JP2010259227A

JP2010259227A - Control device of motor

Info

Publication number: JP2010259227A
Application number: JP2009106665A
Authority: JP
Inventors: Katamasa Sakamoto; 堅正坂本; Shintaro Tsujii; 伸太郎辻井; Masaki Kutsuna; 正樹沓名; Takashi Ogawa; 崇小川
Original assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp
Current assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp
Priority date: 2009-04-24
Filing date: 2009-04-24
Publication date: 2010-11-11

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To properly control the operation of a converter in rectangular waveform voltage control for balancing torque control performance and efficiency in a control device of a motor which is so constituted as to allow variable control of a DC-side voltage of an inverter by using the converter. SOLUTION: When a voltage phase ϕv required by rectangular waveform voltage control becomes larger than a boosting determination phase, a boosting request is issued to the converter. When the necessary torque of the motor is large, since the DC-side voltage VH of the inverter is set relatively high, and accordingly a boosting rate is set high. When the boosting rate is large, since the boosting determination phase is set low (ϕ0), a high torque can easily be secured by boosting the DC-side voltage VH in an early stage, and thus the torque control performance is improved. On the other hand, when the boosting rate is small, since the boosting determination phase is set high (ϕ2), the converter can be operated for a long period of time at a non-boosting mode low in switching loss. COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

この発明は、モータの制御装置に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより矩形波電圧に変換して交流モータへ印加するモータの制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device, and more particularly to a motor control device that converts a DC voltage into a rectangular wave voltage by an inverter and applies the same to an AC motor.

インバータによって直流電圧を交流電圧に変換することによって交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。特に、特開２００７−７４８１８号公報（特許文献１）、特開２００４−１８７４６８号公報（特許文献２）および、特開２００５−２１０７７９号公報（特許文献３）には、直流電源からの電圧を昇圧コンバータによって昇圧するとともに、昇圧した直流電圧をインバータによって交流電圧に変換するモータ駆動システムが記載されている。 A motor drive system that drives and controls an AC motor by converting a DC voltage into an AC voltage by an inverter is generally used. In particular, Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2007-74818 (Patent Document 1), Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2004-187468 (Patent Document 2) and Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2005-21079 (Patent Document 3) describe a voltage from a DC power supply. A motor drive system is described in which the voltage is boosted by a boost converter and the boosted DC voltage is converted into an AC voltage by an inverter.

特に、特許文献１には、インバータが矩形波出力動作を行うことが記載されており、一方のインバータが矩形波出力動作に移行した際に、他方のインバータのパルス電流がゼロとなる期間の中心と、昇圧コンバータのパルス電流出力期間とが一致するように、インバータのキャリア信号と昇圧コンバータのキャリア信号との位相差を調整することが記載されている。 In particular, Patent Document 1 describes that an inverter performs a rectangular wave output operation. When one inverter shifts to a rectangular wave output operation, the center of a period in which the pulse current of the other inverter becomes zero is described. And adjusting the phase difference between the carrier signal of the inverter and the carrier signal of the boost converter so that the pulse current output period of the boost converter matches.

特開２００７−７４８１８号公報JP 2007-74818 A 特開２００４−１８７４６８号公報JP 2004-187468 A 特開２００５−２１０７７９号公報Japanese Patent Laying-Open No. 2005-210779

特許文献１に記載されるような、インバータから交流モータへ矩形波電圧が供給される矩形波電圧制御では、交流モータの印加電圧の基本波成分の振幅を高めることができるため、高出力への対応が容易である。また、一般的なＰＷＭ制御と比較して、インバータでの電力用半導体スイッチング素子のオンオフ回数が減少するため、エネルギ効率向上、特に電動車両に搭載された場合には燃費向上に寄与することが知られている。 In the rectangular wave voltage control in which the rectangular wave voltage is supplied from the inverter to the AC motor as described in Patent Document 1, the amplitude of the fundamental wave component of the applied voltage of the AC motor can be increased. Easy to handle. In addition, compared to general PWM control, the number of on / off times of the power semiconductor switching element in the inverter is reduced, so it is known that it contributes to energy efficiency improvement, particularly fuel efficiency improvement when mounted on an electric vehicle. It has been.

その一方で、矩形波電圧制御では、電圧振幅が固定されて電圧位相のみが操作量となるので、トルク制御性は相対的にＰＷＭ制御よりも低下する。特に、インバータの直流側電圧がそのままモータ印加電圧の振幅となるので、この電圧に対するトルク変化が直接的に現われる。 On the other hand, in the rectangular wave voltage control, since the voltage amplitude is fixed and only the voltage phase becomes the operation amount, the torque controllability is relatively lower than the PWM control. In particular, since the DC side voltage of the inverter directly becomes the amplitude of the motor applied voltage, a torque change with respect to this voltage appears directly.

したがって、特許文献１〜３に記載されたような、コンバータによってインバータの直流側電圧を可変制御可能に構成された構成では、コンバータによる昇圧要否について矩形波電圧制御との関連から適切に制御することが好ましい。また、コンバータでのスイッチング損失が昇圧動作の実行有無によって変化することについても、モータ駆動効率の面からは考慮に入れることが好ましい。 Therefore, in the configuration in which the DC side voltage of the inverter can be variably controlled by the converter as described in Patent Documents 1 to 3, the necessity of boosting by the converter is appropriately controlled in relation to the rectangular wave voltage control. It is preferable. Further, it is preferable to take into consideration that the switching loss in the converter varies depending on whether or not the boosting operation is performed from the viewpoint of motor driving efficiency.

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、コンバータによってインバータの直流側電圧を可変制御可能に構成されたモータの制御装置において、トルク制御性および効率をバランスさせるように矩形波電圧制御におけるコンバータの動作状態を適切に制御することである。 The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide torque control in a motor control device configured to be capable of variably controlling the DC side voltage of an inverter by a converter. It is to appropriately control the operation state of the converter in the rectangular wave voltage control so as to balance performance and efficiency.

この発明によるモータの制御装置は、コンバータと、インバータと、演算手段と、電圧設定手段と、判定位相設定手段と、判定手段とを備える。コンバータは、直流電源の出力電圧を昇圧せずに出力する第１の動作モードおよび、直流電源の出力電圧を昇圧して出力する第２の動作モードを有するように制御される。インバータは、コンバータからの直流電圧を、交流モータを駆動するための交流電圧に変換するように構成される。演算手段は、交流モータがトルク指令値に従ったトルクを出力するように、インバータから交流モータへ印加される矩形波電圧の電圧位相を演算する。電圧設定手段は、少なくともトルク指令値に基づいて直流電圧の必要電圧を設定する。判定位相設定手段は、コンバータでの昇圧要否を判定するための判定位相を、設定された必要電圧に基づいて可変に設定する。判定手段は、演算された電圧位相と判定位相との比較に基づいて、コンバータを第１および第２の動作モードのいずれで動作させるかを判定する。 A motor control apparatus according to the present invention includes a converter, an inverter, a calculation unit, a voltage setting unit, a determination phase setting unit, and a determination unit. The converter is controlled to have a first operation mode in which the output voltage of the DC power supply is output without being boosted and a second operation mode in which the output voltage of the DC power supply is boosted and output. The inverter is configured to convert a DC voltage from the converter into an AC voltage for driving an AC motor. The calculating means calculates the voltage phase of the rectangular wave voltage applied from the inverter to the AC motor so that the AC motor outputs a torque according to the torque command value. The voltage setting means sets the necessary voltage of the DC voltage based on at least the torque command value. The determination phase setting means variably sets a determination phase for determining whether or not boosting is required in the converter based on the set necessary voltage. The determination unit determines whether to operate the converter in the first operation mode or the second operation mode based on the comparison between the calculated voltage phase and the determination phase.

本発明によれば、コンバータによってインバータの直流側電圧を可変制御可能に構成されたモータの制御装置において、トルク制御性および効率をバランスさせるように矩形波電圧制御におけるコンバータの昇圧要否を適切に制御することができる。 According to the present invention, in a motor control device configured to be able to variably control the DC side voltage of an inverter by a converter, whether or not the converter needs to be boosted in rectangular wave voltage control is appropriately adjusted so as to balance torque controllability and efficiency. Can be controlled.

本発明の実施の形態に従うモータの制御装置により制御されるモータ駆動システムの全体構成図である。1 is an overall configuration diagram of a motor drive system controlled by a motor control device according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムで用いられるインバータでの電力変換についての３つの制御モードを説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining three control modes about the power conversion in the inverter used with the motor drive system by embodiment of this invention. 矩形波電圧制御モードにおける電圧位相と出力トルクとの関係を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the relationship between the voltage phase and output torque in a rectangular wave voltage control mode. 矩形波電圧制御モードにおけるシステム電圧の変化に対応した電圧位相−出力トルク特性の変化を説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining the change of the voltage phase-output torque characteristic corresponding to the change of the system voltage in the rectangular wave voltage control mode. 本実施の形態による矩形波電圧制御の制御処理手順を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the control processing procedure of the rectangular wave voltage control by this Embodiment. 図５に示した昇圧判定位相の設定処理の詳細を説明するフローチャートである。6 is a flowchart illustrating details of a boost determination phase setting process shown in FIG. 5. 昇圧判定位相の設定を説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining the setting of a pressure | voltage rise determination phase. 本実施の形態による矩形波電圧制御でのトルク制御動作を説明する概念図である。It is a conceptual diagram explaining the torque control operation | movement by the rectangular wave voltage control by this Embodiment.

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。 Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated in principle.

（全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従うモータの制御装置により制御されるモータ駆動システムの全体構成図である。 (overall structure)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system controlled by a motor control device according to an embodiment of the present invention.

図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。 Referring to FIG. 1, motor drive system 100 includes a DC voltage generator 10 #, a smoothing capacitor C0, an inverter 14, and an AC motor M1.

交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流モータＭ１は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。 AC motor M1 is, for example, a drive motor that generates torque for driving drive wheels of an electric vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle. In other words, in the present embodiment, the electric vehicle includes all vehicles equipped with a motor for generating wheel driving force, including an electric vehicle not equipped with an engine. AC motor M1 is generally configured to have both functions of an electric motor and a generator. Further, AC motor M 1 may be configured to have a function of a generator driven by an engine in a hybrid vehicle. Furthermore, AC motor M1 may operate as an electric motor for the engine, and may be incorporated in a hybrid vehicle so that the engine can be started, for example.

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。 DC voltage generation unit 10 # includes a DC power supply B, system relays SR1 and SR2, a smoothing capacitor C1, and a converter 12.

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。 The DC power source B is composed of a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion, a fuel cell, an electric double layer capacitor, or a combination thereof. System relay SR 1 is connected between the positive terminal of DC power supply B and power line 6, and system relay SR 2 is connected between the negative terminal of DC power supply B and ground line 5. System relays SR1 and SR2 are turned on / off by signal SE from control device 30.

平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。電圧センサ１０は、平滑コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち電力線６の直流電圧ＶＬを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。 Smoothing capacitor C 1 is connected between power line 6 and ground line 5. The voltage sensor 10 detects the voltage across the smoothing capacitor C 1, that is, the DC voltage VL of the power line 6, and outputs the detected voltage to the control device 30.

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。 Converter 12 includes a reactor L1, power semiconductor switching elements Q1, Q2, and diodes D1, D2.

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。 Power semiconductor switching elements Q 1 and Q 2 are connected in series between power line 7 and ground line 5. On / off of power semiconductor switching elements Q 1 and Q 2 is controlled by switching control signals S 1 and S 2 from control device 30.

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。 In the embodiment of the present invention, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, or a power bipolar transistor is used as a power semiconductor switching element (hereinafter simply referred to as “switching element”). Etc. can be used. Anti-parallel diodes D1, D2 are arranged for switching elements Q1, Q2.

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接
続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。 Reactor L1 is connected between a connection node of switching elements Q1 and Q2 and power line 6. Further, the smoothing capacitor C 0 is connected between the power line 7 and the ground line 5.

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とから成る。各相アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。 Inverter 14 includes a U-phase arm 15, a V-phase arm 16, and a W-phase arm 17 provided in parallel between power line 7 and ground line 5. Each phase arm is composed of a switching element connected in series between the power line 7 and the ground line 5. For example, U-phase arm 15 includes switching elements Q3 and Q4, V-phase arm 16 includes switching elements Q5 and Q6, and W-phase arm 17 includes switching elements Q7 and Q8. Further, antiparallel diodes D3 to D8 are connected to switching elements Q3 to Q8, respectively. Switching elements Q3 to Q8 are turned on / off by switching control signals S3 to S8 from control device 30.

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。 An intermediate point of each phase arm is connected to each phase end of each phase coil of AC motor M1. In other words, AC motor M1 is a three-phase permanent magnet motor, and is configured by commonly connecting one end of three coils of U, V, and W phases to a midpoint. Furthermore, the other end of each phase coil is connected to the midpoint of the switching elements of each phase arm 15-17.

コンバータ１２は、昇圧動作時（昇圧モード）には、直流電源Ｂからの直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。あるいは、コンバータ１２は、双方向に電圧変換可能であり、ＶＨ＞ＶＬの状態とした上で、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電することも可能である。昇圧モードでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２にそれぞれ応答して制御される。 During the step-up operation (step-up mode), the converter 12 boosts the direct-current voltage VL from the direct-current power supply B (this direct-current voltage corresponding to the input voltage to the inverter 14 is hereinafter also referred to as “system voltage”). Is supplied to the inverter 14. Alternatively, the converter 12 can convert the voltage bidirectionally, and after setting the state of VH> VL, the converter 12 steps down the DC voltage (system voltage) supplied from the inverter 14 via the smoothing capacitor C0, and the DC power supply B It is also possible to charge. In the step-up mode, switching elements Q1, Q2 are controlled to be turned on / off in response to switching control signals S1, S2 from control device 30, respectively.

また、非昇圧モードでは、コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１をオン固定し、スイッチング素子Ｑ２をオフ固定するように動作するので、電源ライン６および７が電気的に接続されることによって、ＶＨ＝ＶＬとなす。この際には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが固定されるので、オンオフに伴うスイッチング損失の発生が回避されることによって、コンバータ１２を高効率で動作させることができる。 In the non-boosting mode, converter 12 operates to fix switching element Q1 on and switch switching element Q2 off, so that power supply lines 6 and 7 are electrically connected, so that VH = VL And At this time, since the on / off states of the switching elements Q1, Q2 are fixed, the occurrence of the switching loss due to the on / off state is avoided, so that the converter 12 can be operated with high efficiency.

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、検出した電圧を制御装置３０へ出力する。 Smoothing capacitor C 0 smoothes the DC voltage from converter 12 and supplies the smoothed DC voltage to inverter 14. The voltage sensor 13 detects the voltage across the smoothing capacitor C 0, that is, the system voltage VH, and outputs the detected voltage to the control device 30.

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、平滑コンデンサＣ０から供給される直流電圧ＶＨを適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧ＶＨを適切なモータ印加電圧（交流電圧）に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。 When the torque command value of AC motor M1 is positive (Tqcom> 0), inverter 14 performs smoothing capacitor C0 by switching operation of switching elements Q3-Q8 in response to switching control signals S3-S8 from control device 30. The AC motor M1 is driven so that the DC voltage VH supplied from is converted to an appropriate motor applied voltage (AC voltage) and a positive torque is output. Further, when the torque command value of AC motor M1 is zero (Tqcom = 0), inverter 14 converts DC voltage VH to an appropriate motor applied voltage (AC voltage) by switching operation in response to switching control signals S3 to S8. ) And the AC motor M1 is driven so that the torque becomes zero. Thus, AC motor M1 is driven to generate zero or positive torque designated by torque command value Tqcom.

さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を、平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。 Further, during regenerative braking of an electric vehicle equipped with motor drive system 100, torque command value Tqcom of AC motor M1 is set to a negative value (Tqcom <0). In this case, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M1 into a DC voltage by a switching operation in response to the switching control signals S3 to S8, and converts the converted DC voltage (system voltage) into a smoothing capacitor. It is supplied to the converter 12 via C0. The regenerative braking here refers to braking with regenerative power generation when the driver operating the electric vehicle performs a footbrake operation, or regenerative braking by turning off the accelerator pedal while driving, although the footbrake is not operated. This includes decelerating (or stopping acceleration) the vehicle while generating electricity.

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。 Current sensor 24 detects a motor current flowing through AC motor M 1 and outputs the detected motor current to control device 30. Since the sum of instantaneous values of the three-phase currents iu, iv, and iw is zero, the current sensor 24 has a motor current for two phases (for example, a V-phase current iv and a W-phase current iw) as shown in FIG. It is sufficient to arrange it so as to detect.

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数を算出する。なお、回転数は、単位時間当たりの回転数（代表的にはｒｐｍ）を意味する。 The rotation angle sensor (resolver) 25 detects the rotor rotation angle θ of the AC motor M1, and sends the detected rotation angle θ to the control device 30. Control device 30 calculates the number of rotations of AC motor M1 based on rotation angle θ. The number of rotations means the number of rotations per unit time (typically rpm).

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なう。制御装置３０は、このような演算処理により、交流モータＭ１が上位ＥＣＵからの動作指令に従って運転されるように、モータ駆動システム１００の動作を制御する。なお、制御装置３０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。 The control device 30 is configured by a CPU (Central Processing Unit) (not shown) and an electronic control unit (ECU) with a built-in memory, and based on a map and a program stored in the memory, an operation using a detection value by each sensor. Perform processing. The control device 30 controls the operation of the motor drive system 100 by such arithmetic processing so that the AC motor M1 is operated in accordance with an operation command from the host ECU. Note that at least a part of the control device 30 may be configured to execute predetermined numerical / logical operation processing by hardware such as an electronic circuit.

具体的には、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。 Specifically, the control device 30 determines the torque command value Tqcom, the DC voltage VL detected by the voltage sensor 10, the system voltage VH detected by the voltage sensor 13, the motor currents iv and iw from the current sensor 24, and the rotation angle. Based on the rotation angle θ from the sensor 25, the operations of the converter 12 and the inverter 14 are controlled so that the AC motor M1 outputs a torque according to the torque command value Tqcom by a method described later. That is, switching control signals S1 to S8 for controlling converter 12 and inverter 14 as described above are generated and output to converter 12 and inverter 14.

コンバータ１２の昇圧動作時（昇圧モード）には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。一方で、コンバータ１２の非昇圧モードでは、スイッチング素子Ｑ１をオン固定し、スイッチング素子Ｑ２をオフ固定するように、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２が生成される。 During the boost operation of converter 12 (boost mode), control device 30 feedback-controls output voltage VH of smoothing capacitor C0, and generates switching control signals S1 and S2 so that output voltage VH becomes a voltage command value. . On the other hand, in the non-boosting mode of converter 12, switching control signals S1 and S2 are generated so that switching element Q1 is fixed on and switching element Q2 is fixed off.

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを上位ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。 In addition, when control device 30 receives signal RGE indicating that the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from the host ECU, switching control signal S 3 to convert AC voltage generated by AC motor M 1 into DC voltage. S8 is generated and output to the inverter 14. Thereby, inverter 14 converts the AC voltage generated by AC motor M 1 into a DC voltage and supplies it to converter 12.

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。 Further, when receiving a signal RGE indicating that the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from the external ECU, control device 30 generates switching control signals S1 and S2 so as to step down the DC voltage supplied from inverter 14. And output to the converter 12. As a result, the AC voltage generated by AC motor M1 is converted into a DC voltage, stepped down, and supplied to DC power supply B.

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。 Furthermore, control device 30 generates signal SE for turning on / off system relays SR1, SR2 and outputs the signal SE to system relays SR1, SR2.

（制御構成）
次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。 (Control configuration)
Next, power conversion in the inverter 14 controlled by the control device 30 will be described in detail.

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電力変換について３つの制御モードを切換えて使用する。 As shown in FIG. 2, in motor drive system 100 according to the embodiment of the present invention, three control modes are switched and used for power conversion in inverter 14.

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、ハイレベル期間およびローレベル期間の集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、交流モータＭ１に印加される線間電圧の基本波成分（実効値）をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流側電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対する交流モータＭ１の線間電圧の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。 The sine wave PWM control is used as a general PWM control, and controls on / off of the switching element in each phase arm according to a voltage comparison between a sine wave voltage command value and a carrier wave (typically a triangular wave). . As a result, the duty ratio of the set of the high level period and the low level period is controlled so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a certain period. As is well known, in the sine wave PWM control, the fundamental wave component (effective value) of the line voltage applied to the AC motor M1 can be increased only to about 0.61 times the inverter input voltage. Hereinafter, in this specification, the ratio of the fundamental wave component (effective value) of the line voltage of the AC motor M1 to the DC side voltage of the inverter 14 (that is, the system voltage VH) is referred to as “modulation rate”.

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。 On the other hand, in the rectangular wave voltage control, one pulse of a rectangular wave having a ratio of 1: 1 between the high level period and the low level period is applied to the AC motor M1 within the predetermined period. As a result, the modulation rate is increased to 0.78.

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。 The overmodulation PWM control performs PWM control similar to the sine wave PWM control in a range where the amplitude of the voltage command is larger than the carrier wave amplitude. In particular, the fundamental wave component can be increased by distorting the voltage command from the original sine wave waveform, and the modulation rate can be increased from the maximum modulation rate in the sine wave PWM control mode to a range of 0.78.

交流モータＭ１では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。 In the AC motor M1, the induced voltage increases as the rotational speed and output torque increase, so that the required drive voltage (motor required voltage) increases. The boosted voltage by the converter 12, that is, the system voltage VH needs to be set higher than the required voltage of the motor. On the other hand, there is a limit value (VH maximum voltage) in the boosted voltage by converter 12, that is, system voltage VH.

したがって、交流モータＭ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。 Therefore, a PWM control mode by sine wave PWM control or overmodulation PWM control that controls the amplitude and phase of the motor applied voltage (AC) by feedback of motor current according to the operating state of AC motor M1, and rectangular wave voltage One of the control modes is selectively applied. In the rectangular wave voltage control, since the amplitude of the motor applied voltage is fixed, the torque control is executed by the phase control of the rectangular wave voltage pulse based on the deviation between the actual torque value and the torque command value.

図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定されるが、インバータでの効率改善の観点から、必要な変調率が低い動作範囲においても矩形波電圧制御モードを積極的に適用することも可能である。 Which of the control modes shown in FIG. 2 is used is basically determined within the range of the modulation rate that can be realized, but from the viewpoint of improving the efficiency of the inverter, an operation with a low modulation rate is required. Even in the range, the rectangular wave voltage control mode can be positively applied.

図３に示すように、矩形波電圧制御時には矩形波電圧の電圧位相φｖを変化させることによって、交流モータＭ１の出力トルクが制御される。すなわち、力行動作（正トルク出力）時には、電圧位相を進める（大きくする）ことによって力行トルクを増大することができ、回生動作（負トルク出力）時には、電圧位相φｖを遅らせる（小さくする）ことによって回生トルクを増大することができる。 As shown in FIG. 3, the output torque of AC motor M1 is controlled by changing voltage phase φv of the rectangular wave voltage during rectangular wave voltage control. That is, the power running torque can be increased by advancing (increasing) the voltage phase during power running operation (positive torque output), and by delaying (decreasing) the voltage phase φv during regenerative operation (negative torque output). Regenerative torque can be increased.

したがって、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて電圧位相を調整するフィードバック制御および／または事前に求めた電圧位相−出力トルク特性に従ってトルク指令値に対応する電圧位相を求めるフィードフォワード制御によって、矩形波電圧制御が可能であることが理解される。 Therefore, the rectangular wave voltage is obtained by feedback control that adjusts the voltage phase according to the torque deviation with respect to the torque command value and / or feedforward control that calculates the voltage phase corresponding to the torque command value according to the voltage phase-output torque characteristic obtained in advance. It is understood that control is possible.

図４を参照して、交流モータＭ１の出力トルクは、電圧位相φｖのみならず、システム電圧ＶＨ（すなわち矩形波電圧の振幅）によっても変化する。具体的には、同一の電圧位相φｖに対して、システム電圧ＶＨの上昇に従って出力トルクの絶対値が増加する特性を示す。したがって、高トルクの要求時には、コンバータ１２による昇圧動作によって、システム電圧ＶＨを昇圧することにより、同一の電圧位相制御範囲に対する出力トルク範囲を拡大することができる。 Referring to FIG. 4, output torque of AC motor M1 varies not only with voltage phase φv but also with system voltage VH (ie, the amplitude of the rectangular wave voltage). Specifically, for the same voltage phase φv, the absolute value of the output torque increases as the system voltage VH increases. Therefore, when high torque is required, the output torque range for the same voltage phase control range can be expanded by boosting system voltage VH by the boosting operation by converter 12.

一方、上述のように、コンバータ１２では、非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬの動作モード）では、スイッチング損失が低減するため効率が高くなる。これに対して、コンバータ１２を昇圧動作（ＶＨ＞ＶＬ）させると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２でのスイッチング損失によって、コンバータ１２の効率が相対的に低下する。 On the other hand, as described above, in converter 12 in the non-boosting mode (the operation mode of VH = VL), the switching loss is reduced and the efficiency is increased. On the other hand, when the converter 12 is boosted (VH> VL), the efficiency of the converter 12 relatively decreases due to the switching loss in the switching elements Q1 and Q2.

コンバータＶＨを非昇圧モードで動作させるときの位相−トルク特性線５００上では、電圧位相φｖ（ＶＨ＝ＶＬ）を最大限変化させても出力可能なトルクはそれ程高くない。したがって、高トルク出力時には、コンバータ１２を昇圧モード（ＶＨ＞ＶＬ）で動作させることによって、位相−トルク特性線５１０，５２０によってカバーされる範囲までトルク出力が可能となる。 On the phase-torque characteristic line 500 when the converter VH is operated in the non-boosting mode, the torque that can be output is not so high even if the voltage phase φv (VH = VL) is changed to the maximum. Therefore, at the time of high torque output, by operating converter 12 in the boost mode (VH> VL), torque output can be performed up to the range covered by phase-torque characteristic lines 510 and 520.

なお、システム電圧ＶＨについては、少なくとも交流モータＭ１の誘起電圧よりも高電圧に設定する必要がある。一方で、交流モータＭ１の誘起電圧が低くても、出力トルクを確保するために、システム電圧ＶＨを上昇させる必要が生じることがある。したがって、最終的には、交流モータＭ１の誘起電圧から要求される電圧と、トルク制御から要求される電圧とのうちの最高電圧に従って、システム電圧ＶＨの指令値が設定される。 The system voltage VH needs to be set to a voltage that is at least higher than the induced voltage of the AC motor M1. On the other hand, even if the induced voltage of AC motor M1 is low, it may be necessary to increase system voltage VH in order to ensure output torque. Therefore, finally, the command value of system voltage VH is set according to the highest voltage among the voltage required from the induced voltage of AC motor M1 and the voltage required from torque control.

特に、上述のように、電動車両の燃費向上の観点からモータ駆動効率向上のために、交流モータＭ１を高速域以外でも矩形波電圧制御によって駆動制御するケースでは、交流モータＭ１の誘起電圧が低くなるため、交流モータＭ１のトルク制御状況に対応させて、コンバータ１２を昇圧モードおよび非昇圧モードのいずれで動作させるかを選択することが好ましい。 In particular, as described above, in order to improve the motor drive efficiency from the viewpoint of improving the fuel efficiency of the electric vehicle, the induced voltage of the AC motor M1 is low in the case where the AC motor M1 is driven and controlled by the rectangular wave voltage control outside the high speed range. Therefore, it is preferable to select whether the converter 12 is operated in the boost mode or the non-boost mode in accordance with the torque control status of the AC motor M1.

図５には、制御装置３０によって実行される、本実施の形態による矩形波電圧制御の制御処理手順を説明するフローチャートが示される。図５に示した各ステップの処理は、制御装置３０によるハードウェアおよび／またはハードウェア処理によって実現されるものとする。 FIG. 5 shows a flowchart for explaining the control processing procedure of rectangular wave voltage control according to the present embodiment, which is executed by the control device 30. The processing of each step shown in FIG. 5 is assumed to be realized by hardware and / or hardware processing by the control device 30.

図５を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを取得するとともに、ステップＳ１１０により、モータ状態を示すセンサ値を取得する。このセンサ値は、代表的には、図１に示された電流センサ２４および回転角センサ２５の出力信号である。 Referring to FIG. 5, control device 30 acquires torque command value Tqcom in step S100, and acquires a sensor value indicating a motor state in step S110. This sensor value is typically an output signal of the current sensor 24 and the rotation angle sensor 25 shown in FIG.

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２０では、ステップＳ１１０で取得されたセンサ値およびステップＳ１００で取得されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、交流モータＭ１の出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったものとなるように、矩形波電圧の電圧位相φｖを演算する。電圧位相φｖの演算は、交流モータＭ１の出力トルク（推定値／測定値）とトルク指令値Ｔｑｃｏｍとの偏差に基づくフィードバック制御および／またはトルク指令値Ｔｑｃｏｍの変化に対応させたフィードフォワード制御によって実現することができる。すなわち、制御装置３０によるステップＳ１２０の処理は「演算手段」に対応する。 Further, in step S120, control device 30 determines that the output torque of AC motor M1 conforms to torque command value Tqcom based on the sensor value acquired in step S110 and torque command value Tqcom acquired in step S100. Thus, the voltage phase φv of the rectangular wave voltage is calculated. Calculation of voltage phase φv is realized by feedback control based on the deviation between output torque (estimated value / measured value) of AC motor M1 and torque command value Tqcom and / or feedforward control corresponding to a change in torque command value Tqcom. can do. That is, the process of step S120 by the control device 30 corresponds to “calculation means”.

制御装置３０は、ステップＳ１３０では、コンバータ１２での昇圧要否を判定するための昇圧判定位相φｎを可変に設定する。ここで、図６および図７を用いて、ステップＳ１３０での昇圧判定位相φｎの設定処理について詳細に説明する。 In step S130, control device 30 variably sets a boost determination phase φn for determining whether or not boost is required in converter 12. Here, with reference to FIG. 6 and FIG. 7, the setting process of the boost determination phase φn in step S130 will be described in detail.

図６は、図５のステップＳ１３０での処理を詳細に説明するフローチャートである。
図６を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１３２では、少なくともトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、矩形波電圧制御からのＶＨ必要電圧ＶＨｒを算出する。基本的には、図４に示した特性線５００〜５２０に従って、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを出力できるシステム電圧ＶＨとなるように、予め作成されたマップの参照等によって、ＶＨ必要電圧ＶＨｒが決定される。 FIG. 6 is a flowchart for explaining in detail the processing in step S130 of FIG.
Referring to FIG. 6, in step S132, control device 30 calculates VH required voltage VHr from rectangular wave voltage control based on at least torque command value Tqcom. Basically, the required VH voltage VHr is determined by referring to a previously created map or the like so as to be the system voltage VH that can output the torque command value Tqcom according to the characteristic lines 500 to 520 shown in FIG. .

なお、効率面を考慮すると、コンバータ１２によって昇圧することなく（ＶＨ＝ＶＬ）トルク指令値Ｔｑｃｏｍを出力可能であるときには、コンバータ１２を非昇圧モードで動作させるために、ＶＨｒ＝ＶＬとされる。また、図４に示した特性線５００〜５２０は、交流モータＭ１の動作状態（代表的には、回転数）に応じて変わるので、ステップＳ１３２では、トルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび交流モータＭ１の動作状態に基づいて、ＶＨ必要電圧ＶＨｒを算出することが好ましい。 In consideration of efficiency, when the torque command value Tqcom can be output without being boosted by the converter 12 (VH = VL), VHr = VL is set to operate the converter 12 in the non-boosting mode. Also, the characteristic lines 500 to 520 shown in FIG. 4 change according to the operating state (typically, the rotational speed) of AC motor M1, and therefore in step S132, torque command value Tqcom and the operating state of AC motor M1. It is preferable to calculate the VH required voltage VHr based on the above.

制御装置３０は、ステップＳ１３４では、現在のシステム電圧ＶＨとステップＳ１３２で算出されたＶＨ必要電圧ＶＨｒとの差と、必要な制御時間（制御周期）とに基づいて、システム電圧ＶＨの昇圧レートＶｕｒを算出する。すなわち、昇圧レートＶｕｒは、高トルク出力の要求時に、相対的に高く設定されることが理解される。 In step S134, the control device 30 determines the step-up rate Vur of the system voltage VH based on the difference between the current system voltage VH and the VH required voltage VHr calculated in step S132 and the required control time (control cycle). Is calculated. That is, it is understood that the boosting rate Vur is set relatively high when a high torque output is required.

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３５〜Ｓ１３９により、ステップＳ１３４で算出された昇圧レートＶｕｒに応じて昇圧判定位相φｎを設定する。すなわち、ステップＳ１３２の処理が「電圧設定手段」に対応する一方で、ステップＳ１３４〜Ｓ１３９による処理が「判定位相設定手段」に対応する。 Further, in steps S135 to S139, control device 30 sets boost determination phase φn according to boost rate Vur calculated in step S134. In other words, the processing in step S132 corresponds to “voltage setting means”, while the processing in steps S134 to S139 corresponds to “determination phase setting means”.

制御装置３０は、ステップＳ１３５では、Ｖｕｒ＞Ｖ２であるかどうかを判定する。そして、Ｖｕｒ≦Ｖ２のときには、ステップＳ１３６により、Ｖｕｒ≧Ｖ１（Ｖ１＜Ｖ２）であるかどうかがさらに判定される。 In step S135, control device 30 determines whether or not Vur> V2. When Vur ≦ V2, it is further determined in step S136 whether Vur ≧ V1 (V1 <V2).

制御装置３０は、Ｖｕｒ＞Ｖ２のとき（Ｓ１３５のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１３７により、φｎ＝φ０に設定する一方で、Ｖｕｒ＜Ｖ１のとき（ステップＳ１３６のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３７により、φｎ＝φ２（φ２＞φ０）に設定する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３６のＹＥＳ判定時、すなわちＶ１≦Ｖｕｒ≦Ｖ２のときには、ステップＳ１３８に処理を進めて、φ０〜φ２の間で線形補間するようにφｎを設定する。 When Vur> V2 (YES at S135), control device 30 sets φn = φ0 at step S137, while when Vur <V1 (when NO is determined at step S136), step S137 is performed. In S137, φn = φ2 (φ2> φ0) is set. Furthermore, when YES is determined in step S136, that is, when V1 ≦ Vur ≦ V2, the control device 30 proceeds to step S138 and sets φn so as to perform linear interpolation between φ0 and φ2.

この結果、本実施の形態による矩形波電圧制御では、昇圧判定位相φｎは、一定値に固定されるのではなく、システム電圧ＶＨの昇圧レートＶｕｒに応じて可変に設定される。図７の例では、昇圧レートＶｕｒ＞Ｖ２の場合にはφｎ＝φ０に設定される一方で、Ｖｕｒ＜Ｖ１の場合にはφｎ＝φ２に設定される。また、Ｖ１≦Ｖｕｒ≦Ｖ２の場合には、位相φ０およびφ２の間を線形補間するように昇圧判定位相φｎが設定される。 As a result, in the rectangular wave voltage control according to the present embodiment, boost determination phase φn is not fixed to a constant value, but is variably set according to boost rate Vur of system voltage VH. In the example of FIG. 7, φn = φ0 is set when the boost rate Vur> V2, while φn = φ2 is set when Vur <V1. When V1 ≦ Vur ≦ V2, the boost determination phase φn is set so as to linearly interpolate between the phases φ0 and φ2.

ここで、φ２＞φ０であるので、昇圧レートＶｕｒが大きいほど、昇圧判定位相φｎを相対的に低く設定できる。すなわち、出力トルクが低い電圧位相側に、昇圧判定位相φｎを設定できる。この結果、高トルク出力が指示されると、トルク指令値Ｔｑｃｏｍの上昇に伴って昇圧レートＶｕｒが大きくなることにより、昇圧判定位相φｎが相対的に小さく設定される。 Here, since φ2> φ0, the boost determination phase φn can be set relatively low as the boost rate Vur is large. That is, the boost determination phase φn can be set on the voltage phase side where the output torque is low. As a result, when a high torque output is instructed, the boost rate Vur increases with an increase in the torque command value Tqcom, so that the boost determination phase φn is set relatively small.

再び図５を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１４０では、ステップＳ１２０で演算された電圧位相φｖと、ステップＳ１３０で設定された昇圧判定位相φｎとを比較する。そして、電圧位相φｖが昇圧判定位相φｎよりも大きいとき、すなわち昇圧判定位相よりも、出力トルクが高い領域の電圧位相が要求されている場合には、制御装置３０は、ステップＳ１５０に処理を進めて、コンバータ１２に対してＶＨ昇圧要求を生成する。 Referring to FIG. 5 again, in step S140, control device 30 compares voltage phase φv calculated in step S120 with boost determination phase φn set in step S130. When voltage phase φv is larger than boost determination phase φn, that is, when a voltage phase in a region where output torque is higher than boost determination phase is required, control device 30 proceeds to step S150. Thus, a VH boost request is generated for converter 12.

ＶＨ昇圧要求の発生時には、システム電圧ＶＨの電圧指令値が上昇されることによって、非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬ）で動作しているコンバータ１２が、昇圧モード（ＶＨ＞ＶＬ）に切換えられる。既に昇圧モードで動作しているコンバータ１２は、昇圧モードが維持される。昇圧モードにおけるシステム電圧ＶＨの電圧指令値は、基本的にはＶＨ必要電圧ＶＨｒに設定される。 When the VH boost request is generated, the voltage command value of system voltage VH is increased, so that converter 12 operating in the non-boost mode (VH = VL) is switched to boost mode (VH> VL). The converter 12 already operating in the boost mode is maintained in the boost mode. The voltage command value of system voltage VH in the boost mode is basically set to VH required voltage VHr.

その一方で、φｖ≦φｎのとき（Ｓ１４０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４０の処理をスキップする。すなわち、ステップＳ１５０によるＶＨ昇圧要求は生成されない。したがって、コンバータ１２が非昇圧モードで動作している場合には、スイッチング損失の少ない当該非昇圧モードが維持される。コンバータ１２が昇圧モードで動作しているときには、非昇圧モードへの切換えが指示される。 On the other hand, when φv ≦ φn (NO in S140), control device 30 skips the process of step S140. That is, the VH boost request at step S150 is not generated. Therefore, when converter 12 is operating in the non-boosting mode, the non-boosting mode with little switching loss is maintained. When converter 12 is operating in boost mode, switching to non-boost mode is instructed.

すなわち、制御装置３０によるステップＳ１４０，Ｓ１５０の処理は、「判定手段」に対応する。 That is, the processing of steps S140 and S150 by the control device 30 corresponds to “determination means”.

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１６０では、ステップＳ１２０で演算された電圧位相φｖに従ってインバータ制御（矩形波電圧制御）を実行し、ステップＳ１７０では、ステップＳ１５０でのＶＨ昇圧要求の生成有無を反映して、コンバータ１２を昇圧モードおよび非昇圧モードのいずれかで制御する。 Further, in step S160, control device 30 performs inverter control (rectangular wave voltage control) according to voltage phase φv calculated in step S120, and in step S170, reflects whether or not a VH boost request is generated in step S150. Thus, converter 12 is controlled in either the boost mode or the non-boost mode.

図８には、本実施の形態による矩形波電圧制御でのトルク制御動作の一例が示される。
図８を参照して、非昇圧モード（ＶＨ＝ＶＬ）における位相−トルク特性線６００上で、電圧位相φｖ＝φｓとして出力トルクＴ＝Ｔｓである状態（動作点Ｐｓ）から、出力トルクを上昇させる場合の制御動作が示される。 FIG. 8 shows an example of the torque control operation in the rectangular wave voltage control according to the present embodiment.
Referring to FIG. 8, on the phase-torque characteristic line 600 in the non-boosting mode (VH = VL), the output torque is increased from the state where the output torque T = Ts (operating point Ps) as the voltage phase φv = φs. The control operation in the case of making it appear is shown.

ＶＨ要求電圧ＶＨｒは、上述のように、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じて設定される。ここでは、Ｔｑｃｏｍ＝Ｔａ，Ｔｂ，Ｔｃ（Ｔａ＞Ｔｂ＞Ｔｃ）のときに、ＶＨｒ＝Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ（Ｖａ＞ＶＬ＞Ｖｃ）にそれぞれ設定されるものとする。Ｔｑｃｏｍ＝Ｔａとされて、ＶＨｒがＶＬからＶａまで大きく上昇するときには、昇圧レートＶｕｒ＞Ｖ２となって、昇圧判定位相φｎ＝φ０に設定される。また、Ｔｑｃｏｍ＝Ｔｂとされて、ＶＨｒがＶＬからＶｂまで上昇するときには、Ｖ１≦Ｖｕｒ≦Ｖ２となって、昇圧判定位相φｎ＝φ１に設定される。一方、Ｔｑｃｏｍ＝Ｔｃとされて、ＶＨｒがＶＬからＶｃまで少しだけ上昇するときには、Ｖｕｒ＜Ｖ１となって、昇圧判定位相φｎ＝φ２に設定される。 VH request voltage VHr is set according to torque command value Tqcom as described above. Here, when Tqcom = Ta, Tb, Tc (Ta> Tb> Tc), VHr = Va, Vb, Vc (Va> VL> Vc) are set. When Tqcom = Ta and VHr rises greatly from VL to Va, the boost rate Vur> V2 and the boost determination phase φn = φ0 is set. When Tqcom = Tb and VHr rises from VL to Vb, V1 ≦ Vur ≦ V2 and the boost determination phase φn = φ1 is set. On the other hand, when Tqcom = Tc and VHr slightly increases from VL to Vc, Vur <V1 and the boost determination phase φn = φ2 is set.

矩形波制御では、トルク偏差に応じて電圧位相φｖが制御周期毎に大きく設定されていく中で、φｖ≦φｎの間はコンバータ１２が非昇圧モードで動作され、φｖ＞φｎになるとコンバータ１２が昇圧モードで動作される。 In the rectangular wave control, while the voltage phase φv is set to be large for each control period according to the torque deviation, the converter 12 is operated in the non-boosting mode while φv ≦ φn, and when φv> φn, the converter 12 is Operates in boost mode.

ここで、電圧位相φｖが上限値φｌｉｍまで達してしまうと、その状態からシステム電圧ＶＨの上昇によってトルク偏差（不足）をカバーする制御となってしまうので、制御応答性に問題が生じる。 Here, when the voltage phase φv reaches the upper limit value φlim, the control is performed to cover the torque deviation (insufficiency) due to the increase of the system voltage VH from that state, and thus a problem arises in control responsiveness.

したがって、トルクをＴｓからＴａ，Ｔｂ，Ｔｃまで上昇させる際には、必要なトルク上昇量が大きいほど、昇圧レートが高く設定されることに応じt、相対的に低トルクの領域（図８では電圧位相が小さい領域）から昇圧指令が発生されて、昇圧後のシステム電圧ＶＨに対応する位相−トルク特性線６１０，６２０，６３０上でトルク制御が行なわれる。 Therefore, when the torque is increased from Ts to Ta, Tb, Tc, the larger the required torque increase amount, the higher the boost rate is set, and the relatively low torque region (in FIG. 8). A boost command is generated from a region where the voltage phase is small), and torque control is performed on phase-torque characteristic lines 610, 620, and 630 corresponding to the boosted system voltage VH.

このようにすると、必要なトルク上昇量が大きいとき（Ｔ＝Ｔａ）には、コンバータ１２を早期から昇圧モードで動作させることによって、トルク制御性を高めることができる。一方で、必要なトルク上昇量が小さいとき（Ｔ＝Ｔｃ）には、コンバータ１２の非昇圧モードでの動作範囲が広くなるので、トルク確保のための昇圧が不要であることに対応させて、スイッチング損失が低減されるようにコンバータ１２を制御できる。この結果、モータ駆動システム１００の効率上昇、ひいてはモータ駆動システム１００を搭載する電動車両の燃費向上を図ることが可能となる。 In this way, when the required amount of torque increase is large (T = Ta), the torque controllability can be improved by operating the converter 12 in the boost mode from an early stage. On the other hand, when the required amount of torque increase is small (T = Tc), the operating range of the converter 12 in the non-boosting mode is widened, so that boosting for securing torque is not necessary, The converter 12 can be controlled so that the switching loss is reduced. As a result, it is possible to increase the efficiency of the motor drive system 100 and to improve the fuel consumption of the electric vehicle equipped with the motor drive system 100.

このように、本実施の形態による交流モータの矩形波電圧制御では、コンバータ１２に対して昇圧要求を発生するか否かを判定する昇圧判定位相を、システム電圧ＶＨの昇圧レートに応じて可変に設定することとしたので、トルク制御性および効率をバランスさせるように矩形波電圧制御におけるコンバータ１２の昇圧モード／非昇圧モードを適切に選択することができる。 As described above, in the rectangular wave voltage control of the AC motor according to the present embodiment, the boost determination phase for determining whether or not to generate a boost request to converter 12 can be varied according to the boost rate of system voltage VH. Since the setting is made, it is possible to appropriately select the boosting mode / non-boosting mode of the converter 12 in the rectangular wave voltage control so as to balance torque controllability and efficiency.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

５アース線、６，７電力線、１０，１３電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１２コンバータ、１４インバータ、１５Ｕ相アーム、１６Ｖ相アーム、１７Ｗ相アーム、２４電流センサ、２５回転角センサ、３０制御装置（ＥＣＵ）、１００モータ駆動システム、５００，６００位相−トルク特性線（昇圧前）、５１０,５２０，６１０，６２０，６３０位相−トルク特性線（昇圧後）、Ｂ直流電源、Ｃ０，Ｃ１平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８逆並列ダイオード、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ三相電流（モータ電流）、Ｌ１リアクトル、Ｍ１交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２システムリレー、Ｔｑｃｏｍトルク指令値、ＶＨ直流電圧（システム電圧）、ＶＬ直流電圧、ΔＴトルク偏差、θ ロータ回転角、φｌｉｍ電圧位相上限値、φｎ昇圧判定位相、φｖ電圧位相。 5 Ground wire, 6, 7 Power line, 10, 13 Voltage sensor, 10 # DC voltage generator, 12 Converter, 14 Inverter, 15 U-phase arm, 16 V-phase arm, 17 W-phase arm, 24 Current sensor, 25 Rotation angle Sensor, 30 control unit (ECU), 100 motor drive system, 500,600 phase-torque characteristic line (before boost), 510,520,610, 620,630 phase-torque characteristic line (after boost), B DC power supply, C0, C1 smoothing capacitor, D1-D8 anti-parallel diode, iu, iv, iw three-phase current (motor current), L1 reactor, M1 AC motor, Q1-Q8 power semiconductor switching element, S1-S8 switching control signal, SR1 , SR2 system relay, Tqcom torque command value, VH DC voltage (system Pressure), VL DC voltage, [Delta] T the torque deviation, theta rotor rotation angle, Failim voltage phase upper limit, .phi.n boosting determination phase, .phi.v voltage phase.

Claims

A converter controlled to have a first operation mode for outputting the output voltage of the DC power supply without boosting, and a second operation mode for boosting and outputting the output voltage of the DC power supply;
An inverter configured to convert a DC voltage from the converter into an AC voltage for driving an AC motor;
Arithmetic means for calculating a voltage phase of a rectangular wave voltage applied from the inverter to the AC motor so that the AC motor outputs a torque according to a torque command value;
Voltage setting means for setting a required voltage of the DC voltage based on at least the torque command value;
A determination phase setting means for variably setting a determination phase for determining whether or not boosting is required in the converter based on the set required voltage;
Control of a motor comprising determination means for determining whether to operate the converter in the first or second operation mode based on a comparison between the calculated voltage phase and the determination phase apparatus.