dq coordinates is given by (equation 1).

[수 1][Number 1]

여기에서, r : 모터 상저항(相抵抗), ω₁ ^* : 지령 각속도, L_d, L_q : d축과 q축의 리액턴스, I_d ^*, I_q ^* : d축과 q축의 지령 전류, K_E : 유기 전압 정수.Here, r: motor phase resistance _{^{(相抵抗), ω 1 *}} : reference angular speed, L _d, L _q: d-axis and q-axis _{^{_{^{reactance, I d *, I q *}}}} : d -axis and q-axis command current, K _E : Organic voltage constant.

이에 대하여 (수 2)와 같이 고차 성분을 연산하고, (수 3)과 같이 가산하여 새로운 전압 지령V_d ^**, V_q ^**로 한다.On the other hand, the higher-order components are calculated as in (Formula 2) and added as shown in (Formula 3) to obtain new voltage commands V _d ^** and V _q ^** .

[수 2][Number 2]

[수 3][Number 3]

여기에서 V_dn ^*, V_qn ^* : d축과 q축의 전압 고차 성분, G_n : n차 고차 성분의 진폭 계수, n : 고차 차수, θ_d : d축 위상, φ_n : n차 고차 성분의 초기 위상.Here, V _dn ^{^*,} V _qn ^*: the n-th high-order components: d-axis and q-axis voltage higher-order component, G _n: n-th order amplitude coefficients of the higher order components, n: higher order, θ _d: d axis phase, φ _n Initial phase.

이 (수 2)에서 G_n과 φ_n을 최적하게 선택함으로써 모터 주파수의 n배의 소리가 저감하는 것을 본 발명자는 실험으로 확인했다. N차 성분 전압을 인가함으로써 소리의 발생원이 되어 있는 토크 변동을 억제하여 소리를 저감할 수 있다.The inventor of the present invention confirmed by experiments that noise of n times the motor frequency is reduced by optimally selecting G _n and φ _n in this _equation (2). By applying the Nth-order component voltage, it is possible to suppress the torque fluctuation that is the source of the sound, thereby reducing the sound.

도 3과 같이 고정 좌표계에서 전압을 인가할 경우의 고차 성분의 식은 (수 4)가 된다.As shown in FIG. 3, the equation of the higher-order component when applying the voltage in the fixed coordinate system is (Equation 4).

[수 4][Number 4]

여기에서 V_Un ^*, V_Vn ^*, V_Wn ^* : U, V, W상의 n차 전압 고차 성분.Here _{^{_{^{V Un *, V Vn *,}}}} V Wn *: U, V, n differential voltage on the high-order component W.

또한, (수 2)는, 전압의 진폭에 대한 비율 G_n과 전압 성분에 대한 위상차 φ_n으로 표현하고 있지만, G_n과 φ_n을 변경함으로써, 자유롭게 고차 성분을 인가할 수 있다.The expression (2) is expressed by the ratio G _n to the amplitude of the voltage and the phase difference? _N with respect to the voltage component, but by changing G _n and? _N , the higher-order component can be freely applied.

다음에 130min^-1일 때의 소음의 저감예를 나타낸다. 고차 전압을 인가하지 않을 경우, 312㎐에 35㏈의 소음이 발생하고 있었다. 도 5에 가로축을 36차의 초기 위상 φ₃₆, 세로축을 소음 변화값으로 하고, 36차의 고차 성분의 진폭 계수 G₃₆=0.5%로 해서 φ₃₆을 -180[deg]로부터 180[deg]까지 변화된 경우의 소음 변화값과 φ₃₆=-134[deg]일 때에 G₃₆을 변화시켰을 경우의 소음 변화값을 나타낸다. 이와 같이 φ₃₆=-134deg, G₃₆=0.4%로 함으로써 소음을 19㏈ 저감할 수 있었다.Next, an example of noise reduction at 130 min ^-1 is shown. When no higher voltage was applied, 35 dB noise was generated at 312 Hz. A diagram of a thirty-sixth initial phase on the horizontal axis 5 φ _36, the vertical axis represents the noise value changes, and the amplitude coefficient of the high-order component of the 36th G ₃₆ = φ ₃₆ to 0.5% from the -180 [deg] to 180 [deg] And the noise change value when G ₃₆ is changed when? ₃₆ = -134 [deg]. Thus, there can be reduced the noise by 19㏈ to _{_{φ 36 = -134deg, G 36 =}} 0.4%.

고차 성분을 인가할 경우의 최초(스타트)와 최후(엔드)의 인가하는 방법에 대해서, 설명한다.A method of applying the start (start) and the end (end) when applying the high-order component will be described.

고차 성분 생성부(22)에 있어서, 고차 성분을 인가하는 회전수가 되었을 때에는, 고차 성분의 진폭값을 0으로부터 소정의 진폭까지 서서히 늘린다(소프트 스타트). 예를 들면, 6차의 성분을 인가하는 (수 2)에 있어서는, G₆(전압 기본파 진폭에 대한 비율)의 계수를 서서히 늘리는 것에 상당한다.In the higher-order component generation section 22, when the number of revolutions for applying the higher-order component is increased, the amplitude value of the higher-order component is gradually increased from 0 to a predetermined amplitude (soft start). For example, in the case of applying the sixth order component (formula 2), this corresponds to gradually increasing the coefficient of G ₆ (ratio to voltage fundamental wave amplitude).

또한, 고차 성분을 인가하고 있는 상태로부터 고차 성분을 인가하지 않는 회전수가 되었을 때에는 고차 성분의 진폭값을 소정의 진폭으로부터 0까지 서서히 줄인다(소프트 엔드).When the high-order component is not applied, the amplitude value of the high-order component is gradually decreased from a predetermined amplitude to 0 (soft end).

이 고차 성분을 인가할 때의 소프트 스타트, 소프트 엔드를 채용함으로써, 고차 성분의 인가를 개시했을 때와 종료했을 때의 쇼크가 없고, 안정한 제어가 된다.By adopting the soft start and the soft end when applying the higher-order component, there is no shock when the application of the higher-order component is started and a stable control is obtained.

고차 성분을 복수 조합시킬 경우에 대해서 도 6을 사용하여 설명한다. 도 6의 세로축은 각 차수의 진폭의 계수의 크기, 가로축을 팬 회전수로 하고 있다. 팬 회전수에 따라 각 차수의 진폭의 계수를 도 6과 같이 실시하면, 어느 공진음에 대하여 전(全) 회전수에서 소리를 저감할 수 있게 된다. 또한 도 6의 예에서는 어느 차수는 어느 회전수 근방에서 나타났을 경우, 다른 회전수에서 나타나지 않지만, 공진점이 복수 있을 경우, 같은 차수여도 복수의 회전수로 설정해도 된다.A case of combining a plurality of higher-order components will be described with reference to Fig. The vertical axis in Fig. 6 is the magnitude of the coefficient of amplitude of each order, and the horizontal axis is the fan rotation speed. If the coefficients of the amplitudes of the respective orders are performed as shown in Fig. 6 according to the number of fan revolutions, the sound can be reduced at a total number of revolutions with respect to any resonance sound. In the example of Fig. 6, when an order is appeared in the vicinity of a certain number of revolutions, it does not appear in other numbers of revolutions, but when there are a plurality of resonance points, the same number of turns may be set to a plurality of revolutions.

본 발명자들은 고차 성분의 진폭의 적정치에 대해서 1차 성분의 진폭(Vd와 Vq의 2승합의 2승근)을 기준으로 했을 경우 5% 이하이며, 그 이상 크게 하면 소리가 커져버리는 것을 확인했다.The present inventors confirmed that the amplitude is 5% or less based on the amplitude of the first-order component (2-ary square of the second order of Vd and Vq) with respect to the amplitude of the higher-order component.

도 1에 나타낸 제1 실시형태에 의해 n차의 고차 성분을 소정의 위상, 진폭으로 인가함으로써, 모터 주파수의 n배의 주파수의 팬과 로터의 공진음을 저감할 수 있다.According to the first embodiment shown in Fig. 1, by applying the n-th order higher-order component with a predetermined phase and amplitude, the resonance noise of the fan and the rotor at the frequency n times the motor frequency can be reduced.

제2 실시형태에 대해서 도 7∼도 9를 사용하여 설명한다. 지금까지는 전압의 고차 성분을 인가하여 소리를 저감할 수 있는 것을 설명했지만, 전류의 고차 성분을 인가해도 실현할 수 있다.The second embodiment will be described with reference to Figs. 7 to 9. Fig. Up to now, it has been described that a higher-order component of the voltage can be applied to reduce the sound, but this can also be realized by applying a higher-order component of the current.

도 7은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 모터 제어 장치(11)의 내부의 구성과, 이 모터 제어 장치(11)와 직류 전원(12)과 3상 교류 동기 전동기(적절히 「모터」 혹은 「3상 모터」라고 약기한다)(13)와 부하(팬)(14)의 관련을 나타낸 도면이다.7 is a block diagram showing the internal configuration of the motor control device 11 according to the second embodiment of the present invention and the configuration of the motor control device 11, the DC power supply 12, the three-phase AC synchronous motor 3-phase motor ") 13 and a load (fan) 14, as shown in Fig.

도 7에 있어서, 모터 제어 장치(11)의 제어 장치(18)의 구성에 제2 실시형태로서의 특징이 있다.In Fig. 7, the configuration of the control device 18 of the motor control device 11 is characteristic of the second embodiment.

또, 직류 전원(12), 모터(13), 팬(14), 인버터(15), 직류 모선 전류 검출 회로(16)에 대해서는, 도 1의 제1 실시형태와 같으므로 중복하는 설명은 생략한다.The DC power source 12, the motor 13, the fan 14, the inverter 15, and the DC bus current detection circuit 16 are the same as those in the first embodiment shown in FIG. 1, .

제어 장치(18)는, 벡터 제어부(21)와, 고차 성분 생성부(22)와, PWM 펄스 생성부(24)를 구비하고, 벡터 제어부(21)는 전류 지령 생성부(25)와, 전류 가산부(26)와, 전압 지령 연산부를 구비하여 구성된다.The control unit 18 includes a vector control unit 21, a high-order component generation unit 22 and a PWM pulse generation unit 24. The vector control unit 21 includes a current command generation unit 25, An addition section 26, and a voltage command calculation section.

전류 지령 생성부(25)는, 직류 모선 전류 검출 회로(16)로부터 상전류의 정보(16A)를 취득하고, 모터 회전수·위상 정보(25A)를 연산하여, 고차 성분 생성부(22)에 출력한다. 또한, 지령 전류 생성부(25)는, 아울러서, 기본파 전류 지령(25B)을 전류 가산부(26)에 출력한다.The current command generation section 25 acquires the phase current information 16A from the DC bus current detection circuit 16 and computes the motor revolution number and phase information 25A to output to the high order component generation section 22 do. Further, the command current generation section 25 outputs the basic wave current command 25B to the current addition section 26 as well.

고차 성분 생성부(22)는, 모터 회전수·위상 정보(25A)를 바탕으로, 영구 자석 동기 모터(13)의 전류의 고차 성분(22A)을 전류 가산부(26)에 출력한다.The higher-order component generation section 22 outputs the higher-order component 22A of the current of the permanent magnet synchronous motor 13 to the current addition section 26 based on the motor revolution number / phase information 25A.

전류 가산부(26)는, 기본파 인가 전류 지령(25B)에 전류의 고차 성분(22A)을 가산하여 전류 지령(26A)을 출력한다.The current addition section 26 adds the higher order component 22A of the current to the basic wave application current instruction 25B and outputs the current instruction 26A.

전압 지령 연산부(27)는, 전류 지령(26A)을 바탕으로 전압 지령(27A)을 연산하여 PWM 펄스 생성부(24)에 출력한다.The voltage command computation section 27 computes the voltage command 27A based on the current command 26A and outputs it to the PWM pulse generation section 24. [

그 외 제1 실시형태와 같은 구성의 것은 설명을 생략한다.The description of the other components of the first embodiment is omitted.

제2 실시형태에서는 소음을 저감하기 위해 이하에 나타낸 전류의 고차 성분 생성부(22)와 전류 가산부(26)에 의해, 고차 성분을 인가하는 구성을 취하고 있다.In the second embodiment, a configuration is employed in which a higher-order component is applied by the higher-order-component generating unit 22 and the current adding unit 26 of the current shown below in order to reduce noise.

이하에 있어서, 전류의 고차 성분(22A)을 생성하는 고차 성분 생성부(22)와, 고차 성분(22A)을 기본파 전류 지령(25B)에 가산하는 전류 가산부(26)의 동작을, 도 8, 도 9를 참조하여 설명한다.The operation of the high-order component generating section 22 for generating the higher-order component 22A of the current and the current addition section 26 for adding the higher-order component 22A to the fundamental wave current instruction 25B will now be described with reference to Fig. 8, and Fig.

고차 성분 생성부(22)에서는, 미리 설정한 후기하는 (수 5), (수 6)에 있어서의 G와 φ의 값을 사용하여 모터 회전수·위상 정보(21A)를 바탕으로 고차 성분을 생성하고, 고차 성분(22A)을 전압 가산부(23)에 출력한다.The higher-order component generation unit 22 generates a higher-order component based on the motor revolution number / phase information 21A using the values of G and? In (5) and (6) And outputs the higher-order component 22A to the voltage addition section 23. [

전압 가산부(23)에서는, 벡터 제어부(21)가 출력한 기본파 인가 전압 지령(21B)과, 고차 성분 생성부(22)가 출력한 전압의 고차 성분(22A)을 가산하여, PWM 펄스 생성부(24)에 출력한다.The voltage adding section 23 adds the basic wave applying voltage instruction 21B outputted by the vector control section 21 and the higher order component 22A of the voltage outputted by the higher-order component generating section 22, (24).

회전 좌표계에서의 가산의 방식에 대해서, 도 8을 참조하여 설명한다.The addition method in the rotational coordinate system will be described with reference to Fig.

도 8은, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부(22)의 고차 성분(전류의 고차 성분(22A))을 전류 지령 생성부(25)의 기본파(기본파 전류 지령(25B))에, 전류 가산부(26)에서, 회전 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면이다.8 is a diagram showing the relationship between the high-order component (the higher-order component 22A of the current) of the higher-order component generation section 22 and the fundamental wave of the current command generation section 25 25B) in the current addition section 26 using a rotation coordinate system.

도 8에 있어서, 전류 지령 생성부(25)는, 상전류의 정보(16A)에 의거하고, 모터 회전자의 자석 자속 방향(d축)을 기준으로 하고, 이 d축과 직각 방향(q축)에 의한 회전 좌표계인 dq좌표축 상에 있어서, 기본파 전류 지령(25B)(Id^*, Iq^*)과, 모터 회전수·위상 정보(25A)를 출력한다. 또, Id^*이 d축, Iq^*이 q축에 따른 기본파 전류 지령(25B)(도 7)이다.8, based on the phase current information 16A, the current command generation section 25 generates a current command based on the magnetic flux direction (d-axis) of the motor rotor as a reference, And outputs the basic wave current command 25B (Id ^* , Iq ^* ) and the motor revolution number / phase information 25A on the dq coordinate axis, which is a rotation coordinate system based on the rotation coordinate system. Id ^* denotes the d-axis and Iq ^* denotes the fundamental wave current command 25B (Fig. 7) along the q-axis.

고차 성분 생성부(22)는, 전류 지령 생성부(25)로부터의 모터 회전수·위상 정보(25A)에 의거하고, dq좌표축 상에 있어서의 고차 성분(22A-d(d축), 22A-q(q축))을 생성한다. 또, 고차 성분(22A-d, 22A-q)은, 도 7에서는 고차 성분(22A)에 상당한다.The higher-order component generation section 22 generates the higher-order component 22A-d (d-axis) 22A-d on the dq coordinate axes based on the motor revolution number / phase information 25A from the current command generation section 25, q (q-axis)). The higher-order components 22A-d and 22A-q correspond to the higher-order component 22A in Fig.

전류 가산부(26)는, d축에 있어서, 기본파 전류 지령(Id^*)과 고차 성분(22A-d)을 가산하여, d축의 전류 지령(23A-d)를 출력한다.The current addition section 26 adds the fundamental wave current command Id ^* and the higher-order component 22A-d to the d-axis, and outputs the d-axis current command 23A-d.

또한, 전류 가산부(23)는, q축에 있어서, 기본파 전류 지령(Iq^*)과 고차 성분(22A-q)을 가산하여, q축의 인가 전류 지령(23A-q)을 출력한다.The current addition section 23 adds the fundamental wave current command Iq ^* and the high-order component 22A-q to the q-axis to output the q-axis applied current command 23A-q.

또, 인가 전류 지령(23A-d, 23A-q)은, 도시하고 있지 않은 변환부에 의해 U상, V상, W상의 성분으로 변환되어, PWM 펄스 생성부(24)(도 7)에 입력된다.The applied current commands 23A-d and 23A-q are converted into U-phase, V-phase and W-phase components by a conversion unit not shown and input to the PWM pulse generating unit 24 do.

또한, 고정 좌표계에서의 가산의 방식에 대해서, 도 9를 참조하여 설명한다.A method of addition in the fixed coordinate system will be described with reference to Fig.

도 9는, 본 발명의 제2 실시형태에 있어서, 고차 성분 생성부(22)의 고차 성분(전류의 고차 성분(22A))을 전류 지령 생성부(25)의 기본파(기본파 전류 지령(25B))에, 전류 가산부(26)에서, 고정 좌표계를 사용하여 가산하는 방법을 나타낸 도면이다.9 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the present invention in which the high-order component (the higher-order component 22A of the current) of the higher-order component generation section 22 is connected to the fundamental wave of the current command generation section 25 25B) in the current addition section 26 using a fixed coordinate system.

도 9에 있어서, 전류 지령 생성부(25)는, 상전류의 정보(16A)에 의거하여, 고정 좌표계의 삼상 교류의 기본파 전류 지령(25B)(Iu^*, Iv^*, Iw^*)과, 모터 회전수·위상 정보(25A)를 출력한다.9, the current command generating section 25 generates the current command generating section 25 based on the phase current information 16A and outputs the three-phase alternating current wave current command 25B (Iu ^* , Iv ^* , Iw ^* And outputs rotation number / phase information 25A.

고차 성분 생성부(22)는, 전류 지령 생성부(25)로부터의 모터 회전수·위상 정보(25A)에 의거하여, 각 상의 고차 성분(22A-U, 22A-V, 22A-W)을 생성한다.The higher-order component generation section 22 generates the higher-order components 22A-U, 22A-V and 22A-W of each phase on the basis of the motor revolution number / phase information 25A from the current command generation section 25 do.

전류 가산부(26)는, 고정 좌표계의 삼상 교류의 기본파 인가 전압 지령(25B)(Iu^*, Iv^*, Iw^*)과 고차 성분(22A-U, 22A-V, 22A-W)을, 각 상(U, V, W)마다 가산하여, 각각 인가 전압 지령(23A-U, 23A-V, 23A-W)을 출력한다.The current addition section 26 outputs the basic wave application voltage command 25B (Iu ^* , Iv ^* , Iw ^* ) and the higher-order components 22A-U, 22A-V and 22A- And outputs the applied voltage commands 23A-U, 23A-V, and 23A-W, respectively, for each of the phases U, V,

공진음의 저감에 대해서는 전류의 고차 성분을 (수 5)로 정의하고 (수 1)의 dq축의 Id^*, Iq^*에 가산함으로써 실현할 수 있다.The reduction of the resonance sound can be realized by defining the high-order component of the current as (number 5) and adding it to Id ^* and Iq ^* of the dq axis of (equation 1).

[수 5][Number 5]

또한, Iu^*, Iv^*, Iw^*로 가산해도 된다. 이 경우의 고차 전류는 (수 6)와 같이 된다.It may be added by Iu ^* , Iv ^* , Iw ^* . The higher-order current in this case becomes (Equation 6).

[수 6][Number 6]

도 7에 나타낸 제1 실시형태에 의해 n차의 고차 성분을 소정의 위상, 진폭으로 인가함으로써, 모터 주파수의 n배의 주파수의 팬과 로터의 공진음을 저감할 수 있다.According to the first embodiment shown in Fig. 7, by applying the n-th order higher-order component with a predetermined phase and amplitude, the resonance noise of the fan and the rotor at the frequency n times the motor frequency can be reduced.

본 발명의 제3 실시형태에 따른 모터 제어 장치를 도 10∼도 14를 참조하여 설명한다. 제3 실시형태는, 제1 실시형태의 고차 성분 생성부(22) 및, 전압 가산부(23)와, 후술하는 3상 교류 모터의 PWM 제어의 변조 방식을 전환하는 제어를 양쪽 구비하는 것이다.A motor control apparatus according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to Figs. 10 to 14. Fig. The third embodiment includes both the higher-order component generation section 22 of the first embodiment, the voltage addition section 23 and the control for switching the modulation method of the PWM control of the three-phase alternating-current motor to be described later.

일반적으로 변조 방식을 고효율화나 소리의 저감이나 전기적 노이즈의 저감을 위해 전환하는 것은 알려져 있다.In general, it is known that the modulation method is switched for high efficiency, reduction of sound, and reduction of electrical noise.

또, 후기하는 고정상 60도 전환 방식과, 고정상 120도 전환 방식을 포함하여, 소정의 전기각(電氣角)에 있어서, 1상의 전위를 고정하고, 다른 2상을 변조하는 방식을 고정 2상 변조라고 칭하는 것으로 한다.In addition, a method of fixing the potential of one phase and modulating the other two phases at a predetermined electric angle (electric angle), including the later-described fixed phase 60 degree conversion system and the fixed phase 120 degree conversion system, Quot;

우선, 모터 제어 장치의 제어 방법인 고정상 60도 전환 방식과, 고정상 120도 전환 방식에 대해서 먼저 설명한다. 그리고, 그 후에, 이 제어 방식이 소리에 주는 영향을 설명하고 고차 전압 인가 제어와 조합시킨 제어에 대하여 설명한다.First, the fixed-phase 60-degree switching method and the fixed-phase 120-degree switching method, which are control methods of the motor control device, will be described first. Then, the influence of this control method on the sound will be described and a control combined with the high-order voltage application control will be described.

여기에서 모터 제어 장치에 있어서의 PWM 제어의 변조 방식에 대하여 설명한다.Here, the modulation method of the PWM control in the motor control apparatus will be described.

일반적인 3상 교류 모터의 PWM 제어는 3상 변조(3상 변조 방식)이지만, 3상 교류 모터가 Y결선일 경우에는, 상전압과 상간전압이 다른 것을 이용하여 2상 변조(2상 변조 방식)로 행하는 방법이 있다.Phase modulation (two-phase modulation method) using a phase-to-phase voltage and a phase-to-phase voltage different from each other when the three-phase alternating-current motor is Y- As shown in Fig.

즉, 모터 전류가 상전압이 아닌 상간전압에 의해 결정되는 것을 이용하여, 상간전압을 확보하면서, 각 상전압을 소정 기간 마다 인버터의 스위칭 소자를 상시 온(on) 함으로써, 1상 마다 고위 전원 레벨 또는 저위 전원 레벨에 전기각 π/3(60도, 60°)만 순차 고정하여 인버터의 스위칭 손실을 저감하는 방법이다.That is, by using the fact that the motor current is determined by the phase-to-phase voltage rather than the phase voltage, the phase-to-phase voltage is ensured and the switching element of the inverter is always turned on every predetermined period, (60 degrees, 60 degrees) to the lower power supply level in order to reduce the switching loss of the inverter.

또, 이 방법에서는, 상기한 바와 같이, 소정의 구간에 있어서 1상이 전위적으로 고정되며, 다른 2상만이 변조(PWM 제어)된다. 그리고, 이 전위적으로 고정된 상이 순서대로 반복된다. 따라서, 어느 시간에 있어서도, 변조되어 있는 것은 2상뿐이므로, 2상 변조라고 불린다.Further, in this method, as described above, one phase is fixed positively in a predetermined section, and only the other two phases are modulated (PWM control). Then, this positively fixed phase is repeated in order. Therefore, at any time, since only two phases are modulated, they are called two-phase modulation.

이하, 상기의 2상 변조 방식을 고정상 60도 전환 방식이라고 부르는 것으로 한다.Hereinafter, the above two-phase modulation method is referred to as a fixed phase 60 degree conversion method.

다음에, 고정상 60도 전환 방식의 전압 파형(전압 지령)을 도 11에 나타내고, 이 방식에 대하여 설명한다.Next, the voltage waveform (voltage command) of the fixed phase 60 degree switching system is shown in Fig. 11, and this method will be described.

도 11은, 2상 변조 방식인 분류상 60도 전환 방식에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형(전압 지령)을 나타낸 도면이다.11 is a diagram showing the voltage waveforms (voltage commands) of the U-phase, V-phase, and W-phase in the split-phase 60-degree switching system as the two-phase modulation system.

또한, 도 10은, 참고로서, 일반적인 3상 변조 방식에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형(전압 지령)을 나타낸 도면이다.10 is a diagram showing voltage waveforms (voltage commands) of U-phase, V-phase, and W-phase in a general three-phase modulation system as a reference.

도 11과 도 10에 있어서, 가로축은 전기각의 각도[°]이며, 세로축은 각 전기각에 있어서의 전압의 최대 전압에 대한 비, 즉 듀티[%]를 나타내고 있다.11 and 10, the horizontal axis represents the angle of electrical angle [deg.], And the vertical axis represents the ratio of the voltage to the maximum voltage at each electric angle, i.e., duty [%].

도 11에 있어서, W상은 전기각이 0도([°]에 상당)부터 60도에 있어서, 듀티 0%의 하한의 전압으로 일정하게 되어 있다.In Fig. 11, the W phase is constant at a lower limit voltage of 0% duty with an electric angle of 60 degrees from 0 degrees (corresponding to [deg.]).

이 W상이 듀티 0%의 전압의 구간인 0도부터 60도에 있어서, U상과 V상은, W상과의 전압차, 위상을, 도 10에 나타낸 3상 변조 방식의 경우와 같은 관계를 유지하는 바와 같은 전압 파형을 취한다. 즉, 0도부터 60도에 있어서는, W상이 듀티 0%이기 때문에, U상과 V상은, 본래의 전압값보다, 약간 낮은 값을 취한다.The U phase and the V phase have the same relationship as the W phase and the voltage difference and the phase as the case of the three-phase modulation system shown in Fig. 10, while the W phase is in the range of 0 to 60 degrees, And takes a voltage waveform as shown in Fig. That is, in the range of 0 to 60 degrees, since the W phase has the duty 0%, the U phase and the V phase take a slightly lower value than the original voltage value.

또한, 60도부터 120도에 있어서는, U상이 듀티 100%의 상한의 전압으로 일정해진다. 이 구간에 있어서는, V상과 W상은, U상과의 전압차, 위상을, 도 10에 나타낸 3상 변조의 경우와 같은 관계를 유지하는 바와 같은 전압 파형을 취하므로, 본래의 전압값보다, 약간 높은 값을 취한다. 또, U상이 일거에 듀티 100%가 되는 60도에 있어서는, V상과 W상은, 급격하게 전압이 상승한다.Further, in the range of 60 to 120 degrees, the U phase becomes constant at the upper limit voltage of duty 100%. In this section, the V-phase and W-phase take voltage waveforms such that the voltage difference and phase with the U-phase maintain the same relationship as in the case of the three-phase modulation shown in Fig. 10, Take a slightly higher value. When the U phase is 60 degrees at which the duty becomes 100%, the voltage of the V phase and the W phase suddenly rises.

또한, 120도부터 180도에 있어서는, V상이 듀티 0%의 하한의 전압으로 일정해진다. 이 구간에 있어서는, W상과 U상은, V상과의 전압차, 위상을, 도 10에 나타낸 3상 변조 방식의 경우와 같은 관계를 유지하는 전압 파형을 취하므로, 본래의 전압값보다, 약간 낮은 값을 취한다. 또, V상이 일거에 듀티 0%가 되는 120도에 있어서는, W상과 U상은, 급격하게 전압이 하강한다.Further, at 120 to 180 degrees, the V-phase becomes constant at the lower limit voltage of duty 0%. In this section, the W phase and the U phase take a voltage waveform that maintains the voltage difference and phase with respect to the V phase as in the case of the three-phase modulation system shown in Fig. 10, Take a low value. In addition, at 120 degrees at which the duty ratio becomes 0% at V phase, the W phase and the U phase abruptly fall in voltage.

이상과 같은 U상, V상, W상의 동작 파형이 되도록 반복하여 제어한다.V phase, and W phases as described above.

도 11에 나타낸 바와 같이, U상, V상, W상의 상간전압은, 정현파와 다른 파형이지만, U상-V상의 선간전압, V상-W상의 선간전압, W상-U상의 선간전압은, 각각 정현파형으로 되어 있으므로, 3상의 선간전압에 의해 구동되는 모터(13)(도 14), 및 팬(14)(도 14)은, 도 10에 나타낸 3상 변조 방식의 경우와 같이 동작한다.11, the inter-phase voltage of the U-phase, the V-phase and the W-phase is a waveform different from that of the sine wave, but the inter-line voltage of the U- The motor 13 (Fig. 14) driven by the three-phase line voltage and the fan 14 (Fig. 14) operate as in the case of the three-phase modulation system shown in Fig.

그러나, W상은 0도부터 60도에 있어서, U상은 60도부터 120도에 있어서, W상은 120도부터 180도에 있어서, 각각 일정하게 되어 있으므로, 인버터(15)에 의한 PWM 제어의 동작 횟수를 저감할 수 있다. 따라서, 인버터(15)의 저소비 전력화에 효과가 있다.However, since the W phase is from 0 to 60 degrees, the U phase is from 60 degrees to 120 degrees, and the W phase is constant from 120 degrees to 180 degrees, the number of PWM control operations by the inverter 15 is Can be reduced. Therefore, it is effective to reduce the power consumption of the inverter 15. [

또, 0도부터 360도, 및 그것이 반복되는 모든 구간에 있어서, U상, V상, W상 중 어느 하나의 상이 고정되어 있어서, 변조되는 것은 나머지 2상이다. 따라서, 상기한 바와 같이 2상 변조이다.Also, any phase of U phase, V phase, and W phase is fixed at 0 degree to 360 degrees and in all the intervals in which it is repeated, so that the remaining two phases are modulated. Therefore, it is two-phase modulation as described above.

또한, 「반도체 전력 변환 회로」 1987년 3월의 사단법인 전기학회 발행의 제110, 111, 125쪽 등에 이상과 같은, 혹은 유사한 기술이 나타나 있다.Also, the above or similar technology is shown in pages 110, 111, and 125 of the " Semiconductor power conversion circuit " issued March 1987 by the Institute of Electrical Engineers of Japan.

다음에, 1상당의 고정 구간이 상기의 고정상 60도 전환 방식보다 긴, 고정상 120도 전환 방식에 대하여 설명한다.Next, a fixed-phase 120-degree switching method in which a fixed section equivalent to one is longer than the above-described fixed-phase 60-degree switching method will be described.

또, 고정상 120도 전환 방식에는, 고정상을 직류 전압의 고전위에 고정하는 상고정상 120도 전환 방식과, 고정상을 직류 전압의 저전위에 고정하는 하고정상 120도 전환 방식의 2종류가 있다. 다음에, 순서대로, 상고정상 120도 전환 방식과 하고정상 120도 전환 방식에 대하여 설명한다.The fixed-phase 120-degree switching system has two types: a normal-phase-to-normal-phase switching system in which a fixed phase is fixed on a high-voltage side of a direct-current voltage and a normal-phase switching system in which a fixed phase is fixed on a low-voltage side. Next, explanation will be made on the normal 120 degree switching method and the normal 120 degree switching method in order.

도 12는, 2상 변조 방식인 상고정상 120도 전환 방식에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형(전압 지령)을 나타낸 도면이다. 또, 가로축은 전기각의 각도[°]이며, 세로축은 전압의 듀티[%]를 나타내고 있다.FIG. 12 is a diagram showing voltage waveforms (voltage commands) of U-phase, V-phase, and W-phase in a two-phase modulation system, that is, The horizontal axis represents the angle of the electric angle [°], and the vertical axis represents the duty [%] of the voltage.

도 12에 있어서, U상은 30도([°]에 상당)부터 150도에 있어서, 듀티 100%의 상한의 전압으로 일정하게 되어 있다.In Fig. 12, the U-phase is constant at a voltage of the upper limit of duty 100%, from 30 degrees (corresponding to [deg.]) To 150 degrees.

또한, W상은 150도부터 270도에 있어서, 듀티 100%의 상한의 전압으로 일정하게 되어 있다.In addition, the W phase is constantly set to an upper limit voltage of 100% duty at 150 to 270 degrees.

또한, V상은 270도부터 (390)도에 있어서, 듀티 100%의 상한의 전압으로 일정하게 되어 있다.The V-phase is constant at an upper limit voltage of 100% duty from 270 degrees to 390 degrees.

이상과 같이, U상, V상, W상과도 각각 1상 마다, 전기각 2π/3(120도) 사이에 고위 전원 레벨에 고정한다.As described above, the U phase, the V phase, and the W phase are fixed at a high power level between the phases of 2π / 3 (120 degrees) for each phase.

또한, U상, V상, W상의 각각의 1상이 고정되어 있는 구간은, 다른 상은, 상기의 상과의 전압차, 위상을, 도 10에 나타낸 3상 변조 방식의 경우와 같은 관계를 유지하는 바와 같은 전압 파형을 취하도록 제어한다.Further, in the section in which one phase of each of the U-phase, the V-phase and the W-phase is fixed, the voltage difference and phase with respect to the other phase are maintained in the same relationship as in the case of the three- So as to take the voltage waveform as shown in Fig.

따라서, U상, V상, W상을 Y결선으로 하여, 각각의 선간전압으로 3상 교류 모터를 구동할 수 있다.Therefore, the three-phase alternating-current motor can be driven by the line voltage between the U-phase, the V-phase, and the W-phase.

도 13은, 2상 변조 방식인 하고정상 120도 전환 방식에 있어서의 U상, V상, W상의 전압 파형(전압 지령)을 나타낸 도면이다. 또, 가로축은 전기각의 각도[°]이며, 세로축은 전압의 듀티[%]를 나타내고 있다.13 is a diagram showing the voltage waveforms (voltage commands) of the U-phase, V-phase, and W-phase in a two-phase modulation system and a normal 120-degree switching system. The horizontal axis represents the angle of the electric angle [°], and the vertical axis represents the duty [%] of the voltage.

도 13에 있어서, V상은 90도([°]에 상당)부터 210도에 있어서, 듀티 0%의 하한의 전압으로 일정하게 되어 있다.In Fig. 13, the V-phase is constant at a lower limit voltage of 0% duty at 210 degrees from 90 degrees (corresponding to [deg.]).

또한, U상은 210도부터 330도에 있어서, 듀티 0%의 하한의 전압으로 일정하게 되어 있다.In addition, the U-phase is constant from 210 degrees to 330 degrees with a lower limit voltage of duty 0%.

또한, W상은 330도부터 (450)도에 있어서, 또한, (-30)도부터 90도에 있어서, 듀티 0%의 하한의 전압으로 일정하게 되어 있다.Further, the W phase is constant at a lower limit voltage of 0% duty at a range of from (330) to (450) degrees and from (-30) to 90 degrees.

이상과 같이, U상, V상, W상과도 각각 1상 마다, 전기각 2π/3(120도) 사이에 저전위 전원 레벨에 고정한다.As described above, the U phase, the V phase, and the W phase are fixed to the low potential power supply level between the phases of 2π / 3 (120 degrees) for each phase.

또한, U상, V상, W상의 각각의 1상이 고정되어 있는 구간은, 다른 상은, 상기의 상과의 전압차, 위상을, 도 10에 나타낸 3상 변조 방식의 경우와 같은 관계를 유지하는 바와 같은 전압 파형을 취한다.Further, in the section in which one phase of each of the U-phase, the V-phase and the W-phase is fixed, the voltage difference and phase with respect to the other phase are maintained in the same relationship as in the case of the three- Take the voltage waveform as shown.

따라서, U상, V상, W상을 Y결선으로 하여, 각각의 선간전압으로 3상 모터를 구동할 수 있다.Therefore, the U-phase, V-phase, and W-phase are Y-connected, and the three-phase motor can be driven by the respective line-to-line voltages.

이상과 같이, 상고정상 120도 전환 방식 및 하고정상 120도 전환 방식도, 1상 마다 고위 전원 레벨 또는 저위 전원 레벨에 전기각 2π/3(120도, 120°)만 순차 고정하므로, 인버터의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.As described above, only the normal 120-degree switching method and the normal 120-degree switching method are sequentially fixed at the electric power level of 2π / 3 (120 °, 120 °) at the higher power level or the lower power level for each phase, The loss can be reduced.

또, 상전압의 진폭이 소정의 전압값보다 낮아지면, 도 12나 도 13에 나타낸 제어가 적절하지 않은 상황이 생길 경우에는, 2상 변조 방식을 정지하고 3상 변조 방식에 의해 모터에 3상 전압을 인가하는 방법도 있다.If the amplitude of the phase voltage becomes lower than the predetermined voltage value and the control shown in FIG. 12 or 13 is not appropriate, the two-phase modulation method is stopped and the motor is driven to the three phase There is also a method of applying a voltage.

또한, 특허문헌 2에 있어서, 이상과 같은, 혹은 유사한 기술이 개시되어 있다.Further, in Patent Document 2, the above-described or similar technology is disclosed.

변조 방식의 변경에 의해 전압 변동이 바뀐다. 예를 들면 2상 변조 방식의 고정상 60° 전환 방식에서는 전압의 불연속점이 1회전당 6회 있기 때문에, 6의 배수차(次)에 영향을 준다. 예를 들면 하고정상 120° 전환 방식으로 한 경우에는 불연속점이 도 13에 있어서 90, 210, 330°의 3회 있기 때문에, 3의 배수차에 영향을 준다. 이들의 설명은 변조 방식의 변경은 선간전압으로서 바뀌지 않는다는 상기의 설명에 모순하는 것 같지만, 변조 방식의 오차는 인가 전압 1차 진폭에 대하여 수 % 이하의 오차이기 때문에 계측은 거의 불가능하며 소리에 영향주게 된다.The voltage fluctuation is changed by changing the modulation method. For example, in the fixed phase 60 ° switching system of the two-phase modulation system, since the discontinuity point of the voltage is six times per revolution, it affects the multiples of 6 (the next). For example, in the case of the normal 120-degree switching method, the discontinuity point has three times of 90, 210, and 330 degrees in FIG. These descriptions seem to contradict the above description that the change of the modulation method does not change as the line-to-line voltage. However, since the error of the modulation method is less than several percent of the applied voltage primary amplitude, measurement is almost impossible, .

따라서 변조 방식이 바뀌었을 경우, 위상 φn과 진폭 Gn에 보정값을 더함으로써 변조 방식이 바뀌어도 마찬가지의 소리 저감 효과가 얻어진다.Therefore, when the modulation method is changed, a similar sound reduction effect can be obtained even if the modulation method is changed by adding the correction value to the phase? N and the amplitude Gn.

다음에, 변조 방식 전환 제어에 있어서, 소리를 저감하는 모터 제어 장치의 구성에 대하여 설명한다.Next, the configuration of the motor control apparatus for reducing the sound in the modulation mode switching control will be described.

도 14는, 본 발명의 제3 실시형태에 따른 모터 제어 장치(11)의 내부의 구성과, 이 모터 제어 장치(11)와 직류 전원(12)과 모터(3상 모터)(13)와 팬(14)의 관련을 나타낸 도면이다.14 is a block diagram showing the internal configuration of the motor control device 11 according to the third embodiment of the present invention and the arrangement of the motor control device 11, the DC power supply 12, the motor (three-phase motor) (14).

도 14에 있어서, 모터 제어 장치(11)의 제어 장치(20)의 구성에 제3 실시형태로서의 특징이 있다.In Fig. 14, the configuration of the control device 20 of the motor control device 11 is characteristic as the third embodiment.

제어 장치(20)는, 벡터 제어부(21)와, PWM 펄스 생성부(24)와, 고차 성분 생성부(22)와, 전압 가산부(23)와, 고차 성분 보정부(28)와, 변조 방식 선택부(29)를 구비하여 구성된다.The control device 20 includes a vector control unit 21, a PWM pulse generation unit 24, a high-order component generation unit 22, a voltage addition unit 23, a high-order component correction unit 28, And a system selection unit 29. [

벡터 제어부(21)는, 직류 모선 전류 검출 회로(16)로부터 상전류의 정보(16A)를 취득하고, 모터 회전수·위상 정보(21A)를 연산하여, 고차 성분 생성부(22)와 변조 방식 선택부(29)에 출력한다. 또한, 벡터 제어부(21)는, 아울러서, 전압 가산부(23)에 기본파 인가 전압 지령(21B)을 출력한다.The vector control section 21 acquires the phase current information 16A from the DC bus current detection circuit 16 and calculates the motor revolution number and phase information 21A to calculate the high- (29). The vector control unit 21 also outputs the basic wave applying voltage command 21B to the voltage adding unit 23. [

고차 성분 생성부(22)는, 모터 회전수·위상 정보(21A)에 의거하여 고차 성분(22A)을 생성하고, 고차 전압 보정부(28)에 출력한다.The higher-order component generation section 22 generates the higher-order component 22A based on the motor revolution number / phase information 21A and outputs it to the higher-order voltage correction section 28. [

변조 방식 선택부(29)는, 모터 회전수·위상 정보(21A)에 의거하여, 2상 변조 방식의 고정상 60도(혹은 120도) 전환 방식인지, 3상 변조 방식인지를 선택하고, 변조 방식 선택 신호(25A)를 PWM 펄스 생성부(24)와 고차 성분 보정부(28)에 출력한다.The modulation mode selection unit 29 selects either the fixed phase 60 degree (or 120 degree) switching system of the two-phase modulation system or the three-phase modulation system based on the motor revolution number / phase information 21A, And outputs the selection signal 25A to the PWM pulse generation section 24 and the higher-order component correction section 28. [

고차 전압 보정부(28)는, 변조 방식 정보(25A)와 고차 성분(22A)으로부터 고차 성분을 보정하여 보정 후 고차 성분(26A)으로서 전압 가산부(23)에 출력한다.The higher order voltage corrector 28 corrects the higher order components from the modulation scheme information 25A and the higher order components 22A and outputs the corrected higher order components 26A to the voltage addition unit 23 as the corrected higher order components 26A.

전압 가산부(23)는, 기본파 인가 전압 지령(21B)과 고차 성분(22A)을 가산하여 인가 전압 지령(23A)을 출력한다. PWM 펄스 생성부(24)는, 인가 전압 지령(23A)과 변조 방식 선택 신호(25A)에 의거하여, PWM 펄스 정보(20A)를 생성한다.The voltage addition section 23 adds the basic wave application voltage instruction 21B and the higher-order component 22A and outputs an applied voltage instruction 23A. The PWM pulse generating section 24 generates the PWM pulse information 20A based on the applied voltage command 23A and the modulation method selection signal 25A.

이상의 구성에 의해, 2상 변조 방식의 고정상 60도 전환 방식이나, 고정상 120도 전환 방식에 있어서, 전압 고차 성분을 인가함으로써 팬과 로터의 공진음을 저감한다.According to the above-described configuration, the resonance noise of the fan and the rotor is reduced by applying the voltage higher-order component in the fixed-phase 60 degree switching system of the two-phase modulation system or the fixed-phase 120 degree switching system.

따라서, 제3 실시형태는, 변조 방식의 변경에 의한 고효율화나 소리의 저감이나 전기적 노이즈의 저감에 더해서 팬과 로터의 공진음을 저감하는 효과가 있다.Therefore, the third embodiment has an effect of reducing the resonance sound of the fan and the rotor in addition to the high efficiency, the sound reduction, and the electrical noise reduction by changing the modulation method.

이상 제3 실시형태는 전압 고차 성분을 가산할 경우로 설명했지만, 전류 고차 성분을 가산하는 방식에서도 전압 고차 성분을 가산하는 방식과 마찬가지의 효과를 기대할 수 있다.Although the voltage higher-order component is added to the third embodiment described above, the same effect as that of the method of adding the voltage higher-degree component can be expected even in the method of adding the current higher-degree component.

본 발명의 제4 실시형태에 따른 모터 제어 장치를 설명한다. 제4 실시형태는, 제2 실시형태의 고차 성분 생성부(22) 및 전류 가산부(26)와, 제3 실시형태의 고차 성분 보정부(28)와 변조 방식 선택부(29)를 구비하는 것이다. 실시 방법은 제3 실시형태의 고차 전압을 고차 전류로 치환한 것이 된다.A motor control apparatus according to a fourth embodiment of the present invention will be described. The fourth embodiment is different from the first embodiment in that the high-order-component generating section 22 and the current adding section 26 of the second embodiment and the higher-order component correcting section 28 and the modulation mode selecting section 29 of the third embodiment will be. The method according to the third embodiment replaces the high-order voltage with the high-order current.

다음에, 제5 실시형태에 대하여 설명한다. 본 실시형태에서는, 제1 실시형태로부터 제3 실시형태에서 설명한 모터 제어 장치(11)를, 공기 조화기(100)의 실외기(101)의 팬의 모터 제어 장치(108)에 적용한다.Next, the fifth embodiment will be described. In the present embodiment, the motor control apparatus 11 described in the first to third embodiments is applied to the motor control apparatus 108 of the fan in the outdoor unit 101 of the air conditioner 100.

도 15는, 본 발명의 제5 실시형태에 따른 공기 조화기(100)의 구성예를 나타낸 도면이다. 도 15에 있어서, 공기 조화기(100)는, 외기와 열 교환을 행하는 실외기(101), 실내와 열 교환을 행하는 실내기(102), 양자를 잇는 배관(103)을 구비하여 구성된다.15 is a diagram showing an example of the configuration of an air conditioner 100 according to a fifth embodiment of the present invention. 15, the air conditioner 100 includes an outdoor unit 101 for performing heat exchange with the outside air, an indoor unit 102 for performing heat exchange with the room, and a pipe 103 for connecting the indoor unit 102 and the indoor unit.

실외기(101)는, 냉매를 압축하는 압축기(104)와, 외기와 열 교환하는 열 교환기(105)와, 이 열 교환기(105)에 송풍하는 실외 팬(106)과, 이 실외 팬(106)을 회전하는 실외 팬 모터(107)와, 이 실외 팬 모터(107)를 구동하는 모터 제어 장치(108)를 구비하여 구성된다. 또, 모터 제어 장치(108)에는, 상기의 제1 실시형태로부터 제4 실시형태의 모터 제어 장치(11)가 적용되며, 실외 팬 모터(107)는 3상 모터(13), 실외 팬(106)은 부하(14)에 상당한다.The outdoor unit 101 includes a compressor 104 for compressing a refrigerant, a heat exchanger 105 for exchanging heat with outside air, an outdoor fan 106 for blowing air to the heat exchanger 105, An outdoor fan motor 107 for rotating the outdoor fan motor 107, and a motor control device 108 for driving the outdoor fan motor 107. [ The motor control device 11 of the first to fourth embodiments is applied to the motor control device 108. The outdoor fan motor 107 is connected to the three-phase motor 13, the outdoor fan 106 Corresponds to the load 14.

또한, 실내기(102)는, 실내와 열 교환을 행하는 열 교환기(109)와, 실내에 송풍하는 송풍기(110)를 구비하여 구성된다.The indoor unit 102 is also provided with a heat exchanger 109 for exchanging heat with the room, and an air blower 110 for blowing air into the room.

제5 실시형태에서는, 상기한 바와 같이, 제1 실시형태로부터 제4 실시형태의 모터 제어 장치(11)를 공기 조화기(100)에 적용한다. 즉, 인버터(15)를 제어하는 제어 장치(17, 18, 20)에 있어서, 고차 성분을 인가하거나, 변조 방식을 선택하거나 함으로써 모터 회전수의 고차의 주파수의 팬(14)과 로터(모터(13))의 공진음을 저감한다.In the fifth embodiment, as described above, the motor control device 11 of the first to fourth embodiments is applied to the air conditioner 100. [ That is, in the control devices 17, 18, and 20 for controlling the inverter 15, by applying the high-order component or by selecting the modulation method, the fan 14 and the rotor 13).

제4 실시형태에 의해, 실외 팬 모터(107)의 로터부의 방진 고무나 팬부의 방진 고무를 사용하지 않고, 소리를 저감할 수 있으므로 조용한 공기 조화기(100)를 저렴하게 제작하는 것이 가능해진다.According to the fourth embodiment, the noise can be reduced without using the dustproof rubber of the rotor portion of the outdoor fan motor 107 or the dustproof rubber of the fan portion, so that the quiet air conditioner 100 can be manufactured at low cost.

이상, 본 발명의 실시형태에 대해서 도면을 참조하여 상술했지만, 본 발명은 이들 실시형태 및 그 변형에 한정되는 것은 아니며, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위의 설계 변경 등이 있어도 되며, 이하에 그 예를 든다.Although the embodiments of the present invention have been described above with reference to the drawings, the present invention is not limited to these embodiments and modifications thereof, and there may be a design change or the like without departing from the gist of the present invention. Take an example.

상기의 본 실시형태의 각 구성, 기능, 처리부, 처리 수단 등은, 그들의 일부 또는 전부를, 예를 들면 집적 회로로 설계하는 등에 의해 하드웨어로 실현해도 된다. 또한, 프로그램 변경 가능한 소프트웨어에 의해 실현해도 된다. 또한, 하드웨어와 소프트웨어를 혼재해도 된다.The components, functions, processing units, processing means, and the like of the present embodiment described above may be implemented by hardware, for example, by designing some or all of them with, for example, an integrated circuit. It may also be realized by software that can be changed by a program. Hardware and software may be mixed.

또한, 제어선이나 정보선은 설명상 필요하다고 생각되는 것을 나타내고 있으며, 제품상 반드시 모든 제어선이나 정보선을 나타내고 있다고는 할 수 없다. 실제로는 거의 모든 구성이 상호 접속되어 있다고 생각해도 된다.In addition, the control lines and information lines indicate that they are deemed necessary for explanation, and not all control lines and information lines are necessarily indicated on the product. In practice, almost all configurations may be considered to be interconnected.

어느 실시형태의 구성의 일부를 다른 실시형태의 구성으로 치환하는 것이 가능하며, 또한, 어느 실시형태의 구성에 다른 실시형태의 구성을 가하는 것도 가능하다. 또한, 각 실시형태의 구성의 일부에 대해서, 다른 구성의 추가·삭제·치환을 하는 것이 가능하다.It is possible to replace part of the constitution of any embodiment by the constitution of another embodiment, and it is also possible to add constitution of another embodiment to the constitution of any embodiment. Further, it is possible to add, delete, or substitute another configuration with respect to a part of the configuration of each embodiment.

또한, 설명을 명확하게 행하기 위해서, 주로 부하로서 팬을 구동할 경우의 설명을 행했지만, 구조적인 공진 주파수에 기인하는 소리의 저감에 본 발명은 유효하며, 부하로서 팬에 한정하는 것은 아니다.In order to clarify the description, the description has been given mainly of the case where the fan is driven as a load. However, the present invention is effective for reducing sound caused by a structural resonance frequency, and is not limited to a fan as a load.

직류 모선 전류 검출 회로(16)에 의한 상전류 정보의 취득은, 일본국 특개2004-48886호로 개시되어 있는 방식 등, 일반적인 방식을 사용하는 것으로 가능하며, 검출 방식을 특정하는 것은 아니다.The acquisition of the phase current information by the DC bus current detection circuit 16 can be performed using a general method such as the method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-48886, and does not specify the detection method.

벡터 제어부(21)는 상기한 「「고속용 영구 자석 동기 모터의 신벡터 제어 방식의 검토」 전학론D, Vol.129(2009) No.1 pp.36-45」나, 「「가전 기기 대상의 위치 센서리스 영구 자석 동기 모터의 간이 벡터 제어」 전학론D, Vol.124(2004) No.11 pp.1133-1140」에서 제안되어 있는 방식 등, 일반적인 벡터 제어를 사용함으로써 실현 가능하며, 제어 방식을 특정하는 것은 아니다.The vector control unit 21 performs the above-described " Review of New Vector Control Method for High-Speed Permanent Magnet Synchronous Motor ", Transfer D, Vol. 129 (2009) No.1 pp.36-45, Of the present invention can be realized by using general vector control, such as the method proposed in " Simplified Vector Control of Position Sensorless Permanent Magnet Synchronous Motor " in " Transmission D, Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140 & It does not specify the method.

또한 전력 변환 주회로(51)의 스위칭 소자로서 IGBT를 사용했지만, 다른 반도체 소자의 스위칭 소자를 사용해도 되며, 예를 들면 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)여도 된다. 또한, 소자의 조성으로서, SiC(Silicon Carbide, 탄화규소)나 GaN(Gallium Nitride, 질화갈륨)을 사용한 반도체 소자여도 된다.Further, although the IGBT is used as the switching element of the power conversion main circuit 51, a switching element of another semiconductor element may be used, for example, a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). Alternatively, a semiconductor element using SiC (Silicon Carbide) or GaN (Gallium Nitride) may be used as the composition of the device.

고차 성분의 인가식에 있어서의 G(전압 기본파 진폭에 대한 고차파 진폭의 비율)와 φ(기본파 성분과 고차 성분의 위상차)에 대해서는 당초, 설정한 값을 사용하는 경우에 대해서, 설명했지만, 직류 모선 전류 검출 회로(16)의 정보를 바탕으로, 벡터 제어부(21)에 있어서, G와 φ을 상황에 따라 적절히, 변경하여, 최적인 제어를 하는 방법도 있다.(The ratio of the higher-order wave amplitude to the voltage fundamental wave amplitude) and the phase difference between? (The phase difference between the fundamental wave component and the higher-order component) in the application formula of the higher-order component have been described Based on the information of the DC bus current detection circuit 16, the vector control section 21 may appropriately change G and phi depending on the situation to perform optimal control.

도 1에 있어서의 게이트·드라이버(52)는, PWM 펄스 생성부(24)의 신호의 구동 능력을 높이는 것에 주기능이 있기 때문에, PWM 펄스 생성부(24)의 출력부에 충분한 구동 능력이 있거나, 혹은 게이트·드라이버(52)의 기능을 PWM 펄스 생성부(24)에 내장하면, 인버터(15)에 게이트·드라이버(52)를 구비하지 않아도 된다.Since the gate driver 52 in FIG. 1 has a main function of enhancing the driving capability of the signal of the PWM pulse generating section 24, the gate driver 52 has sufficient driving capability in the output section of the PWM pulse generating section 24 Or the function of the gate driver 52 is incorporated in the PWM pulse generation unit 24, the inverter 15 need not have the gate driver 52.

11, 108 모터 제어 장치
12 직류 전원
13 모터, 3상 모터, 3상 교류 동기 전동기
14 부하, 팬
15 인버터, 전력 변환 회로
16 직류 모선 전류 검출 회로
17, 18, 20 제어 장치
21 벡터 제어부
22 고차 성분 생성부
23 전압 가산부
24 PWM 펄스 생성부
25 지령 전류 생성부
26 전류 가산부
27 전압 지령 연산부
28 고차 성분 보정부
29 변조 방식 선택부
51 전력 변환 주회로
52 게이트·드라이버
100 공기 조화기
101 실외기
102 실내기
103 배관
104 압축기
105 열 교환기(실외의 열 교환기)
106 실외 팬
107 실외 팬 모터
109 열 교환기(실내의 열 교환기)
110 송풍기11, 108 Motor control device
12 DC power source
13 Motor, 3-phase motor, 3-phase AC synchronous motor
14 Loads, fans
15 inverter, power conversion circuit
16 DC bus current detection circuit
17, 18, 20 control device
21 vector control unit
22 Higher order component generating unit
23 voltage adding portion
24 PWM pulse generator
25 command current generating section
26 current addition section
27 Voltage command operation unit
28 Higher order component correction unit
29 modulation method selection unit
51 Power conversion main circuit
52 Gate and Driver
100 air conditioner
101 outdoor unit
102 indoor unit
103 Piping
104 compressor
105 Heat exchanger (outdoor heat exchanger)
106 outdoor fans
107 Outdoor fan motor
109 Heat Exchanger (Indoor Heat Exchanger)
110 blower

Claims

An inverter which is connected to a DC power source and converts the DC power of the DC power source into an AC power of a variable voltage variable frequency to drive and control the motor,
A vector control unit for calculating a voltage to be applied to the motor for rotationally driving the load,
A higher-order component generation unit for calculating a higher-order component of a fundamental wave of an applied voltage of the vector control unit,
A voltage addition section for adding the higher-order component calculated by the higher-order component generation section to the applied voltage calculated by the vector control section,
And a PWM pulse generation section for controlling the pulse width of the inverter based on the signal of the voltage addition section
And,
The higher-order component generator calculates a higher-order component of an order expressed by a ratio of the resonance frequency of the resonance noise and the motor frequency to a resonance sound generated by the resonance between the motor and the load, and the voltage- To the applied voltage.

An inverter which is connected to a DC power source and converts the DC power of the DC power source into an AC power of a variable voltage variable frequency to drive and control the motor,
A command current arithmetic unit for calculating a current passing through the motor;
A higher-order component generator for calculating a higher-order component of a fundamental wave of the command current, which is an output of the command current calculator,
A current addition section for adding the higher-order component calculated by the higher-order component generation section to the command current,
A vector control unit for calculating a voltage to be applied to the motor from the output of the current addition unit,
And a PWM pulse generating section for controlling the pulse width of the inverter based on the signal of the vector control section
And,
The higher-order component generator calculates a higher-order component of an order represented by a ratio of the resonance frequency of the resonance noise and the motor frequency to the resonance sound generated by the resonance between the motor and the load, To the command current.

An inverter which is connected to a DC power source and converts the DC power of the DC power source into an AC power of a variable voltage variable frequency to drive and control the motor,
A vector control unit for calculating a voltage to be applied to the motor for rotationally driving the load,
A higher-order component generation unit for calculating a higher-order component of a fundamental wave of an applied voltage of the vector control unit,
A PWM pulse generation unit having a plurality of modulation methods including a fixed two-phase modulation method and controlling the pulse width of the inverter based on the signal of the voltage addition unit;
And a higher-order component correcting unit for correcting the higher-order component in accordance with a plurality of modulation schemes,
A voltage addition unit for adding the higher-order component calculated by the higher-order component correction unit to the applied voltage calculated by the vector control unit,
And,
Wherein the high-frequency component generator calculates a higher-order component of an order expressed by a ratio of the resonance frequency of the resonance sound and the motor frequency to a resonance sound generated by the resonance between the motor and the load, Component to the voltage application section voltage.

An inverter which is connected to a DC power source and converts the DC power of the DC power source into an AC power of a variable voltage variable frequency to drive and control the motor,
A command current arithmetic unit for calculating a current passing through the motor;
A higher-order component generator for calculating a higher-order component of a fundamental wave of the command current, which is an output of the command current calculator,
And a higher-order component correcting unit for correcting the higher-order component in accordance with a plurality of modulation schemes,
A current addition section for adding the higher-order component corrected by the higher-order component correction section to the command current,
A vector control unit for calculating a voltage to be applied to the motor from the output of the current addition unit,
A PWM pulse generating unit having a plurality of modulation schemes including a fixed two-phase modulation scheme and controlling the pulse width of the inverter based on a signal of the vector control unit,
And,
The higher-order component generator calculates a higher-order component of an order expressed by a ratio of the resonance frequency of the resonance noise and the motor frequency to a resonance sound generated by the resonance between the motor and the load,
Wherein the current addition unit applies the higher order component corrected by the higher-order component correction unit to the command current according to the modulation scheme.

The method according to claim 1,
And the amplitude of the higher-order component is 5% or less of the amplitude of the fundamental wave.

6. The method according to any one of claims 1 to 5,
(M = 1, 2, 3,...) Of the fundamental wave.

The method according to claim 1,
And the load of the motor is a fan.

An air conditioner equipped with the motor control device according to claim 1.