JP6775623B2 - Power converter, generator motor control device, and electric power steering device - Google Patents
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Description
この発明は、交流回転機に電圧を印加する電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device for applying a voltage to an AC rotating machine, a control device for a generator motor, and an electric power steering device.
従来の電力変換装置の一例として、例えば、特許文献１に記載のインバータ装置が挙げられる。特許文献１に記載された従来のインバータ装置は、複数のスイッチング素子を有するインバータと、インバータの各スイッチング素子のオンとオフとの切り替えを２相変調方式で制御する制御部とを備えて構成されている。当該制御部は、負荷の力率が閾値以上である場合に、２相変調制御における停止相以外の２相について、オン期間の中心地点またはオフ期間の中心地点を１８０度シフトさせる位相シフトを行う。また、当該制御部は、負荷の力率が閾値未満である場合、この位相シフトを行わない２相変調制御を行う。
As an example of the conventional power conversion device, for example, the inverter device described in
特許文献１に記載の制御方法（以下、従来の制御方法と称す）では、力率が或るレベルにまで低下する低力率の場合に、位相シフトを行わずに二相変調制御を行うと、インバータの入力側に入力される直流電圧を平滑化するコンデンサのリプル電流を低減する効果を得ることができない。 In the control method described in Patent Document 1 (hereinafter, referred to as a conventional control method), when the power factor is a low power factor that drops to a certain level, two-phase modulation control is performed without performing a phase shift. , The effect of reducing the ripple current of the capacitor that smoothes the DC voltage input to the input side of the inverter cannot be obtained.
また、インバータの出力側に発電電動機を接続して駆動動作させた場合、発電電動機の回転速度が零速から高くなると、力率は下がるのが一般的である。したがって、従来の制御方法では、発電電動機が零速あるいは低速域で回転している場合には、位相シフトが行われることで、コンデンサ電流の低減効果を得ることができる。一方、発電電動機が高速で回転している場合には、位相シフトが停止されるので、コンデンサのリプル電流の低減効果を得ることができない。回生動作させた場合には、電流位相によって力率は異なる上、回転数および負荷電流がともに高い場合の力率は０に近づく。したがって、力率が閾値以上の場合に限って位相シフトをすると、回生動作時にはコンデンサのリプル電流を低減できず、連続発電時のコンデンサの発熱を抑制することはできない。 Further, when a generator motor is connected to the output side of the inverter and driven, the power factor generally decreases as the rotation speed of the generator motor increases from zero. Therefore, in the conventional control method, when the generator motor is rotating in the zero speed or low speed range, the phase shift is performed, so that the effect of reducing the capacitor current can be obtained. On the other hand, when the generator motor is rotating at high speed, the phase shift is stopped, so that the effect of reducing the ripple current of the capacitor cannot be obtained. When the regenerative operation is performed, the power factor differs depending on the current phase, and the power factor when both the rotation speed and the load current are high approaches zero. Therefore, if the phase shift is performed only when the power factor is equal to or higher than the threshold value, the ripple current of the capacitor cannot be reduced during the regenerative operation, and the heat generation of the capacitor during continuous power generation cannot be suppressed.
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、低力率の駆動動作時および回生動作時であっても、コンデンサのリプル電流の低減を図ることが可能な、電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置を得ることを目的としている。 The present invention has been made to solve such a problem, and is a power conversion device capable of reducing the ripple current of a capacitor even during a low power factor driving operation and a regenerative operation. The purpose is to obtain a control device for a generator motor and an electric power steering device.
この発明は、交流回転機の３相巻線の各相に対応させて設けられたスイッチング素子を有し、直流電源からの直流電圧を用いて前記３相巻線に対して電圧を印加する電力変換器と、外部から入力される制御指令に基づいて前記３相巻線の各相に対する電圧指令を演算するとともに、前記電圧指令に基づいて前記３相巻線の各相に印加する印加電圧を演算し、各前記印加電圧と搬送波信号とを比較することにより前記スイッチング素子に対するオン／オフ信号を出力する制御部とを備え、前記搬送波信号は、第１搬送波信号と、前記第１搬送波信号に対して１８０ｄｅｇ位相が異なる第２搬送波信号とを切り替えることで一方が選択されて、前記印加電圧と比較され、前記制御部は、前記各相に対する前記電圧指令を大きい順に並べたときのそれぞれに対応する相を、順に、電圧最大相、電圧中間相、電圧最小相としたとき、前記３相巻線を流れる電流のうちで当該電流の絶対値が最大となる電流絶対値最大相が前記電圧最大相と一致している場合に、当該相の前記印加電圧を前記搬送波信号の最大値に一致させる上べた二相変調を実施し、前記電流絶対値最大相が前記電圧最小相と一致している場合に、当該相の前記印加電圧を前記搬送波信号の最小値に一致させる下べた二相変調を実施し、前記上べた二相変調または前記下べた二相変調を実施した相以外の２相のうち、１相の前記印加電圧を前記第１搬送波信号と比較し、もう１相の前記印加電圧を前記第２搬送波信号と比較し、前記電流絶対値最大相が前記電圧中間相と一致している場合に、前記印加電圧が前記搬送波信号の最大値と一致する、または、前記印加電圧が前記搬送波信号の最小値と一致する相以外の２相の前記印加電圧を、前記第１搬送波信号および前記第２搬送波信号のいずれか一方の同一の搬送波信号と比較する、電力変換装置である。 The present invention has a switching element provided corresponding to each phase of the three-phase winding of an AC rotating machine, and uses a DC voltage from a DC power source to apply a voltage to the three-phase winding. The voltage command for each phase of the three-phase winding is calculated based on the converter and the control command input from the outside, and the applied voltage applied to each phase of the three-phase winding is calculated based on the voltage command. A control unit that calculates and outputs an on / off signal for the switching element by comparing each applied voltage with a carrier signal is provided, and the carrier signal is the first carrier signal and the first carrier signal. On the other hand, one is selected by switching to a second carrier signal having a different 180 deg phase and compared with the applied voltage, and the control unit corresponds to each when the voltage commands for each phase are arranged in descending order. When the phases to be processed are the maximum voltage phase, the intermediate voltage phase, and the minimum voltage phase, the maximum absolute value phase of the current that maximizes the absolute value of the current among the currents flowing through the three-phase winding is the maximum voltage. When it matches the phase, the above applied voltage of the phase is matched with the maximum value of the carrier signal, and the upper two-phase modulation is performed, and the maximum absolute value phase of the current matches the minimum voltage phase. In the case, the lower two-phase modulation that matches the applied voltage of the phase to the minimum value of the carrier signal is performed, and the two phases other than the upper two-phase modulation or the lower two-phase modulation are performed. Among them, the applied voltage of one phase is compared with the first carrier signal, the applied voltage of the other phase is compared with the second carrier signal, and the maximum absolute current value coincides with the voltage intermediate phase. If so, the applied voltage of two phases other than the phase in which the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal or the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal is applied to the first carrier signal and the first carrier signal. It is a power conversion device that compares with the same carrier signal of any one of the second carrier signals .
この発明に係る電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置によれば、低力率の駆動動作時および回生動作時であっても、コンデンサのリプル電流の低減を図ることができる。 According to the power conversion device, the control device for the generator motor, and the electric power steering device according to the present invention, it is possible to reduce the ripple current of the capacitor even during the driving operation and the regenerative operation at a low power factor. it can.
以下、この発明に係る電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置のそれぞれの実施の形態について、図に基づいて説明する。各図において、同一または相当する部材および部位については、同一符号を付して示し、重複する説明は省略する。 Hereinafter, embodiments of the power conversion device, the control device for the generator motor, and the electric power steering device according to the present invention will be described with reference to the drawings. In each figure, the same or corresponding members and parts are designated by the same reference numerals, and redundant description will be omitted.
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。図１に示すように、本実施の形態１に係る電力変換装置は、電力変換器４、および、制御部６を備えている。また、必要に応じて、電力変換装置は、平滑コンデンサ３を備える。電力変換装置は、電源としての直流電源２に接続されている。また、電力変換装置には、負荷として、交流回転機１が接続されている。電力変換装置は、直流電源２からの直流電圧を交流電圧に変換して交流回転機１に供給する。また、図１に示すように、さらに、必要に応じて、電力変換装置は、交流回転機１の各相の巻線に流れる電流を検出する電流検出器５を備える。
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the power converter according to the first embodiment includes a power converter 4 and a control unit 6. Further, if necessary, the power conversion device includes a
以下、図１に示す本実施の形態１に係る電力変換装置の各構成要素、交流回転機１、および、直流電源２について説明する。
Hereinafter, each component of the power conversion device according to the first embodiment shown in FIG. 1, an
交流回転機１は、回転子と固定子とを備えた３相交流回転機から構成されている。交流回転機１では、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１が、固定子に納められている。３相交流回転機としては、例えば、永久磁石同期回転機、誘導回転機、同期リラクタンス回転機等が挙げられる。本実施の形態１においては、３相巻線を有する交流回転機であれば、いずれの回転機を交流回転機１として用いてもよい。
The
直流電源２は、電力変換器４に直流電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源としては、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等が挙げられるが、直流電圧を出力する機器であれば、いずれの機器も直流電源２として使用可能である。
The
平滑コンデンサ３は、直流電源２に並列に接続されている。すなわち、平滑コンデンサの一端は直流電源２の正極端子に接続され、平滑コンデンサ３の他端は直流電源２の負極端子に接続されている。したがって、平滑コンデンサ３は、直流電源２の２つの出力に電気的に接続されていると言える。平滑コンデンサ３は、母線電流Ｉｉｎｖ１の変動を抑制して安定した直流電流Ｉｃを生成する。ここでは細かく図示しないが、真のコンデンサ容量Ｃ以外に、実際には、等価直列抵抗Ｒｃ、および、リードインダクタンスＬｃが存在する。このように、平滑コンデンサ３を用いて、コンデンサのリプル電流を抑制することで、コンデンサの小型化を図ることができる。
The smoothing
電力変換器４は、上アームの高電位側スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｖｐ１，Ｓｗｐ１、および、下アームの低電位側スイッチング素子Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１を有している。これらのスイッチング素子をまとめて呼ぶ場合には、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１と呼ぶこととする。 The power converter 4 has high-potential side switching elements Sup1, Sbp1, Swp1 of the upper arm and low-potential side switching elements Sun1, Svn1, Swn1 of the lower arm. When these switching elements are collectively referred to, they are referred to as switching elements Supp1 to Swn1.
電力変換器４には、制御部６から、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１が入力される。以下、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１をまとめて呼ぶ場合には、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１と呼ぶこととする。電力変換器４は、インバータである逆変換回路を用いて、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１に基づいて、スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１をオンオフする。電力変換器４は、これらのオンオフ動作により、直流電源２から入力される直流電圧Ｖｄｃを電力変換して、交流電圧を得る。電力変換器４は、当該交流電圧を、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に印加し、電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を通電させる。
On / off signals Cup1, Qun1, Qbp1, Qvn1, Qwp1, Qwn1 are input to the power converter 4 from the control unit 6. Hereinafter, when the on / off signals Cup1, Qun1, Qbp1, Qvn1, Qwp1, and Qwn1 are collectively referred to, they are referred to as on / off signals Cup1 to Qwn1. The power converter 4 turns on / off the switching elements Supp1 to Swn1 based on the on / off signals Cup1 to Qwn1 by using an inverse conversion circuit which is an inverter. The power converter 4 converts the DC voltage Vdc input from the
ここで、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１は、電力変換器４において、それぞれ、スイッチング素子Ｓｕｐ１，Ｓｕｎ１，Ｓｖｐ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｐ１，Ｓｗｎ１のオン／オフを切り替えるためのスイッチング信号である。以後、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が１ならば、対応するスイッチング素子がオンされ、一方、オン／オフ信号Ｑｕｐ１〜Ｑｗｎ１の値が０ならば、対応するスイッチング素子がオフされるものとする。なお、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１は、半導体スイッチと、半導体スイッチに逆並列接続されたダイオードとから構成される。半導体スイッチとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）パワートランジスタ等の半導体スイッチを用いる。 Here, the on / off signals Cup1, Qun1, Qbp1, Qvn1, Qw1, Qwn1 are switched in the power converter 4 for switching on / off of the switching elements Supp1, Sun1, Spp1, Svn1, Swp1, Swn1, respectively. It is a signal. After that, if the value of the on / off signals Cup1 to Qwn1 is 1, the corresponding switching element is turned on, while if the value of the on / off signals Cup1 to Qwn1 is 0, the corresponding switching element is turned off. To do. The semiconductor switching elements Sup1 to Swn1 are composed of a semiconductor switch and a diode connected in antiparallel to the semiconductor switch. As the semiconductor switch, for example, a semiconductor switch such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a bipolar transistor, or a MOS (Metal-Oxide-Semiconductor) power transistor is used.
電流検出器５は、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１および電流Ｉｗ１の値を、それぞれ、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓとして検出する。図１に示すように、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と電力変換器４との間に電流検出器５を設けることで、電力変換器４のスイッチング素子の状態に拘らず常時電流を検出できるという効果を得ることができる。つまり、制御部６は、電流検出可否を考慮せずに、スイッチング素子のオン／オフを決定することが可能となる。そのため、交流回転機１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と電力変換器４との間に電流検出器５を設けることは、本実施の形態１にとって好適である。
The
なお、電流検出器５は、図１の例に限定されない。電流検出器５は、例えば、電力変換器４の半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１，Ｓｖｎ１，Ｓｗｎ１のそれぞれに対して直列に接続された電流検出用抵抗を備えた電流検出器であってもよい。その場合には、当該電流検出用抵抗を用いて、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓを検出する。あるいは、電流検出器５は、電力変換器４と平滑コンデンサ３との間に接続された電流検出用抵抗を備えた電流検出器であってもよい。その場合には、当該電流検出用抵抗を用いて、インバータ入力電流である母線電流Ｉｉｎｖ１を検出し、その検出値に基づいて、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓを求める。電流検出器５がこれらの構成の場合には、制御部６は、電流検出可否を考慮しつつ、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１〜Ｓｗｎ１のオン／オフを決定すればよい。
The
次に、制御部６について説明する。制御部６は、図１に示すように、電圧指令演算器７、オフセット演算器８、および、オン／オフ信号発生器９を備えている。制御部６のハードウェア構成について説明すると、制御部６は、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）とから構成される。ＲＯＭには、プログラムデータ、固定値データ等のデータが記憶されている。また、ＲＡＭには、演算結果などの各種データが記憶される。ＲＡＭに格納されている各種データは、更新されて順次書き換えられる。制御部６は、マイクロコンピュータが、ＲＯＭに記憶されたプログラムデータを読み出して実行することにより、制御部６の電圧指令演算器７、オフセット演算器８、および、オン／オフ信号発生器９の各部の機能を実現する。以下、制御部６の各部について詳細に説明する。
Next, the control unit 6 will be described. As shown in FIG. 1, the control unit 6 includes a
電圧指令演算器７は、外部から入力される制御指令に基づいて、交流回転機１を駆動するための３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に印加する電圧に関する３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を演算し、オフセット演算器８へ出力する。３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の演算方法の一例について、以下に説明する。まず、電圧指令演算器７に外部から入力される制御指令として、ここでは、交流回転機１に通電する電流を指令する電流指令を用いる。また、電圧指令演算器７には、電流検出器５によって検出された３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓが入力される。電圧指令演算器７は、電流フィードバック制御を用いて、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓと電流指令との偏差を零とすべく、比例積分制御によって、３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を演算する。このようなフィードバック制御方法は公知技術であるため、ここでは詳細な説明は省略する。なお、上記の説明においては、交流回転機１の制御指令として、交流回転機１に対する電流指令を用いる場合を例示したが、これに限定されない。例えば、交流回転機１をＶ／Ｆ（Ｖｏｌｔａｇｅ／Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）制御する場合、制御指令は、交流回転機１の速度指令値となる。また、交流回転機１の回転位置を制御する場合、制御指令は、交流回転機１の位置指令値となる。
The
オフセット演算器８は、電圧指令演算器７から出力された３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１から、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１をそれぞれ減算し、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’を演算する。オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、オフセット演算器８によって演算される。図２に、オフセット演算器８がオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を演算する処理の流れを示すフローチャートを示す。
The offset calculator 8 subtracts the offset voltage Voffset1 from the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, Vw1 output from the
図２において、３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のうちの最大の電圧指令をＶｍａｘとし、それに対応する相を電圧最大相とする。また、同様に、最小の電圧指令をＶｍｉｎとし、それに対応する相を電圧最小相とする。また、最大と最小との間の中間の電圧指令をＶｍｉｄとし、それに対応する相を電圧中間相とする。すなわち、３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１を大きい順に並べたときの電圧最大相の電圧指令をＶｍａｘ、電圧中間相の電圧指令をＶｍｉｄ、電圧最小相の電圧指令をＶｍｉｎとする。 In FIG. 2, the maximum voltage command among the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 is Vmax, and the corresponding phase is the maximum voltage phase. Similarly, the minimum voltage command is Vmin, and the corresponding phase is the minimum voltage phase. Further, the intermediate voltage command between the maximum and the minimum is defined as Vmid, and the corresponding phase is defined as the voltage intermediate phase. That is, when the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, and Vw1 are arranged in descending order, the voltage command of the maximum voltage phase is Vmax, the voltage command of the intermediate voltage phase is Vmid, and the voltage command of the minimum voltage phase is Vmin.
このとき、図２に示すように、まず、オフセット演算器８は、ステップＳ１３０で、電流検出値Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓに基づいて、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１のうち、その絶対値が最大となる相を、電流絶対値最大相として選択する。そして、オフセット演算器８は、電流絶対値最大相が電圧最大相と一致しているか否かを判定する。電流絶対値最大相が電圧最大相であるならば、ステップＳ１３３に進み、そうでなければ、ステップＳ１３１に進む。 At this time, as shown in FIG. 2, first, in step S130, the offset calculator 8 first flows the currents Iu1, Iv1, which flow through the three-phase windings U1, V1, W1 based on the current detection values Iu1s, Iv1s, Iw1s. Of Iw1, the phase having the maximum absolute value is selected as the maximum current absolute value phase. Then, the offset calculator 8 determines whether or not the current absolute value maximum phase coincides with the voltage maximum phase. If the current absolute value maximum phase is the voltage maximum phase, the process proceeds to step S133, and if not, the process proceeds to step S131.
ステップＳ１３１では、オフセット演算器８は、電流絶対値最大相が電圧最小相と一致しているか否かを判定する。電流絶対値最大相が電圧最小相であるならば、ステップＳ１３４に進み、そうでなければ、ステップＳ１３２に進む。 In step S131, the offset calculator 8 determines whether or not the current absolute value maximum phase coincides with the voltage minimum phase. If the maximum current absolute value phase is the minimum voltage phase, the process proceeds to step S134, and if not, the process proceeds to step S132.
ステップＳ１３２は、電流絶対値最大相が電圧中間相である場合を示す。そこで、オフセット演算器８は、電圧中間相の電圧指令Ｖｍｉｄが正の値であるか否かを判定する。電圧中間相の電圧指令Ｖｍｉｄが正の値であるならば、ステップＳ１３５に進み、そうでなければ、ステップＳ１３６に進む。 Step S132 shows the case where the maximum absolute current phase is the voltage intermediate phase. Therefore, the offset calculator 8 determines whether or not the voltage command Vmid of the voltage intermediate phase is a positive value. If the voltage command Vmid of the voltage intermediate phase is a positive value, the process proceeds to step S135, and if not, the process proceeds to step S136.
ステップＳ１３４およびステップＳ１３６では、オフセット演算器８は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に、電圧最小相の電圧指令Ｖｍｉｎの値を設定する。 In step S134 and step S136, the offset calculator 8 sets the value of the voltage command Vmin of the voltage minimum phase in the offset voltage Voffset1.
一方、ステップＳ１３３およびステップＳ１３５では、オフセット演算器８は、電圧最大相の電圧指令Ｖｍａｘと直流電源２の直流電圧Ｖｄｃとの差、すなわち、（Ｖｍａｘ−Ｖｄｃ）の値を求め、当該値（Ｖｍａｘ−Ｖｄｃ）をオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に設定する。
On the other hand, in step S133 and step S135, the offset calculator 8 obtains the difference between the voltage command Vmax of the maximum voltage phase and the DC voltage Vdc of the
なお、上記のステップＳ１３０において、オフセット演算器８が、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１ｓ，Ｉｖ１ｓ，Ｉｗ１ｓに基づいて電流絶対値最大相を選択すると説明したが、これに限定されない。オフセット演算器８は、制御指令から得られる３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を流れる電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１に基づいて、電流絶対値最大相を選択してもよい。 In step S130 described above, it has been described that the offset calculator 8 selects the maximum absolute current phase based on the currents Iu1s, Iv1s, and Iw1s flowing through the three-phase windings U1, V1, and W1, but the present invention is not limited to this. .. The offset calculator 8 may select the maximum absolute current phase based on the currents Iu1, Iv1, Iw1 flowing through the three-phase windings U1, V1, W1 obtained from the control command.
次に、図３〜図８を用いて、オフセット演算器８から出力される３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’の波形について説明する。３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’の波形は、電流位相と電圧位相との差である力率角によって変化する。以下に、詳細に説明する。 Next, the waveforms of the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', and Vw1' output from the offset calculator 8 will be described with reference to FIGS. 3 to 8. The waveforms of the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', and Vw1'change depending on the power factor angle, which is the difference between the current phase and the voltage phase. The details will be described below.
力率角が０ｄｅｇの場合には、電流波形および電圧波形は図３のようになる。図３の上段のグラフは電流位相に対する３相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１の波形を示し、図３の下段のグラフは３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の波形を示す。また、図３の上段のグラフおよび下段のグラフの横軸は共に位相を示す。図３の上段のグラフおよび下段のグラフにおいて、実線がＵ１相の波形、破線がＶ１相の波形、点線がＷ１相の波形をそれぞれ示している。 When the power factor angle is 0 deg, the current waveform and the voltage waveform are as shown in FIG. The upper graph of FIG. 3 shows the waveform of the three-phase currents Iu1, Iv1, Iw1 with respect to the current phase, and the lower graph of FIG. 3 shows the waveform of the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, Vw1. Further, the horizontal axes of the upper graph and the lower graph of FIG. 3 both indicate the phase. In the upper graph and the lower graph of FIG. 3, the solid line shows the U1 phase waveform, the broken line shows the V1 phase waveform, and the dotted line shows the W1 phase waveform.
図３の上段のグラフに示されるように、電流絶対値最大相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から３０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
３０ｄｅｇ以上から９０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
９０ｄｅｇ以上から１５０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１５０ｄｅｇ以上から２１０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
２１０ｄｅｇ以上から２７０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
２７０ｄｅｇ以上から３３０ｄｅｇ未満まで：Ｖ1相、
３３０ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相。
As shown in the upper graph of FIG. 3, the current absolute value maximum phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 30 deg: U1 phase,
From 30 deg or more to less than 90 deg: W1 phase,
From 90 deg or more to less than 150 deg: V1 phase,
From 150 deg or more to less than 210 deg: U1 phase,
From 210 deg or more to less than 270 deg: W1 phase,
From 270 deg or more to less than 330 deg: V1 phase,
From 330 deg or more to less than 360 deg: U1 phase.
また、図３の下段のグラフに示されるように、電圧最大相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
６０ｄｅｇ以上から１８０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１８０ｄｅｇ以上から３００ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
３００ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 3, the maximum voltage phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 60 deg: U1 phase,
From 60 deg or more to less than 180 deg: V1 phase,
From 180 deg or more to less than 300 deg: W1 phase,
From 300 deg or more to less than 360 deg: U1 phase.
また、図３の下段のグラフに示されるように、電圧最小相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から１２０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
１２０ｄｅｇ以上から２４０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
２４０ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 3, the voltage minimum phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 120 deg: W1 phase,
From 120 deg or more to less than 240 deg: U1 phase,
From 240 deg or more to less than 360 deg: V1 phase.
以上のことからわかるように、電流絶対値最大相は、電圧最大相および電圧最小相のうちのいずれか一方に一致する。 As can be seen from the above, the absolute current maximum phase corresponds to either the maximum voltage phase or the minimum voltage phase.
図２のフローチャートに従ってオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を決定すると、スイッチング停止相は、図４の表に示すように設定される。すなわち、スイッチング停止相と電流絶対値最大相は一致している。従って、スイッチング停止相は、電圧最大相および電圧最小相のうちのいずれか一方に一致する。 When the offset voltage Voffset1 is determined according to the flowchart of FIG. 2, the switching stop phase is set as shown in the table of FIG. That is, the switching stop phase and the maximum current absolute value phase are the same. Therefore, the switching stop phase corresponds to either the maximum voltage phase or the minimum voltage phase.
その結果、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’は、図５に示すように、６０ｄｅｇ毎にスイッチング停止相が切り替わる波形となる。図５のグラフにおいて、実線が印加電圧Ｖｕ１’の波形、破線が印加電圧Ｖｖ１’の波形、点線が印加電圧Ｖｗ１’の波形をそれぞれ示している。また、最大相を搬送波信号の最大値に設定する上べた二相変調と、最小相を搬送波信号の最小値に設定する下べた二相変調とが、６０ｄｅｇ毎に交互に切り替わる。力率角が０〜３０ｄｅｇ、１５０〜２１０ｄｅｇ、３３０〜３６０ｄｅｇの場合には、同様の印加電圧に設定することができる。 As a result, the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', and Vw1'have a waveform in which the switching stop phase is switched every 60 deg, as shown in FIG. In the graph of FIG. 5, the solid line shows the waveform of the applied voltage Vu1', the broken line shows the waveform of the applied voltage Vv1', and the dotted line shows the waveform of the applied voltage Vw1'. Further, the upper two-phase modulation in which the maximum phase is set to the maximum value of the carrier signal and the lower two-phase modulation in which the minimum phase is set to the minimum value of the carrier signal are alternately switched every 60 deg. When the power factor angle is 0 to 30 deg, 150 to 210 deg, and 330 to 360 deg, the same applied voltage can be set.
一方、力率角が６０ｄｅｇの場合には、電流波形および電圧波形は図６のようになる。図６の上段のグラフは電流位相に対する３相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１の波形を示し、図６の下段のグラフは３相電圧指令Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の波形を示す。また、図６の上段のグラフおよび下段のグラフの横軸は共に位相を示す。図６の上段のグラフおよび下段のグラフにおいて、実線がＵ１相の波形、破線がＶ１相の波形、点線がＷ１相の波形をそれぞれ示している。 On the other hand, when the power factor angle is 60 deg, the current waveform and the voltage waveform are as shown in FIG. The upper graph of FIG. 6 shows the waveforms of the three-phase currents Iu1, Iv1, Iw1 with respect to the current phase, and the lower graph of FIG. 6 shows the waveforms of the three-phase voltage commands Vu1, Vv1, Vw1. Further, the horizontal axes of the upper graph and the lower graph of FIG. 6 both indicate the phase. In the upper graph and the lower graph of FIG. 6, the solid line shows the U1 phase waveform, the broken line shows the V1 phase waveform, and the dotted line shows the W1 phase waveform.
図６の上段のグラフに示されるように、電流絶対値最大相は、図３の上段のグラフと同様に、電流位相によって変化する。図３の場合と同じであるため、ここでは説明を省略する。 As shown in the upper graph of FIG. 6, the current absolute value maximum phase changes depending on the current phase, as in the upper graph of FIG. Since it is the same as the case of FIG. 3, the description thereof is omitted here.
図６の下段のグラフに示されるように、電圧最大相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から１２０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１２０ｄｅｇ以上から２４０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
２４０ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相。
As shown in the lower graph of FIG. 6, the maximum voltage phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 120 deg: V1 phase,
From 120 deg or more to less than 240 deg: W1 phase,
From 240 deg or more to less than 360 deg: U1 phase.
また、図６の下段のグラフに示されるように、電圧最小相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から６０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
６０ｄｅｇ以上から１８０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
１８０ｄｅｇ以上から３００ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
３００ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 6, the voltage minimum phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 60 deg: W1 phase,
From 60 deg or more to less than 180 deg: U1 phase,
From 180 deg or more to less than 300 deg: V1 phase,
From 300 deg or more to less than 360 deg: W1 phase.
また、図６の下段のグラフに示されるように、電圧中間相は、電流位相によって以下のように変化する。
電流位相：０ｄｅｇ以上から６０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
６０ｄｅｇ以上から１２０ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
１２０ｄｅｇ以上から１８０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相、
１８０ｄｅｇ以上から２４０ｄｅｇ未満まで：Ｕ１相、
２４０ｄｅｇ以上から３００ｄｅｇ未満まで：Ｗ１相、
３００ｄｅｇ以上から３６０ｄｅｇ未満まで：Ｖ１相。
Further, as shown in the lower graph of FIG. 6, the voltage intermediate phase changes as follows depending on the current phase.
Current phase: From 0 deg or more to less than 60 deg: U1 phase,
From 60 deg or more to less than 120 deg: W1 phase,
From 120 deg or more to less than 180 deg: V1 phase,
From 180 deg or more to less than 240 deg: U1 phase,
From 240 deg or more to less than 300 deg: W1 phase,
From 300 deg or more to less than 360 deg: V1 phase.
このように、力率角が６０ｄｅｇの場合は、力率角が０ｄｅｇの場合とは異なり、電流絶対値最大相が電圧中間相と一致する領域が、３０ｄｅｇ毎に発生する。 As described above, when the power factor angle is 60 deg, unlike the case where the power factor angle is 0 deg, a region where the maximum absolute current value phase coincides with the voltage intermediate phase is generated every 30 deg.
図２のフローチャートに従ってオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１を決定すると、スイッチング停止相は、図７の表に示すように設定される。図７においても、スイッチング停止相は、電圧最大相および電圧最小相のうちのいずれか一方に一致する。 When the offset voltage Voffset1 is determined according to the flowchart of FIG. 2, the switching stop phase is set as shown in the table of FIG. Also in FIG. 7, the switching stop phase corresponds to either the maximum voltage phase or the minimum voltage phase.
その結果、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’は、図８に示すように、３０ｄｅｇ毎にスイッチング停止相が切り替わる波形となる。図８のグラフにおいて、実線が印加電圧Ｖｕ１’の波形、破線が印加電圧Ｖｖ１’の波形、点線が印加電圧Ｖｗ１’の波形をそれぞれ示している。また、図２のステップＳ１３２の判定結果によってオフセット方向は６０ｄｅｇ毎に変化しており、上べた二相変調と下べた二相変調が６０ｄｅｇ毎に交互に切り替わる。 As a result, the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', and Vw1'have a waveform in which the switching stop phase is switched every 30 deg, as shown in FIG. In the graph of FIG. 8, the solid line shows the waveform of the applied voltage Vu1', the broken line shows the waveform of the applied voltage Vv1', and the dotted line shows the waveform of the applied voltage Vw1'. Further, the offset direction changes every 60 deg according to the determination result in step S132 of FIG. 2, and the upper two-phase modulation and the lower two-phase modulation are alternately switched every 60 deg.
オン／オフ信号発生器９は、オフセット演算器８から出力される３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’に基づいて、オン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１，Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１を出力する。図９は、図３に示すタイミングＣでのオン／オフ信号発生器９の動作説明図である。図９において、Ｃ１は第１搬送波信号、Ｃ２は第２搬送波信号である。第１搬送波信号Ｃ１と第２搬送波信号Ｃ２とは、１８０ｄｅｇ位相が異なる。第１搬送波信号Ｃ１および第２搬送波信号Ｃ２は、共に、最小値が０で、最大値がＶｄｃで、周期がＴｃの三角波である。ここでは、第１搬送波信号Ｃ１および第２搬送波信号Ｃ２の一例として三角波を用いて説明するが、第１搬送波信号Ｃ１および第２搬送波信号Ｃ２は、のこぎり波等、三角波以外の他の形状であってもよい。また、その場合でも同様の効果が得られる。
The on / off
オン／オフ信号発生器９は、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｕ１’とを比較し、印加電圧Ｖｕ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最大値と一致または第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい場合は「Ｑｕｐ１＝１かつＱｕｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｕ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最小値と一致または第１搬送波信号Ｃ１未満の場合は「Ｑｕｐ１＝０かつＱｕｎ１＝１」を出力する。
The on / off
また、オン／オフ信号発生器９は、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｖ１’とを比較し、印加電圧Ｖｖ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最大値と一致または第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい場合は「Ｑｖｐ１＝１かつＱｖｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｖ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最小値と一致または第１搬送波信号Ｃ１未満の場合は「Ｑｖｐ１＝０かつＱｖｎ１＝１」を出力する。
Further, the on / off
また、オン／オフ信号発生器９は、第２搬送波信号Ｃ２と印加電圧Ｖｗ１’とを比較し、印加電圧Ｖｗ１’が第２搬送波信号Ｃ２の最大値と一致または第２搬送波信号Ｃ２よりも大きい場合は「Ｑｗｐ１＝１かつＱｗｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ１’が第２搬送波信号Ｃ２の最小値と一致または第２搬送波信号Ｃ２未満の場合は「Ｑｗｐ１＝０かつＱｗｎ１＝１」を出力する。
Further, the on / off
その結果、母線電流Ｉｉｎｖ１は、図９に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において−Ｉｗ１、時刻ｔ２〜ｔ３においてＩｕ１、時刻ｔ３〜ｔ５において−Ｉｖ１、時刻ｔ５〜ｔ６においてＩｕ１、時刻ｔ６〜ｔ７において−Ｉｗ１となり、いずれのタイミングにおいても力行電流が流れている。図１から分かるように、母線電流Ｉｉｎｖ１、直流電源２の出力電流Ｉｂ、および、平滑コンデンサ３の出力電流Ｉｃには、Ｉｉｎｖ１＝Ｉｂ＋Ｉｃの関係がある。また、直流電源２の出力電流Ｉｂは一定値Ｉｄｃを出力するため、コンデンサ電流Ｉｃは、出力電流Ｉｂに対して、Ｉｃ＝Ｉｉｎｖ１−Ｉｄｃの関係が成り立つ。一定値Ｉｄｃは、変調率ｋ、力率角θｉｖおよび電流実効値Ｉｒｍｓを用いて下式（１）で与えられる。変調率ｋは、線間電圧波高値が直流電圧Ｖｄｃとなるときを１とした値である。
As a result, as shown in FIG. 9, the bus current Iinv1 is -Iw1 at time t1 to t2, Iu1 at time t2 to t3, -Iv1 at time t3 to t5, Iu1 at time t5 to t6, and time t6 to t7. It becomes −Iw1, and the power running current is flowing at any timing. As can be seen from FIG. 1, there is a relationship of Iinv1 = Ib + Ic between the bus current Iinv1, the output current Ib of the
変調率ｋが小さい場合にはＩｃの最大値の絶対値と最小値の絶対値を比較すると、最大値の絶対値の方が大きくなり、変調率ｋが大きい場合にはＩｃの最大値の絶対値と最小値の絶対値を比較すると、最小値の絶対値の方が大きくなる。平滑コンデンサ３のコンデンサ電流を小さくするためには、低変調率では、母線電流Ｉｉｎｖ１が、予め設定された閾値を超えるような大きな値になることを回避すればよく、高変調率では、母線電流Ｉｉｎｖ１が、零または負となることを回避すればよい。例えば、力率角０ｄｅｇの力行運転状態ではＩｎｉｎｖ１が０〜√３Ｉｒｍｓの範囲となるので、ＩｄｃがＩｎｉｎｖ１の振幅中央値になるには√３Ｉｒｍｓ／２であればよい。この場合、変調率ｋが１／√２の場合を基準として低変調率、高変調率ということとする。
When the absolute value of the maximum value of Ic and the absolute value of the minimum value are compared when the modulation factor k is small, the absolute value of the maximum value is larger, and when the modulation factor k is large, the absolute value of the maximum value of Ic is absolute. Comparing the absolute value of the minimum value with the value, the absolute value of the minimum value is larger. In order to reduce the capacitor current of the smoothing
なお、上記の図９では、第２搬送波信号Ｃ２と印加電圧Ｖｗ１’とを比較してオン／オフ信号Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１を決定したが、以下では、図１０に示すように、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｗ１’とを比較した場合の母線電流Ｉｉｎｖ１について説明する。Ｕ１相およびＶ１相のオン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｕｎ１，Ｑｖｐ１，Ｑｖｎ１は、図９の場合と同様の動きとなるため、ここでは説明を省略する。一方、Ｗ１相のオン／オフ信号Ｑｗｐ１，Ｑｗｎ１は、図９の場合と異なる。図１０では、オン／オフ信号発生器９が、第１搬送波信号Ｃ１と印加電圧Ｖｗ１’とを比較し、印加電圧Ｖｗ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最大値と一致または第１搬送波信号Ｃ１よりも大きい場合は「Ｑｗｐ１＝１かつＱｗｎ１＝０」を出力し、印加電圧Ｖｗ１’が第１搬送波信号Ｃ１の最小値と一致または第１搬送波信号Ｃ１未満の場合には「Ｑｗｐ１＝０かつＱｗｎ１＝１」を出力する。
In FIG. 9 above, the on / off signals Qwp1 and Qwn1 were determined by comparing the second carrier signal C2 with the applied voltage Vw1', but in the following, as shown in FIG. 10, the first carrier signal C1 And the applied voltage Vw1'are compared with each other, and the bus current Iinv1 will be described. Since the U1 phase and V1 phase on / off signals Cup1, Qun1, Qbp1, and Qvn1 have the same movements as in FIG. 9, description thereof will be omitted here. On the other hand, the W1 phase on / off signals Qwp1 and Qwn1 are different from those in FIG. In FIG. 10, the on / off
その結果、母線電流Ｉｉｎｖ１は、時刻ｔ１〜ｔ２において０、時刻ｔ２〜ｔ３において−Ｉｗ１、時刻ｔ３〜ｔ５においてＩｕ１、時刻ｔ５〜ｔ６において−Ｉｗ１、時刻ｔ６〜ｔ７において０となる。時刻ｔ１〜ｔ２および時刻ｔ６〜ｔ７においてＩｉｎｖ１＝０となるため、図１０は、図９に比べて、コンデンサ電流が大きくなる。 As a result, the bus current Iinv1 becomes 0 at time t1 to t2, -Iw1 at time t2 to t3, Iu1 at time t3 to t5, -Iw1 at time t5 to t6, and 0 at time t6 to t7. Since Iinv1 = 0 at times t1 to t2 and times t6 to t7, the capacitor current in FIG. 10 is larger than that in FIG.
従って、上記の図９で示したように、スイッチング停止相以外の２相のうち、一方の相に対する搬送波信号として第１搬送波信号Ｃ１を使用し、もう一方の相に対する搬送波信号として第２搬送波信号Ｃ２を使用することで、コンデンサ電流を低減することができる。また、電気角１周期において、上べた二相変調または下べた二相変調とすることによりスイッチング回数を低減できるため、スイッチング損失による発熱を抑制する効果も得ることができる。 Therefore, as shown in FIG. 9, the first carrier signal C1 is used as the carrier signal for one of the two phases other than the switching stop phase, and the second carrier signal is used as the carrier signal for the other phase. By using C2, the capacitor current can be reduced. Further, since the number of switchings can be reduced by performing the upper two-phase modulation or the lower two-phase modulation in one cycle of the electric angle, it is possible to obtain the effect of suppressing heat generation due to the switching loss.
以下では、搬送波信号の選択方法について説明する。 The method of selecting the carrier signal will be described below.
図１１は、３相印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’と比較する搬送波信号を、第１搬送波信号Ｃ１と第２搬送波信号Ｃ２のいずれにするかを示した図である。図１１において、搬送波信号の各欄における「１」は第１搬送波信号Ｃ１を選択したことを示し、「２」は第２搬送波信号Ｃ２を選択したことを示す。また、図１１において、ハッチング部分はスイッチング停止相を示しているので、いずれの搬送波信号を選択しても出力結果は変わらない。上述したように、コンデンサ電流を小さくするには、スイッチング停止相以外の２相が互いに異なる搬送波信号を使用すればよい。そのため、スイッチング停止相の変化に合わせて、搬送波信号を６０ｄｅｇ毎に切り替える場合、Ｖ１相であれば３０ｄｅｇで搬送波信号を切り替える必要がある。このとき、Ｖ１相は電圧中間相となっているため、スイッチング停止相ではない。 FIG. 11 is a diagram showing whether the carrier signal to be compared with the three-phase applied voltages Vu1', Vv1', and Vw1'is the first carrier signal C1 or the second carrier signal C2. In FIG. 11, “1” in each column of the carrier signal indicates that the first carrier signal C1 has been selected, and “2” indicates that the second carrier signal C2 has been selected. Further, in FIG. 11, since the hatched portion shows the switching stop phase, the output result does not change regardless of which carrier signal is selected. As described above, in order to reduce the capacitor current, carrier signals having two phases other than the switching stop phase may be used. Therefore, when the carrier signal is switched every 60 deg according to the change of the switching stop phase, it is necessary to switch the carrier signal at 30 deg if it is the V1 phase. At this time, since the V1 phase is a voltage intermediate phase, it is not a switching stop phase.
図１２は、理想的に搬送波信号が切り替わった場合のオン／オフ信号Ｑｕｐ１，Ｑｖｐ１，Ｑｗｐ１の変化を表したものである。Ｖ１相については、時刻ｔ１０〜ｔ１２では第１搬送波信号Ｃ１と比較し、時刻ｔ１２〜ｔ１４では第２搬送波信号Ｃ２と比較して、オン／オフ信号Ｑｖｐ１を生成している。印加電圧Ｖｖ１’の演算は、時刻ｔ１２より前のタイミングで終了するため、その時点で搬送波信号の切り替え要否は判明している。例えば、印加電圧Ｖｕ１’，Ｖｖ１’，Ｖｗ１’の演算が時刻ｔ１５で完了し、時刻ｔ１５の時点で、搬送波信号を切り替えた場合、本来、時刻ｔ１５で実施されるオン／オフ信号Ｑｖｐ１を０から１にする指示が実施できず、図１３のようなオン／オフ信号Ｑｖｐ１となる。すなわち、図１３では、時刻ｔ１５以降も、オン／オフ信号Ｑｖｐ１が０のままである。その結果、時刻ｔ１０〜ｔ１２で出力したいＶ１相の印加電圧Ｖｖ１’が出せず、３相電流が乱れる要因となる。これを回避して図１２のような理想的な波形を実現するには、搬送波信号の切り替えと印加電圧の反映を時刻ｔ１２で同期して実施する必要がある。 FIG. 12 shows changes in the on / off signals Cup1, Qbp1, and Qwp1 when the carrier signal is ideally switched. Regarding the V1 phase, the on / off signal Qvp1 is generated by comparing with the first carrier signal C1 at times t10 to t12 and comparing with the second carrier signal C2 at times t12 to t14. Since the calculation of the applied voltage Vv1'ends at a timing before the time t12, it is known whether or not the carrier signal needs to be switched at that time. For example, when the calculation of the applied voltages Vu1', Vv1', and Vw1'is completed at time t15 and the carrier signal is switched at time t15, the on / off signal Qvp1 originally executed at time t15 is changed from 0. The instruction to set to 1 cannot be executed, and the on / off signal Qvp1 as shown in FIG. 13 is obtained. That is, in FIG. 13, the on / off signal Qvp1 remains 0 even after the time t15. As a result, the applied voltage Vv1'of the V1 phase to be output at time t10 to t12 cannot be output, which causes the three-phase current to be disturbed. In order to avoid this and realize the ideal waveform as shown in FIG. 12, it is necessary to switch the carrier signal and reflect the applied voltage in synchronization with the time t12.
廉価なマイコンを用いた場合には同期してできる処理が限られるが、図１４の表に示すように搬送波信号を切り替えることで、搬送波信号の切り替えと印加電圧の反映を同期せずに実施できる。上記の図１１のように搬送波信号を設定すると、電圧中間相で搬送波信号の切り替えが必要となるが、図１４のように搬送波信号を設定することで、搬送波信号の切り替え頻度を下げられる。具体的には、図１４に示すように、Ｕ１相については、電流位相２１０〜３３０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を使用し、電流位相３０〜１５０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。また、Ｖ１相については、電流位相０〜９０ｄｅｇおよび電流位相３３０〜３６０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、電流位相１５０〜２７０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。また、Ｗ１相については、電流位相９０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、電流位相０〜３０ｄｅｇおよび電流位相２７０〜３６０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。
When an inexpensive microcomputer is used, the processing that can be performed in synchronization is limited, but by switching the carrier signal as shown in the table of FIG. 14, the switching of the carrier signal and the reflection of the applied voltage can be performed without synchronization. .. When the carrier wave signal is set as shown in FIG. 11 above, it is necessary to switch the carrier wave signal in the voltage intermediate phase. However, by setting the carrier wave signal as shown in FIG. 14, the frequency of switching the carrier wave signal can be reduced. Specifically, as shown in FIG. 14, for the U1 phase, the first carrier signal C1 is used in the current phase of 210 to 330 deg, and the second carrier signal C2 is selected in the current phase of 30 to 150 deg. For the V1 phase, the first carrier signal C1 is selected in the
すなわち、Ｕ１相、Ｖ１相、および、Ｗ１相の各相において、１２０ｄｅｇごとに第１搬送波信号Ｃ１と第２搬送波信号Ｃ２とを切り替え、第１搬送波信号Ｃ１の区間と第２搬送波信号Ｃ２の区間との間に、スイッチング停止相となる区間を挟む。スイッチング停止相では、搬送波信号１周期においてオンまたはオフのままとなるため、その間に搬送波信号を切り替えてもオン／オフ信号は変化しない。本実施の形態１では、図１４の左から右に変化する回転方向であれば、Ｕ１相は電流位相１５０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替え、電流位相３３０〜３６０ｄｅｇまたは電流位相０〜３０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。また、Ｖ１相は、電流位相２７０〜３３０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替え、電流位相９０〜１５０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。また、Ｗ１相は、電流位相３０〜９０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替え、電流位相２１０〜２７０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。換言すると、Ｕ１相は電流位相１５０〜３３０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を、電流位相３３０〜３６０ｄｅｇまたは電流位相０〜１５０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択し、Ｖ１相は電流位相２７０〜３６０ｄｅｇまたは０〜９０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を、電流位相９０〜２７０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択し、Ｗ１相は電流位相３０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を、電流位相２１０〜３６０ｄｅｇまたは０〜３０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択することになる。つまり、制御部６は、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の各相において、３６０ｄｅｇのうち、連続する１８０ｄｅｇ間で第１搬送波信号Ｃ１を選択し、残りの連続する１８０ｄｅｇ間で第２搬送波信号Ｃ２を選択することによって、搬送波信号の切り替え回数を低減できる。
That is, in each of the U1 phase, V1 phase, and W1 phase, the first carrier signal C1 and the second carrier signal C2 are switched every 120 deg, and the section of the first carrier signal C1 and the section of the second carrier signal C2. A section that becomes the switching stop phase is sandwiched between and. In the switching stop phase, since it remains on or off in one cycle of the carrier signal, the on / off signal does not change even if the carrier signal is switched during that period. In the first embodiment, in the rotation direction changing from the left to the right in FIG. 14, the U1 phase switches to the first carrier signal C1 at the current phase of 150 to 210 deg, and the current phase is 330 to 360 deg or the current phase is 0 to 30 deg. To switch to the second carrier signal C2. Further, the V1 phase is switched to the first carrier signal C1 at a current phase of 270 to 330 deg, and is switched to the second carrier signal C2 at a current phase of 90 to 150 deg. Further, the W1 phase is switched to the first carrier signal C1 at a current phase of 30 to 90 deg, and is switched to the second carrier signal C2 at a current phase of 210 to 270 deg. In other words, the U1 phase selects the first carrier signal C1 with a current phase of 150 to 330 deg, the second carrier signal C2 with a current phase of 330 to 360 deg or a current phase of 0 to 150 deg, and the V1 phase has a current phase of 270 to 360 deg or 0. The first carrier signal C1 is selected at ~ 90 deg, the second carrier signal C2 is selected at
図１４の表に示すように搬送波信号の切り替えを行うためには、例えば、図１５のようなフローチャートで切り替え処理を行うとよい。図１５では、まず、ステップＳ１４０で、電流絶対値最大相が電圧最大相であるかどうかを判定する。電流絶対値最大相が電圧最大相である場合はステップＳ１４２に進み、そうでなければ、ステップＳ１４１に進む。ステップＳ１４１では、電流絶対値最大相が電圧最小相であるかどうかを判定する。電流絶対値最大相が電圧最小相である場合にはステップＳ１４３に進み、そうでなければ、ステップＳ１４４に進む。ステップＳ１４２では、搬送波信号を第１搬送波信号Ｃ１から第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。ステップＳ１４３では、搬送波信号を第２搬送波信号Ｃ２から第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。ステップＳ１４４では、搬送波信号を切り替えずに現在の搬送波信号のまま、保持する。 In order to switch the carrier signal as shown in the table of FIG. 14, for example, the switching process may be performed by the flowchart as shown in FIG. In FIG. 15, first, in step S140, it is determined whether or not the current absolute value maximum phase is the voltage maximum phase. If the current absolute value maximum phase is the voltage maximum phase, the process proceeds to step S142, otherwise the process proceeds to step S141. In step S141, it is determined whether or not the current absolute value maximum phase is the voltage minimum phase. If the maximum current absolute value phase is the minimum voltage phase, the process proceeds to step S143, and if not, the process proceeds to step S144. In step S142, the carrier signal is switched from the first carrier signal C1 to the second carrier signal C2. In step S143, the carrier signal is switched from the second carrier signal C2 to the first carrier signal C1. In step S144, the current carrier signal is held as it is without switching the carrier signal.
つまり、スイッチング停止状態となるとき、印加電圧が搬送波信号の最大値と一致するとき、または、印加電圧が搬送波信号の最小値と一致するときに、使用する搬送波信号を切り替えることで、搬送波信号の切り替えによって生じる印加電圧の乱れを抑制することができる。なお、ここでは、図１２および図１３に示すように、第１搬送波信号Ｃ１を搬送波信号１周期において上に凸、第２搬送波信号Ｃ２を搬送波信号１周期において下に凸である三角波としたが、反対であっても同様の効果が得られることはいうまでもない。 That is, when the switching is stopped, when the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal, or when the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal, the carrier signal to be used is switched to obtain the carrier signal. Disturbance of the applied voltage caused by switching can be suppressed. Here, as shown in FIGS. 12 and 13, the first carrier signal C1 is a triangular wave that is convex upward in one carrier signal cycle, and the second carrier signal C2 is a triangular wave that is convex downward in one carrier signal cycle. Needless to say, the same effect can be obtained even if the opposite is true.
交流回転機１の回転数が低い場合、図１４の搬送波信号が切り替わる領域間をハンチングする場合がある。例えば、図２のようなフローチャートで動作させた場合であれば、角度検出誤差または電流検出誤差などの影響によって電圧位相がずれることによって、ハンチングが生じる。この場合には、図１５のステップＳ１４２によって第２搬送波信号Ｃ２に切り替わった後で、再度、第１搬送波信号Ｃ１を選択したい領域に戻ることがある。そのため、ステップＳ１４０が連続Ｘ１回成立したときにステップＳ１４２を実施する、および、ステップＳ１４１が連続Ｘ２回成立したときにステップＳ１４３を実施するというように、搬送波信号の切り替えを遅延させる。ここで、Ｘ１およびＸ２の値は、予め適宜設定しておく。つまり、交流回転機１の回転数が、予め設定された回転数閾値以下の場合に、搬送波信号の切り替えを遅延させることによって、搬送波信号が切り替わる領域間のハンチングによる搬送波信号の切り替えミスを回避できる。このように、交流回転機１の回転数が回転数閾値以下の低回転数の場合には、搬送波信号の切り替えがハンチングする可能性があるが、予め設定された条件に基づく不感帯を設けて、切り替えを遅延させることで、ハンチングの発生を回避することができる。なお、ここでは、予め設定された条件として、「ステップＳ１４０が連続Ｘ１回成立」あるいは「ステップＳ１４１が連続Ｘ２回成立」という条件を例に挙げて説明したが、これに限定されない。予め設定された条件は、例えば、予め設定した時間が経過したときなど、他の条件としてもよい。
When the rotation speed of the
なお、交流回転機１の回転方向が一定の場合には、図１５に示すフローに従う判定でよいが、交流回転機１が両方向に回転する場合には、回転方向に応じて切り替え方を変える必要がある。例えば、図１４の右から左に変化する回転方向の場合について考える。このとき、Ｕ１相は、１５０〜２１０ｄｅｇの間で第２搬送波信号Ｃ２に切り替え、３３０〜３６０ｄｅｇの間、および、０〜３０ｄｅｇの間で第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。Ｖ１相は、２７０〜３３０ｄｅｇの間で第２搬送波信号Ｃ２に切り替え、９０〜１５０ｄｅｇの間で第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。Ｗ１相は、３０〜９０ｄｅｇの間で第２搬送波信号Ｃ２に切り替え、２１０〜２７０ｄｅｇの間で第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。この場合には、例えば、図１６に示すフローチャートで切り替えを行うとよい。
When the rotation direction of the
図１６と図１５との違いについて説明する。図１６は、図１５のステップＳ１４２をステップＳ１４２ａに変更し、図１５のステップＳ１４３をステップＳ１４３ａに変更したものである。ステップＳ１４２ａでは、搬送波信号を第２搬送波信号Ｃ２から第１搬送波信号Ｃ１に切り替える。ステップＳ１４３ａでは、搬送波信号を第１搬送波信号Ｃ１から第２搬送波信号Ｃ２に切り替える。他のステップについては、図１５と同じであるため、ここではその説明を省略する。 The difference between FIG. 16 and FIG. 15 will be described. In FIG. 16, step S142 in FIG. 15 is changed to step S142a, and step S143 in FIG. 15 is changed to step S143a. In step S142a, the carrier signal is switched from the second carrier signal C2 to the first carrier signal C1. In step S143a, the carrier signal is switched from the first carrier signal C1 to the second carrier signal C2. Since the other steps are the same as those in FIG. 15, the description thereof will be omitted here.
以上の説明から分かるように、図１４の左から右に回転する場合には図１５のフローによって搬送波信号を決定し、図１４の右から左に回転する場合には図１６のフローによって搬送波信号を決定する。これにより、交流回転機１が両方向に回転する場合においても、交流回転機１が一方向に回転する場合と同様に、コンデンサ電流を低減することができる。なお、この場合においても、搬送波信号の切り替えミスを回避するために、交流回転機１の回転数が或る値以下の場合に、搬送波信号の切り替えを遅延させてもよい。また、回転方向が切り替わった後の電気角１周期の搬送波信号が所望の設定と異なるものとなることを許容すれば、回転方向に関係無く図１５または図１６のフローによって搬送波信号を決定してもよい。
As can be seen from the above description, the carrier signal is determined by the flow of FIG. 15 when rotating from left to right in FIG. 14, and the carrier signal is determined by the flow of FIG. 16 when rotating from right to left in FIG. To determine. As a result, even when the
力率角が６０ｄｅｇの場合には、搬送波信号は、図１７に示すように設定される。具体的には、Ｕ１相は、１８０〜２４０ｄｅｇおよび２７０〜３３０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、０〜６０ｄｅｇおよび９０〜１５０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。Ｖ１相は、３０〜９０ｄｅｇおよび３００〜３６０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、１２０〜１８０ｄｅｇおよび２１０〜２７０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。Ｗ１相は、６０〜１２０ｄｅｇおよび１５０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を選択し、０〜３０ｄｅｇ、２４０〜３００ｄｅｇおよび３３０〜３６０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を選択する。すなわち、図１７に示すように、６０ｄｅｇごとに、３０ｄｅｇ分のスイッチング停止相となる区間を挟みながら、「Ｃ１」、「Ｃ１」、「Ｃ２」、「Ｃ２」、「Ｃ１」、「Ｃ１」、・・・の順に、搬送波信号の切り替えを行う。すなわち、一方の搬送波信号が２回連続して選択された後に、他方の搬送波信号が２回連続して選択される。また、スイッチング停止相では搬送波信号１周期においてオンまたはオフのままとなるため、その間に搬送波信号を切り替えてもオン／オフ信号は変化しない。本実施の形態１では、図１７の左から右に変化する回転方向であれば、Ｕ１相は、１５０〜１８０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替えられ、３３０〜３６０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替えられる。また、Ｖ１相は、２７０〜３００ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替えられ、９０〜１２０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替えられる。また、Ｗ１相は３０〜６０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１に切り替えられ、２１０〜２４０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２に切り替えられる。 When the power factor angle is 60 deg, the carrier signal is set as shown in FIG. Specifically, the U1 phase selects the first carrier signal C1 at 180 to 240 deg and 270 to 330 deg, and selects the second carrier signal C2 at 0 to 60 deg and 90 to 150 deg. For the V1 phase, the first carrier signal C1 is selected at 30 to 90 deg and 300 to 360 deg, and the second carrier signal C2 is selected at 120 to 180 deg and 210 to 270 deg. The W1 phase selects the first carrier signal C1 at 60-120 deg and 150-210 deg, and selects the second carrier signal C2 at 0-30 deg, 240-300 deg and 330-360 deg. That is, as shown in FIG. 17, "C1", "C1", "C2", "C2", "C1", "C1", while sandwiching a section that becomes a switching stop phase for 30 deg every 60 deg. The carrier signal is switched in the order of ... That is, after one carrier signal is selected twice in succession, the other carrier signal is selected twice in succession. Further, since the switching stop phase remains on or off in one cycle of the carrier signal, the on / off signal does not change even if the carrier signal is switched during that period. In the first embodiment, the U1 phase is switched to the first carrier signal C1 at 150 to 180 deg and switched to the second carrier signal C2 at 330 to 360 deg in the rotation direction changing from left to right in FIG. Be done. Further, the V1 phase is switched to the first carrier signal C1 at 270 to 300 deg, and is switched to the second carrier signal C2 at 90 to 120 deg. Further, the W1 phase is switched to the first carrier signal C1 at 30 to 60 deg, and is switched to the second carrier signal C2 at 210 to 240 deg.
図１７では、スイッチング停止相以外の２相の搬送波信号を３０ｄｅｇ毎に同じになるようにしている。すなわち、例えば、図１７の６０〜９０ｄｅｇでは、Ｕ１相がスイッチング停止相で、スイッチング停止相以外のＶ１相およびＷ１相の搬送波信号は、共に、第１搬送波信号Ｃ１である。また、１２０ｄｅｇ〜１５０ｄｅｇでは、Ｗ１相がスイッチング停止相で、スイッチング停止相以外のＵ１相およびＶ１相の搬送波信号は、共に、第２搬送波信号Ｃ２である。図１７の場合の効果について説明する。電圧と電流の位相が６０ｄｅｇずれていることで、２相の搬送波信号が同じになる領域では、電流絶対値最大相が電圧中間相となっている。具体的には、Ｖ１相とＷ１相との搬送波信号が同じになる６０〜９０ｄｅｇでは、電流絶対値最大相および電圧中間相は共にＷ１相である。また、Ｕ１相とＶ１相との搬送波信号が同じになる１２０〜１５０ｄｅｇでは、電流絶対値最大相および電圧中間相は共にＶ１相である。このとき、図６のタイミングＤにおいて、Ｖ１相を第２搬送波信号Ｃ２と比較し、Ｗ１相を第１搬送波信号Ｃ１と比較して、オン／オフ信号を生成したときの出力波形を図１８に示し、Ｖ１相およびＷ１相をともに第２搬送波信号Ｃ２と比較してオン／オフ信号を生成したときの出力波形を図１９に示す。 In FIG. 17, the carrier signals of the two phases other than the switching stop phase are set to be the same every 30 deg. That is, for example, in 60 to 90 deg of FIG. 17, the U1 phase is the switching stop phase, and the carrier signals of the V1 phase and the W1 phase other than the switching stop phase are both the first carrier signal C1. Further, in 120 deg to 150 deg, the W1 phase is the switching stop phase, and the carrier signals of the U1 phase and the V1 phase other than the switching stop phase are both the second carrier signal C2. The effect in the case of FIG. 17 will be described. Since the phases of the voltage and the current are shifted by 60 deg, the maximum phase of the absolute current value is the voltage intermediate phase in the region where the two-phase carrier signals are the same. Specifically, at 60 to 90 deg where the carrier signals of the V1 phase and the W1 phase are the same, the current absolute value maximum phase and the voltage intermediate phase are both W1 phases. Further, at 120 to 150 deg where the carrier signals of the U1 phase and the V1 phase are the same, the current absolute value maximum phase and the voltage intermediate phase are both the V1 phase. At this time, at the timing D of FIG. 6, the output waveform when the on / off signal is generated by comparing the V1 phase with the second carrier signal C2 and the W1 phase with the first carrier signal C1 is shown in FIG. FIG. 19 shows an output waveform when both the V1 phase and the W1 phase are compared with the second carrier signal C2 to generate an on / off signal.
図１８では、２相の搬送波信号を互いに異なるものにしており、母線電流Ｉｉｎｖ１は、Ｉｕ１、−Ｉｖ１および−Ｉｗ１の３種類となる。Ｉｕ１＜０、Ｉｖ１＜０、Ｉｗ１＞０なので、力行運転状態にも拘らず、Ｉｕ１および−Ｉｗ１が流れる間は、回生方向の電流が流れることになる。Ｗ１相は電流絶対値最大相であるから、コンデンサ電流が大きくなる。 In FIG. 18, the two-phase carrier signals are different from each other, and the bus currents Iinv1 are of three types, Iu1, -Iv1, and -Iw1. Since Iu1 <0, Iv1 <0, Iw1> 0, the current in the regenerative direction flows while Iu1 and −Iw1 flow, regardless of the power running state. Since the W1 phase has the maximum absolute current value, the capacitor current becomes large.
一方、図１９では、２相の搬送波信号を同じものにしており、母線電流Ｉｉｎｖ１は、Ｉｕ１、−Ｉｖ１および０の３種類となる。Ｉｕ１が流れる間は、回生方向の電流が流れることになるが、Ｕ１相は電流絶対値最小相であるから、コンデンサ電流は、図１８より小さくできる。ここでは、１相のスイッチングが停止する二相変調で説明したため、搬送波信号を切り替える切替対象相をスイッチング停止相として説明したが、正弦波変調を含む他の変調方式であっても３相の搬送波信号を同じにすることで同様の効果を得られる。つまり、電流絶対値最大相が電圧中間相であるときには、印加電圧が搬送波信号の最大値と一致する、または、印加電圧が搬送波信号の最小値と一致する相以外の２相の印加電圧を、同一の搬送波信号と比較することによって、コンデンサ電流を低減できる。 On the other hand, in FIG. 19, the two-phase carrier signals are the same, and the bus currents Iinv1 are three types, Iu1, −Iv1 and 0. While the current flows through Iu1, the current in the regenerative direction flows, but since the U1 phase is the minimum absolute current phase, the capacitor current can be made smaller than that in FIG. Here, since the two-phase modulation in which one-phase switching is stopped has been described, the switching target phase for switching the carrier signal is described as the switching stop phase, but even in other modulation methods including sinusoidal modulation, the three-phase carrier wave is used. The same effect can be obtained by making the signals the same. That is, when the maximum current absolute value phase is the voltage intermediate phase, the applied voltage of two phases other than the phase in which the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal or the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal. The capacitor current can be reduced by comparing with the same carrier signal.
上記の説明においては、図２、図１５、および、図１６のフローに示すように、電流絶対値最大相が、電圧最大相、電圧最小相、および、電圧中間相のいずれであるかに基づいて、力率角０ｄｅｇおよび６０ｄｅｇの場合のオフセット電圧および搬送波信号を決定したが、他の力率角の場合は、以下のようにすればよい。力率角が１８０ｄｅｇでは、図１４に対してオフセット方向を逆にした図２０を用いる。また、力率角が２４０ｄｅｇでは、図１７に対してオフセット方向を逆にした図２１を用いる。また、力率角が１２０ｄｅｇでは図１７に対して設定相をずらした図２２を用いる。また、力率角が３００ｄｅｇでは、図２２に対してオフセット方向を逆にした図２３を用いる。また、上記以外の力率角の場合には、±３０ｄｅｇの範囲内となる力率角６０ｎｄｅｇの場合を示した図の切替表に対して、電圧位相のずれ分だけ搬送波信号の切り替え位相をずらせばよい。ここで、ｎは整数である。例えば、力率角１３５ｄｅｇの場合には、力率角１２０ｄｅｇの図２２に対して１５ｄｅｇ切り替え位相が変化する。 The above description is based on whether the maximum absolute current phase is the maximum voltage phase, the minimum voltage phase, or the intermediate voltage phase, as shown in the flows of FIGS. 2, 15, and 16. Therefore, the offset voltage and the carrier signal are determined when the power factor angles are 0 deg and 60 deg, but in the case of other power factor angles, the following may be performed. When the power factor angle is 180 deg, FIG. 20 is used in which the offset direction is reversed with respect to FIG. When the power factor angle is 240 deg, FIG. 21 is used in which the offset direction is reversed with respect to FIG. Further, when the power factor angle is 120 deg, FIG. 22 is used in which the set phase is shifted with respect to FIG. When the power factor angle is 300 deg, FIG. 23 is used in which the offset direction is reversed with respect to FIG. 22. Further, in the case of a power factor angle other than the above, the switching phase of the carrier signal is shifted by the deviation of the voltage phase with respect to the switching table in the figure showing the case of the power factor angle of 60 ndeg, which is within the range of ± 30 deg. Just do it. Here, n is an integer. For example, in the case of a power factor angle of 135 deg, the 15 deg switching phase changes with respect to FIG. 22 having a power factor angle of 120 deg.
前述のように、電流絶対値最大相が電圧中間相の場合には、搬送波信号を同じにした方がコンデンサ電流を低減できるため、スイッチング停止相の設定には自由度がある。そこで、力率角が６０ｄｅｇの場合について、図１７では搬送波信号の切り替え頻度を抑制したが、図２４の例および図２５の例では、スイッチング停止相の切り替え頻度を抑制する。図２４と図２５の違いは、搬送波信号の割り当てだけである。図２４では、制御部６は、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の各相において、３６０ｄｅｇのうち、連続する１８０ｄｅｇ間で第１搬送波信号Ｃ１を選択し、残りの連続する１８０ｄｅｇ間で第２搬送波信号Ｃ２を選択している。一方、図２５では、Ｕ１相は、全領域において第１搬送波信号Ｃ１を選択し、Ｖ１相は、０〜３０ｄｅｇおよび１８０〜２１０ｄｅｇで第１搬送波信号Ｃ１を、それ以外の領域では第２搬送波信号Ｃ２を選択し、Ｗ１相は、９０〜１５０ｄｅｇおよび２７０〜３３０ｄｅｇで第２搬送波信号Ｃ２を、それ以外の領域では第１搬送波信号Ｃ１を選択している。つまり、制御部６は、図２４のように、３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の各相において、３６０ｄｅｇのうち、連続する１８０ｄｅｇ間で第１搬送波信号Ｃ１を選択し、残りの連続する１８０ｄｅｇ間で第２搬送波信号Ｃ２を選択することによって、搬送波信号の切り替え回数を最小とすることができる。図１７では、電気角１周期においてスイッチング停止相が１２回切り替わるが、図２４および図２５では、電気角１周期においてスイッチング停止相が６回切り替わるため、その分だけスイッチング損失を低減できる。このとき、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１は、図２６のようなフローチャートで決定するとよい。図２６は、図２に対して、図２のステップＳ１３５をステップＳ１３５ａに変更し、図２のステップＳ１３６をステップＳ１３６ａに変更したものである。図２６では、ステップＳ１３２の判定で、電圧中間相の電圧指令が正の場合には、下方向へオフセットさせるステップＳ１３５ａを実施し、電圧中間相の電圧指令が負の場合には、上方向へオフセットさせるステップＳ１３６ａを実施する。具体的には、ステップＳ１３５ａでは、オフセット演算器８は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に、電圧最小相の電圧指令Ｖｍｉｎの値を設定する。一方、ステップＳ１３６ａでは、オフセット演算器８は、電圧最大相の電圧指令Ｖｍａｘと直流電源２の直流電圧Ｖｄｃとの差、すなわち、（Ｖｍａｘ−Ｖｄｃ）の値を求め、当該値（Ｖｍａｘ−Ｖｄｃ）をオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ１に設定する。
As described above, when the maximum absolute current phase is the voltage intermediate phase, the capacitor current can be reduced by using the same carrier signal, so that there is a degree of freedom in setting the switching stop phase. Therefore, in the case where the power factor angle is 60 deg, the switching frequency of the carrier signal is suppressed in FIG. 17, but in the example of FIG. 24 and the example of FIG. 25, the switching frequency of the switching stop phase is suppressed. The only difference between FIGS. 24 and 25 is the allocation of carrier signals. In FIG. 24, in each phase of the three-phase windings U1, V1 and W1, the control unit 6 selects the first carrier signal C1 between the continuous 180 degs of the 360 degs, and the second carrier signal C1 between the remaining 180 degs. The carrier signal C2 is selected. On the other hand, in FIG. 25, the U1 phase selects the first carrier signal C1 in the entire region, the V1 phase selects the first carrier signal C1 at 0 to 30 deg and 180 to 210 deg, and the second carrier signal in the other regions. C2 is selected, and the W1 phase selects the second carrier signal C2 at 90 to 150 deg and 270 to 330 deg, and the first carrier signal C1 in the other regions. That is, as shown in FIG. 24, the control unit 6 selects the first carrier signal C1 between the continuous 180 degs of the 360 degs in each phase of the three-phase windings U1, V1 and W1, and the remaining 180 degs. By selecting the second carrier signal C2 between them, the number of times the carrier signal is switched can be minimized. In FIG. 17, the switching stop phase is switched 12 times in one electrical angle cycle, but in FIGS. 24 and 25, the switching stop phase is switched 6 times in one electrical angle cycle, so that the switching loss can be reduced by that amount. At this time, the offset voltage Voffset1 may be determined by the flowchart as shown in FIG. In FIG. 26, step S135 in FIG. 2 is changed to step S135a, and step S136 in FIG. 2 is changed to step S136a with respect to FIG. In FIG. 26, in the determination of step S132, if the voltage command of the voltage intermediate phase is positive, step S135a of offsetting downward is performed, and if the voltage command of the voltage intermediate phase is negative, the voltage command is upward. Step S136a for offsetting is performed. Specifically, in step S135a, the offset calculator 8 sets the value of the voltage command Vmin of the minimum voltage phase in the offset voltage Voffset1. On the other hand, in step S136a, the offset calculator 8 obtains the difference between the voltage command Vmax of the maximum voltage phase and the DC voltage Vdc of the
電圧中間相の電圧指令が正の場合、電圧最大相の電圧指令は正、電圧最小相の電圧指令は負であり、３相の電圧指令の和は零であるから、電圧絶対値最大相は電圧最小相となる。電圧最大相の印加電圧を搬送波信号の最大値にするためのオフセット電圧の絶対値に比べて、電圧最小相の印加電圧を搬送波信号の最小値にするためのオフセット電圧の絶対値は小さい。電圧中間相の電圧指令が負の場合、電圧最大相の電圧指令は正、電圧最小相の電圧指令は負であり、３相の電圧指令の和は零であるから、電圧絶対値最大相は電圧最大相となる。電圧最大相の印加電圧を搬送波信号の最小値にするためのオフセット電圧の絶対値に比べて、電圧最小相の印加電圧を搬送波信号の最大値にするためのオフセット電圧の絶対値は小さい。したがって、図２のステップＳ１３５およびステップＳ１３６を、それぞれ、図２６のステップＳ１３５ａおよびステップＳ１３６ａにすることで、オフセット電圧を抑制する効果も得られる。 When the voltage command of the voltage intermediate phase is positive, the voltage command of the maximum voltage phase is positive, the voltage command of the minimum voltage phase is negative, and the sum of the voltage commands of the three phases is zero. It becomes the minimum voltage phase. The absolute value of the offset voltage for making the applied voltage of the voltage minimum phase the minimum value of the carrier signal is smaller than the absolute value of the offset voltage for making the applied voltage of the voltage maximum phase the maximum value of the carrier signal. When the voltage command of the voltage intermediate phase is negative, the voltage command of the maximum voltage phase is positive, the voltage command of the minimum voltage phase is negative, and the sum of the voltage commands of the three phases is zero. It becomes the maximum voltage phase. The absolute value of the offset voltage for making the applied voltage of the voltage minimum phase the maximum value of the carrier signal is smaller than the absolute value of the offset voltage for making the applied voltage of the voltage maximum phase the minimum value of the carrier signal. Therefore, by changing step S135 and step S136 of FIG. 2 to step S135a and step S136a of FIG. 26, respectively, the effect of suppressing the offset voltage can be obtained.
図２７は、本実施の形態１に係る電力変換装置を車両用発電電動機に使用する場合の構成を示す図である。電力変換装置の構成については、図１で説明した通りであるため、ここではその説明を省略する。図２７においては、交流回転機１が、内燃機関８０１とベルトを介して接続されている。交流回転機１および内燃機関８０１は、共に、車両に搭載されている。交流回転機１は、内燃機関８０１の補機として、図示しない駆動系部品を経由して、車両に設けられた車輪の駆動力を発生させるとともに、内燃機関８０１の回転を利用して発電を行う。内燃機関８０１の回転は一定方向となるため、交流回転機１が図２７の例のように使用される場合には、交流回転機１の回転方向が一定となることが多い。このように、交流回転機１の回転方向が決まっているため、図１４に示した切替表のように、搬送波信号を切り替えればよい。またその場合において、図１５または図１６のいずれかのフローチャートに従って、搬送波信号を決めればよい。本実施の形態１の電力変換装置を車両用発電電動機に用いることで、高頻度で実施される発電動作時のコンデンサ電流を低減しつつ、搬送波信号の切り替えによる電流乱れの発生を抑制することができる。その結果、車両を運転する運転者にとって不快な駆動力変動を抑制できるという従来に無い効果を得ることができる。
FIG. 27 is a diagram showing a configuration when the power conversion device according to the first embodiment is used for a vehicle power generation motor. Since the configuration of the power conversion device is as described with reference to FIG. 1, the description thereof will be omitted here. In FIG. 27, the
図２８は、本実施の形態１に係る電力変換装置を車両に設けられた電動パワーステアリング装置用の電動機に使用する場合の構成を示す図である。電力変換装置の構成については、図１で説明した通りであるため、ここではその説明を省略する。図２８においては、交流回転機１が、電動パワーステアリング装置に接続されている。車両の運転者は、ハンドル９０１を左右に回転させて、車両の前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、検出した操舵トルクＴｓを、制御指令生成部９０５に出力する。制御指令生成部９０５は、トルク検出器９０３と電力変換装置との間に設けられている。交流回転機１は、運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生して、ギヤ９０４を介して付与する。制御指令生成部９０５は、トルク検出器９０３から出力された運転者の操舵トルクＴｓに基づいて、交流回転機１を所望の状態に制御するための制御指令を演算する。演算された制御指令は、制御部６の電圧指令演算器７に入力される。制御指令生成部９０５は、制御指令として、下式（２）により、トルク電流指令Ｉｑ＿ｔｇｔを演算する。
FIG. 28 is a diagram showing a configuration when the power conversion device according to the first embodiment is used in an electric motor for an electric power steering device provided in a vehicle. Since the configuration of the power conversion device is as described with reference to FIG. 1, the description thereof will be omitted here. In FIG. 28, the
Ｉｑ＿ｔｇｔ ＝ ｋａ・Ｔｓ・・・（２） Iq_tgt = ka · Ts ... (2)
ここで、ｋａは定数であるが、操舵トルクＴｓまたは車両の走行速度に応じて、ｋａの値を変動させるように設定してもよい。ここでは、上式（２）を用いてトルク電流指令Ｉｑ＿ｔｇｔを決定するが、その場合に限らず、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいてトルク電流指令Ｉｑ＿ｔｇｔを決定してもよい。運転者がハンドル９０１を回転させる方向は、両方向となっているため、回転方向に応じて、図１５および図１６のいずれかのフローチャートに従って搬送波信号を決めればよい。このように、本実施の形態１に係る電力変換装置を電動パワーステアリング装置用の電動機に用いることで、操舵時のコンデンサ電流を低減しつつ、搬送波信号の切り替えによる電流乱れの発生を抑制することができる。その結果、低回転から使用する電動パワーステアリング装置において、電流およびトルクの乱れにつながる電圧に乱れを抑制することで、車両を運転する運転者にとって不快なハンドル９０１を介して伝わる振動の抑制、および、車室内に伝わる騒音の低減を実現できるという従来に無い効果を得ることができる。 Here, although ka is a constant, the value of ka may be set to fluctuate according to the steering torque Ts or the traveling speed of the vehicle. Here, the torque current command Iq_tgt is determined using the above equation (2), but not limited to this case, the torque current command Iq_tgt may be determined based on known compensation control according to the steering condition. Since the direction in which the driver rotates the handle 901 is both directions, the carrier signal may be determined according to the flowchart of any of FIGS. 15 and 16 according to the rotation direction. As described above, by using the power conversion device according to the first embodiment for the electric motor for the electric power steering device, it is possible to suppress the occurrence of current disturbance due to the switching of the carrier signal while reducing the capacitor current at the time of steering. Can be done. As a result, in the electric power steering device used from low rotation, by suppressing the disturbance of the voltage leading to the disturbance of the current and torque, the vibration transmitted through the steering wheel 901, which is unpleasant for the driver who drives the vehicle, is suppressed, and It is possible to obtain an unprecedented effect of being able to reduce the noise transmitted to the vehicle interior.
１ 交流回転機、２ 直流電源、３ 平滑コンデンサ、４ 電力変換器、５ 電流検出器、６ 制御部、７ 電圧指令演算器、８ オフセット演算器、９ オン／オフ信号発生器、８０１ 内燃機関、９０１ ハンドル、９０２ 前輪、９０３ トルク検出器、９０４ ギヤ、９０５ 制御指令生成部。 1 AC rotating machine, 2 DC power supply, 3 smoothing capacitor, 4 power converter, 5 current detector, 6 control unit, 7 voltage command calculator, 8 offset calculator, 9 on / off signal generator, 801 internal combustion engine, 901 handle, 902 front wheel, 903 torque detector, 904 gear, 905 control command generator.
Claims (10)
外部から入力される制御指令に基づいて前記３相巻線の各相に対する電圧指令を演算するとともに、前記電圧指令に基づいて前記３相巻線の各相に印加する印加電圧を演算し、各前記印加電圧と搬送波信号とを比較することにより前記スイッチング素子に対するオン／オフ信号を出力する制御部と
を備え、
前記制御部は、
各前記印加電圧と比較する前記搬送波信号として、第１搬送波信号と、前記第１搬送波信号に対して１８０ｄｅｇ位相が異なる第２搬送波信号とを切り替えて使用し、
前記各相に対する前記電圧指令を大きい順に並べたときのそれぞれに対応する相を、順に、電圧最大相、電圧中間相、電圧最小相としたとき、
前記３相巻線を流れる電流のうちで当該電流の絶対値が最大となる電流絶対値最大相が前記電圧最大相と一致している場合に、当該相の前記印加電圧を前記搬送波信号の最大値に一致させる上べた二相変調を実施し、
前記電流絶対値最大相が前記電圧最小相と一致している場合に、当該相の前記印加電圧を前記搬送波信号の最小値に一致させる下べた二相変調を実施し、
前記上べた二相変調または前記下べた二相変調を実施した相以外の２相のうち、１相の前記印加電圧を前記第１搬送波信号と比較し、もう１相の前記印加電圧を前記第２搬送波信号と比較し、
前記電流絶対値最大相が前記電圧中間相と一致している場合に、
前記印加電圧が前記搬送波信号の最大値と一致する、または、前記印加電圧が前記搬送波信号の最小値と一致する相以外の２相の前記印加電圧を、前記第１搬送波信号および前記第２搬送波信号のいずれか一方の同一の搬送波信号と比較する、
電力変換装置。 A power converter having a switching element provided corresponding to each phase of the three-phase winding of an AC rotating machine and applying a voltage to the three-phase winding using a DC voltage from a DC power supply.
A voltage command for each phase of the three-phase winding is calculated based on a control command input from the outside, and an applied voltage applied to each phase of the three-phase winding is calculated based on the voltage command. A control unit that outputs an on / off signal to the switching element by comparing the applied voltage with the carrier signal is provided.
The control unit
As the carrier signal to be compared with each applied voltage, a first carrier signal and a second carrier signal having a 180 deg phase different from that of the first carrier signal are switched and used.
When the voltage commands for each phase are arranged in descending order, the corresponding phases are, in order, the maximum voltage phase, the intermediate voltage phase, and the minimum voltage phase.
When the maximum current absolute value phase that maximizes the absolute value of the current among the currents flowing through the three-phase winding matches the maximum voltage phase, the applied voltage of the phase is the maximum of the carrier signal. Perform a solid two-phase modulation to match the value and
When the maximum current absolute value phase matches the minimum voltage phase, a lower two-phase modulation is performed to match the applied voltage of the phase with the minimum value of the carrier signal.
Of the two phases other than the two phases subjected to the upper two-phase modulation or the lower two-phase modulation, the applied voltage of one phase is compared with the first carrier signal, and the applied voltage of the other phase is compared with the first carrier signal. Compared with two carrier signals
When the maximum absolute value phase of the current matches the intermediate voltage phase,
The applied voltage of two phases other than the phase in which the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal or the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal, the first carrier signal and the second carrier. Compare with the same carrier signal on either side of the signal,
Power converter.
前記電流絶対値最大相が前記電圧中間相と一致している場合に、
前記電圧中間相の前記電圧指令が正のときに上べた二相変調とするとともに、
前記電圧中間相の前記電圧指令が負のときに下べた二相変調とする、
請求項１に記載の電力変換装置。 The control unit
When the maximum absolute value phase of the current matches the intermediate voltage phase,
When the voltage command of the voltage intermediate phase is positive, the two-phase modulation is performed and the voltage command is positive.
When the voltage command of the voltage intermediate phase is negative, the two-phase modulation is performed.
The power conversion device according to claim 1 .
前記印加電圧が前記搬送波信号の最大値と一致する、または、前記印加電圧が前記搬送波信号の最小値と一致する相に対して、前記搬送波信号の切り替えを行う、
請求項１または２に記載の電力変換装置。 The control unit
The carrier signal is switched to a phase in which the applied voltage matches the maximum value of the carrier signal or the applied voltage matches the minimum value of the carrier signal.
The power conversion device according to claim 1 or 2 .
前記電流絶対値最大相が前記電圧最大相または前記電圧最小相であるときに、当該相に対して、前記搬送波信号の切り替えを行う、
請求項１または２に記載の電力変換装置。 The control unit
When the maximum current absolute value phase is the maximum voltage phase or the minimum voltage phase, the carrier signal is switched to the phase.
The power conversion device according to claim 1 or 2 .
前記３相巻線の各相において、３６０ｄｅｇのうち、連続する１８０ｄｅｇ間で前記第１搬送波信号を選択し、残りの連続する１８０ｄｅｇ間で前記第２搬送波信号を選択する、
請求項１から４までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 The control unit
In each phase of the three-phase winding, the first carrier signal is selected between 180 degs of the 360 degs, and the second carrier signal is selected between the remaining 180 degs.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 4 .
前記電流絶対値最大相が前記電圧中間相であるとき、
前記電圧中間相の前記電圧指令が負のときに上べた二相変調とするとともに、
前記電圧中間相の前記電圧指令が正のときに下べた二相変調とする、
請求項１に記載の電力変換装置。 The control unit
When the maximum absolute current phase is the intermediate voltage phase
When the voltage command of the voltage intermediate phase is negative, the two-phase modulation is performed and the voltage command is increased.
When the voltage command of the voltage intermediate phase is positive, the two-phase modulation is performed.
The power conversion device according to claim 1 .
請求項１から６までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 A current detector provided between the power converter and the three-phase winding and detecting a current flowing through the three-phase winding is provided.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 6 .
請求項１から７までのいずれか１項に記載の電力変換装置。 A capacitor electrically connected to the two outputs of the DC power supply.
The power conversion device according to any one of claims 1 to 7 .
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