JP6697788B1 - Power conversion device, generator motor control device, and electric power steering device - Google Patents
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Abstract
【課題】騒音および振動の発生を抑え、コンデンサ３のリップル電流の低減を図る。【解決手段】電力変換装置は、第１および第２の電力変換器４ａおよび４ｂと、交流回転機１の制御指令に基づいて９０ｄｅｇの位相差を有する２つの搬送波信号を用いて第１および第２の電力変換器４ａおよび４ｂの高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子に対するオン／オフ信号を生成する制御部５とを備え、制御部５は、交流回転機１の３相巻線が飽和状態か不飽和状態かの判定を行う第１および第２の電圧飽和判定器７ａおよび７ｂを有し、第１の電圧飽和判定器７ａが不飽和状態と判定した場合に、第１のオフセット演算器８ａのオフセット電圧を零として正弦波変調し、第２の電圧飽和判定器８ｂが不飽和状態と判定した場合に、第２のオフセット演算器８ｂの第２のオフセット電圧を零として正弦波変調する。【選択図】図１PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress the generation of noise and vibration and reduce the ripple current of a capacitor 3. A power conversion device uses first and second power converters (4a and 4b) and two carrier signals having a phase difference of 90 deg based on a control command of an AC rotating machine (1). And a control unit 5 for generating ON/OFF signals for the high-potential side switching elements and the low-potential side switching elements of the power converters 4a and 4b of FIG. It has first and second voltage saturation determiners 7a and 7b for determining whether it is a saturated state or an unsaturated state, and when the first voltage saturation determiner 7a determines that it is in the unsaturated state, the first offset When the offset voltage of the computing unit 8a is set to zero and sine wave modulation is performed, and when the second voltage saturation determination unit 8b determines that it is in an unsaturated state, the second offset voltage of the second offset computing unit 8b is set to zero and the sine wave is set. Modulate. [Selection diagram] Figure 1
Description
この発明は、複数の電力変換器を有する電力変換装置、および、それを備えた発電電動機の制御装置および電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device having a plurality of power converters, and a control device for a generator/motor and an electric power steering device including the same.
従来、多相回転電機の駆動に係る電流をパルス幅変調によって制御する技術が用いられている。以下では、パルス幅変調を、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）と呼ぶこととする。 Conventionally, a technique of controlling a current related to driving of a multi-phase rotating electric machine by pulse width modulation has been used. Hereinafter, pulse width modulation will be referred to as PWM (Pulse Width Modulation).
特許文献１に記載の多軸電動機制御装置は、複数軸の多相ＰＷＭアンプと、多相電圧指令に基づいてバイアス信号を生成するバイアス生成器と、多相電圧指令のそれぞれの相電圧指令にバイアス信号を加算するバイアス回路とを備えている。このとき、多相ＰＷＭアンプの軸を２軸とした場合、バイアス生成器は、１軸目のＰＷＭアンプに対するバイアス信号を、Ｖｃｃ／２−多相電圧指令の最大値とし、２軸目のＰＷＭアンプに対するバイアス信号を、−Ｖｃｃ／２＋多相電圧指令の最小値として、バイアス信号を生成する。これにより、２軸の有効電圧ベクトル発生区間の重複を回避し、平滑用コンデンサのリップル電流を低減している。
The multi-axis motor control device described in
また、特許文献２に記載の電力変換装置は、２つの巻線組を有する多相回転電機の電力変換装置である。出力可能なデューティ範囲の中心値を出力中心値としたとき、電力変換装置は、２つの巻線組ごとに、電圧指令信号の中心値を出力中心値からシフトさせるためのシフト量を算出するシフト量算出手段を有している。シフト量算出手段は、多相回転電機の２つの巻線組のうち、一方の巻線組に対する電圧指令信号の中心値については、当該中心値が、出力中心値よりも下側となるように、第１シフト量を算出する。一方、シフト量算出手段は、他方の巻線組に対する電圧指令信号の中心値については、当該中心値が出力中心値よりも上側となるように、第２シフト量を算出する。これにより、最小限のシフト量で、２つの巻線組の有効電圧ベクトル発生区間の重複を回避し、コンデンサのリップル電流を低減している。
Further, the power conversion device described in
特許文献１では、２軸に対して逆向きのバイアスを加えることによって、有効電圧ベクトル発生区間が重複しない変調率の範囲を広げることを可能にしている。しかしながら、中性点電位を変動させることによる騒音および振動が発生する懸念がある。特に、モータの回転速度が小さい低回転領域では、電圧変動が挙動に出やすく、モータの回転音も小さいため、ユーザに不快な音として伝わる可能性がある。
In
また、特許文献２では、振幅に応じたシフト量を算出している。しかしながら、高変調率においては振幅が大きいため、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の熱的アンバランスが出やすい。ただし、このことは、電流積算値に応じてシフト方向を入れ替える処置により回避することができる。
Further, in
しかしながら、例えば２つのマイコンで２つのインバータ部をそれぞれ制御する場合には、２つのマイコン間で通信にて情報を伝達する必要がある。ところが、昨今、自動運転などの要求によってマイコン毎での制御の独立性を求められてきており、可能であれば２つのインバータ部はそれぞれ独立して制御したいという需要がある。 However, for example, when two inverters are respectively controlled by two microcomputers, it is necessary to communicate information between the two microcomputers. However, recently, independence of control for each microcomputer has been demanded due to demands such as automatic operation, and there is a demand to independently control two inverter units if possible.
また、特許文献２では、低変調率においては、有効電圧ベクトル発生区間の重複を回避することで母線電流の振幅を低減して、母線電流と直流電源の出力電流との偏差を抑制している。しかしながら、高変調率においては、直流電源の出力電流が大きいため、母線電流の振幅が小さいほど、母線電流と直流電源の出力電流との偏差が大きくなり、コンデンサのリップル電流が増大する。
Further, in
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、騒音および振動の発生を抑え、コンデンサのリップル電流の低減を図ることが可能な、電力変換装置、および、それを備えた発電電動機の制御装置および電動パワーステアリング装置を得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve the above problems, and is capable of suppressing the generation of noise and vibration and reducing the ripple current of a capacitor, and a generator motor including the same. The purpose of the invention is to obtain a control device and an electric power steering device.
本発明は、直流電源からの直流電圧に基づいて、交流回転機の２つの３相巻線のうちの第１の３相巻線に電圧を印加する第１の電力変換器と、前記直流電圧に基づいて、前記交流回転機の２つの３相巻線のうちの第２の３相巻線に電圧を印加する第２の電力変換器と、前記交流回転機の制御指令に基づいて演算された第１の３相電圧指令の全ての電圧から第１のオフセット電圧を減算することで求めた第１の３相印加電圧を、第１の搬送波信号と比較することにより、前記第１の電力変換器の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力すると共に、前記制御指令に基づいて演算された第２の３相電圧指令の全ての電圧から第２のオフセット電圧を減算することで求めた第２の３相印加電圧を、前記第１の搬送波信号に対して９０ｄｅｇの位相差を有する第２の搬送波信号と比較することにより、前記第２の電力変換器の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力する制御部とを備え、前記制御部は、前記第１の３相電圧指令から求めた変調率の大きさに基づいて、前記第１の３相巻線が飽和状態か不飽和状態かの判定を行う第１の電圧飽和判定器と、前記第２の３相電圧指令から求めた変調率の大きさに基づいて、前記第２の３相巻線が飽和状態か不飽和状態かの判定を行う第２の電圧飽和判定器とを有し、前記第１の電圧飽和判定器が前記不飽和状態と判定した場合に、前記第１のオフセット電圧を零として正弦波変調すると共に、前記第２の電圧飽和判定器が前記不飽和状態と判定した場合に、前記第２のオフセット電圧を零として正弦波変調する、電力変換装置である。 The present invention relates to a first power converter that applies a voltage to a first three-phase winding of two three-phase windings of an AC rotating machine based on a DC voltage from a DC power supply, and the DC voltage. And a second power converter for applying a voltage to a second three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine, and a control command for the AC rotating machine. By comparing the first three-phase applied voltage obtained by subtracting the first offset voltage from all the voltages of the first three-phase voltage command with the first carrier signal, the first power The ON/OFF signal is output to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the converter, and the second offset voltage is output from all the voltages of the second three-phase voltage instruction calculated based on the control instruction. By comparing the second three-phase applied voltage obtained by subtracting with the second carrier signal having a phase difference of 90 deg with respect to the first carrier signal, A control unit that outputs an ON/OFF signal to the high-potential side switching element and the low-potential side switching element, wherein the control unit is based on the magnitude of the modulation factor obtained from the first three-phase voltage command, Based on a first voltage saturation determination device that determines whether the first three-phase winding is in a saturated state or an unsaturated state, and the magnitude of the modulation factor obtained from the second three-phase voltage command, A second voltage saturation determiner for determining whether the second three-phase winding is in a saturated state or an unsaturated state, and when the first voltage saturation determiner determines the unsaturated state, Power conversion that performs sine wave modulation with the first offset voltage set to zero and performs sine wave modulation with the second offset voltage set to zero when the second voltage saturation determiner determines the unsaturated state. It is a device.
本発明の電力変換装置によれば、騒音および振動の発生を抑え、コンデンサのリップル電流の低減を図ることができる。 According to the power conversion device of the present invention, generation of noise and vibration can be suppressed, and the ripple current of the capacitor can be reduced.
以下、この発明に係る電力変換装置の各実施の形態について図に基づいて説明する。各図において、同一または相当する部材および部位については、同一符号を付して示す。 Hereinafter, each embodiment of the power converter according to the present invention will be described with reference to the drawings. In each drawing, the same or corresponding members and parts are designated by the same reference numerals.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体の構成を示す図である。図１に示すように、電力変換装置は、平滑コンデンサ３、第１の電力変換器４ａ、第２の電力変換器４ｂ、および、制御部５を備えている。電力変換装置は、電源としての直流電源２に接続されている。また、電力変換装置には、負荷として、交流回転機１が接続されている。電力変換装置は、直流電源２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機１に供給する。
1 is a diagram showing an overall configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power conversion device includes a smoothing
交流回転機１は、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とを有する３相交流回転機である。第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２とは、互いに電気的に接続されることなく、交流回転機１の固定子に納められている。３相交流回転機としては、例えば、永久磁石同期回転機、誘導回転機、同期リラクタンス回転機等が挙げられる。本実施の形態１においては、２つの３相巻線を有する交流回転機であれば、いずれの回転機を交流回転機１として用いてもよい。ここでは、第１の３相巻線と第２の３相巻線との位相差が無い場合を例として説明するが、位相差を付けた場合でも同様の効果が得られることは言うまでもない。
The
直流電源２は、第１の電力変換器４ａおよび第２の電力変換器４ｂに直流電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源２は、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する全ての機器を含む。
The
平滑コンデンサ３は、直流電源２に並列に接続され、母線電流の変動を抑制して安定した直流電流を実現する。なお、図１では細かく図示していないが、真のコンデンサ容量Ｃ以外に等価直列抵抗ＲｃおよびリードインダクタンスＬｃが存在する。
The smoothing
第１の電力変換器４ａは、上アームの高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｖｐ１、Ｓｗｐ１、および、下アームの低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｎ１を有している。これらのスイッチング素子をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１と呼ぶこととする。
The
第１の電力変換器４ａには、制御部５から、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、および、Ｑｗｎ１が入力される。以下、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、および、Ｑｗｎ１をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１と呼ぶこととする。第１の電力変換器４ａは、インバータである逆変換回路を用いて、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づいて、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１をオンオフする。第１の電力変換器４ａは、これらのオンオフ動作により、直流電源２から入力される直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流電圧を得る。第１の電力変換器４ａは、当該交流電圧を、交流回転機１の第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１に印加し、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を通電させる。
The switching signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1 are input from the
ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１、および、Ｑｗｎ１は、第１の電力変換器４ａにおいて、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｐ１、および、Ｓｗｎ１をオンオフするためのスイッチング信号である。以後、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が１ならば、対応するスイッチング素子がオンされ、一方、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が０ならば、対応するスイッチング素子がオフされるものとする。半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１として、半導体スイッチとダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。半導体スイッチとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ（Metal-Oxide-Semiconductor）パワートランジスタ等の半導体スイッチを用いる。
Here, the switching signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1 turn on/off the switching elements Sup1, Sun1, Svp1, Svn1, Swp1, and Swn1 in the
第２の電力変換器４ｂは、高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｖｐ２、Ｓｗｐ２および低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｎ２を有している。これらのスイッチング素子をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２と呼ぶこととする。第２の電力変換器４ｂには、制御部５から、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、および、Ｑｗｎ２が入力される。以下、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、および、Ｑｗｎ２を、まとめて呼ぶ場合には、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２と呼ぶこととする。第２の電力変換器４ｂは、インバータである逆変換回路を用いて、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２に基づいて、スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２をオンオフする。第２の電力変換器４ｂは、これらのオンオフ動作により、直流電源２から入力される直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流電圧を得る。第２の電力変換器４ｂは、当該交流電圧を、交流回転機１の第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に印加し、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を通電させる。
The
ここで、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２、および、Ｑｗｎ２は、第２の電力変換器４ｂにおいて、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｕｎ２、Ｓｖｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｐ２、および、Ｓｗｎ２をオンオフするためのスイッチング信号である。以後、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２の値が１ならば、対応するスイッチング素子がオンされ、一方、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２の値が０ならば、対応するスイッチング素子がオフされるものとする。半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２〜Ｓｗｎ２として、半導体スイッチとダイオードとを逆並列に接続したものを用いる。半導体スイッチとしては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチを用いる。
Here, the switching signals Qup2, Qun2, Qvp2, Qvn2, Qwp2, and Qwn2 turn on/off the switching elements Sup2, Sun2, Svp2, Svn2, Swp2, and Swn2 in the
次に、制御部５について説明する。制御部５は、電圧指令演算器６と、第１および第２の電圧飽和判定器７ａおよび７ｂと、第１および第２のオフセット演算器８ａおよび８ｂと、オン／オフ信号発生器９とを備えている。
Next, the
電圧指令演算器６は、外部から入力される制御指令に基づいて、交流回転機１を駆動するための第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１に印加する電圧に係る第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算して、第１のオフセット演算器８ａに出力する。電圧指令演算器６は、外部から入力される制御指令に基づいて、交流回転機１を駆動するための第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２に印加する電圧に係る第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を演算して、第２のオフセット演算器８ｂに出力する。
The
電圧指令演算器６における、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１、および、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の演算方法としては、例えば、Ｖ／Ｆ（Voltage/Frequency）制御、電流フィードバック制御などを使用する。
An example of a method for calculating the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1 and Vw1 and the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2 in the
Ｖ／Ｆ制御では、電圧指令演算器６は、図１における制御指令として、交流回転機１の速度指令または周波数指令ｆを設定して、電圧指令の振幅を決定する。
In the V/F control, the
一方、電流フィードバック制御では、電圧指令演算器６は、図１における制御指令として、交流回転機１の電流指令を設定する。電圧指令演算器６は、交流回転機１の電流指令と第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１との偏差を零とすべく、比例積分制御によって、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を演算する。また、電圧指令演算器６は、交流回転機１の電流指令と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２との偏差を零とすべく、比例積分制御によって、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を演算する。なお、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２とは、後述する電流検出器により検出される。
On the other hand, in the current feedback control, the
ただし、Ｖ／Ｆ制御はフィードフォワード制御であるため、第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１、および、第２の３相巻線を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２の情報は必要としない。よって、Ｖ／Ｆ制御の場合、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１、および、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の情報を電圧指令演算器６に入力することは必須ではない。
However, since the V/F control is feedforward control, the information of the currents Iu1, Iv1 and Iw1 flowing through the first three-phase winding and the currents Iu2, Iv2 and Iw2 flowing through the second three-phase winding are do not need. Therefore, in the case of V/F control, the currents Iu1, Iv1 and Iw1 flowing through the first three-phase windings U1, V1 and W1 and the currents Iu2 and Iv2 flowing through the second three-phase windings U2, V2 and W2. It is not essential to input the information of Iw2 and Iw2 to the
図２の上段のグラフは、電圧指令演算器６が演算した第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の波形を示す。図２の下段のグラフは、電圧指令演算器６が演算した第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の波形を示す。図２において、横軸は電圧位相θｖ［ｄｅｇ］を示し、縦軸は直流電圧Ｖｄｃの倍数を示す。ここでの第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１、および、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の波形は、すべて、０を基準とした正弦波波形である。また、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の電圧平均Ｖａｖｅ１（＝（Ｖｕ１＋Ｖｖ１＋Ｖｗ１）／３）は０である。同様に、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の電圧平均Ｖａｖｅ２（＝（Ｖｕ２＋Ｖｖ２＋Ｖｗ２）／３）は０である。
The upper graph of FIG. 2 shows the waveforms of the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 calculated by the
図１の説明に戻る。第１の電圧飽和判定器７ａは、電圧指令演算器６から、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１が入力される。第１の電圧飽和判定器７ａは、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１に基づいて、第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１およびＷ１が飽和状態か否かを判定する。ここでは、第１の電圧飽和判定器７ａは、下式（１）に示す、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１から演算される変調率Ｋ１を飽和判定の閾値として用いる。
Returning to the explanation of FIG. The first
変調率Ｋ１が√３／２以下の範囲であれば、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の振幅はＶｄｃ／２以下となる。そのため、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を、第１の３相印加電圧として出力しても所望の線間電圧を確保できる。従って、第１の電圧飽和判定器７ａは、変調率Ｋ１が√３／２以下の場合には、第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１およびＷ１が不飽和状態と判定し、変調率Ｋ１が√３／２を超えている場合には、第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１およびＷ１が飽和状態と判定する。
When the modulation factor K1 is in the range of √3/2 or less, the amplitudes of the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 are Vdc/2 or less. Therefore, even if the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 are output as the first three-phase applied voltage, the desired line voltage can be secured. Therefore, when the modulation factor K1 is √3/2 or less, the first
第２の電圧飽和判定器７ｂは、電圧指令演算器６から、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２が入力される。第２の電圧飽和判定器７ｂは、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２に基づいて、第２の３相巻線Ｕ２，Ｖ２およびＷ２が飽和状態か否かを判定する。ここでは、第２の電圧飽和判定器７ｂは、下式（２）に示す、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２から演算される変調率Ｋ２を飽和判定の閾値として用いる。
The second three-phase voltage commands Vu2, Vv2 and Vw2 are input from the
変調率Ｋ２が√３／２以下の範囲であれば、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の振幅はＶｄｃ／２以下となる。そのため、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を、第２の３相印加電圧として出力しても所望の線間電圧を確保できる。従って、第２の電圧飽和判定器７ｂは、変調率Ｋ２が√３／２以下の場合には、第２の３相巻線Ｕ２，Ｖ２およびＷ２が不飽和状態と判定し、変調率Ｋ１が√３／２を超えている場合には、第２の３相巻線Ｕ２，Ｖ２およびＷ２が飽和状態と判定する。 When the modulation factor K2 is in the range of √3/2 or less, the amplitudes of the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 are Vdc/2 or less. Therefore, the desired line voltage can be secured even if the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 are output as the second three-phase applied voltage. Therefore, the second voltage saturation determiner 7b determines that the second three-phase windings U2, V2 and W2 are in the unsaturated state when the modulation rate K2 is √3/2 or less, and the modulation rate K1 is When it exceeds √3/2, it is determined that the second three-phase windings U2, V2 and W2 are in the saturated state.
なお、ここでは、第１の電圧飽和判定器７ａおよび第２の電圧飽和判定器７ｂの判定方法として、変調率Ｋ１および変調率Ｋ２を用いる飽和状態の判定方法について述べたが、回転数または電流など他のデータに基づいて判定しても同様のことがいえる。また、電圧指令演算器６において２軸の電圧指令を生成している場合には、第１の電圧飽和判定器７ａおよび第２の電圧飽和判定器７ｂが、２軸の電圧指令を用いて判定してもよい。
Here, as the determination method of the first voltage
第１のオフセット演算器８ａには、電圧指令演算器６から、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１が入力される。第１のオフセット演算器８ａは、第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のそれぞれから、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を減算することで、第１の３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’を求める。第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、第１の電圧飽和判定器７ａから出力される。第１の電圧飽和判定器７ａは、第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１およびＷ１が不飽和状態と判定した場合には、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１の値として０を出力する。一方、第１の電圧飽和判定器７ａは、第１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１およびＷ１が飽和状態と判定した場合には、所望の線間電圧を確保できるように、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１の値として、公知の変調方法に基づく値を出力する。
The first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 are input from the
第２のオフセット演算器８ｂには、電圧指令演算器６から、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２が入力される。第２のオフセット演算器８ｂは、第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２のそれぞれから、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を減算することで、第２の３相印加電圧Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’を求める。第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２は、第２の電圧飽和判定器７ｂから出力される。第２の電圧飽和判定器７ｂは、第２の３相巻線Ｕ２，Ｖ２およびＷ２が不飽和状態と判定した場合には、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の値として０を出力する。一方、第２の電圧飽和判定器７ｂは、第２の３相巻線Ｕ２，Ｖ２およびＷ２が飽和状態と判定した場合には、所望の線間電圧を確保できるように、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２の値として、公知の変調方法に基づく値を出力する。
The second three-phase voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 are input from the
オン／オフ信号発生器９は、第１のオフセット演算器８ａからの第１の３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’に基づいて、スイッチング信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１およびＱｗｎ１を出力する。また、オン／オフ信号発生器９は、第２のオフセット演算器８ｂからの第２の３相印加電圧Ｖｕ２’、Ｖｖ２’、Ｖｗ２’に基づいて、スイッチング信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２およびＱｗｎ２を出力する。
The on/off
図３および図４は、オン／オフ信号発生器９の動作説明図である。図３および図４においては、横軸は時間である。
3 and 4 are operation explanatory diagrams of the on/off
図３において、信号Ｃ１は、第１の搬送波信号である。以下では、信号Ｃ１を、第１の搬送波信号Ｃ１、または、信号Ｃ１と呼ぶこととする。信号Ｃ１は、キャリア周期Ｔｃの三角波である。信号Ｃ１は、時刻ｔ１および時刻ｔ５で最小値−Ｖｄｃ／２となり、時刻ｔ３で最大値Ｖｄｃ／２となる。オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ１と印加電圧Ｖｕ１’とを比較し、印加電圧Ｖｕ１’が信号Ｃ１より大きければ、「Ｑｕｐ１＝１かつＱｕｎ１＝０」を出力する。一方、印加電圧Ｖｕ１’が信号Ｃ１以下の場合は、オン／オフ信号発生器９は、「Ｑｕｐ１＝０かつＱｕｎ１＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ１と印加電圧Ｖｖ１’とを比較し、印加電圧Ｖｖ１’が信号Ｃ１よりも大きければ「Ｑｖｐ１＝１かつＱｖｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｖ１’が信号Ｃ１以下の場合は「Ｑｖｐ１＝０かつＱｖｎ１＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ１と印加電圧Ｖｗ１’とを比較し、印加電圧Ｖｗ１’が信号Ｃ１よりも大きければ「Ｑｗｐ１＝１かつＱｗｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ１’が信号Ｃ１以下の場合は「Ｑｗｐ１＝０かつＱｗｎ１＝１」を出力する。
In FIG. 3, the signal C1 is the first carrier signal. In the following, the signal C1 will be referred to as the first carrier signal C1 or the signal C1. The signal C1 is a triangular wave with a carrier period Tc. The signal C1 has the minimum value −Vdc/2 at the times t1 and t5, and has the maximum value Vdc/2 at the time t3. The on/off
図４において、信号Ｃ２は、第２の搬送波信号である。以下では、信号Ｃ２を、第２の搬送波信号Ｃ２、または、信号Ｃ２と呼ぶこととする。信号Ｃ２は、キャリア周期Ｔｃの三角波である。信号Ｃ２は、時刻ｔ２で最小値−Ｖｄｃ／２となり、時刻ｔ４で最大値Ｖｄｃ／２となる。キャリア周期Ｔｃを３６０ｄｅｇで表わした場合、信号Ｃ２は、信号Ｃ１に対して、９０ｄｅｇの位相差を有する。オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ２と印加電圧Ｖｕ２’とを比較し、印加電圧Ｖｕ２’が信号Ｃ２より大きければ、「Ｑｕｐ２＝１かつＱｕｎ２＝０」を出力する。一方、印加電圧Ｖｕ２’が信号Ｃ２以下の場合は、オン／オフ信号発生器９は、「Ｑｕｐ２＝０かつＱｕｎ２＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ２と印加電圧Ｖｖ２’とを比較し、印加電圧Ｖｖ２’が信号Ｃ２よりも大きければ「Ｑｖｐ２＝１かつＱｖｎ２＝０」を出力し、印加電圧Ｖｖ２’が信号Ｃ２以下の場合は「Ｑｖｐ２＝０かつＱｖｎ２＝１」を出力する。同様に、オン／オフ信号発生器９は、信号Ｃ２と印加電圧Ｖｗ２’とを比較し、印加電圧Ｖｗ２’が信号Ｃ２よりも大きければ「Ｑｗｐ２＝１かつＱｗｎ２＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ２’が信号Ｃ２以下の場合は「Ｑｗｐ２＝０かつＱｗｎ２＝１」を出力する。なお、ここでは、信号Ｃ１に対して９０ｄｅｇの位相差を有する信号Ｃ２を用いているが、そのとき、高変調率で正弦波変調とすることで母線電流リップルのピーク値を三次高調波重畳時よりも抑制することができる。
In FIG. 4, the signal C2 is the second carrier signal. Hereinafter, the signal C2 will be referred to as the second carrier signal C2 or the signal C2. The signal C2 is a triangular wave having a carrier period Tc. The signal C2 has the minimum value −Vdc/2 at the time t2 and has the maximum value Vdc/2 at the time t4. When the carrier cycle Tc is represented by 360 deg, the signal C2 has a phase difference of 90 deg with respect to the signal C1. The on/off
次に、図５に、スイッチング信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づく第１の電圧ベクトル、および、第１の電力変換器４ａに流入する第１の母線電流Ｉｉｎｖ１と第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１との関係を示す。なお、図５に示した関係は公知の技術なので、ここでは詳細な説明については省略する。図５において、第１の電圧ベクトルにおける添え字（１）は、第１の電圧ベクトルを示すために設けたものであり、後述する第２の電圧ベクトルと区別するために設けている。図５において、Ｖ０（１）とＶ７（１）は零ベクトルであり、第１の電圧ベクトルがこれらに等しい時、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１は０となる。一方、第１の電圧ベクトルが零ベクトル以外、すなわち、第１の電圧ベクトルがＶ１（１）〜Ｖ６（１）の場合には、第１の電圧ベクトルは有効ベクトルとなる。第１の電圧ベクトルが有効ベクトルの場合、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１は、第１の３相巻線を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１のうちの１つと等しいか、あるいは、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の符号反転値のうちの１つとなる。従って、第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１およびＷ１を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１が０でない限り、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１は０と一致しない。
Next, in FIG. 5, the first voltage vector based on the switching signals Qup1 to Qwn1, the first bus current Iinv1 flowing into the
次に、図６に、スイッチング信号Ｑｕｐ２〜Ｑｗｎ２に基づく第２の電圧ベクトル、および、第２の電力変換器４ｂに流入する第２の母線電流Ｉｉｎｖ２と第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２との関係を示す。なお、図６に示した関係は公知の技術なので、ここでは詳細な説明については省略する。図６において、第２の電圧ベクトルにおける添え字（２）は、第１の電圧ベクトルを示すために設けたものである。図６において、Ｖ０（２）とＶ７（２）は零ベクトルであり、第２の電圧ベクトルがこれらに等しい時、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２は０となる。一方、第２の電圧ベクトルが零ベクトル以外、すなわち、第２の電圧ベクトルがＶ１（２）〜Ｖ６（２）の場合には、第２の電圧ベクトルは有効ベクトルとなる。第２の電圧ベクトルが有効ベクトルの場合、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２は、第２の３相巻線を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２のうちの１つと等しいか、あるいは、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の符号反転値のうちの１つとなる。従って、第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２およびＷ２を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２が０でない限り、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２は０と一致しない。
Next, in FIG. 6, the second voltage vector based on the switching signals Qup2 to Qwn2, the second bus current Iinv2 flowing into the
図７は、図２における時刻☆で示す瞬間における、第１の搬送波信号Ｃ１、第２の搬送波信号Ｃ２、第１の３相印加電圧Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’、第２の３相印加電圧Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１、第２の母線電流Ｉｉｎｖ２、および、第１の母線電流と第２の母線電流との和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍの関係を示している。図７における、電圧ベクトルに関する（ａ）〜（ｄ）の各モードの定義を以下に示す。ここでは、説明を簡単にするため、力率角を０ｄｅｇとして説明する。
（ａ）：第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂとが共に零ベクトルを出力。
（ｂ）：第１の電力変換器４ａが有効ベクトル、第２の電力変換器４ｂが零ベクトルを出力。
（ｃ）：第１の電力変換器４ａが零ベクトル、第２の電力変換器４ｂが有効ベクトルを出力。
（ｄ）：第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂが共に有効ベクトルを出力。
FIG. 7 shows the first carrier signal C1, the second carrier signal C2, the first three-phase applied voltages Vu1′, Vv1′ and Vw1′, and the second three-phase applied at the instant indicated by time star in FIG. The relationship between the voltages Vu2′, Vv2′ and Vw2′, the first bus current Iinv1, the second bus current Iinv2, and the sum Iinv_sum of the first bus current and the second bus current is shown. The definitions of the modes (a) to (d) relating to the voltage vector in FIG. 7 are shown below. Here, in order to simplify the description, the power factor angle will be described as 0 deg.
(A): Both the
(B): The
(C): The
(D): Both the
第２の搬送波信号Ｃ２を第１の搬送波信号Ｃ１に対して９０ｄｅｇずらしたことによって、第２の電力変換器４ｂが有効ベクトルを出力する期間、すなわち、モード（ｃ）となる期間が、時刻ｔ１の後、時刻ｔ３の前後、および、時刻ｔ５の前へシフトしている。これにより、第１の搬送波信号Ｃ１の周期Ｔｃの間に、モード（ｂ）とモード（ｃ）とが、それぞれ、２回ずつ生じている。このように、図７の例では、４つのモードのうち、モード（ａ）、（ｂ）および（ｃ）が発生している。第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂの有効ベクトル発生区間が重複しなければ、モード（ｄ）は発生しない。
By shifting the second carrier signal C2 by 90 degrees with respect to the first carrier signal C1, the period during which the
次に、直流電源２の出力電流Ｉｂ、平滑コンデンサ３の出力電流Ｉｃ、および、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１と第２の母線電流Ｉｉｎｖ２との和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍの関係について説明する。図１から分かるように、これらの電流には、Ｉｉｎｖ１＋Ｉｉｎｖ２＝Ｉｂ＋Ｉｃの関係が成り立つ。また、直流電源２の出力電流Ｉｂは一定値Ｉｄｃを出力するため、コンデンサ電流Ｉｃは、出力電流Ｉｂに対して、Ｉｃ＝Ｉｉｎｖ１＋Ｉｉｎｖ２−Ｉｄｃの関係が成り立つ。一定値Ｉｄｃは、変調率ｋ、力率角θｉｖおよび電流実効値Ｉｒｍｓを用いて下式（３）で与えられる。
Next, the relationship between the output current Ib of the
図７では、コンデンサ電流Iｃと一定値Ｉｄｃとの偏差が大きくなるモード（ｄ）の区間を無くすことによって、Ｉｖ１＋Ｉｖ２―Ｉｄｃで表されるコンデンサ電流Ｉｃのピーク値を出力する期間を低減できる。つまり、式（３）に示すように、一定値Ｉｄｃは変調率ｋと力率角θｉｖとに応じて決まる電流値であり、図７のＩｉｎｖ＿ｓｕｍの平均値である。そのため、モード（ｄ）の区間が低減するように操作した図７の場合には、モード（ａ）の区間も低減する。その結果、モード（ｂ）とモード（ｃ）との区間が増加となって現れ、平滑コンデンサ３のリップル電流が低減する。
In FIG. 7, the period in which the peak value of the capacitor current Ic represented by Iv1+Iv2-Idc is output can be reduced by eliminating the section of the mode (d) in which the deviation between the capacitor current Ic and the constant value Idc is large. That is, as shown in Expression (3), the constant value Idc is a current value determined according to the modulation factor k and the power factor angle θiv, and is the average value of Iinv_sum in FIG. 7. Therefore, in the case of FIG. 7 in which the section of mode (d) is operated to be reduced, the section of mode (a) is also reduced. As a result, the interval between the mode (b) and the mode (c) appears to increase, and the ripple current of the smoothing
また、モード（ｄ）の無い状態において、母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２の値は、最小値０から最大値√２Ｉｒｍｓまでの範囲になる。変調率ｋが１／（２√３）未満では、最大値√２Ｉｒｍと一定値Ｉｄｃとの偏差が大きく、変調率ｋが１／（２√３）以上では、最小値０と一定値Ｉｄｃとの偏差が大きくなる。そのため、変調率ｋが１／（２√３）前後で、平滑コンデンサ３のリップル電流は極大になる。
Further, in the state without the mode (d), the values of the bus currents Iinv1 and Iinv2 are in the range from the
電圧位相に応じて有効ベクトル発生区間は変化する。変調率ｋが√３／４のときの、時刻ｔ１から時刻ｔ５までの期間における各相のスイッチング状態を図８に示す。図８の上段は第１の電力変換器４ａの場合を示し、図８の下段は第２の電力変換器４ｂの場合を示す。第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を０とした場合、図８の上段に示されるように、Ｕ１＿ＯＦＦ、Ｖ１＿ＯＦＦ、および、Ｗ１＿ＯＦＦの信号の波形は、時刻ｔ２を中心とした正弦波になり、Ｕ１＿ＯＮ、Ｖ１＿ＯＮ、および、Ｗ１＿ＯＮの信号の波形は、時刻ｔ４を中心とした正弦波になる。一方、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を０とした場合、図８の下段に示されるように、Ｕ２＿ＯＦＦ、Ｖ２＿ＯＦＦ、および、Ｗ２＿ＯＦＦの信号の波形は、時刻ｔ３を中心とした正弦波になり、Ｕ２＿ＯＮ、Ｖ２＿ＯＮ、および、Ｗ２＿ＯＮの信号の波形は、時刻ｔ１または時刻ｔ５を中心とした正弦波になる。
The effective vector generation section changes according to the voltage phase. FIG. 8 shows the switching state of each phase during the period from time t1 to time t5 when the modulation factor k is √3/4. The upper part of FIG. 8 shows the case of the
図８の２つの図を重ねたものが図９である。図９においては、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２で、Ｕ１＿ＯＦＦ、Ｖ１＿ＯＦＦ、および、Ｗ１＿ＯＦＦの信号の波形と、Ｕ２＿ＯＮ、Ｖ２＿ＯＮ、および、Ｗ２＿ＯＮの信号の波形とが接しており、また、時刻（ｔ３＋ｔ４）／２で、Ｕ１＿ＯＮ、Ｖ１＿ＯＮ、および、Ｗ１＿ＯＮの信号の波形と、Ｕ２＿ＯＦＦ、Ｖ２＿ＯＦＦ、および、Ｗ２＿ＯＦＦの信号の波形とが接している。しかしながら、変調率ｋが√３／４を超えると、第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂの有効ベクトル発生区間が重複する。
FIG. 9 is a superposition of the two views of FIG. In FIG. 9, at time (t1+t2)/2, the waveforms of the U1_OFF, V1_OFF, and W1_OFF signals are in contact with the waveforms of the U2_ON, V2_ON, and W2_ON signals, and at the time (t3+t4)/ At 2, the waveforms of the U1_ON, V1_ON, and W1_ON signals are in contact with the waveforms of the U2_OFF, V2_OFF, and W2_OFF signals. However, when the modulation factor k exceeds √3/4, the effective vector generation sections of the
図１０に、各状態における母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２について示す。図１０の上段は母線電流Ｉｉｎｖを示し、図１０の下段は母線電流Ｉｉｎｖ２を示す。例えば、電圧位相が０ｄｅｇのとき、母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２は、時刻ｔ１から時刻（３ｔ１＋ｔ２）／４までの区間ではＩｉｎｖ１＝０、Ｉｉｎｖ２＝Ｉｕ２となり、時刻（ｔ１＋３ｔ２）／４から時刻（ｔ２＋ｔ３）／２までの区間では、Ｉｉｎｖ１＝Ｉｕ１、Ｉｉｎｖ２＝０となり、時刻（ｔ２＋３ｔ３）／４から時刻（ｔ３＋ｔ４）／２までの区間では、Ｉｉｎｖ１＝０、Ｉｉｎｖ２＝Ｉｕ２となり、時刻（ｔ３＋ｔ４）／２から時刻（３ｔ４＋ｔ５）／４までの区間では、Ｉｉｎｖ１＝Ｉｕ１、Ｉｉｎｖ２＝０となり、時刻（ｔ４＋ｔ５）／２から時刻ｔ５までの区間では、Ｉｉｎｖ１＝０、Ｉｉｎｖ２＝Ｉｕ２となり、それ以外の区間ではＩｉｎｖ１＝Ｉｉｎｖ２＝０となる。つまり、第１の母線電流Ｉｉｎｖ１および第２の母線電流Ｉｉｎｖ２が共に０となるのは、図１１のハッチングの領域である。 FIG. 10 shows the bus currents Iinv1 and Iinv2 in each state. The upper part of FIG. 10 shows the bus current Iinv, and the lower part of FIG. 10 shows the bus current Iinv2. For example, when the voltage phase is 0 deg, the bus currents Iinv1 and Iinv2 are Iinv1=0 and Iinv2=Iu2 in the section from time t1 to time (3t1+t2)/4, and from time (t1+3t2)/4 to time (t2+t3)/. In the section up to 2, Iinv1=Iu1 and Iinv2=0, and in the section from time (t2+3t3)/4 to time (t3+t4)/2, Iinv1=0 and Iinv2=Iu2, and from time (t3+t4)/2 to time Iinv1=Iu1 and Iinv2=0 in the section up to (3t4+t5)/4, Iinv1=0, Iinv2=Iu2 in the section from time (t4+t5)/2 to time t5, and Iinv1=Iinv2 in other sections. =0. In other words, the first busbar current Iinv1 and the second busbar current Iinv2 are both 0 in the hatched area in FIG.
図１２は、変調率ｋが０．５のときの、時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチング状態を示す。図１１の変調率ｋは、ｋ＝√３／４≒０．４３であるため、図１２の変調率ｋは、図１１の変調率よりも高い。変調率ｋの値が高くなると、図１２に示すように、図１１の場合に比べて、Ｕ１＿ＯＦＦ、Ｖ１＿ＯＦＦ、および、Ｗ１＿ＯＦＦの信号が、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２より左側に突出してくる。また、同様に、Ｕ２＿ＯＮ、Ｖ２＿ＯＮ、Ｗ２＿ＯＮの信号が、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２より右側に突出し、Ｕ１＿ＯＮ、Ｖ１＿ＯＮ、Ｗ１＿ＯＮの信号が、時刻（ｔ３＋ｔ４）／２より左側に突出し、Ｕ２＿ＯＦＦ、Ｖ２＿ＯＦＦ、Ｗ２＿ＯＦＦの信号が、時刻（ｔ３＋ｔ４）／２より右側に突出してくる。その結果、第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂの有効ベクトル発生区間が重複し、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２前後および時刻（ｔ３＋ｔ４）／２前後で、モード（ｄ）が発生する。モード（ｄ）の発生箇所は、図１２のハッチングの領域である。
FIG. 12 shows the switching state of each phase during the period from time t1 to time t5 when the modulation factor k is 0.5. Since the modulation rate k in FIG. 11 is k=√3/4≈0.43, the modulation rate k in FIG. 12 is higher than the modulation rate in FIG. 11. When the value of the modulation factor k becomes higher, as shown in FIG. 12, the signals U1_OFF, V1_OFF, and W1_OFF are projected to the left of time (t1+t2)/2 as compared with the case of FIG. Similarly, the U2_ON, V2_ON, and W2_ON signals project to the right from time (t1+t2)/2, and the U1_ON, V1_ON, and W1_ON signals project to the left from time (t3+t4)/2, U2_OFF, V2_OFF, and W2_OFF. Signal comes out to the right from time (t3+t4)/2. As a result, the effective vector generation sections of the
ここでは図示は省略するが、図１２の場合よりも更に変調率ｋの値が大きくなると、時刻（ｔ２＋ｔ３）／２前後および時刻（ｔ４＋ｔ５）／２前後でも、第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂの有効ベクトル発生区間が重複し、モード（ｄ）が発生する。つまり、平滑コンデンサ３のリップル電流は、変調率０．５前後を極小として、変調率ｋが上がるにつれて大きくなる。
Although illustration is omitted here, when the value of the modulation rate k becomes larger than that in the case of FIG. 12, the
特許文献１では、２軸に逆向きのバイアスを加えることで、有効ベクトル発生区間が重複しない変調率の範囲を広げ、それにより、変調率０．５前後に存在する極小値を下げているが、変調率１／（２√３）前後に存在する極大値は、本実施の形態１の電力変換装置と差異は無い。コンデンサの発熱量Ｑは、リップル電流Ｉｃとコンデンサの抵抗成分ＥＳＲとを用いて、下式（４）で与えられる。式（４）から分かるように、コンデンサの発熱量Ｑの変化量は、電流の２乗で効いてくるため、交流回転機の動作範囲においてリップル電流の振幅が小さいところを更に低減するよりも、振幅が大きいところを低減する方が、コンデンサの発熱量Ｑの積算値を抑制できる。
In
つまり、本実施の形態１の電力変換装置を用いることで、中性点の電圧変動を抑制して振動および騒音を抑制できると共に、バイアスを加えて発生する熱的アンバランスを追加の処理無く解消できる。 That is, by using the power conversion device according to the first embodiment, it is possible to suppress the voltage fluctuation at the neutral point and suppress the vibration and noise, and eliminate the thermal imbalance generated by applying the bias without additional processing. it can.
ここまでは、低変調率の場合において、式（３）で表される一定値Ｉｄｃが小さいために、有効ベクトル発生区間の重複を回避して母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２の絶対値を抑制することで、コンデンサのリップル電流の実効値を下げる場合について説明してきた。しかしながら、高変調率の場合には、式（３）で表される一定値Ｉｄｃが大きいため、有効ベクトル発生区間の重複したときの母線電流Ｉｉｎｖ１と母線電流Ｉｉｎｖ２との和Ｉｉｎｖ＿ｓｕｍと一定値Ｉｄｃとの偏差が小さいため、第１の電力変換器４ａまたは第２の電力変換器４ｂのいずれか一方の電力変換器において零ベクトルとなっているときの他方の電力変換器の母線電流の絶対値を大きくすることが重要となる。
Up to this point, in the case of a low modulation rate, since the constant value Idc represented by the equation (3) is small, it is possible to avoid overlapping of effective vector generation sections and suppress the absolute values of the bus currents Iinv1 and Iinv2. , The case of reducing the effective value of the ripple current of the capacitor has been described. However, in the case of a high modulation rate, the constant value Idc represented by the equation (3) is large, and therefore the sum Iinv_sum of the bus current Iinv1 and the bus current Iinv2 when the effective vector generation sections overlap and the constant value Idc are obtained. Is small, the absolute value of the bus current of the other power converter when the zero vector in either one of the
以下では、高変調率の場合の一例として、変調率ｋが０．８６６（＝√３／２）のときを例として本実施の形態１の効果について説明する。 The effect of the first embodiment will be described below by taking the case where the modulation rate k is 0.866 (=√3/2) as an example in the case of a high modulation rate.
図１３は、本実施の形態１における、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を０とした正弦波変調の場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流とを示している。零ベクトルは、第１の電力変換器において、時刻ｔ１、時刻ｔ３、および、時刻ｔ５で発生し、第２の電力変換器においてｔ２、ｔ４で発生する。 FIG. 13 shows switching timings and bus currents of each phase in the period from time t1 to time t5 in the case of sinusoidal modulation in which the first offset voltage Voffset1 and the second offset voltage Voffset2 are set to 0 in the first embodiment. Is shown. The zero vector occurs at time t1, time t3, and time t5 in the first power converter and at t2, t4 in the second power converter.
図１４は、特許文献１のように、同位相の第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２とを用いた状態で、第１の電力変換器４ａと第２の電力変換器４ｂとで逆のバイアスをかけた場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２とを示している。図１４の上段は、第１の電力変換器４ａの場合を示し、図１４の下段は、第２の電力変換器４ｂの場合を示す。零ベクトルは、図１４の上段に示すように、第１の電力変換器４ａにおいて、時刻ｔ１および時刻ｔ５で発生し、図１４の下段に示すように、第２の電力変換器４ｂにおいて時刻ｔ３で発生する。
FIG. 14 shows the
平滑コンデンサ３のリップル電流を低減するには、一方の電力変換器で零ベクトルとなる際に、他方の電力変換器で流れる母線電流の大きさが重要になる。図１５は、図１３において、一方の電力変換器で零ベクトルの状態となる時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間に流れる母線電流を示している。一方の電力変換器で零ベクトルとなるときに、他方の電力変換器では、電圧位相１周期で６回切り替わる電流絶対値最大相の電流を母線に流しているため、母線電流Ｉｉｎｖ２の絶対値が大きい。一方、図１６は、図１４において、一方の電力変換器で零ベクトルの状態となる時刻ｔ１、ｔ３およびｔ５で流れる母線電流を示している。一方の電力変換器で零ベクトルを流しているときに、他方の電力変換器では電圧位相１周期で３回切り替わる電流最大相の電流または電流最小相の電流の反転値を母線に流している。そのため、図１６においては、図１５の場合に比べて、母線電流の絶対値が小さい。つまり、図１５において、図１６の場合に比べて、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。
In order to reduce the ripple current of the smoothing
以上のように、本実施の形態１に係る電力変換装置においては、中性点の電圧変動を抑制して振動または騒音を抑制しつつ、一方の電力変換器において零ベクトルを発生するタイミングに、他方の電力変換器で母線に電流絶対値最大相の電流を流すことで、高変調率における母線電流の振幅を確保して平滑コンデンサ３のリップル電流を低減することができる。
As described above, in the power conversion device according to the first embodiment, the voltage fluctuation at the neutral point is suppressed to suppress vibration or noise, and at the timing of generating the zero vector in one power converter, By supplying the current of the maximum absolute current value phase to the bus in the other power converter, the amplitude of the bus current at a high modulation rate can be secured and the ripple current of the smoothing
変調率ｋが０．８６６において相電圧の振幅はＶｄｃ／２となる。変調率ｋが０．８６６を超えると、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を０とした正弦波変調では、直流電圧の正極の電位Ｖｄｃ／２、および、負極の電位−Ｖｄｃ／２に出力が制限されて、所望の線間電圧を確保できない。この領域では第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を操作して変調することで所望の線間電圧を確保して交流回転機の出力を確保する。 When the modulation factor k is 0.866, the amplitude of the phase voltage is Vdc/2. When the modulation factor k exceeds 0.866, in the sinusoidal modulation in which the first offset voltage Voffset1 and the second offset voltage Voffset2 are 0, the positive electrode potential Vdc/2 and the negative electrode potential −Vdc of the DC voltage are obtained. The output is limited to /2, and the desired line voltage cannot be secured. In this region, the first offset voltage Voffset1 and the second offset voltage Voffset2 are manipulated and modulated to secure a desired line voltage to secure the output of the AC rotating machine.
例えば、第１の３相電圧指令を大きい順に、Ｖｍａｘ１、Ｖｍｉｄ１およびＶｍｉｎ１としたとき、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１をＶｍａｘ１−Ｖｄｃ／２に設定する。また、第２の３相電圧指令を大きい順に、Ｖｍａｘ２、Ｖｍｉｄ２およびＶｍｉｎ２としたとき、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２をＶｍａｘ２−Ｖｄｃ／２に設定する。図１７に、変調率が１の場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流Ｉｉｎｖ１およびＩｉｎｖ２とを示す。零ベクトルは、第１の電力変換器４ａではｔ１およびｔ５で発生し、第２の電力変換器４ｂではｔ２で発生している。第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２との位相差９０ｄｅｇの効果によって２つの電力変換器のうち、一方の電力変換器において零ベクトルを発生するときに、他方の電力変換器では母線に電流絶対値最大相の電流を流すことができるため、高変調率においてスイッチングの回数を減らしてスイッチング損失を抑制しつつ平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。更に、電流検出器を、低電位側スイッチング素子に対して直列に配置し、時刻ｔ１および時刻ｔ５において第１の電力変換器４ａの各相の電流を検出するとともに、時刻ｔ２にて第２の電力変換器４ｂの各相の電流を検出することによって、全ての電圧位相で３相または２相の電流を検出することができる。このように、正弦波変調で出しきれない領域において二相変調とすることで、母線電流リップルを抑制しつつ出力を確保できる。
For example, when the first three-phase voltage command is set to Vmax1, Vmid1, and Vmin1 in descending order, the first offset voltage Voffset1 is set to Vmax1-Vdc/2. When the second three-phase voltage command is set to Vmax2, Vmid2, and Vmin2 in descending order, the second offset voltage Voffset2 is set to Vmax2-Vdc/2. FIG. 17 shows the switching timing of each phase and the bus currents Iinv1 and Iinv2 during the period from time t1 to time t5 when the modulation rate is 1. The zero vector occurs at t1 and t5 in the
また、変調率ｋが１で、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１をＶｍｉｎ１＋Ｖｄｃ／２に設定し、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２をＶｍｉｎ２＋Ｖｄｃ／２に設定した場合を考える。その場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流とを図１８に示す。図１８の上段は、第１の電力変換器４ａの場合を示し、図１８の下段は、第２の電力変換器４ｂの場合を示す。零ベクトルは、第１の電力変換器４ａでは、時刻ｔ３で発生し、第２の電力変換器４ｂでは、時刻ｔ４で発生している。第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２との位相差９０ｄｅｇの効果によって、一方の電力変換器において零ベクトルを発生するときに、他方の電力変換器では母線に電流絶対値最大相の電流を流すことができる。そのため、高変調率において、スイッチングの回数を減らしてスイッチング損失を抑制しつつ、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。更に、低電位側スイッチング素子に直列に配置された電流検出器を用いて、時刻ｔ３において、第１の電力変換器４ａの各相の電流を検出し、時刻ｔ４において、第２の電力変換器４ｂの各相の電流を検出するようにしてもよい。その場合には、全ての電圧位相で３相または２相の電流を検出できる。このように、正弦波変調で出しきれない領域において二相変調とすることで、母線電流リップルを抑制しつつ出力を確保できる。
Also, consider a case where the modulation factor k is 1, the first offset voltage Voffset1 is set to Vmin1+Vdc/2, and the second offset voltage Voffset2 is set to Vmin2+Vdc/2. FIG. 18 shows the switching timing and bus current of each phase in the period from time t1 to time t5 in that case. The upper stage of FIG. 18 shows the case of the
また、変調率ｋが１で、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１をＶｍａｘ１−Ｖｄｃ／２に設定し、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２をＶｍｉｎ２＋Ｖｄｃ／２に設定した場合を考える。その場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流とを図１９に示す。図１９の上段は、第１の電力変換器４ａの場合を示し、図１９の下段は、第２の電力変換器４ｂの場合を示す。零ベクトルは、第１の電力変換器４ａでは、時刻ｔ１および時刻ｔ５で発生し、第２の電力変換器では、時刻ｔ４で発生している。第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２との位相差９０ｄｅｇの効果によって、一方の電力変換器において零ベクトルを発生するときに、他方の電力変換器では母線に電流絶対値最大相の電流を流すことができる。そのため、高変調率において、スイッチングの回数を減らしてスイッチング損失を抑制しつつ、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。更に、低電位側スイッチング素子に直列に配置された電流検出器を用いて、時刻ｔ１および時刻ｔ５において、第１の電力変換器４ａの各相の電流を検出し、時刻ｔ４において、第２の電力変換器４ｂの各相の電流を検出するようにしてもよい。その場合には、全ての電圧位相で３相または２相の電流を検出できる。
Also, consider a case where the modulation rate k is 1, the first offset voltage Voffset1 is set to Vmax1−Vdc/2, and the second offset voltage Voffset2 is set to Vmin2+Vdc/2. FIG. 19 shows the switching timing and bus current of each phase in the period from time t1 to time t5 in that case. The upper part of FIG. 19 shows the case of the
また、変調率ｋが１で、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を、Ｖｍａｘ１＋Ｖｍｉｎ１＞０のときＶｍａｘ１−Ｖｄｃ／２に設定し、Ｖｍａｘ１＋Ｖｍｉｎ１≦０のときＶｍｉｎ１＋Ｖｄｃ／２に設定し、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２をＶｍａｘ２＋Ｖｍｉｎ２＞０のときＶｍａｘ２−Ｖｄｃ／２に設定し、Ｖｍａｘ２＋Ｖｍｉｎ２≦０のときＶｍｉｎ２＋Ｖｄｃ／２に設定した場合を考える。その場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流とを図２０に示す。図２０の上段は、第１の電力変換器４ａの場合を示し、図１９の下段は、第２の電力変換器４ｂの場合を示す。零ベクトルは、第１の電力変換器４ａでは、時刻ｔ１、時刻ｔ３および時刻ｔ５で発生し、第２の電力変換器４ｂでは、時刻ｔ２および時刻ｔ４で発生している。第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２との位相差９０ｄｅｇの効果によって、一方の電力変換器において零ベクトルを発生するときに、他方の電力変換器では母線に電流絶対値最大相の電流を流すことができる。そのため、高変調率において、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の発熱の均等化を実現すると共に、スイッチングの回数を減らしてスイッチング損失を抑制しつつ、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。
When the modulation factor k is 1 and the first offset voltage Voffset1 is Vmax1+Vmin1>0, it is set to Vmax1-Vdc/2, and when Vmax1+Vmin1≦0, it is set to Vmin1+Vdc/2, and the second offset voltage Voffset2 is set. Consider a case where Vmax2+Vmin2>0 is set to Vmax2-Vdc/2, and Vmax2+Vmin2≦0 is set to Vmin2+Vdc/2. FIG. 20 shows the switching timing and bus current of each phase in the period from time t1 to time t5 in that case. The upper part of FIG. 20 shows the case of the
なお、高変調率では、どのような変調をしたとしても、第１の電力変換器４ａでは、時刻ｔ１、時刻ｔ３または時刻ｔ５のいずれかに零ベクトルが発生し、第２の電力変換器４ｂでは、時刻ｔ２または時刻ｔ４のいずれかに零ベクトルが発生する。つまり、第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２との位相差が９０ｄｅｇであれば、その零ベクトル発生期間に母線に流す電流の相を６回切り替えて電流絶対値最大相の電流を母線に流すことができるため、高変調率での平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。
At the high modulation rate, no matter what modulation is performed, the
ただし、図１７〜図２０で示した、いずれかの相がＶｄｃ／２または−Ｖｄｃ／２に張り付けた変調方式、すなわち、二相変調では、変調率ｋが１の場合に、一方の電力変換器で零ベクトルを発生するときに、他方の電力変換器では母線に電流絶対値最大相の電流を流すことができる。しかしながら、変調率ｋが１未満のときには、一部領域において電流絶対値最大相の電流ではなく、電流絶対値が２番目に大きい相の電流を流す。変調率ｋが０．９で、図１７で示した変調方式を用いた場合において、一方の電力変換器で零ベクトルの状態となる時刻ｔ１、ｔ３およびｔ５で流れる母線電流を図２１に示す。一方の電力変換器で零ベクトルを発生する時刻ｔ１、時刻ｔ２および時刻ｔ５において、他方の電力変換器が母線に流す電流の相が６０ｄｅｇ毎に切り替わっていないため、図１５に比べてリップル電流が大きくなっている。 However, in the modulation system shown in FIGS. 17 to 20 in which any phase is attached to Vdc/2 or −Vdc/2, that is, in the two-phase modulation, when the modulation rate k is 1, one power conversion is performed. When a zero vector is generated in a power converter, the other power converter can allow a current of the maximum absolute current value phase to flow through the bus. However, when the modulation factor k is less than 1, the current of the phase having the second largest current absolute value is supplied instead of the current of the phase having the largest current absolute value in a partial region. When the modulation factor k is 0.9 and the modulation method shown in FIG. 17 is used, the bus currents flowing at times t1, t3, and t5 at which one power converter is in the zero vector state are shown in FIG. At time t1, time t2, and time t5 when the zero vector is generated in one power converter, the phase of the current passed through the bus line by the other power converter is not switched every 60 deg. It's getting bigger.
この課題に対処するため、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を（Ｖｍａｘ１＋Ｖｍｉｎ１）／２に設定し、第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を（Ｖｍａｘ２＋Ｖｍｉｎ２）／２に設定する方式、すなわち、三次高調波重畳を考える。このとき、変調率ｋが０．９の場合の時刻ｔ１〜時刻ｔ５の期間における各相のスイッチングタイミングと母線電流とを図２２に示す。図２２の上段は、第１の電力変換器４ａの場合を示し、図２２の下段は、第２の電力変換器４ｂの場合を示す。第１の電力変換器４ａで零ベクトルを発生する時刻ｔ１、時刻ｔ３および時刻ｔ５において、第２の電力変換器４ｂにおいて、電圧位相６０ｄｅｇ毎に、母線に流す電流の相を切り替えて、電流絶対値最大相の電流を流す。また、第２の電力変換器４ｂで零ベクトルを発生する時刻ｔ２および時刻ｔ４において、第１の電力変換器４ａにおいて、電圧位相６０ｄｅｇ毎に、母線に流す電流の相を切り替えて、電流絶対値最大相の電流を流す。これにより、高変調率において、平滑コンデンサ３のリップル電流を低減できる。このように、正弦波変調で出しきれない領域において三次高調波重畳することで、一方の電力変換器が零ベクトルのときに、他方の電力変換器が母線に流す電流を絶対値最大相の電流とすることでコンデンサ３のリップル電流を抑制することができる。
In order to cope with this problem, a method in which the first offset voltage Voffset1 is set to (Vmax1+Vmin1)/2 and the second offset voltage Voffset2 is set to (Vmax2+Vmin2)/2, that is, the third harmonic superposition is considered. At this time, FIG. 22 shows the switching timing and bus current of each phase in the period from time t1 to time t5 when the modulation factor k is 0.9. The upper part of FIG. 22 shows the case of the
図２３に、本実施の形態１の方式と特許文献１の方式でのコンデンサのリップル電流を比較した結果を示す。ここでは、変調方式として、変調率ｋが０．８６６以下の場合では正弦波変調を用い、変調率ｋが０．８６６を超えた場合では二相変調を用いている。図２３において、実線は本実施の形態１の方式、点線は特許文献１の方式を示している。また、図２３において、横軸は変調率ｋを示し、縦軸は平滑コンデンサ３のリップル電流を示す。上記の説明のとおり、極小値は特許文献１の方式に比べて大きいものの、変調率ｋが０〜１の領域全体において、平滑コンデンサ３のリップル電流ピーク値は、本実施の形態１の方式の方が、特許文献１よりも抑制できていることがわかる。従って、騒音および振動の抑制を確保しつつ、連続運転状態での平滑コンデンサ３のリップル電流を低減したい場合に、本実施の形態１の方式が特許文献１の方式よりも有効であることがわかる。
FIG. 23 shows the result of comparing the ripple currents of the capacitors in the method of the first embodiment and the method of
図２４は、図１の変形例を示す。図２４においては、図１の構成に対して、第１の電流検出器１０ａと第２の電流検出器１０ｂとが追加されている。第１の電流検出器１０ａは、第１の電力変換器４ａと交流回転機１の第１の３相巻線との間に設けられ、第１の３相巻線を流れる電流を検出する。第２の電流検出器１０ｂは、第２の電力変換器４ｂと交流回転機１の第２の３相巻線との間に設けられ、第２の３相巻線を流れる電流を検出する。このように、第１の電流検出器１０ａと第２の電流検出器１０ｂとを設けたことで、第１の電力変換器４ａのスイッチング素子の状態および第２の電力変換器４ｂのスイッチング素子の状態に関係無く、第１および第２の３相巻線を流れる電流を検出できる。つまり、第１の電圧飽和判定器７ａおよび第２の電圧飽和判定器７ｂによる飽和判定を電流検出可否に関係の無い判定とすることで、不飽和の期間を最大化することが可能となる。これにより、振動および騒音性能を確保しつつ、高変調率でのコンデンサのリップル電流を低減できるという従来に無い効果を得ることができる。このように、常時、３相電流が検出できる構成とすることで、正弦波変調領域を最大化することができる。
FIG. 24 shows a modification of FIG. In FIG. 24, a first current detector 10a and a second current detector 10b are added to the configuration of FIG. The first current detector 10a is provided between the
また、図２５は、図１の別の変形例を示す。図２５においては、図１の構成に対して、第１の電流検出器１０ｃと第２の電流検出器１０ｄとが追加されている。第１の電流検出器１０ｃは、第１の電力変換器４ａの低電位側スイッチング素子に直列に接続され、第１の３相巻線を流れる電流を検出する。第２の電流検出器１０ｄは、第２の電力変換器４ｂの低電位側スイッチング素子に直列に接続され、第２の３相巻線を流れる電流を検出する。第１の電力変換器４ａのスイッチング素子の状態および第２の電力変換器４ｂのスイッチング素子の状態によっては電流を検出できない場合がある。また、第１および第２の電流検出器１０ｃおよび１０ｄで電流を検出できるのは、低電位側スイッチング素子を電流が流れる場合に限られる。小型化が進んだ電力変換器では、他相のスイッチングによって発生したノイズの影響で電流検出値が乱れる。例えば、スイッチングノイズの影響が収まる時間が搬送波信号１周期の１／１０であれば、変調率０．６９３（＝√３／２×０．８）を第１の電圧飽和判定器７ａおよび第２の電圧飽和判定器７ｂによる飽和判定の閾値として用いればよい。なお、ここでは、第１の電流検出器１０ｃを第１の電力変換器４ａの低電位側スイッチング素子に直列に接続し、第２の電流検出器１０ｄを第２の電力変換器４ｂの低電位側スイッチング素子に直列に接続する場合について説明した。しかしながら、この場合に限らず、第１の電流検出器１０ｃを第１の電力変換器４ａの高電位側スイッチング素子に直列に接続し、第２の電流検出器１０ｄを第２の電力変換器４ｂの高電位側スイッチング素子に直列に接続するようにしてもよい。このように、図２５において、高電位側または低電位側で電流を検出する場合には、電圧飽和を切替閾値とせず、電流検出が可能な変調率を飽和判定の閾値として用いることで、電流検出を確保しつつ、正弦波変調領域を拡大することができる。
Further, FIG. 25 shows another modification of FIG. In FIG. 25, a first current detector 10c and a second current detector 10d are added to the configuration of FIG. The first current detector 10c is connected in series to the low potential side switching element of the
電動パワーステアリングに本実施の形態１の電力変換装置が使用される場合、低車速では、路面反力が大きいため、高トルクが必要とされ、高車速では、路面反力が小さいため、低トルク領域での使用となる。電動パワーステアリングに使用される交流回転機で発生する騒音および振動は、ハンドルおよび車体を通して運転者に伝達される。車庫入れなど低車速での運転時にはハンドルを回す機会が多く、静穏性と共に切り返し回数が求められる。切り返し回数は、発熱性能によって決まってくるため、各部品での発熱を抑制することが求められる。また、緊急回避では、運転者が要求するアシストトルクを高速応答で出力する必要があるため、高変調率時の出力トルクの確保が重要となる。つまり、本実施の形態１の電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用することで、低変調率では騒音および振動を抑制し、高変調率では出力特性を確保しつつ、連続運転状態でのコンデンサのリップル電流を総合的に抑制するという従来に無い効果を得ることができる。力行運転状態で主に使用される電動パワーステアリングでは、力率角が小さいため、正弦波変調領域の拡大効果を得やすい。 When the power conversion device of the first embodiment is used for the electric power steering, a high torque is required at a low vehicle speed because the road surface reaction force is large, and a low torque is required at a high vehicle speed because the road surface reaction force is small. It will be used in the area. Noise and vibration generated in an AC rotating machine used for electric power steering is transmitted to a driver through a steering wheel and a vehicle body. When driving at low vehicle speeds such as entering a garage, there are many opportunities to turn the steering wheel, which requires quietness and the number of turns. Since the number of times of switching back is determined by the heat generation performance, it is required to suppress heat generation in each component. Further, in emergency avoidance, it is necessary to output the assist torque requested by the driver with a high-speed response, so it is important to secure the output torque at a high modulation rate. That is, by applying the power converter of the first embodiment to an electric power steering device, noise and vibration are suppressed at a low modulation rate, and output characteristics are secured at a high modulation rate, while a capacitor in a continuous operation state is maintained. It is possible to obtain an unprecedented effect of totally suppressing the ripple current of. The electric power steering that is mainly used in the power running mode has a small power factor angle, so that it is easy to obtain the effect of expanding the sine wave modulation region.
これまでの説明では力率角が０ｄｅｇの力行運転で使用する場合を例として説明してきたが、力率角が１８０ｄｅｇの回生運転の場合も同様の効果を得られる。力率角が３０ｄｅｇおよび６０ｄｅｇでの変調率０〜１の領域におけるコンデンサのリップル電流を図２６および図２７にそれぞれ示す。図２６および図２７において、実線は本実施の形態１の方式、点線は特許文献１の方式を示している。図２６および図２７から分かるように、電圧と電流の位相がずれていくにつれて、２つの電力変換器４ａおよび４ｂのうちの、一方の電力変換器で零ベクトルとなるときに、他方の電力変換器で母線に流す電流が電流絶対値最大相の電流とはならなくなるため、平滑コンデンサ３のリップル電流は力率角０ｄｅｇのときよりも大きくなる。つまり、平滑コンデンサ３のリップル電流のピーク値が抑えられている、力率角０ｄｅｇ±３０ｄｅｇおよび力率角１８０ｄｅｇ±３０ｄｅｇで使用する場合に、低減効果の大きい、この領域での使用が効果的である。このように、力率角が、０ｄｅｇ前後、および、１８０ｄｅｇ前後の領域で使用することで効果を最大限発揮することができる。
In the above description, the case where the power factor operation is used in the power running operation with the power factor angle of 0 deg has been described as an example, but the same effect can be obtained in the regenerative operation with the power factor angle of 180 deg. 26 and 27 show the ripple currents of the capacitors in the regions of the
以上のように、本実施の形態１に係る電力変換装置によれば、第１の搬送波信号Ｃ１と第２の搬送波信号Ｃ２とが互いに９０ｄｅｇの位相差を有する状態で、第１のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１および第２のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ２を零とすることでオフセット電圧の変動による振動・騒音を抑制できると共に、低変調率から高変調率までの全体におけるコンデンサ３のリップル電流のピーク値を低減できる。
As described above, according to the power conversion device of the first embodiment, the first offset voltage Voffset1 is obtained in the state where the first carrier signal C1 and the second carrier signal C2 have a phase difference of 90 deg with each other. Also, by setting the second offset voltage Voffset2 to zero, it is possible to suppress vibration and noise due to fluctuations in the offset voltage, and reduce the peak value of the ripple current of the
実施の形態２．
以下、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。本実施の形態２においては、上記の式（１）および式（２）で示した変調率Ｋ１および変調率Ｋ２を振幅状態変数Ｋ１およびＫ２として用いて、振幅状態変数Ｋ１およびＫ２に応じて母線電流リップルが小さくなるように変調方式を切り替えることにより、コンデンサ３のリップル電流のピーク値を抑制する。
Hereinafter, the power conversion device according to the second embodiment of the present invention will be described. In the second embodiment, the modulation rate K1 and the modulation rate K2 shown in the above equations (1) and (2) are used as the amplitude state variables K1 and K2, and the bus bars are generated according to the amplitude state variables K1 and K2. The peak value of the ripple current of the
図２８は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の全体の構成を示す図である。図２８に示すように、電力変換装置は、平滑コンデンサ３、第１の電力変換器４ａ、第２の電力変換器４ｂ、および制御部５Ａを備えている。電力変換装置は、電源としての直流電源２に接続される。また、電力変換装置には、負荷として、交流回転機１が接続されている。電力変換装置は、直流電源２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機１に供給する。
FIG. 28: is a figure which shows the whole structure of the power converter device which concerns on
上記の実施の形態１では、図１において、制御部５が、第１の電圧飽和判定器７ａと第２の電圧飽和判定器７ｂを備えて、その判定結果に基づいて、第１のオフセット演算器８ａおよび第２のオフセット演算器８ｂにてオフセット処理を実施している。本実施の形態２においては、図２８に示すように、制御部５Ａにおいて、図１の第１の電圧飽和判定器７ａの代わりに第１の変調方式判定器１１ａが設けられ、第２の電圧飽和判定器７ｂの代わりに第２の変調方式判定器１１ｂが設けられている。また、第１のオフセット演算器８ａの代わりに第１のオフセット演算器８ｃが設けられ、第２のオフセット演算器８ｂの代わりに第２のオフセット演算器８ｄが設けられている。上記の実施の形態１では、主に、力率角０ｄｅｇの力行運転で使用する場合の平滑コンデンサ３のリップル電流について説明したが、回生運転では電流ベクトルの方向と電圧ベクトルの方向が大きくずれる。本実施の形態２では、力率角１２０ｄｅｇの回生運転で使用する場合について説明する。
In the first embodiment, in FIG. 1, the
なお、他の構成および動作については、上記の実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。 Since the other configurations and operations are the same as those in the above-described first embodiment, description thereof will be omitted here.
図２９は、本実施の形態２に係る電力変換装置において、力率角が１２０ｄｅｇでの変調率０〜１の領域における平滑コンデンサ３のリップル電流を示す。図２９において、実線は本実施の形態２の方式の場合を示し、点線は特許文献１の方式の場合を示している。なお、電圧と電流の位相がずれていくと、２つの電力変換器４ａおよび４ｂのうち、一方の電力変換器で零ベクトルとなるときに、他方の電力変換器で母線に流す電流が電流絶対値最大相の電流にならなくなるため、高変調率における平滑コンデンサ３のリップル電流は力率角０ｄｅｇのときよりも大きくなる。
FIG. 29 shows the ripple current of the smoothing
図３０に、正弦波変調、二相変調、および、三次高調波重畳の３種類の方式での平滑コンデンサ３のリップル電流を比較した結果を示す。正弦波変調、二相変調、および、三次高調波重畳については、上記の実施の形態１で説明したため、ここでは、説明を省略する。図３０において、実線は正弦波変調の場合を示すが、変調率ｋが０．８６６以上では、二相変調を用いている。また、図３０において、破線は二相変調の場合を示し、点線は三次高調波重畳の場合を示す。変調率ｋに応じて平滑コンデンサ３のリップル電流が最小となる方式は異なる。本実施の形態２に係る電力変換器では、振幅状態変数によってこれらの方式を切り替えて使用することにより、変調率０〜１の領域における平滑コンデンサ３のリップル電流のピークを抑制するという従来に無い効果を得ることができる。ここでは、振幅状態変数として変調率ｋを用いるが、検出電流、回転数、電圧指令あるいは印加電圧などとの組み合わせで、同様の意味合いを持つものであれば、同様の効果を得られることは言うまでもない。
FIG. 30 shows the results of comparison of the ripple currents of the smoothing
本実施の形態２においては、図３０において、第１の変調率閾値Ｋｔｈ１を超える変調率では二相変調に切り替え、第２の変調率閾値Ｋｔｈ２を超える変調率では三次高調波重畳に切り替えることで、変調率０〜１の領域における平滑コンデンサ３のリップル電流のピークを抑制することができる。なお、第１の変調率閾値Ｋｔｈ１は、第２の変調率閾値Ｋｔｈ２よりも小さい。
In the second embodiment, in FIG. 30, by switching to the two-phase modulation at the modulation rate exceeding the first modulation rate threshold value Kth1, and switching to the third harmonic superposition at the modulation rate exceeding the second modulation rate threshold value Kth2. It is possible to suppress the peak of the ripple current of the smoothing
第１の変調方式判定器１１ａは、電圧指令演算器６からの第１の３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１に基づいて得られる振幅状態変数Ｋ１に基づいて、Ｋ１≦Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、Ｋｈｔ１＜Ｋ１≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、Ｋｔｈ２＜Ｋ１のときに三次高調波重畳を選択する。なお、電圧指令演算器６において２軸の電圧指令を生成している場合には、２軸の電圧指令を用いて判定してもよい。第１のオフセット演算器８ｃは、第１の変調方式判定器１１ａによって得られた変調方式に基づいて、第１のオフセット電圧を決定し、第１の３相印加電圧を算出する。
The first modulation method determiner 11a uses a sine wave when K1≦Kth1 based on the amplitude state variable K1 obtained based on the first three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 from the
第２の変調方式判定器１１ｂは、電圧指令演算器６からの第２の３相電圧指令Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２に基づいて得られる振幅状態変数Ｋ２に基づいて、Ｋ２≦Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、Ｋｈｔ１＜Ｋ２≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、Ｋｔｈ２＜Ｋ２のときに三次高調波重畳を選択する。第２のオフセット演算器８ｄは、第２の変調方式判定器１１ｂによって得られた変調方式に基づいて、第２のオフセット電圧を決定し、第２の３相印加電圧を算出する。
The second modulation method determiner 11b outputs a sine wave when K2≦Kth1 based on the amplitude state variable K2 obtained based on the second three-phase voltage commands Vu2, Vv2, and Vw2 from the
振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１は、正弦波変調から二相変調に切り替える振幅状態変数を表すので、振幅状態変数Ｋ１またはＫ２を単調増加させたとき、例えば変調率を０から１まで単調増加させたときに、正弦波変調時の母線電流リップルが二相変調時の母線電流リップルを超えるときの振幅状態変数とすればよい。このようにして、正弦波変調時の母線電流リップルが二相変調時の母線電流リップルより大きくなるときの値を振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１とすることで、正弦波変調領域を最大化することができる。 Since the amplitude state variable threshold value Kth1 represents an amplitude state variable for switching from sine wave modulation to two-phase modulation, when the amplitude state variable K1 or K2 is monotonically increased, for example, when the modulation rate is monotonically increased from 0 to 1. The amplitude state variable may be used when the bus current ripple during sine wave modulation exceeds the bus current ripple during two-phase modulation. In this way, by setting the value when the bus current ripple during sine wave modulation is larger than the bus current ripple during two-phase modulation as the amplitude state variable threshold value Kth1, the sine wave modulation region can be maximized. ..
振幅状態変数閾値Ｋｔｈ２は、二相変調から三次高調波重畳に切り替える振幅状態変数を表すので、振幅状態変数Ｋ１またはＫ２をＫｔｈ１から単調増加させたときに、二相変調時の母線電流リップルが三次高調波重畳時の母線電流リップルを超えるときの振幅状態変数とすればよい。このようにして、二相変調時の母線電流リップルが三次高調波重畳時の母線電流リップルより大きくなるときの値を振幅状態変数閾値Ｋｔｈ２とすることで、二相変調領域を最大化することができる。 Since the amplitude state variable threshold value Kth2 represents the amplitude state variable for switching from the two-phase modulation to the third harmonic superposition, when the amplitude state variable K1 or K2 is monotonically increased from Kth1, the bus current ripple at the time of the two-phase modulation is the third order. It may be used as an amplitude state variable when it exceeds the bus current ripple at the time of superposition of harmonics. In this way, the value when the bus current ripple at the time of two-phase modulation becomes larger than the bus current ripple at the time of superposition of the third harmonic is set as the amplitude state variable threshold value Kth2, so that the two-phase modulation region can be maximized. it can.
図３１は、力率角が１８０ｄｅｇのときの正弦波変調、二相変調、三次高調波重畳の３種類の方式での平滑コンデンサ３のリップル電流を比較した結果である。図３１において、実線は正弦波変調の場合を示すが、変調率ｋが０．８６６以上では、二相変調を用いている。また、図３１において、破線は二相変調の場合を示し、点線は三次高調波重畳の場合を示す。このとき、変調率ｋが０．４以上の領域では、平滑コンデンサ３のリップル電流の大きい順は、二相変調、正弦波変調、三次高調波重畳である。ただし、図３１における正弦波変調は、変調率０．８６６以上で二相変調としたものである。実施の形態１にて電圧飽和と判定したときの振幅状態変数を超える領域では、二相変調あるいは三次高調波重畳とすればよいので、二相変調としたいときには実施の形態１にて電圧飽和と判定したときの振幅状態変数をＫｔｈ１に設定し、Ｋｔｈ２を動作領域外の振幅状態変数値とすればよく、三次高調波重畳としたいときには実施の形態１にて電圧飽和と判定したときの振幅状態変数をＫｔｈ１およびＫｔｈ２に設定すればよい。また、平滑コンデンサ３のリップル電流に余裕があってスイッチング損失を低減したい場合には、それらを考慮してＫｔｈ１を０．８６６より小さい値に設定すればよい。
FIG. 31 shows the results of comparison of the ripple currents of the smoothing
さらに、図３２のように振幅状態変数閾値Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４によって正弦波変調と三次高調波重畳の切り替えることにより、コンデンサのリップル電流のピーク値だけでなく極小値も抑制することができる。図３２において、実線は正弦波変調の場合を示すが、変調率ｋが０．８６６以上では、二相変調を用いている。また、図３２において、破線は二相変調の場合を示し、点線は三次高調波重畳の場合を示す。振幅状態変数閾値Ｋｔｈ３は、振幅状態変数Ｋ１またはＫ２を単調増加させた場合に、三次高調波重畳時の母線電流リップルが正弦波変調時の母線電流リップルを下回るときの振幅状態変数とすればよく、振幅状態変数閾値Ｋｔｈ４は、振幅状態変数Ｋ１またはＫ２を更に単調増加させた場合に、三次高調波重畳時の母線電流リップルが正弦波変調時の母線電流リップルを上回るときの振幅状態変数とすればよい。このようにして、三次高調波重畳時の母線電流リップルが正弦波変調時の母線電流リップルより小さくなるときの値を閾値とすることで、母線電流リップルを極小とすることができる。さらに、力率角が１８０ｄｅｇの場合には、Ｋｔｈ１、Ｋｔｈ２、Ｋｔｈ３、および、Ｋｔｈ４を動作領域外の振幅状態変数値とすることで、平滑コンデンサ３のリップル電流のピーク値だけでなく極小値も抑制することができる。
Further, as shown in FIG. 32, by switching between the sine wave modulation and the third harmonic superposition by the amplitude state variable thresholds Kth3 and Kth4, not only the peak value of the ripple current of the capacitor but also the minimum value can be suppressed. In FIG. 32, the solid line shows the case of sinusoidal modulation, but when the modulation factor k is 0.866 or more, two-phase modulation is used. Further, in FIG. 32, the broken line shows the case of two-phase modulation, and the dotted line shows the case of superposition of the third harmonic. The amplitude state variable threshold value Kth3 may be an amplitude state variable when the amplitude current variable K1 or K2 is monotonically increased and the bus current ripple at the time of superposition of the third harmonic is lower than the bus current ripple at the time of sinusoidal modulation. , The amplitude state variable threshold value Kth4 should be an amplitude state variable when the bus current ripple at the time of superimposing the third harmonic exceeds the bus current ripple at the time of sinusoidal modulation when the amplitude state variable K1 or K2 is further monotonically increased. Good. In this way, by setting the value when the bus current ripple at the time of superimposing the third harmonic is smaller than the bus current ripple at the time of sine wave modulation as the threshold value, the bus current ripple can be minimized. Further, when the power factor angle is 180 deg, Kth1, Kth2, Kth3, and Kth4 are set as the amplitude state variable values outside the operation region, so that not only the peak value of the ripple current of the smoothing
具体的には、図３２のように、４つの振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１、Ｋｔｈ２、Ｋｔｈ３、および、Ｋｔｈ４を用いる場合は、下記のようにする。 Specifically, when four amplitude state variable thresholds Kth1, Kth2, Kth3, and Kth4 are used as shown in FIG. 32, the following is performed.
制御部５は、第１の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ１、および、予め設定された振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１、Ｋｔｈ２、Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４に基づいて、Ｋ１≦Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４≦Ｋ１＜Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、Ｋｔｈ１＜Ｋ１≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、Ｋｔｈ３≦Ｋ１＜Ｋｔｈ４およびＫｔｈ２＜Ｋ１のときに三次高調波重畳する。また、制御部５は、第２の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ２、および、予め設定された振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１、Ｋｔｈ２、Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４に基づいて、Ｋ１≦Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４≦Ｋ１＜Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、Ｋｔｈ１＜Ｋ２≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、Ｋｔｈ３≦Ｋ１＜Ｋｔｈ４およびＫｔｈ２＜Ｋ１のときに三次高調波重畳する。このようにして、振幅状態変数Ｋ１およびＫ２に応じて、すなわち、変調率に応じて、母線電流リップルが小さくなるように変調方式を切り替えることにより、ピーク値および極小値を抑制することができる。
Based on the amplitude state variable K1 of the first three-phase voltage command and the preset amplitude state variable thresholds Kth1, Kth2, Kth3, and Kth4, the
なお、振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１、Ｋｔｈ２、Ｋｔｈ３、および、Ｋｔｈ４は、交流回転機１の力率に基づいて設定するようにしてもよい。
The amplitude state variable thresholds Kth1, Kth2, Kth3, and Kth4 may be set based on the power factor of the
車両用発電電動機またはその制御装置に本実施の形態の電力変換装置が使用される場合、電気自動車の主機あるいはエンジンの補機として駆動系部品を経由して車両の駆動力となる。電気自動車の主機として用いられる場合には、車両の駆動力を発生させる力行運転状態と制動力を発生させる回生運転状態の両方が求められるため、動作中の力率角の範囲が極めて広い。車両用発電電動機が、エンジンの補機として、エンジンが回転している際の発電機能が求められる場合にも、回転数による力率角の変化が大きいため、１８０±９０ｄｅｇの範囲を動作範囲として考える必要がある。このような動作範囲が広い車両用発電電動機の場合、力率角０ｄｅｇ付近の平滑コンデンサ３のリップル電流だけで無く、動作範囲として考えられる力率角全てにおける平滑コンデンサ３のリップル電流のピーク値を抑制することが重要である。このような動作範囲が広い車両用発電電動機に、力率角に応じて定めた振幅状態変数閾値によって変調方法を決定する本実施の形態の電力変換器を適用することで、動作範囲として考えられる力率角全てにおける平滑コンデンサ３のリップル電流のピーク値を抑制するという従来に無い効果を得ることができる。このように、連続発電性能が要求され、力率角の動作範囲が広い車両用発電電動機では、母線電流リップルのピーク値を抑制することで、コンデンサの個数を低減することができる。
When the power converter of the present embodiment is used for a vehicle generator-motor or its control device, it serves as a driving force for the vehicle via a drive system component as a main machine of an electric vehicle or an auxiliary machine of an engine. When used as a main engine of an electric vehicle, both a power running operation state in which a driving force of the vehicle is generated and a regenerative operation state in which a braking force is generated are required, so that the range of the power factor angle during operation is extremely wide. Even when the vehicular generator-motor is required to generate power when the engine is rotating as an auxiliary machine of the engine, the change in the power factor angle due to the number of revolutions is large, so the range of 180±90 deg is set as the operating range. I need to think. In the case of such a vehicular generator-motor with a wide operating range, not only the ripple current of the smoothing
なお、ここで、上記の実施の形態１および実施の形態２に係る制御部５および制御部５Ａのハードウェア構成について簡単に説明する。実施の形態１および実施の形態２に係る制御部５および制御部５Ａにおける各機能は、処理回路によって実現される。各機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであってもよく、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。
Here, the hardware configurations of the
処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。電圧指令演算器６、電圧飽和判定器７ａおよび７ｂ、オフセット演算器８ａおよび８ｂ、オン／オフ信号発生器９、および、変調方式判定部１１ａおよび１１ｂの各部の機能それぞれを個別の処理回路で実現してもよいし、各部の機能をまとめて１つの処理回路で実現してもよい。
When the processing circuit is dedicated hardware, the processing circuit is, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or an FPGA (Field Programmable Gate Array). , Or a combination of these. Functions of the
一方、処理回路がプロセッサの場合、電圧指令演算器６、電圧飽和判定器７ａおよび７ｂ、オフセット演算器８ａおよび８ｂ、オン／オフ信号発生器９、および、変調方式判定部１１ａおよび１１ｂの各部の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリに格納される。プロセッサは、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各部の機能を実現する。すなわち、電力変換装置は、処理回路により実行されるときに、電圧指令演算ステップ、電圧飽和判定ステップ、オフセット演算ステップ、オン／オフ信号発生ステップ、および、変調方式判定ステップが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリを備える。
On the other hand, when the processing circuit is a processor, the
これらのプログラムは、上述した各部の手順あるいは方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ ａｎｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリが該当する。また、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等も、メモリに該当する。 It can be said that these programs cause a computer to execute the procedure or method of each unit described above. Here, the memory is, for example, a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), or an EEPROM (Electrically erasable memory). Alternatively, a volatile semiconductor memory is applicable. Further, a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, a DVD, etc. also correspond to the memory.
なお、上述した各部の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。 Regarding the functions of the respective units described above, a part may be realized by dedicated hardware and a part may be realized by software or firmware.
このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述した各部の機能を実現することができる。 As described above, the processing circuit can realize the functions of the above-described units by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
１ 交流回転機、２ 直流電源、３ 平滑コンデンサ、４ａ 第１の電力変換器、４ｂ 第２の電力変換器、５，５Ａ 制御部、６ 電圧指令演算器、７ａ 第１の電圧飽和判定器、７ｂ 第２の電圧飽和判定器、８ａ，８ｃ 第１のオフセット演算器、８ｂ，８ｄ 第２のオフセット演算器、９ オン／オフ信号発生器、１０ａ，１０ｃ 第１の電流検出器、１０ｂ，１０ｄ 第２の電流検出器、１１ａ 第１の変調方式判定器、１１ｂ 第２の変調方式判定器。
DESCRIPTION OF
Claims (16)
前記直流電圧に基づいて、前記交流回転機の２つの３相巻線のうちの第２の３相巻線に電圧を印加する第２の電力変換器と、
前記交流回転機の制御指令に基づいて演算された第１の３相電圧指令の全ての電圧から第１のオフセット電圧を減算することで求めた第１の３相印加電圧を、第１の搬送波信号と比較することにより、前記第１の電力変換器の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力すると共に、
前記制御指令に基づいて演算された第２の３相電圧指令の全ての電圧から第２のオフセット電圧を減算することで求めた第２の３相印加電圧を、前記第１の搬送波信号に対して９０ｄｅｇの位相差を有する第２の搬送波信号と比較することにより、前記第２の電力変換器の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力する制御部と
を備え、
前記制御部は、
前記第１の３相電圧指令から求めた変調率の大きさに基づいて、前記第１の３相巻線が飽和状態か不飽和状態かの判定を行う第１の電圧飽和判定器と、
前記第２の３相電圧指令から求めた変調率の大きさに基づいて、前記第２の３相巻線が飽和状態か不飽和状態かの判定を行う第２の電圧飽和判定器と
を有し、
前記第１の電圧飽和判定器が前記不飽和状態と判定した場合に、前記第１のオフセット電圧を零として正弦波変調すると共に、
前記第２の電圧飽和判定器が前記不飽和状態と判定した場合に、前記第２のオフセット電圧を零として正弦波変調する、
電力変換装置。 A first power converter that applies a voltage to a first three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine based on the DC voltage from the DC power supply;
A second power converter that applies a voltage to a second three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine based on the DC voltage;
The first carrier wave is the first three-phase applied voltage obtained by subtracting the first offset voltage from all the voltages of the first three-phase voltage command calculated based on the control command of the AC rotating machine. An ON/OFF signal is output to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the first power converter by comparing with a signal, and
The second three-phase applied voltage obtained by subtracting the second offset voltage from all the voltages of the second three-phase voltage command calculated based on the control command is applied to the first carrier signal. And a control unit that outputs an ON/OFF signal to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the second power converter by comparing the second carrier wave signal having a phase difference of 90 deg. ,
The control unit is
A first voltage saturation determiner for determining whether the first three-phase winding is in a saturated state or an unsaturated state based on the magnitude of the modulation factor obtained from the first three-phase voltage command;
A second voltage saturation determiner for determining whether the second three-phase winding is in a saturated state or an unsaturated state based on the magnitude of the modulation factor obtained from the second three-phase voltage command. Then
When the first voltage saturation determiner determines the unsaturated state, the first offset voltage is set to zero to perform sine wave modulation, and
When the second voltage saturation determiner determines the unsaturated state, the second offset voltage is set to zero and sine wave modulation is performed.
Power converter.
前記第１の３相電圧指令を大きい順にＶｍａｘ１、Ｖｍｉｄ１およびＶｍｉｎ１とし、
前記第２の３相電圧指令を大きい順にＶｍａｘ２、Ｖｍｉｄ２およびＶｍｉｎ２としたとき、
前記第１の電圧飽和判定器が前記飽和状態と判定した場合に、
前記第１のオフセット電圧をＶｍａｘ１−Ｖｄｃ／２またはＶｍｉｎ１＋Ｖｄｃ／２として二相変調すると共に、
前記第２の電圧飽和判定器が前記飽和状態と判定した場合に、
前記第２のオフセット電圧をＶｍａｘ２−Ｖｄｃ／２またはＶｍｉｎ２＋Ｖｄｃ／２として二相変調する、
請求項１に記載の電力変換装置。 The positive electrode potential of the DC voltage is Vdc/2, and the negative electrode potential is -Vdc/2,
The first three-phase voltage command is Vmax1, Vmid1 and Vmin1 in descending order,
When the second three-phase voltage command is set to Vmax2, Vmid2, and Vmin2 in descending order,
When the first voltage saturation determiner determines that the saturation state,
The first offset voltage is two-phase modulated with Vmax1−Vdc/2 or Vmin1+Vdc/2, and
When the second voltage saturation determiner determines the saturation state,
Two-phase modulation is performed with the second offset voltage as Vmax2-Vdc/2 or Vmin2+Vdc/2.
The power conversion device according to claim 1.
前記第１の３相電圧指令を大きい順にＶｍａｘ１、Ｖｍｉｄ１、Ｖｍｉｎ１、
前記第２の３相電圧指令を大きい順にＶｍａｘ２、Ｖｍｉｄ２、Ｖｍｉｎ２
としたとき、
前記第１の電圧飽和判定器が前記飽和状態と判定した場合に、
前記第１のオフセット電圧を（Ｖｍａｘ１＋Ｖｍｉｎ１）／２として三次高調波重畳すると共に、
前記第２の電圧飽和判定器が前記飽和状態と判定した場合に、
前記第２のオフセット電圧を（Ｖｍａｘ２＋Ｖｍｉｎ２）／２として三次高調波重畳する、
請求項１に記載の電力変換装置。 The positive electrode potential of the DC voltage is Vdc/2, the negative electrode potential is -Vdc/2,
The first three-phase voltage commands are arranged in descending order of Vmax1, Vmid1, Vmin1,
Vmax2, Vmid2, and Vmin2 are set in descending order of the second three-phase voltage command.
And when
When the first voltage saturation determiner determines that the saturation state,
The first offset voltage is (Vmax1+Vmin1)/2 and the third harmonic is superposed, and
When the second voltage saturation determiner determines the saturation state,
Third harmonic superposition is performed with the second offset voltage being (Vmax2+Vmin2)/2.
The power conversion device according to claim 1.
前記第２の３相電圧指令および前記第２の３相巻線を流れる３相電流の力率角は、０ｄｅｇ±３０ｄｅｇまたは１８０ｄｅｇ±３０ｄｅｇである、
請求項１から３までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power factor angle of the first three-phase voltage command and the three-phase current flowing through the first three-phase winding is 0 deg±30 deg or 180 deg±30 deg, and
The power factor angle of the second three-phase voltage command and the three-phase current flowing through the second three-phase winding is 0 deg±30 deg or 180 deg±30 deg.
The power converter device according to any one of claims 1 to 3.
前記直流電圧に基づいて、前記交流回転機の２つの３相巻線のうちの第２の３相巻線に電圧を印加する第２の電力変換器と、
前記交流回転機の制御指令に基づいて演算された第１の３相電圧指令の全ての電圧から第１のオフセット電圧を減算することで求めた第１の３相印加電圧を、第１の搬送波信号と比較することにより、前記第１の電力変換器の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力すると共に、
前記制御指令に基づいて演算された第２の３相電圧指令の全ての電圧から第２のオフセット電圧を減算することで求めた第２の３相印加電圧を、前記第１の搬送波信号に対して９０ｄｅｇの位相差を有する第２の搬送波信号と比較することにより、前記第２の電力変換器の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子にオン／オフ信号を出力する制御部と
を備え、
前記制御部は、
前記直流電圧の正極の電位をＶｄｃ／２、負極を−Ｖｄｃ／２、
前記第１の３相電圧指令を大きい順にＶｍａｘ１、Ｖｍｉｄ１、Ｖｍｉｎ１、
前記第２の３相電圧指令を大きい順にＶｍａｘ２、Ｖｍｉｄ２、Ｖｍｉｎ２
としたとき、
前記第１の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ１に基づいて、
前記第１のオフセット電圧を零とする正弦波変調と、
前記第１のオフセット電圧をＶｍａｘ１−Ｖｄｃ／２またはＶｍｉｎ１＋Ｖｄｃ／２とする二相変調と、
前記第１のオフセット電圧を（Ｖｍａｘ１＋Ｖｍｉｎ１）／２とする三次高調波重畳とのうちのいずれか１つの変調方式を選択する第１の変調方式判定器と、
前記第２の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ２に基づいて、
前記第２のオフセット電圧を零とする正弦波変調と、
前記第２のオフセット電圧をＶｍａｘ２−Ｖｄｃ／２またはＶｍｉｎ２＋Ｖｄｃ／２とする二相変調と、
前記第２のオフセット電圧を（Ｖｍａｘ２＋Ｖｍｉｎ２）／２とする三次高調波重畳とのうちのいずれか１つの変調方式を選択する第２の変調方式判定器と
を有し、
前記第１の変調方式判定器によって選択された変調方式に基づいて前記第１のオフセット電圧を決定し、
前記第２の変調方式判定器によって選択された変調方式に基づいて前記第２のオフセット電圧を決定する、
電力変換装置。 A first power converter that applies a voltage to a first three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine based on the DC voltage from the DC power supply;
A second power converter that applies a voltage to a second three-phase winding of the two three-phase windings of the AC rotating machine based on the DC voltage;
The first carrier wave is the first three-phase applied voltage obtained by subtracting the first offset voltage from all the voltages of the first three-phase voltage command calculated based on the control command of the AC rotating machine. An ON/OFF signal is output to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the first power converter by comparing with a signal, and
The second three-phase applied voltage obtained by subtracting the second offset voltage from all the voltages of the second three-phase voltage command calculated based on the control command is applied to the first carrier signal. And a control unit that outputs an ON/OFF signal to the high potential side switching element and the low potential side switching element of the second power converter by comparing the second carrier wave signal having a phase difference of 90 deg. ,
The control unit is
The positive electrode potential of the DC voltage is Vdc/2, the negative electrode potential is -Vdc/2,
The first three-phase voltage commands are arranged in descending order of Vmax1, Vmid1, Vmin1,
Vmax2, Vmid2, and Vmin2 are set in descending order of the second three-phase voltage command.
And when
Based on the amplitude state variable K1 of the first three-phase voltage command,
A sine wave modulation in which the first offset voltage is zero;
Two-phase modulation in which the first offset voltage is Vmax1-Vdc/2 or Vmin1+Vdc/2,
A first modulation scheme determiner for selecting one of the modulation schemes of the third harmonic superposition in which the first offset voltage is (Vmax1+Vmin1)/2;
Based on the amplitude state variable K2 of the second three-phase voltage command,
A sine wave modulation in which the second offset voltage is zero;
Two-phase modulation in which the second offset voltage is Vmax2-Vdc/2 or Vmin2+Vdc/2,
A second modulation method determiner that selects any one modulation method of the third harmonic superposition in which the second offset voltage is (Vmax2+Vmin2)/2.
Determining the first offset voltage based on the modulation scheme selected by the first modulation scheme determiner;
Determining the second offset voltage based on the modulation scheme selected by the second modulation scheme determiner;
Power converter.
前記第１の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ１、および、予め設定された振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１およびＫｔｈ２に基づいて、
Ｋ１≦Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、
Ｋｔｈ１＜Ｋ１≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、
Ｋｔｈ２＜Ｋ１のときに三次高調波重畳を選択し、
前記第２の変調方式判定器は、
前記第２の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ２、および、予め設定された振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１およびＫｔｈ２に基づいて、
Ｋ２≦Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、
Ｋｔｈ１＜Ｋ２≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、
Ｋｔｈ２＜Ｋ２のときに三次高調波重畳を選択する、
請求項５に記載の電力変換装置。 The first modulation scheme determiner is
Based on the amplitude state variable K1 of the first three-phase voltage command and the amplitude state variable thresholds Kth1 and Kth2 set in advance,
Sine wave modulation when K1≦Kth1,
Two-phase modulation when Kth1<K1≦Kth2,
When Kth2<K1, select the third harmonic superimposition,
The second modulation method determiner is
Based on the amplitude state variable K2 of the second three-phase voltage command and preset amplitude state variable thresholds Kth1 and Kth2,
Sine wave modulation when K2≦Kth1,
Two-phase modulation when Kth1<K2≦Kth2,
Selects third harmonic superposition when Kth2<K2,
The power conversion device according to claim 5.
前記第１の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ１、および、予め設定された振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１、Ｋｔｈ２、Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４に基づいて、
Ｋ１≦Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４≦Ｋ１＜Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、
Ｋｔｈ１＜Ｋ１≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、
Ｋｔｈ３≦Ｋ１＜Ｋｔｈ４およびＫｔｈ２＜Ｋ１のときに三次高調波重畳を選択し、
前記第２の変調方式判定器は、
前記第２の３相電圧指令の振幅状態変数Ｋ２、および、予め設定された振幅状態変数閾値Ｋｔｈ１、Ｋｔｈ２、Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４に基づいて、
Ｋ２≦Ｋｔｈ３およびＫｔｈ４≦Ｋ２＜Ｋｔｈ１のときに正弦波変調、
Ｋｔｈ１＜Ｋ２≦Ｋｔｈ２のときに二相変調、
Ｋｔｈ３≦Ｋ２＜Ｋｔｈ４およびＫｔｈ２＜Ｋ２のときに三次高調波重畳を選択する、
請求項５に記載の電力変換装置。 The first modulation scheme determiner is
Based on the amplitude state variable K1 of the first three-phase voltage command and preset amplitude state variable thresholds Kth1, Kth2, Kth3 and Kth4,
Sine wave modulation when K1≦Kth3 and Kth4≦K1<Kth1
Two-phase modulation when Kth1<K1≦Kth2,
When Kth3≦K1<Kth4 and Kth2<K1, the third harmonic superimposition is selected,
The second modulation method determiner is
Based on the amplitude state variable K2 of the second three-phase voltage command and the preset amplitude state variable thresholds Kth1, Kth2, Kth3 and Kth4,
Sine wave modulation when K2≦Kth3 and Kth4≦K2<Kth1
Two-phase modulation when Kth1<K2≦Kth2,
When Kth3≦K2<Kth4 and Kth2<K2, the third harmonic superposition is selected,
The power conversion device according to claim 5.
前記振幅状態変数Ｋ１またはＫ２を単調増加させた場合に、三次高調波重畳時の母線電流リップルが正弦波変調時の母線電流リップルを下回るときの振幅状態変数に設定され、
前記振幅状態変数閾値Ｋｔｈ４は、
前記振幅状態変数Ｋ１またはＫ２を更に単調増加させた場合に、三次高調波重畳時の母線電流リップルが正弦波変調時の母線電流リップルを上回るときの振幅状態変数に設定される、
請求項７に記載の電力変換装置。 The amplitude state variable threshold value Kth3 is
When the amplitude state variable K1 or K2 is monotonically increased, it is set to the amplitude state variable when the bus current ripple at the time of superposition of the third harmonic is lower than the bus current ripple at the time of sine wave modulation,
The amplitude state variable threshold Kth4 is
When the amplitude state variable K1 or K2 is further monotonically increased, the amplitude state variable is set when the bus current ripple at the time of superposition of the third harmonic exceeds the bus current ripple at the time of sinusoidal modulation.
The power conversion device according to claim 7.
前記振幅状態変数Ｋ１またはＫ２を単調増加させた場合に、正弦波変調時の母線電流リップルが二相変調時の母線電流リップルを超えるときの振幅状態変数に設定される、
請求項６から８までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The amplitude state variable threshold value Kth1 is
When the amplitude state variable K1 or K2 is monotonically increased, the amplitude state variable is set when the bus current ripple during sine wave modulation exceeds the bus current ripple during two-phase modulation.
The power converter device according to any one of claims 6 to 8.
前記振幅状態変数Ｋ１またはＫ２を単調増加させた場合に、二相変調時の母線電流リップルが三次高調波重畳時の母線電流リップルを超えるときの振幅状態変数に設定される、
請求項６から９までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The amplitude state variable threshold value Kth2 is
When the amplitude state variable K1 or K2 is monotonically increased, the amplitude state variable is set when the bus current ripple during two-phase modulation exceeds the bus current ripple during superposition of the third harmonic.
The power conversion device according to any one of claims 6 to 9.
前記交流回転機の力率に基づいて設定される、
請求項６から１０までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The amplitude state variable thresholds Kth1 and Kth2 are
Set based on the power factor of the AC rotating machine,
The power converter device according to any one of claims 6 to 10.
前記交流回転機の力率に基づいて設定される、
請求項７または８に記載の電力変換装置。 The amplitude state variable thresholds Kth3 and Kth4 are
Set based on the power factor of the AC rotating machine,
The power conversion device according to claim 7.
前記第２の電力変換器と前記第２の３相巻線の間に設けられ、前記第２の３相巻線を流れる電流を検出する第２の電流検出器と
をさらに備えた、
請求項１から１２までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 A first current detector provided between the first power converter and the first three-phase winding for detecting a current flowing through the first three-phase winding;
A second current detector that is provided between the second power converter and the second three-phase winding and that detects a current flowing through the second three-phase winding.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 12.
前記第２の電力変換器の高電位側スイッチング素子または低電位側スイッチング素子に直列に接続された、前記第２の３相巻線を流れる電流を検出する第２の電流検出器を
さらに備え、
前記第１の電圧飽和判定器および前記第２の電圧飽和判定器は、
前記第１の電流検出器および前記第２の電流検出器における電流検出が可能な変調率の大きさに基づいて前記判定を行う、
請求項１から４までのいずれか１つに記載の電力変換装置。 A first current detector that is connected in series to a high-potential side switching element or a low-potential side switching element of the first power converter and that detects a current flowing through the first three-phase winding;
A second current detector connected to the high-potential side switching element or the low-potential side switching element of the second power converter in series, for detecting a current flowing through the second three-phase winding,
The first voltage saturation determiner and the second voltage saturation determiner are
The determination is performed based on the magnitude of the modulation rate at which the current can be detected by the first current detector and the second current detector.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 4.
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