JP6732063B1 - Electric power conversion device, generator motor control device, and electric power steering device - Google Patents
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Abstract
【課題】出力電流の乱れを抑制する。【解決手段】電力変換装置は、直流電源２からの直流電圧を用いて交流回転機１の３相巻線に対して電圧を印加する電力変換器４と、制御指令に基づいて３相巻線に対する電圧指令を演算し、電圧指令に基づいて印加電圧を演算し、印加電圧と搬送波信号とを比較することにより電力変換器４のスイッチング素子に対するオン／オフ信号を出力する制御部６とを備え、制御部６は、第１搬送波信号Ｃ１と、第１搬送波信号Ｃ１に対して１８０ｄｅｇ位相が異なる第２搬送波信号Ｃ２とを切り替えて使用し、制御部６は、印加電圧が搬送波信号の最大値と一致する、または、印加電圧が搬送波信号の最小値と一致するスイッチング停止相を切替対象相として、切替対象相に対して搬送波信号の切り替えを行う。【選択図】図１PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress disturbance of output current. A power converter includes a power converter that applies a voltage to a three-phase winding of an AC rotary machine using a DC voltage from a DC power supply, and a three-phase winding based on a control command. And a control unit 6 for calculating an applied voltage based on the voltage command and comparing the applied voltage with a carrier signal to output an ON/OFF signal to a switching element of the power converter 4. The control unit 6 switches and uses the first carrier signal C1 and the second carrier signal C2 having a 180 deg phase different from the first carrier signal C1, and the control unit 6 controls the applied voltage to the maximum value of the carrier signal. Or the switching stop phase whose applied voltage matches the minimum value of the carrier signal is set as the switching target phase, and the carrier signal is switched to the switching target phase. [Selection diagram] Figure 1
Description
この発明は、交流回転機に電圧を印加する電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter that applies a voltage to an AC rotating machine, a controller for a generator motor, and an electric power steering device.
従来の電力変換装置の一例として、例えば、特許文献１に記載のインバータ装置が挙げられる。特許文献１に記載された従来のインバータ装置は、複数のスイッチング素子を有するインバータと、インバータの各スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを２相変調方式で制御する制御部とを備えて構成されている。当該制御部は、負荷の力率が閾値以上である場合に、２相変調制御における停止相以外の２相について、オン期間の中心地点またはオフ期間の中心地点を１８０度シフトさせる位相シフトを行う。また、当該制御部は、負荷の力率が閾値未満である場合、この位相シフトを行わない２相変調制御を行う。
An example of the conventional power conversion device is an inverter device described in
上記の特許文献１に記載の従来のインバータ装置における制御方法（以下、従来の制御方法と称す）では、負荷の力率に応じて位相シフトを実施している。しかしながら、従来の制御方法においては、位相シフトしていない状態から１８０度位相シフトした状態へ切り替えるとき、または、１８０度位相シフトした状態から位相シフトしていない状態へ切り替えるときに、対象となる相のＤｕｔｙによっては、所望のＤｕｔｙが得られない場合がある。その場合には、所望のＤｕｔｙが得られない結果として、出力電流が乱れてしまう可能性があるという問題点があった。 In the conventional control method for the inverter device described in Patent Document 1 (hereinafter referred to as the conventional control method), the phase shift is performed according to the power factor of the load. However, in the conventional control method, the target phase is changed when switching from the non-phase-shifted state to the 180-degree phase-shifted state or when switching from the 180-degree phase-shifted state to the non-phase-shifted state. The desired duty may not be obtained depending on the duty. In that case, there is a problem that the output current may be disturbed as a result of not obtaining the desired duty.
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、出力電流の乱れを抑制することが可能な、電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置を得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to obtain a power conversion device, a generator-motor control device, and an electric power steering device that can suppress the disturbance of the output current. Has an aim.
この発明は、交流回転機の３相巻線の各相に対応させて設けられたスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を用いて前記３相巻線に対して電圧を印加する電力変換器と、外部から入力される制御指令に基づいて前記３相巻線の各相に対する電圧指令を演算するとともに、前記電圧指令に基づいて前記３相巻線の各相に印加する印加電圧を演算し、各前記印加電圧と搬送波信号とを比較することにより前記スイッチング素子に対するオン／オフ信号を出力する制御部とを備え、前記制御部は、各前記印加電圧と比較する前記搬送波信号として、第１搬送波信号と、前記第１搬送波信号に対して１８０ｄｅｇ位相が異なる第２搬送波信号とを切り替えて使用し、前記印加電圧が前記搬送波信号の最大値と一致する、または、前記印加電圧が前記搬送波信号の最小値と一致する相を、切替対象相として、前記切替対象相に対して、前記搬送波信号の切り替えを行い、前記切替対象相以外の２相の前記印加電圧のうち、一方を前記第１搬送波信号と比較し、他方を前記第２搬送波信号と比較し、前記各相に対する前記電圧指令を大きい順に並べたときのそれぞれに対応する相を、順に、電圧最大相、電圧中間相、電圧最小相とし、前記３相巻線を流れる電流のうちで当該電流の絶対値が最大となる相を、電流絶対値最大相としたとき、前記電流絶対値最大相が前記電圧中間相に一致している場合に、前記切替対象相以外の前記２相の前記印加電圧を、前記第１搬送波信号および前記第２搬送波信号のいずれか一方の同一の搬送波信号と比較する、電力変換装置である。 The present invention has a switching element provided corresponding to each phase of a three-phase winding of an AC rotating machine, and a power for applying a voltage to the three-phase winding by using a DC voltage from a DC power supply. A converter and a voltage command for each phase of the three-phase winding are calculated based on a control command input from the outside, and an applied voltage to be applied to each phase of the three-phase winding is calculated based on the voltage command. And a control unit for outputting an ON/OFF signal to the switching element by comparing each applied voltage with a carrier signal, the control unit as the carrier signal to be compared with each applied voltage, A first carrier signal and a second carrier signal having a 180 deg phase different from that of the first carrier signal are switched and used, and the applied voltage matches a maximum value of the carrier signal, or the applied voltage is equal to the maximum value. a phase matching the minimum value of the carrier signal, as the switching target phase, with respect to the switching target phase, have rows switching of the carrier signal, among the applied voltage of the two phases other than the switching target phase, one The phase corresponding to each of the first carrier wave signal and the second carrier wave signal when the other is compared with the second carrier wave signal and the voltage commands for the respective phases are arranged in descending order are a voltage maximum phase and a voltage intermediate phase, respectively. , A voltage minimum phase, and a current having a maximum absolute value among the currents flowing through the three-phase winding is a current absolute maximum phase, the current maximum absolute phase is the voltage intermediate phase. A power converter that compares the applied voltages of the two phases other than the switching target phase with the same carrier signal of either the first carrier signal or the second carrier signal when they match. is there.
この発明に係る電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置によれば、出力電流の乱れを抑制することができる。 According to the power conversion device, the generator motor control device, and the electric power steering device of the present invention, it is possible to suppress the disturbance of the output current.
以下、この発明に係る電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置のそれぞれの実施の形態について、図に基づいて説明する。各図において、同一または相当する部材および部位については、同一符号を付して示し、重複する説明は省略する。 Embodiments of a power converter, a generator-motor controller, and an electric power steering device according to the present invention will be described below with reference to the drawings. In each of the drawings, the same or corresponding members and parts are designated by the same reference numerals, and overlapping description will be omitted.
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。図１に示すように、本実施の形態１に係る電力変換装置は、電力変換器４、および、制御部６を備えている。また、必要に応じて、電力変換装置は、平滑コンデンサ３を備える。電力変換装置は、電源としての直流電源２に接続されている。また、電力変換装置には、負荷として、交流回転機１が接続されている。電力変換装置は、直流電源２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機１に供給する。また、図１に示すように、さらに、必要に応じて、電力変換装置は、交流回転機１の各相の巻線に流れる電流を検出する電流検出器５を備える。
1 is a diagram showing an overall configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power conversion device according to the first embodiment includes a power converter 4 and a
本実施の形態１に係る電力変換装置は、搬送波信号の切り替えによって生じる出力電流の乱れを抑制する。これに対し、上記の特許文献１に記載の従来の制御方法においては、上述したように、搬送波信号を切り替える際に、出力電流が乱れてしまう可能性があるという問題点があった。従来の制御方法における当該問題点について、図２および図３を用いて説明する。
The power conversion device according to the first embodiment suppresses the disturbance of the output current caused by the switching of the carrier signal. On the other hand, the conventional control method described in
図２および図３は、従来の制御方法における高電位側スイッチング素子の３周期分のオン／オフ波形を示している。図２および図３において、横軸は時間である。 2 and 3 show ON/OFF waveforms for three cycles of the high potential side switching element in the conventional control method. 2 and 3, the horizontal axis represents time.
図２は、インバータの出力側に３相モータを接続した場合において、１相のＤｕｔｙを５０％で出力中に、タイミングＡで、位相シフトしていない状態から１８０ｄｅｇ位相シフトした状態に切り替えた際の高電位側スイッチング素子のオン／オフ波形を示している。図２においては、２周期目に、タイミングＡが含まれている。図２の２周期目に注目すると、タイミングＡにて１８０ｄｅｇ位相シフトしたことで、その後もオン状態が継続してしまっている。その結果、２周期目全体で、７５％の出力となっている。例えば、他の２相のＤｕｔｙが０％付近にある場合であれば、線間電圧が期待値の１．５倍程度になるため、所望の電流を得ることができない。 FIG. 2 shows a case where the phase shift is switched from the phase-shifted state to the 180-deg phase-shifted state at timing A while outputting a one-phase duty at 50% when a three-phase motor is connected to the output side of the inverter. 2 shows ON/OFF waveforms of the high-potential side switching element of FIG. In FIG. 2, timing A is included in the second cycle. Focusing on the second cycle of FIG. 2, the 180 deg phase shift is performed at the timing A, so that the ON state continues after that. As a result, the output is 75% in the entire second cycle. For example, if the Duty of the other two phases is around 0%, the line voltage becomes about 1.5 times the expected value, and the desired current cannot be obtained.
図３は、インバータの出力側に３相モータを接続した場合において、１相のＤｕｔｙを５０％で出力中に、タイミングＢで、１８０ｄｅｇ位相シフトした状態から位相シフトしていない状態へ切り替えた際の高電位側スイッチング素子のオン／オフ波形を示している。図３においては、２周期目に、タイミングＢが含まれている。図３の２周期目に注目すると、タイミングＢにて位相シフトを解除したことで、その後もオフ状態が継続してしまっている。その結果、２周期目全体で、２５％の出力となっている。例えば、他の２相のＤｕｔｙが１００％付近にある場合であれば、線間電圧が期待値の半分程度になるため、所望の電流を得ることができない。 FIG. 3 shows a case where a 180 deg phase-shifted state is switched to a non-phase-shifted state at timing B while a 1-phase duty is being output at 50% when a 3-phase motor is connected to the output side of the inverter. 2 shows ON/OFF waveforms of the high-potential side switching element of FIG. In FIG. 3, timing B is included in the second cycle. Focusing on the second cycle of FIG. 3, the phase shift is released at the timing B, so that the OFF state continues after that. As a result, the output is 25% in the entire second cycle. For example, when the Duty of the other two phases is around 100%, the line voltage becomes about half of the expected value, and the desired current cannot be obtained.
また、モータの回転速度が零速から高くなると、力率は下がるのが一般的である。したがって、従来の制御方法では、モータが零速あるいは低速域で回転している場合には、位相シフトが行われることで、コンデンサ電流の低減効果を得ている。一方、モータが高速で回転している場合には、位相シフトが停止されるので、コンデンサ電流の低減効果を得ることができない。 Moreover, when the rotational speed of the motor increases from zero speed, the power factor generally decreases. Therefore, in the conventional control method, when the motor is rotating in the zero speed or low speed range, the phase shift is performed to obtain the effect of reducing the capacitor current. On the other hand, when the motor is rotating at a high speed, the phase shift is stopped and the effect of reducing the capacitor current cannot be obtained.
上記のように、従来の制御方法においては、搬送波信号を切り替えるときに、所望のＤｕｔｙを得ることが出来ず、その結果、出力電流が乱れてしまうことがあった。これに対し、本実施の形態１では、このような出力電流の乱れを抑制する方法について説明する。 As described above, in the conventional control method, the desired duty cannot be obtained when switching the carrier signal, and as a result, the output current may be disturbed. On the other hand, in the first embodiment, a method of suppressing such disturbance of the output current will be described.
また、上記のように、従来の制御方法においては、モータが高速で回転している場合には、コンデンサ電流の低減効果を得ることができなかった。これに対し、本実施の形態１では、モータが高速で回転している場合においても、コンデンサ電流の低減効果が得られる方法についても説明する。 Further, as described above, in the conventional control method, when the motor is rotating at a high speed, the effect of reducing the capacitor current cannot be obtained. On the other hand, in the first embodiment, a method for obtaining the effect of reducing the capacitor current even when the motor is rotating at a high speed will be described.
以下、図１に示す本実施の形態１に係る電力変換装置の各構成要素、交流回転機１、および、直流電源２について説明する。
Hereinafter, each component of the power conversion device according to the first embodiment shown in FIG. 1, the
交流回転機１は、回転子と固定子とを備えた３相交流回転機から構成されている。交流回転機１では、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が、固定子に納められている。３相交流回転機としては、例えば、永久磁石同期回転機、誘導回転機、同期リラクタンス回転機等が挙げられる。本実施の形態１においては、３相巻線を有する交流回転機であれば、いずれの回転機を交流回転機１として用いてもよい。
The
直流電源２は、電力変換器４に直流電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源としては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等が挙げられるが、直流電圧を出力する機器であれば、いずれの機器も直流電源２として使用可能である。
The
平滑コンデンサ３は、直流電源２に並列に接続されている。すなわち、平滑コンデンサの一端は直流電源２の正極端子に接続され、平滑コンデンサ３の他端は直流電源２の負極端子に接続されている。したがって、平滑コンデンサ３は、直流電源２の２つの出力に電気的に接続されていると言える。平滑コンデンサ３は、母線電流Ｉｉｎｖ１の変動を抑制して安定した直流電流Ｉｃを生成する。ここでは細かく図示しないが、真のコンデンサ容量Ｃ以外に、実際には、等価直列抵抗Ｒｃ、および、リードインダクタンスＬｃが存在する。このように、平滑コンデンサ３を用いて、コンデンサのリプル電流を抑制することで、コンデンサの小型化を図ることができる。
The smoothing capacitor 3 is connected in parallel with the
電力変換器４は、上アームの高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１、および、下アームの低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１を有している。これらのスイッチング素子をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１と呼ぶこととする。 The power converter 4 has high-potential side switching elements Sup1, Svp1, Swp1 of the upper arm and low-potential side switching elements Sun1, Svn1, Swn1 of the lower arm. When these switching elements are collectively called, they will be called switching elements Sup1 to Swn1.
電力変換器４には、制御部６から、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１が入力される。以下、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１をまとめて呼ぶ場合には、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１と呼ぶこととする。電力変換器４は、インバータである逆変換回路を用いて、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づいて、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１をオンオフする。電力変換器４は、これらのオンオフ動作により、直流電源２から入力される直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流電圧を得る。電力変換器４は、当該交流電圧を、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に印加し、電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を通電させる。
On/off signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, Qwn1 are input to the power converter 4 from the
ここで、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１は、電力変換器４において、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｕｎ１，Ｓｖｐ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｐ１，Ｓｗｎ１のオン／オフを切り替えるためのスイッチング信号である。以後、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が１ならば、対応するスイッチング素子がオンされ、一方、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が０ならば、対応するスイッチング素子がオフされるものとする。なお、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１は、半導体スイッチと、半導体スイッチに逆並列接続されたダイオードとから構成される。半導体スイッチとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）パワートランジスタ等の半導体スイッチを用いる。 Here, the on/off signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1, Qwn1 are switching for switching on/off of the switching elements Sup1, Sun1, Svp1, Svn1, Swp1, Swn1 in the power converter 4, respectively. It is a signal. Thereafter, if the value of the on/off signals Qup1 to Qwn1 is 1, the corresponding switching element is turned on, while if the value of the on/off signals Qup1 to Qwn1 is 0, the corresponding switching element is turned off. To do. The semiconductor switching elements Sup1 to Swn1 each include a semiconductor switch and a diode connected in antiparallel to the semiconductor switch. As the semiconductor switch, for example, a semiconductor switch such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a bipolar transistor, and a MOS (Metal-Oxide-Semiconductor) power transistor is used.
電流検出器５は、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１および電流Ｉｗ１の値を、それぞれ、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓとして検出する。図１に示すように、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と電力変換器４との間に電流検出器５を設けることで、電力変換器４のスイッチング素子の状態に拘らず常時電流を検出できるという効果を得ることができる。つまり、制御部６は、電流検出可否を考慮せずに、スイッチング素子のオン／オフを決定することが可能となる。そのため、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と電力変換器４との間に電流検出器５を設けることは、本実施の形態１にとって好適である。
The current detector 5 detects the values of the current Iu1, the current Iv1 and the current Iw1 flowing through the three-phase windings U1, V1, W1 of the AC
なお、電流検出器５は、図１の例に限定されない。電流検出器５は、例えば、電力変換器４の半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１のそれぞれに対して直列に接続された電流検出用抵抗を備えた電流検出器であってもよい。その場合には、当該電流検出用抵抗を用いて、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓを検出する。あるいは、電流検出器５は、電力変換器４と平滑コンデンサ３との間に接続された電流検出用抵抗を備えた電流検出器であってもよい。その場合には、当該電流検出用抵抗を用いて、インバータ入力電流である母線電流Ｉｉｎｖ１を検出し、その検出値に基づいて、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓを求める。電流検出器５がこれらの構成の場合には、制御部６は、電流検出可否を考慮しつつ、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１のオン／オフを決定すればよい。
The current detector 5 is not limited to the example shown in FIG. The current detector 5 may be, for example, a current detector including a current detection resistor connected in series to each of the semiconductor switching elements Sun1, Svn1, Swn1 of the power converter 4. In that case, the current detection values Iu1s, Iv1s, and Iw1s are detected using the current detection resistor. Alternatively, the current detector 5 may be a current detector including a current detection resistor connected between the power converter 4 and the smoothing capacitor 3. In this case, the current detection resistor is used to detect the bus current Iinv1 that is the inverter input current, and the current detection values Iu1s, Iv1s, and Iw1s are obtained based on the detected values. In the case where the current detector 5 has these configurations, the
次に、制御部６について説明する。制御部６は、図１に示すように、電圧指令演算器７、オフセット演算器８、および、オン／オフ信号発生器９を備えている。制御部６のハードウェア構成について説明すると、制御部６は、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）とから構成される。ＲＯＭには、プログラムデータ、固定値データ等のデータが記憶されている。また、ＲＡＭには、演算結果などの各種データが記憶される。ＲＡＭに格納されている各種データは、更新されて順次書き換えられる。制御部６は、マイクロコンピュータが、ＲＯＭに記憶されたプログラムデータを読み出して実行することにより、制御部６の電圧指令演算器７、オフセット演算器８、および、オン／オフ信号発生器９の各部の機能を実現する。以下、制御部６の各部について詳細に説明する。
Next, the
電圧指令演算器７は、外部から入力される制御指令に基づいて、交流回転機１を駆動するための３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に印加する電圧に関する３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を演算し、オフセット演算器８へ出力する。３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の演算方法の一例について、以下に説明する。まず、電圧指令演算器７に外部から入力される制御指令として、ここでは、交流回転機１に通電する電流を指令する電流指令を用いる。また、電圧指令演算器７には、電流検出器５によって検出された３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓが入力される。電圧指令演算器７は、電流フィードバック制御を用いて、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓと電流指令との偏差を零とすべく、比例積分制御によって、３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を演算する。このようなフィードバック制御方法は公知技術であるため、ここでは詳細な説明は省略する。なお、上記の説明においては、交流回転機１の制御指令として、交流回転機１に対する電流指令を用いる場合を例示したが、これに限定されない。例えば、交流回転機１をＶ／Ｆ（Ｖｏｌｔａｇｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）制御する場合、制御指令は、交流回転機１の速度指令値となる。また、交流回転機１の回転位置を制御する場合、制御指令は、交流回転機１の位置指令値となる。
The
オフセット演算器８は、電圧指令演算器７から出力された３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１から、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１をそれぞれ減算し、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’を演算する。オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、オフセット演算器８によって演算される。図４に、オフセット演算器８がオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を演算する処理の流れを示すフローチャートを示す。
The offset
図４において、３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のうちの最大の電圧指令をＶｍａｘとし、それに対応する相を電圧最大相とする。また、同様に、最小の電圧指令をＶｍｉｎとし、それに対応する相を電圧最小相とする。また、最大と最小との間の中間の電圧指令をＶｍｉｄとし、それに対応する相を電圧中間相とする。すなわち、３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を大きい順に並べたときの電圧最大相の電圧指令をＶｍａｘ、電圧中間相の電圧指令をＶｍｉｄ、電圧最小相の電圧指令をＶｍｉｎとする。 In FIG. 4, the maximum voltage command of the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, Vw1 is Vmax, and the phase corresponding thereto is the voltage maximum phase. Similarly, the minimum voltage command is Vmin, and the phase corresponding thereto is the minimum voltage phase. Further, an intermediate voltage command between the maximum and the minimum is Vmid, and a phase corresponding thereto is a voltage intermediate phase. That is, when the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, Vw1 are arranged in descending order, the voltage command of the maximum voltage phase is Vmax, the voltage command of the intermediate voltage phase is Vmid, and the voltage command of the minimum voltage phase is Vmin.
このとき、図４に示すように、まず、オフセット演算器８は、ステップＳ１３０で、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓに基づいて、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１のうち、その絶対値が最大となる相を、電流絶対値最大相として選択する。そして、オフセット演算器８は、電流絶対値最大相が電圧最大相と一致しているか否かを判定する。電流絶対値最大相が電圧最大相であるならば、ステップＳ１３３に進み、そうでなければ、ステップＳ１３１に進む。
At this time, as shown in FIG. 4, first, in step S130, the offset
ステップＳ１３１では、オフセット演算器８は、電流絶対値最大相が電圧最小相と一致しているか否かを判定する。電流絶対値最大相が電圧最小相であるならば、ステップＳ１３４に進み、そうでなければ、ステップＳ１３２に進む。
In step S131, the offset
ステップＳ１３２は、電流絶対値最大相が電圧中間相である場合を示す。そこで、オフセット演算器８は、電圧中間相の電圧指令Ｖｍｉｄが正の値であるか否かを判定する。電圧中間相の電圧指令Ｖｍｉｄが正の値であるならば、ステップＳ１３５に進み、そうでなければ、ステップＳ１３６に進む。
Step S132 shows the case where the maximum absolute current value phase is the voltage intermediate phase. Therefore, the offset
ステップＳ１３４およびステップＳ１３６では、オフセット演算器８は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に、電圧最小相の電圧指令Ｖｍｉｎの値を設定する。
In step S134 and step S136, the offset
一方、ステップＳ１３３およびステップＳ１３５では、オフセット演算器８は、電圧最大相の電圧指令Ｖｍａｘと直流電源２の直流電圧Ｖｄｃとの差、すなわち、（Ｖｍａｘ−Ｖｄｃ）の値を求め、当該値（Ｖｍａｘ−Ｖｄｃ）をオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に設定する。
On the other hand, in steps S133 and S135, the offset
なお、上記のステップＳ１３０において、オフセット演算器８が、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓに基づいて電流絶対値最大相を選択すると説明したが、これに限定されない。オフセット演算器８は、制御指令から得られる３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１に基づいて、電流絶対値最大相を選択してもよい。
Although it has been described that the offset
次に、図５〜図１０を用いて、オフセット演算器８から出力される３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’の波形について説明する。３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’の波形は、電流位相と電圧位相との差である力率角によって変化する。以下に、詳細に説明する。
Next, the waveforms of the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', Vw1' output from the offset
力率角が０ｄｅｇの場合には、電流波形および電圧波形は図５のようになる。図５の上段のグラフは電流位相に対する３相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１の波形を示し、図５の下段のグラフは３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の波形を示す。また、図５の上段のグラフおよび下段のグラフの横軸は共に位相を示す。図５の上段のグラフおよび下段のグラフにおいて、実線がＵ１相の波形、破線がＶ１相の波形、点線がＷ１相の波形をそれぞれ示している。 When the power factor angle is 0 deg, the current waveform and the voltage waveform are as shown in FIG. The upper graph of FIG. 5 shows the waveforms of the three-phase currents Iu1, Iv1, Iw1 with respect to the current phase, and the lower graph of FIG. 5 shows the waveforms of the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, Vw1. The horizontal axes of the upper graph and the lower graph of FIG. 5 both indicate the phase. In the upper graph and the lower graph of FIG. 5, the solid line indicates the U1 phase waveform, the broken line indicates the V1 phase waveform, and the dotted line indicates the W1 phase waveform.
図５の上段のグラフに示されるように、電流絶対値最大相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から３０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
３０ｄｅｇ以上から９０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
９０ｄｅｇ以上から１５０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１５０ｄｅｇ以上から２１０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
２１０ｄｅｇ以上から２７０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
２７０ｄｅｇ以上から３３０ｄｅｇ未満まで：Ｖ1相、
３３０ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相。
As shown in the upper graph of FIG. 5, the maximum phase of the absolute current value changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 30 deg: U1 phase,
From 30 deg or more to less than 90 deg: W1 phase,
From 90 deg or more to less than 150 deg: V1 phase,
From 150 deg or more to less than 210 deg: U1 phase,
From 210 deg or more to less than 270 deg: W1 phase,
From 270 deg or more to less than 330 deg: V1 phase,
From 330 deg or more to less than 360 deg: U1 phase.
また、図５の下段のグラフに示されるように、電圧最大相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
６０ｄｅｇ以上から１８０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１８０ｄｅｇ以上から３００ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
３００ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 5, the maximum voltage phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 60 deg: U1 phase,
From 60 deg or more to less than 180 deg: V1 phase,
From 180 deg or more to less than 300 deg: W1 phase,
From 300 deg or more to less than 360 deg: U1 phase.
また、図５の下段のグラフに示されるように、電圧最小相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から１２０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
１２０ｄｅｇ以上から２４０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
２４０ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 5, the minimum voltage phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: from 0 deg or more to less than 120 deg: W1 phase,
From 120 deg or more to less than 240 deg: U1 phase,
From 240 deg or more to less than 360 deg: V1 phase.
以上のことからわかるように、電流絶対値最大相は、電圧最大相および電圧最小相のうちのいずれか一方に一致する。 As can be seen from the above, the maximum current absolute value phase coincides with either the maximum voltage phase or the minimum voltage phase.
図４のフローチャートに従ってオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を決定すると、スイッチング停止相は、図６の表に示すように設定される。すなわち、スイッチング停止相と電流絶対値最大相は一致している。従って、スイッチング停止相は、電圧最大相および電圧最小相のうちのいずれか一方に一致する。 When the offset voltage Voffset1 is determined according to the flowchart of FIG. 4, the switching stop phase is set as shown in the table of FIG. That is, the switching stop phase and the maximum absolute current value phase match. Therefore, the switching stop phase corresponds to either one of the maximum voltage phase and the minimum voltage phase.
その結果、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’は、図７に示すように、６０ｄｅｇ毎にスイッチング停止相が切り替わる波形となる。図７のグラフにおいて、実線が印加電圧Ｖｕ１’の波形、破線が印加電圧Ｖｖ１’の波形、点線が印加電圧Ｖｗ１’の波形をそれぞれ示している。また、最大相を搬送波信号の最大値に設定する上べた二相変調と、最小相を搬送波信号の最小値に設定する下べた二相変調とが、６０ｄｅｇ毎に交互に切り替わる。力率角が０〜３０ｄｅｇ、１５０〜２１０ｄｅｇ、３３０〜３６０ｄｅｇの場合には、同様の印加電圧に設定することができる。 As a result, the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', and Vw1' have a waveform in which the switching stop phase switches every 60 deg, as shown in FIG. In the graph of FIG. 7, the solid line shows the waveform of the applied voltage Vu1', the broken line shows the waveform of the applied voltage Vv1', and the dotted line shows the waveform of the applied voltage Vw1'. Further, the upper two-phase modulation for setting the maximum phase to the maximum value of the carrier signal and the lower two-phase modulation for setting the minimum phase to the minimum value of the carrier signal are alternately switched every 60 deg. When the power factor angle is 0 to 30 deg, 150 to 210 deg, and 330 to 360 deg, the same applied voltage can be set.
一方、力率角が６０ｄｅｇの場合には、電流波形および電圧波形は図８のようになる。図８の上段のグラフは電流位相に対する３相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１の波形を示し、図８の下段のグラフは３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の波形を示す。また、図８の上段のグラフおよび下段のグラフの横軸は共に位相を示す。図８の上段のグラフおよび下段のグラフにおいて、実線がＵ１相の波形、破線がＶ１相の波形、点線がＷ１相の波形をそれぞれ示している。 On the other hand, when the power factor angle is 60 deg, the current waveform and the voltage waveform are as shown in FIG. The upper graph of FIG. 8 shows the waveforms of the three-phase currents Iu1, Iv1, Iw1 with respect to the current phase, and the lower graph of FIG. 8 shows the waveforms of the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, Vw1. Further, the horizontal axes of the upper graph and the lower graph of FIG. 8 both indicate the phase. In the upper graph and the lower graph of FIG. 8, the solid line indicates the U1 phase waveform, the broken line indicates the V1 phase waveform, and the dotted line indicates the W1 phase waveform.
図８の上段のグラフに示されるように、電流絶対値最大相は、図５の上段のグラフと同様に、電流位相によって変化する。図５の場合と同じであるため、ここでは説明を省略する。 As shown in the upper graph of FIG. 8, the maximum phase of the absolute current value changes depending on the current phase, as in the upper graph of FIG. Since it is the same as the case of FIG. 5, description thereof is omitted here.
図８の下段のグラフに示されるように、電圧最大相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から１２０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１２０ｄｅｇ以上から２４０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
２４０ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相。
As shown in the lower graph of FIG. 8, the voltage maximum phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: 0 deg or more to less than 120 deg: V1 phase,
From 120 deg or more to less than 240 deg: W1 phase,
From 240 deg or more to less than 360 deg: U1 phase.
また、図８の下段のグラフに示されるように、電圧最小相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から６０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
６０ｄｅｇ以上から１８０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
１８０ｄｅｇ以上から３００ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
３００ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 8, the minimum voltage phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: from 0 deg or more to less than 60 deg: W1 phase,
From 60 deg or more to less than 180 deg: U1 phase,
From 180 deg or more to less than 300 deg: V1 phase,
From 300 deg or more to less than 360 deg: W1 phase.
また、図８の下段のグラフに示されるように、電圧中間相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
６０ｄｅｇ以上から１２０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
１２０ｄｅｇ以上から１８０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１８０ｄｅｇ以上から２４０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
２４０ｄｅｇ以上から３００ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
３００ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 8, the voltage intermediate phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 60 deg: U1 phase,
From 60 deg or more to less than 120 deg: W1 phase,
From 120 deg or more to less than 180 deg: V1 phase,
From 180 deg or more to less than 240 deg: U1 phase,
From 240 deg or more to less than 300 deg: W1 phase,
From 300 deg or more to less than 360 deg: V1 phase.
このように、力率角が６０ｄｅｇの場合は、力率角が０ｄｅｇの場合とは異なり、電流絶対値最大相が電圧中間相と一致する領域が、３０ｄｅｇ毎に発生する。 In this way, when the power factor angle is 60 deg, unlike the case where the power factor angle is 0 deg, a region in which the maximum absolute current value phase matches the voltage intermediate phase occurs every 30 deg.
図４のフローチャートに従ってオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を決定すると、スイッチング停止相は、図９の表に示すように設定される。図９においても、スイッチング停止相は、電圧最大相および電圧最小相のうちのいずれか一方に一致する。 When the offset voltage Voffset1 is determined according to the flowchart of FIG. 4, the switching stop phase is set as shown in the table of FIG. Also in FIG. 9, the switching stop phase corresponds to either one of the voltage maximum phase and the voltage minimum phase.
その結果、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’は、図１０に示すように、３０ｄｅｇ毎にスイッチング停止相が切り替わる波形となる。図１０のグラフにおいて、実線が印加電圧Ｖｕ１’の波形、破線が印加電圧Ｖｖ１’の波形、点線が印加電圧Ｖｗ１’の波形をそれぞれ示している。また、図４のステップＳ１３２の判定結果によってオフセット方向は６０ｄｅｇ毎に変化しており、上べた二相変調と下べた二相変調が６０ｄｅｇ毎に交互に切り替わる。 As a result, the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', Vw1' have a waveform in which the switching stop phase switches every 30 deg as shown in FIG. In the graph of FIG. 10, the solid line shows the waveform of the applied voltage Vu1', the broken line shows the waveform of the applied voltage Vv1', and the dotted line shows the waveform of the applied voltage Vw1'. Further, the offset direction changes every 60 deg according to the determination result of step S132 in FIG. 4, and the upper half two-phase modulation and the lower half two-phase modulation are alternately switched every 60 deg.
オン／オフ信号発生器９は、オフセット演算器８から出力される３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’に基づいて、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１を出力する。図１１は、図５に示すタイミングＣでのオン／オフ信号発生器９の動作説明図である。図１１において、Ｃ１は第１搬送波信号、Ｃ２は第２搬送波信号である。第１搬送波信号Ｃ１と第２搬送波信号Ｃ２とは、１８０ｄｅｇ位相が異なる。第１搬送波信号Ｃ１および第２搬送波信号Ｃ２は、共に、最小値が０で、最大値がＶｄｃで、周期がＴｃの三角波である。ここでは、第１搬送波信号Ｃ１および第２搬送波信号Ｃ２の一例として三角波を用いて説明するが、第１搬送波信号Ｃ１および第２搬送波信号Ｃ２は、のこぎり波等、三角波以外の他の形状であってもよい。また、その場合でも同様の効果が得られる。
The on/off
オン／オフ信号発生器９は、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｕ１’とを比較し、印加電圧Ｖｕ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最大値と一致または第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい場合は「Ｑｕｐ１＝１かつＱｕｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｕ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最小値と一致または第１搬送波信号Ｃ１未満の場合は「Ｑｕｐ１＝０かつＱｕｎ１＝１」を出力する。
The on/off
また、オン／オフ信号発生器９は、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｖ１’とを比較し、印加電圧Ｖｖ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最大値と一致または第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい場合は「Ｑｖｐ１＝１かつＱｖｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｖ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最小値と一致または第１搬送波信号Ｃ１未満の場合は「Ｑｖｐ１＝０かつＱｖｎ１＝１」を出力する。
Further, the on/off
また、オン／オフ信号発生器９は、第２搬送波信号Ｃ２と印加電圧Ｖｗ１’とを比較し、印加電圧Ｖｗ１’が第２搬送波信号Ｃ２の最大値と一致または第２搬送波信号Ｃ２よりも大きい場合は「Ｑｗｐ１＝１かつＱｗｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ１’が第２搬送波信号Ｃ２の最小値と一致または第２搬送波信号Ｃ２未満の場合は「Ｑｗｐ１＝０かつＱｗｎ１＝１」を出力する。
Further, the on/off
その結果、母線電流Ｉｉｎｖ１は、図１１に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において−Ｉｗ１、時刻ｔ２〜ｔ３においてＩｕ１、時刻ｔ３〜ｔ５において−Ｉｖ１、時刻ｔ５〜ｔ６においてＩｕ１、時刻ｔ６〜ｔ７において−Ｉｗ１となり、いずれのタイミングにおいても力行電流が流れている。図１から分かるように、母線電流Ｉｉｎｖ１、直流電源２の出力電流Ｉｂ、および、平滑コンデンサ３の出力電流Ｉｃには、Ｉｉｎｖ１＝Ｉｂ＋Ｉｃの関係がある。また、直流電源２の出力電流Ｉｂは一定値Ｉｄｃを出力するため、コンデンサ電流Ｉｃは、出力電流Ｉｂに対して、Ｉｃ＝Ｉｉｎｖ１−Ｉｄｃの関係が成り立つ。一定値Ｉｄｃは、変調率ｋ、力率角θｉｖおよび電流実効値Ｉｒｍｓを用いて下式（１）で与えられる。変調率ｋは、線間電圧波高値が直流電圧Ｖｄｃとなるときを１とした値である。
As a result, as shown in FIG. 11, the bus current Iinv1 is −Iw1 at times t1 to t2, Iu1 at times t2 to t3, −Iv1 at times t3 to t5, Iu1 at times t5 to t6, and at times t6 to t7. It becomes −Iw1, and the powering current is flowing at any timing. As can be seen from FIG. 1, the bus current Iinv1, the output current Ib of the
変調率ｋが小さい場合にはＩｃの最大値の絶対値と最小値の絶対値を比較すると、最大値の絶対値の方が大きくなり、変調率ｋが大きい場合にはＩｃの最大値の絶対値と最小値の絶対値を比較すると、最小値の絶対値の方が大きくなる。平滑コンデンサ３のコンデンサ電流を小さくするためには、低変調率では、母線電流Ｉｉｎｖ１が、予め設定された閾値を超えるような大きな値になることを回避すればよく、高変調率では、母線電流Ｉｉｎｖ１が、零または負となることを回避すればよい。例えば、力率角０ｄｅｇの力行運転状態ではＩｎｉｎｖ１が０〜√３Ｉｒｍｓの範囲となるので、ＩｄｃがＩｎｉｎｖ１の振幅中央値になるには√３Ｉｒｍｓ／２であればよい。この場合、変調率ｋが１／√２の場合を基準として低変調率、高変調率ということとする。 When the modulation rate k is small, the absolute value of the maximum value of Ic is compared with the absolute value of the minimum value of Ic, the absolute value of the maximum value is larger, and when the modulation rate k is large, the absolute value of the maximum value of Ic is absolute. When the absolute value of the minimum value is compared with the absolute value, the absolute value of the minimum value becomes larger. In order to reduce the capacitor current of the smoothing capacitor 3, it is sufficient to prevent the bus current Iinv1 from becoming a large value exceeding a preset threshold value at a low modulation rate. It suffices to avoid that Iinv1 becomes zero or negative. For example, since Ininv1 is in the range of 0 to √3Irms in the power running mode with the power factor angle of 0 deg, it is sufficient that Idc is √3Irms/2 to be the median amplitude of Ininv1. In this case, the low modulation rate and the high modulation rate are based on the case where the modulation rate k is 1/√2.
なお、上記の図１１では、第２搬送波信号Ｃ２と印加電圧Ｖｗ１’とを比較してオン／オフ信号Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１を決定したが、以下では、図１２に示すように、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｗ１’とを比較した場合の母線電流Ｉｉｎｖ１について説明する。Ｕ１相およびＶ１相のオン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１は、図１１の場合と同様の動きとなるため、ここでは説明を省略する。一方、Ｗ１相のオン／オフ信号Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１は、図１１の場合と異なる。図１２では、オン／オフ信号発生器９が、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｗ１’とを比較し、印加電圧Ｖｗ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最大値と一致または第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい場合は「Ｑｗｐ１＝１かつＱｗｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最小値と一致または第１搬送波信号Ｃ１未満の場合には「Ｑｗｐ１＝０かつＱｗｎ１＝１」を出力する。
In FIG. 11, the on/off signals Qwp1 and Qwn1 are determined by comparing the second carrier signal C2 and the applied voltage Vw1′. However, as shown in FIG. 12, the first carrier signal C1 will be described below. The bus current Iinv1 when the applied voltage Vw1′ and the applied voltage Vw1′ are compared will be described. The U1 phase and V1 phase on/off signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1 have the same movements as in the case of FIG. 11, and therefore their explanations are omitted here. On the other hand, the W1 phase on/off signals Qwp1 and Qwn1 are different from the case of FIG. In FIG. 12, the on/off
その結果、母線電流Ｉｉｎｖ１は、時刻ｔ１〜ｔ２において０、時刻ｔ２〜ｔ３において−Ｉｗ１、時刻ｔ３〜ｔ５においてＩｕ１、時刻ｔ５〜ｔ６において−Ｉｗ１、時刻ｔ６〜ｔ７において０となる。時刻ｔ１〜ｔ２および時刻ｔ６〜ｔ７においてＩｉｎｖ１＝０となるため、図１２は、図１１に比べて、コンデンサ電流が大きくなる。 As a result, the bus current Iinv1 becomes 0 at times t1 to t2, −Iw1 at times t2 to t3, Iu1 at times t3 to t5, −Iw1 at times t5 to t6, and 0 at times t6 to t7. Since Iinv1=0 at times t1 to t2 and times t6 to t7, the capacitor current in FIG. 12 is larger than that in FIG.
従って、上記の図１１で示したように、スイッチング停止相以外の２相のうち、一方の相に対する搬送波信号として第１搬送波信号Ｃ１を使用し、もう一方の相に対する搬送波信号として第２搬送波信号Ｃ２を使用することで、コンデンサ電流を低減することができる。また、電気角１周期において、上べた二相変調または下べた二相変調とすることによりスイッチング回数を低減できるため、スイッチング損失による発熱を抑制する効果も得ることができる。 Therefore, as shown in FIG. 11, the first carrier signal C1 is used as the carrier signal for one of the two phases other than the switching stop phase, and the second carrier signal is used as the carrier signal for the other phase. By using C2, the capacitor current can be reduced. Further, since the number of times of switching can be reduced by performing the upper half-phase modulation or the lower half-phase modulation in one electrical angle cycle, it is possible to obtain the effect of suppressing heat generation due to switching loss.
以下では、搬送波信号の選択方法について説明する。 Hereinafter, a method of selecting a carrier signal will be described.
図１３は、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’と比較する搬送波信号を、第１搬送波信号Ｃ１と第２搬送波信号Ｃ２のいずれにするかを示した図である。図１３において、搬送波信号の各欄における「１」は第１搬送波信号Ｃ１を選択したことを示し、「２」は第２搬送波信号Ｃ２を選択したことを示す。また、図１３において、ハッチング部分はスイッチング停止相を示しているので、いずれの搬送波信号を選択しても出力結果は変わらない。上述したように、コンデンサ電流を小さくするには、スイッチング停止相以外の２相が互いに異なる搬送波信号を使用すればよい。そのため、スイッチング停止相の変化に合わせて、搬送波信号を６０ｄｅｇ毎に切り替える場合、Ｖ１相であれば３０ｄｅｇで搬送波信号を切り替える必要がある。このとき、Ｖ１相は電圧中間相となっているため、スイッチング停止相ではない。 FIG. 13 is a diagram showing which one of the first carrier signal C1 and the second carrier signal C2 is used as the carrier signal to be compared with the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', Vw1'. In FIG. 13, "1" in each column of the carrier wave signal indicates that the first carrier wave signal C1 is selected, and "2" indicates that the second carrier wave signal C2 is selected. Further, in FIG. 13, since the hatched portion indicates the switching stop phase, the output result does not change regardless of which carrier signal is selected. As described above, in order to reduce the capacitor current, carrier signals of two phases other than the switching stop phase may be used. Therefore, when the carrier signal is switched every 60 deg in accordance with the change of the switching stop phase, it is necessary to switch the carrier signal at 30 deg for the V1 phase. At this time, since the V1 phase is the voltage intermediate phase, it is not the switching stop phase.
図１４は、理想的に搬送波信号が切り替わった場合のオン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｖｐ１，Ｑｗｐ１の変化を表したものである。Ｖ１相については、時刻ｔ１０〜ｔ１２では第１搬送波信号Ｃ１と比較し、時刻ｔ１２〜ｔ１４では第２搬送波信号Ｃ２と比較して、オン／オフ信号Ｑｖｐ１を生成している。印加電圧Ｖｖ１’の演算は、時刻ｔ１２より前のタイミングで終了するため、その時点で搬送波信号の切り替え要否は判明している。例えば、印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’の演算が時刻ｔ１５で完了し、時刻ｔ１５の時点で、搬送波信号を切り替えた場合、本来、時刻ｔ１５で実施されるオン／オフ信号Ｑｖｐ１を０から１にする指示が実施できず、図１５のようなオン／オフ信号Ｑｖｐ１となる。すなわち、図１５では、時刻ｔ１５以降も、オン／オフ信号Ｑｖｐ１が０のままである。その結果、時刻ｔ１０〜ｔ１２で出力したいＶ１相の印加電圧Ｖｖ１’が出せず、３相電流が乱れる要因となる。これを回避して図１４のような理想的な波形を実現するには、搬送波信号の切り替えと印加電圧の反映を時刻ｔ１２で同期して実施する必要がある。 FIG. 14 shows changes in the on/off signals Qup1, Qvp1, Qwp1 when the carrier signals are ideally switched. For the V1 phase, an on/off signal Qvp1 is generated by comparing with the first carrier signal C1 at times t10 to t12 and comparing with the second carrier signal C2 at times t12 to t14. Since the calculation of the applied voltage Vv1' ends at the timing before the time t12, it is known at that time whether the carrier signal needs to be switched. For example, when the calculation of the applied voltages Vu1′, Vv1′, and Vw1′ is completed at time t15 and the carrier signal is switched at time t15, the on/off signal Qvp1 originally executed at time t15 is changed from 0 to 0. The instruction to set to 1 cannot be executed, and the on/off signal Qvp1 as shown in FIG. 15 is obtained. That is, in FIG. 15, the on/off signal Qvp1 remains 0 even after the time t15. As a result, the applied voltage Vv1' of the V1 phase desired to be output at the times t10 to t12 cannot be output, which causes a disturbance of the three-phase current. In order to avoid this and realize an ideal waveform as shown in FIG. 14, it is necessary to switch the carrier signal and reflect the applied voltage in synchronization with each other at time t12.
廉価なマイコンを用いた場合には同期してできる処理が限られるが、図１６の表に示すように搬送波信号を切り替えることで、搬送波信号の切り替えと印加電圧の反映を同期せずに実施できる。上記の図１３のように搬送波信号を設定すると、電圧中間相で搬送波信号の切り替えが必要となるが、図１６のように搬送波信号を設定することで、搬送波信号の切り替え頻度を下げられる。具体的には、図１６に示すように、Ｕ１相については、電流位相２１０〜３３０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を使用し、電流位相３０〜１５０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。また、Ｖ１相については、電流位相０〜９０ｄｅｇおよび電流位相３３０〜３６０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、電流位相１５０〜２７０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。また、Ｗ１相については、電流位相９０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、電流位相０〜３０ｄｅｇおよび電流位相２７０〜３６０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。
When an inexpensive microcomputer is used, the processing that can be performed synchronously is limited, but by switching the carrier signal as shown in the table of FIG. 16, the switching of the carrier signal and the reflection of the applied voltage can be performed without synchronization. .. When the carrier signal is set as shown in FIG. 13 described above, it is necessary to switch the carrier signal in the voltage intermediate phase, but by setting the carrier signal as shown in FIG. 16, the carrier signal switching frequency can be reduced. Specifically, as shown in FIG. 16, for the U1 phase, the first carrier signal C1 is used at a current phase of 210 to 330 deg, and the second carrier signal C2 is selected at a current phase of 30 to 150 deg. For the V1 phase, the first carrier signal C1 is selected at the
すなわち、Ｕ１相、Ｖ１相、および、Ｗ１相の各相において、１２０ｄｅｇごとに第１搬送波信号Ｃ１と第２搬送波信号Ｃ２とを切り替え、第１搬送波信号Ｃ１の区間と第２搬送波信号Ｃ２の区間との間に、スイッチング停止相となる区間を挟む。スイッチング停止相では、搬送波信号１周期においてオンまたはオフのままとなるため、その間に搬送波信号を切り替えてもオン／オフ信号は変化しない。本実施の形態１では、図１６の左から右に変化する回転方向であれば、Ｕ１相は電流位相１５０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替え、電流位相３３０〜３６０ｄｅｇまたは電流位相０〜３０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。また、Ｖ１相は、電流位相２７０〜３３０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替え、電流位相９０〜１５０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。また、Ｗ１相は、電流位相３０〜９０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替え、電流位相２１０〜２７０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。 That is, in each of the U1, V1, and W1 phases, the first carrier signal C1 and the second carrier signal C2 are switched every 120 deg, and the section of the first carrier signal C1 and the section of the second carrier signal C2 are switched. And a section that is a switching stop phase are sandwiched between and. In the switching stop phase, it remains on or off in one cycle of the carrier signal, so that even if the carrier signal is switched during that period, the on/off signal does not change. In the first embodiment, if the rotation direction changes from left to right in FIG. 16, the U1 phase is switched to the first carrier signal C1 at the current phase of 150 to 210 deg, and the current phase of 330 to 360 deg or the current phase of 0 to 30 deg. Is switched to the second carrier signal C2. The V1 phase is switched to the first carrier signal C1 at the current phase of 270 to 330 deg and switched to the second carrier signal C2 at the current phase of 90 to 150 deg. The W1 phase is switched to the first carrier signal C1 at the current phase of 30 to 90 deg and switched to the second carrier signal C2 at the current phase of 210 to 270 deg.
図１６の表に示すように搬送波信号の切り替えを行うためには、例えば、図１７のようなフローチャートで切り替え処理を行うとよい。図１７では、まず、ステップＳ１４０で、電流絶対値最大相が電圧最大相であるかどうかを判定する。電流絶対値最大相が電圧最大相である場合はステップＳ１４２に進み、そうでなければ、ステップＳ１４１に進む。ステップＳ１４１では、電流絶対値最大相が電圧最小相であるかどうかを判定する。電流絶対値最大相が電圧最小相である場合にはステップＳ１４３に進み、そうでなければ、ステップＳ１４４に進む。ステップＳ１４２では、搬送波信号を第１搬送波信号Ｃ１から第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。ステップＳ１４３では、搬送波信号を第２搬送波信号Ｃ２から第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。ステップＳ１４４では、搬送波信号を切り替えずに現在の搬送波信号のまま、保持する。 In order to switch the carrier signal as shown in the table of FIG. 16, it is preferable to perform the switching process in the flowchart of FIG. 17, for example. In FIG. 17, first, in step S140, it is determined whether or not the maximum absolute current value phase is the maximum voltage phase. If the current absolute maximum phase is the voltage maximum phase, the process proceeds to step S142, and if not, the process proceeds to step S141. In step S141, it is determined whether the current absolute maximum phase is the voltage minimum phase. If the maximum absolute current value phase is the minimum voltage phase, the process proceeds to step S143. If not, the process proceeds to step S144. In step S142, the carrier signal is switched from the first carrier signal C1 to the second carrier signal C2. In step S143, the carrier wave signal is switched from the second carrier wave signal C2 to the first carrier wave signal C1. In step S144, the carrier wave signal is not switched and is held as it is.
つまり、スイッチング停止状態となるとき、印加電圧が搬送波信号の最大値と一致するとき、または、印加電圧が搬送波信号の最小値と一致するときに、使用する搬送波信号を切り替えることで、搬送波信号の切り替えによって生じる印加電圧の乱れを抑制することができる。なお、ここでは、図１４および図１５に示すように、第１搬送波信号Ｃ１を搬送波信号１周期において上に凸、第２搬送波信号Ｃ２を搬送波信号１周期において下に凸である三角波としたが、反対であっても同様の効果が得られることはいうまでもない。 That is, when the switching is stopped, when the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal or when the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal, the carrier signal to be used is switched to change the carrier signal. The disturbance of the applied voltage caused by the switching can be suppressed. Here, as shown in FIGS. 14 and 15, the first carrier signal C1 is a triangular wave that is convex upward in one cycle of the carrier signal, and the second carrier signal C2 is a triangular wave that is convex downward in one cycle of the carrier signal. Needless to say, the same effect can be obtained even if they are opposite.
交流回転機１の回転数が低い場合、図１６の搬送波信号が切り替わる領域間をハンチングする場合がある。例えば、図４のようなフローチャートで動作させた場合であれば、角度検出誤差または電流検出誤差などの影響によって電圧位相がずれることによって、ハンチングが生じる。この場合には、図１７のステップＳ１４２によって第２搬送波信号Ｃ２に切り替わった後で、再度、第１搬送波信号Ｃ１を選択したい領域に戻ることがある。そのため、ステップＳ１４０が連続Ｘ１回成立したときにステップＳ１４２を実施する、および、ステップＳ１４１が連続Ｘ２回成立したときにステップＳ１４３を実施するというように、搬送波信号の切り替えを遅延させる。ここで、Ｘ１およびＸ２の値は、予め適宜設定しておく。つまり、交流回転機１の回転数が、予め設定された回転数閾値以下の場合に、搬送波信号の切り替えを遅延させることによって、搬送波信号が切り替わる領域間のハンチングによる搬送波信号の切り替えミスを回避できる。このように、交流回転機１の回転数が回転数閾値以下の低回転数の場合には、搬送波信号の切り替えがハンチングする可能性があるが、予め設定された条件に基づく不感帯を設けて、切り替えを遅延させることで、ハンチングの発生を回避することができる。なお、ここでは、予め設定された条件として、「ステップＳ１４０が連続Ｘ１回成立」あるいは「ステップＳ１４１が連続Ｘ２回成立」という条件を例に挙げて説明したが、これに限定されない。予め設定された条件は、例えば、予め設定した時間が経過したときなど、他の条件としてもよい。
When the rotation speed of the
また、図４でＶｏｆｆｓｅｔ１を決定する二相変調では無く、搬送波信号を切り替えたい区間の一部において二相変調とする図１８に示すような印加電圧としてもよい。ここでは、ｎを整数として電流位相が６０ｎ±２［ｄｅｇ］の区間で二相変調としている。低回転であれば、搬送波信号１周期で変化する位相は小さい。しかしながら、回転数が増加すれば、搬送波信号１周期に変化する位相変化は大きくなる。そのため、二相変調区間の幅が小さい場合には、この区間を飛び越えてしまう。つまり、回転数に基づいて決定する区間幅ｋを用いて電流位相が６０ｎ±ｋ［ｄｅｇ］の区間で二相変調とすることで、他区間での他の変調方式を可能にできる。交流回転機の回転数をｆｍ［Ｈｚ］、極対数をＰｍとしたとき、下式（２）を満たすようにｋを定めればよい。 Further, instead of the two-phase modulation for determining Voffset1 in FIG. 4, the applied voltage as shown in FIG. 18 may be used for the two-phase modulation in a part of the section in which the carrier signal is desired to be switched. Here, two-phase modulation is performed in a section where n is an integer and the current phase is 60n±2 [deg]. If the rotation speed is low, the phase that changes in one cycle of the carrier signal is small. However, as the number of rotations increases, the phase change that changes in one cycle of the carrier signal increases. Therefore, when the width of the two-phase modulation section is small, this section is skipped. That is, by performing the two-phase modulation in the section where the current phase is 60n±k [deg] using the section width k determined based on the rotation speed, other modulation schemes in other sections can be enabled. When the number of rotations of the AC rotating machine is fm [Hz] and the number of pole pairs is Pm, k may be determined so as to satisfy the following expression (2).
図１８に示すように、二相変調と正弦波変調とを組み合わせれば、中性点電圧の変動を抑制しつつ、コンデンサ電流の低減が可能である。また、図１９に示すように、下べた二相変調を基本とし一部区間において上べた二相変調としてもよく、あるいは、図２０に示すように、上べた二相変調を基本とし一部区間において下べた二相変調としてもよい。図１９および図２０の場合について説明する。これらの場合は、電流検出器５が、電力変換器４の半導体スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのそれぞれに直列に電流検出用抵抗を設けて、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓを検出する方式の電流検出器のときに、特に有効である。電流検出器５が当該方式の場合に、電流検出可能領域を広げるためには、図１９に示すように、下べた二相変調を基本とし一部区間において上べた二相変調とする。あるいは、電流検出器５が当該方式の場合に、電流検出用抵抗での発熱を低減するためには、図２０に示すように、上べた二相変調を基本とし一部区間において下べた二相変調とする。つまり、電圧指令のうち最も小さい１相における印加電圧を搬送波信号の最小値に一致させる下べた二相変調の区間を、電気角１周期のうち各相に対して少なくとも１回設けるとともに、電圧指令のうち最も大きい１相における印加電圧を搬送波信号の最大値に一致させる上べた二相変調の区間を、電気角１周期のうち各相に対して少なくとも１回設ける。このように、各相において、搬送波信号１周期で、Ｄｕｔｙ１００％の上べたに設定できる区間と、Ｄｕｔｙ０％の下べたに設定できる区間とが、１８０ｄｅｇずれていることを利用することで、搬送波信号１周期において、第１搬送波信号Ｃ１と第２搬送波信号Ｃ２との切り替えをスムーズに実施できる。これにより、搬送波信号の切り替えによって生じる印加電圧の乱れを抑制することができる。制御部６のオフセット演算器８は、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流位相および力率角に基づいて、上べた二相変調または下べた二相変調を選択して、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ’１，Ｖｗ１’を演算すればよい。このように、電流位相と力率角に応じて最適な変調方式を選択することで、母線電流Ｉｉｎｖ１のリプルを抑制することができる。
As shown in FIG. 18, by combining the two-phase modulation and the sine wave modulation, it is possible to reduce the capacitor current while suppressing the fluctuation of the neutral point voltage. Further, as shown in FIG. 19, the upper two-phase modulation may be used as the basis for the upper two-phase modulation in a certain section, or, as shown in FIG. 20, the upper two-phase modulation is used as the basis for the some section. It is also possible to use the two-phase modulation described in the above. The case of FIGS. 19 and 20 will be described. In these cases, the current detector 5 provides a current detection resistor in series with each of the semiconductor switching elements Sun, Svn, Swn of the power converter 4 to detect the current detection values Iu1s, Iv1s, Iw1s. This is particularly effective when used as a current detector. In the case where the current detector 5 is of the method, in order to widen the current detectable area, as shown in FIG. 19, the lower two-phase modulation is basically used and the upper two-phase modulation is used in a part of the section. Alternatively, in the case where the current detector 5 is of the method, in order to reduce heat generation in the current detection resistor, as shown in FIG. Modulate. That is, a lower two-phase modulation section for matching the applied voltage in the smallest one phase of the voltage command to the minimum value of the carrier signal is provided at least once for each phase in one electrical angle cycle, and the voltage command Among them, the section of the two-phase modulation that makes the applied voltage in the largest one phase equal to the maximum value of the carrier signal is provided at least once for each phase in one electrical angle cycle. As described above, in each phase, in one cycle of the carrier signal, the interval where the upper 100% duty can be set and the interval where the lower 0% duty can be set are shifted by 180 deg. Switching between the first carrier signal C1 and the second carrier signal C2 can be smoothly performed in one cycle. As a result, the disturbance of the applied voltage caused by the switching of the carrier wave signal can be suppressed. The offset
さらに、制御部６のオフセット演算器８は、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流のうち絶対値が最大となる電流絶対値最大相が電圧最大相であるとき、上べた二相変調とするとともに、電流絶対値最大相が電圧最小相であるとき、下べた二相変調としてもよい。このように、電流絶対値最大相のスイッチングを停止することで、母線に、電流絶対値最大相の電流を流すことを回避でき、母線電流Ｉｉｎｖ１のリプルを抑制できる。さらに、制御部６のオフセット演算器８は、電流絶対値最大相が電圧中間相であるときに、電圧中間相の電圧指令が正の場合に上べた二相変調とするとともに、電圧中間相の電圧指令が０または負の場合に下べた二相変調としてもよい。このように、電流絶対値最大相が電圧中間相となる場合に、電圧中間相の電圧指令が正か負かによって二相変調の方向を決定することによって、母線電流Ｉｉｎｖ１のリプルをさらに抑制できる。
Further, the offset
なお、交流回転機１の回転方向が一定の場合には、図１７に示すフローに従う判定でよいが、交流回転機１が両方向に回転する場合には、回転方向に応じて切り替え方を変える必要がある。例えば、図１６の右から左に変化する回転方向の場合について考える。このとき、Ｕ１相は、１５０〜２１０ｄｅｇの間で第２搬送波信号Ｃ２に切り替え、３３０〜３６０ｄｅｇの間、および、０〜３０ｄｅｇの間で第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。Ｖ１相は、２７０〜３３０ｄｅｇの間で第２搬送波信号Ｃ２に切り替え、９０〜１５０ｄｅｇの間で第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。Ｗ１相は、３０〜９０ｄｅｇの間で第２搬送波信号Ｃ２に切り替え、２１０〜２７０ｄｅｇの間で第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。この場合には、例えば、図２１に示すフローチャートで切り替えを行うとよい。
When the rotating direction of the
図２１と図１７との違いについて説明する。図２１は、図１７のステップＳ１４２をステップＳ１４２ａに変更し、図１７のステップＳ１４３をステップＳ１４３ａに変更したものである。ステップＳ１４２ａでは、搬送波信号を第２搬送波信号Ｃ２から第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。ステップＳ１４３ａでは、搬送波信号を第１搬送波信号Ｃ１から第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。他のステップについては、図１７と同じであるため、ここではその説明を省略する。 The difference between FIG. 21 and FIG. 17 will be described. In FIG. 21, step S142 of FIG. 17 is changed to step S142a, and step S143 of FIG. 17 is changed to step S143a. In step S142a, the carrier signal is switched from the second carrier signal C2 to the first carrier signal C1. In step S143a, the carrier signal is switched from the first carrier signal C1 to the second carrier signal C2. Since other steps are the same as those in FIG. 17, description thereof will be omitted here.
以上の説明から分かるように、図１６の左から右に回転する場合には図１７のフローによって搬送波信号を決定し、図１６の右から左に回転する場合には図２１のフローによって搬送波信号を決定する。これにより、交流回転機１が両方向に回転する場合においても、交流回転機１が一方向に回転する場合と同様に、コンデンサ電流を低減することができる。なお、この場合においても、搬送波信号の切り替えミスを回避するために、交流回転機１の回転数が或る値以下の場合に、搬送波信号の切り替えを遅延させてもよい。また、回転方向が切り替わった後の電気角１周期の搬送波信号が所望の設定と異なるものとなることを許容すれば、回転方向に関係無く図１７または図２１のフローによって搬送波信号を決定してもよい。
As can be seen from the above description, the carrier signal is determined by the flow of FIG. 17 when rotating from left to right in FIG. 16, and the carrier signal is determined by the flow of FIG. 21 when rotating from right to left in FIG. To decide. As a result, even when the
力率角が６０ｄｅｇの場合には、搬送波信号は、図２２に示すように設定される。具体的には、Ｕ１相は、１８０〜２４０ｄｅｇおよび２７０〜３３０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、０〜６０ｄｅｇおよび９０〜１５０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。Ｖ１相は、３０〜９０ｄｅｇおよび３００〜３６０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、１２０〜１８０ｄｅｇおよび２１０〜２７０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。Ｗ１相は、６０〜１２０ｄｅｇおよび１５０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、０〜３０ｄｅｇ、２４０〜３００ｄｅｇおよび３３０〜３６０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。すなわち、図２２に示すように、６０ｄｅｇごとに、３０ｄｅｇ分のスイッチング停止相となる区間を挟みながら、「Ｃ１」、「Ｃ１」、「Ｃ２」、「Ｃ２」、「Ｃ１」、「Ｃ１」、・・・の順に、搬送波信号の切り替えを行う。すなわち、一方の搬送波信号が２回連続して選択された後に、他方の搬送波信号が２回連続して選択される。また、スイッチング停止相では搬送波信号１周期においてオンまたはオフのままとなるため、その間に搬送波信号を切り替えてもオン／オフ信号は変化しない。本実施の形態１では、図２２の左から右に変化する回転方向であれば、Ｕ１相は、１５０〜１８０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替えられ、３３０〜３６０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替えられる。また、Ｖ１相は、２７０〜３００ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替えられ、９０〜１２０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替えられる。また、Ｗ１相は３０〜６０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替えられ、２１０〜２４０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替えられる。 When the power factor angle is 60 deg, the carrier signal is set as shown in FIG. Specifically, the U1 phase selects the first carrier signal C1 at 180 to 240 deg and 270 to 330 deg, and selects the second carrier signal C2 at 0 to 60 deg and 90 to 150 deg. The V1 phase selects the first carrier signal C1 at 30 to 90 deg and 300 to 360 deg, and selects the second carrier signal C2 at 120 to 180 deg and 210 to 270 deg. The W1 phase selects the first carrier signal C1 at 60 to 120 deg and 150 to 210 deg, and selects the second carrier signal C2 at 0 to 30 deg, 240 to 300 deg and 330 to 360 deg. That is, as shown in FIG. 22, “C1”, “C1”, “C2”, “C2”, “C1”, “C1” The carrier signals are switched in this order. That is, one carrier signal is continuously selected twice, and then the other carrier signal is continuously selected twice. Further, in the switching stop phase, the carrier signal stays on or off in one cycle, and therefore the on/off signal does not change even if the carrier signal is switched during that period. In the first embodiment, if the rotation direction changes from left to right in FIG. 22, the U1 phase is switched to the first carrier signal C1 at 150 to 180 deg and switched to the second carrier signal C2 at 330 to 360 deg. To be The V1 phase is switched to the first carrier signal C1 at 270 to 300 deg and switched to the second carrier signal C2 at 90 to 120 deg. Further, the W1 phase is switched to the first carrier signal C1 at 30 to 60 deg and switched to the second carrier signal C2 at 210 to 240 deg.
図２２では、スイッチング停止相以外の２相の搬送波信号を３０ｄｅｇ毎に同じになるようにしている。すなわち、例えば、図２２の６０〜９０ｄｅｇでは、Ｕ１相がスイッチング停止相で、スイッチング停止相以外のＶ１相およびＷ１相の搬送波信号は、共に、第１搬送波信号Ｃ１である。また、１２０ｄｅｇ〜１５０ｄｅｇでは、Ｗ１相がスイッチング停止相で、スイッチング停止相以外のＵ１相およびＶ１相の搬送波信号は、共に、第２搬送波信号Ｃ２である。図２２の場合の効果について説明する。電圧と電流の位相が６０ｄｅｇずれていることで、２相の搬送波信号が同じになる領域では、電流絶対値最大相が電圧中間相となっている。具体的には、Ｖ１相とＷ１相との搬送波信号が同じになる６０〜９０ｄｅｇでは、電流絶対値最大相および電圧中間相は共にＷ１相である。また、Ｕ１相とＶ１相との搬送波信号が同じになる１２０〜１５０ｄｅｇでは、電流絶対値最大相および電圧中間相は共にＶ１相である。このとき、図８のタイミングＤにおいて、Ｖ１相を第２搬送波信号Ｃ２と比較し、Ｗ１相を第１搬送波信号Ｃ１と比較して、オン／オフ信号を生成したときの出力波形を図２３に示し、Ｖ１相およびＷ１相をともに第２搬送波信号Ｃ２と比較してオン／オフ信号を生成したときの出力波形を図２４に示す。 In FIG. 22, the carrier signals of the two phases other than the switching stop phase are set to be the same every 30 deg. That is, for example, in 60 to 90 deg of FIG. 22, the U1 phase is the switching stop phase, and the carrier signals of the V1 phase and the W1 phase other than the switching stop phase are both the first carrier signal C1. In 120 deg to 150 deg, the W1 phase is the switching stop phase, and the carrier signals of the U1 phase and the V1 phase other than the switching stop phase are both the second carrier signal C2. The effect in the case of FIG. 22 will be described. Since the phases of the voltage and the current are deviated by 60 degrees, the maximum phase of the absolute current value is the voltage intermediate phase in the region where the carrier signals of the two phases are the same. Specifically, at 60 to 90 deg where the carrier signals of the V1 phase and the W1 phase are the same, both the maximum absolute current value phase and the voltage intermediate phase are the W1 phase. Further, in 120 to 150 deg where the carrier signals of the U1 phase and the V1 phase are the same, both the maximum absolute current value phase and the voltage intermediate phase are the V1 phase. At this time, at timing D of FIG. 8, the output waveform when the V1 phase is compared with the second carrier signal C2 and the W1 phase is compared with the first carrier signal C1 to generate the ON/OFF signal is shown in FIG. 24 shows output waveforms when both the V1 phase and the W1 phase are compared with the second carrier signal C2 to generate the ON/OFF signal.
図２３では、２相の搬送波信号を互いに異なるものにしており、母線電流Ｉｉｎｖ１は、Ｉｕ１、−Ｉｖ１および−Ｉｗ１の３種類となる。Ｉｕ１＜０、Ｉｖ１＜０、Ｉｗ１＞０なので、力行運転状態にも拘らず、Ｉｕ１および−Ｉｗ１が流れる間は、回生方向の電流が流れることになる。Ｗ１相は電流絶対値最大相であるから、コンデンサ電流が大きくなる。 In FIG. 23, the two-phase carrier signals are different from each other, and the bus current Iinv1 is of three types, Iu1, -Iv1 and -Iw1. Since Iu1<0, Iv1<0, and Iw1>0, a current in the regenerative direction flows while Iu1 and −Iw1 flow regardless of the power running operation state. Since the W1 phase is the maximum current absolute value phase, the capacitor current becomes large.
一方、図２４では、２相の搬送波信号を同じものにしており、母線電流Ｉｉｎｖ１は、Ｉｕ１、−Ｉｖ１および０の３種類となる。Ｉｕ１が流れる間は、回生方向の電流が流れることになるが、Ｕ１相は電流絶対値最小相であるから、コンデンサ電流は、図２３より小さくできる。ここでは、１相のスイッチングが停止する二相変調で説明したため、搬送波信号を切り替える切替対象相をスイッチング停止相として説明したが、正弦波変調を含む他の変調方式であっても３相の搬送波信号を同じにすることで同様の効果を得られる。つまり、電流絶対値最大相が電圧中間相であるときには、印加電圧が搬送波信号の最大値と一致する、または、印加電圧が搬送波信号の最小値と一致する相以外の２相の印加電圧を、同一の搬送波信号と比較することによって、コンデンサ電流を低減できる。 On the other hand, in FIG. 24, the two-phase carrier signals are the same, and the bus current Iinv1 has three types, Iu1, −Iv1 and 0. While the current in the regenerative direction flows while Iu1 flows, since the U1 phase is the minimum current absolute value phase, the capacitor current can be made smaller than that in FIG. Here, since the description has been given of the two-phase modulation in which the switching of one phase is stopped, the switching target phase for switching the carrier signal is described as the switching stop phase. Similar effects can be obtained by making the signals the same. That is, when the maximum absolute current value phase is the voltage intermediate phase, the applied voltage of two phases other than the phase in which the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal or the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal, By comparing with the same carrier signal, the capacitor current can be reduced.
上記の説明においては、図４、図１７、および、図２１のフローに示すように、電流絶対値最大相が、電圧最大相、電圧最小相、および、電圧中間相のいずれであるかに基づいて、オフセット電圧および搬送波信号を決定したが、この場合に限定されない。すなわち、電流位相または力率角に基づいて、オフセット電圧および搬送波信号を決定してもよい。例えば、力率角が１８０ｄｅｇでは、図１６に対してオフセット方向を逆にした図２５を用いる。また、力率角が２４０ｄｅｇでは、図２２に対してオフセット方向を逆にした図２６を用いる。また、力率角が１２０ｄｅｇでは図２２に対して設定相をずらした図２７を用いる。また、力率角が３００ｄｅｇでは、図２７に対してオフセット方向を逆にした図２８を用いる。また、上記以外の力率角の場合には、±３０ｄｅｇの範囲内となる力率角６０ｎｄｅｇの場合を示した図の切替表に対して、電圧位相のずれ分だけ搬送波信号の切り替え位相をずらせばよい。ここで、ｎは整数である。例えば、力率角１３５ｄｅｇの場合には、力率角１２０ｄｅｇの図２７に対して１５ｄｅｇ切り替え位相が変化する。 In the above description, as shown in the flows of FIG. 4, FIG. 17, and FIG. 21, it is based on whether the maximum current absolute value phase is the maximum voltage phase, the minimum voltage phase, or the intermediate voltage phase. The offset voltage and the carrier signal are determined according to the above, but the present invention is not limited to this case. That is, the offset voltage and the carrier signal may be determined based on the current phase or the power factor angle. For example, when the power factor angle is 180 deg, FIG. 25 in which the offset direction is opposite to that in FIG. 16 is used. Further, when the power factor angle is 240 deg, FIG. 26 in which the offset direction is reversed from that of FIG. 22 is used. Further, when the power factor angle is 120 deg, FIG. 27 in which the set phase is shifted from that in FIG. 22 is used. Further, when the power factor angle is 300 deg, FIG. 28 in which the offset direction is reversed with respect to FIG. 27 is used. In addition, in the case of power factor angles other than the above, the carrier wave signal switching phase is shifted by the shift of the voltage phase with respect to the switching table in the figure showing the case of the power factor angle of 60 ndeg within the range of ±30 deg. Good. Here, n is an integer. For example, when the power factor angle is 135 deg, the 15 deg switching phase changes with respect to the power factor angle of 120 deg in FIG.
図２９は、本実施の形態１に係る電力変換装置を車両用発電電動機に使用する場合の構成を示す図である。電力変換装置の構成については、図１で説明した通りであるため、ここではその説明を省略する。図２９においては、交流回転機１が、内燃機関８０１とベルトを介して接続されている。交流回転機１および内燃機関８０１は、共に、車両に搭載されている。交流回転機１は、内燃機関８０１の補機として、図示しない駆動系部品を経由して、車両に設けられた車輪の駆動力を発生させるとともに、内燃機関８０１の回転を利用して発電を行う。内燃機関８０１の回転は一定方向となるため、交流回転機１が図２９の例のように使用される場合には、交流回転機１の回転方向が一定となることが多い。このように、交流回転機１の回転方向が決まっているため、図１６に示した切替表のように、搬送波信号を切り替えればよい。またその場合において、図１７または図２１のいずれかのフローチャートに従って、搬送波信号を決めればよい。本実施の形態１の電力変換装置を車両用発電電動機に用いることで、高頻度で実施される発電動作時のコンデンサ電流を低減しつつ、搬送波信号の切り替えによる電流乱れの発生を抑制することができる。その結果、車両を運転する運転者にとって不快な駆動力変動を抑制できるという従来に無い効果を得ることができる。
FIG. 29 is a diagram showing a configuration when the power conversion device according to the first embodiment is used in a vehicle generator-motor. The configuration of the power conversion device is the same as that described with reference to FIG. 1, and thus the description thereof is omitted here. In FIG. 29, the
図３０は、本実施の形態１に係る電力変換装置を車両に設けられた電動パワーステアリング装置用の電動機に使用する場合の構成を示す図である。電力変換装置の構成については、図１で説明した通りであるため、ここではその説明を省略する。図３０においては、交流回転機１が、電動パワーステアリング装置に接続されている。車両の運転者は、ハンドル９０１を左右に回転させて、車両の前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、検出した操舵トルクＴｓを、制御指令生成部９０５に出力する。制御指令生成部９０５は、トルク検出器９０３と電力変換装置との間に設けられている。交流回転機１は、運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生して、ギヤ９０４を介して付与する。制御指令生成部９０５は、トルク検出器９０３から出力された運転者の操舵トルクＴｓに基づいて、交流回転機１を所望の状態に制御するための制御指令を演算する。演算された制御指令は、制御部６の電圧指令演算器７に入力される。制御指令生成部９０５は、制御指令として、下式（３）により、トルク電流指令Ｉｑ＿ｔｇｔを演算する。
FIG. 30 is a diagram showing a configuration when the power conversion device according to the first embodiment is used for an electric motor for an electric power steering device provided in a vehicle. The configuration of the power conversion device is the same as that described with reference to FIG. 1, and thus the description thereof is omitted here. In FIG. 30, the
Ｉｑ＿ｔｇｔ ＝ ｋａ・Ｔｓ・・・（３） Iq_tgt=ka·Ts (3)
ここで、ｋａは定数であるが、操舵トルクＴｓまたは車両の走行速度に応じて、ｋａの値を変動させるように設定してもよい。ここでは、上式（３）を用いてトルク電流指令Ｉｑ＿ｔｇｔを決定するが、その場合に限らず、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいてトルク電流指令Ｉｑ＿ｔｇｔを決定してもよい。運転者がハンドル９０１を回転させる方向は、両方向となっているため、回転方向に応じて、図１７および図２１のいずれかのフローチャートに従って搬送波信号を決めればよい。このように、本実施の形態１に係る電力変換装置を電動パワーステアリング装置用の電動機に用いることで、操舵時のコンデンサ電流を低減しつつ、搬送波信号の切り替えによる電流乱れの発生を抑制することができる。その結果、低回転から使用する電動パワーステアリング装置において、電流およびトルクの乱れにつながる電圧に乱れを抑制することで、車両を運転する運転者にとって不快なハンドル９０１を介して伝わる振動の抑制、および、車室内に伝わる騒音の低減を実現できるという従来に無い効果を得ることができる。 Here, ka is a constant, but the value of ka may be set to vary according to the steering torque Ts or the traveling speed of the vehicle. Here, the torque current command Iq_tgt is determined using the above equation (3), but the present invention is not limited to this case, and the torque current command Iq_tgt may be determined based on known compensation control according to the steering situation. Since the driver rotates the steering wheel 901 in both directions, the carrier signal may be determined according to the rotation direction according to one of the flowcharts of FIGS. 17 and 21. As described above, by using the power conversion device according to the first embodiment in the electric motor for the electric power steering device, it is possible to reduce the capacitor current during steering and suppress the occurrence of current disturbance due to the switching of the carrier signal. You can As a result, in the electric power steering device that is used from low rotation, by suppressing the disturbance in the voltage leading to the disturbance in the current and the torque, the vibration transmitted through the steering wheel 901 which is uncomfortable for the driver driving the vehicle, and In addition, it is possible to obtain an effect that has not been achieved in the related art that it is possible to reduce the noise transmitted to the vehicle interior.
１ 交流回転機、２ 直流電源、３ 平滑コンデンサ、４ 電力変換器、５ 電流検出器、６ 制御部、７ 電圧指令演算器、８ オフセット演算器、９ オン／オフ信号発生器、８０１ 内燃機関、９０１ ハンドル、９０２ 前輪、９０３ トルク検出器、９０４ ギヤ、９０５ 制御指令生成部。 1 AC rotary machine, 2 DC power supply, 3 smoothing capacitor, 4 power converter, 5 current detector, 6 control unit, 7 voltage command calculator, 8 offset calculator, 9 ON/OFF signal generator, 801 internal combustion engine, 901 steering wheel, 902 front wheel, 903 torque detector, 904 gear, 905 control command generation unit.
Claims (12)
外部から入力される制御指令に基づいて前記３相巻線の各相に対する電圧指令を演算するとともに、前記電圧指令に基づいて前記３相巻線の各相に印加する印加電圧を演算し、各前記印加電圧と搬送波信号とを比較することにより前記スイッチング素子に対するオン／オフ信号を出力する制御部と
を備え、
前記制御部は、
各前記印加電圧と比較する前記搬送波信号として、第１搬送波信号と、前記第１搬送波信号に対して１８０ｄｅｇ位相が異なる第２搬送波信号とを切り替えて使用し、
前記印加電圧が前記搬送波信号の最大値と一致する、または、前記印加電圧が前記搬送波信号の最小値と一致する相を、切替対象相として、前記切替対象相に対して、前記搬送波信号の切り替えを行い、
前記切替対象相以外の２相の前記印加電圧のうち、一方を前記第１搬送波信号と比較し、他方を前記第２搬送波信号と比較し、
前記各相に対する前記電圧指令を大きい順に並べたときのそれぞれに対応する相を、順に、電圧最大相、電圧中間相、電圧最小相とし、
前記３相巻線を流れる電流のうちで当該電流の絶対値が最大となる相を、電流絶対値最大相としたとき、
前記電流絶対値最大相が前記電圧中間相に一致している場合に、
前記切替対象相以外の前記２相の前記印加電圧を、前記第１搬送波信号および前記第２搬送波信号のいずれか一方の同一の搬送波信号と比較する、
電力変換装置。 A power converter that has a switching element provided corresponding to each phase of a three-phase winding of an AC rotating machine, and applies a voltage to the three-phase winding using a DC voltage from a DC power supply;
A voltage command for each phase of the three-phase winding is calculated based on a control command input from the outside, and an applied voltage applied to each phase of the three-phase winding is calculated based on the voltage command. A control unit that outputs an ON/OFF signal to the switching element by comparing the applied voltage with a carrier signal,
The control unit is
As the carrier signal to be compared with each of the applied voltages, a first carrier signal and a second carrier signal having a 180 deg phase different from that of the first carrier signal are switched and used.
When the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal, or the phase where the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal as a switching target phase, switching of the carrier signal with respect to the switching target phase the stomach line,
Of the applied voltages of the two phases other than the switching target phase, one is compared with the first carrier signal and the other is compared with the second carrier signal,
Phases corresponding to each of the voltage commands for each of the phases arranged in descending order are a voltage maximum phase, a voltage intermediate phase, and a voltage minimum phase, respectively,
Of the currents flowing through the three-phase winding, the phase in which the absolute value of the current is maximum is the current absolute value maximum phase,
When the current absolute maximum phase matches the voltage intermediate phase,
Comparing the applied voltages of the two phases other than the switching target phase with the same carrier signal of either the first carrier signal or the second carrier signal;
Power converter.
外部から入力される制御指令に基づいて前記３相巻線の各相に対する電圧指令を演算するとともに、前記電圧指令に基づいて前記３相巻線の各相に印加する印加電圧を演算し、各前記印加電圧と搬送波信号とを比較することにより前記スイッチング素子に対するオン／オフ信号を出力する制御部と
を備え、
前記制御部は、
各前記印加電圧と比較する前記搬送波信号として、第１搬送波信号と、前記第１搬送波信号に対して１８０ｄｅｇ位相が異なる第２搬送波信号とを切り替えて使用し、
前記印加電圧が前記搬送波信号の最大値と一致する、または、前記印加電圧が前記搬送波信号の最小値と一致する相を、切替対象相として、前記切替対象相に対して、前記搬送波信号の切り替えを行い、
前記３相巻線を流れる電流位相および力率角に基づいて、上べた二相変調および下べた二相変調のうちのいずれか一方を選択して、選択した変調方式を用いて前記印加電圧を演算する、
電力変換装置。 A power converter that has a switching element provided corresponding to each phase of a three-phase winding of an AC rotating machine, and applies a voltage to the three-phase winding using a DC voltage from a DC power supply;
A voltage command for each phase of the three-phase winding is calculated based on a control command input from the outside, and an applied voltage applied to each phase of the three-phase winding is calculated based on the voltage command. A control unit that outputs an ON/OFF signal to the switching element by comparing the applied voltage with a carrier signal,
The control unit is
As the carrier signal to be compared with each of the applied voltages, a first carrier signal and a second carrier signal having a 180 deg phase different from that of the first carrier signal are switched and used.
When the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal, or the phase where the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal as a switching target phase, switching of the carrier signal with respect to the switching target phase the stomach line,
Based on the phase of the current flowing through the three-phase winding and the power factor angle, either one of the upper two-phase modulation and the lower two-phase modulation is selected, and the applied voltage is adjusted using the selected modulation method. Calculate,
Power converter.
外部から入力される制御指令に基づいて前記３相巻線の各相に対する電圧指令を演算するとともに、前記電圧指令に基づいて前記３相巻線の各相に印加する印加電圧を演算し、各前記印加電圧と搬送波信号とを比較することにより前記スイッチング素子に対するオン／オフ信号を出力する制御部と
を備え、
前記制御部は、
各前記印加電圧と比較する前記搬送波信号として、第１搬送波信号と、前記第１搬送波信号に対して１８０ｄｅｇ位相が異なる第２搬送波信号とを切り替えて使用し、
前記印加電圧が前記搬送波信号の最大値と一致する、または、前記印加電圧が前記搬送波信号の最小値と一致する相を、切替対象相として、前記切替対象相に対して、前記搬送波信号の切り替えを行い、
前記各相に対する前記電圧指令を大きい順に並べたときのそれぞれに対応する相を、順に、電圧最大相、電圧中間相、電圧最小相としたとき、
前記３相巻線を流れる電流のうちで当該電流の絶対値が最大となる電流絶対値最大相が前記電圧最大相であるとき、上べた二相変調とするとともに、
前記電流絶対値最大相が前記電圧最小相であるとき、下べた二相変調とする、
電力変換装置。 A power converter that has a switching element provided corresponding to each phase of a three-phase winding of an AC rotating machine, and applies a voltage to the three-phase winding using a DC voltage from a DC power supply;
A voltage command for each phase of the three-phase winding is calculated based on a control command input from the outside, and an applied voltage applied to each phase of the three-phase winding is calculated based on the voltage command. A control unit that outputs an ON/OFF signal to the switching element by comparing the applied voltage with a carrier signal,
The control unit is
As the carrier signal to be compared with each of the applied voltages, a first carrier signal and a second carrier signal having a 180 deg phase different from that of the first carrier signal are switched and used.
When the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal, or the phase where the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal as a switching target phase, switching of the carrier signal with respect to the switching target phase the stomach line,
When the phases corresponding to the voltage commands arranged in the descending order of the phases are arranged in order of the maximum voltage phase, the intermediate voltage phase, and the minimum voltage phase,
Among the currents flowing through the three-phase windings, when the current absolute value maximum phase in which the absolute value of the current is maximum is the voltage maximum phase, the above two-phase modulation is performed, and
When the maximum phase of the current absolute value is the minimum phase of the voltage, a lower two-phase modulation is performed,
Power converter.
前記各相に対する前記電圧指令を大きい順に並べたときのそれぞれに対応する相を、順に、電圧最大相、電圧中間相、電圧最小相としたとき、
前記３相巻線を流れる電流のうちで当該電流の絶対値が最大となる電流絶対値最大相が前記電圧中間相であるとき、
前記電圧中間相の前記電圧指令が正のときに上べた二相変調とするとともに、
前記電圧中間相の前記電圧指令が負のときに下べた二相変調とする、
請求項３に記載の電力変換装置。 The control unit is
When the phases corresponding to the voltage commands arranged in the descending order of the phases are arranged in order of the maximum voltage phase, the intermediate voltage phase, and the minimum voltage phase,
Among the currents flowing through the three-phase winding, when the current absolute value maximum phase in which the absolute value of the current is maximum is the voltage intermediate phase,
With the above two-phase modulation when the voltage command of the voltage intermediate phase is positive,
When the voltage command of the voltage intermediate phase is a negative two-phase modulation when negative,
The power conversion device according to claim 3 .
前記切替対象相以外の２相の前記印加電圧のうち、一方を前記第１搬送波信号と比較し、他方を前記第２搬送波信号と比較する、
請求項２から４までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit is
Of the applied voltages of the two phases other than the switching target phase, one is compared with the first carrier signal and the other is compared with the second carrier signal.
The power conversion device according to any one of claims 2 to 4 .
前記交流回転機の回転数が、予め設定された回転数閾値以下の場合に、
前記搬送波信号の切り替えを予め設定された条件に従って遅延させる、
請求項１から５までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit is
When the rotation speed of the AC rotating machine is less than or equal to a preset rotation speed threshold value,
Delaying the switching of the carrier signal according to a preset condition,
The power converter device according to any one of claims 1 to 5 .
前記電圧指令が最も小さい電圧最小相における前記印加電圧を前記搬送波信号の最小値に一致させる下べた二相変調の区間を、電気角１周期の間に、前記各相に対して、少なくとも１回設けるとともに、
前記電圧指令が最も大きい電圧最大相における前記印加電圧を前記搬送波信号の最大値に一致させる上べた二相変調の区間を、電気角１周期の間に、前記各相に対して、少なくとも１回設ける、
請求項１から６までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit is
A lower two-phase modulation section for matching the applied voltage in the minimum voltage phase with the smallest voltage command to the minimum value of the carrier signal is at least once for each phase during one electrical angle cycle. With the provision
A period of the above-mentioned two-phase modulation for matching the applied voltage in the maximum phase of the voltage command with the largest voltage command to the maximum value of the carrier signal is performed at least once for each phase during one electrical angle cycle. Set up,
The power converter device according to any one of claims 1 to 6 .
電気角１周期において、上べた二相変調または下べた二相変調のいずれかの変調方式によって前記印加電圧を演算する、
請求項１から７までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit is
In one cycle of electrical angle, the applied voltage is calculated by a modulation method of either upper two-phase modulation or lower two-phase modulation.
The power converter device according to any one of claims 1 to 7 .
請求項１から８までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 A current detector that is provided between the power converter and the three-phase winding and detects a current flowing through the three-phase winding,
The power converter device according to any one of claims 1 to 8 .
請求項１から９までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 A capacitor electrically connected to the two outputs of the DC power supply;
The power converter device according to any one of claims 1 to 9 .
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|---|---|---|---|
| JP2019027003A JP6732063B1 (en) | 2019-02-19 | 2019-02-19 | Electric power conversion device, generator motor control device, and electric power steering device |
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| JP2019027003A JP6732063B1 (en) | 2019-02-19 | 2019-02-19 | Electric power conversion device, generator motor control device, and electric power steering device |
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