JP6742393B2 - Electric power conversion device, generator motor control device, and electric power steering device - Google Patents
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Description
この発明は、複数の電力変換器を有する電力変換装置、および、それを用いた発電電動機の制御装置および電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter having a plurality of power converters, and a generator/motor controller and an electric power steering device using the power converter.
従来、多相回転電機の駆動に係る電流をパルス幅変調によって制御する技術が用いられている。以下では、パルス幅変調を、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）と呼ぶこととする。 Conventionally, a technique of controlling a current related to driving of a multi-phase rotating electric machine by pulse width modulation has been used. Hereinafter, the pulse width modulation will be referred to as PWM (Pulse Width Modulation).
特許文献１に記載の多軸電動機制御装置は、複数軸の多相ＰＷＭアンプと、多相電圧指令に基づいてバイアス信号を生成するバイアス生成器と、多相電圧指令のそれぞれの相電圧指令にバイアス信号を加算するバイアス回路とを備えている。このとき、多相ＰＷＭアンプの軸を２軸とした場合、バイアス生成器は、１軸目のＰＷＭアンプに対するバイアス信号を、Ｖｃｃ／２−多相電圧指令の最大値とし、２軸目のＰＷＭアンプに対するバイアス信号を、−Ｖｃｃ／２＋多相電圧指令の最小値として、バイアス信号を生成する。これにより、２軸の有効電圧ベクトル発生区間の重複を回避し、平滑用コンデンサのリップル電流を低減している。
The multi-axis electric motor control device described in
また、特許文献２に記載の電力変換装置は、２つの巻線組を有する多相回転電機の電力変換装置である。出力可能なデューティ範囲の中心値を出力中心値としたとき、電力変換装置は、２つの巻線組ごとに、電圧指令信号の中心値を出力中心値からシフトさせるためのシフト量を算出するシフト量算出手段を有している。シフト量算出手段は、多相回転電機の２つの巻線組のうち、一方の巻線組に対する電圧指令信号の中心値については、当該中心値が、出力中心値よりも下側となるように、第１シフト量を算出する。一方、シフト量算出手段は、他方の巻線組に対する電圧指令信号の中心値については、当該中心値が出力中心値よりも上側となるように、第２シフト量を算出する。これにより、最小限のシフト量で、２つの巻線組の有効電圧ベクトル発生区間の重複を回避し、コンデンサのリップル電流を低減している。
Further, the power conversion device described in
特許文献１では、２軸に対して逆向きのバイアスを加えることによって、有効電圧ベクトル発生区間が重複しない変調率の範囲を広げることを可能にしている。しかしながら、中性点電位を変動させることによる騒音および振動が発生する懸念がある。特に、モータの回転速度が小さい低回転領域では、電圧変動が挙動に出やすく、モータの回転音も小さいため、ユーザに不快な音として伝わる可能性がある。
In
また、特許文献２では、振幅に応じたシフト量を算出している。しかしながら、高変調率においては振幅が大きいため、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の熱的アンバランスが出やすい。ただし、このことは、電流積算値に応じてシフト方向を入れ替える処置により回避することができる。
Further, in
しかしながら、例えば２つのマイコンで２つのインバータ部をそれぞれ制御する場合には、２つのマイコン間で通信にて情報を伝達する必要がある。ところが、昨今、自動運転などの要求によってマイコン毎での制御の独立性を求められてきており、可能であれば２つのインバータ部はそれぞれ独立して制御したいという需要がある。 However, for example, when two inverters are controlled by two microcomputers, it is necessary to communicate information between the two microcomputers. However, in recent years, independence of control for each microcomputer has been demanded due to demands such as automatic operation, and there is a demand for independently controlling the two inverter units if possible.
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、騒音および振動の発生を抑え、コンデンサのリップル電流のピーク値の低減を図ることが可能な、電力変換装置、および、それを用いた発電電動機の制御装置および電動パワーステアリング装置を得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve the above problems, and it is possible to suppress the generation of noise and vibration and reduce the peak value of the ripple current of a capacitor, and a power conversion device using the same. The purpose of the invention is to obtain a control device for an electric generator/motor and an electric power steering device.
本発明は、直流電源からの直流電圧に基づいて、交流回転機の２つの３相巻線のうちの第１の３相巻線に電圧を印加する第１の電力変換器と、前記直流電圧に基づいて、前記交流回転機の２つの３相巻線のうちの第２の３相巻線に電圧を印加する第２の電力変換器と、前記交流回転機の制御指令に基づいて演算された第１の３相電圧指令の全ての電圧に第１のオフセット電圧を加算することで求めた第１の３相印加電圧を、第１の搬送波信号と比較することにより、前記第１の電力変換器の高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力すると共に、前記制御指令に基づいて演算された第２の３相電圧指令の全ての電圧に第２のオフセット電圧を加算することで求めた第２の３相印加電圧を、前記第１の搬送波信号に対して９０ｄｅｇの位相差を有する第２の搬送波信号と比較することにより、前記第２の電力変換器の高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力する制御部とを備え、前記交流回転機の前記第２の３相巻線は、前記第１の３相巻線に対して電気的に３０ｄｅｇ位相がずれており、前記制御部は、前記第１のオフセット電圧および前記第２のオフセット電圧を前記直流電圧の５０％に設定する、電力変換装置である。 The present invention relates to a first power converter that applies a voltage to a first three-phase winding of two three-phase windings of an AC rotary machine based on a DC voltage from a DC power supply, and the DC voltage. And a second power converter that applies a voltage to a second three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine, and a control command of the AC rotating machine. By comparing the first three-phase applied voltage obtained by adding the first offset voltage to all the voltages of the first three-phase voltage command with the first carrier signal, the first power The ON/OFF signal is output to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the converter, and the second offset voltage is applied to all the voltages of the second three-phase voltage instruction calculated based on the control instruction. Of the second power converter by comparing the second three-phase applied voltage obtained by adding the second carrier wave signal having a phase difference of 90 deg with respect to the first carrier wave signal. A control unit that outputs an ON/OFF signal to the high-potential side switching element and the low-potential side switching element, wherein the second three-phase winding of the AC rotating machine is different from the first three-phase winding. And the electrical phase is 30 deg out of phase, and the control unit is a power conversion device that sets the first offset voltage and the second offset voltage to 50% of the DC voltage.
本発明の電力変換装置によれば、騒音および振動の発生を抑え、コンデンサのリップル電流のピーク値の低減を図ることができる。 According to the power conversion device of the present invention, generation of noise and vibration can be suppressed, and the peak value of the ripple current of the capacitor can be reduced.
以下、この発明に係る電力変換装置の各実施の形態について図に基づいて説明する。各図において、同一または相当する部材および部位については、同一符号を付して示す。 Hereinafter, each embodiment of the power converter according to the present invention will be described with reference to the drawings. In each drawing, the same or corresponding members and parts are designated by the same reference numerals.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体の構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置は、平滑コンデンサ３、第１の電力変換器４ａ、第２の電力変換器４ｂ、および、制御部５を備えている。電力変換装置は、電源としての直流電源２に接続されている。また、電力変換装置には、負荷として、交流回転機１が接続されている。電力変換装置は、直流電源２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機１に供給する。
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power conversion device includes a smoothing
交流回転機１は、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とを有する３相交流回転機である。第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２は、第１の３相巻線に対して電気的にそれぞれ３０ｄｅｇ位相がずれている。第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とは、互いに電気的に接続されることなく、交流回転機１の固定子に納められている。３相交流回転機としては、例えば、永久磁石同期回転機、誘導回転機、同期リラクタンス回転機等が挙げられる。本実施の形態１においては、２つの３相巻線を有する交流回転機であれば、いずれの回転機を交流回転機１として用いてもよい。
The
直流電源２は、第１の電力変換器４ａおよび第２の電力変換器４ｂに直流電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源２は、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。
The
平滑コンデンサ３は、直流電源２に並列に接続され、母線電流の変動を抑制して安定した直流電流を実現する。なお、図１では細かく図示していないが、真のコンデンサ容量Ｃ以外に等価直列抵抗ＲｃおよびリードインダクタンスＬｃが存在する。
The smoothing
第１の電力変換器４ａは、上アームの高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、および、下アームの低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１を有している。これらのスイッチング素子をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１と呼ぶこととする。
The
第１の電力変換器４ａには、制御部５から、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、および、Ｑｗｎ１が入力される。以下、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、および、Ｑｗｎ１をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１と呼ぶこととする。第１の電力変換器４ａは、インバータである逆変換回路を用いて、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づいて、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１をオンオフする。第１の電力変換器４ａは、これらのオンオフ動作により、直流電源２から入力される直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流電圧を得る。第１の電力変換器４ａは、当該交流電圧を、交流回転機１の第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に印加し、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を通電させる。
The switching signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1 are input from the
ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、および、Ｑｗｎ１は、第１の電力変換器４ａにおいて、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｐ１、および、Ｓｗｎ１をオンオフするためのスイッチング信号である。以後、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が１ならば、対応するスイッチング素子がオンされ、一方、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が０ならば、対応するスイッチング素子がオフされるものとする。半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１として、半導体スイッチとダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。半導体スイッチとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）パワートランジスタ等の半導体スイッチを用いる。
Here, the switching signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1 turn on/off the switching elements Sup1, Sun1, Svp1, Svn1, Swp1, and Swn1 in the
第２の電力変換器４ｂは、高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２および低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２を有している。これらのスイッチング素子をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２と呼ぶこととする。第２の電力変換器４ｂには、制御部５から、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、および、Ｑｗｎ２が入力される。以下、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、および、Ｑｗｎ２を、まとめて呼ぶ場合には、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２と呼ぶこととする。第２の電力変換器４ｂは、インバータである逆変換回路を用いて、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２に基づいて、スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２をオンオフする。第２の電力変換器４ｂは、これらのオンオフ動作により、直流電源２から入力される直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流電圧を得る。第２の電力変換器４ｂは、当該交流電圧を、交流回転機１の第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に印加し、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を通電させる。
The second power converter 4b includes high potential side switching elements Sup2, Svp2, Swp2 and low potential side switching elements Sun2, Svn2, Swn2. When these switching elements are collectively called, they will be called switching elements Sup2 to Swn2. The switching signals Qup2, Qun2, Qvp2, Qvn2, Qwp2, and Qwn2 are input from the
ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、および、Ｑｗｎ２は、第２の電力変換器４ｂにおいて、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｕｎ２、Ｓｖｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｐ２、および、Ｓｗｎ２をオンオフするためのスイッチング信号である。以後、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２の値が１ならば、対応するスイッチング素子がオンされ、一方、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２の値が０ならば、対応するスイッチング素子がオフされるものとする。半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２として、半導体スイッチとダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。半導体スイッチとしては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチを用いる。 Here, the switching signals Qup2, Qun2, Qvp2, Qvn2, Qwp2, and Qwn2 turn on/off the switching elements Sup2, Sun2, Svp2, Svn2, Swp2, and Swn2 in the second power converter 4b, respectively. Is the switching signal. Hereinafter, if the value of the switching signals Qup2 to Qwn2 is 1, the corresponding switching element is turned on, while if the value of the switching signals Qup2 to Qwn2 is 0, the corresponding switching element is turned off. As the semiconductor switching elements Sup2 to Swn2, those in which a semiconductor switch and a diode are connected in antiparallel are used. As the semiconductor switch, for example, a semiconductor switch such as an IGBT, a bipolar transistor, or a MOS power transistor is used.
次に、制御部５について説明する。制御部５は、電圧指令演算器６と、第１のオフセット演算器８ａおよび第２のオフセット演算器８ｂと、オン／オフ信号発生器９とを備えている。
Next, the
電圧指令演算器６は、外部から入力される制御指令に基づいて、交流回転機１を駆動するための第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１に印加する電圧に係る第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算して、第１のオフセット演算器８ａに出力する。また、電圧指令演算器６は、外部から入力される制御指令に基づいて、交流回転機１を駆動するための第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２に印加する電圧に係る第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を演算して、第２のオフセット演算器８ｂに出力する。
The voltage command calculator 6 is based on a control command input from the outside, and the first three-phase relating to the voltage applied to the first three-phase windings U1, V1 and W1 for driving the
電圧指令演算器６における、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１、および、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の演算方法としては、例えば、Ｖ／Ｆ（Voltage/Frequency）制御、電流フィードバック制御などを使用する。 An example of a method for calculating the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1 and Vw1 and the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2 in the voltage command calculator 6 is V/F (Voltage/Frequency). Control, current feedback control, etc. are used.
Ｖ／Ｆ制御では、電圧指令演算器６は、図１における制御指令として、交流回転機１の速度指令または周波数指令ｆを設定して、電圧指令の振幅を決定する。
In the V/F control, the voltage command calculator 6 sets the speed command or the frequency command f of the
一方、電流フィードバック制御では、電圧指令演算器６は、図１における制御指令として、交流回転機１の電流指令を設定する。電圧指令演算器６は、交流回転機１の電流指令と第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１との偏差を零とすべく、比例積分制御によって、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算する。また、電圧指令演算器６は、交流回転機１の電流指令と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２との偏差を零とすべく、比例積分制御によって、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を演算する。なお、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２とは、後述する電流検出器により検出される。
On the other hand, in the current feedback control, the voltage command calculator 6 sets the current command of the
ただし、Ｖ／Ｆ制御はフィードフォワード制御であるため、第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１、および、第２の３相巻線を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２の情報は必要としない。よって、Ｖ／Ｆ制御の場合、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１、および、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の情報を電圧指令演算器６に入力することは必須ではない。 However, since the V/F control is feedforward control, the information of the currents Iu1, Iv1 and Iw1 flowing through the first three-phase winding and the currents Iu2, Iv2 and Iw2 flowing through the second three-phase winding are do not need. Therefore, in the case of V/F control, the currents Iu1, Iv1 and Iw1 flowing through the first three-phase windings U1, V1 and W1 and the currents Iu2 and Iv2 flowing through the second three-phase windings U2, V2 and W2. It is not essential to input the information of Iw2 and Iw2 to the voltage command calculator 6.
図２の上段のグラフは、電圧指令演算器６が演算した第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の波形を示す。図２の下段のグラフは、電圧指令演算器６が演算した第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の波形を示す。図２において、横軸は電圧位相θｖ［ｄｅｇ］を示し、縦軸は直流電圧Ｖｄｃの倍数を示す。ここでの第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１、および、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の波形は、すべて、０を基準とした正弦波波形である。また、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の電圧平均Ｖａｖｅ１（＝（Ｖｕ１＋Ｖｖ１＋Ｖｗ１）／３）は０である。同様に、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の電圧平均Ｖａｖｅ２（＝（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２）／３）は０である。 The upper graph of FIG. 2 shows the waveforms of the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 calculated by the voltage command calculator 6. The lower graph of FIG. 2 shows the waveforms of the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 calculated by the voltage command calculator 6. In FIG. 2, the horizontal axis represents the voltage phase θv [deg], and the vertical axis represents the multiple of the DC voltage Vdc. The waveforms of the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1 and Vw1 and the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2 are all sinusoidal waveforms with 0 as a reference. The voltage average Vave1 (=(Vu1+Vv1+Vw1)/3) of the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 is 0. Similarly, the voltage average Vave2 (=(Vu2+Vv2+Vw2)/3) of the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2 is 0.
第１のオフセット演算器８ａには、電圧指令演算器６から、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１が入力される。第１のオフセット演算器８ａは、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のそれぞれに、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を加算することで、第１の３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’を求める。第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃの５０％とする。
The first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 are input from the voltage command calculator 6 to the first offset calculator 8a. The first offset calculator 8a adds the first offset voltage Voffset1 to each of the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1 and Vw1 to generate the first three-phase applied voltages Vu1′, Vv1′ and Vw1' is calculated. The first offset voltage Voffset1 is 50% of the DC voltage Vdc of the
第２のオフセット演算器８ｂには、電圧指令演算器６から、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２が入力される。第２のオフセット演算器８ｂは、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２のそれぞれに、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を加算することで、第２の３相印加電圧Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’を求める。第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、直流電源２の直流電圧Ｖｄｃの５０％とする。
The second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2 are input from the voltage command calculator 6 to the second offset calculator 8b. The second offset calculator 8b adds the second offset voltage Voffset2 to each of the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2, so that the second three-phase applied voltages Vu2′, Vv2′, and Vw2' is calculated. The second offset voltage Voffset2 is 50% of the DC voltage Vdc of the
オン／オフ信号発生器９は、第１のオフセット演算器８ａからの第１の３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’に基づいて、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１およびＱｗｎ１を出力する。また、オン／オフ信号発生器９は、第２のオフセット演算器８ｂからの第２の３相印加電圧Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２およびＱｗｎ２を出力する。
The on/off
図３および図４は、オン／オフ信号発生器９の動作説明図である。図３および図４においては、横軸は時間である。
3 and 4 are operation explanatory diagrams of the on/off
図３において、信号Ｃ１は、第１の搬送波信号である。以下では、信号Ｃ１を、第１の搬送波信号Ｃ１、または、信号Ｃ１と呼ぶこととする。信号Ｃ１は、キャリア周期Ｔｃの三角波である。信号Ｃ１は、時刻ｔ１および時刻ｔ５で最小値０となり、時刻ｔ３で最大値Ｖｄｃとなる。オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ１と印加電圧Ｖｕ１’とを比較し、印加電圧Ｖｕ１’が信号Ｃ１より大きければ、「Ｑｕｐ１＝１かつＱｕｎ１＝０」を出力する。一方、印加電圧Ｖｕ１’が信号Ｃ１以下の場合は、オン／オフ信号発生器９は、「Ｑｕｐ１＝０かつＱｕｎ１＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ１と印加電圧Ｖｖ１’とを比較し、印加電圧Ｖｖ１’が信号Ｃ１よりも大きければ「Ｑｖｐ１＝１かつＱｖｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｖ１’が信号Ｃ１以下の場合は「Ｑｖｐ１＝０かつＱｖｎ１＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ１と印加電圧Ｖｗ１’とを比較し、印加電圧Ｖｗ１’が信号Ｃ１よりも大きければ「Ｑｗｐ１＝１かつＱｗｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ１’が信号Ｃ１以下の場合は「Ｑｗｐ１＝０かつＱｗｎ１＝１」を出力する。
In FIG. 3, the signal C1 is the first carrier signal. Hereinafter, the signal C1 will be referred to as the first carrier signal C1 or the signal C1. The signal C1 is a triangular wave having a carrier period Tc. The signal C1 has a
図４において、信号Ｃ２は、第２の搬送波信号である。以下では、信号Ｃ２を、第２の搬送波信号Ｃ２、または、信号Ｃ２と呼ぶこととする。信号Ｃ２は、キャリア周期Ｔｃの三角波である。信号Ｃ２は、時刻ｔ２で最小値０となり、時刻ｔ４で最大値Ｖｄｃとなる。キャリア周期Ｔｃを３６０ｄｅｇで表わした場合、信号Ｃ２は、信号Ｃ１に対して、９０ｄｅｇの位相差を有する。オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ２と印加電圧Ｖｕ２’とを比較し、印加電圧Ｖｕ２’が信号Ｃ２より大きければ、「Ｑｕｐ２＝１かつＱｕｎ２＝０」を出力する。一方、印加電圧Ｖｕ２’が信号Ｃ２以下の場合は、オン／オフ信号発生器９は、「Ｑｕｐ２＝０かつＱｕｎ２＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ２と印加電圧Ｖｖ２’とを比較し、印加電圧Ｖｖ２’が信号Ｃ２よりも大きければ「Ｑｖｐ２＝１かつＱｖｎ２＝０」を出力し、印加電圧Ｖｖ２’が信号Ｃ２以下の場合は「Ｑｖｐ２＝０かつＱｖｎ２＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ２と印加電圧Ｖｗ２’とを比較し、印加電圧Ｖｗ２’が信号Ｃ２よりも大きければ「Ｑｗｐ２＝１かつＱｗｎ２＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ２’が信号Ｃ２以下の場合は「Ｑｗｐ２＝０かつＱｗｎ２＝１」を出力する。なお、ここでは、信号Ｃ１に対して９０ｄｅｇの位相差を有する信号Ｃ２を用いているが、そのとき、高変調率で正弦波変調とすることで母線電流リップルのピーク値を三次高調波重畳時よりも抑制することができる。
In FIG. 4, the signal C2 is the second carrier signal. Hereinafter, the signal C2 will be referred to as the second carrier signal C2 or the signal C2. The signal C2 is a triangular wave with a carrier period Tc. The signal C2 has a
次に、図５に、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づく第１の電圧ベクトル、および、第１の電力変換器４ａに流入する第１の母線電流Ｉｉｎｖ１と第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１との関係を示す。なお、図５に示した関係は公知の技術なので、ここでは詳細な説明については省略する。図５において、第１の電圧ベクトルにおける添え字（１）は、第１の電圧ベクトルを示すために設けたものであり、後述する第２の電圧ベクトルと区別するために設けている。図５において、Ｖ０（１）とＶ７（１）は零ベクトルであり、第１の電圧ベクトルがこれらに等しい時、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１は０となる。一方、第１の電圧ベクトルが零ベクトル以外、すなわち、第１の電圧ベクトルがＶ１（１）〜Ｖ６（１）の場合には、第１の電圧ベクトルは有効ベクトルとなる。第１の電圧ベクトルが有効ベクトルの場合、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１は、第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１のうちの１つと等しいか、あるいは、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の符号反転値のうちの１つとなる。従って、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１が０でない限り、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１は０と一致しない。
Next, in FIG. 5, the first voltage vector based on the switching signals Qup1 to Qwn1, the first bus current Iinv1 flowing into the
次に、図６に、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２に基づく第２の電圧ベクトル、および、第２の電力変換器４ｂに流入する第２の母線電流Ｉｉｎｖ２と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２との関係を示す。なお、図６に示した関係は公知の技術なので、ここでは詳細な説明については省略する。図６において、第２の電圧ベクトルにおける添え字（２）は、第１の電圧ベクトルを示すために設けたものである。図６において、Ｖ０（２）とＶ７（２）は零ベクトルであり、第２の電圧ベクトルがこれらに等しい時、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２は０となる。一方、第２の電圧ベクトルが零ベクトル以外、すなわち、第２の電圧ベクトルがＶ１（２）〜Ｖ６（２）の場合には、第２の電圧ベクトルは有効ベクトルとなる。第２の電圧ベクトルが有効ベクトルの場合、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２は、第２の３相巻線を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２のうちの１つと等しいか、あるいは、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の符号反転値のうちの１つとなる。従って、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２が０でない限り、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２は０と一致しない。 Next, in FIG. 6, the second voltage vector based on the switching signals Qup2 to Qwn2, the second bus current Iinv2 flowing into the second power converter 4b, and the second three-phase windings U2, V2 and The relationship between the currents Iu2, Iv2 and Iw2 flowing through W2 is shown. Since the relationship shown in FIG. 6 is a known technique, a detailed description will be omitted here. In FIG. 6, the subscript (2) in the second voltage vector is provided to indicate the first voltage vector. In FIG. 6, V0(2) and V7(2) are zero vectors, and when the second voltage vector is equal to these, the second bus current Iinv2 becomes zero. On the other hand, when the second voltage vector is other than the zero vector, that is, when the second voltage vector is V1(2) to V6(2), the second voltage vector becomes an effective vector. If the second voltage vector is an effective vector, the second bus current Iinv2 is equal to one of the currents Iu2, Iv2 and Iw2 flowing through the second three-phase winding, or the currents Iu2, Iv2 and Iw2. One of the sign inversion values of Therefore, the second bus current Iinv2 does not match 0 unless the currents Iu2, Iv2 and Iw2 flowing through the second three-phase windings U2, V2 and W2 are 0.
図７は、図２における時刻☆で示す瞬間における、第１の搬送波信号Ｃ１、第２の搬送波信号Ｃ２、第１の３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’、第２の３相印加電圧Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２、および、第１の母線電流と第２の母線電流との和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍの関係を示している。図７における、電圧ベクトルに関する（ａ）〜（ｄ）の各モードの定義を以下に示す。ここでは、説明を簡単にするため、力率角を０ｄｅｇとして説明する。
（ａ）：第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂとが共に零ベクトルを出力。
（ｂ）：第１の電力変換器４ａが有効ベクトル、第２の電力変換器４ｂが零ベクトルを出力。
（ｃ）：第１の電力変換器４ａが零ベクトル、第２の電力変換器４ｂが有効ベクトルを出力。
（ｄ）：第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂが共に有効ベクトルを出力。
FIG. 7 shows the first carrier signal C1, the second carrier signal C2, the first three-phase applied voltages Vu1′, Vv1′ and Vw1′, and the second three-phase applied at the instant indicated by time star in FIG. The relationship between the voltages Vu2′, Vv2′ and Vw2′, the first bus current Iinv1, the second bus current Iinv2, and the sum Iinv_sum of the first bus current and the second bus current is shown. The definitions of the modes (a) to (d) relating to the voltage vector in FIG. 7 are shown below. Here, in order to simplify the description, the power factor angle will be described as 0 deg.
(A): Both the
(B): The
(C): The
(D): Both the
第２の搬送波信号Ｃ２を第１の搬送波信号Ｃ１に対して９０ｄｅｇずらしたことによって、第２の電力変換器４ｂが有効ベクトルを出力する期間、すなわち、モード（ｃ）となる期間が、時刻ｔ１の後、時刻ｔ３の前後、および、時刻ｔ５の前へシフトしている。これにより、第１の搬送波信号Ｃ１の周期Ｔｃの間に、モード（ｂ）とモード（ｃ）とが、それぞれ、２回ずつ生じている。このように、図７の例では、４つのモードのうち、モード（ａ）、（ｂ）および（ｃ）が発生している。第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂの有効ベクトル発生区間が重複しなければ、モード（ｄ）は発生しない。
By shifting the second carrier signal C2 by 90 deg with respect to the first carrier signal C1, the period during which the second power converter 4b outputs the effective vector, that is, the period in which the mode (c) is set, is the time t1. After that, the shift is performed before and after time t3 and before time t5. As a result, the mode (b) and the mode (c) are generated twice each during the period Tc of the first carrier signal C1. Thus, in the example of FIG. 7, modes (a), (b) and (c) among the four modes have occurred. Mode (d) does not occur unless the effective vector generation sections of the
次に、直流電源２の出力電流Ｉｂ、平滑コンデンサ３の出力電流Ｉｃ、および、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１と第２の母線電流Ｉｉｎｖ２との和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍの関係について説明する。図１から分かるように、これらの電流には、Ｉｉｎｖ１＋Ｉｉｎｖ２＝Ｉｂ＋Ｉｃの関係が成り立つ。また、直流電源２の出力電流Ｉｂは一定値Ｉｄｃを出力するため、コンデンサ電流Ｉｃは、出力電流Ｉｂに対して、Ｉｃ＝Ｉｉｎｖ１＋Ｉｉｎｖ２−Ｉｄｃの関係が成り立つ。一定値Ｉｄｃは、変調率ｋ、力率角θｉｖおよび電流実効値Ｉｒｍｓを用いて下式（１）で与えられる。
Next, the relationship between the output current Ib of the
図７では、コンデンサ電流Iｃと一定値Ｉｄｃとの偏差が大きくなるモード（ｄ）の区間を無くすことによって、Ｉｖ１＋Ｉｖ２―Ｉｄｃで表されるコンデンサ電流Ｉｃのピーク値を出力する期間を低減できる。つまり、式（１）に示すように、一定値Ｉｄｃは変調率ｋと力率角θｉｖとに応じて決まる電流値であり、図７のＩｉｎｖ＿ｓｕｍの平均値である。そのため、モード（ｄ）の区間が低減するように操作した図７の場合には、モード（ａ）の区間も低減する。その結果、モード（ｂ）とモード（ｃ）との区間が増加となって現れ、平滑コンデンサ３のリップル電流が低減する。
In FIG. 7, the period in which the peak value of the capacitor current Ic represented by Iv1+Iv2-Idc is output can be reduced by eliminating the section of the mode (d) in which the deviation between the capacitor current Ic and the constant value Idc is large. That is, as shown in Expression (1), the constant value Idc is a current value determined according to the modulation factor k and the power factor angle θiv, and is an average value of Iinv_sum in FIG. 7. Therefore, in the case of FIG. 7 in which the section of the mode (d) is reduced, the section of the mode (a) is also reduced. As a result, the interval between the mode (b) and the mode (c) appears to increase, and the ripple current of the smoothing
また、モード（ｄ）の無い状態において、母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２の値は、最小値０から最大値√２Ｉｒｍｓまでの範囲になる。変調率ｋが１／（２√３）未満では、最大値√２Ｉｒｍと一定値Ｉｄｃとの偏差が大きく、変調率ｋが１／（２√３）以上では、最小値０と一定値Ｉｄｃとの偏差が大きくなる。そのため、変調率ｋが１／（２√３）前後で、コンデンサＣのリップル電流は極大になる。
Further, in the state without the mode (d), the values of the bus currents Iinv1 and Iinv2 are in the range from the
電圧位相に応じて有効ベクトル発生区間は変化する。変調率ｋが（３√２−√６）／４のときの、時刻ｔ１から時刻ｔ５までの期間における各相のスイッチング状態を図８に示す。図８の上段は第１の電力変換器４ａの場合を示し、図８の下段は第２の電力変換器４ｂの場合を示す。第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を０とした場合、図８の上段に示されるように、Ｕ１＿ＯＦＦ、Ｖ１＿ＯＦＦ、および、Ｗ１＿ＯＦＦの信号の波形は、時刻ｔ２を中心とした正弦波になり、Ｕ１＿ＯＮ、Ｖ１＿ＯＮ、および、Ｗ１＿ＯＮの信号の波形は、時刻ｔ４を中心とした正弦波になる。一方、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を０とした場合、図８の下段に示されるように、Ｕ２＿ＯＦＦ、Ｖ２＿ＯＦＦ、および、Ｗ２＿ＯＦＦの信号の波形は、時刻ｔ３を中心とした正弦波になり、Ｕ２＿ＯＮ、Ｖ２＿ＯＮ、および、Ｗ２＿ＯＮの信号の波形は、時刻ｔ１または時刻ｔ５を中心とした正弦波になる。
The effective vector generation section changes according to the voltage phase. FIG. 8 shows the switching state of each phase during the period from time t1 to time t5 when the modulation factor k is (3√2-√6)/4. The upper part of FIG. 8 shows the case of the
図８の２つの図を重ねたものが図９である。ｎを整数としたとき電圧位相が（１５＋３０ｎ）ｄｅｇで接しており、変調率ｋが（３√２−√６）／４を超えると、第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂの有効ベクトル発生区間が重複する。第１の３相巻線と第２の３相巻線の位相差が無い場合には、変調率が√３／４のときに、図１０のように（ｔ１＋ｔ２）／２と（ｔ３＋ｔ４）／２で接するものの、（ｔ２＋ｔ３）／２と（ｔ４＋ｔ５）／２に電圧位相に拘らず零ベクトルを発生する区間が残る。つまり、本実施の形態１では、第１の３相巻線と第２の３相巻線の位相差を３０ｄｅｇ、第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２の位相差を９０ｄｅｇとすることで、正弦波変調であっても有効ベクトル発生区間を拡大できるという従来に無い効果を得ることができる。
FIG. 9 is a superposition of the two views of FIG. When n is an integer, the voltage phases are in contact with each other at (15+30n) deg, and when the modulation factor k exceeds (3√2-√6)/4, the
図１１に、各状態における母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２について示す。図１１の上段は母線電流Ｉｉｎｖを示し、図１１の下段は母線電流Ｉｉｎｖ２を示す。例えば、電圧位相が１５ｄｅｇのとき、母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２は、時刻ｔ１ではＩｉｎｖ１＝０、Ｉｉｎｖ２＝Ｉｕ２となり、時刻ｔ２では、Ｉｉｎｖ１＝Ｉｕ１、Ｉｉｎｖ２＝０となり、時刻ｔ３では、Ｉｉｎｖ１＝０、Ｉｉｎｖ２＝Ｉｕ２となり、時刻ｔ４では、Ｉｉｎｖ１＝Ｉｕ１、Ｉｉｎｖ２＝０となり、時刻ｔ５では、Ｉｉｎｖ１＝０、Ｉｉｎｖ２＝Ｉｕ２となる。つまり、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１および第２の母線電流Ｉｉｎｖ２が共に０となるのは、図１２のハッチングの領域である。 FIG. 11 shows bus currents Iinv1 and Iinv2 in each state. The upper part of FIG. 11 shows the bus current Iinv, and the lower part of FIG. 11 shows the bus current Iinv2. For example, when the voltage phase is 15 deg, the bus currents Iinv1 and Iinv2 become Iinv1=0 and Iinv2=Iu2 at time t1, Iinv1=Iu1 and Iinv2=0 at time t2, and Iinv1=0 and Iinv2 at time t3. =Iu2, at time t4, Iinv1=Iu1, Iinv2=0, and at time t5, Iinv1=0 and Iinv2=Iu2. In other words, the first busbar current Iinv1 and the second busbar current Iinv2 both become 0 in the hatched region of FIG.
図１３は、変調率ｋが０．５のときの、時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチング状態を示す。図１１の変調率ｋは、ｋ＝（３√２−√６）／４≒０．４５であるため、図１２の変調率ｋは、図１１の変調率よりも高い。変調率ｋの値が高くなると、図１２に示すように、図１１の場合に比べて、Ｕ１＿ＯＦＦ、Ｖ１＿ＯＦＦ、および、Ｗ１＿ＯＦＦの信号が、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２より左側に突出してくる。また、同様に、Ｕ２＿ＯＮ、Ｖ２＿ＯＮ、Ｗ２＿ＯＮの信号が、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２より右側に突出し、Ｕ１＿ＯＮ、Ｖ１＿ＯＮ、Ｗ１＿ＯＮの信号が、時刻（ｔ３＋ｔ４）／２より左側に突出し、Ｕ２＿ＯＦＦ、Ｖ２＿ＯＦＦ、Ｗ２＿ＯＦＦの信号が、時刻（ｔ３＋ｔ４）／２より右側に突出してくる。その結果、第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂの有効ベクトル発生区間が重複し、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２前後、時刻（ｔ２＋ｔ３）／２前後、時刻（ｔ３＋ｔ４）／２前後、および、時刻（ｔ４＋ｔ５）／２前後で、モード（ｄ）が発生する。モード（ｄ）の発生箇所は、図１３のハッチングの領域である。
FIG. 13 shows the switching state of each phase during the period from time t1 to time t5 when the modulation factor k is 0.5. Since the modulation rate k in FIG. 11 is k=(3√2-√6)/4≈0.45, the modulation rate k in FIG. 12 is higher than the modulation rate in FIG. 11. When the value of the modulation factor k becomes higher, as shown in FIG. 12, the signals U1_OFF, V1_OFF, and W1_OFF are projected to the left of time (t1+t2)/2 as compared with the case of FIG. Similarly, the U2_ON, V2_ON, and W2_ON signals protrude to the right from time (t1+t2)/2, and the U1_ON, V1_ON, and W1_ON signals protrude to the left from time (t3+t4)/2, U2_OFF, V2_OFF, and W2_OFF. Signal comes out to the right from time (t3+t4)/2. As a result, the effective vector generation sections of the
つまり、平滑コンデンサ３のリップル電流は、変調率（３√２−√６）／４前後を極小として、変調率ｋが上がるにつれて大きくなる。
That is, the ripple current of the smoothing
特許文献１では、２軸に逆向きのバイアスを加えることで、有効ベクトル発生区間が重複しない変調率の範囲を広げ、それにより、変調率（√６−√２）／２前後に存在する極小値を下げているが、変調率１／（２√３）前後に存在する極大値は、本実施の形態１の電力変換装置と差異は無い。コンデンサの発熱量Ｑは、リップル電流Ｉｃとコンデンサの抵抗成分ＥＳＲとを用いて、下式（２）で与えられる。式（２）から分かるように、コンデンサの発熱量Ｑの変化量は、電流の２乗で効いてくるため、交流回転機の動作範囲においてリップル電流の振幅が小さいところを更に低減するよりも、振幅が大きいところを低減する方が、コンデンサの発熱量Ｑの積算値を抑制できる。
In
つまり、本実施の形態１の電力変換装置を用いることで、中性点の電圧変動を抑制して振動および騒音を抑制できると共に、バイアスを加えて発生する熱的アンバランスを追加の処理無く解消できる。 That is, by using the power conversion device according to the first embodiment, it is possible to suppress the voltage fluctuation at the neutral point and suppress the vibration and noise, and eliminate the thermal imbalance generated by applying the bias without additional processing. it can.
ここまでは、低変調率の場合において、式（１）で表される一定値Ｉｄｃが小さいために、有効ベクトル発生区間の重複を回避して母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２の絶対値を抑制することで、コンデンサのリップル電流の実効値を下げる場合について説明してきた。しかしながら、高変調率の場合には、式（１）で表される一定値Ｉｄｃが大きいため、有効ベクトル発生区間の重複したときの母線電流Ｉｉｎｖ１と母線電流Ｉｉｎｖ２との和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍと一定値Ｉｄｃとの偏差が小さいため、第１の電力変換器４ａまたは第２の電力変換器４ｂのいずれか一方の電力変換器において零ベクトルとなっているときの他方の電力変換器の母線電流の絶対値を大きくすることが重要となる。
Up to this point, in the case of a low modulation rate, since the constant value Idc represented by the equation (1) is small, it is possible to avoid overlapping of effective vector generation sections and suppress the absolute values of the bus currents Iinv1 and Iinv2. , The case of reducing the effective value of the ripple current of the capacitor has been described. However, in the case of a high modulation rate, the constant value Idc represented by the equation (1) is large, and therefore the sum Iinv_sum of the bus current Iinv1 and the bus current Iinv2 when the effective vector generation sections overlap and the constant value Idc. Is small, the absolute value of the bus current of the other power converter when the zero vector is present in either one of the
以下では、高変調率の場合の一例として、変調率が０．８６６（＝√３／２）のときを例として本実施の形態１の効果について説明する。 The effect of the first embodiment will be described below by taking the case where the modulation rate is 0.866 (=√3/2) as an example in the case of a high modulation rate.
図１４は、本実施の形態１における、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を０とした正弦波変調の場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流とを示している。零ベクトルは、第１の電力変換器において、時刻ｔ１、時刻ｔ３、および、時刻ｔ５で発生し、第２の電力変換器においてｔ２、ｔ４で発生する。 FIG. 14 is a switching timing and a bus current of each phase in a period from time t1 to time t5 in the case of sinusoidal modulation in which the first offset voltage Voffset1 and the second offset voltage Voffset2 are set to 0 in the first embodiment. Is shown. The zero vector occurs at time t1, time t3, and time t5 in the first power converter and at t2, t4 in the second power converter.
図１５は、特許文献１のように、同位相の第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２とを用いた状態で、第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂとで逆のバイアスをかけた場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２とを示している。図１５の上段は、第１の電力変換器４ａの場合を示し、図１５の下段は、第２の電力変換器４ｂの場合を示す。零ベクトルは、図１５の上段に示すように、第１の電力変換器４ａにおいて、時刻ｔ１および時刻ｔ５で発生し、図１５の下段に示すように、第２の電力変換器４ｂにおいて時刻ｔ３で発生する。
FIG. 15 shows the
平滑コンデンサ３のリップル電流を低減するには、一方の電力変換器で零ベクトルとなる際に、他方の電力変換器で流れる母線電流の大きさが重要になる。図１６は、図１４において、一方の電力変換器で零ベクトルの状態となる時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間に流れる母線電流を示している。一方の電力変換器で零ベクトルとなるときに、他方の電力変換器では、電圧位相１周期で６回切り替わる電流絶対値最大相の電流を母線に流しているため、母線電流Ｉｉｎｖ２の絶対値が大きい。一方、図１７は、図１５において、一方の電力変換器で零ベクトルの状態となる時刻ｔ１、ｔ３およびｔ５で流れる母線電流を示している。一方の電力変換器で零ベクトルを流しているときに、他方の電力変換器では電圧位相１周期で３回切り替わる電流最大相の電流または電流最小相の電流の反転値を母線に流している。そのため、図１７においては、図１６の場合に比べて、母線電流の絶対値が小さい。つまり、図１６において、図１７の場合に比べて、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。
In order to reduce the ripple current of the smoothing
以上のように、本実施の形態１に係る電力変換装置においては、中性点の電圧変動を抑制して振動または騒音を抑制しつつ、一方の電力変換器において零ベクトルを発生するタイミングに、他方の電力変換器で母線に電流絶対値最大相の電流を流すことで、高変調率における母線電流の振幅を確保して平滑コンデンサ３のリップル電流を低減することができる。
As described above, in the power conversion device according to the first embodiment, while suppressing the voltage fluctuation at the neutral point and suppressing the vibration or noise, at the timing of generating the zero vector in one power converter, By supplying the current of the maximum absolute current value phase to the bus in the other power converter, the amplitude of the bus current at a high modulation rate can be secured and the ripple current of the smoothing
変調率ｋが０．８６６において相電圧の振幅はＶｄｃ／２となる。変調率ｋが０．８６６を超えると、所望の相電圧の振幅を得ることができない。線間電圧を正弦波で出力するためには、相電圧を正弦波に保つ必要は無い。そのため、特許文献２のような従来の電力変換装置では、例えば公知の二相変調を用いて、図１８に示すような出力にして、電圧が飽和する変調率を１００％まで引き上げている。しかしながら、第１巻線の中性点の電圧Ｖａｖｅ１’、第２巻線の中性点の電圧Ｖａｖｅ２’の変動幅が大きく、例えば、自動車のシャシー系部品に搭載される回転機の場合には車体を経由して車室内に振動および騒音となって伝わる。
When the modulation factor k is 0.866, the amplitude of the phase voltage is Vdc/2. If the modulation factor k exceeds 0.866, the desired amplitude of the phase voltage cannot be obtained. In order to output the line voltage as a sine wave, it is not necessary to keep the phase voltage as a sine wave. Therefore, in the conventional power conversion device as disclosed in
本実施の形態１に係る電力変換装置では、３相電圧指令の振幅をＶｄｃ／２より大きい値に設定して出力を向上する。例えば、相電圧の振幅をＶｄｃ／√３とした場合について説明する。 In the power conversion device according to the first embodiment, the output is improved by setting the amplitude of the three-phase voltage command to a value larger than Vdc/2. For example, a case where the amplitude of the phase voltage is Vdc/√3 will be described.
相電圧の振幅としては、Ｖｄｃ／√３を指示しても、直流電圧Ｖｄｃの制限によって実際の出力できる３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’は、図１９のように、上下がカットされた波形となる。本実施の形態１では、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を直流電圧Ｖｄｃの５０％としているため、第１巻線の中性点の電圧Ｖａｖｅ１’および第２巻線の中性点の電圧Ｖａｖｅ２’の変動幅が抑制できている。しかしながら、３相電圧指令の振幅と実際に出力できる３相印加電圧の基本波振幅との関係は図２０となる。図２０においては、横軸は３相電圧指令の振幅とし、縦軸は３相印加電圧の基本波振幅として、線間電圧波高値が直流電圧となるときを１とした比で表している。３相電圧指令の振幅が０．８６６となるときが、片振幅Ｖｄｃ／２となっている状態である。３相電圧指令の振幅を１．２１まで上げることで、３相印加電圧の基本波振幅を１とすることができる。 Even if Vdc/√3 is specified as the amplitude of the phase voltage, the three-phase applied voltages Vu1′, Vv1′, and Vw1′ that can be actually output due to the limitation of the DC voltage Vdc are cut at the upper and lower sides as shown in FIG. The waveform will be In the first embodiment, since the first offset voltage Voffset1 and the second offset voltage Voffset2 are 50% of the DC voltage Vdc, the neutral point voltage Vave1′ of the first winding and the second winding voltage Voff1 The fluctuation range of the voltage Vave2′ at the sex point can be suppressed. However, the relationship between the amplitude of the three-phase voltage command and the fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage that can be actually output is shown in FIG. In FIG. 20, the horizontal axis represents the amplitude of the three-phase voltage command, the vertical axis represents the amplitude of the fundamental wave of the three-phase applied voltage, and the ratio when the peak value of the line voltage becomes the DC voltage is represented as 1. When the amplitude of the three-phase voltage command is 0.866, it is a state where the one-sided amplitude is Vdc/2. By raising the amplitude of the three-phase voltage command to 1.21, the fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage can be set to 1.
一方、図１９の３相印加電圧は上下がカットされた歪んだ波形となっているため、３相印加電圧には、所望の基本波成分以外のノイズ成分を含む。図２１は、図１９の場合における３相印加電圧を２軸に変換して得られる電気角周波数の倍数次成分を直流成分に対する比で表したグラフである。図２１に示すように、３相印加電圧は、６ｎ次のリップル成分を含むことがわかる。ここで、ｎは整数である。本実施の形態１では、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２との位相差が３０ｄｅｇである。そのため、６（２ｋ＋１）次のリップル成分は、２つの巻線によって相殺されるため、トルクリップルにはならない。なお、ここで、ｋは整数である。図２２は、変調率を０．８から１．５まで変化させたときの電気角６次および電気角１２次のリップル成分を示す。変調率が１．２から１．３の領域を除いて、基本的に、電気角６次のリップル成分に比べて、電気角１２次のリップル成分は小さい。そのため、電気角１２次のリップル成分によって生じるトルクリップルが製品の要求性能を満足できる範囲内に変調率の上限を定めればよい。 On the other hand, since the three-phase applied voltage in FIG. 19 has a distorted waveform with the upper and lower portions cut off, the three-phase applied voltage includes a noise component other than the desired fundamental wave component. FIG. 21 is a graph showing the multiple order component of the electrical angular frequency obtained by converting the three-phase applied voltage into the two axes in the case of FIG. 19 by the ratio to the direct current component. As shown in FIG. 21, it can be seen that the three-phase applied voltage includes a 6n-order ripple component. Here, n is an integer. In the first embodiment, the phase difference between the first three-phase windings U1, V1 and W1 and the second three-phase windings U2, V2 and W2 is 30 deg. Therefore, the ripple component of the 6(2k+1)th order is canceled by the two windings, and does not result in a torque ripple. Here, k is an integer. FIG. 22 shows ripple components of the sixth electrical angle and the twelfth electrical angle when the modulation rate is changed from 0.8 to 1.5. Except for the region where the modulation rate is 1.2 to 1.3, the 12th-order electrical angle ripple component is basically smaller than the 6th-order electrical angle ripple component. Therefore, the upper limit of the modulation rate may be set within the range in which the torque ripple generated by the 12th electrical angle ripple component can satisfy the required performance of the product.
ここで、所望の３相印加電圧の基本波振幅を得るための電圧指令演算器６の演算方法を説明する。電流検出器より検出された第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１および第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２を用いたフィードバック制御をしていれば、演算のたびに所望の３相印加電圧の基本波振幅に向けて徐々に近づいていく。しかしながら、応答性を考慮すると、３相電圧指令の振幅を、所望の３相印加電圧の基本波振幅を得られる振幅としたいところである。また、フィードフォワード制御の場合には、そもそも検出電流との偏差が得られないため、３相電圧指令の振幅を、所望の３相印加電圧の基本波振幅を得られる振幅とする必要がある。３相電圧指令の振幅と３相印加電圧の基本波振幅との関係は図２０で示した通りなので、この関係により、図２３に示すデータテーブルの振幅補正係数を用いればよい。図２３のデータテーブルにおいては、直流電圧比である電圧指令振幅と振幅補正係数とが対応付けて格納されている。電圧指令演算器６は、図２３のデータテーブルをメモリに予め格納しておく。電圧指令演算器６は、交流回転機１の制御指令により得られた第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の振幅が、直流電圧Ｖｄｃの５０％を超える場合に、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を、図２３のデータテーブルに設定されている振幅補正係数により補正する、または、電圧指令演算器６は、交流回転機１の制御指令により得られた第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の振幅が、直流電圧Ｖｄｃの５０％を超える場合に、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を、図２３のデータテーブルに設定されている振幅補正係数により補正する。このように、振幅補正係数を用いて、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１、および、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の少なくともいずれか一方を補正することで、所望の３相印加電圧を得られるという従来に無い効果を得ることができる。
Here, a calculation method of the voltage command calculator 6 for obtaining a desired fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage will be described. The currents Iu1, Iv1 and Iw1 flowing through the first three-phase windings U1, V1 and W1 detected by the current detector and the currents Iu2, Iv2 and Iw2 flowing through the second three-phase windings U2, V2 and W2 are used. If the feedback control is performed, it gradually approaches toward the desired fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage at each calculation. However, considering the responsiveness, it is desirable to set the amplitude of the three-phase voltage command to an amplitude that can obtain the desired fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage. Further, in the case of feedforward control, since the deviation from the detected current cannot be obtained in the first place, it is necessary to set the amplitude of the three-phase voltage command to an amplitude that can obtain the desired fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage. Since the relationship between the amplitude of the three-phase voltage command and the fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage is as shown in FIG. 20, the amplitude correction coefficient of the data table shown in FIG. 23 may be used based on this relationship. In the data table of FIG. 23, the voltage command amplitude, which is the DC voltage ratio, and the amplitude correction coefficient are stored in association with each other. The voltage command calculator 6 stores the data table of FIG. 23 in the memory in advance. The voltage command calculator 6 determines the first three-phase when the amplitudes of the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 obtained by the control command of the
なお、ここでは、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１および第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を補正する振幅補正係数を同じ値を用いると説明した。しかしながら、その場合に限らず、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１および第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を補正する振幅補正係数を異なる値としてもよい。その場合には、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を補正する振幅補正係数を、第１の振幅補正係数とし、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を補正する振幅補正係数を、第２の振幅補正係数とする。そして、図２３のデータテーブルを２つ用意し、一方の振幅補正係数に第１の振幅補正係数の値を格納し、他方の振幅補正係数に第２の振幅補正係数の値を格納しておくようにすればよい。電圧飽和時には、基本波振幅を確保するには、さらに大きな振幅とする必要があり、振幅補正係数を用いた上記補正によって所望の基本波振幅を得ることができる。 Here, it has been described that the same amplitude correction coefficient is used to correct the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1 and Vw1 and the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2. However, not limited to this case, the amplitude correction coefficient for correcting the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1 and Vw1 and the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2 may have different values. In that case, the amplitude correction coefficient for correcting the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 is used as the first amplitude correction coefficient, and the amplitude correction for correcting the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 is performed. The coefficient is the second amplitude correction coefficient. Then, two data tables of FIG. 23 are prepared, one amplitude correction coefficient stores the value of the first amplitude correction coefficient, and the other amplitude correction coefficient stores the value of the second amplitude correction coefficient. You can do it like this. At the time of voltage saturation, it is necessary to make the amplitude larger in order to secure the fundamental wave amplitude, and the desired fundamental wave amplitude can be obtained by the above correction using the amplitude correction coefficient.
なお、電圧指令振幅の変化が大きい場合、例えば、電圧指令振幅が０．３Ｖｄｃから０．５７６Ｖｄｃに変化した場合、そのまま振幅補正係数をかけると電圧の変動が大きくなるため、電流がオーバーシュートすることによる過電流の懸念がある。このような場合には、３相電圧指令の前回値の振幅によって、図２４のデータテーブルに示す振幅補正係数制限値を用いて、振幅補正係数に制限をかければよい。図２４のデータテーブルにおいては、直流電圧比である電圧指令振幅の前回値と振幅補正係数制限値とが対応付けて格納されている。電圧指令演算器６は、図２４のデータテーブルをメモリに予め格納しておく。具体的な例を挙げて説明する。電圧指令振幅が０．３Ｖｄｃから０．５７６Ｖｄｃに変化した場合を考える。今回の演算周期では、電圧指令振幅の前回値が０．３Ｖｄｃであるから、図２４のデータテーブルを参照して、振幅補正係数の制限値を１にすることで、０．５７６Ｖｄｃを出力する。次の演算周期では、電圧指令振幅の前回値が０．５７６Ｖｄｃであるから、図２４のデータテーブルを参照して、振幅補正係数の制限値を１．２０３にすることで、０．５７６Ｖｄｃに対して１．２０３を乗算した振幅の電圧指令を出力する。ここでは前回値を用いた簡単な制限方法の例を示したが、前々回値を用いる、ローパスフィルタを用いる、あるいは、移動平均を用いるなどを行ってもよく、それらのいずれの場合においても、同様の効果を得られることは言うまでもない。 In addition, when the change of the voltage command amplitude is large, for example, when the voltage command amplitude changes from 0.3 Vdc to 0.576 Vdc, if the amplitude correction coefficient is applied as it is, the fluctuation of the voltage becomes large, and the current may overshoot. There is a concern about overcurrent. In such a case, the amplitude correction coefficient may be limited using the amplitude correction coefficient limit value shown in the data table of FIG. 24 depending on the amplitude of the previous value of the three-phase voltage command. In the data table of FIG. 24, the previous value of the voltage command amplitude, which is the DC voltage ratio, and the amplitude correction coefficient limit value are stored in association with each other. The voltage command calculator 6 stores the data table of FIG. 24 in the memory in advance. A specific example will be described. Consider a case where the voltage command amplitude changes from 0.3 Vdc to 0.576 Vdc. In the present calculation cycle, the previous value of the voltage command amplitude is 0.3 Vdc, and therefore 0.576 Vdc is output by setting the limit value of the amplitude correction coefficient to 1 with reference to the data table of FIG. In the next calculation cycle, the previous value of the voltage command amplitude is 0.576 Vdc. Therefore, by referring to the data table of FIG. 24 and setting the limit value of the amplitude correction coefficient to 1.203, 0.576 Vdc is obtained. And outputs a voltage command with an amplitude multiplied by 1.203. Here, an example of a simple limiting method using the previous value is shown, but it is also possible to use the previous-previous value, use a low-pass filter, or use a moving average. In any of these cases, the same applies. Needless to say, the effect of can be obtained.
交流回転機１の出力トルクＴは、下式（３）で与えられる。ここで、交流回転機１の極対数をＰｍ、ｄ軸のインダクタンスをＬｄ、ｑ軸のインダクタンスをＬｑ、磁束をφ、第１の３相巻線のｄ軸電流をＩｄ１、ｑ軸電流をＩｑ１、第２の３相巻線のｄ軸電流をＩｄ２、ｑ軸電流をＩｑ２とする。
The output torque T of the
ｄｑ軸電圧に含まれる電気角６次および電気角１２次のリップル成分はｄｑ軸電流に表れる。そのため、式（３）の第１項によって、電気角６次および電気角１２次のトルクリップル、式（３）の第２項によって、電気角６次、電気角１２次、電気角１８次および電気角２４次のトルクリップルが出てくる可能性がある。特に、図２２において、変調率が１．０２前後の電気角６次のリップル成分が大きい変調率では、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２との位相差が３０ｄｅｇである効果で、電気角６次の成分は相殺できるが、第２項で生じる電気角６次と電気角６次の積によって表れる電気角１２次の成分は残る。 The 6th electrical angle and 12th electrical angle ripple components included in the dq-axis voltage appear in the dq-axis current. Therefore, according to the first term of the equation (3), the torque ripples of the electrical angle 6th order and the electrical angle 12th order, and the second term of the equation (3), the electrical angle 6th order, the electrical angle 12th order, the electrical angle 18th order and There may be a torque ripple of the 24th electrical angle. In particular, in FIG. 22, the first three-phase windings U1, V1 and W1 and the second three-phase windings U2, V2 have a large ripple component of the sixth electrical angle with a modulation ratio of around 1.02. And the phase difference between W2 and W2 is 30 deg, the sixth-order electrical angle component can be canceled out, but the twelfth-order electrical angle component represented by the product of the sixth-order electrical angle and the sixth-order electrical angle remains. ..
式（３）の第２項が大きくなるのは、ｄ軸電流を絶対値で最大としたときであるから、ｄ軸電流の最大値をＩｄｍａｘとすると、下式（４）をみたすようなｄ軸電流およびインダクタンスとすることでリラクタンストルクによって生じる１２次のトルクリップルの影響を軽減した交流回転機にすることができる。なお、要求値Ｋは製品に求められるトルクリップルの許容値によって決定すればよい。 The second term of the equation (3) becomes large when the absolute value of the d-axis current is maximized. Therefore, when the maximum value of the d-axis current is Idmax, the following equation (4) is satisfied. By using the shaft current and the inductance, it is possible to obtain an AC rotating machine in which the influence of the twelfth order torque ripple caused by the reluctance torque is reduced. The required value K may be determined by the allowable value of the torque ripple required for the product.
交流回転機１が表面磁石型同期回転機から構成されている場合にはＬｄ≒Ｌｑとなり、式（４）を満足するため、本実施の形態１に述べた制御との組み合わせは好適である。表面磁石型同期回転機は突極性が小さいため、リラクタンストルクがマグネットトルクに対して十分小さく、リラクタンストルクに出てくるｄ軸電流およびｑ軸電流に生じた６次成分の積で生じる１２次成分の影響が小さい。３０ｄｅｇ位相差巻の効果で６次成分を低減することで、トルクリップルを抑制できる。
When the
このように、リラクタンストルクがマグネットトルクに対して十分小さい、あるいは、突極性の小さい交流回転機では、ｄ軸電流およびｑ軸電流に生じた電気角６次成分の電流リップルを３０ｄｅｇ位相差の効果によって相殺できる。なお、突極性が大きい交流回転機では、電気角６次成分と６次成分の積によって生じる１２次成分が残ってしまうが、式（４）をみたすようなｄ軸電流およびインダクタンスとすることでリラクタンストルクによって生じる１２次のトルクリップルの影響を軽減した交流回転機にすることができる。 As described above, in an AC rotating machine in which the reluctance torque is sufficiently smaller than the magnet torque or the saliency is small, the current ripple of the sixth-order electrical angle component generated in the d-axis current and the q-axis current is reduced by the effect of 30 deg phase difference. Can be offset by In addition, in an AC rotating machine having a large saliency, a 12th-order component generated by the product of the 6th-order electrical angle component and the 6th-order component remains, but the d-axis current and the inductance satisfying the equation (4) are used. The AC rotating machine can reduce the influence of the twelfth order torque ripple generated by the reluctance torque.
図２５は、図１９の３相印加電圧での時刻ｔ１〜ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流とを示している。零ベクトルは、第１の電力変換器４ａでは、時刻ｔ１、時刻ｔ３および時刻ｔ５で発生し、第２の電力変換器４ｂでは、時刻ｔ２および時刻ｔ４で発生している。第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２との位相差９０ｄｅｇの効果によって、一方の電力変換器において零ベクトルを発生するときに、他方の電力変換器では母線に電流絶対値最大相の電流を流すことができるため、高変調率においてスイッチングの回数を減らしてスイッチング損失を抑制しつつコンデンサのリップル電流を低減できる。
FIG. 25 shows the switching timing and bus current of each phase in the period from time t1 to t5 with the three-phase applied voltage in FIG. The zero vector is generated at time t1, time t3, and time t5 in the
図２６に、本実施の形態１の方式と特許文献１の方式でのコンデンサのリップル電流を比較した結果を示す。横軸は３相印加電圧の基本波振幅、縦軸は平滑コンデンサ３のリップル電流であり、実線は本実施の形態１の方式、点線は特許文献１の方式を示している。これまでの説明のとおり、極小値は特許文献１の方式に比べて大きいものの、３相印加電圧の基本波振幅が０から１までの領域における平滑コンデンサ３のリップル電流ピーク値は本実施の形態１の方式の方が抑制できている。つまり、本実施の形態１の方式によって、中性点電位の変動を抑制することで、騒音性能および振動性能を確保しつつ、連続運転状態での平滑コンデンサ３のリップル電流を低減するという従来に無い効果を得ることができる。
FIG. 26 shows a result of comparing the ripple currents of the capacitors in the method of the first embodiment and the method of
つまり、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２の位相差を３０ｄｅｇとすることで、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を直流電圧Ｖｄｃの５０％としたまま、３相電圧指令の振幅を上げても、交流回転機１のトルクリップルを抑制しつつ所望の出力トルクを得ることができる。また、直流電圧Ｖｄｃの制限によって上下がカットされる波形とすることで、高変調率において二相変調などの変調を用いずとも、スイッチング回数を抑制して発熱を低減することができる。また、一方の電力変換器で零ベクトルを発生する区間に、他方の電力変換器で電流絶対値最大相の電流を母線に流すことによって、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減することができる。
That is, by setting the phase difference between the first three-phase windings U1, V1 and W1 and the second three-phase windings U2, V2 and W2 to 30 deg, the first offset voltage Voffset1 and the second offset voltage Voffset2 are set. Even if the amplitude of the three-phase voltage command is increased while keeping 50% of the DC voltage Vdc, the desired output torque can be obtained while suppressing the torque ripple of the
図２７は、図１の変形例を示す。図２７においては、図１の構成に対して、第１の電流検出器１０ｃと第２の電流検出器１０ｄとが追加されている。第１の電流検出器１０ｃは、第１の電力変換器４ａの低電位側スイッチング素子に直列に接続され、第１の３相巻線を流れる電流を検出する。第２の電流検出器１０ｄは、第２の電力変換器４ｂの低電位側スイッチング素子に直列に接続され、第２の３相巻線を流れる電流を検出する。図２７において、第１の電力変換器４ａのスイッチング素子の状態および第２の電力変換器４ｂのスイッチング素子の状態によっては、電流を検出できない場合がある。第１の電流検出器１０ｃおよび第２の電流検出器１０ｄで電流を検出できるのは、低電位側スイッチング素子に電流が流れる場合に限られる。小型化が進んだ電力変換器では、他相のスイッチングによって発生したノイズの影響で電流検出が乱れる。例えば、スイッチングノイズの影響が収まる時間が搬送波信号１周期の１／１０であれば、３相印加電圧が０．９Ｖｄｃを超える場合には電流検出精度が低下する。電圧指令演算器６にて使用する電流検出精度を確保するためには、３相印加電圧を０から０．９Ｖｄｃの範囲とすることが望ましく変調率で表すと０．６９３（＝√３／２×０．８）以下となる。３相印加電圧の基本波振幅を確保するためには、０．６９３を超える変調率では、図２１と同様の高調波成分を含む３相印加電圧を出力することになり、振動および騒音性能が低下する。
FIG. 27 shows a modification of FIG. In FIG. 27, a first current detector 10c and a second current detector 10d are added to the configuration of FIG. The first current detector 10c is connected in series to the low potential side switching element of the
一方、図２８の構成とすることで、第１の電力変換器４ａのスイッチング素子の状態および第２の電力変換器４ｂのスイッチング素子の状態に関係無く電流を検出できる。図２８においては、図１の構成に対して、第１の電流検出器１０ａと第２の電流検出器１０ｂとが追加されている。第１の電流検出器１０ａは、第１の電力変換器４ａと交流回転機１の第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１との間に設けられ、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流を検出する。第２の電流検出器１０ｂは、第２の電力変換器４ｂと交流回転機１の第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２との間に設けられ、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流を検出する。本実施の形態１における制御部５では、図１９のように、３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’、Ｖｕ２’、Ｖｖ２’および、Ｖｗ２’が０．９Ｖｄｃを超える状態になる頻度が高い。そのため、電流検出精度がスイッチング素子の状態に関係無く確保できる電流検出器として、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流を検出する第１の電流検出器１０ａを、第１の電力変換器４ａと交流回転機１の第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１との間に設け、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流を検出する第２の電流検出器１０ｂを、第２の電力変換器４ｂと交流回転機１の第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２との間に設ける構成にした。常時、３相電流が検出できる構成とすることで、電流検出を考慮したＰＷＭ出力をする必要がなく、正弦波変調領域を最大化できる。このように、３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’、Ｖｗ１’、Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’が０〜Ｖｄｃの範囲内の全てにおいて、スイッチング素子の状態に関係無く、電流検出精度を確保できるため、本来得たい効果を得ることが可能である。
On the other hand, with the configuration of FIG. 28, the current can be detected regardless of the state of the switching element of the
つまり、第１の電圧飽和器７ａおよび第２の電圧飽和器７ｂによる飽和判定を電流検出可否に関係の無い判定とすることで不飽和の期間を最大化することが可能となり、振動および騒音性能を確保しつつ高変調率でのコンデンサのリップル電流を低減できるという従来に無い効果を得ることができる。 That is, the saturation period by the first voltage saturator 7a and the second voltage saturator 7b is determined regardless of whether or not the current can be detected, so that the period of unsaturation can be maximized and the vibration and noise performance can be improved. It is possible to obtain an unprecedented effect that the ripple current of the capacitor at a high modulation rate can be reduced while ensuring the above.
電動パワーステアリングに本実施の形態１の電力変換装置が使用される場合、低車速では、路面反力が大きいため、高トルクが必要とされ、高車速では、路面反力が小さいため、低トルク領域での使用となる。電動パワーステアリングに使用される交流回転機で発生する騒音および振動は、ハンドルおよび車体を通して運転者に伝達される。車庫入れなど低車速での運転時にはハンドルを回す機会が多く、静穏性と共に切り返し回数が求められる。切り返し回数は、発熱性能によって決まってくるため、各部品での発熱を抑制することが求められる。また、緊急回避では、運転者が要求するアシストトルクを高速応答で出力する必要があるため、高変調率時の出力トルクの確保が重要となる。つまり、本実施の形態１の電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用することで、低変調率では騒音および振動を抑制し、高変調率では出力特性を確保しつつ、連続運転状態でのコンデンサのリップル電流を総合的に抑制するという従来に無い効果を得ることができる。力行運転状態で主に使用される電動パワーステアリングでは、力率角が小さいため、正弦波変調領域の拡大効果を得やすい。更に、電動パワーステアリングに本実施の形態の制御装置が使用される場合、出力トルクのトルクリップルは、低回転であればハンドルを経由した振動および高回転であれば車体経由の騒音となって運転者に不快感を与える。相電圧の基本波振幅がＶｄｃ／２を超える領域において第１のオフセット電圧および第２のオフセット電圧を直流電圧Ｖｄｃの５０％としたときに生じる電気角６次の電流リップルを、第１の３相巻線と第２の３相巻線の位相差を３０ｄｅｇの効果によって相殺することで、トルクリップルを抑制するという従来に無い効果を得ることができる。 When the power conversion device of the first embodiment is used for electric power steering, a high torque is required at a low vehicle speed because the road surface reaction force is large, and a low torque is required at a high vehicle speed because the road surface reaction force is small. It will be used in the area. Noise and vibration generated by an AC rotating machine used for electric power steering is transmitted to a driver through a steering wheel and a vehicle body. When driving at low vehicle speeds such as entering a garage, there are many opportunities to turn the steering wheel, which requires quietness and the number of turns. Since the number of times of switching back is determined by the heat generation performance, it is required to suppress heat generation in each component. Further, in emergency avoidance, it is necessary to output the assist torque requested by the driver with a high-speed response, so it is important to secure the output torque at a high modulation rate. That is, by applying the power converter of the first embodiment to an electric power steering device, noise and vibration are suppressed at a low modulation rate, and output characteristics are secured at a high modulation rate, while a capacitor in a continuous operation state is maintained. It is possible to obtain an unprecedented effect of totally suppressing the ripple current of. In the electric power steering that is mainly used in the power running mode, the power factor angle is small, so that it is easy to obtain the effect of expanding the sine wave modulation region. Furthermore, when the control device according to the present embodiment is used for electric power steering, the torque ripple of the output torque becomes vibration via the steering wheel at low rotation and noise via the vehicle body at high rotation. Person feels uncomfortable. In the region where the fundamental wave amplitude of the phase voltage exceeds Vdc/2, the current ripple of the sixth electrical angle generated when the first offset voltage and the second offset voltage are set to 50% of the DC voltage Vdc is shown in FIG. By canceling out the phase difference between the phase winding and the second three-phase winding by the effect of 30 deg, it is possible to obtain an unprecedented effect of suppressing the torque ripple.
車両用発電電動機またはその制御装置に本実施の形態の電力変換装置が使用される場合、電気自動車の主機あるいはエンジンの補機として駆動系部品を経由して車両の駆動力となる。駆動力を供給する部品として使用する場合には、高速走行時の走行抵抗が大きいときにも加速および定常走行が求められるため、高回転時でも出力トルクを確保したい。一方、直流電圧が大きいほど直流電源のサイズは大きくなるため、駆動系部品を搭載するスペースは限られるため小型化の要求が強い場合には、直流電圧を抑制することになる。直流電圧を抑制すると高変調率になる領域は低回転側に移動するため、高変調率すなわち３相印加電圧の基本波振幅の直流電圧に対する比が大きい状態での出力トルクの確保が必要であるが、本実施の形態１の電力変換装置を使用することで、低回転では中性点電位の変動を抑制することで騒音性能および振動性能を確保しつつ、平滑コンデンサ３のリップル電流のピーク値を抑制し連続運転状態での発熱を低減することで発熱による機能制限までの余力を確保できるという、従来に無い効果を得ることができる。
When the power converter of the present embodiment is used for a vehicle generator-motor or its control device, it serves as a driving force for a vehicle via drive system components as a main engine of an electric vehicle or an auxiliary machine of an engine. When used as a component that supplies driving force, acceleration and steady running are required even when running resistance is high during high-speed running, so it is desirable to secure output torque even at high revolutions. On the other hand, the larger the DC voltage is, the larger the size of the DC power source is. Therefore, the space for mounting the drive system components is limited. Therefore, when there is a strong demand for downsizing, the DC voltage is suppressed. When the DC voltage is suppressed, the region with a high modulation rate moves to the low rotation side. Therefore, it is necessary to secure the output torque at a high modulation rate, that is, in a state where the ratio of the fundamental wave amplitude of the three-phase applied voltage to the DC voltage is large. However, the peak value of the ripple current of the smoothing
なお、ここで、本実施の形態１に係る制御部５のハードウェア構成について簡単に説明する。本実施の形態１に係る制御部５における各機能は、処理回路によって実現される。各機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであってもよく、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。
Here, the hardware configuration of the
処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。電圧指令演算器６、オフセット演算器８ａ、８ｂ、および、オン／オフ信号発生器９の各部の機能それぞれを個別の処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて１つの処理回路で実現してもよい。
When the processing circuit is dedicated hardware, the processing circuit is, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or an FPGA (Field Programmable Gate Array). , Or a combination of these. The functions of the respective parts of the voltage command calculator 6, the offset calculators 8a and 8b, and the on/off
一方、処理回路がプロセッサの場合、電圧指令演算器６、オフセット演算器８ａ、８ｂ、および、オン／オフ信号発生器９の各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリに格納される。プロセッサは、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。すなわち、電力変換装置は、処理回路により実行されるときに、電圧指令演算ステップ、オフセット演算ステップ、および、オン／オフ信号発生ステップが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリを備える。
On the other hand, when the processing circuit is a processor, the functions of the voltage command calculator 6, the offset calculators 8a and 8b, and the ON/
これらのプログラムは、上述した各部の手順あるいは方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ ａｎｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリが該当する。また、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等も、メモリに該当する。 It can be said that these programs cause a computer to execute the procedure or method of each unit described above. Here, the memory is, for example, a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), or an EEPROM (Electrically volatile Erasable Memory). Alternatively, a volatile semiconductor memory is applicable. Further, a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, a DVD, etc. also correspond to the memory.
なお、上述した各部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。 Regarding the functions of the respective units described above, a part may be realized by dedicated hardware and a part may be realized by software or firmware.
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述した各部の機能を実現することができる。 As described above, the processing circuit can realize the functions of the above-described units by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
以上のように、本実施の形態１においては、交流回転機１の第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２は、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１に対して、電気的に３０ｄｅｇ位相がずれている。また、制御部５では、第１の搬送波信号Ｃ１と、第１の搬送波信号Ｃ１に対して９０ｄｅｇの位相差を有する第２の搬送波信号Ｃ２とを用いて、第１の電力変換器４ａおよび第２の電力変換器４ｂの高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力する。このとき、制御部５が、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を直流電圧Ｖｄｃの５０％に設定する。このように、９０ｄｅｇずらした２つの搬送波信号を用いてオン／オフ信号を出力することで、正弦波変調であっても、平滑コンデンサ３のリップル電流のピーク値を抑制することができ、騒音および振動を抑制することができる。また、交流回転機１の２つの３相巻線の位相差を３０ｄｅｇにすることで、電気角６次の電流リップルによるトルクリップルを相殺することができる。
As described above, in the first embodiment, the second three-phase windings U2, V2 and W2 of the AC
また、本実施の形態１においては、電圧指令演算器６が、第１の３相電圧指令の振幅が直流電圧の５０％を超える場合に、第１の３相電圧指令を第１の振幅補正係数により補正する、または第２の３相電圧指令の振幅が直流電圧の５０％を超える場合に、第２の３相電圧指令を第２の振幅補正係数により補正する。電圧飽和時には、基本波振幅を確保するには、さらに大きな振幅とする必要があり、振幅補正係数によって振幅を補正することによって、所望の基本波振幅を得ることができる。 In the first embodiment, when the amplitude of the first three-phase voltage command exceeds 50% of the DC voltage, the voltage command calculator 6 corrects the first three-phase voltage command by the first amplitude correction. The second three-phase voltage command is corrected by the second amplitude correction coefficient when the coefficient is corrected or when the amplitude of the second three-phase voltage command exceeds 50% of the DC voltage. At the time of voltage saturation, it is necessary to make the amplitude larger in order to secure the fundamental wave amplitude, and the desired fundamental wave amplitude can be obtained by correcting the amplitude with the amplitude correction coefficient.
また、本実施の形態１においては、第１の振幅補正係数は、第１の３相電圧指令の前回値の振幅に基づいて制限され、第２の振幅補正係数は、第２の３相電圧指令の前回値の振幅に基づいて制限される。変調率急変時には、振幅補正係数に制限をかけることで過電流を防止することができる。 Further, in the first embodiment, the first amplitude correction coefficient is limited based on the amplitude of the previous value of the first three-phase voltage command, and the second amplitude correction coefficient is the second three-phase voltage. It is limited based on the amplitude of the previous value of the command. When the modulation rate suddenly changes, an overcurrent can be prevented by limiting the amplitude correction coefficient.
１ 交流回転機、２ 直流電源、３ 平滑コンデンサ、４ａ 第１の電力変換器、４ｂ 第２の電力変換器、５ 制御部、６ 電圧指令演算器、８ａ 第１のオフセット演算器、８ｂ 第２のオフセット演算器、９ オン／オフ信号発生器、１０ａ，１０ｃ 第１の電流検出器、１０ｂ，１０ｄ 第２の電流検出器。
DESCRIPTION OF
Claims (10)
前記直流電圧に基づいて、前記交流回転機の２つの３相巻線のうちの第２の３相巻線に電圧を印加する第２の電力変換器と、
前記交流回転機の制御指令に基づいて演算された第１の３相電圧指令の全ての電圧に第１のオフセット電圧を加算することで求めた第１の３相印加電圧を、第１の搬送波信号と比較することにより、前記第１の電力変換器の高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力すると共に、
前記制御指令に基づいて演算された第２の３相電圧指令の全ての電圧に第２のオフセット電圧を加算することで求めた第２の３相印加電圧を、前記第１の搬送波信号に対して９０ｄｅｇの位相差を有する第２の搬送波信号と比較することにより、前記第２の電力変換器の高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力する制御部と
を備え、
前記交流回転機の前記第２の３相巻線は、前記第１の３相巻線に対して電気的に３０ｄｅｇ位相がずれており、
前記制御部は、
前記第１のオフセット電圧および前記第２のオフセット電圧を前記直流電圧の５０％に設定する、
電力変換装置。 A first power converter that applies a voltage to a first three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine based on the DC voltage from the DC power supply;
A second power converter that applies a voltage to a second three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine based on the DC voltage;
The first carrier wave is the first three-phase applied voltage obtained by adding the first offset voltage to all the voltages of the first three-phase voltage command calculated based on the control command of the AC rotating machine. An ON/OFF signal is output to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the first power converter by comparing with a signal, and
The second three-phase applied voltage obtained by adding the second offset voltage to all the voltages of the second three-phase voltage command calculated based on the control command is applied to the first carrier signal. And a control unit that outputs an ON/OFF signal to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the second power converter by comparing the second carrier wave signal having a phase difference of 90 deg. ,
The second three-phase winding of the AC rotating machine is electrically shifted from the first three-phase winding by 30 deg phase,
The control unit is
Setting the first offset voltage and the second offset voltage to 50% of the DC voltage,
Power converter.
前記第１の３相電圧指令の振幅が前記直流電圧の５０％を超える場合、
前記第１の３相電圧指令を第１の振幅補正係数により補正する、
請求項１に記載の電力変換装置。 The control unit is
When the amplitude of the first three-phase voltage command exceeds 50% of the DC voltage,
Correcting the first three-phase voltage command with a first amplitude correction coefficient,
The power conversion device according to claim 1.
前記第２の３相電圧指令の振幅が前記直流電圧の５０％を超える場合、
前記第２の３相電圧指令を第２の振幅補正係数により補正する、
請求項１または２に記載の電力変換装置。 The control unit is
When the amplitude of the second three-phase voltage command exceeds 50% of the DC voltage,
Correcting the second three-phase voltage command with a second amplitude correction coefficient,
The power conversion device according to claim 1.
前記第１の３相電圧指令の前回値の振幅に基づいて制限される、
請求項２に記載の電力変換装置。 The first amplitude correction coefficient is
Limited based on the amplitude of the previous value of the first three-phase voltage command,
The power conversion device according to claim 2.
前記第２の３相電圧指令の前回値の振幅に基づいて制限される、
請求項３に記載の電力変換装置。 The second amplitude correction coefficient is
Limited based on the amplitude of the previous value of the second three-phase voltage command,
The power conversion device according to claim 3.
前記第１の３相巻線を流れる電流を検出する第１の電流検出器を前記第１の電力変換器と前記第１の３相巻線の間に有すると共に、
前記第２の３相巻線を流れる電流を検出する第２の電流検出器を前記第２の電力変換器と前記第２の３相巻線の間に有する
請求項１から５までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power conversion device,
A first current detector for detecting a current flowing through the first three-phase winding is provided between the first power converter and the first three-phase winding, and
The second current detector for detecting a current flowing through the second three-phase winding is provided between the second power converter and the second three-phase winding. The power converter according to item 1.
前記交流回転機の出力トルクに表れるトルクリップルから決定する要求値Ｋに対して、前記ｄ軸のインダクタンスＬｄ、前記ｑ軸のインダクタンスＬｑ、前記磁束φ、および、前記ｄ軸電流の最大値Ｉｄｍａｘは、下式の関係を満たす、
｜（Ｌｄ−Ｌｑ）Ｉｄｍａｘ｜＜Ｋφ、
請求項１から６までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 When the d-axis inductance of the AC rotary machine is Ld, the q-axis inductance is Lq, the magnetic flux is φ, and the maximum value of the d-axis current is Idmax,
The maximum value Idmax of the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, the magnetic flux φ, and the d-axis current with respect to the required value K determined from the torque ripple appearing in the output torque of the AC rotating machine. , The following relation is satisfied,
│(Ld-Lq)Idmax│<Kφ,
The power converter device according to any one of claims 1 to 6.
請求項１から７までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The AC rotating machine is composed of a surface magnet type synchronous rotating machine,
The power conversion device according to any one of claims 1 to 7.
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