JP2012090490A

JP2012090490A - Controller for motor drive control system and vehicle installed with the same

Info

Publication number: JP2012090490A
Application number: JP2010237181A
Authority: JP
Inventors: Shinjiro Ashida; 信二郎芦田; Katashige Yamada; 堅滋山田; Masaki Kutsuna; 正樹沓名
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2010-10-22
Filing date: 2010-10-22
Publication date: 2012-05-10

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor drive control system capable of suppressing electrical current fluctuations generated due to a switching delay of a control mode when switching from square-wave control to PWM control.SOLUTION: An ECU 300 for controlling a motor drive control system 100 drives an AC motor 200 by controlling an inverter 140 by either a square-wave control mode or a PWM control mode. The ECU 300 comprises: a control mode selecting section 330; and an A/D conversion section 340 that A-D converts a motor current of the AC motor 200. The A-D conversion section 340 operates according to a faster execution cycle than an execution cycle based on an electrical angle of the AC motor 200 when a rotational speed of the AC motor 200 sharply drops in the square-wave mode. The control mode selecting section 330 switches from the square-wave control mode to the PWM control mode according to occurrence of electrical current fluctuations of the motor current in the square-wave control mode.

Description

本発明は、モータ駆動制御システムの制御装置およびそれを搭載する車両に関し、より特定的には、矩形波制御およびパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御が適用される交流電動機の制御に関する。 The present invention relates to a control device for a motor drive control system and a vehicle equipped with the same, and more particularly to control of an AC motor to which rectangular wave control and pulse width modulation (PWM) control are applied.

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が一般的に採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。 In order to drive and control an AC motor using a DC power supply, a driving method using an inverter is generally employed. The inverter is switching-controlled by an inverter drive circuit. For example, a voltage switched according to PWM control is applied to the AC motor.

また、電圧利用率を向上させてモータ回転速度の高い領域で高出力を得るために、正弦波ＰＷＭ制御よりもモータ印加電圧の基本波成分が大きい変調方式による交流電動機制御として、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御が適用されている。 In addition, overmodulation PWM control is used as an AC motor control by a modulation method in which the fundamental component of the motor applied voltage is larger than that of sine wave PWM control in order to improve voltage utilization and obtain high output in a region where the motor rotation speed is high. And square wave control is applied.

このような交流電動機制御において、矩形波制御からＰＷＭ制御に制御モードを切換える際に、モータの回転速度が急激に変化した場合、モータ電流が乱れてトルク振動が生じる可能性がある。 In such AC motor control, when the control speed is switched from rectangular wave control to PWM control, if the motor rotational speed changes abruptly, the motor current may be disturbed and torque vibration may occur.

特開２００９−１１２１４０号公報（特許文献１）は、電動機の駆動制御装置において、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの際に、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチングタイミングを順次演算し、制御モードの切換え直後の電圧位相指令値を、演算により求めたスイッチングタイミングの誤差に基づいて補正することによって、矩形波制御からＰＷＭ制御への制御モード切換時のトルク振動を抑制する技術を開示する。 Japanese Patent Laid-Open No. 2009-112140 (Patent Document 1) describes, in a drive control device for an electric motor, when switching from rectangular wave control to PWM control, the switching timing of switching elements constituting an inverter is sequentially calculated, and a control mode A technique for suppressing torque oscillation at the time of control mode switching from rectangular wave control to PWM control is disclosed by correcting the voltage phase command value immediately after switching of the signal based on an error in switching timing obtained by calculation.

特開２００９−１１２１４０号公報JP 2009-112140 A 特開２０１０−１２４５６６号公報JP 2010-124666 A 特開２００６−３２００３９号公報JP 2006-320039 A

上述のように、矩形波制御モードとＰＷＭ制御モード（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御を含む）とを切換えるモータ駆動制御システムにおいては、矩形波制御はＰＷＭ制御よりも相対的に高いモータ回転速度の場合に適用される。 As described above, in the motor drive control system that switches between the rectangular wave control mode and the PWM control mode (including the sine wave PWM control and the overmodulation PWM control), the rectangular wave control has a relatively higher motor rotation than the PWM control. Applicable in case of speed.

ところが、矩形波制御を実行中に回転速度が急激に減少した場合には、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの判定が間に合わずに、低回転域まで矩形波制御が継続される場合がある。矩形波制御は、高出力が実現できる反面、ＰＷＭ制御に比べて制御応答性が劣ることが一般的に知られている。そのため、このように低回転域で矩形波制御が実行されることによって電流に乱れが生じてしまい、トルク振動のように、運転者に違和感を与えてしまうおそれがある。 However, when the rotational speed decreases rapidly during the execution of the rectangular wave control, the determination of switching from the rectangular wave control to the PWM control is not in time, and the rectangular wave control may be continued to the low rotation range. . It is generally known that the rectangular wave control can realize a high output, but is inferior in control responsiveness compared to the PWM control. For this reason, the rectangular wave control is executed in the low rotation region as described above, and thus the current is disturbed, which may cause the driver to feel uncomfortable like torque vibration.

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、モータ駆動制御システムにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの際に、制御モードの切換え遅れに起因して発生する電流乱れを抑制することである。 The present invention has been made to solve such a problem, and the object thereof is caused by a delay in switching of a control mode when switching from rectangular wave control to PWM control in a motor drive control system. It is to suppress the current disturbance generated.

本発明による制御装置は、インバータによって印加電圧を制御して交流電動機を駆動するためのモータ駆動制御システムを制御するための制御装置である。制御装置は、矩形波制御部と、パルス幅変調制御部と、制御モード選択部と、検出部とを備える。矩形波制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるように、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、インバータの制御指令を生成する。パルス幅変調制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によってインバータの制御指令を生成する。制御モード選択部は、交流電動機の動作状態に応じて、矩形波制御を用いた矩形波制御モードおよびパルス幅変調制御を用いたパルス幅変調制御モードのいずれか一方の制御モードを選択する。検出部は、交流電動機の電気角に基づいた実行周期に従って動作し、インバータおよび交流電動機の間を流れるモータ電流に関連する信号を検出する。検出部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、交流電動機の回転速度が急激に低下したときは、電気角に基づく実行周期よりも速い実行周期に従って動作する。そして、制御モード選択部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、検出部からのモータ電流に基づいて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。 The control device according to the present invention is a control device for controlling a motor drive control system for driving an AC motor by controlling an applied voltage by an inverter. The control device includes a rectangular wave control unit, a pulse width modulation control unit, a control mode selection unit, and a detection unit. The rectangular wave control unit generates a control command for the inverter according to rectangular wave control for controlling the voltage phase of the rectangular wave voltage applied to the AC motor so that the AC motor is operated according to the operation command. The pulse width modulation control unit generates an inverter control command by pulse width modulation control based on a comparison between an AC voltage command for operating the AC motor according to the operation command and a carrier wave. The control mode selection unit selects one of a rectangular wave control mode using rectangular wave control and a pulse width modulation control mode using pulse width modulation control according to the operating state of the AC motor. The detection unit operates according to an execution cycle based on the electrical angle of the AC motor, and detects a signal related to the motor current flowing between the inverter and the AC motor. The detection unit operates according to an execution cycle that is faster than the execution cycle based on the electrical angle when the rotation speed of the AC motor is rapidly reduced when the rectangular wave control mode is selected. The control mode selection unit switches the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode based on the motor current from the detection unit when the rectangular wave control mode is selected.

好ましくは、制御モード選択部は、検出部からのモータ電流の大きさが基準電流値を上回る電流乱れが発生したことに応じて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。 Preferably, the control mode selection unit switches the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode in response to occurrence of a current disturbance in which the magnitude of the motor current from the detection unit exceeds the reference current value.

好ましくは、制御装置は、回転速度の変化量の大きさがしきい値より大きく、かつ回転速度が基準速度を下回る場合に、回転速度の急激な低下が発生したことを判定する判定部をさらに備える。検出部は、判定部による判定結果に応じて、検出部の実行周期を変化させる。 Preferably, the control device further includes a determination unit that determines that a rapid decrease in the rotation speed has occurred when the magnitude of the change amount of the rotation speed is greater than the threshold value and the rotation speed is lower than the reference speed. The detection unit changes the execution cycle of the detection unit according to the determination result by the determination unit.

好ましくは、制御モード選択部は、検出部からのモータ電流の大きさが基準電流値を上回った回数が、予め定められた回数より多くなった場合に、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。 Preferably, the control mode selection unit is configured to change from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode when the number of times that the magnitude of the motor current from the detection unit exceeds the reference current value is greater than a predetermined number. Switch the control mode to.

好ましくは、モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含む。制御モード選択部は、ｑ軸電流値の大きさに基づいて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換えるか否かを判定する。 Preferably, the motor current includes a d-axis current value and a q-axis current value. The control mode selection unit determines whether to switch the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode based on the magnitude of the q-axis current value.

好ましくは、モータ電流は、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値を含む。制御モード選択部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、検出部からのモータ電流に電流乱れが発生していないときは、ｄ軸電流値とｑ軸電流値との間の位相の大きさが基準位相を下回ったことに応じて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。 Preferably, the motor current includes a d-axis current value and a q-axis current value. When the rectangular wave control mode is selected and the motor current from the detection unit is not disturbed, the control mode selection unit selects the phase between the d-axis current value and the q-axis current value. In response to the magnitude falling below the reference phase, the control mode is switched from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode.

好ましくは、モータ駆動制御システムは、モータ電流を検出するための電流検出器を含む。検出部は、電流検出器によって検出されたモータ電流のアナログ信号をデジタル信号に変換するように構成された変換部を含む。 Preferably, the motor drive control system includes a current detector for detecting the motor current. The detection unit includes a conversion unit configured to convert an analog signal of the motor current detected by the current detector into a digital signal.

本発明による車両は、駆動輪に回転力を与えるための交流電動機と、印加電圧を制御することによって交流電動機を駆動するためのインバータと、インバータを制御するための制御装置とを備える。制御装置は、矩形波制御部と、パルス幅変調制御部と、制御モード選択部と、検出部とを含む。矩形波制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるように、交流電動機に印加される矩形波電圧の電圧位相を制御する矩形波制御に従って、インバータの制御指令を生成する。パルス幅変調制御部は、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を生成する。制御モード選択部は、交流電動機の動作状態に応じて、矩形波制御を用いた矩形波制御モードおよびパルス幅変調制御を用いたパルス幅変調制御モードのいずれか一方の制御モードを選択する。検出部は、交流電動機の電気角に基づいた実行周期に従って動作し、インバータおよび交流電動機の間を流れるモータ電流に関連する信号を検出する。検出部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、交流電動機の回転速度が急激に低下したときは、電気角に基づく実行周期よりも速い実行周期に従って動作する。制御モード選択部は、矩形波制御モードが選択されている場合に、検出部からのモータ電流に基づいて、矩形波制御モードからパルス幅変調制御モードへ制御モードを切換える。 A vehicle according to the present invention includes an AC motor for applying a rotational force to drive wheels, an inverter for driving the AC motor by controlling an applied voltage, and a control device for controlling the inverter. The control device includes a rectangular wave control unit, a pulse width modulation control unit, a control mode selection unit, and a detection unit. The rectangular wave control unit generates a control command for the inverter according to rectangular wave control for controlling the voltage phase of the rectangular wave voltage applied to the AC motor so that the AC motor is operated according to the operation command. The pulse width modulation control unit generates an inverter control command by pulse width modulation control based on a comparison between an AC voltage command for operating the AC motor according to the operation command and a carrier wave. The control mode selection unit selects one of a rectangular wave control mode using rectangular wave control and a pulse width modulation control mode using pulse width modulation control according to the operating state of the AC motor. The detection unit operates according to an execution cycle based on the electrical angle of the AC motor, and detects a signal related to the motor current flowing between the inverter and the AC motor. The detection unit operates according to an execution cycle that is faster than the execution cycle based on the electrical angle when the rotation speed of the AC motor is rapidly reduced when the rectangular wave control mode is selected. The control mode selection unit switches the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode based on the motor current from the detection unit when the rectangular wave control mode is selected.

本発明によれば、モータ駆動制御システムにおいて、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換えの際に、制御モードの切換え遅れに起因して発生する電流乱れを抑制することができる。 According to the present invention, in the motor drive control system, it is possible to suppress the current disturbance caused by the control mode switching delay when switching from the rectangular wave control to the PWM control.

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。1 is an overall configuration diagram of a motor drive control system to which an AC motor control device according to an embodiment of the present invention is applied. 本実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。It is a figure which illustrates schematically the control mode of the AC motor in the motor drive system by this Embodiment. 本実施の形態による、交流電動機の動作状態と各制御モードとの対応関係を説明する図である。It is a figure explaining the correspondence of the operation state of an AC motor, and each control mode by this embodiment. 本実施の形態における交流電動機の制御装置の制御構成を示す機能ブロック図である。It is a functional block diagram which shows the control structure of the control apparatus of the alternating current motor in this Embodiment. モータ回転速度と電流サンプリングのＡ／Ｄ変換周期との関係を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the relationship between a motor rotational speed and the A / D conversion period of current sampling. 本実施の形態のＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いない比較例の場合における、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の状態を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the state at the time of the switch from rectangular wave control to PWM control in the case of the comparative example which does not use the A / D conversion period variable control of this Embodiment. 本実施の形態のＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いた場合の、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の状態を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the state at the time of the switching from rectangular wave control to PWM control at the time of using A / D conversion period variable control of this Embodiment. 本実施の形態において、ＥＣＵにおいて実行されるＡ／Ｄ変換周期可変制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。In this Embodiment, it is a flowchart for demonstrating the detail of the A / D conversion period variable control process performed in ECU. 図８のステップＳ１５０における制御モード切換処理の詳細を説明するためのフローチャートである。It is a flowchart for demonstrating the detail of the control mode switching process in step S150 of FIG.

以下において、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システム１００の全体構成図である。 (General configuration of motor control)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive control system 100 to which an AC motor control device according to an embodiment of the present invention is applied.

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０と、平滑コンデンサＣ１と、インバータ１４０と、交流電動機２００と、制御装置（以下、ＥＣＵ「Electronic Control Unit」とも称する。）３００とを備える。 Referring to FIG. 1, a motor drive control system 100 includes a DC voltage generation unit 10, a smoothing capacitor C1, an inverter 140, an AC motor 200, and a control device (hereinafter also referred to as an ECU “Electronic Control Unit”). 300.

交流電動機２００は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪２１０を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機２００は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機２００は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。 AC motor 200 generates, for example, torque for driving drive wheels 210 of an electric vehicle (referred to as a vehicle that generates vehicle driving force by electric energy such as a hybrid vehicle, an electric vehicle, and a fuel cell vehicle). This is a drive motor. Alternatively, AC electric motor 200 may be configured to have a function of a generator driven by an engine, or may be configured to have both functions of an electric motor and a generator. Furthermore, AC electric motor 200 may operate as an electric motor for the engine, and may be incorporated in a hybrid vehicle so that the engine can be started, for example. That is, in the present embodiment, the “AC motor” includes an AC drive motor, a generator, and a motor generator (motor generator).

直流電圧発生部１０は、直流電源１１０と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ２と、コンバータ１２０と、電圧センサ１５０，１７０と、電流センサ１６０とを含む。 DC voltage generation unit 10 includes a DC power supply 110, system relays SR1 and SR2, a smoothing capacitor C2, a converter 120, voltage sensors 150 and 170, and a current sensor 160.

直流電源１１０は、代表的には、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源１１０が出力する直流電圧ＶＢおよび入出力される直流電流ＩＢは、電圧センサ１５０および電流センサ１６０によってそれぞれ検知され、検出値がＥＣＵ３００へ出力される。 The DC power supply 110 is typically configured by a secondary battery such as a nickel metal hydride battery or a lithium ion battery, or a power storage device such as an electric double layer capacitor. DC voltage VB output from DC power supply 110 and DC current IB input / output are detected by voltage sensor 150 and current sensor 160, and the detected value is output to ECU 300.

システムリレーＳＲ１は直流電源１１０の正極端子および電力線ＰＬ１の間に接続され、システムリレーＳＲ２は直流電源１１０の負極端子および接地線ＮＬ１の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、ＥＣＵ３００からの制御信号ＳＥによりオン・オフが制御される。 System relay SR1 is connected between the positive terminal of DC power supply 110 and power line PL1, and system relay SR2 is connected between the negative terminal of DC power supply 110 and ground line NL1. System relays SR1 and SR2 are controlled to be turned on / off by a control signal SE from ECU 300.

コンバータ１２０は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線ＰＬ２および接地線ＮＬ１の間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、ＥＣＵ３００からのスイッチング制御信号ＰＷＣによって制御される。 Converter 120 includes a reactor L1, power semiconductor switching elements (hereinafter also simply referred to as “switching elements”) Q1, Q2, and diodes D1, D2. Switching elements Q1 and Q2 are connected in series between power line PL2 and ground line NL1. Switching elements Q1 and Q2 are turned on / off by a switching control signal PWC from ECU 300.

本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線ＰＬ１との間に接続される。 In the present embodiment, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, a power bipolar transistor, or the like can be used as the switching element. Anti-parallel diodes D1, D2 are arranged for switching elements Q1, Q2. Reactor L1 is connected between a connection node of switching elements Q1 and Q2 and power line PL1.

平滑コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ１および接地線ＮＬ１の間に接続され、電力線ＰＬ１と接地線ＮＬ１との間の電圧変動を低減する。電圧センサ１７０は、平滑コンデンサＣ２の両端に係る電圧ＶＬを検出し、その検出値をＥＣＵ３００へ出力する。 Smoothing capacitor C2 is connected between power line PL1 and ground line NL1, and reduces voltage fluctuation between power line PL1 and ground line NL1. Voltage sensor 170 detects voltage VL across smoothing capacitor C2 and outputs the detected value to ECU 300.

コンバータ１２０は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２０は、昇圧動作時には、直流電源１１０から供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４０への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行なわれる。 Converter 120 is basically controlled such that switching elements Q1 and Q2 are turned on and off in a complementary manner in each switching period. During the boosting operation, converter 120 boosts DC voltage VL supplied from DC power supply 110 to DC voltage VH (this DC voltage corresponding to the input voltage to inverter 140 is also referred to as “system voltage” hereinafter). This boosting operation is performed by supplying the electromagnetic energy accumulated in reactor L1 during the ON period of switching element Q2 to power line PL2 via switching element Q1 and antiparallel diode D1.

また、コンバータ１２０は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬ１へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作および降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。 Converter 120 steps down DC voltage VH to DC voltage VL during the step-down operation. This step-down operation is performed by supplying the electromagnetic energy stored in reactor L1 during the ON period of switching element Q1 to ground line NL1 via switching element Q2 and antiparallel diode D2. The voltage conversion ratio (the ratio of VH and VL) in these step-up and step-down operations is controlled by the on-period ratio (duty ratio) of the switching elements Q1 and Q2 in the switching period. If switching elements Q1 and Q2 are fixed to ON and OFF, respectively, VH = VL (voltage conversion ratio = 1.0) can be obtained.

平滑コンデンサＣ１は、コンバータ１２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４０へ供給する。電圧センサ１３０は、平滑コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値をＥＣＵ３００へ出力する。 Smoothing capacitor C <b> 1 smoothes the DC voltage from converter 120 and supplies the smoothed DC voltage to inverter 140. Voltage sensor 130 detects the voltage across smoothing capacitor C1, that is, system voltage VH, and outputs the detected value to ECU 300.

インバータ１４０は、電力線ＰＬ２および接地線ＮＬ１の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１４１と、Ｖ相上下アーム１４２と、Ｗ相上下アーム１４３を含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＰＬ２および接地線ＮＬ１の間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相上下アーム１４１はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含み、Ｖ相上下アーム１４２はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含み、Ｗ相上下アーム１４３はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、ＥＣＵ３００からの制御信号ＰＷＩによって制御される。 Inverter 140 includes U-phase upper and lower arms 141, V-phase upper and lower arms 142, and W-phase upper and lower arms 143 provided in parallel between power line PL2 and ground line NL1. Each phase upper and lower arm includes a switching element connected in series between power line PL2 and ground line NL1. For example, U-phase upper and lower arms 141 include switching elements Q3 and Q4, V-phase upper and lower arms 142 include switching elements Q5 and Q6, and W-phase upper and lower arms 143 include switching elements Q7 and Q8. Antiparallel diodes D3 to D8 are connected to switching elements Q3 to Q8, respectively. Switching elements Q3 to Q8 are turned on / off by a control signal PWI from ECU 300.

交流電動機２００は、代表的には３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１４１〜１４３のスイッチング素子の接続ノードに接続される。 AC motor 200 is typically a three-phase permanent magnet synchronous motor, and one end of three coils of U, V, and W phases are commonly connected to a neutral point. Furthermore, the other end of each phase coil is connected to the connection node of the switching elements of the upper and lower arms 141 to 143 of each phase.

インバータ１４０は、交流電動機２００のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ１から直流電圧が供給されるとＥＣＵ３００からの制御信号ＰＷＩに応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機２００を駆動する。また、インバータ１４０は、交流電動機２００のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、制御信号ＰＷＩに応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機２００を駆動する。これにより、交流電動機２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。 Inverter 140, when the torque command value of AC electric motor 200 is positive (Trqcom> 0), when DC voltage is supplied from smoothing capacitor C1, switching elements Q3-Q8 respond to control signal PWI from ECU 300. The AC motor 200 is driven so that a DC voltage is converted into an AC voltage by switching operation and a positive torque is output. Further, when the torque command value of AC electric motor 200 is zero (Trqcom = 0), inverter 140 converts the DC voltage to the AC voltage so that the torque becomes zero by the switching operation in response to control signal PWI. AC motor 200 is driven. As a result, AC electric motor 200 is driven to generate zero or positive torque designated by torque command value Trqcom.

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機２００のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４０は、制御信号ＰＷＩに応答したスイッチング動作により、交流電動機２００が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を、平滑コンデンサＣ１を介してコンバータ１２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。 Further, during regenerative braking of an electric vehicle equipped with motor drive control system 100, torque command value Trqcom of AC electric motor 200 is set to be negative (Trqcom <0). In this case, inverter 140 converts the AC voltage generated by AC motor 200 into a DC voltage by a switching operation in response to control signal PWI, and converts the converted DC voltage (system voltage VH) to smoothing capacitor C1. To the converter 120. The regenerative braking here refers to braking with regenerative power generation when the driver operating the electric vehicle performs a footbrake operation, or regenerative braking by turning off the accelerator pedal while driving, although the footbrake is not operated. This includes decelerating (or stopping acceleration) the vehicle while generating electricity.

電流センサ２４０は、交流電動機２００に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流をＥＣＵ３００へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４０は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。 Current sensor 240 detects motor current MCRT flowing through AC electric motor 200 and outputs the detected motor current to ECU 300. Since the sum of instantaneous values of the three-phase currents iu, iv, iw is zero, the current sensor 240 has two-phase motor currents (for example, a V-phase current iv and a W-phase current iw) as shown in FIG. It is sufficient to arrange it so as to detect.

回転角センサ（レゾルバ）２５０は、交流電動機２００の回転角θを検出し、その検出した回転角θをＥＣＵ３００へ送出する。ＥＣＵ３００では、回転角θに基づき交流電動機２００の回転速度ＭＲＴおよび角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５０については、ＥＣＵ３００にてモータ電圧や電流から回転角θを直接演算することによって、配置を省略してもよい。 Rotation angle sensor (resolver) 250 detects rotation angle θ of AC electric motor 200 and sends the detected rotation angle θ to ECU 300. ECU 300 can calculate rotational speed MRT and angular speed ω (rad / s) of AC electric motor 200 based on rotational angle θ. Note that the rotation angle sensor 250 may be omitted by directly calculating the rotation angle θ from the motor voltage or current in the ECU 300.

ＥＣＵ３００は、電子制御ユニット（制御装置）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。 The ECU 300 includes an electronic control unit (control device), and the operation of the motor drive control system 100 is performed by software processing by executing a pre-stored program by a CPU (not shown) and / or hardware processing by a dedicated electronic circuit. To control.

代表的な機能として、ＥＣＵ３００は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１５０，１７０によって検出された直流電圧ＶＢ，ＶＬ、電流センサ１６０によって検出された直流電流ＩＢ、電圧センサ１３０によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４０からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５０からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式を用いてトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを交流電動機２００が出力するように、コンバータ１２０およびインバータ１４０の動作を制御する。すなわち、ＥＣＵ３００は、コンバータ１２０およびインバータ１４０を上記のように制御するための制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩを生成して、コンバータ１２０およびインバータ１４０へ出力する。 As representative functions, the ECU 300 detects the input torque command value Trqcom, the DC voltages VB and VL detected by the voltage sensors 150 and 170, the DC current IB detected by the current sensor 160, and the voltage sensor 130. Based on system voltage VH, motor currents iv, iw from current sensor 240, rotation angle θ from rotation angle sensor 250, etc., AC motor 200 outputs torque according to torque command value Trqcom using a control method described later. Thus, the operations of converter 120 and inverter 140 are controlled. That is, ECU 300 generates control signals PWC and PWI for controlling converter 120 and inverter 140 as described above, and outputs them to converter 120 and inverter 140.

コンバータ１２０の昇圧動作時には、ＥＣＵ３００は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するように制御信号ＰＷＣを生成する。 During the boosting operation of converter 120, ECU 300 performs feedback control of system voltage VH and generates control signal PWC so that system voltage VH matches the voltage command value.

また、ＥＣＵ３００は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す回生信号ＲＧＥを外部制御装置から受けると、交流電動機２００で発電された交流電圧を直流電圧に変換するように制御信号ＰＷＩを生成してインバータ１４０へ出力する。これにより、インバータ１４０は、交流電動機２００で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２０へ供給する。そして、ＥＣＵ３００は、インバータ１４０から供給された直流電圧を降圧するように制御信号ＰＷＣを生成し、コンバータ１２０へ出力する。これにより、交流電動機２００が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源１１０に供給される。 When ECU 300 receives a regenerative signal RGE indicating that the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from an external control device, ECU 300 generates control signal PWI so as to convert the AC voltage generated by AC motor 200 into a DC voltage. And output to the inverter 140. Thereby, inverter 140 converts the AC voltage generated by AC motor 200 into a DC voltage and supplies it to converter 120. ECU 300 generates control signal PWC so as to step down the DC voltage supplied from inverter 140, and outputs it to converter 120. As a result, the AC voltage generated by AC motor 200 is converted to a DC voltage, stepped down, and supplied to DC power supply 110.

（制御モードの説明）
ＥＣＵ３００による交流電動機２００の制御についてさらに詳細に説明する。 (Description of control mode)
The control of AC electric motor 200 by ECU 300 will be described in further detail.

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機２００の制御モードを概略的に説明する図である。 FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a control mode of AC electric motor 200 in the motor drive system according to the embodiment of the present invention.

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機２００の制御、すなわち、インバータ１４０における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。 As shown in FIG. 2, in motor drive control system 100 according to the embodiment of the present invention, three control modes are switched and used for control of AC electric motor 200, that is, power conversion in inverter 140.

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機２００への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４０の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。 The sine wave PWM control is used as a general PWM control, and controls on / off of each phase upper and lower arm elements according to a voltage comparison between a sine wave voltage command and a carrier wave (typically a triangular wave). . As a result, for a set of a high level period corresponding to the on period of the upper arm element and a low level period corresponding to the on period of the lower arm element, the duty is set so that the fundamental wave component becomes a sine wave within a certain period. Is controlled. As is well known, in the sine wave PWM control in which the amplitude of the sinusoidal voltage command is limited to a range below the carrier wave amplitude, the fundamental wave of the voltage applied to the AC motor 200 (hereinafter also simply referred to as “motor applied voltage”). The component can only be increased to about 0.61 times the DC link voltage of the inverter. Hereinafter, in this specification, the ratio of the fundamental component (effective value) of the motor applied voltage (line voltage) to the DC link voltage (that is, the system voltage VH) of the inverter 140 is referred to as “modulation factor”.

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機２００に印加される線間電圧が正弦波となる。 In the sine wave PWM control, since the amplitude of the voltage command of the sine wave is within the range of the carrier wave amplitude, the line voltage applied to the AC motor 200 becomes a sine wave.

一方、矩形波制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機に印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。 On the other hand, in the rectangular wave control, one pulse of the rectangular wave with a ratio of 1: 1 between the high level period and the low level period is applied to the AC motor within the predetermined period. As a result, the modulation rate is increased to 0.78.

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機２００に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。 The overmodulation PWM control performs PWM control similar to the sine wave PWM control in a range where the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude. In particular, the fundamental wave component can be increased by distorting the voltage command from the original sine wave waveform (amplitude correction), and the modulation rate is increased from the maximum modulation rate in the sine wave PWM control mode to a range of 0.78. Can do. In overmodulation PWM control, the voltage command (sinusoidal component) has a larger amplitude than the carrier wave amplitude, so the line voltage applied to AC motor 200 is not a sine wave but a distorted voltage.

交流電動機２００では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。 In AC electric motor 200, the induced voltage increases as the rotational speed and output torque increase, so that the required drive voltage (motor required voltage) increases. The boosted voltage by the converter 120, that is, the system voltage VH needs to be set higher than this motor required voltage. On the other hand, there is a limit value (VH maximum voltage) in the boosted voltage by converter 120, that is, system voltage VH.

したがって、交流電動機２００の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、制御可能なパラメータはモータ印加電圧の位相のみとなる。矩形波制御においては、目標のトルク指令値とトルク実績値との偏差に基づいて、矩形波電圧パルスの位相を直接制御するトルクフィードバック制御を実行する場合、および、ＰＷＭ制御と同様にモータ電流のフィードバックによって、モータ印加電圧の位相を制御する場合がある。 Therefore, according to the operating state of AC electric motor 200, the amplitude and phase of motor applied voltage (AC) are controlled by feedback of motor current, PWM control mode by sine wave PWM control or overmodulation PWM control, and rectangular wave control One of the modes is selectively applied. In the rectangular wave control, since the amplitude of the motor applied voltage is fixed, the only controllable parameter is the phase of the motor applied voltage. In rectangular wave control, when executing torque feedback control that directly controls the phase of the rectangular wave voltage pulse based on the deviation between the target torque command value and the actual torque value, and in the same way as PWM control, The phase of the motor applied voltage may be controlled by feedback.

図３には、交流電動機２００の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御の適用により、交流電動機２００の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。 FIG. 3 shows a correspondence relationship between the operation state of AC electric motor 200 and the above-described control mode.
Referring to FIG. 3, schematically, sinusoidal PWM control is used in order to reduce the torque fluctuation in the low rotational speed range A1, overmodulation PWM control in the intermediate rotational speed range A2, and in the high rotational speed range A3. Square wave control is applied. In particular, the output of AC motor 200 is improved by applying overmodulation PWM control and rectangular wave control. As described above, which one of the control modes shown in FIG. 2 is used is basically determined within the range of the realizable modulation rate.

（制御装置の構成）
図４は、本実施の形態におけるＥＣＵ３００の制御構成を示す機能ブロック図である。図４で説明されるブロック図に記載された各機能ブロックは、ＥＣＵ３００によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。 (Configuration of control device)
FIG. 4 is a functional block diagram showing a control configuration of ECU 300 in the present embodiment. Each functional block described in the block diagram illustrated in FIG. 4 is realized by hardware or software processing by ECU 300.

図４を参照して、ＥＣＵ３００は、矩形波制御部３１０と、ＰＷＭ制御部３２０と、制御モード選択部３３０と、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換部３４０と、判定部３５０とを含む。なお、ＰＷＭ制御部３２０においては、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が選択的に実行される。 Referring to FIG. 4, ECU 300 includes a rectangular wave control unit 310, a PWM control unit 320, a control mode selection unit 330, an analog / digital (A / D) conversion unit 340, and a determination unit 350. In PWM control unit 320, sine wave PWM control and overmodulation PWM control are selectively executed.

判定部３５０は、回転角センサ２５０により検出された回転角θを受ける。判定部３５０は、受信した回転角θから交流電動機２００の回転速度ＭＲＴを演算するとともに、その回転速度ＭＲＴの時間的変化に基づいて、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急変したか否かを判定する。そして、判定部３５０は、その判定結果ＳＬＰをＡ／Ｄ変換部３４０へ出力する。 Determination unit 350 receives rotation angle θ detected by rotation angle sensor 250. Determination unit 350 calculates rotational speed MRT of AC electric motor 200 from received rotational angle θ, and determines whether or not rotational speed MRT of AC electric motor 200 has suddenly changed based on a temporal change in rotational speed MRT. To do. Then, the determination unit 350 outputs the determination result SLP to the A / D conversion unit 340.

Ａ／Ｄ変換部３４０は、判定部３５０からの速度急変の判定結果ＳＬＰと、電流センサ２４０によって検出されたモータ電流のアナログ値ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５０により検出された回転角のアナログ信号θとを受ける。そして、Ａ／Ｄ変換部３４０は、入力されたこれらのアナログ信号（ｉｖ，ｉｗ，θ）を、所定のＡ／Ｄ変換周期でデジタル信号（ｉｖ＊，ｉｗ＊，θ＊）に変換して、矩形波制御部３１０、ＰＷＭ制御部３２０、および制御モード選択部３３０へ出力する。 The A / D conversion unit 340 includes the determination result SLP of the sudden speed change from the determination unit 350, the analog values iv and iw of the motor current detected by the current sensor 240, and the analog of the rotation angle detected by the rotation angle sensor 250. The signal θ is received. Then, the A / D converter 340 converts these input analog signals (iv, iw, θ) into digital signals (iv *, iw *, θ *) at a predetermined A / D conversion cycle. , Output to the rectangular wave control unit 310, the PWM control unit 320, and the control mode selection unit 330.

Ａ／Ｄ変換部３４０は、通常は、交流電動機２００の所定の電気角（たとえば、６０°）ごとにＡ／Ｄ変換を実行するようなＡ／Ｄ変換周期に設定される。また、Ａ／Ｄ変換部３４０は、判定部３５０からの判定結果ＳＬＰによって、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急激に減少したことを検出すると、それに応じてＡ／Ｄ変換周期を通常より短く設定するように構成される。 A / D conversion unit 340 is normally set to an A / D conversion cycle that performs A / D conversion for each predetermined electrical angle (for example, 60 °) of AC electric motor 200. Further, when the A / D conversion unit 340 detects from the determination result SLP from the determination unit 350 that the rotational speed MRT of the AC electric motor 200 has rapidly decreased, the A / D conversion period is set shorter than usual. Configured to do.

次に、ＰＷＭ制御モードおよび矩形波制御モードにおける制御動作の概要について説明する。なお、各制御モードにおける制御の詳細については、当業者によく知られているのでここでは説明しない。 Next, the outline of the control operation in the PWM control mode and the rectangular wave control mode will be described. The details of the control in each control mode are well known to those skilled in the art and will not be described here.

まず、ＰＷＭ制御モードが選択されている場合について説明する。ＰＷＭ制御部３２０は、上位の制御装置（図示せず）からのトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊および回転角θ＊とを受ける。そして、ＰＷＭ制御部３２０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから算出されるｄ軸，ｑ軸の電流指令値と、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流検出値をｄ軸、ｑ軸に変換した電流検出値とから、電流フィードバック制御を行なうことにより、インバータ１４０に印加する電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を生成するとともに、生成した電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を制御モード選択部３３０に出力する。さらに、ＰＷＭ制御部３２０は、電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃に基づいて、インバータ１４０を駆動する制御信号ＰＷＩを生成してインバータ１４０へ出力する。 First, the case where the PWM control mode is selected will be described. PWM control unit 320 receives torque command value Trqcom from a higher-level control device (not shown), motor currents iv *, iw *, and rotation angle θ * from A / D conversion unit 340. Then, the PWM control unit 320 converts the d-axis and q-axis current command values calculated from the torque command value Trqcom and the current detection value obtained by converting the motor current detection value from the A / D conversion unit 340 into the d-axis and q-axis. By performing current feedback control from the values, voltage command values Vd # and Vq # to be applied to inverter 140 are generated, and the generated voltage command values Vd # and Vq # are output to control mode selection unit 330. Further, PWM control unit 320 generates control signal PWI for driving inverter 140 based on voltage command values Vd # and Vq # and outputs the control signal PWI to inverter 140.

また、ＰＷＭ制御部３２０において、過変調ＰＷＭ制御が選択される場合には、上記の正弦波ＰＷＭ制御に電圧振幅補正を行なう機能が追加されており、これにより電圧指令値の基本波成分を高めて、正弦波ＰＷＭ制御よりも大きな出力を発生する。 Further, when overmodulation PWM control is selected in the PWM control unit 320, a function of correcting the voltage amplitude is added to the above sine wave PWM control, thereby increasing the fundamental wave component of the voltage command value. Thus, an output larger than the sine wave PWM control is generated.

次に、矩形波制御モードが選択されている場合について説明する。矩形波制御部３１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊および回転角θ＊とを受ける。そして、矩形波制御部３１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流検出値ｉｖ＊，ｉｗ＊および現在の各相の電圧指令値から算出されるトルクとを比較してトルクフィードバック制御を行なうことにより、インバータ１４０に印加する電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を生成する。なお、矩形波制御においては、電圧指令の振幅（Ｖ＝（Ｖｄ＃²＋Ｖｑ＃²）^1/2）はシステム電圧ＶＨに対応したものに固定されるので、結果的に電圧指令の位相φｖのみが制御されるように電流，電圧指令値が生成されることになる。 Next, a case where the rectangular wave control mode is selected will be described. Rectangular wave control unit 310 receives torque command value Trqcom, motor currents iv * and iw * and rotation angle θ * from A / D conversion unit 340. Then, the rectangular wave control unit 310 compares the torque command value Trqcom with the torque calculated from the motor current detection values iv * and iw * from the A / D conversion unit 340 and the current voltage command value of each phase. By performing torque feedback control, voltage command values Vd # and Vq # applied to inverter 140 are generated. In the rectangular wave control, the amplitude (V = (Vd # ² + Vq # ² ) ^1/2 ) of the voltage command is fixed to that corresponding to the system voltage VH, and as a result, only the phase φv of the voltage command is obtained. Current and voltage command values are generated so that is controlled.

このように、矩形波制御モードの適用時には、トルクフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、ＰＷＭ制御モードではモータ印加電圧の振幅および位相が操作量となるのに対し、矩形波制御モードではモータ印加電圧の位相のみが操作量となる。このため、矩形波制御モードの適用時には、ＰＷＭ制御モードの適用時に比較して制御応答性が低下する。 Thus, when the rectangular wave control mode is applied, motor torque control can be performed by torque feedback control. However, in the PWM control mode, the amplitude and phase of the motor applied voltage are the manipulated variables, whereas in the rectangular wave control mode, only the phase of the motor applied voltage is the manipulated variable. For this reason, when the rectangular wave control mode is applied, the control responsiveness is lower than when the PWM control mode is applied.

制御モード選択部３３０は、システム電圧ＶＨと、ＰＷＭ制御部３２０からの電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃と、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊および回転角θ＊とを受ける。そして、制御モード選択部３３０は、後述するように、システム電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃とから算出される変調率に基づいてＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切換要否の判定を行なう。また、制御モード選択部３３０は、インバータ１４０から交流電動機２００に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉに基づいて、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換要否の判定を行なう。 Control mode selection unit 330 generates system voltage VH, voltage command values Vd #, Vq # from PWM control unit 320, motor currents iv *, iw * and rotation angle θ * from A / D conversion unit 340. receive. Then, as described later, the control mode selection unit 330 determines whether or not it is necessary to switch from the PWM control mode to the rectangular wave control mode based on the modulation factor calculated from the system voltage VH and the voltage command values Vd # and Vq #. Make a decision. Control mode selection unit 330 determines whether or not to switch from the rectangular wave control mode to the PWM control mode based on the AC current phase (actual current phase) φi supplied from inverter 140 to AC motor 200.

さらに、本実施の形態においては、後述するように、制御モード選択部３３０は、矩形波制御モード選択中に、Ａ／Ｄ変換部３４０からのモータ電流ｉｖ＊，ｉｗ＊に基づいて電流乱れが発生していることを検出した場合には、電流位相φｉにかかわらず強制的にＰＷＭ制御モードへ切換えを行なうように構成される。 Further, in the present embodiment, as will be described later, the control mode selection unit 330 causes the current disturbance based on the motor currents iv * and iw * from the A / D conversion unit 340 during the rectangular wave control mode selection. When occurrence is detected, it is configured to forcibly switch to the PWM control mode regardless of the current phase φi.

（矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の問題点）
図５は、Ａ／Ｄ変換部３４０の通常時における交流電動機２００の回転速度ＭＲＴとＡ／Ｄ変換周期との関係の一例を示す図である。 (Problems when switching from rectangular wave control to PWM control)
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the relationship between the rotational speed MRT of the AC motor 200 and the A / D conversion cycle when the A / D conversion unit 340 is normal.

図４および図５を参照して、上述のように、Ａ／Ｄ変換部３４０は、通常時には交流電動機２００の所定の電気角ごとにモータ電流のサンプリングおよびＡ／Ｄ変換が実行される。すなわち、図５に示すように、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが速いほどＡ／Ｄ変換周期が短く高速サンプリングが行なわれ、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが遅いほどＡ／Ｄ変換周期が長くサンプリングが低速となる。 Referring to FIGS. 4 and 5, as described above, A / D conversion unit 340 performs motor current sampling and A / D conversion for each predetermined electrical angle of AC electric motor 200 during normal operation. That is, as shown in FIG. 5, the higher the rotational speed MRT of the AC motor 200, the shorter the A / D conversion cycle, and the higher the sampling rate, and the slower the rotational speed MRT of the AC motor 200, the longer the A / D conversion cycle. Becomes slow.

矩形波制御部３１０およびＰＷＭ制御部３２０のいずれにおいても、Ａ／Ｄ変換部３４０で変換された電流検出値を用いて制御を行なっているため、Ａ／Ｄ変換周期が長くなって電流検出値のサンプリングが遅くなると、実際の電流変化に対してインバータの制御が遅れてしまうおそれがある。特に矩形波制御モードにおいては、電流フィードバック制御を行なうＰＷＭ制御モードと比較して制御応答性が劣るため、電流検出値の変化遅れによる影響がより大きくなる傾向にある。そのため、モータ電流の乱れが生じてしまうおそれがある。 Since both the rectangular wave control unit 310 and the PWM control unit 320 perform control using the current detection value converted by the A / D conversion unit 340, the A / D conversion cycle becomes longer and the current detection value is increased. If the sampling is delayed, the control of the inverter may be delayed with respect to the actual current change. In particular, in the rectangular wave control mode, the control responsiveness is inferior to that in the PWM control mode in which current feedback control is performed, so that the influence due to the delay in changing the detected current value tends to be greater. Therefore, the motor current may be disturbed.

また、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換えは、上述のように、電流位相φｉに基づいて行なわれる。そのため、モータ電流のサンプリングが遅くなると、結果的に矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換判定処理が遅くなってしまう。そうすると、制御応答性の優れたＰＷＭ制御モードへの切換えが適切に行なわれず、電流が乱れた状態が長期間継続してしまうおそれがある。 Further, switching from the rectangular wave control mode to the PWM control mode is performed based on the current phase φi as described above. Therefore, if the sampling of the motor current is delayed, the switching determination process from the rectangular wave control mode to the PWM control mode is delayed as a result. Then, the switching to the PWM control mode with excellent control response is not appropriately performed, and there is a possibility that the state where the current is disturbed continues for a long time.

そこで、本実施の形態においては、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの制御モードの切換えについて、矩形波制御モード時に交流電動機の回転速度ＭＲＴの急激な減少が発生した場合に、Ａ／Ｄ変換部のＡ／Ｄ変換周期を、交流電動機の電気角に基づく周期よりも短く設定して高速サンプリングを行なうことによって電流の検出遅れを抑制する、Ａ／Ｄ変換周期可変制御を行なう。このような構成とすることで、交流電動機の回転速度ＭＲＴの急激な減少が発生した場合であっても、ＰＷＭ制御モードへの切換えを迅速に行なうことができるので、制御の安定化を図ることが可能となる。 Therefore, in the present embodiment, when the control mode is switched from the rectangular wave control mode to the PWM control mode, when the rotational speed MRT of the AC motor rapidly decreases during the rectangular wave control mode, A / D conversion is performed. A / D conversion cycle variable control is performed in which the A / D conversion cycle of the unit is set to be shorter than the cycle based on the electrical angle of the AC motor and high-speed sampling is performed to suppress delay in detection of current. By adopting such a configuration, even when a sudden decrease in the rotational speed MRT of the AC motor occurs, switching to the PWM control mode can be performed quickly, so that control can be stabilized. Is possible.

（Ａ／Ｄ変換周期可変制御の説明）
図６および図７を用いて、本実施の形態におけるＡ／Ｄ変換周期可変制御の概要について説明する。 (Description of A / D conversion cycle variable control)
The outline of the A / D conversion cycle variable control in the present embodiment will be described with reference to FIGS. 6 and 7.

図６はＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いない比較例の場合について、および図７はＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いた場合についての、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換時の状態を説明するための図である。図６および図７においては、横軸には時間が示され、縦軸には交流電動機の回転速度ＭＲＴ、モータ電流をｄ−ｑ軸変換したときのｑ軸電流値、電流検出値のＡ／Ｄ変換タイミング、および制御モードの状態が示される。なお、図６および図７の説明においては、図１のようにモータ駆動制御システムが電動車両に用いられる場合を例として説明する。 FIG. 6 shows the state at the time of switching from the rectangular wave control to the PWM control in the case of the comparative example not using the A / D conversion cycle variable control, and FIG. 7 in the case of using the A / D conversion cycle variable control. It is a figure for demonstrating. 6 and 7, the horizontal axis represents time, the vertical axis represents the rotational speed MRT of the AC motor, the q-axis current value when the motor current is converted to dq axes, and the A / of the current detection value. The D conversion timing and the state of the control mode are shown. In the description of FIGS. 6 and 7, the case where the motor drive control system is used in an electric vehicle as shown in FIG. 1 will be described as an example.

図６を参照して、時刻ｔ１までは、交流電動機は、矩形波制御モードでほぼ一定の回転速度で回転している。そして、時刻ｔ１において、車両の駆動輪のスリップが発生し、交流電動機の回転速度ＭＲＴが急激に増加する。 Referring to FIG. 6, until time t1, the AC motor is rotating at a substantially constant rotation speed in the rectangular wave control mode. Then, at time t1, the drive wheel slip of the vehicle occurs, and the rotational speed MRT of the AC motor increases rapidly.

Ａ／Ｄ変換は、上述のように、交流電動機の所定の電気角ごとに実行されるため、スリップが発生している時刻ｔ１から時刻ｔ２の間においては、Ａ／Ｄ変換タイミングは、回転速度ＭＲＴの増加に伴って周期が短くなる。この期間は、モータ電流を高速にサンプリングできるので、インバータの制御がモータ電流の変化に適切に追従することができる。そのため、電流の乱れは生じにくい。 As described above, A / D conversion is executed for each predetermined electrical angle of the AC motor. Therefore, between time t1 and time t2 when slip occurs, the A / D conversion timing is the rotational speed. The cycle becomes shorter as the MRT increases. During this period, since the motor current can be sampled at high speed, the control of the inverter can appropriately follow the change in the motor current. Therefore, current disturbance is unlikely to occur.

その後、時刻ｔ２において駆動輪が路面に接地してグリップ状態となると、回転速度ＭＲＴが急激に減少する。このときには、回転速度ＭＲＴの低下に伴って、Ａ／Ｄ変換周期が長くなる。そうすると、モータの電流変化の検出が遅れることによってインバータの制御も遅れてしまい、電流乱れが生じる。 Thereafter, when the driving wheel comes into contact with the road surface at time t2 and enters a grip state, the rotational speed MRT rapidly decreases. At this time, the A / D conversion cycle becomes longer as the rotational speed MRT decreases. Then, the detection of the current change of the motor is delayed, so that the control of the inverter is also delayed, and current disturbance occurs.

本来であれば、回転速度ＭＲＴが低下しているために、より制御応答性のよいＰＷＭ制御モードへ切換えることが望ましい。しかしながら、Ａ／Ｄ変換周期が遅くかつ乱れた状態の電流値が検出されるので、制御モードの切換判定処理が適切に行なわれずにＰＷＭ制御モードへの切換えが遅れてしまう。その結果、電流乱れの期間が長くなってしまう。 Originally, since the rotational speed MRT has decreased, it is desirable to switch to a PWM control mode with better control response. However, since the current value in a state where the A / D conversion cycle is slow and disturbed is detected, the control mode switching determination process is not appropriately performed, and switching to the PWM control mode is delayed. As a result, the period of current disturbance becomes long.

一方、図７を参照して、本実施の形態のＡ／Ｄ変換周期可変制御を用いた場合には、時刻ｔ１２において、駆動輪がグリップ状態になり、回転速度の急激な減少が検出されると、それに応答してＡ／Ｄ変換周期が短くされ、高速でモータ電流がサンプリングされる。これによって、モータ電流の検出遅れを抑制し、電流乱れの発生を適切に検出することができる。そして、この電流乱れが発生したことを検出したことに基づいて、矩形波制御モードから制御応答性のよいＰＷＭ制御モードへ切換えることによって、電流乱れを速やかに解消することが可能となる。 On the other hand, referring to FIG. 7, when the A / D conversion cycle variable control of the present embodiment is used, at time t12, the driving wheel enters the grip state, and a rapid decrease in the rotational speed is detected. In response, the A / D conversion cycle is shortened, and the motor current is sampled at high speed. Thereby, it is possible to suppress the detection delay of the motor current and appropriately detect the occurrence of the current disturbance. Then, based on the detection of the occurrence of this current disturbance, the current disturbance can be quickly eliminated by switching from the rectangular wave control mode to the PWM control mode with good control response.

図８は、本実施の形態において、ＥＣＵ３００において実行されるＡ／Ｄ変換周期可変制御処理の詳細を説明するためのフローチャートである。図８および後述する図９に示すフローチャート中の各ステップについては、ＥＣＵ３００に予め格納されたプログラムを所定周期で実行することによって実現される。あるいは、一部のステップについては、専用のハードウェア（電子回路）を構築して処理を実現することも可能である。 FIG. 8 is a flowchart for illustrating details of the A / D conversion cycle variable control process executed in ECU 300 in the present embodiment. Each step in the flowchart shown in FIG. 8 and FIG. 9 described later is realized by executing a program stored in advance in ECU 300 at a predetermined cycle. Alternatively, for some steps, it is also possible to construct dedicated hardware (electronic circuit) and realize processing.

図４および図８を参照して、ＥＣＵ３００は、ステップ（以下、ステップをＳと略す。）１００にて、Ａ／Ｄ変換周期変更条件が成立したか否かを判定する。具体的には、制御モードが矩形波制御モードであり、かつ交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急激に減速したか否かを判定する。交流電動機２００の回転速度ＭＲＴが急激に減速したか否かについては、一定期間あたりの回転速度ＭＲＴの変化量（ΔＭＲＴ）の大きさがしきい値αより大きく（｜ΔＭＲＴ｜＞α）、かつ現在の回転速度ＭＲＴが基準値βより小さいか（ＭＲＴ＜β）によって判定する。 Referring to FIGS. 4 and 8, ECU 300 determines in step (hereinafter, step is abbreviated as S) 100 whether or not an A / D conversion cycle changing condition is satisfied. Specifically, it is determined whether or not the control mode is a rectangular wave control mode and the rotational speed MRT of AC electric motor 200 has rapidly decelerated. As to whether or not the rotational speed MRT of AC motor 200 has suddenly decreased, the amount of change (ΔMRT) in rotational speed MRT per fixed period is greater than threshold value α (| ΔMRT |> α) and Whether the rotational speed MRT is smaller than the reference value β (MRT <β) is determined.

Ａ／Ｄ変換周期変更条件が成立していない場合（Ｓ１００にてＮＯ）は、処理がＳ１１５に進められて、ＥＣＵ３００は、Ａ／Ｄ変換部３４０におけるＡ／Ｄ変換周期を、通常時のＡ／Ｄ変換周期Ｔｄに設定し、処理をＳ１２０に進める。なお、通常時のＡ／Ｄ変換周期Ｔｄは、上述のように交流電動機２００の所定の電気角によって定められ、回転速度ＭＲＴに従って変化する。 If the A / D conversion cycle changing condition is not satisfied (NO in S100), the process proceeds to S115, and ECU 300 sets the A / D conversion cycle in A / D conversion unit 340 to the normal A / D conversion cycle Td is set, and the process proceeds to S120. Note that the normal A / D conversion cycle Td is determined by the predetermined electrical angle of the AC motor 200 as described above, and changes according to the rotational speed MRT.

Ａ／Ｄ変換周期変更条件が成立した場合（Ｓ１００にてＹＥＳ）は、処理がＳ１１０に進められる。Ｓ１１０においては、ＥＣＵ３００は、Ａ／Ｄ変換部３４０におけるＡ／Ｄ変換周期を、現在の回転速度ＭＲＴにおける通常時の周期よりも短いＡ／Ｄ変換周期Ｔｈに設定する。たとえば、Ａ／Ｄ変換周期Ｔｈは通常時のＡ／Ｄ変換周期Ｔｄの１／１０に設定され（Ｔｈ＝Ｔｄ／１０）、Ｔｄ＝１ｍｓｅｃのときにＴｈ＝１００μｓｅｃに設定される。あるいは、Ａ／Ｄ変換周期Ｔｈは、十分に短い固定値に設定されてもよい。その後、処理がＳ１２０に進められる。 If the A / D conversion cycle changing condition is satisfied (YES in S100), the process proceeds to S110. In S110, the ECU 300 sets the A / D conversion cycle in the A / D conversion unit 340 to an A / D conversion cycle Th shorter than the normal cycle at the current rotation speed MRT. For example, the A / D conversion cycle Th is set to 1/10 of the normal A / D conversion cycle Td (Th = Td / 10), and Th = 100 μsec when Td = 1 msec. Alternatively, the A / D conversion cycle Th may be set to a sufficiently short fixed value. Thereafter, the process proceeds to S120.

Ｓ１２０にて、ＥＣＵ３００は、Ｓ１１０またはＳ１１５で設定されたＡ／Ｄ変換周期で電流センサ２４０からの電流検出値をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を実行する。 In S120, ECU 300 performs A / D conversion by sampling the current detection value from current sensor 240 in the A / D conversion cycle set in S110 or S115.

Ｓ１３０にて、ＥＣＵ３００は、制御モード選択部３３０において、Ａ／Ｄ変換処理された電流検出値の大きさに基づいて、電流乱れが発生したか否かを判定する。ここで、電流乱れが発生したか否かについては、電流検出値の大きさが予め定められた電流基準値を所定回数上回った場合に、電流乱れが発生したと判定される。なお、ここで用いる電流検出値は、交流電動機２００の３相電流（ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊）の大きさを用いてもよいが、この３相電流を３軸−２軸変換したときの主回路成分を表わすｑ軸電流の大きさを用いるほうがより好適である。また、電流乱れの判定における、基準電流値を上回る回数については、１を含む任意の回数を選択することができる。 In S <b> 130, ECU 300 determines whether or not current disturbance has occurred in control mode selection unit 330 based on the magnitude of the current detection value subjected to the A / D conversion process. Here, as to whether or not current disturbance has occurred, it is determined that current disturbance has occurred when the magnitude of the current detection value exceeds a predetermined current reference value a predetermined number of times. The current detection value used here may be the magnitude of the three-phase current (iu *, iv *, iw *) of the AC motor 200, but when the three-phase current is converted into three axes and two axes. It is more preferable to use the magnitude of the q-axis current that represents the main circuit component. In addition, any number of times including 1 can be selected for the number of times exceeding the reference current value in the determination of current disturbance.

電流乱れが発生した場合（Ｓ１３０にてＹＥＳ）は、処理がＳ１４０に進められ、ＥＣＵ３００は、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換フラグＦＬＧをオンに設定して、処理をＳ１５０に進める。 If current disturbance has occurred (YES in S130), the process proceeds to S140, and ECU 300 sets the switching flag FLG from the rectangular wave control mode to the PWM control mode to ON, and the process proceeds to S150.

電流乱れが発生していない場合（Ｓ１３０にてＮＯ）は、処理がＳ１４５に進められ、ＥＣＵ３００は、切換フラグＦＬＧをオフに設定して、処理をＳ１５０に進める。 If current disturbance has not occurred (NO in S130), the process proceeds to S145, ECU 300 sets switching flag FLG to OFF, and the process proceeds to S150.

そして、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５０にて、切換フラグＦＬＧを参照しつつ制御モードの切換処理を実行する。 In step S150, ECU 300 executes control mode switching processing while referring to switching flag FLG.

次に、ステップＳ１５０における制御モード切換処理の詳細を、図９を用いて説明する。 Next, details of the control mode switching process in step S150 will be described with reference to FIG.

図４および図９を参照して、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５１にて、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるか否かを判定する。そして、ＥＣＵ３００は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１５１にてＹＥＳ）には、Ｓ１５２にて、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃、およびシステム電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４０の入力電圧ＶＨを、交流電動機２００へのモータ印加電圧に変換する際の変調率を演算する。 Referring to FIGS. 4 and 9, ECU 300 determines in S151 whether or not the current control mode is the PWM control mode. When the current control mode is the PWM control mode (YES in S151), ECU 300 in S152, based on voltage command values Vd #, Vq # and system voltage VH according to the PWM control mode, A modulation factor when the input voltage VH of the inverter 140 is converted into a motor applied voltage to the AC motor 200 is calculated.

たとえば、変調率ＦＭは下記（１）式によって算出される。
ＦＭ＝（Ｖｄ＃²＋Ｖｑ＃²）^1/2／ＶＨ …（１）
そして、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５３にて、Ｓ１５２で求めた変調率が０．７８以上であるか否かを判定する。変調率≧０．７８のとき（Ｓ１５３にてＹＥＳ）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、ＥＣＵ３００は、処理をＳ１５８に進めて、矩形波制御モードを選択する。 For example, the modulation factor FM is calculated by the following equation (1).
FM = (Vd # ² + Vq # ² ) ^1/2 / VH (1)
In S153, ECU 300 determines whether or not the modulation factor obtained in S152 is 0.78 or more. When the modulation factor ≧ 0.78 (YES in S153), since an appropriate AC voltage cannot be generated in the PWM control mode, ECU 300 advances the process to S158 and selects the rectangular wave control mode. .

Ｓ１５２で求めた変調率が０．７８未満である場合（Ｓ１５３にてＮＯ）は、ＥＣＵ３００は、Ｓ１５４にて、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。 If the modulation factor obtained in S152 is less than 0.78 (NO in S153), ECU 300 continuously selects the PWM control mode in S154.

一方、ＥＣＵ３００は、現在の制御モードが矩形波制御モードである場合（Ｓ１５１にてＮＯ）は、矩形波制御部３１０は、Ｓ１５６にて、図８のフローチャートで設定した切換フラグＦＬＧがオンに設定されているか否かを判定する。 On the other hand, when current control mode is rectangular wave control mode (NO in S151), ECU 300 causes rectangular wave control unit 310 to set switching flag FLG set in the flowchart of FIG. 8 to ON in S156. It is determined whether or not it has been done.

切換フラグＦＬＧがオンの場合（Ｓ１５６にてＹＥＳ）、すなわち、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴの急激な減速に起因した電流乱れが発生したと判定された場合は、処理がＳ１５４に進められ、ＥＣＵ３００は、電流位相φｉの大きさにかかわらず強制的にＰＷＭ制御モードへの切換えを実行する。 If switching flag FLG is on (YES in S156), that is, if it is determined that current disturbance has occurred due to rapid deceleration of rotation speed MRT of AC electric motor 200, the process proceeds to S154, and ECU 300 Forcibly switches to the PWM control mode regardless of the magnitude of the current phase φi.

切換フラグＦＬＧがオフの場合（Ｓ１５６にてＹＥＳ）、すなわち、交流電動機２００の回転速度ＭＲＴの急激な減速に起因した電流乱れが発生していないと判定された場合は、処理がＳ１５７に進められる。Ｓ１５７においては、ＥＣＵ３００は、矩形波制御部３１０の電流位相φｉの絶対値が、所定の基準位相φ０の絶対値より小さいか否かを判定する。なお、基準位相φ０は、交流電動機２００の力行時および回生時で異なる値に設定されてもよい。 If switching flag FLG is off (YES in S156), that is, if it is determined that no current disturbance has occurred due to rapid deceleration of rotation speed MRT of AC electric motor 200, the process proceeds to S157. . In S157, ECU 300 determines whether or not the absolute value of current phase φi of rectangular wave control unit 310 is smaller than the absolute value of predetermined reference phase φ0. Reference phase φ0 may be set to a different value when AC motor 200 is powered and regenerated.

電流位相φｉの絶対値が基準位相値φ０の絶対値より小さい場合（Ｓ１５７にてＹＥＳ）は、ＥＣＵ３００は、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換えが必要と判定し、Ｓ１５４に処理を進めてＰＷＭ制御モードを選択する。 If the absolute value of current phase φi is smaller than the absolute value of reference phase value φ0 (YES in S157), ECU 300 determines that switching from the rectangular wave control mode to the PWM control mode is necessary, and proceeds to S154. To select the PWM control mode.

一方、電流位相φｉの絶対値が、所定の基準位相値φ０の絶対値以上であるときには、Ｓ１５８に処理が進められて、ＥＣＵ３００は、矩形波制御モードを継続的に選択する。 On the other hand, when the absolute value of current phase φi is equal to or greater than the absolute value of predetermined reference phase value φ0, the process proceeds to S158, and ECU 300 continuously selects the rectangular wave control mode.

ＰＷＭ制御モードの選択時（Ｓ１５４）には、ＥＣＵ３００は、さらにＳ１５５にて、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する。この判定は、変調率ＦＭを所定のしきい値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適の変調率の理論最大値である０．６１）と比較することにより実行される。変調率がしきい値以下であるときには、正弦波ＰＷＭ制御が適用される、変調率がしきい値より大きいときには、過変調ＰＷＭ制御が適用される。 When the PWM control mode is selected (S154), ECU 300 further determines in S155 whether to apply sine wave PWM control or overmodulation PWM control. This determination is performed by comparing the modulation factor FM with a predetermined threshold value (for example, 0.61 which is the theoretical maximum value of the modulation factor suitable for sinusoidal PWM control). When the modulation rate is equal to or lower than the threshold value, sine wave PWM control is applied. When the modulation rate is higher than the threshold value, overmodulation PWM control is applied.

以上のように図８および図９の処理に従って制御を行なうことによって、矩形波制御モードにおいて、交流電動機の回転速度が急激に減少した際に、モータ電流のＡ／Ｄ変換周期を通常より高速にすることによって電流乱れの発生を早期に検出するとともに、電流乱れを検出した場合には、矩形波制御モードから制御応答性の優れたＰＷＭ制御モードに速やかに切換えることができる。その結果、回転速度の急激な減少に伴う電流乱れを迅速に解消することができ、モータ駆動制御システムの制御性能を安定化することができる。 By performing control according to the processing of FIGS. 8 and 9 as described above, when the rotational speed of the AC motor is rapidly reduced in the rectangular wave control mode, the A / D conversion cycle of the motor current is made faster than usual. Thus, the occurrence of current disturbance can be detected at an early stage, and when the current disturbance is detected, the rectangular wave control mode can be promptly switched to the PWM control mode having excellent control response. As a result, the current disturbance accompanying the rapid decrease in the rotation speed can be quickly eliminated, and the control performance of the motor drive control system can be stabilized.

なお、本実施の形態における「Ａ／Ｄ変換部３４０」は、本発明の「検出部」の一例である。 The “A / D conversion unit 340” in the present embodiment is an example of the “detection unit” in the present invention.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

１０直流電圧発生部、１００モータ駆動制御システム、１１０直流電源、１２０コンバータ、１３０，１５０，１７０電圧センサ、１４０インバータ、１４１Ｕ相上下アーム、１４２Ｖ相上下アーム、１４３Ｗ相上下アーム、１６０，２４０電流センサ、２００交流電動機、２１０駆動輪、２５０回転角センサ、３００ＥＣＵ、３１０矩形波制御部、３２０ＰＷＭ制御部、３３０制御モード選択部、３４０Ａ／Ｄ変換部、３５０判定部、Ｃ１，Ｃ２平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８逆並列ダイオード、Ｌ１リアクトル、ＮＬ１接地線、ＰＬ１，ＰＬ２電力線、Ｑ１〜Ｑ８スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２システムリレー。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 DC voltage generation part, 100 Motor drive control system, 110 DC power supply, 120 Converter, 130, 150, 170 Voltage sensor, 140 Inverter, 141 U-phase upper / lower arm, 142 V-phase upper / lower arm, 143 W-phase upper / lower arm, 160, 240 current sensor, 200 AC motor, 210 drive wheel, 250 rotation angle sensor, 300 ECU, 310 rectangular wave control unit, 320 PWM control unit, 330 control mode selection unit, 340 A / D conversion unit, 350 determination unit, C1, C2 smoothing capacitor, D1-D8 antiparallel diode, L1 reactor, NL1 ground line, PL1, PL2 power line, Q1-Q8 switching element, SR1, SR2 system relay.

Claims

A control device of a motor drive control system for controlling an applied voltage by an inverter to drive an AC motor,
The controller is
A rectangular wave control unit that generates a control command for the inverter according to a rectangular wave control that controls a voltage phase of a rectangular wave voltage applied to the AC motor so as to operate the AC motor according to an operation command;
A pulse width modulation control unit that generates a control command for the inverter by pulse width modulation control based on a comparison between an AC voltage command and a carrier wave for operating the AC motor according to the operation command;
According to the operating state of the AC motor, the control mode is configured to select one of a rectangular wave control mode using the rectangular wave control and a pulse width modulation control mode using the pulse width modulation control. A control mode selector,
A detector configured to operate according to an execution cycle based on an electrical angle of the AC motor, and to detect a signal related to a motor current flowing between the inverter and the AC motor;
The detection unit operates according to an execution cycle that is faster than an execution cycle based on the electrical angle when the rotation speed of the AC motor is rapidly reduced when the rectangular wave control mode is selected,
The control mode selection unit switches the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode based on the motor current from the detection unit when the rectangular wave control mode is selected. Control device for motor drive control system.

The control mode selection unit switches the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode in response to occurrence of a current disturbance in which the magnitude of the motor current from the detection unit exceeds a reference current value. The control device of the motor drive control system according to claim 1, wherein the control is switched.

The controller is
A determination unit that determines that a rapid decrease in the rotation speed has occurred when the magnitude of the amount of change in the rotation speed is greater than a threshold value and the rotation speed is lower than a reference speed;
The control device of the motor drive control system according to claim 2, wherein the detection unit changes an execution cycle of the detection unit according to a determination result by the determination unit.

When the number of times that the magnitude of the motor current from the detection unit exceeds the reference current value is greater than a predetermined number, the control mode selection unit changes the pulse width from the rectangular wave control mode. The control device for a motor drive control system according to claim 2 or 3, wherein the control mode is switched to the modulation control mode.

The motor current includes a d-axis current value and a q-axis current value,
The control mode selection unit determines whether to switch the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode based on the magnitude of the q-axis current value. A control device for a motor drive control system according to claim 1.

The motor current includes a d-axis current value and a q-axis current value,
The control mode selection unit, when the rectangular wave control mode is selected, when the current disturbance is not generated in the motor current from the detection unit, the d-axis current value and the q-axis current The control of the motor drive control system according to claim 2, wherein the control mode is switched from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode in response to the magnitude of the phase between the values being lower than the reference phase. apparatus.

The motor drive control system includes a current detector for detecting the motor current,
The control device of the motor drive control system according to claim 1, wherein the detection unit includes a conversion unit configured to convert an analog signal of the motor current detected by the current detector into a digital signal.

An AC motor for applying rotational force to the drive wheels;
An inverter for driving the AC motor by controlling the applied voltage;
A control device for controlling the inverter;
The controller is
A rectangular wave control unit that generates a control command for the inverter according to a rectangular wave control that controls a voltage phase of a rectangular wave voltage applied to the AC motor so as to operate the AC motor according to an operation command;
A pulse width modulation control unit that generates a control command for the inverter by pulse width modulation control based on a comparison between an AC voltage command and a carrier wave for operating the AC motor according to the operation command;
According to the operating state of the AC motor, the control mode is configured to select one of a rectangular wave control mode using the rectangular wave control and a pulse width modulation control mode using the pulse width modulation control. A control mode selector,
A detector configured to operate according to an execution cycle based on an electrical angle of the AC motor and configured to detect a signal related to a motor current flowing between the inverter and the AC motor;
The detection unit operates according to an execution cycle that is faster than an execution cycle based on the electrical angle when the rotation speed of the AC motor is rapidly reduced when the rectangular wave control mode is selected,
The control mode selection unit switches the control mode from the rectangular wave control mode to the pulse width modulation control mode based on the motor current from the detection unit when the rectangular wave control mode is selected. vehicle.