JP6000801B2 - Motor controller, and an air conditioner using the same - Google Patents

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奥山 敦
奥山  敦
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渉 初瀬
知恵 右ノ子
知恵 右ノ子
幸二 竹田
幸二 竹田
スワパン ビスワス
スワパン ビスワス
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ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー(ホンコン)リミテッド
ジョンソンコントロールズ ヒタチ エア コンディショニング テクノロジー(ホンコン)リミテッド
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本発明は、モータ制御装置の制御方法、およびそれを用いた空気調和機に関するものである。 The present invention is a control method of the motor control device, and an air conditioner using the same thing. 特にファン用のモータに起因する音の低減に関するものである。 In particular, the present invention relates to reduction of sound due to the motor of the fan.

従来、空気調和機に使用されている小型ファンモータは、ロータとファンの共振を原因とした特定回転数で発生する騒音が問題となっていた。 Conventionally, small fan motor used in the air conditioner, the noise generated at a specific rotational speed which is caused by resonance of the rotor and the fan has been a problem. この共振による騒音の問題を解決するためロータ部に防振ゴムを設けたり、ファンのシャフト受け部に防振ゴムを設けたりして音を低減していた。 Or providing a vibration isolation rubber rotor unit to resolve the noise problem with this resonance, it has been reduced sound or providing vibration isolation rubber shaft receiving portion of the fan.
この原因の一つとしてモータの誘起電圧の歪と印加電圧との差による電流波形の歪が挙げられ、この電流波形の歪を取り除くべく種々の方法が提案されている。 Strain can be mentioned difference due to the current waveform of the strain and the applied voltage of the induced voltage of the motor as one of the causes, various methods to eliminate distortion of the current waveform is proposed.
例えば、特許文献1において、誘起電圧の歪みに起因して発生するトルクリプルを相殺する電圧を事前に誘起電圧リプルテーブルとして作成し、指令電圧に加算するという技術が開示されている。 For example, in Patent Document 1, a voltage to offset the torque ripple caused by the distortion of the induced voltage created as previously induced voltage ripple table, technology that adds the command voltage is disclosed.
また、特許文献2においては、高効率運転を実現するために、トルクと回転数のマップまたはid電流(d軸)、iq電流(q軸)の2次元座標に従い、変調方式を切り替える制御方法が開示されている。 Further, in Patent Document 2, in order to achieve high efficiency operation, the torque and the rotational speed of the map or id current (d-axis), in accordance with two-dimensional coordinates of iq current (q-axis), the control method of switching a modulation scheme It has been disclosed.

特開2008−219966号公報 JP 2008-219966 JP 特開2005−229676号公報 JP 2005-229676 JP

しかしながら、ファンとロータの共振音を下げるために防振ゴムを設ける方法は、モータやファンの構造が複雑になり、かつ原価が高くなるという問題があった。 However, a method of providing a rubber vibration isolator to reduce the fan and rotor of the resonant sound, the structure of the motor and the fan is complicated, and there is a problem that the cost becomes high.
また、特許文献1に開示された電流の正弦波化の技術では、ファンとロータの共振音は消えないことを、本発明者は実験により確認した。 In the technique sinusoidal currents disclosed in Patent Document 1, that persists fan and rotor of resonance noise, the present inventor has experimentally confirmed.
また、特許文献2に開示された変調方式を切り替える方法では、ファンとロータの共振音が消える場合と消えない場合があることを、本発明者は実験により確認した。 In the method for switching a modulation method disclosed in Patent Document 2, that there may not disappear if the fan and the rotor of the resonant sound disappears, the present inventor has experimentally confirmed.

そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、その目的とするところは、防振ゴムを設けたモータやファンでなくても、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することである。 The present invention is intended to solve such problems, a high efficiency and it is an object without a motor and fan provided with a vibration-proof rubber, which reduces the sound caused by resonance of the fan and the rotor it is to provide a motor control device.

前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。 To solve the above problems and achieve the object of the present invention was constructed as follows.
すなわち、本発明のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、3相モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する前記3相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、 固定2相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、該PWMパルス生成部が有する前記複数の変調方式を選択する変調方式選択部と、を備え、前記ベクトル制御部が得た前記3相モータの回転情報に基づ That is, the motor control apparatus of the present invention is connected to a DC power source, converts the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, an inverter for driving and controlling a three-phase motor, for rotating the load a vector control unit for calculating a voltage applied to the 3-phase motor, the high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage of the vector control unit, on the calculated applied voltage of the vector control unit a voltage adder for adding the high order components which the higher-order component generating unit is calculated, has a plurality of modulation schemes comprises a stationary two-phase modulation scheme, a pulse width controlling the inverter based on a signal of the voltage adding unit a PWM pulse generator which, based on the plurality of the modulation scheme selection section that selects a modulation scheme, wherein the 3-phase motor rotation information which the vector controller has obtained the PWM pulse generating unit has て、共振周波数成分が所定の範囲を超えた際に、前記変調方式選択部が前記複数の変調方式のいずれかを選択し、該選択された変調方式で前記PWMパルス生成部が前記インバータを制御し、前記3相モータの回転周波数の(6m+3)倍(mは正の整数)の周波数で共振する共振音を低減することを特徴とする。 Te, when the resonance frequency component exceeds a predetermined range, the modulation scheme selection section selects the one of the plurality of modulation schemes, the PWM pulse generator to control the inverter with the selected modulation scheme and, (6 m + 3) times the rotational frequency of the three-phase motor (m is a positive integer), characterized in that to reduce the resonance sound resonating at a frequency of.
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。 Also, other means will be described among the embodiments of the invention.

本発明によれば、防振ゴムを設けたモータやファンでなくても、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供できる。 According to the present invention, even without a motor and fan provided with a vibration isolating rubber can provide a highly efficient motor control apparatus capable of reducing the sound caused by resonance of the fan and the rotor.

本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と3相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。 Internal and configuration of the motor control device according to a first embodiment of the present invention, showing the relationship between the load and the DC motor controller and power source and a three-phase AC synchronous motor. 本発明の第1実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部で回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。 In a first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit to the fundamental wave of the vector control unit, is a diagram illustrating a method for adding using a rotating coordinate system with a voltage addition unit. 本発明の第1実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部23で固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。 In a first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit to the fundamental wave of the vector control unit, is a diagram illustrating a method for adding using a fixed coordinate system by the voltage adding unit 23. ファンの騒音の回転数に対する特性の一例を示す図である。 It is a diagram illustrating an example of the characteristic with respect to the rotational speed of the fan noise. モータの回転数が450min −1におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 Rotational speed of the motor is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan at 450min -1. モータの回転数が510min −1におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 Rotational speed of the motor is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan at 510min -1. モータの回転数が600min −1におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 Rotational speed of the motor is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan at 600 min -1. モータの回転数が650min −1におけるファンの騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 Rotational speed of the motor is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan at 650 min -1. 本発明の第1実施形態において、高次成分の印加式でG =3%、φ =60度、G =5%、φ =20度の場合の騒音のスペクトルの一例を示す図である。 In a first embodiment of the present invention, G 5 = 3% at an applied type high-order components, φ 5 = 60 degrees, G 7 = 5%, shows an example of a spectrum of the noise in the case of phi 7 = 20 degrees it is. 図9のスペクトルを示したときのモータ波形と、モータ電流のFFT解析を実行した波形の一例を示す図であり、(a)はモータ端子電圧の波形、(b)はモータ電流の波形、(c)はモータ電流のFFT解析を実行した波形である。 A motor waveform when showing the spectrum of FIG. 9 is a diagram showing an example of a waveform obtained by performing an FFT analysis of the motor current, (a) shows the waveform of the motor terminal voltage, (b) is a waveform of the motor current, ( c) is a waveform obtained by performing an FFT analysis of the motor current. 下固定相120度切り替え方式でモータを動作させた場合のモータ波形(電圧、電流)とモータ電流のFFT解析を実行した波形の一例を示す図であり、(a)はモータ端子電圧の波形、(b)はモータ電流の波形、(c)はモータ電流のFFT解析を実行した波形である。 Motor waveform (voltage, current) of the case of operating the motor under the stationary phase 120 degrees switching scheme and a diagram showing an example of a waveform obtained by performing an FFT analysis of the motor current, (a) shows the waveform of the motor terminal voltage, (b) the waveform of the motor current, (c) is a waveform obtained by performing an FFT analysis of the motor current. 比較例1のモータ制御装置の全体の構成を示す図である。 Is a diagram illustrating the overall configuration of a motor control device of Comparative Example 1. 誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧、(b)は印加する指令電圧、(c)はモータ電流を示している。 Induced voltage waveform is a diagram showing an outline of the waveform of the fixed coordinate system of an ideal sine wave, (a) shows the induced voltage, (b) the command voltage to be applied, and (c) shows the motor current ing. 誘起電圧波形が歪んだ場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧、(b)は印加する指令電圧、(c)はモータ電流を示している。 Is a diagram schematically illustrating the waveform of a fixed coordinate system when the induced voltage waveform is distorted, shows (a) is the induced voltage, the command voltage, (c) the motor current to be applied to (b). 誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧、(b)は印加する指令電圧、(c)はモータ電流を示している。 A diagram induced voltage waveform schematically represents a waveform of an ideal sinusoidal rotational coordinate system based on the magnetic flux of the permanent magnet in the case of, (a) shows the induced voltage, (b) the command voltage to be applied, (c) shows the motor current. 誘起電圧波形が歪んだ場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧、(b)は印加する指令電圧、(c)はモータ電流を示している。 Is a diagram schematically illustrating the waveform of a rotating coordinate system induced voltage waveform is referenced to the magnetic flux of the permanent magnet when distorted, (a) shows the induced voltage, (b) the command voltage to be applied, (c) is It shows the motor current. 誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の固定座標での概略波形を示す図であり、(a)は誘起電圧、(b)は印加する指令電圧、(c)はモータ電流を示している。 Is a diagram showing a schematic waveform of the fixed coordinates when the high-order component of the induced voltage obtained by adding the applied voltage, (a) shows the induced voltage, (b) the command voltage to be applied, and (c) shows the motor current ing. 誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の回転座標系での概略波形を示す図であり、(a)は誘起電圧、(b)は印加する指令電圧、(c)はモータ電流を示している。 Is a diagram showing a schematic waveform of a rotating coordinate system in the case where the high-order component of the induced voltage obtained by adding the applied voltage, (a) shows the induced voltage, (b) the command voltage to be applied, (c) a motor current shows. 一般的な3相変調におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase in a typical 3-phase modulation, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 2相変調方式である固定相60度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase in a two-phase modulation scheme stationary phase 60 degrees switching method is, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 2相変調方式である上固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase in the stationary phase 120 degrees switching mode on a two-phase modulation method, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 2相変調方式である下固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase under the stationary phase 120 degrees switching mode is a two-phase modulation method, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 本発明の第2実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と直流電源と3相モータとファンとの関係を示す図である。 And internal configuration of the motor control device according to a second embodiment of the present invention, is a diagram showing a relation between the DC power source and a three-phase motor and the fan with the DC motor controller. 本発明の第3実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と直流電源と3相モータとファンとの関連を示す図である。 And internal configuration of the motor control device according to a third embodiment of the present invention, showing the relationship between the DC power source and a three-phase motor and the fan with the DC motor controller. 510min −1において、5次成分の印加と、2相変調の固定相60°切替方式を実施した場合のモータ端子電圧とモータ電流の波形と、FFT解析を実行した波形を示す図であり、(a)はモータ端子電圧の波形、(b)はモータ電流の波形、(c)はモータ電流のFFT解析を実行した波形である。 In 510Min -1, a diagram illustrating the application of the fifth-order component, the waveform of the motor terminal voltage when carrying out the stationary phase 60 ° switching mode 2-phase modulation and the motor current, the waveform of executing the FFT analysis ( a) the waveform of the motor terminal voltage, (b) is a waveform of the motor current, (c) is a waveform obtained by performing an FFT analysis of the motor current. 図25のモータの測定条件時のファンの騒音スペクトルを示す図である。 Is a diagram showing the noise spectrum of the fan at the time of measurement conditions of the motor of Figure 25. 本発明の第4実施形態に係る空気調和機の構成を示す図である。 It is a diagram showing a configuration of an air conditioner according to a fourth embodiment of the present invention.

以下に本願の発明を実施するための形態(以下、「実施形態」と称す)を、図面を参照して説明する。 Mode for carrying out the present invention in the following (hereinafter, referred to as "embodiment") will be described with reference to the drawings.

(第1実施形態) (First Embodiment)
本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置を図1〜図3を参照して説明する。 The motor control device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.

[モータ制御装置の構成:その1] Configuration of Motor Control: Part 1]
図1は、本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置11の内部の構成と、このモータ制御装置11と直流電源12と3相交流同期電動機(適宜「モータ」もしくは「3相モータ」と略す)13と負荷(ファン)14との関連を示す図である。 1, the interior of the structure of the motor control device 11 according to the first embodiment of the present invention, this motor control device 11 and the DC power source 12 and the 3-phase AC synchronous motor (as "motor" or "3-phase motor" abbreviated) 13 is a diagram showing the relationship between the load (fan) 14.
図1において、モータ制御装置11は、DC−AC電力変換器であるインバータ15とインバータ15を制御する制御装置17とを備えて構成されている。 In Figure 1, the motor controller 11 is constituted by a control unit 17 for controlling the inverter 15 and the inverter 15 is a DC-AC power converter.
また、制御装置17は、PWM(Pulse Width Modulation)パルス生成部24とベクトル制御部21と高次成分生成部22と電圧加算部23とを備えて構成されている。 The control device 17 is constituted by a PWM (Pulse Width Modulation) pulse generator 24 and the vector control unit 21 and the high-order component generation unit 22 and the voltage adding unit 23.
第1実施形態のモータ制御装置11の特徴は、制御装置17に高次成分生成部22を備え、制御装置17がインバータ15をPWM制御する際に、高次成分生成部22から電圧加算部23へ誘起電圧の高次成分を加算することである。 Wherein the motor control device 11 of the first embodiment, the control device 17 includes a high-order component generation unit 22, the control device 17 when the PWM control inverter 15, a voltage addition unit 23 from the high-order component generation unit 22 it is adding the high-order component of the induced voltage to. この方法によって、モータ13と負荷であるファン14の共鳴による騒音を除去するものである。 This method is to remove the noise caused by resonance of the fan 14 is a load motor 13.
この共鳴による騒音を除去する方法を特徴とする第1実施形態のモータ制御装置11の詳細を説明する前に、モータとファンの共鳴による騒音について先に説明し、その後、あらためて、図1の第1実施形態のモータ制御装置11について詳細に説明する。 Before describing the details of the motor control apparatus 11 of the first embodiment features a method of removing noise by the resonance described above for noise caused by resonance of the motor and fan, then again, a of FIG. 1 for motor control apparatus 11 of the first embodiment will be described in detail.

<ファンの騒音について> <About the noise of the fan>
モータ13(図1)でファン14(図1)を駆動した際のファン14の発生する騒音について説明する。 Motor 13 (FIG. 1) with a fan 14 for generating to the noise of the fan 14 when driven (FIG. 1) will be described.
図4は、ファン14の騒音の回転数に対する特性の一例を示す図である。 Figure 4 is a diagram showing an example of characteristics with respect to the rotational speed of the noise of the fan 14. なお、図2、図3については、後で説明する。 Incidentally, FIG. 2, for 3, later described.
図4において、横軸は回転数[min −1 ]であり、縦軸は騒音[dB]である。 4, the horizontal axis represents the rotation speed [min -1], the vertical axis represents the noise [dB]. なお、回転数[min −1 ]とは回転数/分である。 Note that the rotation speed [min -1] is the rotational speed / minute. また、rpm(rotation per minute)に相当する。 In addition, corresponding to the rpm (rotation per minute). また、以下においては、例えば510回転数/分を510min −1とのように簡略化して表記するものとする。 In the following, for example, 510 rpm / minute shall be simplified by expressed as the 510min -1.
ファン14の騒音は、図4で、250min −1 、510min −1 、650min −1のようにファン14の特定の回転数の付近に出現している。 Fan noise 14 in FIG 4, 250min -1, 510min -1, has appeared in the vicinity of a particular rotational speed of the fan 14 as 650 min -1.
次に、これらの複数の特定の回転数における周波数スペクトルを図5〜図8に示す。 Next, the frequency spectrum in the plurality of specific rotational speed in FIGS. 5-8.

図5は、モータ13の回転数が450min −1におけるファン14の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 5, the rotational speed of the motor 13 is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan 14 in 450min -1.

図6は、モータ13の回転数が510min −1におけるファン14の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 6, the rotation speed of the motor 13 is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan 14 in 510min -1.

図7は、モータ13の回転数が600min −1におけるファン14の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 7, the rotation speed of the motor 13 is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan 14 in 600 min -1.

図8は、モータ13の回転数が650min −1におけるファン14の騒音の周波数スペクトルの一例を示す図である。 8, the rotation speed of the motor 13 is a diagram showing an example of a frequency spectrum of the noise of the fan 14 in 650 min -1.

以上の図5〜図8において、横軸は周波数[Hz]であり、縦軸は騒音[dB]を表記している。 In FIGS. 5 to 8 described above, the horizontal axis represents frequency [Hz], and the vertical axis are denoted noise [dB]. また、横軸においては、1/3オクターブ単位で測定点をとっている。 In the horizontal axis, taking a measurement point at 1/3-octave steps. したがって200Hzの測定点から3番目の測定点は400Hzであるが、測定の際の設定上の端数の蓄積から398Hzとなっている。 Thus the third measurement point from the measurement point of 200Hz is a 400 Hz, and has a 398Hz from the accumulation of fractional on settings for the measurement. 同様に794Hz、1585Hz、3162Hz、6310Hz、12589Hzは、それぞれ順に800Hz、1600Hz、3200Hz、6400Hz、12800Hzに対応するものである。 Similarly 794Hz, 1585Hz, 3162Hz, 6310Hz, 12589Hz, respectively 800Hz in order, 1600 Hz, 3200 Hz, in which 6400 Hz, corresponding to 12800Hz.

図5〜図8の周波数解析結果において、図5の450min −1と図7の600min −1とにおいては、騒音が突出した測定点はみられない。 In the frequency analysis results of FIGS. 5 to 8, in 600 min -1 Metropolitan of 450Min -1 and 7 in FIG. 5, is not observed measurement point noise is projected.
しかし、図6の510min −1においては、200Hzと316Hzに騒音が突出した測定点がある。 However, in 510Min -1 in Figure 6, there is a measurement point that noise is projected to 200Hz and 316Hz. また、図8の650min −1においては、251Hzに騒音が突出した測定点がある。 Further, in 650 min -1 in FIG. 8 is a measurement point that noise is projected to 251Hz.
このように、ファン14とモータ13の共振音は200〜300Hz付近に出現する。 Thus, the resonant sound of the fan 14 and the motor 13 is appeared in the vicinity of 200 to 300 Hz.
また、回転数510min −1を基準とすれば、モータが3相交流同期電動機であるので、モータの極数が8極であれば、モータの電気周波数は34Hz[510/{60×(2/8)}]である。 Further, if a reference rotational speed 510Min -1, since the motor is a three-phase AC synchronous motor, if the number of poles of the motor is eight poles, electrical frequency of the motor is 34Hz [510 / {60 × ( 2 / 8)}] it is. この34Hzを基本周波数として6次成分の204Hz(34×6、図6の200Hzに対応)と9次成分の306Hz(34×9、図6の316Hzに対応)付近の加振トルクにより音が発生していることがわかる。 204Hz of sixth-order component of the 34Hz as the fundamental frequency (34 × 6, corresponding to 200Hz in FIG. 6) and 9-order component of 306Hz (34 × 9, corresponding to 316Hz in FIG. 6) the sound by vibration torque around occurs it can be seen that you are.
したがって、ファン14とモータ(モータのロータ)13との共振音を消去するには、これらの高次成分への対策をとることになる。 Thus, to clear the resonant sound of the fan 14 and the motor (the rotor of the motor) 13 is made to take measures to these higher order components.

[モータ制御装置の構成:その2] Configuration of Motor Control: Part 2]
図1の本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置11の構成について、あらためて詳細に説明する。 The configuration of the motor control device 11 according to the first embodiment of the present invention of FIG. 1 will be described again in detail.

<モータ制御装置と直流電源、モータ、ファンとの関連> <DC motor controller power supply, motor, associated with fans>
前記したように、図1は、本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置11の構成と、直流電源12とモータ13とファン(負荷)14との関連を示す図である。 As described above, FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the motor control apparatus 11 according to the first embodiment of the present invention, the relationship between the DC power supply 12 and the motor 13 and the fan (load) 14.
図1において、モータ制御装置11は、直流電源12から直流電力を受けて、3相交流電力に変換する。 In Figure 1, the motor controller 11 receives the DC power from the DC power supply 12 is converted into three-phase AC power. また、モータ(3相交流同期電動機)13は、モータ制御装置11から3相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、ファン14を回転駆動させる。 The motor (3-phase AC synchronous motor) 13 is supplied with 3-phase AC power from the motor controller 11, and rotated by the drive control, the fan 14 is driven to rotate.
次に、モータ制御装置11の、詳細について説明する。 Then, the motor control device 11 will be described in detail.

<モータ制御装置> <Motor control device>
図1において、前記したように、モータ制御装置11は、直流電力を可変電圧可変周波数の3相交流電力に変換するインバータ15(電力変換器)とインバータ15を制御する制御装置17とを備えて構成されている。 In Figure 1, as described above, the motor controller 11, a control unit 17 inverter 15 (the power converter) for controlling the inverter 15 for converting DC power to three-phase AC power of variable voltage variable frequency It is configured. また、直流母線電流検出回路16をインバータ15の直流電源に備えている。 Further, a DC bus current detecting circuit 16 to the DC power source of the inverter 15.

《インバータ》 "Inverter"
また、インバータ15は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路51と、後記するPWMパルス生成部24からのPWMパルス信号17Aに基づいて電力変換主回路51のIGBT(Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn)へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ52とを備えて構成されている。 Further, inverter 15, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and the power conversion main circuit 51 which is composed of a semiconductor switching element and the antiparallel-connected diode elements, such as, the PWM pulse signal from the PWM pulse generating unit 24 described later IGBT power conversion main circuit 51 based on the 17A (Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn) is constituted by a gate driver 52 for generating a gate signal to.
IGBTが直列に接続されてレッグを構成するIGBT(Sup、Sun)は、直流電源12の間に接続され、それぞれの上アーム(Sup)と下アーム(Sup)の接続点は、U相の交流出力端子となっている。 IGBT the IGBT constituting the legs are connected in series (Sup, Sun) is connected between the DC power supply 12, a connection point between the upper arm of each (Sup) and lower arm (Sup), the AC U-phase It serves as an output terminal.

同様に直列に接続されてレッグを構成するIGBT(Svp、Svn)は、直流電源12の間に接続され、それぞれの上アーム(Svp)と下アーム(Svn)の接続点は、V相の交流出力端子となっている。 Similarly IGBT (Svp, Svn) constituting the legs are connected in series is connected between the DC power supply 12, a connection point between the upper arm of each (Svp) and lower arm (Svn), AC V-phase It serves as an output terminal.
また、直列に接続されてレッグを構成するIGBT(Swp、Swn)は、直流電源12の間に接続され、それぞれの上アーム(Swp)と下アーム(Swn)の接続点は、W相の交流出力端子となっている。 Further, IGBT (Swp, Swn) constituting the legs are connected in series is connected between the DC power supply 12, a connection point between the upper arm of each (Swp) and lower arm (Swn), AC W-phase It serves as an output terminal.
以上のIGBT(Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn)を制御装置17がゲート・ドライバ52を介して、適切に制御をすることにより、直流電源12の直流電力は、可変電圧可変周波数の3相交流電力(3相交流電圧Vu,Vv,Vw、三相交流電流Iu,Iv,Iw)が前記のU相、V相、W相の交流出力端子から出力される。 More IGBT through (Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn) controller 17 is a gate driver 52, by appropriately controlling the DC power of the DC power source 12 is a variable voltage variable frequency 3-phase AC power (three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw, three-phase AC currents Iu, Iv, Iw) has the U-phase, V-phase, output from the AC output terminal of the W-phase.

《制御装置》 "Control device"
また、制御装置17は、PWMパルス生成部24とベクトル制御部21と高次成分生成部22と電圧加算部23とを備えて構成されている。 The control device 17 is constituted by a PWM pulse generator 24 and the vector control unit 21 and the high-order component generation unit 22 and the voltage adding unit 23.
ベクトル制御部21は、直流母線電流検出回路16で検出された直流母線電流情報(適宜「相電流の情報」と表記する)16Aをもとに前記永久磁石同期モータ13への基本波印加電圧指令21Bと前記永久磁石同期モータ13のモータ回転数・位相情報21Aを算出する。 Vector control unit 21, the fundamental wave voltage command to the DC bus current detecting circuit DC bus current information detected in 16 (appropriately referred to as "information of the phase current") wherein the 16A based permanent magnet synchronous motor 13 21B and calculates the motor rotational speed and phase information 21A of the permanent magnet synchronous motor 13.
また、高次成分生成部22は、前記モータ回転数・位相情報(回転情報)21Aをもとに、前記永久磁石同期モータ13の誘起電圧の高次成分22Aを電圧加算部23へ出力する。 Further, the high-order component generation unit 22, based on the motor rotation speed and phase information (rotation information) 21A, and outputs the high-order components 22A of the induced voltage of the permanent magnet synchronous motor 13 to the voltage adding unit 23.
また、電圧加算部23は、前記の基本波印加電圧指令21Bに前記の誘起電圧の高次成分22Aを加算して印加電圧指令23Aを出力する。 The voltage addition unit 23 outputs a voltage command 23A by adding the higher order components 22A of the induced voltage to the fundamental voltage command 21B of the.

また、PWMパルス生成部24は、前記の印加電圧指令23Aと内部に有するキャリア信号を基づき、インバータ15をパルス幅制御するPWMパルス信号17Aへ変換する。 Further, the PWM pulse generator 24, based on a carrier signal having internal and application voltage command 23A above, converts the inverter 15 to the PWM pulse signal 17A which controls the pulse width.
なお、ベクトル制御部21のベクトル制御は、例えば、非特許文献1としての「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論D、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、非特許文献2としての「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論D、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」に示されている方式を用いることで実現可能である。 Note that the vector control of the vector control unit 21 is, for example, "" Study of the new vector control system of high-speed permanent magnet synchronous motor "electrokinetic theory D as Non-Patent Document 1, Vol.129 (2009) No.1 pp .36-45 "and" "for consumer electronics position sensorless permanent magnet synchronous motor simple vector control" electrokinetic theory D as non-Patent Document 2, the Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140 " It can be realized by using the method shown.

《直流母線電流検出回路》 "DC bus current detection circuit"
直流母線電流検出回路16は、直流電源12の負側の直流母線に接続され、U相、V相、W相の脈流が混載した直流母線電流I DCから相電流情報を取得する。 DC bus current detecting circuit 16 is connected to the negative side of the DC bus of the DC power source 12, U-phase, V-phase, pulsating of W phase to obtain a phase current information from the DC bus current I DC were mixed. 取得された相電流情報は、直流母線電流情報(相電流の情報)16Aとして、ベクトル制御部21へ出力される。 Phase current information obtained as the DC bus current information (information of the phase current) 16A, is output to the vector control unit 21.
なお、相電流情報の取得する方法は、例えば、特許文献3として特開2004−48886号に開示されている方式などで可能である。 Incidentally, how to obtain the phase current information, for example, it is possible such as a method disclosed in JP 2004-48886 Patent as Patent Document 3.

[高次成分生成部と電圧加算部の動作] [Operation of the high-order component generation unit and the voltage adding unit]
第1実施形態では、騒音を低減するため以下に示す誘起電圧の高次成分生成部22と電圧加算部23により、高次成分を印加する構成をとっている。 In the first embodiment, the high-order component generation unit 22 and the voltage adding unit 23 of the induced voltages indicated below to reduce noise, taking a configuration of applying a high-order component.
以下において、誘起電圧の高次成分22Aを生成する高次成分生成部22と、高次成分22Aを基本波印加電圧指令21Bへ加算する電圧加算部23の動作を、図2、図3、図17、図18を参照して説明する。 In the following, the high-order component generation unit 22 for generating a high-order components 22A of the induced voltage, the operation of the voltage adding unit 23 for adding the high-order components 22A to the fundamental wave voltage command 21B, FIGS. 2, 3, 17, will be described with reference to FIG. 18.

<高次成分の生成> <Generation of high-order components>
高次成分生成部22では、あらかじめ設定した後記する(式1)、(式2)におけるGとφの値を用いて前記モータ回転数・位相情報21Aをもとに高次成分を生成し、高次成分22Aを電圧加算部23へ出力する。 In order component generation unit 22, described later preset (equation 1) to produce a higher order components on the basis of the motor speed and phase information 21A with the value of G and φ in Equation (2), and outputs the high-order components 22A to the voltage addition unit 23.

<印加電圧への加算> <Addition to the applied voltage>
電圧加算部23では、ベクトル制御部21が出力した基本波印加電圧指令21Bと、高次成分生成部22が出力した誘起電圧の高次成分22Aとを加算し、PWMパルス生成部24へ出力する。 The voltage adding unit 23 adds the fundamental voltage command 21B to the vector control unit 21 has output, and a high-order component 22A of the induced voltage high order component generation unit 22 is outputted, and outputs the PWM pulse generator 24 .
具体的な構成としては、回転座標系での加算と、固定座標系での加算とがある。 As a specific configuration, there are a sum of a rotating coordinate system, and the addition of a fixed coordinate system. 次に、これらの方法について順に説明する。 Next will be described in order for these methods.

《回転座標系での加算》 "Addition of a rotating coordinate system"
回転座標系での加算の方式について、図2を参照して説明する。 The method of addition in the rotating coordinate system will be described with reference to FIG.
図2は、本発明の第1実施形態において、高次成分生成部22の高次成分(誘起電圧の高次成分22A)をベクトル制御部21の基本波(基本波印加電圧指令21B)へ、電圧加算部23で、回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。 2, in the first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit 22 the fundamental vector control unit 21 (higher-order components 22A of the induced voltage) (the fundamental wave voltage command 21B), voltage addition unit 23 is a diagram illustrating a method for adding using a rotating coordinate system.
図2において、ベクトル制御部21は、相電流の情報16Aに基づき、モータ回転子の磁石磁束方向(d軸)を基準とし、このd軸と直角方向(q軸)とによる回転座標系であるdq座標軸上において、基本波印加電圧指令21B(Vd 、Vq )と、モータ回転数・位相情報(回転情報)21Aを出力する。 2, the vector control unit 21 based on information 16A of the phase current, magnetic flux direction of the motor rotor and (d-axis) as a reference, is rotated coordinate system by this d axis and the direction perpendicular (q-axis) in the dq coordinate axes, the fundamental wave voltage command 21B (Vd *, Vq *) and outputs the motor speed and phase information (rotation information) 21A. なお、Vd がd軸、Vq がq軸に関わる基本波印加電圧指令21B(図1)である。 Incidentally, it is Vd * is the d-axis, Vq * are involved in the q-axis fundamental voltage command 21B (FIG. 1).

高次成分生成部22は、ベクトル制御部21からのモータ回転数・位相情報21Aに基づき、dq座標軸上における高次成分22A−d(d軸)、22A−q(q軸)を生成する。 Order component generation unit 22, based on the motor rotation speed and phase information 21A from the vector control unit 21, high order components 22A-d (d-axis) on dq coordinate axes, to produce a 22A-q (q-axis). なお、高次成分22A−d、22A−qは、図1では高次成分22Aに相当する。 Note that higher-order components 22A-d, 22A-q correspond to the high-order components 22A in FIG.
電圧加算部23は、d軸において、基本波印加電圧指令(Vd )と高次成分22A‐dを加算して、d軸の印加電圧指令23A−dを出力する。 Voltage adding unit 23, the d-axis, and adds the fundamental voltage command and (Vd *) and higher order components 22A-d, and outputs a voltage command 23A-d of d axis.
また、電圧加算部23は、q軸において、基本波印加電圧指令(Vq )と高次成分22A−qを加算して、q軸の印加電圧指令23A−qを出力する。 The voltage addition unit 23, the q-axis, by adding the higher order components 22A-q and the fundamental voltage command (Vq *), and outputs a voltage command 23A-q of the q-axis.
なお、印加電圧指令23A−d、23A−qは、図示していない変換部によってU相、V相、W相の成分に変換されて、PWMパルス生成部24(図1)に入力される。 Incidentally, voltage command 23A-d, 23A-q is, U-phase by the conversion unit, not shown, V-phase, are converted into components of W-phase, it is input to the PWM pulse generator 24 (FIG. 1).

《固定座標系での加算》 "Addition of a fixed coordinate system"
また、固定座標系での加算の方式について、図3を参照して説明する。 Further, the method of addition of the fixed coordinate system will be described with reference to FIG.
図3は、本発明の第1実施形態において、高次成分生成部22の高次成分(誘起電圧の高次成分22A)をベクトル制御部21の基本波(基本波印加電圧指令21B)へ、電圧加算部23で、固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。 3, in the first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit 22 the fundamental vector control unit 21 (higher-order components 22A of the induced voltage) (the fundamental wave voltage command 21B), voltage addition unit 23 is a diagram illustrating a method for adding using a fixed coordinate system.
図3において、ベクトル制御部21は、相電流の情報16Aに基づき、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令21B(Vu 、Vv 、Vw )と、モータ回転数・位相情報21Aとを出力する。 3, the vector control unit 21 based on information 16A of the phase current, the fundamental wave voltage command 21B of the three-phase AC fixed coordinates (Vu *, Vv *, Vw *) and the motor rotation speed and phase information and outputs the 21A.
高次成分生成部22は、ベクトル制御部21からのモータ回転数・位相情報21Aに基づき、各相の高次成分22A−U、22A−V、22A−Wを生成する。 Order component generation unit 22, based on the motor rotation speed and phase information 21A from the vector control unit 21 generates a phase of high-order components 22A-U, 22A-V, 22A-W.
電圧加算部23は、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令21B(Vu 、Vv 、Vw )と高次成分22A−U、22A−V、22A−Wを、各相(U、V、W)毎に加算して、それぞれ印加電圧指令23A−U、23A−V、23A−Wを出力する。 Voltage adding unit 23, the fundamental wave voltage command 21B of the three-phase AC fixed coordinates (Vu *, Vv *, Vw *) and the high-order component 22A-U, 22A-V, a 22A-W, each phase ( U, V, W) is added to each, respectively voltage command 23A-U, 23A-V, and outputs the 23A-W.

[6次振動の低減] [Reduction of 6-order vibration]
次に、モータ回転数の6次倍で発生するファン14とロータ(モータ13のロータ)の共振音の低減方法について説明する。 It will now be described a method of reducing fan 14 and the resonance sound of the rotor (the rotor of the motor 13) generated in the sixth-order multiples of the motor speed.
ファン14とロータ(13)による共振は、回転方向の振動に起因するものであり、モータの各相の電圧もしくは電流と座標軸が異なる。 Resonance by the fan 14 and the rotor (13) is due to the vibration in the rotational direction, the voltage or current and axes of each phase of the motor is different. モータの120度(2π/3)毎に位相の異なる3相の合成から生ずる回転磁界の座標軸の成分にファンとロータによる共振は関係する。 120-degree motor (2 [pi / 3) resonance due to the fan and rotor components of the coordinate axes of the rotating magnetic field generated from the synthesis of three different phases of the phase for each is related. したがって、3相モータ(モータ)の各相の電圧ではなく、回転座標系のdq座標系に変換して共振音の低減の対策をたてることが妥当である。 Thus, rather than each phase voltage of the three-phase motor (motor), is converted to the dq coordinate system of a rotating coordinate system is reasonable to make a countermeasure reduce resonance noise.

一般に3相モータの各相での(3m−1)次成分と(3m+1)次成分とは、dq座標系の3m次成分に変換される。 The general in each phase of the three-phase motor (3m-1) following component and (3m + 1) The following components are converted to 3m th component of the dq coordinate system. ここで、mは正の整数とする。 Here, m is a positive integer.
なお、基本波(1次成分)と(3m−1)次成分の合成の際の和の作用により3m次成分が生成される。 Incidentally, 3m-order component is generated by the action of the sum of the time of the fundamental wave (the first-order component) (3m-1) of the following component synthesis. また、基本波(1次成分)と(3m+1)次成分の合成の際の差の作用により3m次成分が生成される。 Further, 3m-order component is generated by the action of the difference in time of the fundamental wave (the first-order component) (3m + 1) of the following component synthesis.
この変換を発展させ、dq座標系、つまり回転座標系での6次成分(m=2)を消すために、3相モータの各相(U、V、W)の印加電圧に誘起電圧成分の5次成分と7次成分(m=2)を加えることを本発明者らは考案した。 This conversion evolved, dq coordinate system, i.e. to erase the sixth-order component in the rotating coordinate system (m = 2), the 3-phase motor phases (U, V, W) of the induced voltage component to the voltage applied 5-order component and the seventh-order component adding (m = 2) the present inventors have devised. 以下に説明する。 It will be described below.

<高次成分の印加式について> <For applying the formula of high-order components>
この場合に、誘起電圧1次成分E 、高次成分の印加式E 、E は、次の(式1)と(式2)と(式3)とになる。 In this case, the induced voltage primary component E 1, applied formula E 5 of the high-order component, E 7 becomes the following (Expression 1) and (Equation 2) and (Equation 3).
《1次成分の式》 "Expression of the primary ingredient"

《5次成分の印加式》 "I applied the formula of 5-order component"
各相(U、V、W)への5次成分の印加式については、以下の式となる。 Phases (U, V, W) for applying equation 5 order component to can be expressed as the following formula.

《7次成分の印加式》 "I applied the formula of the 7-order component"
また、各相(U、V、W)への7次成分の印加式については、以下の式となる。 Moreover, each phase (U, V, W) for applying formula 7-order component to can be expressed as the following formula.

この(式1)、(式2)、(式3)において、ω:モータ電気角周波数、K :誘起電圧定数、θ:位相、G :誘起電圧基本波振幅に対する5次波振幅の割合、G :誘起電圧基本波振幅に対する7次波振幅の割合、φ :基本波成分と5次成分の位相差、φ :基本波成分と7次成分の位相差である。 This (Equation 1), (Formula 2) and (Equation 3), omega: motor electrical angle frequency, K e: induced voltage constant, theta: phase, G 5: ratio of 5 order wave amplitude with respect to the induced voltage fundamental wave amplitude , G 7: 7 primary wave ratio of the amplitude with respect to the induced voltage fundamental wave amplitude, phi 5: phase difference of the fundamental wave component and fifth-order component, phi 7: is a phase difference of the fundamental wave component and the seventh-order component.
(式1)、(式2)、(式3)で表される1次成分と5次成分と7次成分をベクトル制御で用いられているdq変換することで次に示す(式4)となり、(式2)と(式3)の5次成分と7次成分は、dq座標系(トルク系)の6次成分とすることができる。 (Equation 1), (Formula 2), shown below by dq conversion primary component and fifth-order component and a seventh-order component represented by formula (3) is used in vector control (Equation 4) becomes , fifth-order component and the seventh-order component of (equation 2) and (formula 3) may be a sixth-order component of the dq coordinate system (torque system). この6次成分が加振トルクを打ち消すトルクとして作用し、回転数の6次成分の音を消すことができる。 The sixth component acts as a torque for canceling the vibration torque can mute the sixth component of the rotational speed.

《dq座標系への変換》 "Conversion to the dq coordinate system"
誘起電圧1次成分E1と高次成分E5、E7から、dq座標系のそれぞれの電圧Ed、Eqは、次の(4式)によって変換される。 From the induced voltage primary component E1 and higher component E5, E7, each of the voltage Ed of the dq coordinate system, Eq is converted by the following (Equation 4).

<各種の高次成分の低減> <Reduction of various high-order components of>
また、(式1)、(式2)は、誘起電圧の振幅に対する比率G(G 、G )と誘起電圧成分に対する位相差φ(φ 、φ )で表現しているが、Gとφを変更することによって、自在に高次成分を印加することができる。 Furthermore, (Equation 1), (Equation 2), the phase difference φ (φ 5, φ 7) for the ratio G (G 5, G 7) and the induced voltage component to the amplitude of the induced voltage it has been represented by a, G by changing the φ and, it is possible to apply a freely higher order components.

《510min −1における6次音の低減》 "Reduction of 6 Tsugion in 510min -1"
次に、510min −1における6次音を低減するための実験例を示す。 Next, an experimental example for reducing 6 Tsugion in 510min -1.
本発明者らは実験的にG 、G 、φ 、φ の値を変更し、G =3%、φ =60度、G =5%、φ =20度の場合が6次音、つまり略200Hzの騒音の低減に効果的であることを見出した。 The present inventors have experimentally G 5, G 7, φ 5 , change the value of φ 7, G 5 = 3% , φ 5 = 60 degrees, G 7 = 5%, if the phi 7 = 20 degrees There was found to be 6 Tsugion, that is effective in reducing the noise of approximately 200 Hz.
図9は、高次成分の印加式において、G =3%、φ =60度、G =5%、φ =20度の場合の騒音のスペクトルの一例を示す図である。 Figure 9 is the application type high-order components, G 5 = 3%, φ 5 = 60 degrees, G 7 = 5%, is a diagram illustrating an example of a spectrum of the noise in the case of phi 7 = 20 degrees. なお、横軸は周波数[Hz]であり、縦軸は騒音[dB]を表記している。 The horizontal axis represents frequency [Hz], and the vertical axis are denoted noise [dB]. また、横軸においては、1/3オクターブ単位で測定点をとっている。 In the horizontal axis, taking a measurement point at 1/3-octave steps.
図9において、図6で見られた200Hzの騒音の突出した測定点はなくなっている。 9, protruding measuring point noise 200Hz seen in FIG. 6 are gone. 200Hzのスペクトルはあるものの、200Hz前後のスペクトラムと大きな差はない測定結果が得られている。 Although the spectrum of 200Hz is, the measurement results have been obtained no significant difference between before and after the 200Hz spectrum. したがって、6次音(略200Hz)の低減に効果があったことを示している。 Therefore, indicating that was effective in reducing 6 Tsugion (approximately 200 Hz).

また、図10は、図9のスペクトルを示したときのモータ波形(電圧、電流)とモータ電流のFFT(Fast Fourier Transform)解析を実行した波形の一例を示す図であり、(a)はモータ端子電圧の波形、(b)はモータ電流の波形、(c)はモータ電流のFFT解析を実行した波形である。 Further, FIG. 10 is a diagram showing an example of a motor waveform (voltage, current) and FFT of the motor current (Fast Fourier Transform) waveforms that performed the analysis of the case showing the spectrum of FIG. 9, (a) is a motor waveform of the terminal voltage, and (b) is a waveform of the motor current, (c) is a waveform of executing the FFT analysis of the motor current.
また、図10(a)、(b)の横軸は時間の推移であり、縦軸はそれぞれ電圧値と電流値である。 Further, FIG. 10 (a), the a horizontal axis of the time course of (b), respectively and the vertical axis voltage and current values. また、図10(c)の横軸は周波数であり、縦軸は電流の成分の割合である。 The horizontal axis of FIG. 10 (c) is the frequency and the vertical axis represents the proportion of the component of the current.
図10(c)のFFTをみると5次成分が大きく含まれている。 See FFT the fifth order component shown in FIG. 10 (c) is contained greatly. ただし、このモータの5次成分は、ファンとは共鳴しない(ファンで減衰してしまう)ので、残っていても問題はない。 However, the fifth-order components of the motor, the fan does not resonate and therefore (attenuates a fan) be left no problem.

《250min −1における12次音の低減》 "Reduction of 12 Tsugion in 250min -1"
次に、250min −1における12次音の低減方法について説明する。 It will now be described a method of reducing 12 Tsugion in 250min -1.
図4においては、250min −1に騒音の突出点がある。 In FIG. 4, there are salient points of the noise to 250min -1. スペクトラムは図示していないが、略200Hzの騒音である。 Spectrum is not shown, but the noise of about 200Hz.
モータの極数が8極の場合には、250min −1における略200Hzの音は、モータ電気周波数で16.67Hz[250/{60×(2/8)}]に相当する。 When the motor number of poles is 8 poles, sound substantially 200Hz in 250Min -1 corresponds to 16.67Hz [250 / {60 × ( 2/8)}] In the motor electrical frequency.
したがって、12次(≒200/16.67)の高次成分に起因する騒音である。 Therefore, a noise caused by high-order components of 12-order (≒ 200 / 16.67). この12次の高次成分の低減の仕方について説明する。 The manner of reduction in 12-order high-order components is described.
6次の場合と同様に、高次成分と基本波の和と差の関係により、12次に対しては、11次と13次の高次成分を3相モータに印加する。 As with the sixth, the relationship between the sum and difference of the high-order component and the fundamental wave, 12 for the primary, applies the 11-th and 13-order high-order component in the 3-phase motor.
この12次に対しては、11次と13次の高次成分の両方、もしくはどちらか一方を印加することによって、ファン回転数の12倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。 For this 12-order, by applying both, or either 11-th and 13-order high-order component, it is possible to reduce the fan and rotor of the resonant sound of the 12 times the frequency of the fan speed it can.

《6m次の音の低減》 "Reduction of 6m following sound"
以上において、6次と12次の場合について説明した。 In the above it has been described for the case of 6-order and 12th order.
さらに、正弦波駆動をしている場合、一周期内において対称形である各相の偶数次は、消えることになる。 Furthermore, if the sine wave driving, the phases of the even-order is symmetrical within one cycle will disappear.
したがって、第1実施形態で説明した手法で効果があるのは、前記した6次、12次の他、一般にmを正の整数として6m次(mは正の整数、すなわちm=1、2、3・・・)の音の低減ができる。 Therefore, there are effects to the procedure described in the first embodiment, sixth described above, other 12-order, generally 6m following the m is a positive integer (m is a positive integer, i.e. m = 1, 2, can reduce the sound of 3 ...).

<印加するときのソフトスタート、ソフトエンド> <Soft-start, soft-end when applying>
高次成分を印加する場合の最初(スタート)と最後(エンド)の印加する手法について、説明する。 The method of application of the first (start) and last (end) in the case of applying a high-order component, is described.
高次成分生成部22において、高次成分を印加する回転数となったときは、高次成分の振幅値を0から所定の振幅まで徐々に増やす(ソフトスタート)。 In order component generating unit 22, when it becomes a rotation speed of applying a high-order component, gradually increase the amplitude of the higher order components from 0 to a predetermined amplitude (soft start). 例えば、5次と7次の成分を印加する(式1)と(式2)においては、G 、G (誘起電圧基本波振幅に対する割合)の係数を徐々に増やすことに相当する。 For example, applying a fifth-order and seventh-order component in the equation (1) and (Equation 2), G 5, G 7 corresponds to gradually increasing the coefficient (ratio induced voltage fundamental wave amplitude).
また、高次成分を印加している状態から高次成分を印加しない回転数となったときは高次成分の振幅値を所定の振幅から0まで徐々に減らす(ソフトエンド)。 The progressively reduced the amplitude value of the high order component to zero from a predetermined amplitude when it from a state in which the application of a high-order component and the rotation speed is not applied to high-order component (soft end).
この高次成分を印加するときのソフトスタート、ソフトエンドを採用することにより、高次成分の印加を開始したときと終了したときのショックがなく、安定した制御となる。 Soft start when applying the high-order component, by adopting a soft end, no shock when finished with at the start of application of the high-order component, a stable control.

<第1実施形態の効果> <Effects of the first embodiment>
図1に示した第1実施形態により6m次の高次成分を所定の位相、振幅で印加することで、モータ回転数の6m倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。 First Embodiment by 6m following higher components a predetermined phase shown in FIG. 1, by applying an amplitude, it is possible to reduce the fan and rotor of the resonant sound of 6m multiple of the frequency of the motor rotation speed.

≪比較例1≫ «Comparative Example 1 >>
次に比較例1として、電流制御器によって電流波形を正弦波状に制御する方式を、説明する。 As next comparative example 1, a method for controlling the current waveform into a sine wave by the current controller will be described. なお、この方式は、非特許文献1としての「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論D、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」等に同じ、あるいは類似の技術が開示されている。 In this method, "" Study of the new vector control system of high-speed permanent magnet synchronous motor "electrokinetic theory D, Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45" as non-patent document 1, etc. the same, or similar techniques have been disclosed.

<電流波形を正弦波状に制御する方式> <Method of controlling the current waveform into a sine wave>
まず、電流制御器によって電流波形を正弦波状に制御する方式を、図12〜図16を参照して説明する。 First, a method for controlling the current waveform into a sine wave by the current controller will be described with reference to FIGS. 12 to 16.
図12は、比較例1の全体の構成を示す図である。 Figure 12 is a diagram showing the overall structure of Comparative Example 1. なお、図1と同一の符号を付したものは、同一の機能を有するものとして重複する説明は省略する。 Incidentally, those denoted by the same reference numerals as in FIG. 1, and duplicate explanations as having the same functions is omitted.
図12が図1と異なる構成は、制御装置18がベクトル制御部21とPWMパルス生成部24(出力はPWMパルス信号18A)とによって構成されていることである。 Configuration 12 differs from that of Figure 1, the control unit 18 is vector control unit 21 and the PWM pulse generating section 24 (output PWM pulse signal 18A) is that is constituted by the. つまり、図1における高次成分生成部22と電圧加算部23が、図12には存在していない。 That is, high-order component generating unit 22 and the voltage adding unit 23 in FIG. 1 does not exist in FIG.
制御装置18では、直流母線電流情報16Aから再現した相電流情報を基にベクトル制御部21で演算を行っている。 The control device 18, which performs the calculation in the vector control unit 21 on the basis of the phase current information which reproduces from the DC bus current information 16A. すなわち、高次成分を印加しない方式である。 That is a method of not applying the high-order component.

次に、図13〜図16を参照して、誘起電圧波形と電圧・電流の関係を述べる。 Next, with reference to FIGS. 13 to 16, describes the relationship between the induced voltage waveform and the voltage and current.
図13は、誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧E1[V]、(b)は印加する指令電圧V1[V]、(c)はモータ電流I1[A]を示している。 Figure 13 is a diagram induced voltage waveform represents a schematic of the waveform of the fixed coordinate system of an ideal sine wave, (a) shows the induced voltage E1 [V], (b) the command voltage is applied V1 [V], and (c) shows the motor current I1 [a].

また、図14は、誘起電圧波形が歪んだ場合の固定座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧E1[V]、(b)は印加する指令電圧V1[V]、(c)はモータ電流I1[A]を示している。 Further, FIG. 14 is a diagram showing the outline of the waveform in the fixed coordinate system when distorted induced voltage waveform, (a) shows the induced voltage E1 [V], (b) applies command voltage V1 [V ], and (c) shows the motor current I1 [a].

また、図15は、誘起電圧波形が理想的な正弦波の場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧E[V]、(b)は印加する指令電圧V[V]、(c)はモータ電流I[A]を示している。 Further, FIG. 15, the induced voltage waveform is a diagram showing an outline of a waveform of an ideal sinusoidal rotating coordinate system where the magnetic flux of the permanent magnet as a reference in the case of, (a) shows the induced voltage E [V] shows (b) the command voltage V to be applied [V], (c) the motor current I [a].

また、図16は、誘起電圧波形が歪んだ場合の永久磁石の磁束を基準とした回転座標系での波形の概略を表す図であり、(a)は誘起電圧E[V]、(b)は印加する指令電圧V[V]、(c)はモータ電流I[A]を示している。 Further, FIG. 16 is a diagram schematically illustrating the waveform of a rotating coordinate system based on the magnetic flux of the permanent magnet when the distorted induced voltage waveform, (a) shows the induced voltage E [V], (b) the command voltage V to be applied [V], and (c) shows the motor current I [a].

また、図13〜図16の(a)、(b)、(c)の横軸は、電気角θ ν [rad]である。 Further, (a) in FIGS. 13 to 16, (b), the horizontal axis of (c), the electrical angle θ ν [rad].
また、図13、図14の(a)、(b)におけるφは、指令電圧と誘起電圧との位相差である。 Further, FIG. 13, (a) in FIG. 14, the φ in (b), the phase difference between the command voltage and the induced voltage.
また、図15、図16において、誘起電圧Ed、Eq、指令電圧Vd、Vq、モータ電流Id、Iqにおける添え字d、qは、それぞれd軸、q軸に対応するものである。 Further, in FIG. 15, FIG. 16, the induced voltage Ed, Eq, command voltages Vd, Vq, the motor current Id, subscripts in Iq d, q is, d-axis, respectively, which corresponds to the q-axis.

永久磁石同期モータの誘起電圧波形が理想的な正弦波状の場合、図13(b)、(c)に示すように、印加電圧指令の指令電圧、およびモータ電流は正弦波状の波形となり、回転座標系では図15(b)、(c)に示すように一定の値となる。 If the induced voltage waveform of a permanent magnet synchronous motor is an ideal sine wave, as shown in FIG. 13 (b), (c), the command voltage of voltage command, and the motor current is a sinusoidal waveform, the rotating coordinate 15 the system (b), a constant value as shown in (c).

しかし、図14、図16に示すように、誘起電圧波形が正弦波状から歪んだ場合(a)、これらの歪みに起因してモータ電流波形にも歪み(c)、トルクに回転数の高次成分が発生する。 However, as shown in FIGS. 14 and 16, if the induced voltage waveform is distorted from the sine wave (a), distortion in the motor current waveform due to these distortions (c), higher rotational speed torque component is generated.
トルクの高次成分がファンやモータの構造に起因する共振周波数と一致すると振動・騒音の発生となる。 High-order component of the torque is generated in the vibration and noise and coincides with the resonance frequency due to the structure of the fan and motor.
以上より、図12に示した比較例1のモータ制御装置は、振動・騒音の発生が起きる可能性の高い構成である。 From the above, the motor control device of Comparative Example 1 shown in FIG. 12 is a high probability of occurrence of vibration and noise occurs configuration.

≪比較例2≫ «Comparative Example 2 >>
次に比較例2として、誘起電圧の高次成分22Aを、そのまま基本波印加電圧指令21Bに加算する方式について、図17、図18を参照して説明する。 As next comparative example 2, the high-order components 22A of the induced voltage, for directly method for adding the fundamental voltage command 21B, will be described with reference to FIG. 17, FIG. 18. なお、比較例2を構成する回路の図示は省略する。 Although illustration of circuits included in the Comparative Example 2 will be omitted.
図17は、誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の固定座標での概略波形を示す図であり、(a)は誘起電圧[V]、(b)は印加する指令電圧[V]、(c)はモータ電流[A]を示している。 Figure 17 is a diagram schematically showing waveforms in the fixed coordinate in the case of adding the high-order component of the induced voltage in the applied voltage, (a) shows the induced voltage [V], (b) applies command voltage [V ], and (c) shows the motor current [a].
図18は、誘起電圧の高次成分を印加電圧に加算した場合の回転座標系での概略波形を示す図であり、(a)は誘起電圧[V]、(b)は印加する指令電圧[V]、(c)はモータ電流[A]を示している。 Figure 18 is a diagram schematically showing waveforms of a rotating coordinate system in a case of adding the high-order component of the induced voltage in the applied voltage, (a) shows the induced voltage [V], (b) command voltage is applied [ V], and (c) shows the motor current [a].
また、図17、図18の(a)、(b)、(c)の横軸は、電気角θ ν [rad]である。 The horizontal axis of FIG. 17, FIG. 18 (a), (b) , (c) is an electrical angle θ ν [rad].
また、図17の(a)、(b)におけるφは指令電圧と誘起電圧との位相差である。 Further, (a) in FIG. 17, a phase difference between φ is the command voltage and the induced voltage in (b).
また、図17、図18において、誘起電圧Ed、Eq、指令電圧Vd、Vq、モータ電流Id、Iqにおける添え字d、qは、それぞれd軸、q軸に対応するものである。 Further, FIG. 17, 18, the induced voltage Ed, Eq, command voltages Vd, Vq, the motor current Id, subscripts in Iq d, q is, d-axis, respectively, which corresponds to the q-axis.

比較例2では、高次成分22Aを基本波印加電圧指令21Bに加算する。 In Comparative Example 2, adding the higher order components 22A to the fundamental wave voltage command 21B. このため、図17(b)、図18(b)に示すように、印加電圧指令23Aには高次成分22Aが印加された電圧が出力される。 Therefore, FIG. 17 (b), the as shown in FIG. 18 (b), a voltage higher order components 22A is applied is output to the voltage command 23A.
この電圧の高次成分印加により、モータ電流として、図17(c)、図18(c)には電圧の高次成分印加により電流(Id、Iq)の高次成分が除去された波形が出力されている。 The higher order components to this voltage application, as the motor current, FIG. 17 (c), the FIG. 18 (c) the waveform of high-order components are removed output current (Id, Iq) by high-order components applied voltage It is.
このように高次成分の電圧を印加することにより電流に含まれる高次成分を除去することができる。 It can be removed higher order component contained in the current by applying thus the voltage of the higher-order components. そして、電流の高次成分を除去することによりトルクの高次成分も減ることになるはずである。 Then, it will become possible to reduce even-order component of the torque by removing high-order component of the current.
しかしながら、ファンとロータの共振音に関しては相電流の5次成分を低減しても消えなかった。 However, with respect to the fan and rotor of resonance noise it was not lost even by reducing the fifth order components of the phase current. したがって、単純に電圧の高次成分を印加する方式では、騒音が消去できない場合がある。 Thus, simply by the method of applying the high-order component of the voltage, there may be noise can not be erased.

また、図17(c)、図18(c)のように、モータ電流を綺麗な正弦波形としても、モータとしてのトルクは回転に関わるものであるので、相の座標と回転座標との相異により、トルクに起因するファンとロータの共振音は必ずしも消えるとは限らない。 Further, FIG. 17 (c), the as shown in FIG. 18 (c), the even motor current clean sinusoidal waveform, because the torque as a motor in which related to rotation, differences between the phases of the coordinate rotation coordinates the fan and the rotor of the resonant sound caused by the torque is not necessarily disappear. したがって、第1実施形態では、5次、7次の高次成分をさらに積極的に印加する方法をとっている。 Thus, in the first embodiment, the fifth-order, taking a method of more actively applying a 7-order high-order components.

(第2実施形態) (Second Embodiment)
本発明の第2実施形態に係るモータ制御装置を図19〜図23、図11を参照して説明する。 19 to 23 a motor control unit according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 11.
第2実施形態においては、3相交流モータのPWM制御の変調方式として、後記する固定相60度切り替え方式、または固定相120度切り替え方式を採用した場合において、発生する9次成分、さらに(6m+3)次成分(mは正の整数)のファンとモータの共鳴する騒音を低減する方法について説明する。 In the second embodiment, as a modulation system of the PWM control of the 3-phase AC motor, in the case of adopting the later stationary phase 60 degrees Switching Method or stationary phase 120 degrees switching scheme, generated 9-order component, further (6 m + 3 ) the following components (m describes a method of reducing fan and resonating noise of the motor of a positive integer).
なお、後記する固定相60度切り替え方式と、固定相120度切り替え方式とを含めて、所定の電気角において、1相の電位を固定し、他の2相を変調する方式を固定2相変調と称するものとする。 Incidentally, the stationary phase 60 degrees switching scheme described below, including the stationary phase 120 degrees switching method at a predetermined electrical angle, the potential of one phase is fixed, stationary 2-phase modulating method for modulating the other two phases It may hereinafter be referred to as the.
まず、モータ制御装置の制御方法である固定相60度切り替え方式と、固定相120度切り替え方式について先に説明する。 First, the stationary phase 60 degrees switching mode is a control method of the motor control device will be described previously to the stationary phase 120 degrees switching scheme. そして、その後で、この制御方法で発生する9次成分、さらに(6m+3)次成分を低減する方法、および具体的な回路構成について説明する。 Thereafter, the 9-order component generated in this control method, further (6 m + 3) a method of reducing the order component, and the specific circuit configuration will be described.

<固定相60度切り替え方式> <Stationary phase 60 degrees switching system>
ここでモータ制御装置におけるPWM制御の変調方式について説明する。 Here it will be described modulation method of the PWM control in the motor controller.
一般的な3相交流モータのPWM制御は3相変調(3相変調方式)であるが、3相交流モータがY結線の場合には、相電圧と相間電圧が異なることを利用して2相変調(2相変調方式)で行う方法がある。 Although typical 3-phase AC motor of the PWM control is a three-phase modulation (three-phase modulation method), in the case of a three-phase AC motor is Y-connection is based on the fact that phase voltages and phase voltages is different from 2-phase and a method that performs a modulation (two-phase modulation method).
すなわち、モータ電流が相電圧ではなく相間電圧により決定されることを利用して、相間電圧を確保しつつ、各相電圧を所定期間毎にインバータのスイッチング素子を常時オンすることにより、1相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角π/3(60度、60°)だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減する方法である。 That is, by utilizing the fact that the motor current is determined by the phase voltage rather than the phase voltage, while ensuring the phase-to-phase voltage, by turning constantly switching elements of the inverter each phase voltage every predetermined period, one phase per of the electrical angle [pi / 3 to the high power level or low power level (60 degrees, 60 °) is only sequential fixed to a method for reducing the switching loss of the inverter.
なお、この方法では前記したように、所定の区間において1相が電位的に固定され、他の2相のみが変調(PWM制御)される。 Further, as described above in this way, one phase in a given interval is potentially stationary, only the other two phases are modulated (PWM control). そして、この電位的に固定される相が順番に繰り返される。 The phase that is the potential secured are repeated in sequence. したがって、どの時間においても、変調されているのは2相のみであるので、2相変調と称される。 Thus, at any time, because what is modulated is only 2 phases, it referred to as two-phase modulation.
以下、前記の2相変調方式を固定相60度切り替え方式と呼ぶものとする。 Hereinafter, it will be referred to as the stationary phase 60 degrees switching method two-phase modulation scheme of the.

次に、固定相60度切り替え方式の電圧波形(電圧指令)を図20に示して、この方式について説明する。 Next, the voltage waveform of the stationary phase 60 degrees switching method (voltage command) shown in FIG. 20, described this method.
図20は、2相変調方式である固定相60度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Figure 20 is a diagram showing a U-phase in the stationary phase 60 degrees switching mode is a two-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (the voltage command).
また、図19は、参考として、一般的な3相変調方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Further, FIG. 19, for reference, illustrates U-phase in a typical 3-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (voltage command).
図20と図19において、横軸は電気角の角度[°]であり、縦軸は各電気角における電圧の最大電圧に対する比、すなわちデューティ[%]を示している。 In Figure 20 and Figure 19, the horizontal axis represents the angle of the electrical angle [°], the vertical axis represents the ratio to the maximum voltage of the voltage at each electrical angle, that is, the duty [%].

図20において、W相は電気角が0度([°]に相当)から60度において、デューティ0%の下限の電圧で一定としている。 In Figure 20, W-phase in 60 ° from the electrical angle of 0 degrees (corresponding to [°]), is constant at 0% duty limit of the voltage.
このW相がデューティ0%の電圧の区間である0度から60度において、U相とV相とは、W相との電圧差、位相を、図19に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。 The W-phase is at 60 degrees from the 0 degree is an interval of a duty 0% voltage, the U-phase and V-phase, the voltage difference between the W phase, the phase, in the case of the three-phase modulation scheme shown in FIG. 19 take a voltage waveform so as to keep the same relationship. すなわち、0度から60度においては、W相がデューティ0%のため、U相とV相とは、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。 That is, in the 60 degrees 0 degrees, because the W phase is 0% duty, and the U-phase and V-phase, than the original voltage value, taking slightly lower value.

また、60度から120度においては、U相がデューティ100%の上限の電圧で一定となる。 In the 120 degrees 60 degrees, U-phase becomes constant at a duty of 100% upper limit of the voltage. この区間においては、V相とW相は、U相との電圧差、位相を、図19に示した3相変調の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや高めの値をとる。 In this section, V-phase and W-phase, the voltage difference between the U-phase, the phase, since taking a voltage waveform so as to keep the same relationship as the case of the three-phase modulation shown in FIG. 19, from the original voltage value , it takes a value of slightly higher. なお、U相が一挙にデューティ100%となる60度においては、V相とW相は、急に電圧が上昇する。 In the 60 degree U-phase is once the duty 100%, V phase and W phase, suddenly voltage rises.

また、120度から180度においては、V相がデューティ0%の下限の電圧で一定となる。 In the 180 degrees 120 degrees, V-phase is fixed at 0% duty limit of the voltage. この区間においては、W相とU相は、V相との電圧差、位相を、図19に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。 In this section, W-phase and U-phase, a voltage difference between the V-phase, the phase, since taking a voltage waveform so as to keep the same relationship as for 3-phase modulation scheme shown in FIG. 19, the original voltage value more, take a slightly lower value. なお、V相が一挙にデューティ0%となる120度においては、W相とU相は、急に電圧が下降する。 In the 120 degree V-phase is once duty 0%, W phase and U phase is suddenly voltage drops.

以上のようなU相、V相、W相の動作波形となるように繰り返して制御する。 Above-mentioned U-phase, V-phase, repeatedly controlled so that the operation of the W-phase.
図20に示すように、U相、V相、W相の相間電圧は、正弦波と異なる波形であるが、U相−V相の線間電圧、V相−W相の線間電圧、W相−U相の線間電圧は、それぞれ正弦波形となっているので、3相の線間電圧によって駆動されるモータ13(図23)、およびファン14(図23)は、図19に示した3相変調方式の場合と同じように動作する。 As shown in FIG. 20, the U-phase, V-phase, phase voltage of the W-phase is the sinusoidal waveform different line voltage of U-phase -V phase, the line voltage of V-phase -W phase, W line voltage of the phases -U phase, respectively since a sine wave, a motor 13 driven by the line voltage of the three phases (FIG. 23), and the fan 14 (FIG. 23) is shown in FIG. 19 the case of three-phase modulation scheme operates in the same way.
しかしながら、W相は0度から60度において、U相は60度から120度において、V相は120度から180度において、それぞれ一定となっているので、インバータ15によるPWM制御の動作回数が低減できる。 However, at 60 degrees from the W phase is 0 °, at 120 degrees from the U-phase is 60 degrees, at 180 degrees from the V phase is 120 degrees, so has respectively constant, the number of operations of the PWM control by the inverter 15 is reduced it can. したがって、インバータ15の低消費電力化に効果がある。 Therefore, there is an effect for reducing power consumption of the inverter 15.

なお、0度から360度、およびそれが繰り返されるすべて区間において、U相、V相、W相のいずれかの相が固定されていて、変調されるのは残りの2相である。 Incidentally, 0-360, and in all it is repeated sections, U-phase, V-phase, have any of the phases of W-phase is fixed, the remaining two phases being modulated. したがって、前記したように2相変調である。 Thus, a two-phase modulation as described above.
また、非特許文献3としての「半導体電力変換回路」1987年3月の社団法人電気学会発行の第110、111、125頁等に以上と同じ、あるいは類似の技術が示されている。 Further, "the semiconductor power conversion circuit" in the March 1987 Institute of Electrical Engineers same as the 110,111,125 page like above issue, or similar techniques is illustrated as a non-patent document 3.

<固定相120度切り替え方式:その1> <Stationary phase 120 degrees switching method: Part 1>
次に、1相あたりの固定区間が前記の固定相60度切り替え方式より長い、固定相120度切り替え方式について説明する。 Then, fixed section per phase is longer than the stationary phase 60 degrees switching scheme, the stationary phase 120 degrees switching method will be described.
なお、固定相120度切り替え方式には、固定相を直流電圧の高電位に固定する上固定相120度切り替え方式と、固定相を直流電圧の低電位に固定するものを下固定相120度切り替え方式の2種類がある。 Note that the stationary phase 120 degrees switching mode, the high and the stationary phase 120 degrees switching system over to fixed potential, the lower stationary phase 120 degrees to switch the ones fixed to a low potential of the DC voltage stationary phase DC voltage stationary phase there are two types of system. 次に、順に、上固定相120度切り替え方式と下固定相120度切り替え方式について説明する。 Then, in turn, it is described on the stationary phase 120 degrees switching mode and the lower stationary phase 120 degrees switching scheme.

《上固定相120度切り替え方式》 "Upper stationary phase 120 degrees switching method"
図21は、2相変調方式である上固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Figure 21 is a diagram showing a U-phase in the stationary phase 120 degrees switching mode on a two-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (the voltage command). なお、横軸は電気角の角度[°]であり、縦軸は電圧のデューティ[%]を示している。 The horizontal axis is the angle of the electrical angle [°], the vertical axis represents the duty of the voltage [%].
図21において、U相は30度([°]に相当)から150度において、デューティ100%の上限の電圧で一定となっている。 In Figure 21, U-phase is at 150 degrees 30 degrees (corresponding to [°]), is constant at a duty of 100% upper limit of the voltage.
また、W相は150度から270度において、デューティ100%の上限の電圧で一定となっている。 Furthermore, W-phase is at 270 degrees to 150 degrees, is constant at 100% duty limit voltage.
また、V相は270度から(390)度において、デューティ100%の上限の電圧で一定となっている。 Also, V phase in (390) degrees from 270 degrees, which is constant at 100% duty limit voltage.

以上のように、U相、V相、W相ともそれぞれ1相毎に、電気角2π/3(120度)の間に高位電源レベルに固定する。 As described above, U-phase, V-phase, the W phase to 1 phase for each is fixed to the high power supply level during an electrical angle 2π / 3 (120 degrees).
また、U相、V相、W相のそれぞれの1相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図19に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるように制御する。 Further, U-phase, V-phase, sections respectively of one phase of the W-phase is fixed, the other phases, the voltage difference between the phases, the phase in the case of three-phase modulation scheme shown in FIG. 19 controlled to take a voltage waveform so as to keep the same relationship.
したがって、U相、V相、W相をY結線として、それぞれの線間電圧で3相交流モータを駆動することができる。 Thus, U-phase, V-phase, and W-phase as Y-connection, it is possible to drive the three-phase AC motor in each of the line voltage.

《下固定相120度切り替え方式》 "Under stationary phase 120 degrees switching method"
図22は、2相変調方式である下固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Figure 22 is a diagram showing a U-phase under the stationary phase 120 degrees switching mode is a two-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (the voltage command). なお、横軸は電気角の角度[°]であり、縦軸は電圧のデューティ[%]を示している。 The horizontal axis is the angle of the electrical angle [°], the vertical axis represents the duty of the voltage [%].
図22において、V相は90度([°]に相当)から210度において、デューティ0%の下限の電圧で一定となっている。 In Figure 22, V-phase is at 210 degrees 90 degrees (corresponding to [°]), is constant at 0% duty limit of the voltage.
また、U相は210度から330度において、デューティ0%の下限の電圧で一定となっている。 Further, U-phase is at 330 degrees to 210 degrees, is constant at 0% duty limit of the voltage.
また、W相は330度から(450)度において、また、(−30)度から90度において、デューティ0%の下限の電圧で一定となっている。 Also, in the W phase of the 330 ° (450), also - in (30) degrees from 90 degrees, it is constant at 0% duty limit of the voltage.

以上のように、U相、V相、W相ともそれぞれ1相毎に、電気角2π/3(120度)の間に低電位電源レベルに固定する。 As described above, U-phase, V-phase, respectively each phase the W-phase, the electrical angle 2π / 3 (120 degrees) for fixing to the low-potential power supply level during.
また、U相、V相、W相のそれぞれの1相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図19に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。 Further, U-phase, V-phase, sections respectively of one phase of the W-phase is fixed, the other phases, the voltage difference between the phases, the phase in the case of three-phase modulation scheme shown in FIG. 19 take a voltage waveform so as to keep the same relationship.
したがって、U相、V相、W相をY結線として、それぞれの線間電圧で3相モータを駆動することができる。 Thus, U-phase, V-phase, and W-phase as Y-connection, it is possible to drive the three-phase motor in each of the line voltage.

<固定相120度切り替え方式:その2> <Stationary phase 120 degrees switching method: Part 2>
以上のように、上固定相120度切り替え方式および下固定相120度切り替え方式とも、1相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角2π/3(120度、120°)だけ順次固定するので、インバータのスイッチング損失を低減できる。 As described above, both the upper and the stationary phase 120 degrees switching mode and the lower stationary phase 120 degrees switching scheme, an electrical angle of 2 [pi / 3 (120 °, 120 °) to the high potential power supply level or low power level for each phase successively fixed by since, it is possible to reduce the switching loss of the inverter.
なお、相電圧の振幅が所定の電圧値より低くなると、図21や図22に示した制御が適切でない状況が生ずる場合には、2相変調方式を停止して3相変調方式によってモータに3相電圧を印加する方法もある。 Incidentally, when the amplitude of the phase voltage becomes lower than a predetermined voltage value, where the context control shown in FIGS. 21 and 22 not appropriate occurs is the motor by a three-phase modulation method to stop the two-phase modulation scheme 3 there is also a method of applying a phase voltage.
また、特許文献2において、以上と同じ、あるいは類似の技術が開示されている。 Further, in Patent Document 2, the same, or similar techniques have been disclosed as above.

[9次成分の低減] [Reduction of 9-order component]
前記した2相変調方式の固定相60度切り替え方式や、固定相120度切り替え方式においては、9次成分が発生する。 The 2-phase or stationary phase 60 degrees switching mode of modulation scheme, the stationary phase 120 degrees switching scheme, 9-order component is generated.
すなわち、3相モータを正弦波駆動している場合には、一般に3相の偶数次成分は発生しないが、図22に示す下固定相120度切り替え方式を行い、波形が上下対象となっていない場合に偶数次数が発生する。 That is, when the 3-phase motor is driven sine wave generally even-order component of the three phases does not occur, is performed under stationary phase 120 degrees switching method shown in FIG. 22, not in waveform and vertically symmetrical even-numbered order is generated in the case. この偶数次数である8次、10次成分(各相の成分)により、9次成分(回転座標系の成分)が発生して、9次成分の騒音の原因となりうる。 8th This is even order, the 10th order component (phase component), 9-order component (component of the rotating coordinate system) is generated, it can cause noise 9 order component.
したがって、3相モータの9次成分(回転座標系の成分)を低減するために、3相の8次、10次成分(各相の成分)を低減することが必要となることがある。 Therefore, in order to reduce the ninth-order components of the three-phase motor (a component of the rotating coordinate system), 8-order three-phase, it may become necessary to reduce the 10-order component (phase component).
なお、基本波(1次成分)と8次成分の合成の際の和の作用により9次成分が生成される。 Note that 9-order component is generated by the action of the sum of the synthesis of 8-order component fundamental (first order component). また、基本波(1次成分)と10次成分の合成の際の差の作用により9次成分が生成される。 Further, 9-order component is generated by the action of a difference in the synthesis of the 10-order component fundamental (first order component).

なお、図11は、前記の下固定相120度切り替え方式でモータを動作させた場合のモータ波形(電圧、電流)とモータ電流のFFT解析を実行した波形の一例を示す図であり、(a)はモータ端子電圧の波形、(b)はモータ電流の波形、(c)はモータ電流のFFT解析を実行した波形である。 Incidentally, FIG. 11 is a diagram showing an example of a motor waveform (voltage, current) waveform that performed the FFT analysis of the motor current when operating the motor under the stationary phase 120 degrees switching scheme of the, (a ) is a waveform of the motor terminal voltage, (b) is a waveform of the motor current, (c) is a waveform obtained by performing an FFT analysis of the motor current.
また、図11(a)、(b)の横軸は時間の推移であり、縦軸はそれぞれ電圧値と電流値である。 Further, FIG. 11 (a), the a horizontal axis of the time course of (b), respectively and the vertical axis voltage and current values. また、11(c)の横軸は周波数であり、縦軸は電流の成分の割合である。 The horizontal axis of the. 11 (c) is the frequency and the vertical axis represents the proportion of the component of the current.
図11(c)のFFTをみると8次成分と10次成分が比較的、多く含まれている。 See FFT When 8-order component and the 10th order component shown in FIG. 11 (c) is relatively, it contains many.
次に、前記した固定相60度切り替え方式を行い、その際に発生する偶数次数(8次と10次)を低減することで9次の音を低減する方式について説明する。 Next, the stationary phase 60 degrees switching system described above, will be described method of reducing the 9-order sound by reducing the even-order generated during the (8 primary and 10 secondary).
なお、この変調方式の選択で音低減効果のある次数は9次の他に、15次、21次、・・・、などの一般に(6m+3)次(mは正の整数)である。 Incidentally, the order with a sound reduction effect in the selection of the modulation scheme in addition to the ninth order, 15th order, 21-order, ..., which is generally of such (6 m + 3) following (m is a positive integer).

<回路構成> <Circuit Configuration>
次に、2相変調方式の固定相60度切り替え方式や、固定相120度切り替え方式において、(6m+3)次(mは正の整数)の高次成分を低減するモータ制御装置の構成について説明する。 Next, the stationary phase and 60 ° switching mode of the two-phase modulation method, the stationary phase 120 degrees switching method will be described (6 m + 3) following (m is a positive integer) the configuration of a motor control apparatus that reduces the higher order components of .
図23は、本発明の第2実施形態に係るモータ制御装置11の内部の構成と、このモータ制御装置11と直流電源12とモータ(3相モータ)13とファン14との関連を示す図である。 Figure 23 is a diagram showing the configuration of the interior of the motor control device 11 according to the second embodiment, the relationship between the motor controller 11 and the DC power source 12 and the motor (3-phase motor) 13 and the fan 14 of the present invention is there.
図23において、モータ制御装置11の制御装置171の構成に第2実施形態としての特徴がある。 23 is characterized as a second embodiment in the configuration of the control unit 171 of the motor control device 11.
なお、直流電源12、モータ13、ファン14、インバータ15、直流母線電流検出回路16については、図1の第1実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。 Note that the DC power supply 12, the motor 13, the fan 14, the inverter 15, the DC-bus current detection circuit 16, and redundant description will be omitted because it is similar to the first embodiment of FIG.

制御装置19は、ベクトル制御部21と、PWMパルス生成部24と、変調方式選択部25とを備えて構成される。 Controller 19 is configured to include a vector control unit 21, a PWM pulse generating section 24, and a modulation scheme selection section 25.
ベクトル制御部21は、直流母線電流検出回路16から相電流の情報16Aを取得し、モータ回転数・位相情報(回転情報)21Aを演算して、変調方式選択部25に出力する。 Vector control unit 21 obtains information 16A of the phase current from the DC bus current detection circuit 16, and calculates the motor rotational speed and phase information (rotation information) 21A, and outputs the modulation scheme selection unit 25. また、ベクトル制御部21は、併せて、基本波印加電圧指令21BをPWMパルス生成部24に出力する。 Also, the vector control unit 21, together, and outputs a fundamental wave voltage command 21B to the PWM pulse generator 24.
変調方式選択部25は、モータ回転数・位相情報(回転情報)21Aに基づき、共振周波数成分が騒音の限度となる所定の範囲を超えた際に、2相変調方式の固定相60度(もしくは120度)切り替え方式か、3相変調方式かを選択し、変調方式選択信号12AをPWMパルス生成部24に出力する。 Modulation scheme selection unit 25, based on the motor rotation speed and phase information (rotation information) 21A, when exceeding the predetermined range in which the resonance frequency component becomes the limit of noise, the stationary phase 60 degrees two-phase modulation scheme (or 120 degrees) switching scheme or to select whether the three-phase modulation scheme, and outputs the modulation scheme selection signal 12A to the PWM pulse generator 24.
PWMパルス生成部24は、基本波印加電圧指令21Bと変調方式選択信号25Aとに基づき、インバータ15をパルス幅制御するPWMパルス情報19Aを生成する。 PWM pulse generating section 24, based on the modulation scheme selection signal 25A and the fundamental wave voltage command 21B, and generates a PWM pulse information 19A to the inverter 15 to control the pulse width.
以上の構成により、2相変調方式の固定相60度切り替え方式や、固定相120度切り替え方式において、(6m+2)次と(6m+4)次の高次成分を制御装置19で前記の2相変調方式の基本成分に印加して、(6m+3)次の高次成分を低減する。 With the above configuration, and the stationary phase 60 degrees switching mode of the two-phase modulation method, the stationary phase 120 degrees switching scheme, (6 m + 2) following the (6 m + 4) two-phase modulation scheme of the control device 19 the next higher component It is applied to the basic components of, reducing (6 m + 3) following the high order component.

<第2実施形態の効果> <Effect of Second Embodiment>
第2実施形態により3相変調あるいは固定相60度切り替え方式の2相変調にすることで、低消費電力化を図りながら、かつ、モータ回転数の(6m+3)次(mは正の整数)の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。 By the two-phase modulation of the three-phase modulation or stationary phase 60 degrees switching system by the second embodiment, while achieving low power consumption, and motor rotational speed of the (6 m + 3) following (m is a positive integer) it is possible to reduce the fan and rotor of the resonance sound frequency.

(第3実施形態) (Third Embodiment)
次に、本発明の第3実施形態に係るモータ制御装置を、図24を参照して説明する。 Next, a motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 24.
第3実施形態は、第1実施形態の高次成分生成部22および電圧加算部23と、第2実施形態の変調方式選択部25を併せて備えるものである。 The third embodiment includes a high-order component generation unit 22 and the voltage adding unit 23 of the first embodiment in that provided in conjunction with the modulation scheme selection section 25 of the second embodiment.

<3実施形態に係るモータ制御装置の構成> <Configuration of a motor control apparatus according to the third embodiment>
図24は、本発明の第3実施形態に係るモータ制御装置11の内部の構成と、このモータ制御装置11と直流電源12と3相モータ13とファン14との関連を示す図である。 Figure 24 is a diagram showing a related configuration and inside the motor control device 11 according to the third embodiment, and the motor controller 11 and the DC power source 12 and the three-phase motor 13 and the fan 14 of the present invention.
図24において、モータ制御装置11の制御装置20の構成に第3実施形態としての特徴がある。 In Figure 24, it is characterized as the third embodiment in the configuration of the control device 20 of the motor control device 11.
なお、直流電源12、モータ13、ファン14、インバータ15、直流母線電流検出回路16については、図1の第1実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。 Note that the DC power supply 12, the motor 13, the fan 14, the inverter 15, the DC-bus current detection circuit 16, and redundant description will be omitted because it is similar to the first embodiment of FIG.

制御装置20は、ベクトル制御部21と、PWMパルス生成部24と、高次成分生成部22と、電圧加算部23と、変調方式選択部25とを備えて構成される。 Controller 20, a vector control unit 21, a PWM pulse generator 24, a high-order component generator 22, a voltage adding unit 23, configured by a modulation scheme selection section 25.
ベクトル制御部21は、直流母線電流検出回路16から相電流の情報16Aを取得し、モータ回転数・位相情報21Aを演算して、高次成分生成部22と変調方式選択部25とに出力する。 Vector control unit 21 obtains information 16A of the DC bus current detecting circuit phase current 16, and calculates the motor rotational speed and phase information 21A, and outputs the high-order component generating unit 22 and the modulation scheme selection section 25 . また、ベクトル制御部21は、併せて、電圧加算部23に基本波印加電圧指令21Bを出力する。 Also, the vector control unit 21, together, and outputs a fundamental wave voltage command 21B to the voltage adding unit 23.
高次成分生成部22は、モータ回転数・位相情報21Aに基づき高次成分22Aを生成し、電圧加算部23に出力する。 Order component generation unit 22 generates the higher order components 22A based on the motor rotation speed and phase information 21A, and outputs the voltage adding unit 23.
電圧加算部23は、基本波印加電圧指令21Bと高次成分22Aとを加算して印加電圧指令23Aを出力する。 Voltage adding unit 23 outputs a voltage command 23A by adding the fundamental voltage command 21B and higher order components 22A.

変調方式選択部25は、モータ回転数・位相情報21Aに基づき、2相変調方式の固定相60度(もしくは120度)切り替え方式か、3相変調方式かを選択し、変調方式選択信号25AをPWMパルス生成部24に出力する。 Modulation scheme selection unit 25, based on the motor rotation speed and phase information 21A, the stationary phase 60 degrees two-phase modulation scheme (or 120 degrees) switching scheme or, select or three-phase modulation method, a modulation scheme selection signal 25A and it outputs the PWM pulse generator 24.
PWMパルス生成部24は、印加電圧指令23Aと変調方式選択信号25Aとに基づき、PWMパルス情報20Aを生成する。 PWM pulse generating section 24, based on the voltage command 23A and modulation scheme selection signal 25A, and generates a PWM pulse information 20A.
以上の構成により、6m次の高次成分を所定の位相、振幅で印加して、周波数のファン14とロータ(13)の共振音を低減する。 With the above arrangement, by applying a 6m following higher components predetermined phase, amplitude, reducing the resonant sound of the fan 14 and the rotor (13) frequency. また、3相変調あるいは固定相60度切り替え方式の2相変調にすることでモータ回転数の3m次(mは正の整数)の周波数のファン14とロータ(13)の共振音を低減することができる。 Further, it (the m is a positive integer) 3m following motor speed to reduce the resonance sound frequency of the fan 14 and the rotor (13) by the two-phase modulation of the three-phase modulation or stationary phase 60 degrees switching method can.

<3実施形態の騒音の低減の測定結果> <Embodiment 3 measurements of noise reduction of>
次に、3実施形態の騒音の低減の測定結果を図25〜図26を参照して説明する。 Next, the measurement results of the reduction of the noise of the third embodiment with reference to FIGS. 25 26 will be described.

《測定波形》 "Measured waveform"
図25は、510min −1において、5次成分の印加と、2相変調の固定相60°切替方式を実施した場合のモータ端子電圧とモータ電流の波形と、FFT解析を実行した波形を示す図であり、(a)はモータ端子電圧の波形、(b)はモータ電流の波形、(c)はモータ電流のFFT解析を実行した波形である。 Figure 25 is a diagram showing in 510Min -1, and the application of the fifth-order component, the waveform of the motor terminal voltage when carrying out the stationary phase 60 ° switching mode 2-phase modulation and the motor current, the waveform of executing the FFT analysis and at a (a) is a waveform of the motor terminal voltage, (b) is a waveform of the motor current, (c) is a waveform of executing the FFT analysis of the motor current.
また、図25(a)、(b)の横軸は時間の推移であり、縦軸はそれぞれ電圧値と電流値である。 Further, FIG. 25 (a), a is the horizontal axis represents time transition of (b), respectively and the vertical axis voltage and current values. また、図25(c)の横軸は周波数であり、縦軸は電流の成分の割合である。 The horizontal axis of FIG. 25 (c) is the frequency, and the vertical axis represents the ratio of the component of the current.
なお、510min −1における5次成分の印加は、(式1)において位相θを62度、誘起電圧基本波振幅に対する比率G を3%としている。 Incidentally, the application of the fifth-order component in 510Min -1 is set to 3% of phase theta 62 degrees, the ratio G 5 the induced voltage fundamental wave amplitude in (Equation 1).

《騒音スペクトル》 "Noise spectrum"
また、図26は、図25のモータの測定条件時のファンの騒音スペクトルを示す図である。 Further, FIG. 26 is a diagram showing the noise spectrum of the fan at the time of measurement conditions of the motor of Figure 25.
図26の騒音スペクトルを図6の騒音スペクトルと比較すると、図6にみられた200Hzと316Hzの周波数の突発した騒音が低減されている。 If the noise spectrum of Figure 26 compared to the noise spectrum of Figure 6, it is sudden the noise frequencies of 200Hz and 316Hz, which is seen in FIG. 6 is reduced.

<第3実施形態の効果> <Effects of the third embodiment>
したがって、第3実施形態は、ファンとロータの多種の共振音を低減する効果がある。 Therefore, the third embodiment has the effect of reducing the fan and rotor various resonant sound.

(第4実施形態) (Fourth Embodiment)
次に、第1実施形態から第3実施形態で説明したモータ制御装置11を、空気調和機100の室外機101のファンのモータ制御装置108に適用した形態を第4実施形態として説明する。 Next, a motor control device 11 described in the third embodiment from the first embodiment, the applied form a fan of the motor controller 108 of the outdoor unit 101 of an air conditioner 100 as a fourth embodiment.
図27は、本発明の第4実施形態に係る空気調和機100の構成例を示す図である。 Figure 27 is a diagram showing an example of the configuration of the air conditioner 100 according to a fourth embodiment of the present invention.
図27において、空気調和機100は、外気と熱交換を行う室外機101、室内と熱交換を行う室内機102、両者をつなぐ配管103とを備えて構成される。 27, the air conditioner 100 is configured to include an outdoor unit 101 performs the outdoor air heat exchanger, the indoor unit 102 performs the indoor heat exchanger, and a pipe 103 connecting the two.
室外機101は、冷媒を圧縮する圧縮機104と、外気と熱交換する熱交換機105と、この熱交換機105に送風する室外ファン106と、この室外ファン106を回転する室外ファンモータ107と、この室外ファンモータ107を駆動するモータ制御装置108とを備えて構成される。 The outdoor unit 101 includes a compressor 104 for compressing refrigerant, a heat exchanger 105 to outside air heat exchange, an outdoor fan 106 for blowing air to the heat exchanger 105, the outdoor fan motor 107 for rotating the outdoor fan 106, the It constructed a motor controller 108 that drives the outdoor fan motor 107. なお、モータ制御装置108には、前記の第1実施形態から第3実施形態のモータ制御装置11が適用される。 Note that the motor controller 108, motor controller 11 of the third embodiment is applied from the first embodiment above.

また、室内機102は、室内と熱交換を行う熱交換機109と、室内に送風する送風機110とを備えて構成される。 Further, the indoor unit 102 is configured to include a heat exchanger 109 for performing indoor heat exchanger, and a blower 110 for blowing air into the room.
第4実施形態では、前記したように、第1実施形態から第3実施形態のモータ制御装置11を空気調和機100に適用する。 In the fourth embodiment, as described above, the motor control apparatus 11 of the third embodiment is applied to an air conditioner 100 from the first embodiment. すなわち、インバータ15を制御する制御装置(17、19、20)において、高次成分を印加したり、変調方式を選択したりすることでモータ回転数の高次の周波数のファン14とロータ(モータ13)の共振音を低減する。 That is, in the control device for controlling the inverter 15 (17, 19, 20), or by applying a high-order components, the frequency of the higher motor speed by or select a modulation scheme fan 14 and the rotor (motor to reduce the resonant sound of 13).

<第4実施形態の効果> <Effect of Fourth Embodiment>
第4実施形態により、室外ファンモータ107のロータ部の防振ゴムやファン部の防振ゴムを使うことなく、音の低減ができるので静かな空気調和機100を安価に製作することが可能となる。 The fourth embodiment, without using the vibration damping rubber damping rubber or fan section of the rotor portion of the outdoor fan motor 107, it is possible to reduce the sound can be manufactured at low cost quiet air conditioner 100 and Become.

(その他の実施形態) (Other embodiments)
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。 Have been described in detail with reference to the accompanying drawings, embodiments of the present invention, the present invention is not limited to these embodiments and variations thereof, there is a design change, etc. without departing from the scope of the present invention even better, increase in the following example:.

《各構成、機能の実現》 "Each configuration, implementation of the function"
前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。 Each configuration of the above embodiment, functions, processing unit, the processing unit or the like, part or all, for example, may be implemented by hardware such as by designing an integrated circuit. また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。 In addition, it may be implemented by a program that can be modified software. また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。 In addition, it may be mixed hardware and software.
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。 The control lines and information lines indicates what is believed to be necessary for explanation, not necessarily indicate a not all control lines and information lines on products. 実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。 In practice, almost all of the configurations may be considered to be connected to each other.

《各構成、機能の組み合わせ、置き換え》 "Each configuration, a combination of functions, replacing"
ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加える事も可能である。 There a part of the structure of the embodiment can be replaced in the configuration of another embodiment, also, it is also possible to add the structure of certain other embodiments the configuration of the embodiment. また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。 A part of the configuration of each embodiment can be added, deleted, or replaced for other configurations.

《負荷、騒音源》 "Load, the noise source"
また、説明を明確に行うために、主に負荷としてファンを駆動する場合の説明を行ったが、構造的な共振周波数を起因する音の低減に本発明は有効であり、負荷としてファンに限定するものではない。 Further, in order to perform clearly will be mainly has been described in the case of driving the fan as a load, the present invention in reducing sound caused a structural resonance frequency is valid, limited to the fan as a load not intended to be.

《相電流情報の取得》 "Acquisition of the phase current information"
直流母線電流検出回路16による相電流情報の取得は、特許文献3として特開2004−48886号に開示されている方式など、一般的な方式を用いる事で可能であり、検出方式を特定するものではない。 Acquisition of the phase current information by the DC bus current detection circuit 16, such as a method disclosed in JP 2004-48886 Patent as Patent Document 3, it is possible By using a general method, which specifies the detection method is not.

《ベクトル制御》 "Vector control"
ベクトル制御部21は前記した非特許文献1や非特許文献2で提案されている方式など、一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式を特定するものではない。 Such as a method vector control unit 21 is proposed in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 described above may be realized by using a general vector control, and does not specify the control scheme.

《スイッチング素子、半導体素子》 "Switching element, semiconductor element"
また電力変換主回路51のスイッチング素子としてIGBTを用いたが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)でもよい。 Although an IGBT is used as the switching elements of the power conversion main circuit 51, it may be used a switching element other semiconductor elements, e.g., may be MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). また、素子の組成として、SiC(Silicon Carbide、炭化ケイ素)やGaN(Gallium Nitride、窒化ガリウム)を用いた半導体素子でもよい。 Further, the composition of elements, SiC (Silicon Carbide, Silicon Carbide) or GaN (Gallium Nitride, GaN) may be a semiconductor device using.

《高次成分の印加式のGとφの変更》 "Change and G applied type of high-order components phi"
高次成分の印加式におけるG(誘起電圧基本波振幅に対する高次波振幅の割合)とφ(基本波成分と高次成分の位相差)については当初、設定した値を用いる場合について、説明したが、直流母線電流検出回路16の情報を基に、ベクトル制御部21において、Gとφを状況に応じて適宜、変更して、最適な制御をする方法もある。 Initially the G (induced voltage fundamental wave higher wave ratio of the amplitude to the amplitude) and phi (phase difference of the fundamental wave component and high order component) is in the application type of the high-order component, the case of using the set value has been described but on the basis of the information on the DC bus current detection circuit 16, the vector control unit 21, as appropriate according to G and φ to the situation, to change, there is a method for optimum control.

《ゲート・ドライバ》 "Gate driver"
図1におけるゲート・ドライバ52は、PWMパルス生成部24の信号の駆動能力を高めることに主機能があるので、PWMパルス生成部24の出力部に充分な駆動能力があるか、もしくはゲート・ドライバ52の機能をPWMパルス生成部24に内蔵すれば、インバータ15にゲート・ドライバ52を備えなくともよい。 Gate driver 52 in FIG. 1, there is a primary function to increase the driving capability of the signal of the PWM pulse generator 24, there is enough drive capability to the output of the PWM pulse generator 24 or the gate driver if built 52 functions of the PWM pulse generating unit 24 may not comprise a gate driver 52 to the inverter 15.

11、108 モータ制御装置 12 直流電源 13 モータ、3相モータ、3相交流同期電動機 14 負荷、ファン 15 インバータ、電力変換回路 16 直流母線電流検出回路 17、18、19、20 制御装置 21 ベクトル制御部 22 高次成分生成部 23 電圧加算部 24 PWMパルス生成部 25 変調方式選択部 51 電力変換主回路 52 ゲート・ドライバ 100 空気調和機 101 室外機 102 室内機 103 配管 104 圧縮機 105 熱交換器(室外の熱交換器) 11,108 motor control device 12 direct-current power supply 13 motor, three-phase motor, three-phase AC synchronous motor 14 load, the fan 15 inverter, the power conversion circuit 16 DC-bus current detection circuit 17, 18, 19, 20 controller 21 vector control unit 22 high-order component generation unit 23 voltage adding unit 24 PWM pulse generator 25 modulation scheme selection unit 51 power conversion main circuit 52 gate driver 100 air conditioner 101 outdoor unit 102 indoor unit 103 piping 104 compressor 105 heat exchanger (outdoor of the heat exchanger)
106 室外ファン 107 室外ファンモータ 109 熱交換器(室内の熱交換器) 106 outdoor fan 107 outdoor fan motor 109 heat exchanger (indoor heat exchanger)
110 送風機 110 blower

Claims (6)

  1. 直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、3相モータを駆動制御するインバータと、 Is connected to a DC power supply, an inverter for converting the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency drives and controls the three-phase motor,
    負荷を回転駆動する前記3相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、 A vector control unit for calculating a voltage applied to the 3-phase motor for rotating the load,
    前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、 A high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage of the vector control unit,
    前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、 A voltage adder for adding the high order components which the higher-order component generating unit is calculated on the calculated applied voltage of the vector control unit,
    固定2相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、 It has a plurality of modulation schemes comprises a stationary 2-phase modulation method, a PWM pulse generating unit that the inverter controls the pulse width based on a signal of the voltage adding unit,
    該PWMパルス生成部が有する前記複数の変調方式を選択する変調方式選択部と、 A modulation scheme selection section for selecting the plurality of modulation schemes the PWM pulse generating unit has,
    を備え、 Equipped with a,
    前記ベクトル制御部が得た前記3相モータの回転情報に基づいて、共振周波数成分が所定の範囲を超えた際に、前記変調方式選択部が前記複数の変調方式のいずれかを選択し、該選択された変調方式で前記PWMパルス生成部が前記インバータを制御し、前記3相モータの回転周波数の(6m+3)倍(mは正の整数)の周波数で共振する共振音を低減することを特徴とするモータ制御装置。 Wherein the vector controller is obtained based on the rotation information of the three-phase motor, when the resonance frequency component exceeds a predetermined range, the modulation scheme selection section selects the one of the plurality of modulation schemes, the the PWM pulse generator controls the inverter at a selected modulation scheme, (6 m + 3) of the rotational frequency of the three-phase motor times (m is a positive integer), characterized in that to reduce the resonant sound to resonate at the frequency of the motor controller according to.
  2. 直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、3相モータを駆動制御するインバータと、 Is connected to a DC power supply, an inverter for converting the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency drives and controls the three-phase motor,
    負荷を回転駆動する前記3相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、 A vector control unit for calculating a voltage applied to the 3-phase motor for rotating the load,
    前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、 A high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage of the vector control unit,
    前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、 A voltage adder for adding the high order components which the higher-order component generating unit is calculated on the calculated applied voltage of the vector control unit,
    固定2相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、 It has a plurality of modulation schemes comprises a stationary 2-phase modulation method, a PWM pulse generating unit that the inverter controls the pulse width based on a signal of the voltage adding unit,
    該PWMパルス生成部が有する前記複数の変調方式を選択する変調方式選択部と、 A modulation scheme selection section for selecting the plurality of modulation schemes the PWM pulse generating unit has,
    を備え、 Equipped with a,
    前記高次成分生成部が、3相の印加電圧の基本波成分の(6m−1)次と(6m+1)次の両方またはどちらか一方の高次成分を生成して前記電圧加算部に印加し、前記3相モータの回転周波数の6m倍(mは正の整数)の周波数で共振する共振音を低減する機能と、 The high-order component generation unit, of the fundamental wave component of the voltage applied to the 3-phase (6 m-1) following the (6 m + 1) to generate the following both or either of the high-order component is applied to the voltage addition unit , 6 m times the rotational frequency of the three-phase motor (m is a positive integer) and a function of reducing the resonant sound which resonates at a frequency of,
    前記ベクトル制御部が得た前記3相モータの回転情報に基づいて、共振周波数成分が所定の範囲を超えた際に、前記変調方式選択部が前記変調方式のいずれかを選択し、該選択された変調方式で前記PWMパルス生成部が前記インバータを制御し、前記3相モータの回転周波数の(6m+3)倍(mは正の整数)の周波数で共振する共振音を低減する機能と、 Based on the rotation information of the three-phase motor in which the vector control unit is obtained, when the resonance frequency component exceeds a predetermined range, select one of the modulation scheme selection unit said modulation scheme, it is the selected a function the PWM pulse generator in the modulation scheme controlling said inverter, (6 m + 3) times the rotational frequency of the three-phase motor (m is a positive integer) to reduce the resonant sound which resonates at a frequency of,
    を併せて有することを特徴とするモータ制御装置。 Motor control apparatus characterized by having together.
  3. 前記固定2相変調方式は、固定相60度切り替え方式、または上固定相120度切り替え方式、または下固定相120度切り替え方式であることを特徴とする請求項または請求項に記載のモータ制御装置。 The stationary 2-phase modulation method, the stationary phase 60 degrees switching system or on the stationary phase 120 degrees switching mode or motor according to claim 1 or claim 2, characterized in that the lower stationary phase 120 degrees switching scheme, Control device.
  4. 前記複数の変調方式に3相変調方式が備えられていることを特徴とする請求項または請求項に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1 or claim 2, characterized in that 3-phase modulation method is provided in the plurality of modulation schemes.
  5. 前記3相モータの負荷がファンであることを特徴する請求項1乃至請求項のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the load of the 3-phase motor is a fan.
  6. 請求項1乃至請求項のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載したことを特徴とする空気調和機。 An air conditioner characterized by being equipped with a motor control apparatus according to any one of claims 1 to 5.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4010313B2 (en) * 1997-10-31 2007-11-21 株式会社日立製作所 Electric vehicle drive system
JP4574898B2 (en) * 2001-06-28 2010-11-04 三菱電機株式会社 Motor drive unit and the blower
JP4135134B2 (en) * 2002-04-15 2008-08-20 日産自動車株式会社 Motor controller
JP2004289985A (en) * 2003-03-25 2004-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd Inverter controller for driving motor and air conditioner
US7053587B2 (en) * 2004-02-10 2006-05-30 Denso Corporation Apparatus for controlling three-phase AC motor on two-phase modulation technique
JP4342450B2 (en) * 2005-01-06 2009-10-14 三洋電機株式会社 Motor control device and a motor drive system having this
JP4752352B2 (en) * 2005-06-24 2011-08-17 トヨタ自動車株式会社 AC voltage output apparatus and a hybrid vehicle equipped with it
JP5135794B2 (en) * 2006-12-27 2013-02-06 日産自動車株式会社 Motor control method
JP5188734B2 (en) * 2007-03-22 2013-04-24 日立アプライアンス株式会社 DC brushless motor control device
JP5417051B2 (en) * 2009-06-11 2014-02-12 日立アプライアンス株式会社 Inverter control device, and air conditioners, washing machines using the same
JP2012135100A (en) * 2010-12-21 2012-07-12 Hitachi Ltd Synchronous motor control device and control method
KR101199723B1 (en) * 2011-01-06 2012-11-08 홍익대학교 산학협력단 A Space Vector PWM Overmodulation control Method and Apparatus thereof

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