JP6459878B2 - Control device for rotating electrical machine - Google Patents
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Description
本発明は、回転電機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a rotating electrical machine.
従来、モータに作用する径方向の電磁力を抑制して、モータの騒音を低減するモータの制御装置が提案されている。その一例として、特許文献１に記載のモータの制御装置がある。特許文献１に記載のモータの制御装置は、インナーロータ型モータに適用される制御装置であり、騒音抑制のために、ステータに作用する径方向の６Ｍ次（Ｍは自然数）の電磁力を低減することが効果的であることに着目し、６Ｍ次の電磁力を低減している。具体的には、特許文献１に記載のモータ制御装置は、トルク指令値及びモータ回転速度に基づいて算出した基本波電流に、基本波電流の回転角速度の「６Ｍ−１」又は「６Ｍ＋１」（Ｍは自然数）倍の角速度を持つ高調波電流を重畳して、ステータに作用する「６Ｍ」次の電磁力を低減している。このようなモータの騒音は、アウタロータ型モータの場合、ロータに作用する径方向の電磁力が主な発生要因となる。アウタロータ型モータの場合も、インナーロータ型モータと同様に、基本波電流に高調波電流を重畳して、ロータに作用する径方向の電磁力を低減することで、騒音を抑制することができる。 2. Description of the Related Art Conventionally, there has been proposed a motor control device that suppresses radial electromagnetic force acting on a motor to reduce motor noise. As an example, there is a motor control device described in Patent Document 1. The motor control device described in Patent Document 1 is a control device applied to an inner rotor type motor, and reduces the electromagnetic force of the 6th order (M is a natural number) in the radial direction acting on the stator in order to suppress noise. Focusing on the fact that it is effective, the 6M-order electromagnetic force is reduced. Specifically, the motor control device described in Patent Document 1 adds a fundamental angular current calculated based on a torque command value and a motor rotational speed to a rotational angular velocity “6M−1” or “6M + 1” ( A harmonic current having an angular velocity that is M times a natural number) is superimposed to reduce the “6M” -order electromagnetic force acting on the stator. In the case of an outer rotor type motor, such a motor noise is mainly caused by a radial electromagnetic force acting on the rotor. In the case of the outer rotor type motor, as in the case of the inner rotor type motor, noise can be suppressed by superimposing a harmonic current on the fundamental current and reducing the radial electromagnetic force acting on the rotor.
モータが回転角速度一定の状態で駆動していても、モータの磁石温度が変化すると、モータに作用する電磁力の大きさも変化する。よって、モータの磁石温度が変化すると、磁石温度が変化する前と同じ条件の高調波電流を基本波電流に重畳しても、十分な低減効果が得られない、もしくは騒音が悪化するおそれがある。 Even when the motor is driven at a constant rotational angular velocity, when the magnet temperature of the motor changes, the magnitude of the electromagnetic force acting on the motor also changes. Therefore, if the magnet temperature of the motor changes, even if the harmonic current under the same conditions as before the magnet temperature changes is superimposed on the fundamental current, a sufficient reduction effect may not be obtained, or noise may be deteriorated. .
本発明は、上記実情に鑑み、モータの磁石温度が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減可能な回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。 In view of the above circumstances, it is a main object of the present invention to provide a control device for a rotating electrical machine that can appropriately reduce an electromagnetic force that causes noise even when the magnet temperature of the motor changes.
本発明は、巻線（１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ）が巻回された固定子（１２）及び磁石（１４ａ）を含んだ回転子（１４）を有する回転電機（１０）と、前記巻線に駆動電流を流して前記回転電機を駆動する電力変換器（２０）と、を備える回転電機システムに適用される回転電機の制御装置（３０）であって、前記磁石の温度を取得する温度取得部と、前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、前記巻線に流す基本波電流に、前記高調波算出部により算出された前記高調波電流を重畳したものを前記駆動電流とし、前記駆動電流が前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、前記高調波算出部は、予め取得されている相間関係であって前記磁石の温度に対する前記高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係と、前記温度取得部により取得された前記磁石の温度とに基づいて、前記高調波電流の振幅及び位相を算出する。 The present invention provides a rotating electrical machine (10) having a stator (12) around which windings (12U, 12V, 12W) are wound and a rotor (14) including a magnet (14a), and driving the windings. A power converter (20) for driving the rotating electrical machine by flowing an electric current, and a rotating electrical machine control device (30) applied to the rotating electrical machine system, the temperature acquiring unit acquiring the temperature of the magnet; A harmonic calculation unit for calculating a harmonic current superimposed on the fundamental wave current flowing through the winding so as to suppress electromagnetic force acting on the rotating electrical machine; An operation unit that operates the power converter so that the drive current flows in the winding, and the harmonic calculation is performed by superimposing the harmonic current calculated by the wave calculation unit. Is the relationship that has been acquired in advance. Wherein the phase relationship shown the amplitude and phase of the harmonic current with respect to temperature of the magnet, on the basis of the temperature of the magnet obtained by the temperature acquiring unit, to calculate the amplitude and phase of the harmonic current Te.
本発明によれば、巻線に流す基本波電流に重畳される高調波電流が算出される。さらに、巻線に流す基本波電流に高調波電流が重畳された電流が駆動電流とされ、駆動電流が回転電機の巻線に流されて、回転電機が駆動される。 According to the present invention, the harmonic current superimposed on the fundamental current flowing through the winding is calculated. Furthermore, a current obtained by superimposing a harmonic current on a fundamental wave current flowing through the winding is used as a driving current, and the driving current is passed through the winding of the rotating electrical machine to drive the rotating electrical machine.
ここで、回転子の磁石温度と重畳する高調波電流の振幅及び位相との相間関係が予め取得されており、予め取得されている相間関係と取得された磁石温度とに基づいて、重畳する高調波電流の振幅及び位相が算出される。すなわち、磁石温度に応じた高調波電流が算出される。よって、磁石温度が変化した場合でも、磁石温度の変化に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。そのため、磁石温度が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。 Here, the interphase relationship between the rotor magnet temperature and the amplitude and phase of the harmonic current to be superposed is acquired in advance, and the superposed harmonic is based on the interphase relationship acquired in advance and the acquired magnet temperature. The amplitude and phase of the wave current are calculated. That is, the harmonic current according to the magnet temperature is calculated. Therefore, even when the magnet temperature changes, the harmonic current corresponding to the change in the magnet temperature is superimposed on the fundamental current. Therefore, even if the magnet temperature changes, it is possible to appropriately reduce the electromagnetic force that causes noise.
（第１実施形態）
以下、回転電機の制御装置を具現化した各実施形態について、図面を参照しつつ説明する。各実施形態に係る制御装置は、車載空調装置を構成するブロワ用モータに適用することを想定している。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付しており、同一符号の部分についてはその説明を援用する。
(First embodiment)
Hereinafter, embodiments in which a control device for a rotating electrical machine is embodied will be described with reference to the drawings. It is assumed that the control device according to each embodiment is applied to a blower motor constituting an in-vehicle air conditioner. In the following embodiments, parts that are the same or equivalent to each other are denoted by the same reference numerals in the drawings, and the description of the same reference numerals is used.
まず、本実施形態に係るモータシステム（回転電機システム）の構成について、図１及び図２を参照しつつ説明する。本実施形態に係るモータシステムは、モータ１０、インバータ２０、回転角センサ５０、温度センサ５１及び制御装置３０を備える。 First, the configuration of a motor system (rotating electrical machine system) according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 2. The motor system according to this embodiment includes a motor 10, an inverter 20, a rotation angle sensor 50, a temperature sensor 51, and a control device 30.
モータ１０は、三相の集中巻の永久磁石同期機であり、インバータ２０を介して直流電源であるバッテリ８０から電力の供給を受けて駆動する。図２は、モータ１０を、回転軸に垂直な断面で切断した断面図である。中心点Оは、回転軸が通る点である。モータ１０は、ステータ１２（固定子）及び円環状のロータ１４（回転子）を備えている。また、本実施形態において、モータ１０は、極対数Ｐが「５」で、スロット数Ｓが「１２」のモータを採用している。 The motor 10 is a three-phase concentrated-winding permanent magnet synchronous machine, and is driven by being supplied with electric power from a battery 80 which is a DC power supply via an inverter 20. FIG. 2 is a cross-sectional view of the motor 10 cut along a cross section perpendicular to the rotation axis. The center point О is a point through which the rotation axis passes. The motor 10 includes a stator 12 (stator) and an annular rotor 14 (rotor). In the present embodiment, the motor 10 employs a motor having a pole pair number P of “5” and a slot number S of “12”.
ロータ１４は、ロータ１４及びステータ１２の径方向において、ステータ１２の外側にステータ１２に対してギャップを有して配置されている。ロータ１４は、ロータ１４の周方向に並べられた複数個の永久磁石１４ａと、複数個の永久磁石１４ａを連結する軟磁性体のバックヨーク１４ｂとを備えている。本実施形態では、永久磁石１４ａの個数は１０個となっている。各永久磁石１４ａは、互いに同一形状であり、１つの磁極を構成している。永久磁石１４ａは、ロータ１４の径方向に着磁され、周方向に隣り合う永久磁石１４ａの極性は、互いに異なる極性となっている。すなわち、ロータ１４の周方向において、Ｓ極の永久磁石１４ａとＮ極の永久磁石１４ａとが交互に配置されている。なお、図２において、永久磁石１４ａ上に記載されている矢印は、Ｓ極からＮ極の向きを示す。 The rotor 14 is disposed outside the stator 12 with a gap with respect to the stator 12 in the radial direction of the rotor 14 and the stator 12. The rotor 14 includes a plurality of permanent magnets 14a arranged in the circumferential direction of the rotor 14 and a soft magnetic back yoke 14b connecting the plurality of permanent magnets 14a. In the present embodiment, the number of permanent magnets 14a is ten. The permanent magnets 14a have the same shape and constitute one magnetic pole. The permanent magnet 14a is magnetized in the radial direction of the rotor 14, and the polarities of the permanent magnets 14a adjacent to each other in the circumferential direction are different from each other. That is, in the circumferential direction of the rotor 14, the S-pole permanent magnets 14a and the N-pole permanent magnets 14a are alternately arranged. In FIG. 2, the arrow written on the permanent magnet 14a indicates the direction from the south pole to the north pole.
ステータ１２は、１２個のティース１２ａと１２個のスロット１２ｂとを備えている。１２個のスロット１２ｂの幅は等しく、ティース１２ａとスロット１２ｂは、ステータ１２の周方向に交互に配置されている。すなわち、ティース１２ａは、ステータ１２の周方向に等間隔で配置されている。そして、ティース１２ａには、三相の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗが巻回されている。 The stator 12 includes twelve teeth 12a and twelve slots 12b. The twelve slots 12 b have the same width, and the teeth 12 a and the slots 12 b are alternately arranged in the circumferential direction of the stator 12. That is, the teeth 12 a are arranged at equal intervals in the circumferential direction of the stator 12. Then, three-phase windings 12U, 12V, and 12W are wound around the teeth 12a.
インバータ２０（電力変換器）は、三相のインバータであり、上アームスイッチＳＵｐと下アームスイッチＳＵｎの直列体、上アームスイッチＳＶｐと下アームスイッチＳＶｎの直列体、及び上アームスイッチＳＷｐと下アームスイッチＳＷｎの直列体を、備えている。各直列体は、バッテリ８０に対して並列に接続されている。各スイッチとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子を採用することができる。また、各直列体の接続点は、ステータ１２の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの第１端にそれぞれ接続されている。巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの第２端同士は、中性点Ｎで接続されている。 The inverter 20 (power converter) is a three-phase inverter, and is a series body of an upper arm switch SUp and a lower arm switch SUn, a series body of an upper arm switch SVp and a lower arm switch SVn, and an upper arm switch SWp and a lower arm. A series body of switches SWn is provided. Each series body is connected to the battery 80 in parallel. As each switch, a semiconductor switching element such as an IGBT or a MOSFET can be employed. The connection points of the series bodies are connected to the first ends of the windings 12U, 12V, and 12W of the stator 12, respectively. The second ends of the windings 12U, 12V, and 12W are connected at a neutral point N.
制御装置３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ，ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータ、並びに不揮発性メモリ等の記憶装置４１等から構成されており、モータ１０の制御量をその指令値に制御するように、インバータ２０を操作する。本実施形態では、モータ１０の制御量を、回転角速度としており、制御装置３０には、レゾルバ等の回転角センサ５０により検出されたロータ１４の磁極位置に応じた検出信号が入力される。 The control device 30 includes a microcomputer having a CPU, ROM, RAM, I / O, and the like, and a storage device 41 such as a nonvolatile memory, and controls the control amount of the motor 10 to the command value. Then, the inverter 20 is operated. In the present embodiment, the control amount of the motor 10 is the rotational angular velocity, and a detection signal corresponding to the magnetic pole position of the rotor 14 detected by the rotational angle sensor 50 such as a resolver is input to the control device 30.
制御装置３０は、ＣＰＵがＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、後述する各機能を実現して、回転角速度を指令角速度ωｍ＊に制御する。各機能は、電気角演算器３１、角速度演算器３２、偏差算出部３３、基本波電圧算出部３４、第１高調波電流算出部３５、第２高調波電流算出部３６、第１高調波電圧算出部３７、第２高調波電圧算出部３８、第１重畳部３９ａ、第２重畳部３９ｂ及び変調部４０である。 In the control device 30, the CPU executes a program stored in the ROM, thereby realizing each function described later and controlling the rotational angular velocity to the command angular velocity ωm *. Each function includes an electrical angle calculator 31, an angular velocity calculator 32, a deviation calculator 33, a fundamental voltage calculator 34, a first harmonic current calculator 35, a second harmonic current calculator 36, and a first harmonic voltage. The calculating unit 37, the second harmonic voltage calculating unit 38, the first superimposing unit 39a, the second superimposing unit 39b, and the modulating unit 40.
電気角演算器３１は、回転角センサ５０から受信した検出信号に基づいて、モータ１０の回転角である電気角θｅを算出する。角速度演算器３２は、電気角演算器３１により算出された電気角θｅを時間微分して、モータ１０の回転角速度ωｍを算出する。回転角速度ωｍは、機械角速度である。 The electrical angle calculator 31 calculates an electrical angle θe that is the rotation angle of the motor 10 based on the detection signal received from the rotation angle sensor 50. The angular velocity calculator 32 differentiates the electrical angle θe calculated by the electrical angle calculator 31 with respect to time to calculate the rotational angular velocity ωm of the motor 10. The rotational angular velocity ωm is a mechanical angular velocity.
偏差算出部３３は、指令角速度ωｍ＊から、角速度演算器３２により算出されたモータ１０の実際の回転角速度ωｍを差し引いて、速度偏差Δωを算出する。指令角速度ωｍ＊は、制御装置３０よりも上位の外部装置から制御装置３０へ送信される。詳しくは、ユーザが車載空調装置の風量を選択すると、選択した風量に対応した指令角速度ωｍ＊が、制御装置３０へ送信される。 The deviation calculating unit 33 calculates the speed deviation Δω by subtracting the actual rotational angular velocity ωm of the motor 10 calculated by the angular velocity calculator 32 from the command angular velocity ωm *. The command angular velocity ωm * is transmitted to the control device 30 from an external device higher than the control device 30. Specifically, when the user selects the air volume of the in-vehicle air conditioner, the command angular velocity ωm * corresponding to the selected air volume is transmitted to the control device 30.
基本波電圧算出部３４は、速度偏差Δω、電気角θｅ及び回転角速度ωｍに基づいて、回転角速度ωｍを指令角速度ωｍ＊にフィードバック制御するための操作量として、式（１）で表される３相高低座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相の基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを算出する。詳しくは、基本波電圧算出部３４は、速度偏差Δωの比例積分制御（ＰＩ制御）により、電気角一周期に渡る基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを算出する。ここでは、各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢの変動角速度の算出に、電気角速度ωｅが用いられる。電気角速度ωｅは、入力された回転角速度ωｍに極対数Ｐを乗算した値として算出すればよい。そして、算出された各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを、入力された電気角θｅに対応させて出力する。各基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢは、最大振幅がＶａで波形形状が互いに同一であってかつ、電気角で位相が互いに「２π／３」ずれた波形となっている。 The fundamental voltage calculator 34 represents the operation amount for performing feedback control of the rotational angular velocity ωm to the command angular velocity ωm * based on the speed deviation Δω, the electrical angle θe, and the rotational angular velocity ωm. The fundamental wave voltages VUB, VVB, and VWB of the U, V, and W phases in the phase height and low coordinate system are calculated. Specifically, the fundamental wave voltage calculation unit 34 calculates fundamental wave voltages VUB, VVB, and VWB over one electrical angle cycle by proportional integral control (PI control) of the speed deviation Δω. Here, the electrical angular velocity ωe is used to calculate the fluctuation angular velocity of each fundamental wave voltage VUB, VVB, VWB. The electrical angular velocity ωe may be calculated as a value obtained by multiplying the input rotational angular velocity ωm by the pole pair number P. Then, the calculated fundamental wave voltages VUB, VVB, VWB are output in correspondence with the input electrical angle θe. Each fundamental wave voltage VUB, VVB, VWB has a waveform in which the maximum amplitude is Va, the waveform shape is the same, and the phase is shifted by “2π / 3” from the electrical angle.
巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗのそれぞれに、式（１）に示す基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢを印加すると、式（２）に示す基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢが流れる。 When the fundamental wave voltages VUB, VVB, and VWB shown in Expression (1) are applied to the windings 12U, 12V, and 12W, fundamental wave currents IUB, IVB, and IWB shown in Expression (2) flow.
ここで、モータ１０の巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに電流が流れ、回転磁界が生成されると、ロータ１４に径方向の電磁力が作用する。この電磁力は、ロータ１４の周方向において変動する力であり、ロータ１４をステータ１２の方に引き付ける吸引力、及びロータ１４をステータ１２から引き離す反発力として作用し、弾性体であるロータ１４を振動させる加振力となる。この電磁力の周波数が、ロータ１４の円環モードの共振周波数と一致する場合、モータ１０の騒音、詳しくは磁気音が増大するおそれがある。以下、円環モードについて説明する。 Here, when a current flows through the windings 12U, 12V, and 12W of the motor 10 and a rotating magnetic field is generated, a radial electromagnetic force acts on the rotor 14. This electromagnetic force is a force that fluctuates in the circumferential direction of the rotor 14. The electromagnetic force acts as a suction force that attracts the rotor 14 toward the stator 12 and a repulsive force that separates the rotor 14 from the stator 12. It becomes the excitation force to vibrate. When the frequency of the electromagnetic force matches the resonance frequency of the annular mode of the rotor 14, the noise of the motor 10, specifically, the magnetic sound may increase. Hereinafter, the annular mode will be described.
円環モードは、ロータ１４の径方向に加わる加振力に起因して、ロータ１４に生じる周期的な変動のモードである。図３に、円環モードの例として、１〜４次の円環モードを示す。図３は、ロータ１４の鉛直断面の模式図である。図３において、破線は、ロータ１４に加振力が作用していない状態におけるロータ１４の形状（以下、原形状という）を示し、実線は、ロータ１４に加振力が作用している状態におけるロータ１４の形状を示す。また、一点鎖線は、ロータ１４に加振力が作用してロータ１４が変位する状態で、互いにπだけ離間する二つの節を結ぶ節線である。隣接する節同士の中間点が腹となる。節の部分においては、ロータ１４に加振力が作用しても、ロータ１４は原形状からほとんど変位しない。 The annular mode is a mode of periodic fluctuation that occurs in the rotor 14 due to the exciting force applied in the radial direction of the rotor 14. FIG. 3 shows 1st to 4th order annular modes as examples of the annular mode. FIG. 3 is a schematic diagram of a vertical cross section of the rotor 14. In FIG. 3, the broken line indicates the shape of the rotor 14 (hereinafter referred to as the original shape) in a state in which no excitation force is applied to the rotor 14, and the solid line is in a state in which the excitation force is applied to the rotor 14. The shape of the rotor 14 is shown. The alternate long and short dash line is a node line connecting two nodes that are separated from each other by π in a state in which the rotor 14 is displaced by the excitation force acting on the rotor 14. The midpoint between adjacent nodes becomes a belly. In the node portion, even if an excitation force acts on the rotor 14, the rotor 14 is hardly displaced from the original shape.
１次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ１本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、１次の円環モードは、原形状に対して、１か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する腹からπだけ離間した１か所の腹が径方向に収縮するモードである。２次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ２本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、２次の円環モードは、原形状に対して、互いにπだけ離間した２か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する２か所の腹から「π／２」だけ離間した２か所の腹が径方向に収縮するモードである。 The primary annular mode is a mode in which the rotor 14 is displaced with reference to one nodal line while rotating. Specifically, the primary annular mode is a mode in which one abdomen extends in the radial direction with respect to the original shape, and one abdomen separated from the extending abdomen by π contracts in the radial direction. It is. The secondary annular mode is a mode in which the rotor 14 is displaced with reference to two nodal lines while rotating. Specifically, in the secondary annular mode, two antinodes separated from each other by π extend in the radial direction with respect to the original shape, and are separated by “π / 2” from the two antinodes that extend. This is a mode in which the two antinodes contract in the radial direction.
３次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ３本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、３次の円環モードは、原形状に対して、「２π／３」間隔で離れた３か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する３か所の腹から「π／３」だけ離間した３か所の腹が径方向に収縮するモードである。４次の円環モードは、ロータ１４が、回りつつ４本の節線を基準として変位するモードである。詳しくは、４次の円環モードは、原形状に対して、「π／２」間隔で離れた４か所の腹が径方向に伸長するとともに、伸長する４か所の腹から「π／４」だけ離間した４か所の腹が径方向に収縮するモードである。Ｘ（Ｘは自然数）次の円環モードを生じさせる加振力は、吸引力の増加する箇所と吸引力の減少する箇所との角度間隔が、「π／Ｘ」となる力である。 The tertiary ring mode is a mode in which the rotor 14 is displaced with reference to three nodal lines while rotating. Specifically, the third-order annular mode is such that three antinodes spaced apart by “2π / 3” from the original shape extend in the radial direction, and “π / This is a mode in which three bellies separated by 3 ”contract in the radial direction. The fourth-order annular mode is a mode in which the rotor 14 is displaced with reference to four nodal lines while rotating. Specifically, in the fourth-order annular mode, with respect to the original shape, four antinodes separated by “π / 2” intervals extend in the radial direction, and “π / This is a mode in which the four bellies spaced apart by 4 ”contract in the radial direction. The excitation force that generates the X (X is a natural number) order annular mode is a force at which the angular interval between the portion where the suction force increases and the portion where the suction force decreases is “π / X”.
これらの円環モードは、それぞれ固有の共振周波数（共振角速度）を有している。そして、各円環モードを生じさせる加振力の周波数が、各円環モードの共振周波数近傍となることで、ロータ１４の共振現象が生じる。加振力の実際の周波数が共振周波数近傍となる場合、モータ１０の磁気音が増大し、可聴周波数帯域におけるノイズレベルが大きくなる等の問題が生じる。そのため、各円環モードの共振周波数近傍となる周波数の電磁力を低減することが望まれる。 Each of these annular modes has a unique resonance frequency (resonance angular velocity). And the resonance phenomenon of the rotor 14 arises because the frequency of the exciting force which produces each annular mode becomes the resonance frequency vicinity of each annular mode. When the actual frequency of the excitation force is in the vicinity of the resonance frequency, problems such as an increase in the magnetic sound of the motor 10 and an increase in the noise level in the audible frequency band occur. Therefore, it is desired to reduce the electromagnetic force having a frequency in the vicinity of the resonance frequency of each annular mode.
また、一般に同期モータでは、電流による磁束と磁石による磁束との相互作用に起因して、６Ｍ（Ｍは正の整数）次のトルクリップルが発生することが知られている（特許文献１等参照）。よって、６Ｍ次の電磁力が騒音の要因となりやすいため、６Ｍ次の電磁力を低減させることが望まれる。ここでは、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢの変動角速度のＫ倍（Ｋは２以上の整数）の変動角速度をＫ次角速度とし、Ｋ次角速度を変動角速度とする電磁力をＫ次の電磁力とする。また、Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流とする。なお、ロータ１４の径方向に作用する電磁力の主要成分は、偶数次数の電磁力であることが知られている。 Further, it is generally known that a synchronous motor generates 6M (M is a positive integer) order torque ripple due to the interaction between the magnetic flux caused by the current and the magnetic flux caused by the magnet (see Patent Document 1, etc.). ). Therefore, since the 6M-order electromagnetic force tends to cause noise, it is desired to reduce the 6M-order electromagnetic force. Here, an electromagnetic force having a fluctuation angular velocity K times (K is an integer greater than or equal to K) the fluctuation angular velocity of the fundamental wave currents IUB, IVB, IWB is a K-th order angular velocity, and the K-th order angular velocity is a fluctuation angular velocity. And Further, a current having the K-order angular velocity as the fluctuation angular velocity is defined as a K-order harmonic current. It is known that the main component of the electromagnetic force acting in the radial direction of the rotor 14 is an even-order electromagnetic force.
上述したように、各円環モードの共振周波数近傍となる周波数の電磁力、及び６Ｍ次の電磁力が磁気音の要因となりやすいため、これらの電磁力を低減することが望まれる。特に、本実施形態において、モータ１０は、車載空調装置のブロワ用モータとして用いられ、車室内に設置されている。そのため、快適な車室内環境を実現するためには、磁気音の要因となる電磁力を低減することが望まれる。 As described above, the electromagnetic force having a frequency in the vicinity of the resonance frequency of each annular mode and the 6Mth-order electromagnetic force are likely to cause magnetic sound. Therefore, it is desirable to reduce these electromagnetic forces. In particular, in the present embodiment, the motor 10 is used as a blower motor of an in-vehicle air conditioner and is installed in a vehicle interior. Therefore, in order to realize a comfortable vehicle interior environment, it is desired to reduce the electromagnetic force that causes magnetic sound.
ここで、特許文献１では、「６Ｍ−１」次又は「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、６Ｍ次の電磁力を低減させている。以下、「６Ｍ−１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、６Ｍ次の電磁力を低減させる手法について説明する。次の式（３）は、β次の高調波電流を表す。 Here, in Patent Document 1, the “6M−1” -order or “6M + 1” -order harmonic current is superimposed on the fundamental current to reduce the 6M-order electromagnetic force. Hereinafter, a technique for reducing the 6M-order electromagnetic force by superimposing the “6M-1” -order harmonic current on the fundamental current will be described. The following equation (3) represents a β-order harmonic current.
式（４）は、「６Ｍ−１」次の高調波電流を、巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すと、「６Ｍ」次及び「６Ｍ−２」次の電磁力が、ロータ１４に作用することを表している。すなわち、「６Ｍ−１」次の高調波電流の係数ｅ，ｆを調整することにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ−２」次の電磁力を制御できることを表している。特許文献１では、係数ｅ，ｆを調整して、「６Ｍ」次の電磁力を低減させている。 In Formula (4), when a “6M−1” -order harmonic current is passed through the windings 12U, 12V, 12W, “6M” -order and “6M-2” -order electromagnetic forces act on the rotor 14. Represents that. That is, it is possible to control the "6M-1" order electromagnetic force by adjusting the coefficients "e" and "f" of the "6M-1" order harmonic current. In Patent Document 1, the coefficients e and f are adjusted to reduce the “6M” order electromagnetic force.
しかしながら、「６Ｍ」次の電磁力を低減させると、「６Ｍ−２」次の電磁力が増大する。すなわち、「６Ｍ」次の電磁力が、「６Ｍ−２」次の電磁力に変換される。そのため、「６Ｍ−２」次が共振周波数近傍の周波数であった場合、モータ１０の騒音が増大するおそれがある。 However, if the "6M" order electromagnetic force is reduced, the "6M-2" order electromagnetic force increases. That is, the “6M” order electromagnetic force is converted to the “6M-2” order electromagnetic force. Therefore, when the “6M-2” order is a frequency near the resonance frequency, the noise of the motor 10 may increase.
一方、「６Ｍ−２」次が共振周波数近傍の周波数であった場合、係数ｅ，ｆを調整して、「６Ｍ−２」次の電磁力を低減させると、「６Ｍ」次の電磁力が増大する。すなわち、「６Ｍ−２」次の電磁力が、「６Ｍ」次の電磁力に変換される。「６Ｍ」次は、トルクリップルの次数であるとともに、共振周波数近傍から十分に離れていないことがある。そこで、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の両方の電磁力を低減する手法として、「６Ｍ−２」次の電磁力を「６Ｍ」次の電磁力に変換し、さらに、「６Ｍ」次の電磁力を、他の次数の電磁力に変換することが考えられる。 On the other hand, when the “6M-2” order is a frequency near the resonance frequency, the coefficients “e” and “f” are adjusted to reduce the “6M-2” order electromagnetic force. Increase. That is, the “6M-2” -order electromagnetic force is converted into the “6M” -order electromagnetic force. The “6M” order is the order of torque ripple and may not be sufficiently away from the vicinity of the resonance frequency. Therefore, as a technique for reducing both “6M-2” -order and “6M” -order electromagnetic forces, “6M-2” -order electromagnetic forces are converted into “6M” -order electromagnetic forces, and “6M” It is conceivable to convert the next electromagnetic force into another order electromagnetic force.
「６Ｍ−１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力がロータ１４に作用したように、「６Ｍ＋１」次の高調波電流を巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流すことにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」次の電磁力がロータ１４に作用する。すなわち、「６Ｍ＋１」次の高調波電流の係数ｅ，ｆを調整することにより、「６Ｍ」次及び「６Ｍ＋２」次の電磁力を制御できる。よって、「６Ｍ−１」次の高調波電流をモータ１０に流すことにより、「６Ｍ−２」次の電磁力を「６Ｍ」次の電磁力に転換するとともに、「６Ｍ＋１」次の高調波電流をモータ１０に流すことにより、「６Ｍ」次の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に転換できる。すなわち、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を低減することができる。さらに、「６Ｍ＋３」次以降の奇数次数の高調波電流をモータ１０に流せば、「６Ｍ＋４」次以降の偶数次数の電磁力も低減できる。 By passing the “6M−1” -order harmonic current through the windings 12U, 12V, and 12W, the “6M + 1” -order electromagnetic force acts on the rotor 14 as if the “6M-2” -order and “6M” -order electromagnetic forces act on the rotor 14. Is caused to flow through the windings 12U, 12V, and 12W, so that "6M" -order and "6M + 2" -order electromagnetic forces act on the rotor 14. That is, by adjusting the coefficients e and f of the “6M + 1” -order harmonic current, the “6M” -order and “6M + 2” -order electromagnetic forces can be controlled. Therefore, by passing the “6M−1” -order harmonic current to the motor 10, the “6M-2” -order electromagnetic force is converted to the “6M” -order electromagnetic force, and the “6M + 1” -order harmonic current is converted. Is passed through the motor 10 so that the "6M" -order electromagnetic force can be converted to the "6M + 2" -order electromagnetic force. That is, “6M-2” -order and “6M” -order electromagnetic forces can be reduced. Furthermore, if an odd-order harmonic current after the “6M + 3” order is passed through the motor 10, the even-order electromagnetic force after the “6M + 4” order can also be reduced.
このように、複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させることにより、所定の範囲の偶数次の電磁力を低減することができる。詳しくは、「Ｌ」次（Ｌは２以上の偶数）から、「Ｌ」次よりも大きい「Ｎ−２」次（ＮはＬと異なる２以上の偶数）までの電磁力を抑制範囲とした場合は、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の連続する奇数次数の高調波電流を、基本波電流に重畳すればよい。このようにすると、「Ｌ」次から「Ｎ−２」次までの電磁力が順次転換されて、「Ｎ」次の電磁力になる。よって、「Ｌ」次から「Ｎ−２」次までの電磁力を低減することができる。 In this way, by superimposing a plurality of odd-order harmonic currents on the fundamental current, even-order electromagnetic forces in a predetermined range can be reduced. Specifically, the electromagnetic force from the “L” order (L is an even number of 2 or more) to the “N−2” order (N is an even number of 2 or more different from L) that is larger than the “L” order is set as the suppression range. In this case, a plurality of consecutive odd-order harmonic currents included from the “L” order to the “N” order may be superimposed on the fundamental current. If it does in this way, the electromagnetic force from "L" order to "N-2" order will be changed in order, and will become "N" order electromagnetic force. Therefore, the electromagnetic force from the “L” order to the “N−2” order can be reduced.
本実施形態では、図４に示すように、「６Ｍ−２」次を共振周波数近傍の周波数として、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させる。本実施形態では、図４に示すように、Ｍ＝２とした例を示す。すなわち、本実施形態では、１０次（「６Ｍ−２」次）及び１２次（「６Ｍ」次）の電磁力を抑制範囲とし、１１次（「６Ｍ−１」次）及び１３次（「６Ｍ＋１」次）の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１４次の電磁力に転換する例を示す。本実施形態では、１１次の高調波電流を第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１とし、１３次の高調波電流を第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２とする。なお、ここで示す次数は、極対数Ｐ＝１とした場合の次数である。実際には、極対数Ｐ＝５の場合は、極対数Ｐ１とした場合の５倍の次数となる。 In the present embodiment, as shown in FIG. 4, the “6M-2” order is set as a frequency near the resonance frequency, the “6M-2” order and “6M” order electromagnetic forces are set as a suppression range, and “6M-1” is set. The next and “6M + 1” harmonic currents are superimposed on the fundamental current. In the present embodiment, an example in which M = 2 is shown as shown in FIG. That is, in the present embodiment, the 10th-order (“6M-2” -order) and 12th-order (“6M” -order) electromagnetic forces are within the suppression range, and the 11th-order (“6M-1” -order) and 13th-order (“6M + 1” order). An example of superimposing the “next” harmonic current on the fundamental current to convert the electromagnetic force in the suppression range into a 14th-order electromagnetic force is shown. In the present embodiment, the 11th harmonic current is defined as the first harmonic currents IUH1, IVH1, and IWH1, and the 13th harmonic current is defined as the second harmonic currents IUH2, IVH2, and IWH2. The order shown here is the order when the pole pair number P = 1. Actually, when the number of pole pairs P = 5, the order is five times as large as the number of pole pairs P1.
ここで、モータ１０の負荷が一定となるような一定回転速度時であっても、永久磁石１４ａの温度が変化すると、永久磁石１４ａの性能が変化し、発生する電磁力が変化する。発生する電磁力が変化すれば、基本波電流に重畳すべき高調波電流も変化する。そのため、モータ１０の所定温度の動作点において式（３）及び式（４）から高調波電流を算出した場合、永久磁石１４ａの温度が変化すると、所定温度の動作点において算出した高調波電流を基本波電流に重畳させても、適切に抑制範囲の電磁力を低減できないおそれがある。 Here, even when the load of the motor 10 is constant, when the temperature of the permanent magnet 14a changes, the performance of the permanent magnet 14a changes and the generated electromagnetic force changes. If the generated electromagnetic force changes, the harmonic current to be superimposed on the fundamental current also changes. Therefore, when the harmonic current is calculated from the equations (3) and (4) at the operating point of the motor 10 at the predetermined temperature, when the temperature of the permanent magnet 14a changes, the harmonic current calculated at the operating point of the predetermined temperature is changed. Even if superimposed on the fundamental wave current, the electromagnetic force in the suppression range may not be reduced appropriately.
よって、永久磁石１４ａの温度に応じて、基本波電流に重畳する高調波電流を設定する必要がある。そこで、本実施形態では、永久磁石１４ａの温度と、重畳する高調波電流の振幅及び位相との相間関係を予め用意することにした。第１高調波電流の振幅をＩ１１、位相をβ１１とし、第２高調波電流の振幅をＩ１３、位相をβ１３とすると、第１高調波電流ＩＵＨ１及び第２高調波電流ＩＵＨ２は、式（５）のようになる。高調波電流の振幅は最大振幅、位相は例えば電気角０°を基準とした位相である。第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１は、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角で位相が互いに「２π／３」ずれた波形となる。第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２も同様となる。 Therefore, it is necessary to set a harmonic current to be superimposed on the fundamental current according to the temperature of the permanent magnet 14a. Therefore, in this embodiment, the interphase relationship between the temperature of the permanent magnet 14a and the amplitude and phase of the superimposed harmonic current is prepared in advance. Assuming that the amplitude of the first harmonic current is I11, the phase is β11, the amplitude of the second harmonic current is I13, and the phase is β13, the first harmonic current IUH1 and the second harmonic current IUH2 are expressed by the equation (5). become that way. The amplitude of the harmonic current is the maximum amplitude, and the phase is, for example, a phase based on an electrical angle of 0 °. The first harmonic currents IUH1, IVH1, and IWH1 have waveforms that have the same waveform shape and are out of phase with each other by an electrical angle of “2π / 3”. The same applies to the second harmonic currents IUH2, IVH2, and IWH2.
以下、本実施形態において、基本波電流ＩＵＢ，ＩＶＢ，ＩＷＢに重畳させる、第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１、及び第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する手法を説明する。第１高調波電流算出部３５は、１１次の第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を算出する。また、第２高調波電流算出部３６は、１３次の第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する。 Hereinafter, in the present embodiment, a method for calculating the first harmonic currents IUH1, IVH1, IWH1 and the second harmonic currents IUH2, IVH2, IWH2 to be superimposed on the fundamental wave currents IUB, IVB, IWB will be described. The first harmonic current calculation unit 35 calculates eleventh first harmonic currents IUH1, IVH1, and IWH1. The second harmonic current calculation unit 36 calculates 13th-order second harmonic currents IUH2, IVH2, and IWH2.
詳しくは、本実施形態では、１１次の高調波電流を主高調波電流として、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１のそれぞれと、磁石温度Ｔとの関係を近似した主近似式又はマップを、記憶装置４１に予め格納しておく。図５に、磁石温度Ｔと１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１との相間関係を示す。また、図６に、磁石温度Ｔと１１次の高調波電流のβ１１との相間関係を示す。これらの相間関係は、所定温度の動作点において、式（３）及び式（４）から算出した高調波電流を、温度の変化に応じて補正したものとなる。これらの相関関係は、予め実験やシミュレーションにより取得されている。 Specifically, in the present embodiment, a main approximate expression that approximates the relationship between each of the 11th-order harmonic current amplitude I11 and phase β11 and the magnet temperature T, with the 11th-order harmonic current as the main harmonic current, or The map is stored in the storage device 41 in advance. FIG. 5 shows the interphase relationship between the magnet temperature T and the amplitude I11 of the eleventh harmonic current. FIG. 6 shows the interphase relationship between the magnet temperature T and the 11th harmonic current β11. These interphase relationships are obtained by correcting the harmonic current calculated from the equations (3) and (4) according to the change in temperature at the operating point of the predetermined temperature. These correlations are acquired in advance through experiments and simulations.
図５及び図６に示す相関関係を表す主近似式は、次の式（６）及び式（７）で表される。式（６）及び式（７）において、ｉは次数であり、Ｋｉ及びＡｉは近似係数である。記憶装置４１には、式（６）及び式（７）で表される主近似式、又は図５及び図６の相関関係を示すマップが、指令角速度ωｍ＊と関連付けられて格納される。詳しくは、記憶装置４１には、主近似式として、所定の次数まで展開した近似式が格納される。例えば、２次までの近似式とした場合、主近似式は式（８）及び式（９）のようになる。 The main approximate expression representing the correlation shown in FIGS. 5 and 6 is expressed by the following expressions (6) and (7). In Expressions (6) and (7), i is the order, and Ki and Ai are approximation coefficients. In the storage device 41, the main approximate expression expressed by the equations (6) and (7) or the map indicating the correlation in FIGS. 5 and 6 is stored in association with the command angular velocity ωm *. Specifically, the storage device 41 stores an approximate expression expanded to a predetermined order as the main approximate expression. For example, when the approximate expression is up to the second order, the main approximate expression is as shown in Expression (8) and Expression (9).
第１高調波電流算出部３５は、温度センサ５１により検出された磁石温度を取得する。そして、第１高調波電流算出部３５は、取得した磁石温度Ｔと、記憶装置４１に格納されている主近似式又はマップとに基づいて、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出する。 The first harmonic current calculation unit 35 acquires the magnet temperature detected by the temperature sensor 51. Then, the first harmonic current calculation unit 35 calculates the amplitude I11 and the phase β11 of the eleventh harmonic current based on the acquired magnet temperature T and the main approximate expression or map stored in the storage device 41. calculate.
なお、磁石温度は、永久磁石１４ａの温度を直接検出しなくてもよい。巻線の温度を検出し、巻線の温度を補正して磁石温度を取得してもよい。また、モータ１０が冷却オイルにより冷却されている場合には、冷却オイルの温度を検出し、冷却オイルの温度を補正して磁石温度を取得してもよい。あるいは、モータ１０の回転速度及び電圧指令値と磁石温度との公知の関係式を用いて、磁石温度を推定してもよい。 In addition, the magnet temperature does not need to detect the temperature of the permanent magnet 14a directly. The magnet temperature may be acquired by detecting the temperature of the winding and correcting the temperature of the winding. Further, when the motor 10 is cooled by the cooling oil, the temperature of the cooling oil may be detected, and the magnet temperature may be acquired by correcting the temperature of the cooling oil. Alternatively, the magnet temperature may be estimated using a known relational expression of the rotation speed and voltage command value of the motor 10 and the magnet temperature.
さらに、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１と１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３との関係、及び１１次の高調波電流の位相β１１と１３次の高調波電流の位相β１３との関係を近似した副近似式を、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておく。副近似式は、次の式（１０）及び式（１１）で表される。Ｋａは補正係数、Δβａは補正項である。 Further, the relationship between the 11th-order harmonic current amplitude I11 and the 13th-order harmonic current amplitude I13 and the relationship between the 11th-order harmonic current phase β11 and the 13th-order harmonic current phase β13 are approximated. The sub approximate expression is stored in advance in the storage device 41 in association with the command angular velocity ωm *. The sub-approximation expression is expressed by the following expressions (10) and (11). Ka is a correction coefficient, and Δβa is a correction term.
第２高調波電流算出部３６は、第１高調波電流算出部３５により算出された振幅Ｉ１１及び位相β１１、並びに指令角速度ωｍ＊に対応する式（１０）及び（１１）から、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出する。なお、１３次の高調波電流を主高調波電流（第１高調波電流）とし、近似式（６）及び（７）を、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３のそれぞれと、磁石温度との相関関係を近似した主近似式としてもよい。 The second harmonic current calculation unit 36 calculates the amplitude I13 and the phase from the equations (10) and (11) corresponding to the amplitude I11 and the phase β11 calculated by the first harmonic current calculation unit 35 and the command angular velocity ωm *. β13 is calculated. Note that the 13th harmonic current is the main harmonic current (first harmonic current), and approximate equations (6) and (7) are used to calculate the amplitude I13 and the phase β13 of the 13th harmonic current, and the magnet. It is good also as a main approximation formula which approximated the correlation with temperature.
あるいは、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１と同様に、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３のそれぞれと、磁石温度との関係を近似した近似式又はマップを、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておいてもよい。そして、第２高調波電流算出部３６は、温度センサ５１により検出された磁石温度と、記憶装置４１に格納されている近似式又はマップとに基づいて、１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出してもよい。 Alternatively, similar to the amplitude I11 and the phase β11 of the 11th-order harmonic current, an approximate expression or map approximating the relationship between the amplitude I13 and the phase β13 of the 13th-order harmonic current and the magnet temperature is represented by the command angular velocity. It may be stored in advance in the storage device 41 in association with ωm *. Then, the second harmonic current calculator 36 calculates the amplitude I13 of the 13th harmonic current and the 13th harmonic current based on the magnet temperature detected by the temperature sensor 51 and the approximate expression or map stored in the storage device 41. The phase β13 may be calculated.
本実施形態では、第１高調波電流算出部３５及び第２高調波電流算出部３６が、高調波算出部に相当する。また、記憶装置４１が記憶部に相当し、第１高調波電流算出部３５が温度取得部に相当する。 In the present embodiment, the first harmonic current calculation unit 35 and the second harmonic current calculation unit 36 correspond to a harmonic calculation unit. The storage device 41 corresponds to a storage unit, and the first harmonic current calculation unit 35 corresponds to a temperature acquisition unit.
第１高調波電圧算出部３７は、モータの電圧方程式を用いて、第１高調波電流算出部３５により算出された第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を、第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１に変換する。同様に、第２高調波電圧算出部３８は、第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を、第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２に変換する。 The first harmonic voltage calculator 37 uses the motor voltage equation to calculate the first harmonic currents IUH1, IVH1, IWH1 calculated by the first harmonic current calculator 35 as the first harmonic voltages VUH1, VVH1. , VWH1. Similarly, the second harmonic voltage calculator 38 converts the second harmonic currents IUH2, IVH2, and IWH2 into second harmonic voltages VUH2, VVH2, and VWH2.
第１重畳部３９ａは、基本波電圧算出部３４により算出された基本波電圧ＶＵＢ，ＶＶＢ，ＶＷＢに、第１高調波電圧算出部３７により算出された第１高調波電圧ＶＵＨ１，ＶＶＨ１，ＶＷＨ１を、それぞれ加算する。第２重畳部３９ｂは、第１重畳部３９ａの出力電圧であるＶＵＢ＋ＶＵＨ１，ＶＶＢ＋ＶＶＨ１，ＶＷＢ＋ＶＷＨ１に、第２高調波電圧算出部３８により算出された第２高調波電圧ＶＵＨ２，ＶＶＨ２，ＶＷＨ２を、それぞれ加算する。第２重畳部３９ｂの出力電圧であるＶＵＢ＋ＶＵＨ１＋ＶＵＨ２，ＶＶＢ＋ＶＶＨ１＋ＶＶＨ２，ＶＷＢ＋ＶＷＨ１＋ＶＷＨ２が、それぞれ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに印加する電圧の指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとなる。 The first superimposing unit 39a adds the first harmonic voltages VUH1, VVH1, and VWH1 calculated by the first harmonic voltage calculating unit 37 to the fundamental wave voltages VUB, VVB, and VWB calculated by the fundamental wave voltage calculating unit 34. , Respectively. The second superimposing unit 39b adds the second harmonic voltages VUH2, VVH2, and VWH2 calculated by the second harmonic voltage calculating unit 38 to VUB + VUH1, VVB + VVH1, VWB + VWH1, which are output voltages of the first superimposing unit 39a, respectively. To do. The output voltages VUB + VUH1 + VUH2 and VVB + VVH1 + VVH2, VWB + VWH1 + VWH2, which are the output voltages of the second superimposing unit 39b, become the command voltages VU, VV, VW of the voltages applied to the windings 12U, 12V, 12W, respectively.
巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷを印加することにより、基本波電流に高調波電流が重畳された駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが流れる。駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは、それぞれ、ＩＵＢ＋ＩＵＨ１＋ＩＵＨ２，ＩＶＢ＋ＩＶＨ１＋ＩＶＨ２，ＩＷＢ＋ＩＷＨ１＋ＩＷＨ２である。図７に、Ｕ相の駆動電流ＩＵを示す。Ｖ相の駆動電流ＩＶ及びＷ相の駆動電流ＩＷは、駆動電流ＩＵと波形形状が同一で、電気角において位相が「２π／３」ずれた波形となる。 By applying the command voltages VU, VV, and VW to the windings 12U, 12V, and 12W, drive currents IU, IV, and IW in which the harmonic current is superimposed on the fundamental current flow. The drive currents IU, IV, and IW are IUB + IUH1 + IUH2, IVB + IVH1 + IVH2, IWB + IWH1 + IWH2, respectively. FIG. 7 shows the U-phase drive current IU. The V-phase drive current IV and the W-phase drive current IW have the same waveform shape as that of the drive current IU and have waveforms that are out of phase by “2π / 3” in electrical angle.
変調部４０は、インバータ２０の各相の出力電圧を、Ｕ相の指令電圧ＶＵとするための操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ、Ｖ相の指令電圧ＶＶとするための操作信号ｇＶｐ，ｇＶｎ、及びＷ相の指令電圧ＶＷとするための操作信号ｇＷｐ，ｇＷｎを生成する。本実施形態では、各指令電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとキャリア信号との比較に基づいたＰＷＭ処理によって、各操作信号を生成する。操作信号ｇＵｐ，ｇＵｎ，ｇＶｐ，ｇＶｎ，ｇＷｐ，ｇＷｎは、それぞれ、スイッチＳＵｐ，ＳＵｎ，ＳＶｐ，ＳＶｎ，ＳＷｐ，ＳＷｎのオン・オフを制御するゲート駆動信号である。変調部４０により生成された各操作信号が、インバータ２０の各スイッチに送信されることにより、駆動電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが、それぞれ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗに流れるように、インバータ２０の各スイッチが操作される。なお、本実施形態では、変調部４０が操作部に相当する。 Modulator 40 operates signals gUp and gUn for setting the output voltage of each phase of inverter 20 to U-phase command voltage VU, operation signals gVp and gVn for setting V-phase command voltage VV, and W-phase. The operation signals gWp and gWn for generating the command voltage VW are generated. In the present embodiment, each operation signal is generated by PWM processing based on a comparison between each command voltage VU, VV, VW and a carrier signal. The operation signals gUp, gUn, gVp, gVn, gWp, and gWn are gate drive signals that control ON / OFF of the switches SUp, SUn, SVp, SVn, SWp, and SWn, respectively. Each operation signal generated by the modulation unit 40 is transmitted to each switch of the inverter 20, so that the drive currents IU, IV, IW flow in the windings 12U, 12V, 12W, respectively. The switch is operated. In the present embodiment, the modulation unit 40 corresponds to the operation unit.
以上説明した第１実施形態によれば、以下の効果を奏する。 According to 1st Embodiment described above, there exist the following effects.
（１）磁石温度に応じた高調波電流が算出される。よって、磁石温度が変化した場合でも、磁石温度の変化に対応した高調波電流が基本波電流に重畳される。そのため、磁石温度が変化しても、騒音の発生要因となる電磁力を適切に低減することができる。 (1) A harmonic current corresponding to the magnet temperature is calculated. Therefore, even when the magnet temperature changes, the harmonic current corresponding to the change in the magnet temperature is superimposed on the fundamental current. Therefore, even if the magnet temperature changes, it is possible to appropriately reduce the electromagnetic force that causes noise.
（２）「Ｌ」次からＬよりも大きい「Ｎ−２」次までが抑制範囲とされた場合に、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の高調波電流が算出される。このように、基本波電流に複数の奇数の次数の高調波電流を重畳することにより、抑制範囲の電磁力が、抑制範囲の外側の「Ｎ」次の電磁力に変換される。よって、抑制範囲の電磁力を適切に抑制することができる。 (2) When the suppression range from the “L” order to the “N−2” order greater than L is the suppression range, a plurality of odd-order harmonic currents included from the “L” order to the “N” order Is calculated. In this way, by superimposing a plurality of odd-order harmonic currents on the fundamental wave current, the electromagnetic force in the suppression range is converted to the “N” -th order electromagnetic force outside the suppression range. Therefore, the electromagnetic force in the suppression range can be appropriately suppressed.
（３）重畳する全ての高調波電流の相間関係を表すマップを記憶しておく場合、使用メモリ量が膨大になる。これに対して、マップを用いないで近似式のみを用いる、又は主高調波電流のみマップを用いて他の高調波電流は近似式を用いることにより、使用メモリ量を低減することができる。 (3) When a map representing the interphase relationship of all the superimposed harmonic currents is stored, the amount of memory used becomes enormous. On the other hand, it is possible to reduce the amount of memory used by using only an approximate expression without using a map, or by using an approximate expression for other harmonic currents using only the main harmonic current map.
（４）主高調波電流以外の高調波電流について、主高調波電流の振幅及び位相との関係を表す近似式を用いる場合、演算負荷を軽減することができる。 (4) For the harmonic currents other than the main harmonic current, the calculation load can be reduced when an approximate expression representing the relationship between the amplitude and phase of the main harmonic current is used.
（５）重畳する全ての高調波電流について、各高調波電流の相間関係を表す近似式を用いる場合、使用メモリ量を抑制しつつ、適切な複数の高調波電流を算出することができる。 (5) When an approximate expression that represents the interphase relationship of each harmonic current is used for all the superimposed harmonic currents, a plurality of appropriate harmonic currents can be calculated while suppressing the amount of memory used.
（６）「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とした場合、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳することにより、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に変換できる。 (6) When “6M-2” -order and “6M” -order electromagnetic forces are in the suppression range, suppression is performed by superimposing the “6M-1” -order and “6M + 1” -order harmonic currents on the fundamental current. The electromagnetic force in the range can be converted to “6M + 2” order electromagnetic force.
（第１実施形態の変形例）
第１実施形態では、「Ｌ」次からＬよりも大きい「Ｎ−２」次までの電磁力を抑制範囲とし、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「Ｎ」次の電磁力に転換させた。特に、第１実施形態では、「６Ｍ−２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ＋２」次の電磁力に転換させる例を示した。本変形例では、「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの電磁力を抑制範囲とし、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数次数の高調波電流を基本波電流に重畳させる例を示す。
(Modification of the first embodiment)
In the first embodiment, the electromagnetic force from the “L” order to the “N−2” order greater than L is set as the suppression range, and a plurality of odd-order harmonics included from the “L” order to the “N” order. The current was superimposed on the fundamental current, and the electromagnetic force in the suppression range was converted to the “N” -th order electromagnetic force. In particular, in the first embodiment, “6M-2” -order and “6M” -order electromagnetic forces are set as suppression ranges, and “6M-1” -order and “6M + 1” -order harmonic currents are superimposed on the fundamental current. An example in which the electromagnetic force in the suppression range is converted to “6M + 2” order electromagnetic force is shown. In this modification, the electromagnetic force from the “L” order to the “N + 2” order smaller than L is set as the suppression range, and a plurality of odd-order harmonic currents included from the “L” order to the “N” order are basically used. An example of superimposing on a wave current is shown.
特に、本変形例では、図８に示すように、「６Ｍ＋２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とし、「６Ｍ＋１」次及び「６Ｍ−１」次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ−２」次の電磁力に転換させる。さらに、本変形例では、図８に示すように、Ｍ＝２とした例を示す。すなわち、本変形例では、１４次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１３次及び１１次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１０次の電磁力に転換する例を示す。本変形例では、１３次の高調波電流を第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１とし、１１次の高調波電流を第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２とする。 In particular, in this modification, as shown in FIG. 8, “6M + 2” -order and “6M” -order electromagnetic forces are set as suppression ranges, and “6M + 1” -order and “6M-1” -order harmonic currents are converted to fundamental currents. And the electromagnetic force in the suppression range is converted to the “6M-2” order electromagnetic force. Further, in this modification, as shown in FIG. 8, an example in which M = 2 is shown. That is, in the present modification, the 14th and 12th electromagnetic forces are set as the suppression range, the 13th and 11th harmonic currents are superimposed on the fundamental current, and the electromagnetic force in the suppression range is changed to the 10th order electromagnetic force. An example of conversion is shown. In this modification, the 13th harmonic current is set as the first harmonic currents IUH1, IVH1, and IWH1, and the 11th harmonic current is set as the second harmonic currents IUH2, IVH2, and IWH2.
第１高調波電流算出部３５は、第１実施形態と同様に、振幅Ｉ１３及び位相β１３と磁石温度との相間関係を近似した主近似式又はマップから、振幅Ｉ１３及び位相β１３を算出して、１３次の第１高調波電流ＩＵＨ１，ＩＶＨ１，ＩＷＨ１を算出する。また、第２高調波電流算出部３６も、第１実施形態と同様に、振幅Ｉ１３と振幅Ｉ１１との関係を表す副近似式、及び位相β１３と位相β１１との関係を表す副近似式から、振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出して、１１次の第２高調波電流ＩＵＨ２，ＩＶＨ２，ＩＷＨ２を算出する。なお、転換先の電磁力の次数が異なるため、本変形例に係る主近似式又はマップと副近似式は、第１実施形態に係る主近似式又はマップと副近似式とは異なるものとなる。
なお、本変形例においても、第１実施形態と同様に、全ての高調波電流の振幅及び位相と温度との相間関係を表す近似式を用いてもよい。
As in the first embodiment, the first harmonic current calculator 35 calculates the amplitude I13 and the phase β13 from the main approximate expression or map that approximates the interphase relationship between the amplitude I13 and the phase β13 and the magnet temperature. A 13th-order first harmonic current IUH1, IVH1, IWH1 is calculated. Similarly to the first embodiment, the second harmonic current calculation unit 36 also has a sub-approximation expression that represents the relationship between the amplitude I13 and the amplitude I11 and a sub-approximation expression that represents the relationship between the phase β13 and the phase β11. The amplitude I11 and the phase β11 are calculated, and 11th-order second harmonic currents IUH2, IVH2, and IWH2 are calculated. Since the order of the electromagnetic force at the conversion destination is different, the main approximate expression or map and the sub approximate expression according to the present modification are different from the main approximate expression or map according to the first embodiment and the sub approximate expression. .
In the present modification as well, an approximate expression that represents the interphase relationship between the amplitude and phase of all harmonic currents and temperature may be used, as in the first embodiment.
以上説明した第１実施形態の変形例によれば、上記効果（１）〜（５）を奏するとともに、以下の効果（７）を奏する。 According to the modification of the first embodiment described above, the effects (1) to (5) are achieved, and the following effect (7) is achieved.
（７）「６Ｍ＋２」次及び「６Ｍ」次の電磁力を抑制範囲とした場合、「６Ｍ−１」次及び「６Ｍ＋１」次の高調波電流を基本波電流に重畳することにより、抑制範囲の電磁力を「６Ｍ−２」次の電磁力に変換できる。 (7) When the electromagnetic force of “6M + 2” order and “6M” order is set as the suppression range, the harmonic current of “6M−1” order and “6M + 1” order is superimposed on the fundamental current to Electromagnetic force can be converted to “6M-2” order electromagnetic force.
（第２実施形態）
次に、第２実施形態に係るモータシステム及び制御装置３０について、第１実施形態と異なる点を説明する。
(Second Embodiment)
Next, a difference between the motor system and the control device 30 according to the second embodiment and the first embodiment will be described.
本実施形態に係るモータシステムは、図１に破線で示すように、電流センサ１５を備える。電流センサ１５は、モータ１０に流れる各相の駆動電流を検出する。また、本実施形態に係る制御装置３０は、ＬＰＦ４２の機能を備えるとともに、第１高調波電流算出部３５及び第２高調波電流算出部３６の機能が異なる。 The motor system according to the present embodiment includes a current sensor 15 as indicated by a broken line in FIG. The current sensor 15 detects the drive current of each phase flowing through the motor 10. Further, the control device 30 according to the present embodiment has the function of the LPF 42 and the functions of the first harmonic current calculation unit 35 and the second harmonic current calculation unit 36 are different.
第１実施形態では、モータ１０の回転速度が一定で且つ負荷が一定の場合において、磁石温度Ｔの変化に応じて高調波電流を変化させたが、モータ１０の回転速度が一定であっても、モータ１０の負荷が変動する場合がある。モータ１０の負荷が変動すると、基本波電流の条件が変化するため、基本波電流に重畳すべき高調波電流も変化する。基本波電流の条件は、基本波電流の振幅や位相である。 In the first embodiment, when the rotational speed of the motor 10 is constant and the load is constant, the harmonic current is changed according to the change of the magnet temperature T. However, even if the rotational speed of the motor 10 is constant, The load of the motor 10 may fluctuate. When the load of the motor 10 fluctuates, the fundamental current condition changes, so the harmonic current to be superimposed on the fundamental current also changes. The fundamental current condition is the amplitude and phase of the fundamental current.
モータ１０の負荷が変動する要因としては、車載空調装置のモードの変更が挙げられる。車載空調装置の吹き出し口は、インストルメントパネルや後部座席の足元等にあり、車載空調装置のモードとしては、インストルメントパネルの吹き出し口から風を吹き出すフェイスモードや、後部座席の足元の吹き出し口から風を吹き出すフットモード等がある。よって、車載空調装置のモードが異なると、モータ１０から吹き出し口までの流通経路の体積が異なり、風の流通抵抗が異なる。そのため、車載空調装置のモードを変化させると、モータ１０の負荷が変化して、指令角速度ωｍ＊が同じであっても、基本波電流の条件が変化する。また、車格によっても、モータ１０から吹き出し口までの流通経路の体積が異なるため、異なる車種で同じ指令角速度ωｍ＊が指令されても、基本波電流の条件は異なるものとなる。 As a factor that the load of the motor 10 fluctuates, there is a change in the mode of the on-vehicle air conditioner. The air outlet of the in-vehicle air conditioner is located at the foot of the instrument panel, the rear seat, etc. The modes of the in-vehicle air conditioner are the face mode that blows out the wind from the outlet of the instrument panel, and the outlet of the foot of the rear seat There is a foot mode that blows out the wind. Therefore, if the mode of the on-vehicle air conditioner is different, the volume of the flow path from the motor 10 to the outlet is different and the wind flow resistance is different. Therefore, when the mode of the in-vehicle air conditioner is changed, the load of the motor 10 changes, and the fundamental current condition changes even if the command angular velocity ωm * is the same. Also, since the volume of the flow path from the motor 10 to the outlet differs depending on the vehicle type, even if the same command angular velocity ωm * is commanded in different vehicle types, the fundamental wave current conditions are different.
よって、磁石温度Ｔだけでなく、モータ１０を流れる基本波電流の条件にも応じて、基本波電流に重畳する高調波電流の振幅及び位相を設定する必要がある。そこで、車載空調装置のモード毎に、第１実施形態に係る主近似式又はマップや副近似式を、メモリに記憶しておく手法が考えられる。しかしながら、この手法の場合、車種ごとに高調波電流の主近似式やマップ等を作成しなければならず、工程の増加やコストの増加につながる。特に、主近似式をマップとした場合、保有マップ数が多くなり、使用メモリ量が膨大になるため、高グレードなマイコンが必要となりコストが増大する。 Therefore, it is necessary to set the amplitude and phase of the harmonic current superimposed on the fundamental current in accordance with not only the magnet temperature T but also the condition of the fundamental current flowing through the motor 10. Therefore, a method of storing the main approximate expression or the map or the sub approximate expression according to the first embodiment in the memory for each mode of the in-vehicle air conditioner is conceivable. However, in the case of this method, it is necessary to create a main approximation formula, a map, and the like of the harmonic current for each vehicle type, which leads to an increase in processes and costs. In particular, if the main approximate expression is a map, the number of owned maps increases and the amount of memory used becomes enormous, which requires a high-grade microcomputer and increases costs.
また、基本波条件に対する高調波電流の振幅及び位相の変化は、磁石温度Ｔに対して非線形となる。そのため、第１実施形態のように磁石温度Ｔに応じて算出した高調波電流の振幅及び位相を、基本波電流の条件に応じて更に変化させても、適切な高調波電流の振幅及び位相を算出することは困難である。すなわち、磁石温度Ｔと基本波電流の条件とで独立に、重畳する高調波電流の振幅及び位相を変化させても、適切な高調波電流の振幅及び位相を算出することは困難である。 In addition, changes in the amplitude and phase of the harmonic current with respect to the fundamental wave condition are nonlinear with respect to the magnet temperature T. Therefore, even if the amplitude and phase of the harmonic current calculated according to the magnet temperature T as in the first embodiment are further changed according to the condition of the fundamental current, the appropriate amplitude and phase of the harmonic current are changed. It is difficult to calculate. That is, it is difficult to calculate an appropriate amplitude and phase of the harmonic current even if the amplitude and phase of the superimposed harmonic current are changed independently depending on the magnet temperature T and the fundamental current conditions.
そこで、本実施形態では、磁石温度Ｔと基本波電流の条件とに対する高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係を予め取得し、この相間関係に基づいて高調波電流の振幅及び位相を算出する。本実施形態では、基本波電流の条件を振幅とし、位相によらず規格化した基本波電流の振幅、例えば電気角θｅにおける振幅を電気角０°や９０°における振幅に変換したものを用いる。なお、基本波電流の条件を振幅及び位相としてもよい。 Therefore, in the present embodiment, the interphase relationship indicating the amplitude and phase of the harmonic current with respect to the magnet temperature T and the fundamental current condition is acquired in advance, and the amplitude and phase of the harmonic current are calculated based on the interphase relationship. . In the present embodiment, the fundamental wave current condition is amplitude, and the amplitude of the fundamental wave current normalized regardless of the phase, for example, the amplitude at the electrical angle θe is converted into the amplitude at the electrical angle 0 ° or 90 ° is used. Note that the fundamental current condition may be amplitude and phase.
以下、１０次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１１次及び１３次の高調波電流を基本波電流に重畳させて、抑制範囲の電磁力を１４次の電磁力に転換する例を示す。なお、第１実施形態の変形例のように、１４次及び１２次の電磁力を抑制範囲とし、１３次及び１１次の高調波電流を基本波電流に重畳させる場合も、本実施形態に係る高調波電流の算出手法を適用できる。 Hereinafter, an example is shown in which the 10th and 12th electromagnetic forces are set as the suppression range, and the 11th and 13th harmonic currents are superimposed on the fundamental current to convert the electromagnetic force in the suppression range to the 14th electromagnetic force. . Note that, as in the modification of the first embodiment, the case where the 14th and 12th electromagnetic forces are within the suppression range and the 13th and 11th harmonic currents are superimposed on the fundamental current also relates to this embodiment. Harmonic current calculation methods can be applied.
本実施形態では、１１次の高調波電流を主高調波電流として、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１のそれぞれと、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉとの関係を近似した主近似式又はマップを、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておく。図９に、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉと１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１との相間関係を示す。また、図１０に、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉと１１次の高調波電流のβ１１との相間関係を示す。図９及び図１０において、磁石温度ＴはＴ１，Ｔ２，Ｔ３の値を取る。これらの相関関係は、予め実験やシミュレーションにより取得されている。 In the present embodiment, an eleventh-order harmonic current is used as a main harmonic current, and the relationship between the amplitude I11 and the phase β11 of the eleventh-order harmonic current, the magnet temperature T, and the amplitude I of the fundamental current is approximated. The main approximate expression or map is stored in advance in the storage device 41 in association with the command angular velocity ωm *. FIG. 9 shows the interphase relationship between the magnet temperature T and the amplitude I of the fundamental current and the amplitude I11 of the 11th harmonic current. FIG. 10 shows the interrelationship between the magnet temperature T and the amplitude I of the fundamental current and β11 of the 11th harmonic current. 9 and 10, the magnet temperature T takes values T1, T2, and T3. These correlations are acquired in advance through experiments and simulations.
図９及び図１０に示す相関関係を表す主近似式は、次の式（１２）及び式（１３）で表される。式（１２）及び式（１３）において、ｉ，ｊは次数であり、Ｋｉｊ及びＡｉｊは近似係数である。記憶装置４１には、式（１２）及び式（１３）で表される主近似式、又は図９及び図１０の相関関係を示すマップが、指令角速度ωｍ＊と関連付けられて格納される。詳しくは、記憶装置４１には、式（１２）及び式（１３）を所定の次数まで展開した近似式が格納される。 The main approximate expressions representing the correlation shown in FIGS. 9 and 10 are expressed by the following expressions (12) and (13). In equations (12) and (13), i and j are orders, and Kij and Aij are approximation coefficients. In the storage device 41, the main approximate expression expressed by the expressions (12) and (13) or the maps indicating the correlation in FIGS. 9 and 10 are stored in association with the command angular velocity ωm *. Specifically, the storage device 41 stores an approximate expression obtained by expanding Expressions (12) and (13) to a predetermined order.
第１高調波電流算出部３５は、取得した磁石温度Ｔと、モータ１０を流れる基本波電流の振幅Ｉと、記憶装置４１に格納されている主近似式又はマップとに基づいて、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１及び位相β１１を算出する。モータ１０を流れる基本波電流の振幅Ｉは、電流センサ１５により検出したモータ１０を流れる駆動電流に、ＬＰＦ４２（ローパスフィルタ）を適用することにより取得される。本実施形態では、ＬＰＦ４２が基本波取得部に相当する。なお、モータ１０を流れる基本波電流の振幅は、モータ１０の回転速度及び電圧指令値と基本波電流の振幅との公知の関係式を用いて、推定してもよい。また、磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉの一方をセンサで検出し、他方を推定してもよい。この場合、磁石温度Ｔをセンサで検出する方が、高調波電流の算出精度が良い。 Based on the acquired magnet temperature T, the amplitude I of the fundamental current flowing through the motor 10, and the main approximate expression or map stored in the storage device 41, the first harmonic current calculation unit 35 The amplitude I11 and phase β11 of the harmonic current are calculated. The amplitude I of the fundamental current flowing through the motor 10 is obtained by applying an LPF 42 (low-pass filter) to the drive current flowing through the motor 10 detected by the current sensor 15. In the present embodiment, the LPF 42 corresponds to a fundamental wave acquisition unit. The amplitude of the fundamental wave current flowing through the motor 10 may be estimated using a known relational expression between the rotation speed and voltage command value of the motor 10 and the amplitude of the fundamental wave current. Alternatively, one of the magnet temperature T and the amplitude I of the fundamental current may be detected by a sensor, and the other may be estimated. In this case, the harmonic current calculation accuracy is better when the magnet temperature T is detected by the sensor.
さらに、１１次の高調波電流の振幅Ｉ１１と１３次の高調波電流の振幅Ｉ１３との関係、及び１１次の高調波電流の位相β１１と１３次の高調波電流の位相β１３との関係を近似した副近似式を、指令角速度ωｍ＊と関連付けて記憶装置４１に予め格納しておく。副近似式は、次の式（１４）及び式（１５）で表される。Ｋｂは補正係数、Δβｂは補正項である。 Further, the relationship between the 11th-order harmonic current amplitude I11 and the 13th-order harmonic current amplitude I13 and the relationship between the 11th-order harmonic current phase β11 and the 13th-order harmonic current phase β13 are approximated. The sub approximate expression is stored in advance in the storage device 41 in association with the command angular velocity ωm *. The sub-approximation expression is expressed by the following expressions (14) and (15). Kb is a correction coefficient, and Δβb is a correction term.
以上説明した第２実施形態によれば、上記効果（１）〜（７）を奏するとともに、以下の効果を奏する。 According to 2nd Embodiment described above, while there exist the said effects (1)-(7), there exist the following effects.
（８）磁石温度と基本波電流の振幅とに対応する高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係が予め取得され、この相間関係に基づいて、高調波電流の振幅及び位相が算出される。したがって、磁石温度及びモータ１０を流れる基本波電流の振幅の両方が変化した場合でも、適切な高調波電流を基本波電流に重畳し、騒音の発生要因となる電磁力を低減することができる。 (8) The interphase relationship indicating the amplitude and phase of the harmonic current corresponding to the magnet temperature and the amplitude of the fundamental wave current is acquired in advance, and the amplitude and phase of the harmonic current are calculated based on the interphase relationship. Therefore, even when both the magnet temperature and the amplitude of the fundamental wave current flowing through the motor 10 change, an appropriate harmonic current can be superimposed on the fundamental wave current to reduce the electromagnetic force that causes noise.
（他の実施形態）
・３つ以上の高調波電流を基本波電流に重畳する場合も、少なくとも１つの高調波電流を主高調波電流として、主高調波電流の振幅及び位相と磁石温度Ｔとの相間関係、又は、主高調波電流の振幅及び位相と磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉとの相間関係を表す主近似式を、記憶装置４１に格納しておけばよい。そして、主高調波電流の振幅及び位相と、重畳するその他の高調波電流の振幅及び位相との関係を表す副近似式を、記憶装置４１に格納しておけばよい。このようにすれば、上記各実施形態と同様に、磁石温度Ｔ、又は磁石温度Ｔと基本波電流の振幅Ｉに応じた、３つ以上の高調波電流を設定することができる。また、この場合も、主近似式をマップとして記憶装置４１に格納しておいてもよい。
(Other embodiments)
-Even when three or more harmonic currents are superimposed on the fundamental current, the phase relationship between the amplitude and phase of the main harmonic current and the magnet temperature T, with at least one harmonic current as the main harmonic current, or A main approximate expression representing the interphase relationship between the amplitude and phase of the main harmonic current and the magnet temperature T and the amplitude I of the fundamental current may be stored in the storage device 41. Then, a sub-approximation expression that represents the relationship between the amplitude and phase of the main harmonic current and the amplitude and phase of the other harmonic current to be superimposed may be stored in the storage device 41. If it does in this way, like the above-mentioned each embodiment, three or more harmonic currents according to magnet temperature T or magnet temperature T and amplitude I of fundamental current can be set up. Also in this case, the main approximate expression may be stored in the storage device 41 as a map.
・上記各実施形態ではＭ＝２の例を示したが、Ｍが２以外の場合でも、磁石温度Ｔ、又は磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉに応じて、重畳すべき高調波電流の振幅及び位相が変わる。よって、Ｍが２以外の場合でも、上記各実施形態と同様に、主近似式又は主近似式に相当するマップと、副近似式を予め作成し、記憶装置４１に格納しておけばよい。あるいは、全ての高調波電流の振幅及び位相と、磁石温度Ｔ又は磁石温度Ｔ及び基本波電流の振幅Ｉとの相関関係を表す近似式を予め作成し、記憶装置４１に格納しておけばよい。なお、近似式及びマップは、Ｍの値ごとにことなるものとなる。 In each of the above embodiments, an example of M = 2 is shown. However, even when M is other than 2, the harmonic current to be superimposed depends on the magnet temperature T or the magnet temperature T and the amplitude I of the fundamental current. The amplitude and phase change. Therefore, even when M is other than 2, a map corresponding to the main approximate expression or the main approximate expression and the sub approximate expression may be created in advance and stored in the storage device 41 as in the above embodiments. Alternatively, an approximate expression representing the correlation between the amplitude and phase of all harmonic currents and the magnet temperature T or the magnet temperature T and the amplitude I of the fundamental current may be created in advance and stored in the storage device 41. . Note that the approximate expression and the map are different for each value of M.
・電磁力の抑制範囲は、モータの特性に応じて任意に設定し、電磁力の抑制範囲に応じて適宜近似式又はマップを作成すればよい。 The electromagnetic force suppression range may be set arbitrarily according to the characteristics of the motor, and an approximate expression or map may be created as appropriate according to the electromagnetic force suppression range.
・制御装置３０は、第１実施形態に係る制御と第１実施形態の変形例に係る制御のどちらも実施できるようにしてもよい。このようにすれば、モータ１０の回転角速度ωｍ等の運転状態に応じて、抑制範囲の電磁力をどのように転換するか適宜選択できる。 The control device 30 may be configured to perform both the control according to the first embodiment and the control according to the modification of the first embodiment. If it does in this way, according to driving | running states, such as rotation angular velocity (omega) m of the motor 10, it can select suitably how the electromagnetic force of the suppression range is converted.
・各実施形態では、基本波電流に複数の奇数次数の高調波電流を重畳させたが、基本波電流に重畳する高調波電流は、１つの奇数次数の高調波電流であってもよい。この場合、重畳する１つの高調波電流について、高調波電流の振幅及び位相と、磁石温度Ｔ又は磁石温度Ｔと基本波電流の振幅Ｉとの相関関係を近似する近似式又はマップを作成して、近似式又はマップを記憶装置４１に格納しておけばよい。 In each embodiment, a plurality of odd-order harmonic currents are superimposed on the fundamental current, but the harmonic current superimposed on the fundamental current may be one odd-order harmonic current. In this case, for one superimposed harmonic current, an approximate expression or map that approximates the correlation between the amplitude and phase of the harmonic current and the magnet temperature T or the amplitude I of the fundamental temperature and the magnet temperature T is created. The approximate expression or the map may be stored in the storage device 41.
１０…モータ、１２…ステータ、１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ…巻線、１４…ロータ、１４ａ…永久磁石、２０…インバータ、３０…制御装置。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor, 12 ... Stator, 12U, 12V, 12W ... Winding, 14 ... Rotor, 14a ... Permanent magnet, 20 ... Inverter, 30 ... Control apparatus.
Claims (7)
前記磁石の温度を取得する温度取得部と、
前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、
前記巻線に流す基本波電流に、前記高調波算出部により算出された前記高調波電流を重畳したものを前記駆動電流とし、前記駆動電流が前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、
前記巻線を流れている基本波電流の条件を取得する基本波取得部と、を備え、
前記高調波算出部は、予め取得されている相間関係であって前記磁石の温度と前記基本波電流の条件とに対する前記高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係と、前記温度取得部により取得された前記磁石の温度と、前記基本波取得部により取得された前記基本波電流の条件とに基づいて、前記高調波電流の振幅及び位相を算出する、回転電機の制御装置。 A rotating electrical machine (10) having a stator (12) wound with windings (12U, 12V, 12W) and a rotor (14) including a magnet (14a); A rotating electrical machine control device (30) applied to a rotating electrical machine system comprising a power converter (20) for driving the rotating electrical machine,
A temperature acquisition unit for acquiring the temperature of the magnet;
A harmonic calculation unit for calculating a harmonic current superimposed on a fundamental current flowing in the winding so as to suppress electromagnetic force acting on the rotating electrical machine;
The driving current is obtained by superimposing the harmonic current calculated by the harmonic calculation unit on the fundamental current flowing in the winding, and the power converter is operated so that the driving current flows in the winding. and an operation unit that,
A fundamental wave acquisition unit for acquiring a condition of the fundamental wave current flowing through the winding , and
The harmonic calculation unit is an interphase relationship that is acquired in advance and indicates an amplitude and phase of the harmonic current with respect to the temperature of the magnet and the condition of the fundamental wave current, and is acquired by the temperature acquisition unit. A controller for a rotating electrical machine that calculates the amplitude and phase of the harmonic current based on the temperature of the magnet that has been performed and the condition of the fundamental wave current acquired by the fundamental wave acquisition unit .
前記Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流と定義し、
前記Ｋ次角速度を変動角速度とする前記電磁力をＫ次の電磁力と定義し、
「Ｌ」（Ｌは２以上の偶数）次からＬよりも大きい「Ｎ−２」（Ｎは２以上の偶数）次まで、又は「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの前記電磁力を抑制範囲とした場合に、
前記高調波算出部は、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の前記高調波電流を算出する請求項１に記載の回転電機の制御装置。 A variation angular velocity K (K is an integer of 2 or more) times a variation angular velocity of the fundamental current flowing in the winding is defined as a K-order angular velocity,
A current having the K-order angular velocity as a variable angular velocity is defined as a K-order harmonic current,
The electromagnetic force having the K-order angular velocity as a variable angular velocity is defined as a K-th electromagnetic force,
From the "L" (L is an even number of 2 or more) order to the "N-2" (N is an even number of 2 or more) order greater than L, or from the "L" order to the "N + 2" order less than L When the electromagnetic force is in the suppression range,
2. The control apparatus for a rotating electrical machine according to claim 1, wherein the harmonic calculation unit calculates the harmonic currents of a plurality of odd orders included from the “L” order to the “N” order.
前記磁石の温度を取得する温度取得部と、A temperature acquisition unit for acquiring the temperature of the magnet;
前記回転電機に作用する電磁力を抑制するように、前記巻線に流す基本波電流に重畳する高調波電流を算出する高調波算出部と、A harmonic calculation unit for calculating a harmonic current superimposed on a fundamental current flowing in the winding so as to suppress electromagnetic force acting on the rotating electrical machine;
前記巻線に流す基本波電流に、前記高調波算出部により算出された前記高調波電流を重畳したものを前記駆動電流とし、前記駆動電流が前記巻線に流れるように前記電力変換器を操作する操作部と、を備え、The driving current is obtained by superimposing the harmonic current calculated by the harmonic calculation unit on the fundamental current flowing in the winding, and the power converter is operated so that the driving current flows in the winding. And an operation unit
前記巻線に流す基本波電流の変動角速度のＫ（Ｋは２以上の整数）倍の変動角速度をＫ次角速度と定義し、A variation angular velocity K (K is an integer of 2 or more) times a variation angular velocity of the fundamental current flowing in the winding is defined as a K-order angular velocity,
前記Ｋ次角速度を変動角速度とする電流をＫ次の高調波電流と定義し、A current having the K-order angular velocity as a variable angular velocity is defined as a K-order harmonic current,
前記Ｋ次角速度を変動角速度とする前記電磁力をＫ次の電磁力と定義し、The electromagnetic force having the K-order angular velocity as a variable angular velocity is defined as a K-th electromagnetic force,
「Ｌ」（Ｌは２以上の偶数）次からＬよりも大きい「Ｎ−２」（Ｎは２以上の偶数）次まで、又は「Ｌ」次からＬよりも小さい「Ｎ＋２」次までの前記電磁力を抑制範囲とした場合に、From the "L" (L is an even number of 2 or more) order to the "N-2" (N is an even number of 2 or more) order greater than L, or from the "L" order to the "N + 2" order less than L When the electromagnetic force is in the suppression range,
前記高調波算出部は、予め取得されている相間関係であって前記磁石の温度に対する前記高調波電流の振幅及び位相を示す相間関係と、前記温度取得部により取得された前記磁石の温度とに基づいて、「Ｌ」次から「Ｎ」次までに含まれる複数の奇数の次数の前記高調波電流の振幅及び位相を算出する、回転電機の制御装置。The harmonic calculation unit is an interphase relationship acquired in advance and showing an interphase relationship indicating the amplitude and phase of the harmonic current with respect to the temperature of the magnet, and the temperature of the magnet acquired by the temperature acquisition unit. A control device for a rotating electrical machine that calculates the amplitude and phase of a plurality of odd-order harmonic currents included from the “L” order to the “N” order based on the order.
前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記主近似式又は前記マップと前記副近似式とから、前記複数の前記高調波電流の振幅及び位相を算出する請求項２又は３に記載の回転電機の制御装置。 A main approximate expression or map representing the inter-phase relationship of the main harmonic current, wherein at least one of the plurality of harmonic currents superimposed on the fundamental current flowing in the winding is a main harmonic current; A sub-approximation expression representing the relationship between the amplitude and phase of the harmonic current other than the main harmonic current of the plurality of harmonic currents and the amplitude and phase of the main harmonic current is stored. With a storage unit
The harmonic calculation unit from the said main approximate expression or the map stored in the storage unit the the sub approximation formula, in claim 2 or 3 for calculating the amplitude and phase of the plurality of the harmonic current The control apparatus of the rotary electric machine described.
前記高調波算出部は、前記記憶部に記憶されている前記近似式から、前記複数の高調波電流の振幅及び位相を算出する請求項２又は３に記載の回転電機の制御装置。 A storage unit storing an approximate expression representing the interphase relationship of each of the plurality of harmonic currents superimposed on the fundamental current flowing in the winding;
4. The control apparatus for a rotating electrical machine according to claim 2 , wherein the harmonic calculation unit calculates amplitudes and phases of the plurality of harmonic currents from the approximate expression stored in the storage unit. 5.
前記高調波算出部は、前記複数の高調波電流として、「６Ｍ−１」次と「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出する請求項２〜５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。 The suppression range is “6M-2” order and “6M” order electromagnetic force,
6. The control of the rotating electrical machine according to claim 2 , wherein the harmonic calculation unit calculates “6M−1” -order and “6M + 1” -order harmonic currents as the plurality of harmonic currents. apparatus.
前記高調波算出部は、前記複数の高調波電流として、「６Ｍ−１」次と「６Ｍ＋１」次の高調波電流を算出する請求項２〜５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。 The suppression range is “6M” order and “6M + 2” order electromagnetic force,
6. The control of the rotating electrical machine according to claim 2 , wherein the harmonic calculation unit calculates “6M−1” -order and “6M + 1” -order harmonic currents as the plurality of harmonic currents. apparatus.
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