JP4604820B2 - Control device for motor drive system - Google Patents

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Description

この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して負荷である交流モータへ供給するモータ駆動システムの制御装置に関する。   The present invention relates to a motor drive system control device, and more particularly to a motor drive system control device that converts a DC voltage into an AC voltage by an inverter and supplies the AC voltage to an AC motor as a load.

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して3相交流モータを駆動制御するモータ駆動システムが一般的に用いられている。このようなモータ駆動システムでは、一般的には、モータを高効率に駆動するために、ベクトル制御に基づく正弦波PWM(Pulse Width Modulation)制御に従ってモータ電流が制御される。   Generally, a motor drive system that converts a DC voltage into an AC voltage by an inverter and controls driving of a three-phase AC motor is used. In such a motor drive system, generally, in order to drive the motor with high efficiency, the motor current is controlled according to sine wave PWM (Pulse Width Modulation) control based on vector control.

しかし、負荷が永久磁石モータ、特に、永久磁石を一般的に用いられるフェライトマグネットで構成したモータを負荷とするモータ駆動システムでは、モータの通電による発熱に伴って磁石温度が上昇すると減磁作用によって出力トルクが低下する問題点があった。この点に対応するため、磁石温度センサの配置により磁石温度に応じて電流指令値を補正する制御構成として、磁石温度変化によるトルク変動を抑制する永久磁石モータの制御装置が提案されている(たとえば、特許文献1)。   However, in a motor drive system in which the load is a permanent magnet motor, in particular, a motor composed of a ferrite magnet generally used as a permanent magnet, if the magnet temperature rises due to heat generated by energization of the motor, There was a problem that the output torque decreased. In order to cope with this point, a control device for a permanent magnet motor that suppresses torque fluctuation due to a change in magnet temperature has been proposed as a control configuration for correcting the current command value according to the magnet temperature by arranging the magnet temperature sensor (for example, Patent Document 1).

また、モータの中回転数域および高回転数域で大きな出力を得るために、一般的な正弦波PWMに加えて、PWMデューティを最大値に固定した矩形波駆動制御ならびに、矩形波方式と正弦波PWM方式の中間的な電圧波形を利用する「過変調PWM方式」をさらに採用したモータ駆動システムをハイブリッド自動車に適用した構成が開示されている(非特許文献1)。このモータ駆動システムでは、正弦波PWM制御、過変調PWM制御および矩形波制御の3制御方式を、モータ運転条件(代表的には、トルク・回転数)に応じて適切に切換えて使用する(たとえば、非特許文献1)。
特開平11−18496号公報 「エコとパワーを両立するトヨタのモータ制御技術」、日経ものづくり2004年8月号、p.89〜95
In addition to the general sine wave PWM, in addition to the general sine wave PWM, the rectangular wave drive control with the PWM duty fixed to the maximum value and the rectangular wave system and sine A configuration in which a motor drive system that further employs an “overmodulation PWM method” using an intermediate voltage waveform of a wave PWM method is applied to a hybrid vehicle is disclosed (Non-Patent Document 1). In this motor drive system, three control methods of sine wave PWM control, overmodulation PWM control, and rectangular wave control are appropriately switched and used according to motor operating conditions (typically, torque / rotation speed) (for example, Non-Patent Document 1).
JP-A-11-18496 “Toyota's motor control technology that balances ecology and power”, Nikkei Monozukuri August 2004 issue, p. 89-95

しかしながら、特許文献1に示されたモータ制御装置では、磁石温度センサを配置して回転体に装着された永久磁石の温度を正確に検出する必要がある。このため、永久磁石温度検出の信頼性の面からトルク変動防止が困難となる。   However, in the motor control device disclosed in Patent Document 1, it is necessary to accurately detect the temperature of the permanent magnet mounted on the rotating body by arranging a magnet temperature sensor. For this reason, it is difficult to prevent torque fluctuation from the viewpoint of reliability of permanent magnet temperature detection.

また、非特許文献1に示されるように、矩形波制御時にはトルクフィードバック制御を行なう一方で、PWM制御(正弦波PWM制御・過変調PWM制御)時には高精度制御のためモータ電流のフィードバック制御を行なう制御構成では、モータ運転状況の変化に応じた両制御方式の切換え時点、特に、トルクフィードバック制御からモータ電流フィードバック制御への移行時に、磁石温度に依存したトルク変動が発生する可能性がある。   Further, as shown in Non-Patent Document 1, torque feedback control is performed during rectangular wave control, while motor current feedback control is performed for high-precision control during PWM control (sine wave PWM control / overmodulation PWM control). In the control configuration, there is a possibility that torque fluctuation depending on the magnet temperature may occur at the time of switching between the two control methods according to the change in the motor operation status, particularly when shifting from torque feedback control to motor current feedback control.

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、トルクフィードバック制御による矩形波制御方式と、モータ電流フィードバック制御によるPWM制御方式とをモータ運転条件に応じて切換えて用いるモータ駆動装置の制御装置において、PWM制御方式時における磁石温度変化に起因したトルク変動の発生を抑制することである。   The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to combine a rectangular wave control system based on torque feedback control and a PWM control system based on motor current feedback control on motor operating conditions. In the control device of the motor drive device used by switching according to the above, it is to suppress the occurrence of torque fluctuation due to the magnet temperature change during the PWM control method.

本発明によるモータ駆動システムの制御装置は、直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムを制御する。この制御装置は、電流検出手段と、制御方式選択手段と、第1のモータ制御手段と、第2のモータ制御手段とを備える。電流検出手段は、交流モータに供給されたモータ電流を検出する。制御方式選択手段は、交流モータの運転条件に応じて、インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する。第1のモータ制御手段は、制御方式選択手段が交流モータに矩形波電圧を印加する第1の制御方式を選択した場合に、トルク制御におけるトルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう。制御方式選択手段がベクトル制御によるパルス幅変調方式に従って交流モータへの印加電圧を制御する第2の制御方式を選択した場合に、モータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう。さらに、第2のモータ制御手段は、トルク推定手段と、トルク指令修正手段と、電流指令生成手段と、モータ電圧制御手段とを含む。トルク推定手段は、交流モータの出力トルクを推定する。トルク指令修正手段は、トルク制御におけるトルク指令値とトルク推定手段による推定出力トルクとの偏差に従って、トルク指令値を修正する。電流指令生成手段は、トルク指令修正手段によって修正されたトルク指令値に従ってモータ電流指令値を生成する。モータ電圧制御手段は、電流指令生成手段によるモータ電流指令値と、電流検出手段によるモータ電流の検出値との偏差に応じて交流モータへの印加電圧が制御されるように、インバータでの電圧変換を制御する。   The motor drive system control apparatus according to the present invention controls a motor drive system including an inverter that converts a DC voltage into an AC voltage for driving an AC motor. The control device includes a current detection unit, a control method selection unit, a first motor control unit, and a second motor control unit. The current detection means detects the motor current supplied to the AC motor. The control method selection means selectively sets the voltage conversion control method in the inverter according to the operating condition of the AC motor. When the control method selection unit selects the first control method for applying a rectangular wave voltage to the AC motor, the first motor control unit is configured to output a phase of the rectangular wave voltage according to a torque deviation with respect to a torque command value in torque control. Torque control is performed by feedback control that adjusts. When the control method selection means selects the second control method for controlling the voltage applied to the AC motor in accordance with the pulse width modulation method based on vector control, torque control is performed by feedback control of the motor current. Further, the second motor control means includes torque estimation means, torque command correction means, current command generation means, and motor voltage control means. The torque estimating means estimates the output torque of the AC motor. The torque command correcting means corrects the torque command value according to the deviation between the torque command value in torque control and the estimated output torque by the torque estimating means. The current command generation means generates a motor current command value according to the torque command value corrected by the torque command correction means. The motor voltage control means converts the voltage applied by the inverter so that the voltage applied to the AC motor is controlled according to the deviation between the motor current command value by the current command generation means and the detected motor current value by the current detection means. To control.

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、第2の制御方式(正弦波PWM制御方式/過変調制御方式)の選択時において、第1の制御方式(矩形波制御方式)選択時と同様のトルク偏差に応じたフィードバック制御を付加して、モータ電流のフィードバック制御
を行なうことができる。したがって、温度等に依存したモータ出力特性の変化を補償するようにモータ電流制御を行なうことができるので、温度センサ等を設けることなくトルク変動の発生を防止できる。また、第1の制御方式および第2の制御方式の両方でトルク偏差に応じたフィードバック制御を行なうので、これらの制御方式切換え時におけるトルク変動の発生を防止できる。
According to the control device of the motor drive system, when the second control method (sine wave PWM control method / overmodulation control method) is selected, the same torque as when the first control method (rectangular wave control method) is selected. Feedback control of the motor current can be performed by adding feedback control according to the deviation. Therefore, since the motor current control can be performed so as to compensate for the change in the motor output characteristic depending on the temperature or the like, the occurrence of torque fluctuation can be prevented without providing a temperature sensor or the like. In addition, since feedback control according to the torque deviation is performed in both the first control method and the second control method, it is possible to prevent the occurrence of torque fluctuation when switching between these control methods.

好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置は、交流モータの回転角を検出するモータ位置検出手段をさらに備える。特に、第2のモータ制御手段は、回転数演算手段と、電力演算手段とをさらに含む。回転数演算手段は、モータ位置検出手段の検出値に基づいて交流モータの回転数を算出する。電力演算手段は、電流検出手段によって検出されたモータ電流と、モータ電圧制御手段によって制御される交流モータへの印加電圧との積に基づいて、交流モータへの供給電力を算出する。さらに、トルク推定手段は、回転数演算手段により算出された交流モータの回転数と、電力演算手段により算出された交流モータへの供給電力とに基づいて、推定出力トルクを演算する。   Preferably, the control device for a motor drive system according to the present invention further includes motor position detection means for detecting the rotation angle of the AC motor. In particular, the second motor control means further includes a rotation speed calculation means and a power calculation means. The rotation speed calculation means calculates the rotation speed of the AC motor based on the detection value of the motor position detection means. The power calculation means calculates the power supplied to the AC motor based on the product of the motor current detected by the current detection means and the voltage applied to the AC motor controlled by the motor voltage control means. Further, the torque estimating means calculates an estimated output torque based on the rotational speed of the AC motor calculated by the rotational speed calculating means and the power supplied to the AC motor calculated by the power calculating means.

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、一般的なモータ制御で必要とされる、電流検出手段(電流センサ)およびモータ一検出部(回転角センサ:レゾルバ)以外のセンサを必要とすることなく、交流モータの出力トルクを推定することができる。   According to the control device for the motor drive system, a sensor other than the current detection means (current sensor) and the motor detection unit (rotation angle sensor: resolver) required for general motor control is not required. The output torque of the AC motor can be estimated.

また好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、第2の制御方式は、変調率が0〜0.61の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、変調率が0.61〜0.78の範囲となるように基本波成分が歪まされた過変調パルス幅変調方式とを含む。   Preferably, in the motor drive system control device according to the present invention, the second control method includes a sinusoidal pulse width modulation method in which the modulation factor is in the range of 0 to 0.61, and a modulation factor of 0.61 to 0. And an overmodulated pulse width modulation method in which the fundamental wave component is distorted so as to be in the range of .78.

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、交流モータの運転条件(代表的には、トルク・回転数)に応じて、一般的な正弦波パルス幅変調(PWM)制御方式と、過変調PWM制御方式と、矩形波制御方式(第1の制御方式)とを切換えることにより、交流モータの中回転数域および高回転数域における出力向上を図ることができる。   According to the control device of the motor drive system, a general sinusoidal pulse width modulation (PWM) control method and overmodulation PWM control are performed in accordance with the operating conditions (typically, torque and rotation speed) of the AC motor. By switching between the method and the rectangular wave control method (first control method), it is possible to improve the output in the medium speed range and the high speed range of the AC motor.

さらに好ましくは、本発明によるモータ駆動システムの制御装置では、交流モータは、永久磁石を回転子に装着した永久磁石モータである。   More preferably, in the control device for a motor drive system according to the present invention, the AC motor is a permanent magnet motor having a permanent magnet attached to the rotor.

上記モータ駆動システムの制御装置によれば、小型化、高効率化に適した永久磁石モータを負荷とする構成において、永久磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償してトルク変動の発生を防止できる。   According to the control device for the motor drive system described above, in a configuration in which a permanent magnet motor suitable for miniaturization and high efficiency is used as a load, torque fluctuations are generated by compensating for changes in motor output characteristics depending on the permanent magnet temperature. Can be prevented.

本発明によるモータ駆動装置の制御装置によれば、トルクフィードバック制御による矩形波制御方式と、モータ電流フィードバック制御によるPWM制御方式とをモータ運転条件に応じて切換えて用いる制御構成において、PWM制御方式時における磁石温度変化に起因したトルク変動の発生を抑制できる。   According to the control device for a motor drive device of the present invention, in a control configuration in which a rectangular wave control method based on torque feedback control and a PWM control method based on motor current feedback control are switched according to motor operating conditions, It is possible to suppress the occurrence of torque fluctuation due to the magnet temperature change at.

以下において、本発明の実施の形態の説明を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さないものとする。   Hereinafter, a detailed description will be given with reference to the description of the embodiment of the present invention. In the following, the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated in principle.

図1は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図1を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム100は、直流電圧発生部10♯と、平滑コンデンサC0と、インバータ14と、交流モータM1とを備える。
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system according to an embodiment of the present invention.
Referring to FIG. 1, motor drive system 100 according to the embodiment of the present invention includes a DC voltage generation unit 10 #, a smoothing capacitor C0, an inverter 14, and an AC motor M1.

交流モータM1は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータM1は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータM1は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。   AC motor M1 is, for example, a drive motor for generating torque for driving drive wheels of a hybrid vehicle or an electric vehicle. Alternatively, AC motor M1 may be configured to have a function of a generator driven by an engine, or may be configured to have both functions of an electric motor and a generator. Furthermore, AC motor M1 may operate as an electric motor for the engine, and may be incorporated in a hybrid vehicle so that the engine can be started, for example.

直流電圧発生部10♯は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、平滑コンデンサC1と、昇降圧コンバータ12とを含む。   DC voltage generation unit 10 # includes a DC power supply B, system relays SR1 and SR2, a smoothing capacitor C1, and a step-up / down converter 12.

直流電源Bは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。直流電源Bが出力する直流電圧Vbは、電圧センサ10によって検知される。電圧センサ10は、検出した直流電圧Vbを制御装置30へ出力する。   The DC power source B is composed of a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion. The DC voltage Vb output from the DC power source B is detected by the voltage sensor 10. Voltage sensor 10 outputs detected DC voltage Vb to control device 30.

システムリレーSR1は、直流電源Bの正極端子および電力線6の間に接続され、システムリレーSR1は、直流電源Bの負極端子およびアース線5の間に接続される。システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。より具体的には、システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からのH(論理ハイ)レベルの信号SEによりオンされ、制御装置30からのL(論理ロー)レベルの信号SEによりオフされる。平滑コンデンサC1は、電力線6およびアース線5の間に接続される。   System relay SR 1 is connected between the positive terminal of DC power supply B and power line 6, and system relay SR 1 is connected between the negative terminal of DC power supply B and ground line 5. System relays SR1 and SR2 are turned on / off by signal SE from control device 30. More specifically, system relays SR1 and SR2 are turned on by H (logic high) level signal SE from control device 30, and are turned off by L (logic low) level signal SE from control device 30. Smoothing capacitor C <b> 1 is connected between power line 6 and ground line 5.

昇降圧コンバータ12は、リアクトルL1と、電力用半導体スイッチング素子Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。   Buck-boost converter 12 includes a reactor L1, power semiconductor switching elements Q1, Q2, and diodes D1, D2.

電力用スイッチング素子Q1およびQ2は、電力線7およびアース線5の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Q1およびQ2のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S1およびS2によって制御される。   Power switching elements Q 1 and Q 2 are connected in series between power line 7 and ground line 5. On / off of power switching elements Q1 and Q2 is controlled by switching control signals S1 and S2 from control device 30.

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」と称する)としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、電力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Q1,Q2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2が配置されている。   In the embodiment of the present invention, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, or a power bipolar transistor is used as a power semiconductor switching element (hereinafter simply referred to as “switching element”). Etc. can be used. Anti-parallel diodes D1, D2 are arranged for switching elements Q1, Q2.

リアクトルL1は、スイッチング素子Q1およびQ2の接続ノードと電力線6の間に接続される。また、平滑コンデンサC0は、電力線7およびアース線5の間に接続される。   Reactor L1 is connected between a connection node of switching elements Q1 and Q2 and power line 6. Further, the smoothing capacitor C 0 is connected between the power line 7 and the ground line 5.

インバータ14は、電力線7およびアース線5の間に並列に設けられる、U相アーム15と、V相アーム16と、W相アーム17とから成る。各相アームは、電力線7およびアース線5の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、U相アーム15は、スイッチング素子Q3,Q4から成り、V相アーム16は、スイッチング素子Q5,Q6から成り、W相アーム17は、スイッチング素子Q7,Q8から成る。また、スイッチング素子Q3〜Q8に対して、逆並列ダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Q3〜Q8のオン・オフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8によって制御される。   Inverter 14 includes a U-phase arm 15, a V-phase arm 16, and a W-phase arm 17 provided in parallel between power line 7 and ground line 5. Each phase arm is composed of a switching element connected in series between the power line 7 and the ground line 5. For example, U-phase arm 15 includes switching elements Q3 and Q4, V-phase arm 16 includes switching elements Q5 and Q6, and W-phase arm 17 includes switching elements Q7 and Q8. Further, antiparallel diodes D3 to D8 are connected to switching elements Q3 to Q8, respectively. Switching elements Q3 to Q8 are turned on / off by switching control signals S3 to S8 from control device 30.

各相アームの中間点は、交流モータM1の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータM1は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム15〜17のスイッチング素子の中間点と接続されている。   An intermediate point of each phase arm is connected to each phase end of each phase coil of AC motor M1. In other words, AC motor M1 is a three-phase permanent magnet motor, and is configured by commonly connecting one end of three coils of U, V, and W phases to a midpoint. Furthermore, the other end of each phase coil is connected to the midpoint of the switching elements of each phase arm 15-17.

昇降圧コンバータ12は、昇圧動作時には、直流電源Bから供給された直流電圧Vbを昇圧した直流電圧(インバータ14への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する)をインバータ14へ供給する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のオン期間およびQ2のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。   The step-up / step-down converter 12 inverts a DC voltage obtained by boosting the DC voltage Vb supplied from the DC power supply B (hereinafter, this DC voltage corresponding to the input voltage to the inverter 14 is also referred to as “system voltage”) during the boosting operation. 14 is supplied. More specifically, in response to switching control signals S1 and S2 from control device 30, an ON period of switching element Q1 and an ON period of Q2 are alternately provided, and the step-up ratio is equal to the ratio of these ON periods. It will be a response.

また、昇降圧コンバータ12は、降圧動作時には、平滑コンデンサC0を介してインバータ14から供給された直流電圧(システム電圧)を降圧して直流電源Bを充電する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のみがオンする期間と、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。   Further, during the step-down operation, the step-up / down converter 12 steps down the DC voltage (system voltage) supplied from the inverter 14 via the smoothing capacitor C0 and charges the DC power source B. More specifically, in response to switching control signals S1 and S2 from control device 30, a period in which only switching element Q1 is turned on and a period in which both switching elements Q1 and Q2 are turned off are alternately provided, The step-down ratio is in accordance with the duty ratio during the ON period.

平滑コンデンサC0は、昇降圧コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ14へ供給する。電圧センサ13は、平滑コンデンサC0の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値VHを制御装置30へ出力する。   Smoothing capacitor C0 smoothes the DC voltage from step-up / down converter 12, and supplies the smoothed DC voltage to inverter 14. The voltage sensor 13 detects the voltage across the smoothing capacitor C 0, that is, the system voltage, and outputs the detected value VH to the control device 30.

インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が正(Trqcom>0)の場合には、平滑コンデンサC0から直流電圧が供給されると制御装置30からのスイッチング制御信号S3〜S8に応答した、スイッチング素子Q3〜Q8のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータM1を駆動する。また、インバータ14は、交流モータM1のトルク指令値が零の場合(Trqcom=0)には、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータM1を駆動する。これにより、交流モータM1は、トルク指令値Trqcomによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。   When the torque command value of AC motor M1 is positive (Trqcom> 0), inverter 14 is switched in response to switching control signals S3 to S8 from control device 30 when a DC voltage is supplied from smoothing capacitor C0. The AC motor M1 is driven so as to convert a DC voltage into an AC voltage and output a positive torque by the switching operation of the elements Q3 to Q8. Further, when the torque command value of AC motor M1 is zero (Trqcom = 0), inverter 14 converts the DC voltage to the AC voltage by the switching operation in response to switching control signals S3 to S8, and the torque is zero. The AC motor M1 is driven so that Thus, AC motor M1 is driven to generate zero or positive torque designated by torque command value Trqcom.

さらに、モータ駆動システム100が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータM1のトルク指令値Trqcomは負に設定される(Trqcom<0)。この場合には、インバータ14は、スイッチング制御信号S3〜S8に応答したスイッチング動作により、交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧(システム電圧)を平滑コンデンサC0を介して昇降圧コンバータ12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速(または加速の中止)させることを含む。   Further, during regenerative braking of a hybrid vehicle or electric vehicle equipped with motor drive system 100, torque command value Trqcom of AC motor M1 is set to be negative (Trqcom <0). In this case, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M1 into a DC voltage by a switching operation in response to the switching control signals S3 to S8, and converts the converted DC voltage (system voltage) to the smoothing capacitor C0. To the step-up / down converter 12. Note that regenerative braking here refers to braking with regenerative power generation when the driver driving a hybrid vehicle or electric vehicle performs foot braking, or turning off the accelerator pedal while driving, although the foot brake is not operated. This includes decelerating the vehicle (or stopping acceleration) while generating regenerative power.

電流センサ24は、交流モータM1に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置30へ出力する。なお、三相電流iu,iv,iwの瞬時値の和は零であるので、図1に示すように電流センサ24は2相分のモータ電流(たとえば、V相電流ivおよびW相電流iw)を検出するように配置すれば足りる。   Current sensor 24 detects a motor current flowing through AC motor M <b> 1 and outputs the detected motor current to control device 30. Since the sum of instantaneous values of the three-phase currents iu, iv, and iw is zero, the current sensor 24 has a motor current for two phases (for example, a V-phase current iv and a W-phase current iw) as shown in FIG. It is sufficient to arrange it so as to detect.

回転角センサ(レゾルバ)25は、交流モータM1のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置30へ送出する。制御装置30では、回転角θに基づき交流モータM1の回転数(回転速度)を算出する。   The rotation angle sensor (resolver) 25 detects the rotor rotation angle θ of the AC motor M1, and sends the detected rotation angle θ to the control device 30. The control device 30 calculates the rotational speed (rotational speed) of the AC motor M1 based on the rotational angle θ.

制御装置30は、外部に設けられた電子制御ユニット(ECU)から入力されたトルク指令値Trqcom、電圧センサ10によって検出されたバッテリ電圧Vb、電圧センサ13によって検出されたシステム電圧VHおよび電流センサ24からのモータ電流iv,iw、回転角センサ25からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータM1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ12およびインバータ14の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ12およびインバータ14を上記のように制御するためのスイッチング制御信号S1〜S8を生成して、昇降圧コンバータ12およびインバータ14へ出力する。   The control device 30 includes a torque command value Trqcom input from an electronic control unit (ECU) provided outside, a battery voltage Vb detected by the voltage sensor 10, a system voltage VH detected by the voltage sensor 13, and a current sensor 24. Based on the motor currents iv and iw from the rotation angle sensor 25 and the rotation angle θ from the rotation angle sensor 25, the step-up / down converter 12 and the inverter 14 so that the AC motor M1 outputs torque according to the torque command value Trqcom by a method described later. To control the operation. That is, the switching control signals S1 to S8 for controlling the buck-boost converter 12 and the inverter 14 as described above are generated and output to the buck-boost converter 12 and the inverter 14.

昇降圧コンバータ12の昇圧動作時には、制御装置30は、平滑コンデンサC0の出力電圧VHをフィードバック制御し、出力電圧VHが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号S1,S2を生成する。   During the step-up operation of the step-up / down converter 12, the control device 30 feedback-controls the output voltage VH of the smoothing capacitor C0, and generates the switching control signals S1 and S2 so that the output voltage VH becomes a voltage command value.

また、制御装置30は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部ECUから受けると、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号S3〜S8を生成してインバータ14へ出力する。これにより、インバータ14は、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ12へ供給する。   Further, when receiving a signal RGE indicating that the hybrid vehicle or the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from the external ECU, the control device 30 performs switching control so as to convert the AC voltage generated by the AC motor M1 into a DC voltage. Signals S3 to S8 are generated and output to inverter 14. Thereby, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M <b> 1 into a DC voltage and supplies it to the step-up / down converter 12.

さらに、制御装置30は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部ECUから受けると、インバータ14から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成し、昇降圧コンバータ12へ出力する。これにより、交流モータM1が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Bに供給される。   Further, when receiving a signal RGE indicating that the hybrid vehicle or the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from the external ECU, the control device 30 switches the switching control signals S1, S2 so as to step down the DC voltage supplied from the inverter 14. Is output to the step-up / down converter 12. As a result, the AC voltage generated by AC motor M1 is converted into a DC voltage, stepped down, and supplied to DC power supply B.

さらに、制御装置30は、システムリレーSR1,SR2をオン/オフするための信号SEを生成してシステムリレーSR1,SR2へ出力する。   Furthermore, control device 30 generates signal SE for turning on / off system relays SR1, SR2 and outputs the signal SE to system relays SR1, SR2.

次に、制御装置30によって制御される、インバータ14における電力変換について詳細に説明する。   Next, power conversion in the inverter 14 controlled by the control device 30 will be described in detail.

図2に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム100では、インバータ14における電力変換について3つの制御方式を切換えて使用する。   As shown in FIG. 2, in motor drive system 100 according to the embodiment of the present invention, three control methods are switched and used for power conversion in inverter 14.

正弦波PWM制御方式は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波(代表的には三角波)との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波PWM制御方式では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の0.61倍までしか高めることができない。   The sine wave PWM control method is used as a general PWM control, and the switching element in each phase arm is turned on / off by comparing the voltage between a sine wave voltage command value and a carrier wave (typically a triangular wave). Control according to. As a result, for a set of a high level period corresponding to the on period of the upper arm element and a low level period corresponding to the on period of the lower arm element, the duty is set so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a certain period. The ratio is controlled. As is well known, in the sine wave PWM control system, the fundamental wave component amplitude can be increased only up to 0.61 times the inverter input voltage.

一方、矩形波制御方式では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は0.78まで高められる。   On the other hand, in the rectangular wave control method, an AC motor is applied to one pulse of a rectangular wave whose ratio between the high level period and the low level period is 1: 1 within the predetermined period. As a result, the modulation rate is increased to 0.78.

過変調PWM制御方式は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波PWM制御方式と同様のPWM制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を0.61〜0.78の範囲まで高めることができる。   The overmodulation PWM control system performs the same PWM control as the sine wave PWM control system after distorting the carrier wave to reduce the amplitude. As a result, the fundamental wave component can be distorted, and the modulation factor can be increased to a range of 0.61 to 0.78.

交流モータM1では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHは、このモータ必要電圧(誘起電圧)よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値(VH最大電圧)が存在する。   In AC motor M1, when the number of rotations and output torque increase, the induced voltage increases and the required voltage increases. The boosted voltage by the converter 12, that is, the system voltage VH needs to be set higher than this motor required voltage (induced voltage). On the other hand, there is a limit value (VH maximum voltage) in the boosted voltage by the converter 12, that is, the system voltage.

したがって、モータ必要電圧(誘起電圧)がシステム電圧の最大値(VH最大電圧)より低い領域では、正弦波PWM制御方式または過変調PWM制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Trqcomに制御される。   Therefore, in the region where the required motor voltage (induced voltage) is lower than the maximum value of the system voltage (VH maximum voltage), the maximum torque control by the sine wave PWM control method or the overmodulation PWM control method is applied and the vector control is followed. The output torque is controlled to the torque command value Trqcom by the motor current control.

その一方で、モータ必要電圧(誘起電圧)がシステム電圧の最大値(VH最大電圧)に達すると、システム電圧VHを維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。   On the other hand, when the required motor voltage (induced voltage) reaches the maximum value of the system voltage (VH maximum voltage), a rectangular wave control method according to field weakening control is applied while maintaining the system voltage VH. In the rectangular wave control method, since the amplitude of the fundamental wave component is fixed, torque control is executed by voltage phase control of the rectangular wave pulse based on the deviation between the actual torque value obtained by power calculation and the torque command value.

図3のフローチャートに示されるように、図示しないECUによって、アクセル開度等に基づく車両要求出力より交流モータM1のトルク指令値Trqcomが算出される(ステップS100)のを受けて、制御装置30は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータM1のトルク指令値Trqcomおよび回転数からモータ必要電圧(誘起電圧)を算出し(ステップS110)、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値(VH最大電圧)との関係に従って、弱め界磁制御(矩形波制御方式)および最大トルク制御(正弦波PWM制御方式/過変調PWM制御方式)のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する(ステップS120)。最大トルク制御適用時に、正弦波PWM制御方式および過変調PWM制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータM1の運転条件に従って、図2に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。   As shown in the flowchart of FIG. 3, the control device 30 receives the torque command value Trqcom of the AC motor M1 calculated from the vehicle request output based on the accelerator opening etc. by an ECU (not shown) (step S100). Based on the preset map or the like, the required motor voltage (induced voltage) is calculated from the torque command value Trqcom and the rotational speed of AC motor M1 (step S110), and further, the maximum motor required voltage and system voltage ( In accordance with the relationship with the VH maximum voltage), it is determined which of the field-weakening control (rectangular wave control method) and the maximum torque control (sine wave PWM control method / overmodulation PWM control method) is to be applied (step) S120). Whether to use the sine wave PWM control method or the overmodulation PWM control method when applying the maximum torque control is determined according to the modulation rate range of the voltage command value according to the vector control. According to the control flow, an appropriate control method is selected from the plurality of control methods shown in FIG. 2 according to the operating condition of AC motor M1.

この結果、図4に示されるように、低回転数域A1ではトルク変動を小さくするために正弦波PWM制御方式が用いられ、中回転数域A2では過変調PWM制御方式、高回転数域A3では、矩形波制御方式が適用される。特に、過変調PWM制御方式および矩形波制御方式の適用により、交流モータM1の出力向上が実現される。このように、図2に示した制御方式をいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。   As a result, as shown in FIG. 4, the sine wave PWM control method is used to reduce the torque fluctuation in the low rotational speed range A1, and the overmodulation PWM control method and the high rotational speed range A3 are used in the middle rotational speed range A2. Then, a rectangular wave control method is applied. In particular, the output of AC motor M1 is improved by applying the overmodulation PWM control method and the rectangular wave control method. As described above, which one of the control methods shown in FIG. 2 is used is determined within the range of the realizable modulation rate.

図5は、制御装置30によって実行される、正弦波PWM制御方式および過変調PWM制御方式における制御ブロック図である。   FIG. 5 is a control block diagram of the sine wave PWM control method and the overmodulation PWM control method executed by the control device 30.

図5に示されるように、PWM制御ブロック200は、電流指令値生成部210と、座標変換部220,250と、回転数演算部230と、PI演算部240d,240qと、PWM信号生成部260と、制御モード判定部270と、電力演算部300と、トルク推定部310と、トルク指令修正部320とを含む。   As shown in FIG. 5, the PWM control block 200 includes a current command value generation unit 210, coordinate conversion units 220 and 250, a rotation speed calculation unit 230, PI calculation units 240d and 240q, and a PWM signal generation unit 260. A control mode determination unit 270, a power calculation unit 300, a torque estimation unit 310, and a torque command correction unit 320.

電流指令値生成部210は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令修正部320からのトルク指令値Trqcom♯に応じた、d軸電流指令値Idcomおよびq軸電流指令値Iqcomを生成する。   Current command value generation unit 210 generates a d-axis current command value Idcom and a q-axis current command value Iqcom according to torque command value Trqcom # from torque command correction unit 320 according to a table or the like created in advance.

座標変換部220は、回転角センサ25によって検出される交流モータM1の回転角θを用いた座標変換(3相→2相)により、電流センサ24によって検出されたV相電流ivおよびW相電流ivを基に、d軸電流idおよびq軸電流iqを算出する。回転数演算部230は、回転角センサ25からの出力に基づいて、交流モータM1の回転数Nmtを演算する。   The coordinate conversion unit 220 performs a V-phase current iv and a W-phase current detected by the current sensor 24 by coordinate conversion (3 phase → 2 phase) using the rotation angle θ of the AC motor M1 detected by the rotation angle sensor 25. Based on iv, the d-axis current id and the q-axis current iq are calculated. The rotation speed calculation unit 230 calculates the rotation speed Nmt of the AC motor M1 based on the output from the rotation angle sensor 25.

PI演算部240dには、d軸電流の指令値に対する偏差ΔId(ΔId=Idcom−id)が入力され、PI演算部240qには、q軸電流の指令値に対する偏差ΔIq(ΔIq=Iqcom−iq)が入力される。PI演算部240dは、d軸電流偏差ΔIdについて所定ゲインによるPI演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたd軸電圧指令値Vd♯を生成する。PI演算部240qは、q軸電流偏差ΔIqについて所定ゲインによるPI演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたq軸電圧指令値Vq♯を生成する。   Deviation ΔId (ΔId = Idcom-id) with respect to the command value of the d-axis current is input to the PI calculation unit 240d, and deviation ΔIq (ΔIq = Iqcom-iq) with respect to the command value of the q-axis current is input to the PI calculation unit 240q. Is entered. The PI calculation unit 240d performs a PI calculation with a predetermined gain on the d-axis current deviation ΔId to obtain a control deviation, and generates a d-axis voltage command value Vd # according to the control deviation. PI calculation unit 240q performs PI calculation with a predetermined gain on q-axis current deviation ΔIq to obtain a control deviation, and generates q-axis voltage command value Vq # according to the control deviation.

座標変換部250は、交流モータM1の回転角θを用いた座標変換(2相→3相)によって、d軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯をU相、V相、W相の各相電圧指令値Vu,Vv,Vwに変換する。なお、d軸,q軸電圧指令値Vd♯,Vq♯から各相電圧指令値Vu,Vv,Vwへの変換には、システム電圧VHも反映される。   The coordinate conversion unit 250 converts the d-axis voltage command value Vd # and the q-axis voltage command value Vq # into the U-phase, V-phase, W-phase by coordinate conversion (2 phase → 3 phase) using the rotation angle θ of the AC motor M1. Each phase voltage command value Vu, Vv, Vw of the phase is converted. The system voltage VH is also reflected in the conversion from the d-axis and q-axis voltage command values Vd # and Vq # to the phase voltage command values Vu, Vv and Vw.

制御モード判定部270は、図3に示したフローチャートに従って最大トルク制御(正弦波PWM制御方式/過変調PWM制御方式)が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波PWM制御方式および過変調PWM制御方式の一方を選択する。   When the maximum torque control (sine wave PWM control method / overmodulation PWM control method) is selected according to the flowchart shown in FIG. 3, the control mode determination unit 270 performs the sine wave PWM control method according to the following modulation factor calculation. One of the overmodulation PWM control methods is selected.

制御モード判定部270は、PI演算部240によって生成されたd軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯を用いて、下記(1),(2)式に従って線間電圧振幅Vampを算出する。   Control mode determination unit 270 uses line d voltage command value Vd # and q axis voltage command value Vq # generated by PI operation unit 240 to calculate line voltage amplitude Vamp according to the following equations (1) and (2). calculate.

Vamp=|Vd♯|・cosφ+|Vq♯|・sinφ …(1)
tanφ=Vq♯/Vd♯ …(2)
さらに、制御モード判定部270は、システム電圧VHに対する上記演算による線間電圧振幅Vampの比である変調率Kmdを、すなわち下記(3)式に従って演算する。
Vamp = | Vd # | .cosφ + | Vq # | .sinφ (1)
tan φ = Vq # / Vd # (2)
Further, the control mode determination unit 270 calculates the modulation factor Kmd, which is the ratio of the line voltage amplitude Vamp by the above calculation to the system voltage VH, that is, according to the following equation (3).

Kmd=Vamp/VH♯…(3)
制御モード判定部270は、上記の演算により求められた変調率Kmdに従って、正弦波PWM制御方式および過変調PWM制御方式の一方を選択する。なお、上述のように、
制御モード判定部270による制御方式の選択はPWM信号生成部260における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調PWM制御方式時には、PWM信号生成部260におけるPWM変調時に用いられる搬送波が、正弦波PWM制御方式時の一般的なものから切換えられる。
Kmd = Vamp / VH # (3)
The control mode determination unit 270 selects one of the sine wave PWM control method and the overmodulation PWM control method according to the modulation factor Kmd obtained by the above calculation. As mentioned above,
The selection of the control method by the control mode determination unit 270 is reflected in the carrier wave switching in the PWM signal generation unit 260. That is, in the overmodulation PWM control method, the carrier wave used in the PWM modulation in the PWM signal generation unit 260 is switched from the general one in the sine wave PWM control method.

PWM信号生成部260は、各相における電圧指令値Vu,Vv,Vwと所定の搬送波との比較に基づいて、図1に示したスイッチング制御信号S3〜S8を生成する。インバータ14が、PWM制御ブロック200によって生成されたスイッチング制御信号S3〜S8に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令値生成部210に入力されたトルク指令値Trqcom♯に従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。   The PWM signal generation unit 260 generates the switching control signals S3 to S8 shown in FIG. 1 based on the comparison between the voltage command values Vu, Vv, Vw in each phase and a predetermined carrier wave. The inverter 14 is subjected to switching control according to the switching control signals S3 to S8 generated by the PWM control block 200, so that torque according to the torque command value Trqcom # input to the current command value generation unit 210 is output. An alternating voltage is applied.

このように、電流指令値生成部210、座標変換部220,250、回転数演算部230、PI演算部240、およびPWM信号生成部260によって、トルク指令値Trqcom♯に応じた電流指令値(Idcom,Iqcom)へモータ電流を制御する閉ループが構成される。   As described above, the current command value generation unit 210, the coordinate conversion units 220 and 250, the rotation speed calculation unit 230, the PI calculation unit 240, and the PWM signal generation unit 260 allow the current command value (Idcom) corresponding to the torque command value Trqcom # to be set. , Iqcom) to form a closed loop for controlling the motor current.

さらに、本実施の形態によるモータ駆動システムの制御装置では、電力演算部300、トルク推定部310およびトルク指令修正部320により構成されるトルク(電力)フィードバック制御ループが、上記モータ電流フィードバック制御ループに付加される。   Furthermore, in the motor drive system control apparatus according to the present embodiment, the torque (power) feedback control loop configured by the power calculation unit 300, the torque estimation unit 310, and the torque command correction unit 320 is replaced with the motor current feedback control loop. Added.

電力演算部300は、電流センサ24によるV相電流ivおよびW相電流iwから求められる各相電流と、各相(U相,V相、W相)電圧Vu,Vv,Vwとにより、下記(4)式に従ってモータ供給電力Pmtを算出する。   The power calculation unit 300 uses the phase currents obtained from the V-phase current iv and the W-phase current iw obtained by the current sensor 24 and the voltages Vu, Vv, and Vw (U-phase, V-phase, and W-phase) as follows ( 4) Motor supply power Pmt is calculated according to the equation.

Pmt=iu・Vu+iv・Vv+iw・Vw …(4)
トルク推定部310は、電力演算部300によって求められたモータ供給電力Pmtおよび回転角センサ25によって検出される交流モータM1の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記(5)式に従ってトルク推定値Trqを算出する。
Pmt = iu · Vu + iv · Vv + iw · Vw (4)
Torque estimation unit 310 uses angular velocity ω calculated from motor supply power Pmt obtained by power calculation unit 300 and rotation angle θ of AC motor M1 detected by rotation angle sensor 25, according to the following equation (5). A torque estimated value Trq is calculated.

Trq=Pmt/ω …(5)
トルク指令修正部320は、加算点322,324とPI演算部325とを含む。加算点432は、交流モータM1の本来のトルク指令値Trqcomとトルク推定値Trqとのトルク偏差ΔTrq(ΔTrq=Trqcom−Trq)を求める。PI演算部325は、トルク偏差ΔTrqについて所定ゲインによるPI演算を行なって、制御偏差を求める。PI演算部325によって求められる制御偏差をトルク修正量ΔTrqcとして、加算点324において本来のトルク指令値Trqcomから差し引くことにより、トルク指令修正部320において、トルクフィードバック制御によって修正されたトルク指令値Trqcom♯が得られる。
Trq = Pmt / ω (5)
Torque command correction unit 320 includes addition points 322 and 324 and a PI calculation unit 325. The addition point 432 obtains a torque deviation ΔTrq (ΔTrq = Trqcom−Trq) between the original torque command value Trqcom and the estimated torque value Trq of AC motor M1. The PI calculation unit 325 performs a PI calculation with a predetermined gain on the torque deviation ΔTrq to obtain a control deviation. The torque command value Trqcom # corrected by the torque feedback control in the torque command correction unit 320 is obtained by subtracting the control deviation obtained by the PI calculation unit 325 from the original torque command value Trqcom at the addition point 324 as the torque correction amount ΔTrqc. Is obtained.

上記のように、トルク指令修正部320によって修正されたトルク指令値Trqcom♯は、電流指令値生成部210へ入力されるので、電流指令値生成部210によって生成されるd軸電流指令値Idcomおよびq軸電流指令値Iqcomには、本来のトルク指令値Trqcomと電力演算に基づくトルク推定値Trqの偏差が反映される。   As described above, torque command value Trqcom # corrected by torque command correction unit 320 is input to current command value generation unit 210. Therefore, d-axis current command value Idcom generated by current command value generation unit 210 and The q-axis current command value Iqcom reflects the deviation between the original torque command value Trqcom and the estimated torque value Trq based on power calculation.

したがって、磁石温度に依存したモータ出力特性の変化を補償するように、モータ電流制御における電流指令値を生成できる。この結果、モータ電流制御に基づくPWM制御時に、磁石温度に依存したトルク変動の発生を防止できる。   Therefore, the current command value in the motor current control can be generated so as to compensate for the change in the motor output characteristic depending on the magnet temperature. As a result, it is possible to prevent the occurrence of torque fluctuation depending on the magnet temperature during PWM control based on motor current control.

次に、図6を用いて、矩形波制御方式時における制御ブロック図を説明する。なお、上述のように矩形波制御方式時には、変調率が固定されるため図6に示すような変調率制御は構成されない。   Next, a control block diagram in the rectangular wave control method will be described with reference to FIG. As described above, in the rectangular wave control method, the modulation rate is fixed, and thus the modulation rate control as shown in FIG. 6 is not configured.

図6を参照して、矩形波制御ブロック400は、電力演算部410と、トルク演算部420と、PI演算部430と、矩形波発生器440と、信号発生部450とを含む。   Referring to FIG. 6, rectangular wave control block 400 includes a power calculation unit 410, a torque calculation unit 420, a PI calculation unit 430, a rectangular wave generator 440, and a signal generation unit 450.

電力演算部410は、図5の電力演算部300と同様に、電流センサ24によるV相電流ivおよびW相電流iwから求められる各相電流と、各相(U相,V相、W相)電圧Vu,Vv,Vwとにより、上記(4)式に従ってモータ供給電力Pmtを算出する。   Similarly to the power calculation unit 300 in FIG. 5, the power calculation unit 410 includes each phase current obtained from the V-phase current iv and the W-phase current iw by the current sensor 24 and each phase (U phase, V phase, W phase). The motor supply power Pmt is calculated from the voltages Vu, Vv, and Vw according to the above equation (4).

トルク演算部420は、図5のトルク推定部310と同様に、電力演算部410によって求められたモータ供給電力Pmtおよび回転角センサ25によって検出される交流モータM1の回転角θから算出される角速度ωを用いて、上記(5)式に従ってトルク推定値Trqを算出する。   Similar to the torque estimation unit 310 in FIG. 5, the torque calculation unit 420 is calculated from the motor supply power Pmt obtained by the power calculation unit 410 and the rotation angle θ of the AC motor M1 detected by the rotation angle sensor 25. Using ω, a torque estimation value Trq is calculated according to the above equation (5).

PI演算部430へは、トルク指令値Trqcomに対するトルク偏差ΔTrq(ΔTrq=Trqcom−Trq)が入力される。PI演算部430は、トルク偏差ΔTrqについて所定ゲインによるPI演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φvを設定する。具体的には、正トルク発生(Trqcom>0)時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生(Trqcom<0)時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。   Torque deviation ΔTrq (ΔTrq = Trqcom−Trq) with respect to torque command value Trqcom is input to PI calculation unit 430. PI calculation unit 430 performs PI calculation with a predetermined gain on torque deviation ΔTrq to obtain a control deviation, and sets phase φv of the rectangular wave voltage according to the obtained control deviation. Specifically, when positive torque is generated (Trqcom> 0), the voltage phase is advanced when torque is insufficient, while when the torque is excessive, the voltage phase is delayed, and when negative torque is generated (Trqcom <0), the voltage phase is increased when torque is insufficient While delaying, the voltage phase is advanced when the torque is excessive.

矩形波発生器440は、PI演算部430によって設定された電圧位相φvに従って、各相電圧指令値(矩形波パルス)Vu,Vv,Vwを発生する。信号発生部450は、各相電圧指令値Vu,Vv,Vwに従ってスイッチング制御信号S3〜S8を発生する。インバータ14がスイッチング制御信号S3〜S8に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φvに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。   The rectangular wave generator 440 generates each phase voltage command value (rectangular wave pulse) Vu, Vv, Vw according to the voltage phase φv set by the PI calculation unit 430. The signal generator 450 generates switching control signals S3 to S8 according to the phase voltage command values Vu, Vv, and Vw. When inverter 14 performs a switching operation according to switching control signals S3 to S8, a rectangular wave pulse according to voltage phase φv is applied as each phase voltage of the motor.

このように、矩形波制御方式時には、トルク(電力)のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるPWM制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。   Thus, in the rectangular wave control method, the motor torque control can be performed by the feedback control of the torque (electric power). However, since the operation amount of the motor applied voltage is only the phase in the rectangular wave control method, the control responsiveness is lowered as compared with the PWM control method in which the amplitude and phase of the motor applied voltage can be the operation amount.

図5および図6の比較から理解されるように、PWM制御ブロック(図5)における、電力演算部300、トルク推定部310およびトルク指令修正部320により構成されるトルク(電力)フィードバック制御ループは、矩形波制御ブロック400と同様のトルク演算を行なっている。この結果、PWM制御方式(正弦波PWM制御・過変調制御方式)と矩形波制御方式との切換え時点におけるトルク変動の発生を防止できる。   As understood from the comparison between FIG. 5 and FIG. 6, the torque (power) feedback control loop constituted by the power calculation unit 300, the torque estimation unit 310, and the torque command correction unit 320 in the PWM control block (FIG. 5) is The same torque calculation as that of the rectangular wave control block 400 is performed. As a result, it is possible to prevent the occurrence of torque fluctuation at the time of switching between the PWM control method (sine wave PWM control / overmodulation control method) and the rectangular wave control method.

なお、図1〜図6に示した構成と本発明の構成との対応関係について説明すると、電流センサ24および回転角センサ25が本発明の「電流検出部」および「モータ位置検出部」にそれぞれ対応し、図3に示したフローチャートを実行する機能部分が本発明の「制御方式選択手段」に対応する。また、図5のPWM制御ブロック200が本発明の「第1のモータ制御手段」に対応し、図6の矩形波制御ブロック400が本発明の「第2のモータ制御手段」に対応する。さらに、図4の構成において、座標変換部220,250、PI演算部240d,240qおよびPWM信号生成部260の集合が、400が本発明の「モータ電圧制御手段」に対応する。   The correspondence relationship between the configuration shown in FIGS. 1 to 6 and the configuration of the present invention will be described. The current sensor 24 and the rotation angle sensor 25 are respectively included in the “current detection unit” and the “motor position detection unit” of the present invention. Correspondingly, the functional part that executes the flowchart shown in FIG. 3 corresponds to the “control method selection means” of the present invention. 5 corresponds to the “first motor control unit” of the present invention, and the rectangular wave control block 400 of FIG. 6 corresponds to the “second motor control unit” of the present invention. Further, in the configuration of FIG. 4, a set of coordinate conversion units 220 and 250, PI calculation units 240d and 240q, and a PWM signal generation unit 260 corresponds to “motor voltage control means” of the present invention.

また、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ14への入力電圧(システム電圧VH)を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部10♯が昇降圧コンバータ12を含む構成を示した。しかしながら、本願発明の適用において、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、インバータ14への入力電圧が固定された構成(たとえば、昇降圧コンバータ12の配置を省略した構成)に対しても本願発明を適用可能である。すなわち、本願発明は、インバータへの入力側の構成を特に限定することなく、直流電圧を交流モータに印加される交流電圧に変換するインバータにおいて、トルクフィードバック制御による矩形波制御方式と、モータ電流フィードバック制御によるPWM制御方式とをモータ運転条件に応じて切換えて用いる種々のモータ駆動装置に対して、共通に適用可能である。   In the present embodiment, as a preferred configuration example, DC voltage generation unit 10 # of the motor drive system includes buck-boost converter 12 so that the input voltage (system voltage VH) to inverter 14 can be variably controlled. showed that. However, in the application of the present invention, it is not essential that the inverter input voltage is variable, and even for a configuration in which the input voltage to the inverter 14 is fixed (for example, a configuration in which the step-up / down converter 12 is omitted). The present invention can be applied. That is, the present invention does not particularly limit the configuration on the input side to the inverter, and in an inverter that converts a DC voltage into an AC voltage applied to an AC motor, a rectangular wave control method based on torque feedback control and a motor current feedback The present invention can be commonly applied to various motor drive devices that are used by switching the PWM control method based on the control according to the motor operating conditions.

さらに、本実施の形態では、モータ駆動システムの負荷となる交流モータについて、磁石温度に依存したトルク変動が問題となり易い永久磁石モータを例示したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではない。すなわち、温度等の変化に依存してモータ出力特性が変化する交流モータが負荷とされる限り、本願発明を適用してトルク変動の発生防止を図ることが可能である。   Furthermore, in the present embodiment, a permanent magnet motor is illustrated as an AC motor serving as a load of the motor drive system, where torque fluctuation depending on the magnet temperature is likely to be a problem. However, the application of the present invention is limited to such a case. It is not something. That is, as long as an AC motor whose motor output characteristics change depending on changes in temperature or the like is used as a load, it is possible to prevent occurrence of torque fluctuation by applying the present invention.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。1 is an overall configuration diagram of a motor drive system according to an embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。It is a figure explaining the control system used with the motor drive system according to the embodiment of the present invention. 制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining the selection method of a control system. モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。It is a figure explaining the switching of the control system corresponding to a motor condition. 正弦波PWM制御方式および過変調PWM制御方式における制御ブロック図である。It is a control block diagram in a sine wave PWM control system and an overmodulation PWM control system. 矩形波制御方式時における制御ブロック図である。It is a control block diagram at the time of a rectangular wave control system.

符号の説明Explanation of symbols

5 アース線、6,7 電力線、10♯ 直流電圧発生部、10,13 電圧センサ、12 コンバータ(昇降圧コンバータ)、14 インバータ、15〜17 各相アーム(U相,V相,W相)、24 電流センサ、25 回転角センサ、30 制御装置、100 モータ駆動システム、200 PWM制御ブロック、210 電流指令値生成部、220 座標変換部(3相→2相)、230 回転数演算部、240 PI演算部、250 座標変換部(2相→3相)、260 PWM信号生成部、270 制御モード判定部、300 電力演算部、310 トルク推定部、320 トルク指令修正部、322,324 加算点、325 PI演算部、400 矩形波制御ブロック、410 電力演算部、420 トルク演算部、430 PI演算部、432 加算点、440 矩形波発生器、450 信号発生部、A1 低回転数域、A2 中回転数域、A3 高回転数域、B 直流電源、C0,C1 平滑コンデンサ、D1〜D8 逆並列ダイオード、id d軸電流、Idcom d軸電流指令値、iq q軸電流、Iqcom q軸電流指令値、iu,iv,iw モータ電流(U相,V相,W相)、L1 リアクトル、M1 交流モータ、Nmt モータ回転数、Pmt モータ供給電力、Q1〜Q8 電力用半導体スイッチング素子、S1〜S8 スイッチング制御信号、SR1,SR2 システムリレー、Trq トルク推定値、Trqcom トルク指令値(本来値)、Trqcom♯ トルク指令値(修正値)、Trqc トルク修正量、Vb 直流電圧(バッテリ電圧)、Vd d軸電圧指令値、VH システム電圧(インバータ入力電圧)、Vq♯ q軸電圧指令値、Vu,Vv,Vw 各相電圧指令値(U相,V相,W相)、ΔId d軸電流偏差、ΔIq q軸電流偏差、ΔTrq トルク偏差、θ ロータ回転角、φv 電圧位相(矩形波電圧)。   5 ground wire, 6, 7 power line, 10 # DC voltage generator, 10, 13 voltage sensor, 12 converter (buck-boost converter), 14 inverter, 15-17 each phase arm (U phase, V phase, W phase), 24 current sensor, 25 rotation angle sensor, 30 control device, 100 motor drive system, 200 PWM control block, 210 current command value generation unit, 220 coordinate conversion unit (3 phase → 2 phase), 230 rotation speed calculation unit, 240 PI Calculation unit, 250 coordinate conversion unit (2 phase → 3 phase), 260 PWM signal generation unit, 270 control mode determination unit, 300 power calculation unit, 310 torque estimation unit, 320 torque command correction unit, 322, 324 addition point, 325 PI calculation unit, 400 rectangular wave control block, 410 power calculation unit, 420 torque calculation unit, 430 PI calculation unit, 432 Addition point, 440 square wave generator, 450 signal generator, A1 low rotation speed range, A2 medium rotation speed range, A3 high rotation speed range, B DC power supply, C0, C1 smoothing capacitor, D1-D8 anti-parallel diode, id d-axis current, Idcom d-axis current command value, iq q-axis current, Iqcom q-axis current command value, iu, iv, iw Motor current (U phase, V phase, W phase), L1 reactor, M1 AC motor, Nmt motor Rotational speed, Pmt motor supply power, Q1-Q8 power semiconductor switching element, S1-S8 switching control signal, SR1, SR2 system relay, Trq torque estimated value, Trqcom torque command value (original value), Trqcom # torque command value ( Correction value), Trqc torque correction amount, Vb DC voltage (battery voltage), Vdd d-axis voltage command value, V H System voltage (inverter input voltage), Vq # q-axis voltage command value, Vu, Vv, Vw Phase voltage command values (U-phase, V-phase, W-phase), ΔId d-axis current deviation, ΔIq q-axis current deviation, ΔTrq Torque deviation, θ rotor rotation angle, φv voltage phase (rectangular wave voltage).

Claims (4)

直流電圧を交流モータを駆動するための交流電圧に変換するインバータを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
前記交流モータに供給されたモータ電流を検出する電流検出手段と、
前記交流モータの運転条件に応じて、前記インバータにおける電圧変換の制御方式を選択的に設定する制御方式選択手段と、
前記制御方式選択手段が前記交流モータに矩形波電圧を印加する第1の制御方式を選択した場合に、前記交流モータの出力トルクの推定演算を実行するとともに、トルク指令値および推定された出力トルクのトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御によってトルク制御を行なう第1のモータ制御手段と、
前記制御方式選択手段がベクトル制御によるパルス幅変調方式に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第2の制御方式を選択した場合に、前記モータ電流のフィードバック制御によってトルク制御を行なう第2のモータ制御手段とを備え、
前記第2のモータ制御手段は、
前記第1のモータ制御手段による前記出力トルクの推定と共通の推定演算によって、前記交流モータの出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記トルク制御におけるトルク指令値と前記トルク推定手段による推定出力トルクとの偏差に従って、前記トルク指令値を修正するトルク指令修正手段と、
前記トルク指令修正手段によって修正されたトルク指令値に従ってモータ電流指令値を生成する電流指令生成手段と、
前記電流指令生成手段による前記モータ電流指令値と、前記電流検出手段による前記モータ電流の検出値との偏差に応じて前記交流モータへの印加電圧が制御されるように、前記インバータでの電圧変換を制御するモータ電圧制御手段とを含む、モータ駆動システムの制御装置。
A motor drive system control device comprising an inverter for converting a DC voltage into an AC voltage for driving an AC motor,
Current detection means for detecting a motor current supplied to the AC motor;
Depending on the operating conditions of said AC motor, a control mode selection means for selectively setting a control method of put that voltage conversion in said inverter,
When the control method selection unit selects the first control method for applying a rectangular wave voltage to the AC motor, the control method selection unit executes an estimation calculation of the output torque of the AC motor, and also calculates a torque command value and the estimated output torque. First motor control means for performing torque control by feedback control for adjusting the phase of the rectangular wave voltage according to the torque deviation of
A second motor that performs torque control by feedback control of the motor current when the control method selection means selects a second control method for controlling the voltage applied to the AC motor according to a pulse width modulation method by vector control Control means,
The second motor control means includes
Torque estimation means for estimating the output torque of the AC motor by an estimation calculation common to the estimation of the output torque by the first motor control means ;
Torque command correcting means for correcting the torque command value according to a deviation between a torque command value in the torque control and an estimated output torque by the torque estimating means;
Current command generating means for generating a motor current command value according to the torque command value corrected by the torque command correcting means;
Voltage conversion in the inverter so that an applied voltage to the AC motor is controlled in accordance with a deviation between the motor current command value by the current command generation unit and a detection value of the motor current by the current detection unit. And a motor voltage control means for controlling the motor.
前記交流モータの回転角を検出するモータ位置検出手段をさらに備え、
前記第2のモータ制御手段は、
前記モータ位置検出手段の検出値に基づいて前記交流モータの回転数を算出する回転数演算手段と、
前記電流検出手段によって検出された前記モータ電流と、前記モータ電圧制御手段によって制御される前記交流モータへの印加電圧との積に基づいて、前記交流モータへの供給電力を算出する電力演算手段とをさらに含み、
前記トルク推定手段は、前記回転数演算手段により算出された前記交流モータの回転数と、前記電力演算手段により算出された前記交流モータへの供給電力とに基づいて、前記推定出力トルクを演算する、請求項1記載のモータ駆動システムの制御装置。
A motor position detecting means for detecting a rotation angle of the AC motor;
The second motor control means includes
A rotational speed calculation means for calculating the rotational speed of the AC motor based on a detection value of the motor position detection means;
Power calculating means for calculating power supplied to the AC motor based on the product of the motor current detected by the current detecting means and the voltage applied to the AC motor controlled by the motor voltage control means; Further including
The torque estimation means calculates the estimated output torque based on the rotation speed of the AC motor calculated by the rotation speed calculation means and the power supplied to the AC motor calculated by the power calculation means. The control device for a motor drive system according to claim 1.
前記第2の制御方式は、変調率が0〜0.61の範囲となる正弦波パルス幅変調方式と、前記変調率が0.61〜0.78の範囲となるように基本波成分が歪まされた過変調パルス幅変調方式とを含む、請求項1記載のモータ駆動システムの制御装置。 The second control method, the sinusoidal pulse width modulation scheme modulation rate is in the range of 0 to 0.61, the modulation rate is the fundamental wave component to be in the range of 0.61 to 0.78 The motor drive system control device according to claim 1, comprising a distorted overmodulation pulse width modulation method. 前記交流モータは、永久磁石を回転子に装着した永久磁石モータである、請求項1から3のいずれか1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。   The control device for a motor drive system according to any one of claims 1 to 3, wherein the AC motor is a permanent magnet motor having a permanent magnet attached to a rotor.
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8146714B2 (en) * 2006-12-14 2012-04-03 Otis Elevator Company Elevator system including regenerative drive and rescue operation circuit for normal and power failure conditions
JP5141031B2 (en) * 2007-02-09 2013-02-13 トヨタ自動車株式会社 Drive device control device and drive device control method
JP2008206338A (en) * 2007-02-21 2008-09-04 Toyota Motor Corp Drive controller of rotary electric machine and vehicle
JP2009183051A (en) * 2008-01-30 2009-08-13 Mitsubishi Electric Corp Controller of synchronous machine
JP5233427B2 (en) * 2008-06-11 2013-07-10 株式会社デンソー Rotating machine control device and rotating machine control system
JP2010119216A (en) * 2008-11-13 2010-05-27 Denso Corp Power converter
JP5412820B2 (en) * 2008-12-11 2014-02-12 日産自動車株式会社 AC motor control device and control method
JP5396906B2 (en) * 2009-02-24 2014-01-22 日産自動車株式会社 Electric motor drive control device
JP5564828B2 (en) * 2009-05-13 2014-08-06 日産自動車株式会社 AC motor control device
JP5556054B2 (en) * 2009-05-13 2014-07-23 日産自動車株式会社 AC motor control device
JP5370748B2 (en) * 2009-05-27 2013-12-18 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 Control device for motor drive device
JP5282985B2 (en) 2009-06-22 2013-09-04 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 Control device for motor drive device
JP5370769B2 (en) * 2009-11-30 2013-12-18 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 Control device for motor drive device
JP5120670B2 (en) * 2010-03-31 2013-01-16 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 Control device for motor drive device
JP5120669B2 (en) * 2010-03-31 2013-01-16 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 Control device for motor drive device
JP5190156B2 (en) 2010-07-28 2013-04-24 三菱電機株式会社 AC rotating machine control device
JP5694046B2 (en) * 2011-05-13 2015-04-01 株式会社日本自動車部品総合研究所 Control device
CN103858332B (en) 2011-08-18 2017-02-15 日立建机株式会社 Motor control device
JP5904729B2 (en) * 2011-08-18 2016-04-20 日立建機株式会社 Motor control device
US9685829B2 (en) 2012-04-23 2017-06-20 Mitsubishi Electric Corporation Permanent magnet-type rotary electric machine and vehicle drive system
JPWO2013160988A1 (en) * 2012-04-23 2015-12-21 三菱電機株式会社 Permanent magnet type rotating electric machine and vehicle drive system
CN105099239A (en) * 2014-05-06 2015-11-25 上海汽车集团股份有限公司 Inverter, automobile power supply device, and automobile apparatus
JP6873293B1 (en) * 2020-03-23 2021-05-19 三菱電機株式会社 Control device for AC rotating electric machine
CN113452297B (en) * 2021-05-24 2023-07-21 深蓝汽车科技有限公司 Electric automobile motor torque estimation method and system and vehicle

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000050686A (en) * 1998-07-29 2000-02-18 Toyota Motor Corp Drive control equipment of ac motor
JP2002199797A (en) * 2000-12-22 2002-07-12 Toyo Electric Mfg Co Ltd Motor controller
JP2002359996A (en) * 2001-05-31 2002-12-13 Toyota Motor Corp Driving controller for alternating-current motor

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3633270B2 (en) * 1998-03-26 2005-03-30 トヨタ自動車株式会社 Motor control device and motor control method

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000050686A (en) * 1998-07-29 2000-02-18 Toyota Motor Corp Drive control equipment of ac motor
JP2002199797A (en) * 2000-12-22 2002-07-12 Toyo Electric Mfg Co Ltd Motor controller
JP2002359996A (en) * 2001-05-31 2002-12-13 Toyota Motor Corp Driving controller for alternating-current motor

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