JP6046446B2 - Vector control device, motor control device using the same, and air conditioner - Google Patents

Vector control device, motor control device using the same, and air conditioner Download PDF

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Description

本発明は、モータ制御のベクトル制御装置、およびそれを用いたモータ制御装置、空調機に関するものである。   The present invention relates to a vector control device for motor control, a motor control device using the same, and an air conditioner.

空調機などに搭載されるモータ（電動機）は、モータ制御装置によって制御・駆動される。このモータ制御装置は、ベクトル制御装置を備えて構成されるものがある。
空調機などに使用されているモータ制御装置は、小型化・部品点数削減、高効率・高出力化への要求が強く、これらの要求を実現する技術が多数、開発されている。
モータ制御装置の高効率化の要求に対しては、モータとして永久磁石モータの適用が一般的であるが、更なる高効率化のために、モータ制御装置に備えられたベクトル制御装置を工夫して、空調機の通常運転時（低速回転域）に高効率となるモータ設計が行われているものがある。
しかし、従来のモータ制御装置、あるいは、それに備えられたベクトル制御装置の制御方法では、モータを低速回転で高効率となる設計を行うと、高出力化が困難となることがある。例えば、モータには回転速度（単位時間の回転数）に比例した誘起電圧が発生するため、電力変換器出力電圧は、回転速度に比例して増加する（図１１（ａ）参照）。
しかし、後記するように、モータの回転速度が所定の値を超えると、電力変換器の出力電圧が、電力変換器の供給可能電圧を上回る領域、すなわち電圧飽和領域が発生する。このような電圧飽和領域では、これ以上、電力変換器の出力電圧の電圧振幅を大きくすることが出来なくなる（図１１（ａ）参照）。
このような、電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式として、例えば、特許文献１では、「電力変換器の出力電圧値が制限された場合は、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との偏差により、制御の基準軸とモータの磁束軸との偏差である位相誤差の指令値を作成すること」ことで弱め界磁制御を行う技術が開示されている。 A motor (electric motor) mounted on an air conditioner or the like is controlled and driven by a motor control device. Some of the motor control devices are configured to include a vector control device.
Motor control devices used in air conditioners and the like have strong demands for downsizing, a reduction in the number of parts, high efficiency, and high output, and many technologies have been developed to realize these demands.
In response to the demand for higher efficiency of motor control devices, permanent magnet motors are generally used as motors. However, in order to further increase the efficiency, the vector control device provided in the motor control device has been devised. Some motors are designed to be highly efficient during normal operation of the air conditioner (low-speed rotation range).
However, in the conventional motor control device or the control method of the vector control device provided therein, if the motor is designed to be highly efficient at low speed rotation, it may be difficult to increase the output. For example, since an induced voltage proportional to the rotation speed (the number of rotations per unit time) is generated in the motor, the power converter output voltage increases in proportion to the rotation speed (see FIG. 11A).
However, as will be described later, when the rotation speed of the motor exceeds a predetermined value, a region where the output voltage of the power converter exceeds the supplyable voltage of the power converter, that is, a voltage saturation region occurs. In such a voltage saturation region, the voltage amplitude of the output voltage of the power converter cannot be increased any more (see FIG. 11A).
As such a field weakening control method that expands the drive range in the voltage saturation region, for example, in Patent Document 1, “If the output voltage value of the power converter is limited, the q-axis current command value and the q-axis A technique for performing field-weakening control by creating a command value for a phase error that is a deviation between a reference axis of control and a magnetic flux axis of a motor based on a deviation from a detected current value is disclosed.

特開２００７−２５２０５２号公報JP 2007-252052 A

前記特許文献１に開示された、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との差分から位相誤差指令値を演算して弱め界磁制御する方式は、定常的に電力変換器が出力可能な電圧（電圧飽和状態）で電力変換器の出力電圧を制御可能である。しかし、後記するように、電力変換器の出力電圧位相とモータのｑ軸電流とにおいて、出力電圧位相が９０度を超えた範囲では非線形の関係となり、出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となって、モータの出力可能な限界トルクまで駆動することが出来ないという問題がある（図７、図１２、図１３参照）。   The method disclosed in Patent Document 1 for calculating the phase error command value from the difference between the q-axis current command value and the q-axis current detection value and performing field-weakening control can output the power converter constantly. The output voltage of the power converter can be controlled by the voltage (voltage saturation state). However, as will be described later, the output voltage phase of the power converter and the q-axis current of the motor have a non-linear relationship when the output voltage phase exceeds 90 degrees, and in the region where the output voltage phase exceeds 90 degrees. There is a problem that it is difficult to control and the motor cannot be driven to the limit torque that can be output (see FIGS. 7, 12, and 13).

そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、その目的とするところは、モータが出力可能な限界トルクまで駆動できるモータ制御のベクトル制御装置、およびそれを用いたモータ制御装置、空調機を提供することである。   Therefore, the present invention solves such problems, and the object of the present invention is to provide a motor control vector control device capable of driving up to a limit torque that the motor can output, and a motor control device using the same. It is to provide an air conditioner.

前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明のベクトル制御装置は、モータに電力を供給して駆動させる電力変換器の出力に基づき、当該出力が出力電圧飽和状態の際に、前記電力変換器の出力電圧を規定する弱め界磁出力電圧位相を前記モータの界磁磁極の主磁束方向に対して１８０度以上として制御するとともに前記電力変換器の出力の電圧位相を、トルク指令値と、トルク推定値との差分により制御するベクトル制御装置であって、トルク指令演算部、ｑ軸電流指令演算部、トルク推定演算部、トルク入力切替部、ｑ軸電流入力切替部、ｄ軸電流入力切替部、位相誤差指令演算部、第２のｑ軸電流指令演算部、第２のｄ軸電流指令演算部、電圧ベクトル演算部、出力電圧制限検出部、を備え、前記トルク指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からトルク指令値を演算し、前記ｑ軸電流指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からｑ軸電流指令値を演算し、前記トルク推定演算部は、モータの電気定数と再現電流値に基づいてトルク推定値を演算し、前記トルク入力切替部は、出力電圧制限検出部の出力する出力電圧制限フラグに基づいて、トルク指令値とトルク推定値との差分、あるいは０値を意味する０を信号として位相誤差指令演算部に出力し、前記ｑ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｑ軸電流指令値とｑ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｑ軸電流指令演算部に出力し、前記ｄ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｄ軸電流指令値とｄ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｄ軸電流指令演算部に出力し、前記位相誤差指令演算部は、トルク入力切替部の出力値から位相誤差の指令値を演算し、前記第２のｑ軸電流指令演算部は、ｑ軸電流入力切替部の出力値から第２のｑ軸電流指令値を演算し、前記第２のｄ軸電流指令演算部は、ｄ軸電流入力切替部の出力値から第２のｄ軸電流指令値を演算し、前記電圧ベクトル演算部は、第２のｄ軸電流指令値と第２のｑ軸電流指令値と位相誤差指令値とに基づいて弱め界磁出力電圧を演算し、モータの電気定数とモータ回転速度を参照して印加電圧指令値を演算し、前記出力電圧制限検出部は、電圧ベクトル演算部の出力から出力電圧振幅値を演算し、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より小さい場合は出力電圧制限フラグを０、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧に到達した場合は出力電圧制限フラグを１に設定し、前記印加電圧指令値の出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より大きい出力電圧飽和状態の場合、出力電圧振幅値が一定の状態でトルク指令値とトルク推定値の差分から位相誤差指令値を演算し、電力変換器の出力電圧位相を制御することで弱め界磁制御を行うことを特徴とする。
また、本発明のモータ制御装置は、前記ベクトル制御装置を備え、モータを駆動制御することを特徴とする。
また、本発明の空調機は、前記モータ制御装置を備えることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。 In order to solve the above-described problems and achieve the object of the present invention, the present invention is configured as follows.
That is, the vector control device according to the present invention is based on the output of a power converter that supplies and drives electric power to a motor, and when the output is in an output voltage saturation state, the field weakening that defines the output voltage of the power converter. The magnetic output voltage phase is controlled to be 180 degrees or more with respect to the main magnetic flux direction of the field magnetic pole of the motor, and the voltage phase of the output of the power converter is controlled by the difference between the torque command value and the estimated torque value. A vector control device comprising a torque command calculation unit, a q-axis current command calculation unit, a torque estimation calculation unit, a torque input switching unit, a q-axis current input switching unit, a d-axis current input switching unit, a phase error command calculation unit, 2 q-axis current command calculation units, a second d-axis current command calculation unit, a voltage vector calculation unit, and an output voltage limit detection unit, wherein the torque command calculation unit is a motor estimated as a motor rotation speed command value. The torque command value is calculated from the difference from the rotation speed, and the q-axis current command calculation unit calculates the q-axis current command value from the difference between the motor rotation speed command value and the estimated motor rotation speed, and the torque estimation The calculation unit calculates a torque estimation value based on the electric constant of the motor and the reproduced current value, and the torque input switching unit calculates the torque command value and the torque based on the output voltage limit flag output from the output voltage limit detection unit. The difference from the estimated value or 0 representing zero value is output as a signal to the phase error command calculation unit, and the q-axis current input switching unit is configured to output the q-axis current command value and the q- axis based on the output voltage limit flag. The difference from the reproduced current value, or 0 is output as a signal to the second q-axis current command calculation unit, and the d-axis current input switching unit determines the d-axis current command value and d based on the output voltage limit flag. Difference from the axis reproduction current value, Alternatively, 0 is output as a signal to the second d-axis current command calculation unit, and the phase error command calculation unit calculates a phase error command value from the output value of the torque input switching unit, and the second q-axis current command calculation unit The axis current command calculation unit calculates a second q axis current command value from the output value of the q axis current input switching unit, and the second d axis current command calculation unit outputs the output value of the d axis current input switching unit. The second d-axis current command value is calculated from the second d-axis current command value, and the voltage vector calculation unit outputs the field weakening output based on the second d-axis current command value, the second q-axis current command value, and the phase error command value. The voltage is calculated, the applied voltage command value is calculated with reference to the electric constant of the motor and the motor rotation speed, and the output voltage limit detection unit calculates the output voltage amplitude value from the output of the voltage vector calculation unit, and the output voltage If the amplitude value is smaller than the voltage that can be supplied by the power converter, set the output voltage limit flag to 0, When the output voltage amplitude value reaches the supplyable voltage of the power converter, the output voltage limit flag is set to 1, and the output voltage amplitude value of the applied voltage command value is larger than the supplyable voltage of the power converter. In the case of the state, the field error control is performed by calculating the phase error command value from the difference between the torque command value and the torque estimated value with the output voltage amplitude value being constant, and controlling the output voltage phase of the power converter. And
The motor control device of the present invention includes the vector control device and controls driving of the motor.
Moreover, the air conditioner of this invention is equipped with the said motor control apparatus, It is characterized by the above-mentioned.
Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.

本発明によれば、モータが出力可能な限界トルクまで駆動できるモータ制御のベクトル制御装置、およびそれを用いたモータ制御装置、空調機を提供できる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the vector control apparatus of the motor control which can drive to the limit torque which a motor can output, a motor control apparatus using the same, and an air conditioner can be provided.

本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置の内部の構成を示したものである。1 shows an internal configuration of a vector control apparatus according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の構成と、このモータ制御装置と直流電源とモータとの関連を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor control apparatus which concerns on 1st Embodiment of this invention, and the relationship between this motor control apparatus, DC power supply, and a motor. 本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部によって、モータ回転速度指令値を一定とした状態で、モータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性をシミュレーションで示す図であり、（ａ）は電圧位相、（ｂ）はトルク、（ｃ）は回転速度を示している。It is a figure which shows the characteristic at the time of increasing a motor load by a fixed ratio in the state which made the motor rotational speed command value constant by the vector control part which concerns on 1st Embodiment of this invention by simulation, (a) Is the voltage phase, (b) is the torque, and (c) is the rotational speed. 本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部によって、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）は推定トルクと出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。It is a figure explaining the vector control of the output voltage for improving motor output limit torque by the vector control part which concerns on 1st Embodiment of this invention, (a) shows the relationship between estimated torque and output torque, b) is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase is 90 degrees or less, and (c) is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase exceeds 90 degrees. 比較例１の方式におけるベクトル制御部を示す図である。It is a figure which shows the vector control part in the system of the comparative example 1. FIG. 比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａにより、モータ回転速度指令値を一定とした状態でモータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性を示す図であり、（ａ）は電圧位相、（ｂ）はトルク、（ｃ）は回転速度を示している。It is a figure which shows the characteristic at the time of making a motor load increase at a fixed ratio in the state which made the motor rotational speed command value constant by the vector control part 10A in the system of the comparative example 1, (a) is a voltage phase, ( b) shows the torque, and (c) shows the rotational speed. 比較例１の方式におけるベクトル制御部により、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）はトルク電流と出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。It is a figure explaining the vector control of the output voltage for improving motor output limit torque by the vector control part in the method of comparative example 1, (a) shows the relation between torque current and output torque, (b) It is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase is 90 degrees or less, and (c) is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase exceeds 90 degrees. 本発明の第１実施形態のベクトル制御装置を用いた場合の弱め界磁制御時と、比較例のベクトル制御装置とにおけるモータ出力限界トルクを比較した一例を示す図である。It is a figure which shows an example which compared the motor output limit torque in the time of field-weakening control at the time of using the vector control apparatus of 1st Embodiment of this invention, and the vector control apparatus of a comparative example. 本発明の第２実施形態に係る空調機の内部の構成を示すものである。The structure inside the air conditioner which concerns on 2nd Embodiment of this invention is shown. 本発明の第２実施形態に係る空調機に搭載した圧縮機駆動モータの特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the compressor drive motor mounted in the air conditioner which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 比較例２において、モータ出力トルクを所定値として、モータ制御装置でモータを駆動した場合の特性を示す図であり、（ａ）はモータの回転速度と電力変換器の出力電圧および出力電流の関係を示し、（ｂ）はモータの回転速度と出力トルクの関係を示している。In comparative example 2, it is a figure which shows the characteristic at the time of driving a motor by a motor control apparatus by making a motor output torque into a predetermined value, (a) is the relationship between the rotational speed of a motor, the output voltage of an electric power converter, and an output current. (B) shows the relationship between the rotational speed of the motor and the output torque. 比較例１において、出力電圧位相と出力トルクおよびｑ軸電流との関係を示す図である。In the comparative example 1, it is a figure which shows the relationship between an output voltage phase, an output torque, and q-axis current. 比較例１において、モータの回転速度とモータ出力トルクとの関係を示す図である。なお、横軸は回転速度であり、縦軸にはモータ出力トルクである。In the comparative example 1, it is a figure which shows the relationship between the rotational speed of a motor, and a motor output torque. The horizontal axis is the rotational speed, and the vertical axis is the motor output torque.

以下に本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。   EMBODIMENT OF THE INVENTION The form for implementing invention of this application (henceforth "embodiment") is demonstrated with reference to drawings below.

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０を図１〜図４を参照して説明する。なお、当該ベクトル制御装置１０を備えたモータ制御装置２１の説明も兼ねる。
第１実施形態は、本発明のベクトル制御装置１０による制御方法をモータ制御装置２１に適用し、モータトルク指令値とトルク推定値の差分より位相誤差指令値を演算して弱め界磁制御を行うものである。 (First embodiment)
A vector control apparatus 10 according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The motor control device 21 provided with the vector control device 10 also serves as an explanation.
In the first embodiment, the control method by the vector control device 10 of the present invention is applied to the motor control device 21, and the field error control is performed by calculating the phase error command value from the difference between the motor torque command value and the estimated torque value. is there.

［ベクトル制御装置：その１］
図１は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０の内部の構成を示したものである。ただし、ベクトル制御装置１０は、モータ制御装置２１（図２）の構成要素として備えられたものであり、相互に信号が行き交うこともあって、まずモータ制御装置２１を先に説明し、その後に、詳細にベクトル制御装置１０について説明する。 [Vector controller: Part 1]
FIG. 1 shows an internal configuration of the vector control apparatus 10 according to the first embodiment of the present invention. However, the vector control device 10 is provided as a constituent element of the motor control device 21 (FIG. 2), and signals may pass between each other. First, the motor control device 21 will be described first, and then The vector control device 10 will be described in detail.

＜モータ制御装置と直流電源、モータとの関連＞
図２は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置２１の構成と、このモータ制御装置２１と直流電源２２とモータ２３との関連を示す図である。
図２において、モータ制御装置２１は、直流電源２２から直流電力を受けて、３相交流電力に変換する。また、モータ（永久磁石同期モータ）２３は、モータ制御装置２１から３相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、負荷（不図示）を回転駆動させる。
次に、モータ制御装置２１の、詳細について説明する。 <Relationship between motor controller, DC power supply and motor>
FIG. 2 is a diagram illustrating the configuration of the motor control device 21 according to the first embodiment of the present invention and the relationship among the motor control device 21, the DC power source 22, and the motor 23.
In FIG. 2, the motor control device 21 receives DC power from the DC power supply 22 and converts it to three-phase AC power. Further, the motor (permanent magnet synchronous motor) 23 is supplied with three-phase AC power from the motor control device 21, is driven and controlled to rotate, and rotates a load (not shown).
Next, details of the motor control device 21 will be described.

＜モータ制御装置＞
図２において、前記したように、モータ制御装置２１は、直流電源２２から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の３相交流電力に変換する電力変換器２４と、電力変換器２４に流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路２５と、直流母線電流検出回路２５で検出された直流母線電流情報２５Ａを基にベクトル制御を行う制御装置２６とを備えて構成されている。 <Motor control device>
In FIG. 2, as described above, the motor control device 21 converts the DC power supplied from the DC power supply 22 into three-phase AC power with variable voltage and variable frequency, and the DC flowing through the power converter 24. A DC bus current detection circuit 25 that detects a bus current and a control device 26 that performs vector control based on DC bus current information 25A detected by the DC bus current detection circuit 25 are configured.

《電力変換器》
また、電力変換器２４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路４１と、後記するＰＷＭ（Ｐulse Ｗidth Ｍodulation）パルス生成部３５からのＰＷＭパルス信号３５Ａに基づいて電力変換主回路４１のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ４２とを備えて構成されている。
ＩＧＢＴが直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｕｐ）と下アーム（Ｓｕｎ）の接続点は、Ｕ相の交流出力端子となっている。 <Power converter>
The power converter 24 includes a power conversion main circuit 41 composed of a diode element connected in antiparallel with a semiconductor switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and a PWM (Pulse Width Modulation) pulse generation described later. And a gate driver 42 that generates a gate signal to the IGBT (Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn) of the power conversion main circuit 41 based on the PWM pulse signal 35A from the unit 35. .
The IGBTs (Sup, Sun) that constitute the legs by connecting the IGBTs in series are connected between the DC power sources 22, and the connection points between the upper arm (Sup) and the lower arm (Sun) are U-phase AC outputs. It is a terminal.

同様に直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｖｐ、Ｓｖｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｖｐ）と下アーム（Ｓｖｎ）の接続点は、Ｖ相の交流出力端子となっている。
また、直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）は、直流電源２２間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｗｐ）と下アーム（Ｓｗｎ）の接続点は、Ｗ相の交流出力端子となっている。
以上のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）を制御装置２６がゲート・ドライバ４２を介して、適切に制御をすることにより、直流電源２２の直流電力は、可変電圧可変周波数の３相交流電力（３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ、３相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）が前記のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子から出力される。 Similarly, IGBTs (Svp, Svn) that are connected in series to form a leg are connected between the DC power sources 22, and the connection point between the upper arm (Svp) and the lower arm (Svn) is a V-phase AC output. It is a terminal.
Further, IGBTs (Swp, Swn) that are connected in series and constitute a leg are connected between the DC power sources 22, and the connection point between each of the upper arm (Swp) and the lower arm (Swn) is a W-phase AC output. It is a terminal.
When the control device 26 appropriately controls the above IGBTs (Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn) via the gate driver 42, the DC power of the DC power supply 22 can be changed to a variable voltage variable frequency. Three-phase AC power (three-phase AC voltages Vu, Vv, Vw, three-phase AC currents Iu, Iv, Iw) is output from the U-phase, V-phase, and W-phase AC output terminals.

《制御装置》
また、制御装置２６は、ベクトル制御部（ベクトル制御装置）１０と電流再現部３１と位置センサレス制御部３２と速度指令発生部３３と座標変換部３４とＰＷＭパルス生成部３５とを備えて構成されている。
なお、ベクトル制御部１０は、前記のようにベクトル制御装置１０でもある。また、後記するように比較例１のベクトル制御部１０Ａ（図５）の構成が用いられるときには、図２において、ベクトル制御部１０のブロックがベクトル制御部１０Ａに相当する。 "Control device"
The control device 26 includes a vector control unit (vector control device) 10, a current reproduction unit 31, a position sensorless control unit 32, a speed command generation unit 33, a coordinate conversion unit 34, and a PWM pulse generation unit 35. ing.
The vector control unit 10 is also the vector control device 10 as described above. Further, as described later, when the configuration of the vector control unit 10A (FIG. 5) of Comparative Example 1 is used, the block of the vector control unit 10 in FIG. 2 corresponds to the vector control unit 10A.

電流再現部３１は、直流母線電流検出回路２５で検出された直流母線電流情報（ＩＤＣ）２５Ａを基に前記の永久磁石同期モータ（モータ）２３に流れる相電流情報を再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）として再現する。そして、その再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）３１Ａ、３１Ｂをベクトル制御部１０と位置センサレス制御部３２とに出力する。
なお、電流再現部３１における、後記する直流母線電流検出回路２５からの相電流情報の取得は、特開２００４−４８８８６号公報に開示されている方式や、電流センサを用いる方式など一般的な方式を用いることで可能であり、相電流情報の検出方式を特定するものではない。 The current reproduction unit 31 reproduces the phase current information flowing in the permanent magnet synchronous motor (motor) 23 based on the DC bus current information (I DC ) 25A detected by the DC bus current detection circuit 25 as a reproduction current (I dc , I qc ). Then, the reproduction currents (I dc , I qc ) 31A and 31B are output to the vector control unit 10 and the position sensorless control unit 32.
Note that the current reproduction unit 31 obtains phase current information from the DC bus current detection circuit 25 to be described later by a general method such as a method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-48886 or a method using a current sensor. The phase current information detection method is not specified.

位置センサレス制御部３２は、前記再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）（３１Ａ、３１Ｂ）と印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）とを用いて、モータ回転速度ωｃ（３２Ａ）と回転位相θｄｃ（３２Ｂ）を推定する。そして、モータ回転速度ωｃ（３２Ａ）の信号をベクトル制御部１０に出力する。また、回転位相θｄｃ（３２Ｂ）の信号を電流再現部３１と座標変換部３４とに出力する。
なお、位置センサレス制御部３２によるモータ回転速度ωｃと回転位相θｄｃの推定は、位置センサを用いる方式など、一般的な方式を用いることで可能であり、回転速度および回転位相の検出方式を特定するものではない。 The position sensorless control unit 32 uses the reproduction current (I dc , I qc ) (31A, 31B) and the applied voltage command value (V d * , V q * ) to calculate the motor rotation speed ω c (32A) and The rotational phase θ dc (32B) is estimated. Then, a signal of the motor rotation speed ω c (32A) is output to the vector control unit 10. Further, a signal of the rotational phase θ dc (32B) is output to the current reproduction unit 31 and the coordinate conversion unit 34.
The estimation of the motor rotation speed ω c and the rotation phase θ dc by the position sensorless control unit 32 can be performed by using a general method such as a method using a position sensor. Not specific.

速度指令発生部３３は、モータ回転速度指令値ω１ ＊（３３Ａ）を発生して、その信号をベクトル制御部１０に出力する。 The speed command generation unit 33 generates a motor rotation speed command value ω 1 * (33A) and outputs the signal to the vector control unit 10.

ベクトル制御部１０は、再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）（３１Ａ、３１Ｂ）と、モータ回転速度ωｃ（３２Ａ）と、速度指令発生部３３からのモータ回転速度指令値ω１ ＊とを用いて、モータ２３への印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を算出する。そして、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を座標変換部３４と位置センサレス制御部３２とに出力する。
なお、ベクトル制御部１０の詳細については後記する。 The vector control unit 10 uses the reproduction current (I dc , I qc ) (31A, 31B), the motor rotation speed ω c (32A), and the motor rotation speed command value ω 1 * from the speed command generation unit 33. Thus, an applied voltage command value (V d * , V q * ) to the motor 23 is calculated. The applied voltage command values (V d * , V q * ) are output to the coordinate conversion unit 34 and the position sensorless control unit 32.
Details of the vector control unit 10 will be described later.

座標変換部３４は、前記の印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を交流印加電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）へ変換し、その信号３４ＡをＰＷＭパルス生成部３５へ出力する。 The coordinate conversion unit 34 converts the applied voltage command value (V d * , V q * ) to an AC applied voltage command value (Vu * , Vv * , Vw * ), and outputs the signal 34A to the PWM pulse generation unit 35. Output to.

ＰＷＭパルス生成部３５は、前記交流印加電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とキャリア信号（ＰＷＭパルス生成部３５内部で発生）を基にしてＰＷＭパルス信号３５Ａを生成し、その信号３５Ａを電力変換器２４に備えられたゲート・ドライバ４２に出力する。 The PWM pulse generator 35 generates a PWM pulse signal 35A based on the AC applied voltage command value (Vu * , Vv * , Vw * ) and a carrier signal (generated inside the PWM pulse generator 35), and the signal 35A is output to the gate driver 42 provided in the power converter 24.

《直流母線電流検出回路》
直流母線電流検出回路２５は、直流電源２２の負側の直流母線に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の脈流が混在した電流ＩＤＣから相電流情報を取得する。取得された相電流情報は、直流母線電流情報（相電流の情報）２５Ａとして、電流再現部３１へ出力される。
また、直流母線電流検出回路２５からの相電流情報の取得は、前記した特開２００４−４８８８６号公報に開示されている方式や、電流センサを用いる方式など一般的な方式を用いることで可能であり、相電流情報の検出方式を特定するものではない。 << DC bus current detection circuit >>
DC bus current detecting circuit 25 is connected to the negative side of the DC bus of the DC power source 22, U-phase, V-phase, pulsating of W phase to obtain a phase current information from the current I DC were mixed. The acquired phase current information is output to the current reproduction unit 31 as DC bus current information (phase current information) 25A.
Further, the acquisition of the phase current information from the DC bus current detection circuit 25 can be performed by using a general method such as the method disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-48886 and the method using a current sensor. Yes, it does not specify the detection method of phase current information.

［ベクトル制御装置：その２］
再び図１を参照して、ベクトル制御装置１０について詳細に説明する。
前記したように、図１は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御装置１０の内部の構成を詳細に示したものである。
図１において、ベクトル制御装置１０は、トルク指令演算部１０１、ｑ軸電流指令演算部１０２、トルク推定演算部１０３、位相誤差指令演算部１１１、第２のｑ軸電流指令演算部１１２、第２のｄ軸電流指令演算部１１３、電圧ベクトル演算部１００、出力電圧制限検出部１０７を備えている。
また、ベクトル制御装置１０は、比較器１２１〜１２４を備えている。
また、ベクトル制御装置１０は、トルク入力切替部１０４、ｑ軸電流入力切替部１０５、ｄ軸電流入力切替部１０６をさらに備えて構成される。
なお、ｄ軸とは、モータ回転子の磁石の主磁束方向の座標軸であり、ｑ軸とは、前記ｄ軸と直角方向の回転座標軸である。 [Vector controller: Part 2]
With reference to FIG. 1 again, the vector control apparatus 10 will be described in detail.
As described above, FIG. 1 shows in detail the internal configuration of the vector control apparatus 10 according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 1, the vector control device 10 includes a torque command calculation unit 101, a q-axis current command calculation unit 102, a torque estimation calculation unit 103, a phase error command calculation unit 111, a second q-axis current command calculation unit 112, a second D-axis current command calculation unit 113, voltage vector calculation unit 100, and output voltage limit detection unit 107.
The vector control apparatus 10 includes comparators 121 to 124.
The vector control device 10 is further configured to include a torque input switching unit 104, a q-axis current input switching unit 105, and a d-axis current input switching unit 106.
The d-axis is a coordinate axis in the main magnetic flux direction of the magnet of the motor rotor, and the q-axis is a rotational coordinate axis perpendicular to the d-axis.

ベクトル制御装置１０には、図２に示したモータ制御装置２１における各信号のモータ回転速度指令値ω１ ＊、推定されたモータ回転速度ωｃ、ｄ軸、ｑ軸のそれぞれの再現電流であるＩｄｃ、Ｉｑｃがそれぞれ入力される。
また、ベクトル制御装置１０から印加電圧指令値Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊が出力される。なお、印加電圧指令値Ｖｄ ＊は、ｄ軸に関する印加電圧指令であり、印加電圧指令値Ｖｑ ＊は、ｑ軸に関する印加電圧指令である。 In the vector control device 10, the motor rotation speed command value ω 1 * of each signal in the motor control device 21 shown in FIG. 2, the estimated motor rotation speed ω c , and the d-axis and q-axis reproduction currents. I dc and I qc are respectively input.
Further, the applied voltage command values V d * and V q * are output from the vector control device 10. The applied voltage command value V d * is an applied voltage command for the d axis, and the applied voltage command value V q * is an applied voltage command for the q axis.

図１において、比較器１２１にモータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとが入力されて、その差分がトルク指令演算部１０１とｑ軸電流指令演算部１０２とに出力する。 In FIG. 1, the motor rotation speed command value ω 1 * and the estimated motor rotation speed ω c are input to the comparator 121, and the difference is output to the torque command calculation unit 101 and the q-axis current command calculation unit 102. To do.

《トルク指令演算部》
トルク指令演算部１０１は、モータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとの差分からトルク指令値τ＊を演算する。 《Torque command calculation unit》
The torque command calculation unit 101 calculates a torque command value τ * from the difference between the motor rotation speed command value ω 1 * and the estimated motor rotation speed ω c .

《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部１０２は、モータ回転速度指令値ω１ ＊と推定されたモータ回転速度ωｃとの差分からｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊を演算する。 << q-axis current command calculation unit >>
The q-axis current command calculation unit 102 calculates a q-axis current command value I q * from the difference between the motor rotation speed command value ω 1 * and the estimated motor rotation speed ω c .

《トルク推定演算部》
トルク推定演算部１０３は、モータ２３（図２）の電気定数と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）に基づいてトルク推定値τｃを演算する。
なお、トルク推定演算部１０３によるトルクの推定は、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を基にした電力変換器出力電力とモータ回転速度推定値（推定されたモータ回転速度）ωｃからトルクを推定する方式や、トルクセンサを用いる方式など、一般的な方式を用いることで可能であり、トルクの検出方式を特定するものではない。 《Torque estimation calculation unit》
The torque estimation calculation unit 103 calculates a torque estimated value τ c based on the electric constant of the motor 23 (FIG. 2) and the reproduced current value (I dc , I qc ).
The torque estimation by the torque estimation calculation unit 103 is based on the applied voltage command value (V d * , V q * ) and the reproduced current value (I dc , I qc ), and the power converter output power and the motor rotation speed. It is possible to use a general method such as a method of estimating torque from an estimated value (estimated motor rotation speed) ω c or a method of using a torque sensor, and does not specify a torque detection method.

《各種の比較器》
比較器１２２にトルク指令値τ＊とトルク推定値τｃとが入力されて、その差分Δτをトルク入力切替部１０４に出力する。 《Various comparators》
The torque command value τ * and the estimated torque value τ c are input to the comparator 122, and the difference Δτ is output to the torque input switching unit 104.

比較器１２３にｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとが入力されて、その差分ΔＩｑをｑ軸電流入力切替部１０５に出力する。 The q-axis current command value I q * and the q-axis reproduction current value I qc are input to the comparator 123, and the difference ΔI q is output to the q-axis current input switching unit 105.

比較器１２４にｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊とｄ軸再現電流値Ｉｄｃとが入力されて、その差分ΔＩｄをｄ軸電流入力切替部１０６に出力する。
なお、比較器１２４の入力における「０」は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊が０であることを意味する。 To the comparator 124 and the d-axis current command value I d * and the d-axis reproducibility current I dc is input, and outputs the difference [Delta] I d to d-axis current input switching unit 106.
Note that “0” at the input of the comparator 124 means that the d-axis current command value I d * is zero.

《各種の入力切替部》
トルク入力切替部１０４は、出力電圧制限検出部１０７の出力する出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃとの差分Δτ、あるいは０値を意味する「０」を、信号Δτ１として位相誤差指令演算部１１１に出力する。
なお、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇについては、後記する。 <Various input switching units>
The torque input switching unit 104 means a difference Δτ between the torque command value τ * and the estimated torque value τ c or 0 value based on the output voltage limit flag V 1lim-flg output from the output voltage limit detection unit 107. “0” is output to the phase error command calculation unit 111 as a signal Δτ 1 .
The output voltage limit flag V 1lim-flg will be described later.

ｑ軸電流入力切替部１０５は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの差分ΔＩｑ、あるいは「０」を、信号ΔＩｑ１として第２のｑ軸電流指令演算部１１２に出力する。 The q-axis current input switching unit 105 outputs a difference ΔI q between the q-axis current command value I q * and the q-axis reproduced current value I qc or “0” based on the output voltage limit flag V 1lim-flg as a signal. ΔI q1 is output to the second q-axis current command calculation unit 112.

ｄ軸電流入力切替部１０６は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊とｄ軸再現電流値Ｉｄｃとの差分ΔＩｄ、あるいは「０」を、信号ΔＩｄ１として第２のｄ軸電流指令演算部１１３に出力する。 The d-axis current input switching unit 106 outputs a difference ΔI d between the d-axis current command value I d * and the d-axis reproduced current value I dc or “0” based on the output voltage limit flag V 1lim-flg as a signal. ΔI d1 is output to the second d-axis current command calculation unit 113.

《位相誤差指令演算部》
位相誤差指令演算部１１１は、トルク入力切替部１０４の出力値Δτ１から、位相誤差の指令値（位相誤差指令値）Δθｃ ＊を出力する。 <Phase error command calculator>
The phase error command calculation unit 111 outputs a phase error command value (phase error command value) Δθ c * from the output value Δτ 1 of the torque input switching unit 104.

《第２のｑ軸電流指令演算部》
第２のｑ軸電流指令演算部１１２は、ｑ軸電流入力切替部１０５の出力値ΔＩｑ１から第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊を出力する。 << Second q-axis current command calculation unit >>
The second q-axis current command calculation unit 112 outputs the second q-axis current command value I q ** from the output value ΔI q1 of the q-axis current input switching unit 105.

《第２のｄ軸電流指令演算部》
第２のｄ軸電流指令演算部１１３は、ｄ軸電流入力切替部１０６の出力値ΔＩｄ１から第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊を出力する。 << Second d-axis current command calculation unit >>
Second d-axis current command calculation unit 113 outputs second d-axis current command value I d ** from output value ΔI d1 of d-axis current input switching unit 106.

《電圧ベクトル演算部》
電圧ベクトル演算部１００は、図示していないベクトル制御出力電圧演算部と出力電圧制限部とを備えている。そして、前記ベクトル制御出力電圧演算部において、第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊と第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１（図４（ｂ）、（ｃ））を演算する。
また、前記出力電圧制限部において、ベクトル制御出力電圧Ｖ１の振幅を電力変換器２４（図２）の供給可能な電圧（電力変換器供給可能電圧Ｖ０、図４（ｂ）、（ｃ））の振幅の範囲に制限して、ベクトル制御出力電圧Ｖ１をベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍ（図４（ｂ）、（ｃ））に変換する。 《Voltage vector calculation unit》
The voltage vector calculation unit 100 includes a vector control output voltage calculation unit and an output voltage limiter (not shown). In the vector control output voltage calculation unit, the vector control output voltage V 1 (FIG. 4) is based on the second d-axis current command value I d ** and the second q-axis current command value I q ** . (B) and (c)) are calculated.
Further, in the output voltage limiting unit, the amplitude of the vector control output voltage V 1 is set to a voltage that can be supplied by the power converter 24 (FIG. 2) (power converter supplyable voltage V 0 , FIGS. 4B and 4C). ), The vector control output voltage V 1 is converted into a vector control output voltage V 1lim (FIGS. 4B and 4C ).

次に、電圧ベクトル演算部１００は、前記のベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍと位相誤差指令値（弱め界磁位相）Δθｃ ＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍの位相を変換して、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθを演算する。
さらにモータ２３（図２）の電気定数と、モータ回転速度ωｃとを参照して、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を演算して出力する。 Next, the voltage vector calculation unit 100 converts the phase of the vector control output voltage V 1lim based on the vector control output voltage V 1lim and the phase error command value (field weakening phase) Δθ c * , The field-weakening output voltage V 1lθ is calculated.
Further, with reference to the electric constant of the motor 23 (FIG. 2) and the motor rotation speed ω c , the applied voltage command values (V d * , V q * ) are calculated and output.

《出力電圧制限検出部》
出力電圧制限検出部１０７は、電圧ベクトル演算部１００の出力する印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）から出力電圧振幅値Ｖ１ ＊を演算し、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器２４（図２）の供給可能電圧（電力変換器供給可能電圧Ｖ０）より小さい場合は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇを「０」、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器供給可能電圧Ｖ０に到達した場合は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇを「１」、に設定する。 <Output voltage limit detector>
The output voltage limit detection unit 107 calculates the output voltage amplitude value V 1 * from the applied voltage command value (V d * , V q * ) output from the voltage vector calculation unit 100, and the output voltage amplitude value V 1 * is the power. When the voltage is lower than the suppliable voltage (power converter suppliable voltage V 0 ) of the converter 24 (FIG. 2), the output voltage limit flag V 1lim-flg is “0” and the output voltage amplitude value V 1 * is the power converter. When the supplyable voltage V 0 is reached, the output voltage limit flag V 1lim-flg is set to “1”.

以上の構成により、ベクトル制御部１０は、印加電圧指令値の出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器の供給可能電圧Ｖ０より大きい出力電圧飽和状態の場合、出力電圧振幅値Ｖ１ ＊が一定の状態で、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃの差分Δτより位相誤差指令値Δθｃ ＊を演算して、電力変換器の出力電圧位相（電圧位相）Ｖθを制御することで弱め界磁制御を行う。
この弱め界磁制御を行うことにより，出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石磁束に対して１８０度以上で制御することが可能となる。 With the above configuration, when the output voltage amplitude value V 1 * of the applied voltage command value is in an output voltage saturation state that is greater than the suppliable voltage V 0 of the power converter, the vector control unit 10 determines that the output voltage amplitude value V 1 * is By calculating the phase error command value Δθ c * from the difference Δτ between the torque command value τ * and the estimated torque value τ c in a fixed state, and controlling the output voltage phase (voltage phase) V θ of the power converter. Weak field control is performed.
By performing this field weakening control, the voltage phase can be controlled at 180 degrees or more with respect to the magnet magnetic flux in the output voltage saturation state.

＜シミュレーションによるトルク限界時の駆動説明＞
前記したベクトル制御部１０によって、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態でモータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性を、図３、図４を参照して説明する。
図３は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部１０によって、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態で、モータ負荷を一定の割合で増加させた場合のデータの特性をシミュレーションで示す図であり、（ａ）は電圧位相［ｄｅｇ］、（ｂ）はトルク［Ｎｍ］、（ｃ）は回転速度［ｒｐｍ］を示している。なお、図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は時間［ｓ］であり、電圧位相やトルクが応答する概ね数秒程度の現象を図示している。
図４は、本発明の第１実施形態に係るベクトル制御部１０によって、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）は推定トルクと出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。 <Driving explanation at torque limit by simulation>
The characteristics when the motor load is increased at a constant rate while the motor rotation speed command value ω 1 * is kept constant by the vector control unit 10 will be described with reference to FIGS.
FIG. 3 shows data characteristics when the motor load is increased at a constant rate by the vector control unit 10 according to the first embodiment of the present invention with the motor rotation speed command value ω 1 * being constant. It is a figure shown by simulation, (a) shows voltage phase [deg], (b) shows torque [Nm], (c) shows rotational speed [rpm]. 3A, 3B, and 3C, the horizontal axis represents time [s], and a phenomenon of approximately several seconds in which the voltage phase and torque respond is illustrated.
FIG. 4 is a diagram for explaining the vector control of the output voltage for improving the motor output limit torque by the vector control unit 10 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 4 (a) shows the estimated torque and the output torque. (B) is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase is 90 degrees or less, and (c) is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase exceeds 90 degrees.

《電圧位相が９０度以下におけるモータ特性》
まず、電圧位相が９０度以下のモータ特性について説明する。
モータの回転速度（モータ回転速度、回転数／分）を所定の値ω１ ＊に指令しながら（図３（ｃ）の実線）、モータトルクを一定の割合で増加させる（図３（ｂ））。なお、この回転速度を増加させる過程において、モータ回転速度推定値ωｃは、正確には、モータ回転速度指令値ω１ ＊と一致しないこともあるが、概ね追従していく。
このモータトルクを一定の割合で増加させる過程において、図３（ａ）に示すように、電圧位相Ｖθが増加することで弱め界磁制御を行う。
なお、電圧位相Ｖθは、トルク指令値τ＊とトルク推定値τｃの差分を基に演算した位相誤差指令値Δθｃ ＊により演算される印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）の電圧位相に相当する。 << Motor characteristics when the voltage phase is 90 degrees or less >>
First, motor characteristics with a voltage phase of 90 degrees or less will be described.
While commanding the motor rotation speed (motor rotation speed, rotation speed / min) to a predetermined value ω 1 * (solid line in FIG. 3C), the motor torque is increased at a constant rate (FIG. 3B). ). In the process of increasing the rotational speed, the motor rotational speed estimated value ω c does not exactly coincide with the motor rotational speed command value ω 1 * , but generally follows.
In the process of increasing the motor torque at a constant rate, field weakening control is performed by increasing the voltage phase Vθ as shown in FIG.
The voltage phase V θ is an applied voltage command value (V d * , V q * ) calculated from the phase error command value Δθ c * calculated based on the difference between the torque command value τ * and the estimated torque value τ c. Corresponds to the voltage phase of.

なお、図４（ｂ）、（ｃ）において、ｄｃ軸（ｄ軸）は、回転子の磁石の主磁束方向であり、ｑｃ軸（ｑ軸）は、前記ｄｃ軸（ｄ軸）と直角方向である。そして、前記の電圧位相９０度とは、ｑｃ軸（ｑ軸）を基準としている。したがって、磁石の主磁束方向を基準にとれば、１８０度に相当する。
また、ｑｃ軸およびｄｃ軸は、ベクトル制御部（ベクトル制御装置）１０の中の概念であるために、モータにおけるｑ軸およびｄ軸とは区別する符号を用いているが、各要素のベクトル関係は概ね同一である。
また、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθの電圧位相Ｖθを「弱め界磁出力電圧位相」あるいは「電圧位相」と、適宜、簡略化して称す。 Incidentally, in FIG. 4 (b), (c) , d c -axis (d-axis) is the main flux direction of the magnet rotor, q c-axis (q-axis), the d c-axis (d-axis) And perpendicular direction. Then, said voltage phase 90 degrees, are based q c axis (q axis). Therefore, if the main magnetic flux direction of the magnet is taken as a reference, it corresponds to 180 degrees.
Further, q c-axis and d c axis, since a concept in the vector control unit (vector control device) 10, although the q-axis and d-axis of the motor is used to distinguish the code, each element The vector relationship is generally the same.
Further , the voltage phase V θ of the field weakening output voltage V 11θ is simply referred to as “weak field output voltage phase” or “voltage phase” as appropriate.

また、このときの各電圧のベクトル図を示しているのが図４（ｂ）である。図４（ｂ）において、ベクトル制御出力電圧Ｖ１は、前記したように、図１の第２のｄ軸電流指令値Ｉｄ ＊＊と第２のｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊＊とに基づいて演算されたものである。このベクトル制御出力電圧Ｖ１に対して、電力変換器供給可能電圧Ｖ０の振幅の範囲に制限して変換したものがベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍである。
さらに、位相誤差の指令値である弱め界磁位相Δθｃ＊とに基づいて、ベクトル制御出力電圧Ｖ１ｌｉｍの位相（電圧位相Ｖθ）を変換して、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθを演算する。
なお、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθには、ｄｃ軸方向である磁石の主磁束方向とは逆方向の電圧成分を含んでいるので、回転子による逆起電力を低減させる効果がある。 Further, FIG. 4B shows a vector diagram of each voltage at this time. In FIG. 4B, the vector control output voltage V 1 is applied to the second d-axis current command value I d ** and the second q-axis current command value I q ** in FIG. It is calculated based on this. For this the vector control the output voltage V 1, which has been converted is limited to the range of the amplitude of the power converter can be supplied voltage V 0 is a vector control output voltage V 1lim.
Further, the phase of the vector control output voltage V 1lim (voltage phase V θ ) is converted based on the field weakening phase Δθc * which is a command value of the phase error, and the field weakening output voltage V 11θ is calculated.
Note that the weak field磁出force voltage V 1Erushita, the main flux direction of the magnet is a d c-axis direction because it contains a reverse voltage component, it is effective in reducing the counter electromotive force by the rotor.

《電圧位相が９０度以上（超）におけるモータ特性》
さらにモータトルクが増加し、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθの電圧位相Ｖθがｑｃ軸から９０度を超す場合、言い換えると磁石磁束から１８０度を超す場合（図４（ｃ））でも、出力電圧位相限界（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊、図３（ａ））に達しない限りは、安定して制御できる。
したがって、弱め界磁出力電圧位相Ｖθと出力トルクの比例関係が続くので、図４（ａ）に示すように、推定トルクと出力トルクの比例関係が続き、非線形とはならない。
そのため、図３（ｂ）に示すように、トルク指令値τ＊にトルク推定値τｃが追随するとともに、定常的な差分が発生しない。
また、図３（ａ）に示すように、弱め界磁出力電圧位相Ｖθは、電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊に対して余裕も残している。
したがって、電圧位相Ｖθが９０度以上（超）の領域でも弱め界磁制御を行う事ができ、図３（ｃ）に示すように、所定の時間後においては、モータ回転速度指令値ω１ ＊にモータ回転速度ωｃが追随し、概ね一致した状態となる。 << Motor characteristics when the voltage phase is 90 degrees or more (super) >>
Furthermore the motor torque is increased, when the voltage phase V theta of weakening磁出force voltage V 1Erushita cases in excess of 90 degrees from the q c axis, in excess of 180 degrees from the magnetic flux in other words (FIG. 4 (c)) But the output As long as the voltage phase limit (voltage phase limit value V θlim * , FIG. 3A) is not reached, stable control is possible.
Therefore, since the proportional relationship between field weakening磁出force voltage phase V theta and the output torque continues, as shown in FIG. 4 (a), the proportional relationship between the estimated torque and the output torque is continued, not a non-linear.
Therefore, as shown in FIG. 3 (b), with the torque estimate tau c to follow the torque command value tau *, steady difference does not occur.
Further, as shown in FIG. 3A, the field-weakening output voltage phase V θ also leaves a margin with respect to the voltage phase limit value V θlim * .
Therefore, the field-weakening control can be performed even in the region where the voltage phase V θ is 90 degrees or more (super), and after a predetermined time, the motor rotation speed command value ω 1 * is set as shown in FIG. follow motor rotational speed omega c becomes roughly matched state.

なお、図４（ｃ）に示すように、弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθは、９０度以上（超）、つまり磁石の磁束方向に対しては、１８０度以上（超）でも駆動可能であるため、出力電圧位相限界（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）に到達せず、図４（ａ）のように出力トルクがモータ出力限界トルクに到達するまでは、推定トルクと出力トルクが線形の関係を保つ。
なお、９０以上（超）、つまり磁石の磁束方向に対しては、１８０度以上（超）の領域は、出力トルクτｃとｑ軸電流（ｑ軸再現電流値）Ｉｑｃとの関係においては、後記する図７に示すように非線形となる可能性がある領域である。 As shown in FIG. 4C, the field-weakening output voltage V 11θ can be driven by 90 degrees or more (super), that is, 180 degrees or more (super) with respect to the magnetic flux direction of the magnet. The estimated torque and the output torque have a linear relationship until the output torque reaches the motor output limit torque as shown in FIG. 4A without reaching the output voltage phase limit (voltage phase limit value V θlim * ). keep.
In addition, 90 or more (super), that is, the region of 180 degrees or more (super) with respect to the magnetic flux direction of the magnet is in the relationship between the output torque τ c and the q-axis current (q-axis reproduction current value) I qc. As shown in FIG. 7 to be described later, this is a region that may become nonlinear.

このように、本実施例のベクトル制御部１０（図２）の構成では、出力電圧飽和状態で弱め界磁出力電圧位相Ｖθが磁石の主磁束方向から１８０度以上（超）となる場合でも、弱め界磁制御を行うことが可能となる。言い換えるとモータが出力可能な限界トルクまで駆動することが可能となる。 Thus, in the configuration of the vector control unit 10 of the present embodiment (FIG. 2), weak field磁出force voltage phase V theta output voltage saturation state even if the more than 180 degrees from the main flux direction of the magnet (super) Thus, field weakening control can be performed. In other words, it is possible to drive to the limit torque that the motor can output.

＜本発明の顕現性＞
前記したように、図１で示した第１実施形態のベクトル制御部１０の構成により、電力変換器２４からは出力電圧飽和状態で，トルク指令値τ*とトルク推定値τcの差分に基づき演算された位相誤差指令値Δθｃ ＊により弱め界磁制御された印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）相当の電圧が出力される。言い換えると、電力変換器２４からは、出力電圧飽和状態で磁石磁束に対して１８０度以上の位相の電圧が出力される。 <Clarity of the present invention>
As described above, according to the configuration of the vector control unit 10 of the first embodiment shown in FIG. 1, the power converter 24 is in an output voltage saturation state based on the difference between the torque command value τ * and the estimated torque value τ c. A voltage corresponding to the applied voltage command value (V d * , V q * ) subjected to field weakening control by the calculated phase error command value Δθ c * is output. In other words, the power converter 24 outputs a voltage having a phase of 180 degrees or more with respect to the magnet magnetic flux in the output voltage saturation state.

＜駆動時のトルクの向上例＞
次に、実機による駆動時のトルクの向上例について、図８を参照して説明する。なお、図５〜図７は比較例として後記する。
図８は、図１に示した本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０を用いた場合の弱め界磁制御のときと、後記する比較例１のベクトル制御装置１０Ａとにおける、モータ出力限界トルクを比較した一例を示す図である。
図８において、符号８００で示したグラフの頂点の値は、後記する比較例１の出力限界トルクの値であり、比較基準として１００％と表記している。また、符号８０１のグラフの頂点の値は、第１実施形態の出力限界トルクの百分率に換算した値を示すものであり、符号８００の比較基準としての１００％を上回った値を示している。
図８に示すように、第１実施形態の構成による弱め界磁制御を行うことで、モータ出力限界トルクを向上することが出来る。なお、図８に示したグラフは一例であって、モータの構造や特性などの条件が変われば、さらに向上した結果が得られる可能性がある。 <Example of torque improvement during driving>
Next, an example of torque improvement during driving by an actual machine will be described with reference to FIG. 5 to 7 will be described later as comparative examples.
FIG. 8 shows the motor output limit torque in the field-weakening control when the vector control device 10 of the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 is used and the vector control device 10A of Comparative Example 1 described later. It is a figure which shows an example compared.
In FIG. 8, the value of the vertex of the graph indicated by reference numeral 800 is the value of the output limit torque of Comparative Example 1 described later, and is expressed as 100% as a comparison reference. Moreover, the value of the vertex of the graph of the code | symbol 801 shows the value converted into the percentage of the output limit torque of 1st Embodiment, and has shown the value which exceeded 100% as a comparison reference of the code | symbol 800. FIG.
As shown in FIG. 8, the motor output limit torque can be improved by performing field weakening control according to the configuration of the first embodiment. Note that the graph shown in FIG. 8 is an example, and if conditions such as the structure and characteristics of the motor change, further improved results may be obtained.

＜第１実施形態の効果＞
図１に示す第１実施形態のベクトル制御部１０を用いることで、出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石の主磁束方向に対して１８０度以上で制御することが可能となる。言い換えると、本実施形態の構成を用いることで、モータ出力限界トルクまで弱め界磁制御を行う事が可能となる。つまり、電力変換器を変更することなく、低速・高効率設計された永久磁石モータを駆動するモータ制御装置２１の高出力化を実現し、高効率化と高出力化の両立が可能となる。 <Effects of First Embodiment>
By using the vector control unit 10 of the first embodiment shown in FIG. 1, it is possible to control the voltage phase at 180 degrees or more with respect to the main magnetic flux direction of the magnet in the output voltage saturation state. In other words, field weakening control can be performed up to the motor output limit torque by using the configuration of the present embodiment. In other words, without changing the power converter, it is possible to realize a high output of the motor control device 21 that drives a permanent magnet motor designed at a low speed and a high efficiency, and to achieve both high efficiency and high output.

（比較例１）
次に、前記した特許文献１などに開示されているｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃの差分から電力変換器の出力電圧を制御する方式を比較例１として、図５、図６を参照して説明する。 (Comparative Example 1)
Next, a method of controlling the output voltage of the power converter from the difference between the q-axis current command value I q * and the q-axis reproduction current value I qc disclosed in the above-described Patent Document 1 is shown in FIG. 5 and will be described with reference to FIG.

＜比較例１の構成＞
図５は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａを示す図である。なお、ベクトル制御部１０Ａを備えたモータ制御装置２１（図２）は、図２に示したモータ制御装置２１の回路ブロック図と概ね同じ構成であって、図２において、ベクトル制御部１０をベクトル制御部１０Ａに置き換えたものである。
図５のベクトル制御部１０Ａが図１のベクトル制御部１０と異なるのは、図１におけるトルク指令演算部１０１とトルク推定演算部１０３と比較器１２２がなく、図５の比較器１２３からｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流Ｉｑｃとの差分ΔＩｑを、ｑ軸電流入力切替部Ａ５０５とｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４とに出力していることである。 <Configuration of Comparative Example 1>
FIG. 5 is a diagram illustrating the vector control unit 10A in the method of the first comparative example. The motor control device 21 (FIG. 2) provided with the vector control unit 10A has substantially the same configuration as the circuit block diagram of the motor control device 21 shown in FIG. 2, and the vector control unit 10 in FIG. It is replaced with the control unit 10A.
The vector control unit 10A in FIG. 5 is different from the vector control unit 10 in FIG. 1 in that the torque command calculation unit 101, the torque estimation calculation unit 103, and the comparator 122 in FIG. This is that the difference ΔI q between the current command value I q * and the q-axis reproduction current I qc is output to the q-axis current input switching unit A505 and the q-axis current input switching unit B504.

また、ｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４は、出力電圧制限フラグＶ１ｌｉｍ−ｆｌｇに基づいて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの差分ΔＩｑ、あるいは「０」を位相誤差指令演算部５１１にΔＩｑ２として出力する。
また、位相誤差指令演算部５１１は、ｑ軸電流入力切替部Ｂ５０４の出力値ΔＩｑ２から位相誤差指令値Δθｃ ＊を出力する。
なお、図５において、ｑ軸電流入力切替部Ａ５０５は、図１におけるｑ軸電流入力切替部１０５と概ね同一の機能である。
図５におけるその他の構成は、図１の構成と概ね同じであり、同一の符号を付したものは同一の機能と動作をするので重複する説明は省略する。 Further, the q-axis current input switching unit B504 sets the difference ΔI q between the q-axis current command value I q * and the q-axis reproduced current value I qc or “0” based on the output voltage limit flag V 1lim-flg. Output to the phase error command calculation unit 511 as ΔI q2 .
Further, the phase error command calculation unit 511 outputs the phase error command value Δθ c * from the output value ΔI q2 of the q-axis current input switching unit B504.
In FIG. 5, the q-axis current input switching unit A505 has substantially the same function as the q-axis current input switching unit 105 in FIG.
Other configurations in FIG. 5 are substantially the same as the configurations in FIG. 1, and those given the same reference numerals have the same functions and operations, and therefore redundant description is omitted.

＜比較例１の動作の説明＞
図５に示した、ベクトル制御部１０Ａは、図１のベクトル制御部１０のようにトルクによる制御ではなく、ｑ軸電流を主体とした制御で行われる。
すなわち、印加電圧指令値の電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器の供給可能電圧Ｖ０より小さい場合、指令電流値（Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊）と再現電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）の差分（ΔＩｄ，ΔＩｑ）から第２の電流指令値（Ｉｄ ＊＊、Ｉｑ ＊＊）を演算し、モータ回転速度推定値ωｃを用いて印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を出力し、ベクトル制御を行う。 <Description of Operation of Comparative Example 1>
The vector control unit 10A shown in FIG. 5 is not controlled by torque as in the vector control unit 10 of FIG. 1, but by control based on the q-axis current.
That is, when the voltage amplitude value V 1 * of the applied voltage command value is smaller than the suppliable voltage V 0 of the power converter, the command current value (I d * , I q * ) and the reproduced current value (I dc , I qc ) * the difference (ΔI d, ΔI q) the second current command value from the (I d **, I q ** ) calculates the motor rotation speed estimation value voltage command value using the omega c (V d, V q * ) is output and vector control is performed.

また、印加電圧指令値の電圧振幅値Ｖ１ ＊が電力変換器の供給可能電圧Ｖ０より大きい出力電圧飽和状態の場合には、電圧振幅値Ｖ１ ＊が一定の状態で、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの差分ΔＩｑより位相誤差指令値Δθｃ ＊を演算して電力変換器の電圧位相を制御することで弱め界磁制御を行う。 In addition, when the output voltage saturation state where the voltage amplitude value V 1 * of the applied voltage command value is larger than the suppliable voltage V 0 of the power converter, the q-axis current command with the voltage amplitude value V 1 * kept constant. The field weakening control is performed by calculating the phase error command value Δθ c * from the difference ΔI q between the value I q * and the q-axis reproduction current value I qc and controlling the voltage phase of the power converter.

次に、シミュレーションによるトルク限界時の駆動について図６、図７を参照して説明する。
図６は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａにより、モータ回転速度指令値ω１ ＊を一定とした状態で、モータ負荷を一定の割合で増加させた場合の特性を示す図であり、（ａ）は電圧位相［ｄｅｇ］、（ｂ）はｑ軸電流［Ａ］、（ｃ）は回転速度［ｒｐｍ］を示している。なお、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の横軸は時間［ｓ］である。
図７は、比較例１の方式におけるベクトル制御部１０Ａにより、モータ出力限界トルクを向上させるための出力電圧のベクトル制御を説明する図であり、（ａ）はトルク電流と出力トルクの関係を示し、（ｂ）は電圧位相が９０度以下の場合の各電圧の電圧ベクトル図であり、（ｃ）は電圧位相が９０度を超す場合の各電圧の電圧ベクトル図である。 Next, driving at the torque limit by simulation will be described with reference to FIGS.
FIG. 6 is a diagram showing characteristics when the motor load is increased at a constant rate by the vector control unit 10A in the method of Comparative Example 1 with the motor rotation speed command value ω 1 * being constant. (A) shows voltage phase [deg], (b) shows q-axis current [A], and (c) shows rotation speed [rpm]. In addition, the horizontal axis of FIG. 6 (a), (b), (c) is time [s].
FIG. 7 is a diagram for explaining the vector control of the output voltage for improving the motor output limit torque by the vector control unit 10A in the method of Comparative Example 1, and (a) shows the relationship between the torque current and the output torque. (B) is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase is 90 degrees or less, and (c) is a voltage vector diagram of each voltage when the voltage phase exceeds 90 degrees.

モータ負荷を一定の割合で増加させる場合に、図６（ｂ）に示すように、ｑ軸電流を一定の割合で増加させて対応している。つまり、図５の回路において、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃの差分を基に演算した位相誤差指令値Δθｃ ＊により、印加電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）の電圧位相Ｖθが増加することで弱め界磁制御を行っている（電圧位相が９０度以下）。
このとき、図６（ａ）に示すように電圧位相は、モータ負荷の上昇とともに、増加している。
また、図６（ｃ）に示すようにモータ回転速度（回転速度）ωｃは、モータ回転速度指令値ω１ ＊に概ね追従している。
なお、このときの各電圧（弱め界磁出力電圧Ｖ１ｌθ、ベクトル制御出力電圧Ｖ１）のベクトル図を示しているのが図７（ｂ）である。 When the motor load is increased at a constant rate, as shown in FIG. 6B, the q-axis current is increased at a constant rate. That is, in the circuit of FIG. 5, the applied voltage command value (V d * , V d ) is calculated based on the phase error command value Δθ c * calculated based on the difference between the q-axis current command value I q * and the q-axis reproduced current value I qc. q *) is the voltage phase V theta is performed field weakening control by increased (hereinafter voltage phase is 90 degrees).
At this time, as shown in FIG. 6A, the voltage phase increases as the motor load increases.
Further, as shown in FIG. 6C, the motor rotation speed (rotation speed) ω c substantially follows the motor rotation speed command value ω 1 * .
FIG. 7B shows a vector diagram of each voltage (field-weakening output voltage V 11θ and vector control output voltage V 1 ) at this time.

さらにモータ負荷が増加し、電圧位相Ｖθがｑ軸から９０度以上、言い換えると磁石磁束から１８０度以上となると、図６（ｂ）に示すように、ｑ軸再現電流値Ｉｑｃが減少に転じる。
この領域においては、増加するｑ軸電流指令値に対してｑ軸再現電流値が減少することで、定常的な差分（Ｉｑ ＊−Ｉｑｃ）が発生する。
また、この領域においては、図６（ａ）に示すように、電圧位相Ｖθは、電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊まで増加してしまうので、さらなる弱め界磁ができなくなる。
このため、図７（ａ）に示したように、出力トルクが電流型の安定限界を超して、出力電圧位相とｑ軸電流の関係が非線形となり、トルク電流と出力トルクとの関係が非線形の領域に入る。 Increased further motor load, voltage phase V theta is more than 90 degrees from the q-axis, becomes a magnet flux and 180 degrees or more other words, as shown in FIG. 6 (b), decrease the q-axis reproducible current value I qc Turn.
In this region, a steady difference (I q * −I qc ) is generated by decreasing the q-axis reproduction current value with respect to the increasing q-axis current command value.
Further, in this region, as shown in FIG. 6A , the voltage phase V θ increases to the voltage phase limit value V θlim *, so that further field weakening cannot be performed.
For this reason, as shown in FIG. 7A, the output torque exceeds the current-type stability limit, the relationship between the output voltage phase and the q-axis current becomes nonlinear, and the relationship between the torque current and the output torque is nonlinear. Enter the area.

この非線形の領域においては、前記したように、ｑ軸電流指令値Ｉｑ ＊とｑ軸再現電流値Ｉｑｃとの間に、定常的な差分が発生する（図６（ｂ））。
また、それとともに図６（ｃ）に示すように、モータ回転速度指令値ω１ ＊とモータ回転速度ωｃが乖離した状態となる。
このように、比較例１の構成であるベクトル制御部１０Ａの構成では、出力電圧飽和状態で電圧位相Ｖθが磁石磁束から１８０度以上となると、弱め界磁制御が困難となる。言い換えるとモータが出力可能な限界トルク（モータ出力限界トルク、図７（ａ））まで駆動することが困難となる。
なお、このときの各電圧のベクトル図が図７（ｃ）である。図７（ｃ）において、電圧位相Ｖθを出力電圧位相限界に到達させる前に不安定な領域に入ってしまう。 In this non-linear region, as described above, a steady difference is generated between the q-axis current command value I q * and the q-axis reproduction current value I qc (FIG. 6B).
Further, as shown in FIG. 6C, the motor rotation speed command value ω 1 * and the motor rotation speed ω c are in a state of being deviated.
As described above, in the configuration of the vector control unit 10A that is the configuration of the comparative example 1, when the voltage phase Vθ is 180 degrees or more from the magnet magnetic flux in the output voltage saturation state, the field-weakening control becomes difficult. In other words, it becomes difficult to drive to a limit torque that can be output by the motor (motor output limit torque, FIG. 7A).
In addition, the vector diagram of each voltage at this time is FIG.7 (c). In FIG. 7 (c), thus enters the unstable region prior to reaching the voltage phase V theta output voltage phase limit.

（比較例２）
次に、比較例２として、第１実施形態や比較例１で行っている弱め界磁方式などの対策を特に立てない場合の現象と問題点について説明する。
まず、比較例２におけるモータの回転速度と出力との間の一般的な特性について説明する。 (Comparative Example 2)
Next, as Comparative Example 2, a description will be given of phenomena and problems in the case where measures such as the field weakening method performed in the first embodiment and Comparative Example 1 are not particularly taken.
First, general characteristics between the rotation speed and the output of the motor in Comparative Example 2 will be described.

図１１は、比較例２において、モータ出力トルクを所定値τ１として、モータ制御装置でモータを駆動した場合の特性を示す図であり、（ａ）はモータの回転速度と電力変換器の出力電圧および出力電流の関係を示し、（ｂ）はモータの回転速度とモータ出力トルクの関係を示している。 FIG. 11 is a diagram illustrating characteristics when the motor output torque is set to a predetermined value τ 1 and the motor is driven by the motor control device in Comparative Example 2. FIG. 11A illustrates the motor rotation speed and the output of the power converter. The relationship between the voltage and the output current is shown, and (b) shows the relationship between the rotation speed of the motor and the motor output torque.

図１１（ａ）において、横軸は回転速度Ｎ［ｒｐｍ］であり、縦軸は出力電圧［Ｖ］と出力電流[Ａ]である。
モータ（２３、図２）には、回転速度に比例した誘起電圧が発生するため、電力変換器は、この誘起電圧を上回る電圧を出力する必要がある。そのため電力変換器の出力電圧は、図１１（ａ）の出力電圧に示すように回転速度に比例して増加する。
しかし、図１１（ａ）に示すように、モータの回転速度が所定の値である回転速度Ｎ１を超えると、電力変換器（２４、図２）の必要とされる出力電圧が、電力変換器の供給可能電圧（電力変換器供給可能電圧）Ｖ０を上回る領域に入る。
電力変換器は、限界である供給可能電圧Ｖ０を超すと、出力電圧が上昇しなくなる。この供給可能電圧Ｖ０に達した状態を電圧飽和領域と呼ぶ。
このような電圧飽和領域においては、それ以上、電力変換器の出力電圧の電圧振幅を大きくすることが出来ない。ただし、電力変換器の出力電流を増加させることはできるので、モータ出力トルクが所定値τ１のもとに回転速度をさらに上げることはできる。 In FIG. 11A, the horizontal axis represents the rotational speed N [rpm], and the vertical axis represents the output voltage [V] and the output current [A].
Since an induced voltage proportional to the rotation speed is generated in the motor (23, FIG. 2), the power converter needs to output a voltage exceeding the induced voltage. Therefore, the output voltage of the power converter increases in proportion to the rotation speed as shown by the output voltage in FIG.
However, as shown in FIG. 11 (a), when the rotational speed of the motor exceeds a predetermined rotational speed N1, the output voltage required by the power converter (24, FIG. 2) becomes the power converter. entering the supply of voltage to the region above the (power converter can be supplied voltage) V 0.
When the power converter exceeds the limit of the supplyable voltage V 0 , the output voltage does not increase. The state has been reached the suppliable voltage V 0 is referred to as a voltage saturation region.
In such a voltage saturation region, the voltage amplitude of the output voltage of the power converter cannot be increased any more. However, since the output current of the power converter can be increased, the motor output torque can be further increased under the predetermined value τ 1 .

また、図１１（ｂ）において、横軸は回転速度Ｎ［ｒｐｍ］であり、縦軸はモータ出力トルク［Ｎｍ］である。
図１１（ｂ）に示すように、モータ出力トルクが所定値τ１のもとに回転速度Ｎ１を超して、回転速度Ｎ２まで回転速度を上昇させることができる。ただし、回転速度Ｎ２が限界で、それ以上、回転速度を上げるとモータ出力トルクが所定値τ１より低下する。
そのため、回転速度Ｎ２以下の状態がモータ出力トルクの所定値τ１を出力することが可能な領域であり、回転速度Ｎ２を超えた領域は、モータ出力トルクが低下するのでモータ出力トルク限界領域である。 In FIG. 11B, the horizontal axis represents the rotational speed N [rpm], and the vertical axis represents the motor output torque [Nm].
As shown in FIG. 11 (b), the motor output torque is staggering rotational speed N1 under the predetermined value tau 1, it is possible to increase the rotational speed to the rotational speed N2. However, at a rotational speed N2 is a limit, more, motor output torque when increasing the rotational speed is lower than a predetermined value tau 1.
Therefore, the rotational speed N2 following conditions is a region capable of outputting a predetermined value tau 1 of the motor output torque, the area beyond the rotational speed N2 is a motor output torque limit region since the motor output torque decreases is there.

なお、図１１（ａ）、（ｂ）において、比較例２のモータの回転速度と出力との間の一般的な特性としての注目点は、回転速度Ｎ１において、電圧飽和領域に入ることである。この電圧飽和領域に入るためモータの高出力の駆動、制御に限界が生ずる。   In FIGS. 11A and 11B, the point of interest as a general characteristic between the rotational speed and the output of the motor of Comparative Example 2 is that it enters the voltage saturation region at the rotational speed N1. . Since this voltage saturation region is entered, there is a limit in driving and controlling the high output of the motor.

＜比較例１の補足：電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式＞
電圧飽和領域において駆動範囲を拡大する弱め界磁制御方式として、特許文献１では、「電力変換器の出力電圧値が制限された場合は、ｑ軸の電流指令値とｑ軸の電流検出値との偏差により、制御の基準軸とモータの磁束軸との偏差である位相誤差の指令値を作成すること」ことで弱め界磁制御を行う技術が提案されているが、その問題点について、図１２、図１３を参照して、比較例１を補足して説明する。
なお、この方式では、定常的に電力変換器が出力可能な電圧（供給可能電圧）Ｖ０（以下では電圧飽和状態と呼ぶ）で電力変換器の出力電圧を制御可能である。ここで、電圧飽和領域で駆動する永久磁石モータは、埋め込み磁石形モータのようにリラクタンストルク成分が発生する場合がある。 <Supplement to Comparative Example 1: Field-weakening control method for expanding drive range in voltage saturation region>
As a field weakening control method that expands the drive range in the voltage saturation region, Patent Document 1 states that “when the output voltage value of the power converter is limited, the deviation between the q-axis current command value and the q-axis current detection value. According to the above, a technique for performing field-weakening control by creating a command value for a phase error that is a deviation between a control reference axis and a magnetic flux axis of the motor has been proposed. The supplementary example of Comparative Example 1 will be described with reference to FIG.
In this method, the output voltage of the power converter can be controlled by a voltage (a voltage that can be supplied) V 0 (hereinafter referred to as a voltage saturation state) that the power converter can output steadily. Here, a permanent magnet motor driven in a voltage saturation region may generate a reluctance torque component like an embedded magnet type motor.

図１２は、比較例１において、出力電圧位相と出力トルクおよびｑ軸電流との関係を示す図である。なお、横軸は出力電圧位相［ｄｅｇ］であり、縦軸には出力トルク［Ｎｍ］、およびｑ軸電流［Ａ］である。
図１２に示すように、出力電圧位相がｑ軸から９０度（ｄｅｇ）、つまり磁石磁束から１８０度を超えた位相でモータの出力トルクが最大となる。言い換えると、出力電圧位相が９０度を超えた出力電圧限界位相（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）でモータが最大出力限界トルクを出力する。
しかし、前記した図７（ａ）に示したように、電力変換器の出力電圧位相とモータのｑ軸電流とが、出力電圧位相が９０度を超えた範囲では線形の関係とはならず、非線形な関係となる。
したがって、前記特許文献１を含む比較例の方式では出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となる。そのため、制御可能な出力の領域における実質的な出力電圧限界位相は、図１２に示した「比較例の出力電圧限界位相」であって、概ね９０度程度となる。 FIG. 12 is a diagram illustrating the relationship between the output voltage phase, the output torque, and the q-axis current in Comparative Example 1. The horizontal axis represents the output voltage phase [deg], and the vertical axis represents the output torque [Nm] and the q-axis current [A].
As shown in FIG. 12, the output torque of the motor is maximized when the output voltage phase is 90 degrees (deg) from the q-axis, that is, 180 degrees from the magnet magnetic flux. In other words, the motor outputs the maximum output limit torque at the output voltage limit phase (voltage phase limit value V θlim * ) where the output voltage phase exceeds 90 degrees.
However, as shown in FIG. 7A, the output voltage phase of the power converter and the q-axis current of the motor do not have a linear relationship in the range where the output voltage phase exceeds 90 degrees. Non-linear relationship.
Therefore, in the method of the comparative example including the patent document 1, it becomes difficult to control in the region where the output voltage phase exceeds 90 degrees. Therefore, the actual output voltage limit phase in the controllable output region is the “output voltage limit phase of the comparative example” shown in FIG. 12, and is approximately 90 degrees.

図１３は、比較例１において、モータの回転速度Ｎとモータ出力トルクとの関係を示す図である。なお、横軸は回転速度Ｎ［ｒｐｍ］であり、縦軸にはモータ出力トルク［Ｎｍ］である。
図１３において、前記のように特許文献１を含む比較例１の方式では、出力電圧位相が９０度を超えた領域では制御が困難となる。そのため、モータがトルクτ１を出力する場合には、前記特許文献１の方式では電力変換器の出力電圧を出力限界位相（電圧位相制限値Ｖθｌｉｍ ＊）まで制御して、理想的な限界の回転速度Ｎ２まで駆動する事が出来ず、駆動可能な回転数が回転数Ｎ３まで低下してしまう。言い換えると、モータの出力可能な限界トルクまで駆動することが出来ない。 FIG. 13 is a diagram illustrating the relationship between the motor rotation speed N and the motor output torque in the first comparative example. The horizontal axis represents the rotational speed N [rpm], and the vertical axis represents the motor output torque [Nm].
In FIG. 13, in the method of Comparative Example 1 including Patent Document 1 as described above, control becomes difficult in a region where the output voltage phase exceeds 90 degrees. Therefore, when the motor outputs torque τ 1 , the method of Patent Document 1 controls the output voltage of the power converter to the output limit phase (voltage phase limit value V θlim * ), and the ideal limit is reached . It cannot be driven to the rotational speed N2, and the driveable rotational speed is reduced to the rotational speed N3. In other words, the motor cannot be driven to the limit torque that can be output by the motor.

＜第１実施形態の補足＞
以上の背景により、比較例１や比較例２の問題点を克服するために、本発明の第１実施形態の構成をとる。
すなわち、前記したように第１実施形態は、ベクトル制御部１０（図１）を用いることで、出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石の主磁束方向に対して１８０度以上で制御することが可能となり、モータ出力限界トルクまで弱め界磁制御を行う事ができる。
つまり、電力変換器を変更することなく、低速・高効率設計された永久磁石モータを駆動するモータ制御装置２１（図１）の高出力化を実現し、高効率化と高出力化の両立が可能となる。 <Supplement to the first embodiment>
With the above background, in order to overcome the problems of Comparative Example 1 and Comparative Example 2, the configuration of the first embodiment of the present invention is adopted.
That is, as described above, the first embodiment can control the voltage phase at 180 degrees or more with respect to the main magnetic flux direction of the magnet in the output voltage saturation state by using the vector control unit 10 (FIG. 1). Thus, the field weakening control can be performed up to the motor output limit torque.
In other words, without changing the power converter, the motor controller 21 (FIG. 1) that drives the permanent magnet motor designed for low speed and high efficiency can achieve high output, and both high efficiency and high output can be achieved. It becomes possible.

（第２実施形態）
本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１を圧縮機駆動モータの制御に適用した空調機９００を第２実施形態として、図９、図１０を参照して説明する。
図９は、本発明の第２実施形態に係る空調機９００の内部の構成を示すものである。
また、図１０は、本発明の第２実施形態に係る空調機９００に搭載した圧縮機駆動モータの特性を示す図である。 (Second Embodiment)
An air conditioner 900 in which the motor control device 21 equipped with the vector control device 10 according to the first embodiment of the present invention is applied to control of a compressor drive motor will be described as a second embodiment with reference to FIGS. 9 and 10. .
FIG. 9 shows an internal configuration of an air conditioner 900 according to the second embodiment of the present invention.
Moreover, FIG. 10 is a figure which shows the characteristic of the compressor drive motor mounted in the air conditioner 900 which concerns on 2nd Embodiment of this invention.

図９において、空調機９００は、外気と熱交換を行う室外機９０１、室内と熱交換を行う室内機９０２、両者をつなぐ配管９０３を備えて構成される。   In FIG. 9, an air conditioner 900 includes an outdoor unit 901 that exchanges heat with the outside air, an indoor unit 902 that exchanges heat with the room, and a pipe 903 that connects the two.

室外機９０１は、冷媒を圧縮する圧縮機９０４と、圧縮機９０４を駆動する圧縮機駆動モータ９０５と、圧縮機駆動モータ９０５を制御するモータ制御装置９０６と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換する熱交換機９０７とを備えて構成される。
モータ制御装置９０６には、前記した本発明の第１実施形態のベクトル制御装置１０（図１）を搭載したモータ制御装置２１（図２）が適用される。 The outdoor unit 901 includes a compressor 904 that compresses the refrigerant, a compressor drive motor 905 that drives the compressor 904, a motor control device 906 that controls the compressor drive motor 905, and heat exchange with the outside air using the compressed refrigerant. And a heat exchanger 907.
As the motor control device 906, the motor control device 21 (FIG. 2) equipped with the vector control device 10 (FIG. 1) according to the first embodiment of the present invention is applied.

また、室内機９０２は、室内と熱交換を行う熱交換機９０８と、室内に送風する送風機９０９とを備えて構成される。   The indoor unit 902 includes a heat exchanger 908 that exchanges heat with the room, and a blower 909 that blows air into the room.

次に、圧縮機駆動モータ９０５の特性について図１０を参照して説明する。
図１０は、圧縮機駆動モータ９０５の回転速度とモータ効率の関係を示す図である。なお、横軸は圧縮機の駆動モータの回転速度（圧縮機駆動モータ回転速度）［ｒｐｍ］を表し、縦軸は圧縮機の駆動モータの効率（圧縮機駆動モータ効率）［％］を表している。 Next, the characteristics of the compressor drive motor 905 will be described with reference to FIG.
FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the rotational speed of the compressor drive motor 905 and the motor efficiency. The horizontal axis represents the rotational speed of the compressor drive motor (compressor drive motor rotational speed) [rpm], and the vertical axis represents the compressor drive motor efficiency (compressor drive motor efficiency) [%]. Yes.

空調機の性能を表す指標として、近年、実使用時に近い状態での評価を行うための指標である通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ：Annual Performance Factor）が用いられている。
ＡＰＦ指標では低速回転・低負荷での効率が重視される。そのため、空調機圧縮機駆動モータの設計では、図１０の実線の特性線１００１に示すモータ効率がピークとなる回転数Ｎ３を低い回転速度になるようにモータの低速度設計を行っている。
しかし、図６および図７で示した通り、比較例の弱め界磁制御方式では、モータが出力可能な限界トルクまで制御することが出来なかった。したがって、ＡＰＦ指標と圧縮機の最大出力の両立を図るために、さらなる低速度設計をすることが出来なかった。 In recent years, annual performance factor (APF), which is an index for performing evaluation in a state close to actual use, has been used as an index representing the performance of an air conditioner.
In the APF index, importance is placed on the efficiency at low speed and low load. Therefore, in designing the air conditioner compressor drive motor, the motor is designed at a low speed so that the rotational speed N3 at which the motor efficiency shown by the solid characteristic line 1001 in FIG.
However, as shown in FIGS. 6 and 7, the field weakening control method of the comparative example was unable to control the limit torque that the motor can output. Therefore, in order to achieve both APF index and the maximum output of the compressor, it has not been possible to design a further low speed.

第２実施形態の空調機９００では、第１実施形態のモータ制御装置２１を空調機９００に適用し、弱め界磁制御を行う。つまり、モータ制御装置９０６は、電力変換器２４（図２）の出力電圧飽和状態で電圧位相を磁石磁束に対して１８０度以上で制御することで，モータが出力可能な限界トルクを出力することが可能となる。
これによって、図１１の点線の特性線１００２に示すように、圧縮機駆動モータの最大出力を低下させること無く、効率がピークとなる回転速度をさらに低い回転速度Ｎ４に、モータを低速設計する事が可能となる。 In the air conditioner 900 of the second embodiment, the motor control device 21 of the first embodiment is applied to the air conditioner 900 to perform field weakening control. That is, the motor control device 906 outputs a limit torque that the motor can output by controlling the voltage phase at 180 degrees or more with respect to the magnet magnetic flux in the output voltage saturation state of the power converter 24 (FIG. 2). Is possible.
As a result, as shown by the dotted characteristic line 1002 in FIG. 11, the motor can be designed at a low speed, with the rotational speed at which efficiency reaches a peak, at a lower rotational speed N4 without reducing the maximum output of the compressor drive motor. Is possible.

＜第２実施形態の効果＞
第２実施形態により、従来のモータ駆動装置と同じ電力変換器の構成で圧縮機駆動モータ９０５の最大出力を低下させること無く、モータ効率がピークとなる回転速度が低い低速度設計モータを適用することが可能となる。言い換えると、空調機の高出力化とＡＰＦ指標の向上の両立を図ることが可能となる。 <Effects of Second Embodiment>
According to the second embodiment, a low-speed design motor having a low rotational speed at which the motor efficiency reaches a peak is applied without reducing the maximum output of the compressor drive motor 905 with the same power converter configuration as that of the conventional motor drive device. It becomes possible. In other words, it is possible to achieve both high output of the air conditioner and improvement of the APF index.

（その他の実施形態）
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。 (Other embodiments)
As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, this invention is not limited to these embodiment and its deformation | transformation, There exists a design change etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention. Well, here are some examples:

《各構成、機能の実現》
前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。
例えばベクトル制御装置１０は、独立した装置ではなくともよい。例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）などにおいて、他の回路、機能とともにソフトウェアのプログラムに組み込まれていてもよい。 《Realization of each configuration and function》
Each configuration, function, processing unit, processing means, and the like of the present embodiment may be realized by hardware by designing a part or all of them with an integrated circuit, for example. Moreover, you may implement | achieve by the software which can change a program. Also, hardware and software may be mixed.
For example, the vector control device 10 may not be an independent device. For example, a CPU (Central Processing Unit) or the like may be incorporated in a software program together with other circuits and functions.

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。   Further, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.

《電圧ベクトル演算部》
また、図１の第１実施形態における構成では，位相誤差指令演算部１１１からの位相誤差指令値Δθｃ ＊に基づいて電圧ベクトル演算部で印加電圧指令値（Ｖｄ ＊、Ｖｑ ＊）を演算しているが、図２の位置センサレス制御部３２の回転位相θｄｃへ位相誤差指令値Δθｃ ＊を加算する方式でも同様の駆動を行う事が可能である。 《Voltage vector calculation unit》
In the configuration of the first embodiment of FIG. 1, the applied voltage command value (V d * , V q * ) is calculated by the voltage vector calculation unit based on the phase error command value Δθ c * from the phase error command calculation unit 111. Although the calculation is performed, the same driving can be performed by adding the phase error command value Δθ c * to the rotational phase θ dc of the position sensorless control unit 32 of FIG.

《モータ回転速度推定値、トルク推定値》
第１実施形態において、モータ回転速度推定値ωｃは、位置センサレス制御部３２による推定（演算）のみならず、前記したように、センサなどで検出した値、すなわちモータ回転速度検出値でもよい。
同様に、トルク推定値τｃは、トルク推定演算部１０３における再現電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）を基にした推定（演算）のみならず、センサなどで検出した値、すなわちトルク検出値でもよい。 <Estimated motor rotation speed, estimated torque value>
In the first embodiment, the motor rotation speed estimated value ω c is not only estimated (calculated) by the position sensorless control unit 32, but may be a value detected by a sensor or the like, that is, a motor rotation speed detected value as described above.
Similarly, the estimated torque value τ c is not only estimated (calculated) based on the reproduction current (I dc, I qc ) in the torque estimation calculation unit 103 but may be a value detected by a sensor or the like, that is, a detected torque value. .

《スイッチング素子、半導体素子》
また電力変換器２４に備えた電力変換主回路４１のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例を説明したが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）でもよい。 << Switching element, semiconductor element >>
Further, although an example in which an IGBT is used as a switching element of the power conversion main circuit 41 provided in the power converter 24 has been described, a switching element of another semiconductor element may be used, for example, a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field- Effect Transistor).

《モータの型》
第１実施形態においては駆動するモータとして永久磁石同期モータを例にあげたが、巻線界磁型同期モータでもよく、また、永久磁石と巻線の両方で界磁磁束を確保する方式でもみよい。
また、モータの回転子が固定子の内部の空洞を回転するインナーロータ型のみならず、固定子の外側を回転するアウターロータ型にも本実施形態は適用できる。 <Motor type>
In the first embodiment, a permanent magnet synchronous motor is exemplified as a motor to be driven. However, a winding field type synchronous motor may be used, or a method of securing a field magnetic flux by both the permanent magnet and the winding may be used. .
Moreover, this embodiment can be applied not only to the inner rotor type in which the rotor of the motor rotates in the cavity inside the stator, but also to the outer rotor type in which the outer side of the stator rotates.

《モータを搭載した各種の機器》
第２実施形態においては、第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１を圧縮機駆動に適用した空調機９００について説明したが、第１実施形態のベクトル制御装置１０を搭載したモータ制御装置２１で駆動するモータの応用例は、空調機に限定されるものではない。モータを搭載した各種の機器において、本発明の第１実施形態のベクトル制御装置、またはモータ制御装置を搭載すれば、モータ制御装置の高出力化と、高効率化と高出力化が両立するので、前記各種の機器としての性能向上や効率化に寄与する。 <Various devices equipped with motors>
In 2nd Embodiment, although the air conditioner 900 which applied the motor control apparatus 21 carrying the vector control apparatus 10 of 1st Embodiment to the compressor drive was demonstrated, the vector control apparatus 10 of 1st Embodiment was mounted. The application example of the motor driven by the motor control device 21 is not limited to the air conditioner. If the vector control device or motor control device according to the first embodiment of the present invention is installed in various devices equipped with motors, high output, high efficiency and high output of the motor control device can be achieved at the same time. This contributes to improving the performance and efficiency of the various devices.

１０、１０Ａ ベクトル制御装置、ベクトル制御部
２１、９０６ モータ制御装置
２２ 直流電源
２３ モータ（永久磁石同期モータ）
２４ 電力変換器
２５ 直流母線電流検出回路
２６ 制御装置
３１ 電流再現部
３２ 位置センサレス制御部
３３ 速度指令発生部
３４ 座標変換部
３５ ＰＷＭパルス生成部
４１ 電力変換主回路
４２ ゲート・ドライバ
１００ 電圧ベクトル演算部
１０１ トルク指令演算部
１０２ ｑ軸電流指令演算部
１０３ トルク推定演算部
１０４ トルク入力切替部
１０５ ｑ軸電流入力切替部
１０６ ｄ軸電流入力切替部
１０７ 出力電圧制限検出部
１１１、５１１ 位相誤差指令演算部
１１２ 第２のｑ軸電流指令演算部
１１３ 第２のｄ軸電流指令演算部
１２１〜１２４ 比較器
５０４ ｑ軸電流入力切替部Ｂ
５０５ ｑ軸電流入力切替部Ａ
９００ 空調機
９０１ 室外機
９０２ 室内機
９０３ 配管
９０４ 圧縮機
９０５ 圧縮機駆動モータ
９０７、９０８ 熱交換機
９０９ 送風機 10, 10A Vector controller, vector controller 21, 906 Motor controller 22 DC power supply 23 Motor (permanent magnet synchronous motor)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 24 Power converter 25 DC bus current detection circuit 26 Control apparatus 31 Current reproduction part 32 Position sensorless control part 33 Speed command generation part 34 Coordinate conversion part 35 PWM pulse generation part 41 Power conversion main circuit 42 Gate driver 100 Voltage vector calculation part DESCRIPTION OF SYMBOLS 101 Torque command calculating part 102 q-axis current command calculating part 103 Torque estimation calculating part 104 Torque input switching part 105 q-axis current input switching part 106 d-axis current input switching part 107 Output voltage limit detection part 111,511 Phase error command calculating part 112 Second q-axis current command calculation unit 113 Second d-axis current command calculation unit 121 to 124 Comparator 504 q-axis current input switching unit B
505 q-axis current input switching part A
900 Air Conditioner 901 Outdoor Unit 902 Indoor Unit 903 Piping 904 Compressor 905 Compressor Drive Motor 907, 908 Heat Exchanger 909 Blower

Claims (4)

モータに電力を供給して駆動させる電力変換器の出力に基づき、当該出力が出力電圧飽和状態の際に、
前記電力変換器の出力電圧を規定する弱め界磁出力電圧位相を前記モータの界磁磁極の主磁束方向に対して１８０度以上として制御するとともに
前記電力変換器の出力の電圧位相を、トルク指令値と、トルク推定値との差分により制御する
ベクトル制御装置であって、
トルク指令演算部、ｑ軸電流指令演算部、トルク推定演算部、トルク入力切替部、ｑ軸電流入力切替部、ｄ軸電流入力切替部、位相誤差指令演算部、第２のｑ軸電流指令演算部、第２のｄ軸電流指令演算部、電圧ベクトル演算部、出力電圧制限検出部、を備え、
前記トルク指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からトルク指令値を演算し、
前記ｑ軸電流指令演算部は、モータ回転速度指令値と推定されたモータ回転速度との差分からｑ軸電流指令値を演算し、
前記トルク推定演算部は、モータの電気定数と再現電流値に基づいてトルク推定値を演算し、
前記トルク入力切替部は、出力電圧制限検出部の出力する出力電圧制限フラグに基づいて、トルク指令値とトルク推定値との差分、あるいは０値を意味する０を信号として位相誤差指令演算部に出力し、
前記ｑ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｑ軸電流指令値とｑ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｑ軸電流指令演算部に出力し、
前記ｄ軸電流入力切替部は、出力電圧制限フラグに基づいて、ｄ軸電流指令値とｄ軸再現電流値との差分、あるいは０を信号として、第２のｄ軸電流指令演算部に出力し、
前記位相誤差指令演算部は、トルク入力切替部の出力値から位相誤差の指令値を演算し、
前記第２のｑ軸電流指令演算部は、ｑ軸電流入力切替部の出力値から第２のｑ軸電流指令値を演算し、
前記第２のｄ軸電流指令演算部は、ｄ軸電流入力切替部の出力値から第２のｄ軸電流指令値を演算し、
前記電圧ベクトル演算部は、第２のｄ軸電流指令値と第２のｑ軸電流指令値と位相誤差指令値とに基づいて弱め界磁出力電圧を演算し、モータの電気定数とモータ回転速度を参照して印加電圧指令値を演算し、
前記出力電圧制限検出部は、電圧ベクトル演算部の出力から出力電圧振幅値を演算し、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より小さい場合は出力電圧制限フラグを０、出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧に到達した場合は出力電圧制限フラグを１に設定し、
前記印加電圧指令値の出力電圧振幅値が電力変換器の供給可能電圧より大きい出力電圧飽和状態の場合、出力電圧振幅値が一定の状態でトルク指令値とトルク推定値の差分から位相誤差指令値を演算し、電力変換器の出力電圧位相を制御することで弱め界磁制御を行う
ことを特徴とするベクトル制御装置。 Based on the output of the power converter that supplies power to the motor and drives it, when the output is in the output voltage saturation state,
The field-weakening output voltage phase that defines the output voltage of the power converter is controlled to be 180 degrees or more with respect to the main magnetic flux direction of the field magnetic pole of the motor, and the voltage phase of the output of the power converter is set to a torque command. A vector control device that controls the difference between the value and the estimated torque value,
Torque command calculation unit, q-axis current command calculation unit, torque estimation calculation unit, torque input switching unit, q-axis current input switching unit, d-axis current input switching unit, phase error command calculation unit, second q-axis current command calculation Unit, a second d-axis current command calculation unit, a voltage vector calculation unit, an output voltage limit detection unit,
The torque command calculation unit calculates a torque command value from the difference between the motor rotation speed command value and the estimated motor rotation speed,
The q-axis current command calculation unit calculates a q-axis current command value from the difference between the motor rotation speed command value and the estimated motor rotation speed,
The torque estimation calculation unit calculates a torque estimated value based on an electric constant of the motor and a reproduced current value,
Based on the output voltage limit flag output from the output voltage limit detection unit, the torque input switching unit outputs a difference between the torque command value and the estimated torque value, or 0 indicating zero value as a signal to the phase error command calculation unit. Output,
The q-axis current input switching unit outputs a difference between the q-axis current command value and the q- axis reproduction current value or 0 as a signal to the second q-axis current command calculation unit based on the output voltage limit flag. ,
The d-axis current input switching unit outputs a difference between the d-axis current command value and the d-axis reproduction current value or 0 as a signal to the second d-axis current command calculation unit based on the output voltage limit flag. ,
The phase error command calculation unit calculates a phase error command value from the output value of the torque input switching unit,
The second q-axis current command calculation unit calculates a second q-axis current command value from the output value of the q-axis current input switching unit,
The second d-axis current command calculation unit calculates a second d-axis current command value from the output value of the d-axis current input switching unit,
The voltage vector calculation unit calculates a field weakening output voltage based on the second d-axis current command value, the second q-axis current command value, and the phase error command value, and calculates the electric constant of the motor and the motor rotation speed. Calculate the applied voltage command value with reference to
The output voltage limit detection unit calculates an output voltage amplitude value from the output of the voltage vector calculation unit, and when the output voltage amplitude value is smaller than the supplyable voltage of the power converter, the output voltage limit flag is set to 0, and the output voltage amplitude value Sets the output voltage limit flag to 1 when the voltage reaches the power converter's suppliable voltage,
When the output voltage amplitude value of the applied voltage command value is larger than the voltage that can be supplied by the power converter, the phase error command value is calculated from the difference between the torque command value and the torque estimated value when the output voltage amplitude value is constant. And a field control is performed by controlling the output voltage phase of the power converter. 請求項１において、
前記モータは、永久磁石同期モータであることを特徴とするベクトル制御装置。 In claim 1,
The vector control device, wherein the motor is a permanent magnet synchronous motor. 請求項１または請求項２に記載のベクトル制御装置を備え、
前記モータを駆動制御することを特徴とするモータ制御装置。 The vector control device according to claim 1 or 2, comprising:
A motor control device that controls driving of the motor. 請求項３に記載のモータ制御装置を備えることを特徴とする空調機。   An air conditioner comprising the motor control device according to claim 3.
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