JP3644391B2

JP3644391B2 - Inverter device, compressor control device, refrigeration / air conditioning device control device, motor control method, compressor, refrigeration / air conditioning device

Info

Publication number: JP3644391B2
Application number: JP2001038661A
Authority: JP
Inventors: 正明矢部; 和憲坂廼辺; 勉牧野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-02-15
Filing date: 2001-02-15
Publication date: 2005-04-27
Anticipated expiration: 2021-02-15
Also published as: JP2002247876A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、位置センサ無しで瞬時電流制御を行うことにより直流ブラシレスモータを駆動するモータの制御装置、圧縮機制御装置、冷凍・空調装置、モータの制御方法、圧縮機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１８は一般的な従来のインバータの構成を表す図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３は複数のスイッチング素子であり、３ａはインバータ２を構成するＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子である。４は複数のスイッチング素子３と並列に接続された複数の還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３および複数の還流ダイオード４からなるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータである。
【０００３】
７ａは直流ブラシレスモータ６に流入する電流のうち一相の電流を検出する電流検出手段、７ｂは電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段、８は電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された電流値に基づきインバータ主回路５内のスイッチング素子３をオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８より発生したＰＷＭ信号に基づいて複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するゲートドライブ回路である。
【０００４】
また、１０はインバータ制御手段８を構成する電流検出手段７ａおよび７ｂにより得られた電流値より３相の電流値を求める相電流演算手段、５０は相電流演算手段１０により得られた相電流値をもとに、直流ブラシレスモータ回転子の速度および位置を推定し、直流ブラシレスモータ駆動のための出力電圧指令値を演算して出力電圧指令値をＰＷＭ信号に変換する際に変調率が１を越える場合、変調率が１以下となるように出力電圧指令値に制限をかける出力電圧演算手段、１２５はインバータ制御手段８内に備えられ、複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段である。
【０００５】
上記のように構成されたインバータおよび直流ブラシレスモータにおける動作を図１８を用いて説明する。図において、インバータ２は直流ブラシレスモータ６に流入する相瞬時電流のうち２相分の瞬時電流を電流検出手段７ａおよび電流検出手段７ｂより検出する。検出した２相分の瞬時電流、例えばＵ相瞬時電流ＩｕおよびＶ相瞬時電流Ｉｖを用いて、インバータ制御手段８は、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧値および電圧位相等の出力電圧指令を演算により求める。
【０００６】
インバータ制御手段８においては、以下に記載する動作にて出力電圧指令値を求める。電流検出手段７ａおよび７ｂにより検出された相電流Ｉｕ、Ｉｖにより相電流演算手段１０にて３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求め、出力電圧演算手段５０が３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにより直流ブラシレスモータ６の回転子速度および位置を推測し、その推測結果をもとに直流ブラシレスモータ６を駆動するための出力電圧指令値を演算により求める。
【０００７】
出力電圧指令値をＰＷＭ信号に変換する際に変調率が1を越える場合、前記出力電圧演算手段５０にて出力電圧指令値を1以下になるように制限をかける。その後、ＰＷＭ信号発生手段１２５により出力電圧指令値はＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）に変換される。ゲートドライブ回路９は前記ＰＷＭ信号をもとに複数のスイッチング素子３をオン・オフ動作させる。複数のスイッチング素子３のオン・オフ動作により、インバータ主回路５より直流ブラシレスモータ６に電力が供給され、直流ブラシレスモータが駆動される。
【０００８】
ここで、ＰＷＭ信号発生手段について図１９を用いて説明する。図１９はＰＷＭ信号を発生させる際に一般的に用いられる三角波比較方式について説明した図である。通常三角波変調基準信号と出力電圧指令値（出力電圧信号）とを比較し、三角波比較基準信号よりも出力電圧指令値（出力電圧信号）が大となった場合ＰＷＭ信号はＨｉｇｈと出力される。ここで、三角波比較基準信号の波高値Ａ１は直流母線電圧により決まる値である。インバータの出力可能な電圧最大値はＡ１であるため、一般的には出力電圧指令値（出力電圧信号）の波高値Ａ２はＡ１≧Ａ２となる範囲で用いられる。このため出力電圧演算手段５０にて変調率ａ＝Ａ２／Ａ１が１以下となるように制限する。
【０００９】
このときの直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を図示すると図２０のようになる。図２０は直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を表した図である。通常、変調率ａがａ＜１である通常出力領域の場合、直流ブラシレスモータの回転数と比例して出力電圧も増加するが、変調率ａがａ＝１となる定出力領域の場合は、ａ＝１となる回転数以上の領域では出力電圧が一定となるため、定出力領域でモータを駆動する場合は、出力電圧の上昇が望めないので、出力電圧が不足するため弱め界磁制御等の別の手段を用いている。
【００１０】
また、一般的に変調率がａ＞１となる過変調領域で使用する場合には、出力電圧に歪みが生じるため、負荷変動に対する制御安定性および速度追従性が低下する。このため制御の安定性と応答性を確保するため、従来のインバータ装置では変調率ａが０≦ａ≦１の範囲となる領域で使用するようにしている。
【００１１】
ここで、従来のインバータ装置の一例が特開平４−２１０８００号報に開示されている。特開平４−２１０８００号報に開示されたインバータ装置においては、インバータ装置の駆動対象となる電動機には交流モータが使用されている。この従来技術の場合は、三角波比較基準信号と出力電圧指令値（出力電圧信号）との比較の際に、出力電圧指令値（出力電圧信号）の波高値が三角波比較基準信号の波高値を越える運転領域（過変調領域）では、出力電圧指令値（出力電圧信号）に補正係数ｋ２を乗じることにより変調率ａをａ＝１となるようにして、過変調領域を定出力領域に変更する例について開示してある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来技術では、過変調領域を定出力領域に変更しているが、定出力領域では一定の電圧しか出力できないため、この領域で直流ブラシレスモータを駆動する場合には、弱め界磁制御などによる別の制御手段が必要となっていた。図２０は弱め界磁制御を用いた場合の出力電圧と電流の関係を表す図である。図において、横軸は回転周波数を表し、縦軸は出力電圧とモータ電流を表している。弱め界磁制御を用いた場合、図２０に示すように通常出力領域（周波数がｆ１より小さい領域）に比べ、定出力領域（周波数がｆ１以上の領域）では直流ブラシレスモータの回転数に対する電流増加率が大となる（図においてモータ電流の傾きが大きくなる）ため、電流増加により効率が低下するため、定出力領域では直流ブラシレスモータの高効率な駆動が不可能であった。
【００１３】
以上のように、従来技術では出力電圧が飽和した領域（過変調領域）を定出力領域に変更して、制御の安定性と高速な応答性を確保するように対応していたが、負荷変動が小さく高速な速度応答性を必要としないモータ駆動装置の場合は、効率優先であり、効率の悪くなる上記弱め界磁制御は不向きであり、使用できなかった。特に民生機器の場合は負荷変動が小さく高速な速度応答性を必要としないため、高速な速度応答性よりも高効率に駆動できる駆動手段が求められていた。
【００１４】
また、定出力領域は一定の電圧しか出力できないため、この領域で直流ブラシレスモータを駆動可能な最大回転数、最大出力トルク条件を大きくすることが困難であり、広範囲な運転領域を確保することができなかった。
【００１５】
また、一般的に直流ブラシレスモータは占積率同一条件では固定子巻き線の巻数を増加させるほど高効率なモータとなるが、同一回転数条件でモータを駆動する場合巻数の多いモータの方がより多くの電圧を必要とする。しかしながら、インバータ装置と組み合わせた場合、インバータの出力可能な最大電圧により最大回転数が規定されるため、希望する回転数領域が定出力領域にあり出力電圧以上を必要とするような仕様のモータの場合には、必要な出力電圧が得られないため使用することができず、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを使用することができなかった。
【００１６】
また、位置センサを使用して回転子位置を検出するブラシレスモータでは、位置センサのコストが高く、また、位置センサの取りつけ精度や取りつけスペースを確保しなければならず組立性がわるかった。また、圧縮機のモータには位置センサが取り付けられなかった。
【００１７】
本発明は、上記問題を解決するためになされたものであり、過変調領域で直流ブラシレスモータを制御する制御手段を提供することを目的とする。また、過変調領域でのモータ効率を向上させることを目的とする。また、インバータの定出力領域を出力電圧可変領域として効率良く運転領域（最大回転数）を増やすことを目的とする。また、信頼性の高いインバータ装置や圧縮機制御装置や冷凍・空調装置の制御装置を得ることを目的とする。また、運転範囲の広い圧縮機や冷凍・空調装置を得ることを目的とする。また、急速暖房、急速冷房、急速冷凍を効率良く行える冷凍・空調装置を得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載のインバータ装置は、直流ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧指令値を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧演算手段と、出力電圧演算手段により出力された出力電圧指令値とインバータに入力される直流母線電圧との比較を行いスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、スイッチング信号生成手段よりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子を動作させることにより電圧を印加してブラシレスモータを駆動するインバータ主回路と、を備え、出力電圧指令値が前記母線電圧を超える過変調時に過変調でない場合の出力電圧よりも大きな電圧を前記ブラシレスモータに印加するようにしたものである。
【００１９】
本発明の請求項２に係るインバータ装置は、過変調時には最大値が直流母線電圧を超える出力電圧指令値を生成し、出力電圧指令値と直流母線電圧を比較してスイッチング信号を生成して複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって過変調でない場合の出力電圧値よりも実効値レベルで大きな電圧値を印加するようにしたものである。
【００２０】
本発明の請求項３に係るインバータ装置は、過変調時の出力電圧指令の波形を略正弦波とし、実際に出力される印加電圧の波形を、正弦波の所定値以上がカットされた略台形状の波形にしたものである。
【００２１】
本発明の請求項４に係るインバータ装置は、ＰＷＭ信号を生成するスイッチング信号生成手段を備え、所定値以上がカットされた部分の電圧波形は、Ｈｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側で一定値のＰＷＭ信号にて生成したものである。
【００２２】
本発明の請求項５に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたものである。
【００２３】
本発明の請求項６に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、ブラシレスモータに印加された電圧を検出する印加電圧検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流および印加電圧検出手段により検出された印加電圧をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたものである。
【００２４】
本発明の請求項７に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、によって構成されているものである。
【００２５】
本発明の請求項８に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、電流制御手段より得られる出力電圧信号および直流母線電圧に対する出力電圧信号との比率である変調率情報をもとに実際に印加された電圧を推定する出力電圧推定手段と、によって構成されているものである。
【００２６】
本発明の請求項９に係る圧縮機制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を搭載したものである。
【００２７】
本発明の請求項１０に係る冷凍・空調装置の制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を備えたものである。
【００２８】
本発明の請求項１１に係るモータの制御方法は、直流ブラシレスモータに入力される相電流をもとに前記ブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定ステップと、速度・位置推定ステップよりの回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためインバータに入力される母線電圧を超える過変調の出力信号を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧信号生成ステップと、出力電圧生成ステップよりの出力電圧信号と母線電圧との比較を行い、ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成ステップと、スイッチング信号生成ステップよりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって電圧を印加してブラシレスモータを駆動するモータ駆動ステップと、を備え、過変調の出力電圧信号をもとに過変調のスイッチング信号を生成し過変調のスイッチング信号にてブラシレスモータに電圧を印加して、過変調でない場合の出力電圧以上の実行値電圧でブラシレスモータを駆動するようにしたものである。
【００２９】
本発明の請求項１２に係るモータの制御方法は、インバータに入力される母線電圧を検出する母線電圧検出ステップと、母線電圧検出ステップにより検出された母線電圧および出力信号生成ステップにより生成された電圧指令値をもとに実際に出力された電圧を推定する出力電圧推定ステップと、を備え、出力電圧推定ステップにて推定された推定電圧を速度・位置推定ステップにフィードバックするようにしたものである。
【００３０】
本発明の請求項１３に係る圧縮機は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたものである。
【００３１】
本発明の請求項１４に係る冷凍・空調装置は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたものである。
【００３２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１を表すインバータ装置の構成の一例を示す図である。図において、１は直流電源部、２はインバータ、３は複数のスイッチング素子であり、３ａはインバータ２を構成するＵ相上側スイッチング素子、３ｂはＶ相上側スイッチング素子、３ｃはＷ相上側スイッチング素子、３ｄはＵ相下側スイッチング素子、３ｅはＶ相下側スイッチング素子、３ｆはＷ相下側スイッチング素子である。４は複数のスイッチング素子３と並列に接続された複数の還流ダイオード、５は複数のスイッチング素子３および複数の還流ダイオード４からなるインバータ主回路、６は直流ブラシレスモータである。
【００３３】
７ａは直流ブラシレスモータ６に流入する電流のうち一相の電流を検出する電流検出手段、７ｂは電流検出手段７ａと異なる相の電流を検出する電流検出手段、８は電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された電流値に基づきインバータ主回路５内のスイッチング素子３をオン・オフ制御するインバータ制御手段、９はインバータ制御手段８より発生したスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するゲートドライブ回路である。
【００３４】
また、１０はインバータ制御手段８を構成する電流検出手段７ａおよび７ｂにより得られた電流値より３相の電流値を求める相電流演算手段、１１は相電流演算手段１０により得られた相電流値をもとに、直流ブラシレスモータの回転子の速度および位置を推定し、直流ブラシレスモータ駆動のための出力電圧指令値を演算する出力電圧演算手段、１２はインバータ制御手段８内に備えられ、複数のスイッチング素子３をオン・オフ制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段であり、ＰＷＭ制御の場合はＰＷＭ信号を生成し、ＰＡＭ制御の場合はＰＡＭ信号を生成する。７０はインバータ主回路５に入力される前の直流母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧検知手段、７５は三角波変調基準信号を生成する三角波基準信号生成手段である。以下においては、ＰＷＭ制御の場合について説明する。
【００３５】
上記のように構成されたインバータおよび直流ブラシレスモータの動作を図1を用いて説明する。図において、インバータ２は直流ブラシレスモータ６に流入する相電流のうち２相分の電流を電流検出手段７ａおよび電流検出手段７ｂにより検出する。検出した２相分の電流、例えばＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流Ｉｖを用いて、インバータ制御手段８は、直流ブラシレスモータ６を駆動するためにインバータ主回路５が出力する電圧値および電圧位相等の出力電圧指令を演算により求める。
【００３６】
インバータ制御手段８においては、以下に記載する動作にて出力電圧指令値を求める。電流検出手段７ａおよび７ｂにより検出された相電流Ｉｕ、Ｉｖにより相電流演算手段１０にて残りの相の電流Ｉｗをを求め、３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを出力電圧演算手段に１１に出力する。出力電圧演算手段１１は３相分の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび母線電圧検知手段７０により検出された直流母線電圧Ｖｄｃをもとにして直流ブラシレスモータ６の回転子速度および位置を推測し、その推測結果をもとに直流ブラシレスモータ６を駆動するための出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｕ＊、Ｖｗ＊を演算により求める。
【００３７】
その後、スイッチング信号生成手段１２により出力電圧指令値（Ｖｖ＊、Ｖｕ＊、Ｖｗ＊）はＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）に変換される。ゲートドライブ回路９はＰＷＭ信号をもとに複数のスイッチング素子３をオン・オフ動作させる。複数のイッチング素子３のオン・オフ動作により、インバータ主回路５より直流ブラシレスモータ６に電力が供給され、直流ブラシレスモータが駆動される。
【００３８】
本発明の制御手段におけるスイッチング信号生成手段について図２を用いて説明する。図２は本発明の実施の形態１を表すＰＷＭ信号を発生させるための三角波比較方式について説明した図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は三角波変調用基準信号の大きさ、出力電圧の大きさおよびＰＷＭ信号のオン・オフ動作の状態を表している。図において、１００は三角波変調用基準信号、１０１は出力電圧指令値（出力電圧信号）、１０２はＰＷＭ信号である。
【００３９】
出力電圧演算手段１１は三角波変調用基準信号１００と出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１とを比較し、三角波比較基準信号１００よりも出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１の方が大となった場合には、スイッチング信号生成手段１２にＨｉｇｈとして出力するように指示を出す。そうするとスイッチング信号生成手段１２はＰＷＭ信号をＨｉｇｈとして出力する。逆に三角波比較基準信号１００よりも出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が小となった場合には、スイッチング信号生成手段１２にＬｏｗとして出力するように指示を出す。そうするとスイッチング信号生成手段１２はＰＷＭ信号をＬｏｗとして出力する。ここで、三角波比較基準信号１００の波高値（大きさ）Ａ１は直流母線電圧Ｖｄｃにより決まる値であり、Ｖｄｃ／２より大きくなることはない。
【００４０】
ここで、インバータ装置の電圧出力としてＵ相を例にとって説明する。図１において、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈとなった場合はＵ相上側スイッチング素子３ａがオン、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄがオフとなり直流ブラシレスモータ６のＵ相端子には直流電源１のプラス（＋）側の電位が印加される。
【００４１】
また、ＰＷＭ信号がＬｏｗとなった場合はＵ相上側スイッチング素子３ａがオフ、Ｕ相下側スイッチング素子３ｄがオンとなり直流ブラシレスモータ６のＵ相端子には直流電源１のマイナス（−）側の電位が印加される。本図においては、出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１の最大値Ａ２が三角波変調要基準信号１００の最大値Ａ１を超える、いわゆる過変調の場合を表している。
【００４２】
ここで、図３を用いて過変調について説明する。図３は通常出力波形と過変調の波形について説明する図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は出力電圧指令値（出力電圧信号）の大きさを表している。図において、斜線部分で表されるＡの部分は通常出力波形であり、最大値が母線電圧Ｖｄｃ／２を超えていない。しかし、Ａ＋Ｂ＋Ｃで表される波形はＣの部分が母線電圧Ｖｄｃ／２を超えており過変調である。
【００４３】
過変調になると、出力電圧指令値（出力電圧信号）がＡ＋Ｂ＋Ｃのように母線電圧以上の電圧出力を要求してもＨｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側に貼りついた過変調のＰＷＭ信号に基くスイッチング素子のオン・オフ動作により出力される時には母線電圧Ｖｄｃ／２を超えるＣの部分がカットされたＡ＋Ｂで表されるような略台形波状（正弦波の所定値以上の電圧部分がカットされた形の波形）の出力となり、出力電圧指令値通りの電圧出力が得られない。このようなカットされた状態では図２で説明したようにＰＷＭ信号はＨｉｇｈあるいはＬｏｗのままであるため木目細かな制御ができず速度応答性が若干低下する。
【００４４】
また、インバータの出力電圧波形が正弦波状でなく略台形波状になるため電流に歪み成分が加わり制御性が低下する。また、指令値（要求値）通りの電圧出力ができなくなるため、制御の応答性や安定性が低下する。したがって、従来は図３に矢印で示したように出力電圧指令値（出力電圧信号）が母線電圧Ｖｄｃを超えないように変調率ａ（ａ＜１）で調整して出力電圧指令値（出力電圧信号）を図３のＣで表されるような最大値の振幅がＶｄｃ／２以下となる正弦波状にして、インバータの出力が正弦波状の出力になるようにして対応している。
【００４５】
しかし、制御の高速応答性や安定性をさほど必要とせず、効率ＵＰの方が重要視されるエアコンなどの家電製品においては、速度応答性や制御性が低下しても問題とならないため、効率のＵＰが望める本発明の過変調制御が有効となる。すなわち、本発明では過変調の状態において出力電圧指令値（出力電圧信号）を変調率ａにて調整せずに直流母線電圧よりも大きな電圧の電圧指令値を生成することによって従来の最大値の振幅がＶｄｃ／２以下となる正弦波状の電圧指令値の場合に比べてインバータの出力電圧を実効値レベルで上昇させることができるので効率をＵＰさせることができる。
【００４６】
すなわち、図２において出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が三角波変調用基準信号１００の波高値Ａ１を越えて過変調となる場合に出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１と三角波変調用基準信号１００との比較を行い、出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が三角波変調用基準信号１００より大となった場合には、ＰＷＭ信号の出力をＨｉｇｈとする。このとき出力電圧指令値（出力電圧信号）１０１が三角波変調用基準信号１００の波高値Ａ１を正側（図中の上側）に超えた部分においては出力されるＰＷＭ信号がＨｉｇｈ側に張り付き、逆に負側に超えた場合はＰＷＭ信号がＬｏｗ側に張り付き、このＰＷＭ信号に基いてスイッチング素子３がオン・オフされる。
【００４７】
図４は本発明の実施の形態１を表す過変調時の出力電圧波形の概念を表す図である。図において、横軸は時間を表し、縦軸は出力電圧指令値（出力電圧信号）の大きさを表している。図において、波形Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３は各相の出力される電圧値を示しており、Ｖｒｅｆ１は通常出力領域内（変調率０≦ａ≦１）の出力電圧を表し、Ｖｒｅｆ２は過変調領域（変調率ａ＞１）の場合の出力電圧波形であり、点線で表された部分が過変調の電圧指令値であり、この部分はＰＷＭ信号がＨｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側に貼りついた状態であり母線電圧以上の部分がカットされて出力されるので、略台形波状の出力波形となる。
【００４８】
ここで、斜線で示したＶｒｅｆ２とＶｒｅｆ１との差に相当する部分が過変調のＰＷＭ信号に基づくスイッチング素子のオン・オフ動作により得られる部分であり、出力電圧が従来の変調率制限を行っている場合の出力電圧（Ｖｒｅｆ１）よりも実行値で大きくすることが可能となる部分である。また、Ｖｒｅｆ３は過変調（ａ＞１）の場合の実行値での理論上最大出力が得られる状態を表した出力電圧波形であり、矩形波状をしている。この場合は、矩形波状の出力電圧指令値（出力電圧信号）を出力し、ＰＷＭ信号は１８０度区間ごとにＨｉｇｈ側とＬｏｗ側に張り付いた状態を繰り返せばよく、変調率がａ＝１の場合の出力電圧に対して実行値電圧で約４０％も大きくすることができ、直流母線電圧値と同等の電圧まで出力することが可能となる。
【００４９】
すなわち、出力電圧指令値を正弦波とし、変調率がａ＝１のときの出力電圧の実効値は直流母線電圧を２８２Ｖとすると実効値で約１００Ｖとなる。この状態が従来の変調率制限を行っていた場合での最大電圧値となる。また、Ｖｒｅｆ３のように矩形波状の出力電圧波形の場合（最大出力時）は、実効値で約１４１Ｖとなり過変調領域を使用することで理論上直流母線電圧Ｖｄｃと同程度となる約４割の出力増加を行うことができる。
【００５０】
ここで、図２の出力電圧波形はＰＷＭ変調方式に空間ベクトル変調方式を用いた例であり、図４では出力電圧指令波形が正弦波状の波形であり、ＰＷＭ変調方式が３相変調方式を用いた例について示したものである。
【００５１】
本発明では、以上のように直流ブラシレスモータを位置センサを用いずに駆動するインバータ装置において、出力電圧指令値（出力電圧信号）が三角波変調用基準信号の波高値Ａ１を越えた過変調となる場合においてもＰＷＭ信号に基いてスイッチング素子を動作させることによって従来の変調率制限（ａ＜１）を行っていた場合の出力電圧以上の出力電圧を得ることができる。過変調時は出力電圧指令値（出力電圧信号）通りの出力電圧を発生することはできないが、過変調を用いない場合に比べ図３のＢで表される電圧に相当する分だけ直流ブラシレスモータに印加される出力電圧の実効値あるいは平均値の最大値を増加することができるので、直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができ、さらに電流値が小さくなるため効率が向上する。
【００５２】
また、過変調時には直流母線電圧以上の出力電圧指令値を生成してそのまま変調率（ａ）の制限を行っていないので、従来のように変調率の制限を行う場合に比べて制御の時間が短縮でき、信頼性も向上する。また、変調率制限を行う部分を設けなくても良いので、コストの低減が行える。また、出力電圧の波形を略台形状にしたことにより、従来と構成を変更することなく過変調の出力電圧指令値（出力電圧信号）をスイッチング信号生成手段に出力するだけで出力電圧を大きくすることができる。さらに、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを用いても、出力電圧不足により高電圧側で駆動できなくなることがなくなり広範囲な運転領域を確保することが可能となる。また、本発明では過変調時にＰＷＭ信号がＨｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側に貼りついた状態になるため、スイッチング素子のオン・オフ動作の回数を減らすことができ、したがって、スイッチング素子のオン・オフの繰り返しによるスイッチング損失を低減でき、また、スイッチングの繰り返しによる信頼性の低下を抑制できる。
【００５３】
また、位置センサレスにて回転子位置を検出するようにしているので、位置センサが不用であり、コストの低減が図れる。さらに、位置センサの取りつけ位置や取りつけ精度を気にしなくて良いため、モータの小型化が図れる。ただし、圧縮機などのモータのように位置センサが取りつけられない場合には、本発明のように位置センサレスで回転子位置を検出方法を用いる必要があり、効果が大きい。
【００５４】
ここで、図５は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１における演算手段の概略内容を説明するブロック図である。図に示すブロック図は、直流ブラシレスモータを位置センサを用いずに１８０度区間通電して駆動する位置センサレス正弦波駆動方式による演算手法の一例である。本発明による過変調方式の適用例を以下に説明する。
【００５５】
図において、２０は相電流演算手段１０にて検出された各相の瞬時電流により直流ブラシレしモータ６の回転子速度ωおよび位置θを推測する速度・位置推定手段、２１は速度・位置推定手段２０により求められた回転子速度ωおよび回転子位置θの情報と各相の瞬時電流をもとに直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令値Ｖ＊を演算する電流制御手段である。
【００５６】
次に出力電圧演算手段１１の動作を以下に説明する。電流検出手段７ａ、７ｂにより検出された電流Ｉ（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）により直流ブラシレスモータ6の回転子位置θおよび速度ωを速度・位置推定手段２０にて演算により推測する。電流制御手段２１では電流Iと速度・位置推定手段２０により求められたθおよびωをもとに直流ブラシレスモータを同期駆動するための電圧指令値Ｖ＊（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を求める。
【００５７】
したがって、簡単な構成で過変調時の出力電圧指令値を演算できるので、部品点数が少なくコスト低減も行える。また、構成が簡単なため部品の故障の度合いが低減し信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【００５８】
図６は図５で説明した直流ブラシレスモータの位置センサレス正弦波駆動方式出力電圧演算手段１１を説明したブロック図である。図において、２２は３相瞬時電流Ｉ（Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗ）をｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する３相−２相座標変換手段、２３はｄ−ｑ軸座標系電流Ｉｄ、Ｉｑにより直流ブラシレスモータの回転子速度ωｎおよび位置θｎを推定する速度・位置推定手段、２４はｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと回転子速度ωｎをもとに電流指令Ｉｄ＊および速度指令ω＊に追従するように直流ブラシレスモータを駆動するための出力電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算する電流制御手段、２５は電流制御手段より求められたｄ−ｑ軸座標系電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を３相座標系に変換する２相−３相座標変換手段である。
【００５９】
図における出力電圧演算手段の動作を以下に説明する。３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の推定回転子位置θ_ｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに直流ブラシレスモータ６の回転子速度ωｎおよび位置θｎを推測する。
【００６０】
電流制御手段２４は、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび回転子速度ωｎをもとに、電流指令値Ｉｄ＊および速度指令値ω＊通りに直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める。２相−３相座標変換手段２５は、電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。したがって、図５に比べて３相−２相座標変換手段２２により座標変換する際に、回転子位置θ_ｎ−１の情報をフィードバックしているので、精度良く電圧指令値を求めることができる。また、速度推定を行わない簡単な構成であり、過変調時のように電圧情報や電流情報から推定した速度と実際の速度が大きく異なるということがなくなり、安定した駆動が行えないなどの問題も抑制できる。
【００６１】
ここで、図６では速度・位置推定手段２３にてｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを用いて回転子速度ωｎを推定し、このωｎとＩｄ、Ｉｑを使用して回転子位置θｎを推定する場合について説明したが、図７に示すように回転子速度を推定しなくてもよい。図７は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１の別の構成例を説明したブロック図である。図において、図５、図６と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。２８は位置推定手段であり、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと速度指令値ω＊を使用して回転子位置θｎを推定する。このように図７においては、回転子位置θｎを推定するのに図６のように回転子速度ωｎを推定するのではなく、速度指令値ω＊を直接使用するようにしている。
【００６２】
したがって、回転子速度の追従性が問題とならない家電製品などの民生品などでは図７のように速度指令値ω＊を直接使用した方が、図６の場合のように速度を推定する場合に比べて過変調時に速度推定値ωｎと実際の速度が大きく異なるような場合であっても安定した制御が行える。
【００６３】
また、図８は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１の別の構成例を説明したブロック図である。図において、図５、図６、図７と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図において、２２は３相瞬時電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）をｄ−ｑ軸２相座標系電流（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換する３相−２相座標変換手段、２３はｄ−ｑ軸座標系電流より直流ブラシレスモータの回転子速度ωおよび位置θを推定する速度・位置推定手段、２５は電流制御手段２７より求められたｄ−ｑ軸座標系電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する２相−３相座標変換手段、２６は速度指令値ω＊と推定速度ωｎからｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求め速度制御を行う速度制御手段、２７はｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑからｄ−ｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める電流制御手段である。
【００６４】
次に動作について説明する。３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の回転子位置θ_ｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに直流ブラシレスモータ６の回転子位置θｎおよび速度ωｎを推測する。
【００６５】
速度制御手段２６では、速度指令値ω＊と推定速度ω_ｎ−１の差により速度制御を行うための必要制御量であるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。電流制御手段２４では、ｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊にｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを追従させるための制御量である出力電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める。
【００６６】
２相−３相座標変換手段２５は電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を推定回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。したがって、この場合は速度制御手段を設けて速度制御手段にて電流指令値Ｉｑ＊を求めて電圧指令値を演算しているので、図６の場合に比べて、速度に対する制御性が向上し、速度応答性が向上する。
【００６７】
ここで、図５、図６、図７、図８にて説明した出力電圧手段１１以外に、さらなる精度の向上を狙う場合には、出力電圧指令値を速度・位置の推定時にフィードバックさせればよい。図９、図１０は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段１１の別の構成例を説明したブロック図である。図において図５〜図８と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図においては、速度・位置推定手段に、ｄ−ｑ軸電流情報以外に前回の制御周期時にインバータ装置が出力した電圧情報をフィードバックして速度・位置を推定するものである。
【００６８】
図９は図６に対して電流制御手段２４により求められた前回の電圧指令値Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１を速度・位置推定手段２３にフィードバックしている例であり、図１０は図８に対して電流制御手段２７により求められた前回の電圧指令値Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１を速度・位置推定手段２３にフィードバックしている例である。図９において、３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の推定回転子位置θ_ｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。
【００６９】
速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび電流制御手段２４よりの前回の制御周期時に電流制御手段２４が出力した出力電圧指令値（出力電圧信号）Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１を用いて直流ブラシレスモータ６の回転子位置θｎおよび速度ωｎを推測する。電流制御手段２４では、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび回転子速度ωｎをもとに、電流指令値Ｉｄ＊および速度指令値ω＊通りに直流ブラシレスモータを駆動するための電圧指令値Ｖｄ＊ｎ、Ｖｑ＊ｎを求める。２相−３相座標変換手段２５は電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊ｎ、Ｖｑ＊ｎを推定回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。
【００７０】
また、図１０において、速度・位置推定手段２３は、回転子速度ωおよび位置θを推定する際に、電流制御手段２７より前回の制御に使用した電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を利用して推定する。３相−２相座標変換手段２２は相電流演算手段１０にて求められた３相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを前回の回転子位置θ_ｎ−１を用いてｄ−ｑ軸２相座標系電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２により求められたｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに直流ブラシレスモータ６の回転子位置θｎおよび速度ωｎを推測する。
【００７１】
速度制御手段２６では、速度指令値ω＊と推定回転子速度ω_ｎ−１の差により速度制御を行うための必要制御量であるｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める。電流制御手段２４では、ｄ−ｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊にｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを追従させるための制御量である出力電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求める。２相−３相座標変換手段２５は電流制御手段２４により求められた電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を推定回転子位置θｎを用いて３相座標系電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。ここで、電流制御手段２７により求められた前回の電圧指令値Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１を速度・位置推定手段２３にフィードバックすることにより、回転子の速度および位置の推定精度を向上させることができる。
【００７２】
また、図１１は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表すブロック図であり、図１０と同等部分には同一符号を付して説明は省略する。図において、２８は速度・位置・速度起電力推定手段であり、直流ブラシレスモータ6の回転子速度ωｎおよび位置θｎに加え、今回のｄ−ｑ軸電流と前回のｄ−ｑ軸電圧より速度起電力Ｖｅを推測し、推測した速度起電力Ｖｅをｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の補正量として加えるようにしている。したがって、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めるのに補正量として速度起電力Ｖｅを用いるため、図９の構成に比べて電圧指令値の精度向上が望める。
【００７３】
ここで、図９、図１０、図１１に示した出力電圧演算手段においては、直流ブラシレスモータ６の回転子速度ωｎおよび位置θｎあるいは速度起電力Ｖｅの推定の際に、電流制御手段の出力した前回の制御周期時のｄ−ｑ軸出力電圧指令値Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１を用いている。しかしながら、過変調となる領域ではｄ−ｑ軸出力電圧指令値と実際にインバータ装置の出力した電圧のｄ−ｑ軸座標系の値との間には差違が生じ、モータの回転子速度および位置の推定精度が低下するため、位置センサレス制御ではモータの動作が不安定になりやすい。
【００７４】
すなわち、図１２に示すように過変調領域では、電圧指令値Ｖｆ０と実際の出力電圧Ｖｆ２との間に差異が生じるため、回転子の位置が検出できなくなり同期がはずれて脱調し、モータの動作が不安定になり最悪停止する。図１２は過変調領域における直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を説明する図である。図において、Ｖｆ０は電圧指令値を、Ｖｆ１は従来のインバータ装置の実際の出力電圧を、Ｖｆ２は本発明のインバータの実際の出力電圧を表し、また、η１は従来のモータ効率を、η２は本発明のモータ効率を表している。
【００７５】
図に示すように通常、変調率ａがａ＜１の通常出力領域の場合（回転周波数がｆ１より小さい場合）は、直流ブラシレスモータの回転数と比例して電圧指令値通りに出力電圧も増加するが、変調率ａがａ＞１となる回転数以上の領域（回転周波数がｆ１よりも大きい過変調領域）では、出力電圧波形が完全な正弦波状でなく所定値以上がカットされた台形状の電圧が出力されるため、電圧指令値が大きくなると出力電圧も大きくなるが、カットされた分だけ出力電圧は小さくなり、回転数に対する出力電圧はＶｆ２で示されるように電圧指令値Ｖｆ０に対して傾きは小さくなる。この傾きの差分が位置センサレス制御では回転子位置の検出に誤差を与える。
【００７６】
ここで、ＰＷＭ信号においては、過変調時には三角波変調要基準信号以上の出力電圧部分はカットされるが、カットされた部分は三角波変調要基準信号以上であるため常にＰＷＭはオンとなる。したがって、ＰＷＭのオンとなる割合が増加することになるので、インバータの出力する電圧も過変調部分を使用しない従来に比べて増加する。
【００７７】
したがって、図１２のＶｆ１で示した従来の技術では、過変調領域（回転周波数ｆ１以上の領域）を変調率ａで調整して定出力領域（一定の電圧出力）として使用しないようにしていたが、本発明では従来定出力領域として使用できなかった回転数領域でも、過変調の電圧指令値を与えることで従来に比べて電圧出力の実効値あるいは平均値を増加させることができるので、電圧の増加した分だけ電流値を低下させることができ効率をη１からη２へと向上させることができる。
【００７８】
また、従来定出力領域では出力電圧を大きくすることができなかったため、回転数を増加させるためには弱め界磁制御によって電流を増やす必要があり、効率が極端に悪くなっていたが、本発明では、電圧出力の実効値あるいは平均値を増加させることができるので、効率が悪くならず逆に向上させることができる。
【００７９】
以上より、直流ブラシレスモータ６を駆動するインバータ装置において過変調領域を使用する場合は、回転子速度ωｎ、位置θｎあるいは速度起電力Ｖｅの推測に図９、図１０、図１１に示したように電圧指令値を与えるよりは図５、図６、図７、図８に示したように電圧指令値を用いないで推定する手段を用いた方が安定した駆動が可能となる。
【００８０】
ここで、図５、図６、図７、図８に示す方法において更に電圧指令値の精度を向上させる方法として、図１３に示すような方法がある。図１３は本発明の実施の形態１を表す出力演算手段の別の構成例を表すブロック図である。図は、直流ブラシレスモータの回転子速度ωｎおよび位置θｎ(あるいは速度起電力Ｖｅ)の推測に、実際にインバータ装置が出力した電圧を検出して電圧指令値の演算に用いる手段を表している。
【００８１】
図９〜図１１においては、ロータの速度および位置の推測に用いる電圧情報として前回周期時の出力電圧指令値を用いたが、過変調時は出力電圧指令値と実際の出力電圧との相違が大きくなるため、図１３では過変調時により正確な電圧値を用いるため、電圧センサなどの電圧検出手段を用いて、実際のインバータの出力電圧を検出し、回転子の速度および位置の推測に用いるようにしている。
【００８２】
図１３において、図１０と同等部分は同一符号を付して説明は省略する。図において、２９は３相−２相座標変換手段で、別途設けられた電圧センサーなどの電圧検出手段（図示せず）により検出されたインバータ出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを前回周期時の回転子位置θ_ｎ−１を用いてｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑに変換し速度・位置推定手段２３に伝達する３相−２相座標変換手段である。
【００８３】
速度・位置推定手段２３は、３相−２相座標変換手段２２よりのｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび３相−２相座標変換手段２９よりのｄ−ｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑを使用して回転子速度ωｎおよび位置θｎを推定する。したがって、過変調時でも実際のインバータの出力電圧を使用できるので、出力電圧指令値と実際の出力電圧との差異がなくなり、確実に回転子位置が推定でき、より正確な電圧指令値にて制御を行うことができ、モータを安定して制御ができる。
【００８４】
また、図１４は本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表す図である。図１４は図１２のように電圧検出手段を用いるのではなく、出力電圧指令値と、過変調時の変調度ａより実際の出力電圧を推測し回転子の速度ωｎおよび位置θｎの推測を行う手段を表している。すなわち、過変調領域において、過変調の出力をおこなった際に、略台形波形状に制限された出力電圧指令値情報からインバータの出力した電圧を推測し、その値を回転子速度や位置(あるいは速度起電力)の推測に用いる手段である。
【００８５】
図において、図１３と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。１２１は変調情報提供手段であり、前回のｄ−ｑ軸出力電圧指令値（Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１）と母線電圧（Ｖｄｃ）との比より変調率ａを求め、出力電圧推定手段１２０に伝達する。出力電圧推定手段１２０は、電流制御手段２７よりの前回のｄ−ｑ軸出力電圧指令値Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１と変調率ａを用いてインバータの出力した電圧Ｖｄ、Ｖｑを推定する。速度・位置推定手段２３は３相−２相座標変換手段２２よりのｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑと出力電圧推定手段１２０よりのインバータ出力電圧の推定値Ｖｄ、Ｖｑを使用して回転子速度ωｎおよび位置θｎを推定する。
【００８６】
したがって、実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用するので、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができる。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。ここで、変調情報提供手段１２１では、ｄ−ｑ軸出力電圧指令値（Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１）を使用しないで３相の電圧指令値（Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊）を使用してもよい。また、出力電圧推定手段１２０内で母線電圧Ｖｄｃとｄ−ｑ軸出力電圧指令値（Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１）をもとに変調率ａを求めて出力電圧を推定すれば変調情報提供手段１２１が不用となりコストが低減できる。
【００８７】
ここで、図１５にて制御動作をフローチャート図にて説明する。図１５は本発明の実施の形態１を表す制御フローチャート図である。図において、ＳＴ１は相電流検出ステップ、ＳＴ２は相電流検出ステップにて検出された２相の瞬時電流（たとえばＵ相とＶ相の電流Ｉｕ、Ｉｖ）をもとに残りの相の電流（Ｉｗ）を演算する相電流演算ステップ、ＳＴ３は回転子速度・位置推定ステップ、ＳＴ４は出力信号生成ステップ、ＳＴ５はＰＷＭ信号生成ステップ、ＳＴ６はＰＷＭ信号に基づいて複数のスイッチング素子をオン・オフ動作させることによってモータを駆動するモータ駆動ステップである。
【００８８】
ＳＴ１１は出力電圧推定ステップ、ＳＴ１２は母線電圧検出ステップ、１５０は各機器の制御手段である。相電流検出ステップＳＴ１では電流検出手段７ａ、７ｂにて２相の相電流（たとえばＵ相とＶ相の瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ）を検出し、相電流演算ステップＳＴ２にて、相電流検出ステップＳＴ１にて検出されなかった残りの１相の相電流（たとえばＷ相の瞬時電流Ｉｗ）を相電流演算手段１０にて演算により求める。
【００８９】
回転子速度・位置推定ステップＳＴ３では、相電流演算ステップＳＴ２にて求められた３相の瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ−ｑ軸電流に変換した後の電流Ｉｄ、Ｉｑをもとに速度・位置推定手段２３にて回転子速度ωｎおよび回転子位置θｎを求める。出力信号生成ステップＳＴ４では、ｄ−ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑおよび回転子速度・位置ωｎ、θｎおよび各機器の制御手段１５０よりの電流指令値Ｉｄ＊および速度指令値ω＊をもとにして電流制御手段２４、２７にてｄ−ｑ軸の出力電圧指令値（出力電圧信号）Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を求め、３相の出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。
【００９０】
ＰＷＭ信号生成ステップＳＴ５では、スイッチング信号生成手段１２にて出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波変調用基準信号（図２の１００で示した曲線）とを瞬時比較してＰＷＭ信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を生成する。モータ駆動ステップＳＴ６では、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ主回路５の複数のスイッチング素子をオン・オフすることによってブラシレスモータ６に電圧を印加して駆動する。
【００９１】
ここで、過変調領域での運転指令（Ｉｄ＊、ω＊）が各機器の制御手段１５０からだされると、出力電圧生成ステップＳＴ４では過変調の出力電圧指令値（出力電圧信号）（図１２のＶｆ０の点線部分）を生成しＰＷＭ信号生成ステップＳＴ５に出力する。ＰＷＭ信号生成ステップＳＴ５では、三角波変調用基準信号と出力電圧指令値（出力電圧信号）を瞬時比較してＰＷＭ信号を生成する。このとき、出力電圧指令値（出力電圧信号）が図２に示したように過変調であるため三角波変調用基準信号１００の最大値Ａ１を超える部分が存在するが、この超える部分もＰＷＭ信号を生成する。すなわち、三角波変調用基準信号を正側に超える部分はＰＷＭ信号はＨｉｇｈ側に貼りついた状態、三角波変調用基準信号を負側に超える部分はＰＷＭ信号はＬｏｗ側に貼りついた状態になる。
【００９２】
モータ駆動ステップＳＴ６では、過変調時のＰＷＭ信号に基いてインバータ主回路５のスイッチング素子（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）をオン・オフしてブラシレスモータに電圧を印加して駆動する。このとき、ＰＷＭ信号が過変調部分ではＨｉｇｈ側に貼りついた状態かＬｏｗ側に貼りついた状態となるため、スイッチング素子をオン、オフして得られる出力電圧は正弦波の所定値（母線電圧Ｖｄｃ／２）以上の部分がカットされた略台形波状（図３のＡ＋Ｂで表されるような略台形波）になる。
【００９３】
したがって、従来のように過変調にならないように変調率ａで調整して出力電圧波形を所定値（母線電圧Ｖｄｃ／２）以下の正弦波（図３のＡで表される正弦波）の場合と比べ、図３のＢで表される部分の電圧分だけ電圧の実行値が大きくなるので、インバータに入力される母線電圧Ｖｄｃよりも出力電圧を実行値で大きくすることができる。したがって、モータを１ランク大きくしなくても出力電圧の大きくなった分だけ直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができる。
【００９４】
ここで、図１４にて説明したように簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めるために実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用する場合は、ＳＴ１２の母線電圧検出ステップにてインバータに入力される母線電圧Ｖｄｃを母線電圧検出手段７０にて検出し、出力電圧推定ステップＳＴ１１にて出力信号推定ステップＳＴ４にて得られた前回の電圧指令値Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１と母線電圧検出ステップＳＴ１２にて得られた母線電圧Ｖｄｃをもとに変調率ａを演算し、この変調率ａと前回の電圧指令値Ｖｄ＊_ｎ−１、Ｖｑ＊_ｎ−１とを使用して実際に出力された電圧Ｖｄ、Ｖｑを推定し、回転子速度・位置推定ステップＳＴ３に出力する。
【００９５】
回転子速度・位置推定ステップＳＴ３では実際に出力された電圧の推定値Ｖｄ、Ｖｑを回転子速度ωｎおよび位置θｎの推定に使用する。したがって、実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用するので、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができるので、モータの制御性が向上する。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。
【００９６】
また、圧縮機に本制御方法を適用すれば、圧縮機の運転範囲を大きくすることができ、従来以上の高負荷にも対応できるようになり、信頼性が高く運転範囲の広い圧縮機を得ることができる。また、本発明の制御方法により制御された圧縮機を冷凍・空調装置に適用すれば、運転範囲が広く、高負荷にも対応でき、急速暖房や急速冷房時間が短縮できる。
【００９７】
ここで、以上説明した出力電圧演算手段では、電流制御手段２４、速度制御手段２６、電流制御手段２７に積分制御を用いているが、直流ブラシレスモータを過変調領域にて位置センサレスで駆動する場合には、むしろ積分制御を用いない方が良い。図１６は電流制御手段２４、２７における電圧推定の制御ブロック図である。図において、１３１は比例ゲインにより構成される比例制御部分、１３２は積分と積分ゲインにより構成される積分制御部分である。
【００９８】
図において、通常は電流制御手段２４、２７に電流指令値Ｉ＊と電流Ｉが入力されると比例制御部分１３１と積分制御部分１３２により電圧指令値Ｖ＊が推定されるが、別に積分制御部分１３２は設けない方が好ましく、構成が簡単になりコスト低減効果が得られる。速度や電流が指令値通りに追従しなくても問題とならない家電品などでは、制御の追従性が要求されないため積分制御がなくても問題とならないので、積分制御部分は無い方がコスト低減効果に加えて信頼性も向上する。
【００９９】
以上説明したように、本発明では従来定出力領域として使用しなかった領域を過変調出力領域とし直流ブラシレスモータを駆動するので、定出力として使用しなかった場合と比較し出力電圧を実効値あるいは平均値として増加することができるため、過変調領域で直流ブラシレスモータを駆動するための電流を減少させることが可能となる。これにより図１２に示すように、直流ブラシレスモータ駆動時の効率をη１からη２へと向上させることが可能となる。また、図１２に示したように使用できる回転数領域も従来はｆ１以内で使用するようにしていたものが、過変調領域でも電圧を上昇できるので、回転数もｆ２あるいはｆ３と大きくすることができる。
【０１００】
また、従来の定出力領域を過変調出力領域とし直流ブラシレスモータを駆動した場合、定出力としていた場合と比較し過変調領域での出力電圧を実効値あるいは平均値として増加することができるため、定出力時と比べより広範囲の運転領域を実現することが可能となる。すなわち、最大トルク、最大回転数をｆ２からｆ３へ増加させることが可能となるため、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを用いても、出力電圧不足により高電圧側で駆動できないことがなくなり広範囲な運転領域を確保することが可能となる。
【０１０１】
ここで、過変調とすることで出力電圧波形は正弦波状から略台形波状となるため、速度応答性や負荷変動に対する安定性は若干低下するが、たとえば民生品（冷凍空調装置や家庭用電化製品など）に使用される圧縮機では、負荷変動が小さく、高速な速度応答も必要とされないので問題とならない。
【０１０２】
むしろ、この分野では省エネルギー・高効率化が求められており、本発明のように過変調を使用することによって、効率ＵＰおよび運転範囲の拡大できるインバータ装置が得られる。
【０１０３】
以上のように本実施の形態では、直流ブラシレスモータに流入する異なる２つの相の電流を検出して３相分の電流を演算により求める方法について説明したが、インバータに流入する直流母線電流などでもよく、３相分の電流が推定できる方法であれば何でもよく同等の効果が得られる。また、本実施の形態では、３相インバータ装置を例にして説明したが、単相インバータ装置あるいは多相インバータ装置においても同様の効果が得られることは言うまでもない。また、本実施の形態では、ＰＷＭ信号を使用する場合について説明したが、ＰＡＭ信号を使用した場合でも同様の効果が得られる。また、本実施の形態では、三角波基準信号と出力電圧指令値を比較してスイッチング信号を生成したが、三角波基準信号を使用しなくてもよく、マイコンで出力電圧指令値と直流母線電圧を比較することによってスイッチング信号を生成してもよい。
【０１０４】
実施の形態２．
図１７は本発明の実施の形態２を表す冷凍・空調装置のブロック図である。本発明の実施の形態では、実施の形態１にて説明した制御方法により制御されたインバータ装置により駆動される直流ブラシレスモータを備えた圧縮機を搭載した冷凍・空調装置の構成例を示しており、実施の形態１と同等部分は同一の符号を付して説明は省略する。図において、３０は交流電源、３２は交流電源３０よりの交流電圧を直流に変換する交流−直流変換手段、１は平滑コンデンサ、２はインバータ装置、５はインバータ主回路である。７ａ、７ｂは電流検出手段、８はインバータ制御手段、３１は空調装置室外機、３３は直流ブラシレスモータを搭載した圧縮機、３４は空調装置制御手段、３５は四方弁、３６は室外熱交換器、３７は室外ファン、３８は膨張弁、３９は空調装置室内機、４０は室内熱交換器、４１は室内ファンである。
【０１０５】
図１７において、圧縮機３３、四方弁３５、室外熱交換器３６、膨張弁３８、室内熱交換器４０は冷媒配管などにより気密に接続され冷凍サイクルを構成している。四方弁３５を切り替えることによって暖房運転時は圧縮機３３、室内熱交換器４０、膨張弁３８、室外熱交換器３６の順に冷凍サイクルを構成し、冷房運転時は圧縮機３３、室外熱交換器３６、膨張弁３８、室内熱交換器４０の順に冷凍サイクルを構成する。本実施の形態では、冷凍サイクルにおける圧縮機３３の駆動手段として実施の形態１で示したインバータ装置の制御方法を適用している。
【０１０６】
空調機制御手段３４よりの電流指令値Ｉｄ＊、速度指令値ω＊および電流検出手段７ａ、７ｂよりの２相分の相瞬時電流Ｉｕ、Ｉｖおよび直流母線電圧Ｖｄｃに基いてインバータ制御手段８が直流ブラシレスモータを搭載した圧縮機３３を駆動するためのＰＷＭ信号をインバータ主回路５に出力する。このとき、インバータ制御手段８は、実施の形態１で説明した内容の制御を行うようにしている。インバータ主回路５は、インバータ制御手段８より出力されたＰＷＭ信号に基いて圧縮機３３に搭載された直流ブラシレスモータを駆動する。インバータ制御手段８の内部の制御動作は実施の形態１と同等のため、説明は省略する。
【０１０７】
本発明を空調装置に適用した場合は、室外が極低温条件の場合、室内の温度をすばやく設定温度まで上昇させたいが、そのためには暖房運転の立ちあがりスピードの速い高出力な圧縮機が必要となる。そのためには、圧縮機を高速で運転して暖房能力を大きくするのが良いが、従来の圧縮機に搭載されているブラシレスモータでは、実施の形態１で説明したように、所定回転数以上では定出力領域として使用できなかったり、あるいは所定回転数以上を運転させたとしても弱め界磁制御を行う必要があり電流が極端に大きくなり、また、効率も悪くなっていた。したがって、１ランク上の圧縮機を搭載すれば良いが、コストＵＰおよび圧縮機の大きさも大きくなるため使用することができなかった。
【０１０８】
しかし、本発明によるインバータ装置の制御方法を適用すれば、従来、定出力としていた領域を過変調として使用するため、高負荷状態において電流を極端に大きくすることなくインバータの出力電圧を増加させることができ、圧縮機をより高出力で効率良く駆動することができる。また、圧縮機を１ランク大きくする必要がなくコストＵＰも抑えられる。
【０１０９】
よって、従来と同じ出力の圧縮機であっても暖房時の運転立ち上りの能力が向上され、設定温度までの到達時間を短縮することができる空調装置を得ることができる。また、急速冷房が必要な場合でも、同様の効果が得られるのは言うまでも無い。さらに、圧縮機や冷凍・空調装置の負荷が高負荷状態であっても、圧縮機の出力を大きくできるので、従来なら圧縮機を１ランク大きくする必要があったが本発明では大きくしなくても対応できる。
【０１１０】
また、圧縮機に搭載された直流ブラシレスモータの固定子の巻き線の量を増加させてモータ効率を改善したい場合でも、本発明によるインバータ装置を用いれば、従来のように出力電圧不足にならないので、最大回転数の低下が抑制でき、通常運転時における運転効率を改善することができる。
【０１１１】
空調装置として３馬力クラスのパッケージエアコンディショナーの圧縮機制御装置として本発明によるインバータ装置を搭載したところ、従来法と比較し、最大回転数時に、出力電圧が約１０％増加し、モータ効率が４％程度向上した。本発明のインバータ装置の制御方法は、空調装置だけでなく、冷凍機や冷蔵庫などの冷凍・冷蔵装置の圧縮機の駆動手段として適用しても同等の効果が得られるのはいうまでもない。冷蔵庫などの冷凍装置の場合は、設置後やドアの開後の急速冷凍時に本発明の効果が顕著に得られる。
【０１１２】
【発明の効果】
本発明の請求項１に記載のインバータ装置は、直流ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧指令値を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧演算手段と、出力電圧演算手段により出力された出力電圧指令値とインバータに入力される直流母線電圧との比較を行いスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、スイッチング信号生成手段よりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子を動作させることにより電圧を印加してブラシレスモータを駆動するインバータ主回路と、を備え、出力電圧指令値が母線電圧を超える過変調時に過変調でない場合の出力電圧よりも大きな電圧をブラシレスモータに印加するようにしたので、直流ブラシレスモータに印加される出力電圧の実効値あるいは平均値の最大値を増加させることができ、直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができる。また、積分制御を用いずに比例制御を用いるようにしているので、構成が簡単になり、コスト低減効果が得られる。
【０１１３】
本発明の請求項２に係るインバータ装置は、過変調時には最大値が直流母線電圧を超える出力電圧指令値を生成し、出力電圧指令値と直流母線電圧を比較してスイッチング信号を生成して複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって過変調でない場合の出力電圧値よりも実効値レベルで大きな電圧値を印加するようにしたので、従来のように変調率の制限を行う場合に比べて制御の時間が短縮でき、信頼性も向上する。
【０１１４】
本発明の請求項３に係るインバータ装置は、過変調時の出力電圧指令の波形を略正弦波とし、実際に出力される印加電圧の波形を、正弦波の所定値以上がカットされた略台形状の波形にしたので、従来と構成を変更することなく過変調の出力電圧指令値（出力電圧信号）をスイッチング信号生成手段に出力するだけで出力電圧を大きくすることができる。さらに、固定子巻き線の巻数を増加させた高効率なモータを用いても、出力電圧不足により高電圧側で駆動できなくなることがなくなり広範囲な運転領域を確保することが可能となる。
【０１１５】
本発明の請求項４に係るインバータ装置は、ＰＷＭ信号を生成するスイッチング信号生成手段を備え、所定値以上がカットされた部分の電圧波形は、Ｈｉｇｈ側あるいはＬｏｗ側で一定値のＰＷＭ信号にて生成したので、スイッチング素子のオン・オフ動作の回数を減らすことができ、したがって、スイッチング素子のオン・オフの繰り返しによるスイッチング損失を低減でき、また、スイッチングの繰り返しによる信頼性の低下を抑制できる。
【０１１６】
本発明の請求項５に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたので、位置センサが不用であり、コスト低減が図れる。また、圧縮機などのモータのように位置センサが取りつけ困難なものにも適用できる。
【０１１７】
本発明の請求項６に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、ブラシレスモータに印加された電圧を検出する印加電圧検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流および印加電圧検出手段により検出された印加電圧をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備えたので、出力電圧指令値と実際の出力電圧との差異がなくなり、確実に回転子位置が推定でき、より正確な電圧指令値にて制御を行うことができ、モータを安定して制御ができる。
【０１１８】
本発明の請求項７に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、によって構成されているので、簡単な構成で過変調時の出力電圧指令値を演算できるので、部品点数が少なくコスト低減も行える。また、構成が簡単なため部品の故障の度合いが低減し信頼性の高いインバータ装置が得られる。
【０１１９】
本発明の請求項８に係るインバータ装置は、直流ブラシレスモータに入力される相電流を検出する相電流検出手段と、相電流検出手段により検出された相電流をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する出力電圧演算手段と、を備え、出力電圧演算手段は、相電流検出手段により検出された相電流に基づいてブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定手段と、速度・位置推定手段より得られる回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するための出力電圧信号を生成する電流制御手段と、電流制御手段より得られる出力電圧信号および直流母線電圧に対する出力電圧信号との比率である変調率情報をもとに実際に印加された電圧を推定する出力電圧推定手段と、によって構成されているので、実際に印加された電圧を推定して、回転子速度および位置の推定に使用するため、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができる。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。
【０１２０】
本発明の請求項９に係る圧縮機制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を搭載したので、電流を極端に大きくすることなくインバータの出力電圧を増加させることができ、圧縮機をより高出力で効率良く駆動することができる。
【０１２１】
本発明の請求項１０に係る冷凍・空調装置の制御装置は、請求項１乃至請求項８のうちの少なくとも１項に記載のインバータ装置を備えたので、従来と同じ出力の圧縮機であっても暖房時や冷房時の運転立ち上りの能力が向上され、設定温度までの到達時間を短縮することができる空調装置を得ることができる。
【０１２２】
本発明の請求項１１に係るモータの制御方法は、直流ブラシレスモータに入力される相電流をもとに前記ブラシレスモータの回転子位置および速度を推定する速度・位置推定ステップと、速度・位置推定ステップよりの回転子位置、速度をもとにブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためインバータに入力される母線電圧を超える過変調の出力信号を積分制御を用いず比例制御を用いて生成する出力電圧信号生成ステップと、出力電圧生成ステップよりの出力電圧信号と母線電圧との比較を行い、ブラシレスモータを位置センサレスで駆動するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成ステップと、スイッチング信号生成ステップよりのスイッチング信号に基づいて複数のスイッチング素子をオン・オフすることによって電圧を印加してブラシレスモータを駆動するモータ駆動ステップと、を備え、過変調の出力電圧信号をもとに過変調のスイッチング信号を生成し過変調のスイッチング信号にてブラシレスモータに電圧を印加して、過変調でない場合の出力電圧以上の実行値電圧でブラシレスモータを駆動するようにしたので、モータを１ランク大きくしなくても直流ブラシレスモータの運転範囲（回転数範囲）を広くすることができる。また、積分制御を用いずに比例制御を用いるようにしているので、構成が簡単になり、コスト低減効果が得られる。
【０１２３】
本発明の請求項１２に係るモータの制御方法は、インバータに入力される母線電圧を検出する母線電圧検出ステップと、母線電圧検出ステップにより検出された母線電圧および出力信号生成ステップにより生成された電圧指令値をもとに実際に出力された電圧を推定する出力電圧推定ステップと、を備え、出力電圧推定ステップにて推定された推定電圧を速度・位置推定ステップにフィードバックするようにしたので、簡単な構成で精度良く電圧指令値を求めることができるので、モータの制御性が向上する。また、電圧検出手段が不用のためコスト低減にもなる。
【０１２４】
本発明の請求項１３に係る圧縮機は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたので、圧縮機の運転範囲を大きくすることができ、従来以上の高負荷にも対応できるようになり、信頼性が高く運転範囲の広い圧縮機を得ることができる。
【０１２５】
本発明の請求項１４に係る冷凍・空調装置は、請求項１１または請求項１２に記載のモータの制御方法により制御される直流ブラシレスモータを備えたので、運転範囲が広く、高負荷にも対応でき、急速暖房や急速冷房時間が短縮できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１を表すインバータ装置の構成の一例を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態１を表すＰＷＭ信号を発生させるための三角波比較方式について説明した図である。
【図３】通常出力波形と過変調の波形について説明する図である。
【図４】本発明の実施の形態１を表す過変調時の出力電圧波形の概念を表す図である。
【図５】本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段における演算手段の概略内容を説明するブロック図である。
【図６】図５で説明した直流ブラシレスモータの位置センサレス正弦波駆動方式の出力電圧演算手段を説明したブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図８】本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を説明したブロック図である。
【図１１】本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表すブロック図である。
【図１２】過変調領域における直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を説明する図である。
【図１３】本発明の実施の形態１を表す出力演算手段の別の構成例を表すブロック図である。
【図１４】本発明の実施の形態１を表す出力電圧演算手段の別の構成例を表す図である。
【図１５】本発明の実施の形態１を表す制御フローチャート図である。
【図１６】電流制御手段における電圧推定の制御ブロック図である。
【図１７】本発明の実施の形態２を表す冷凍・空調装置のブロック図である。
【図１８】従来のインバータの構成を表す図である。
【図１９】ＰＷＭ信号を発生させる際に一般的に用いられる三角波比較方式について説明した図である。
【図２０】直流ブラシレスモータの回転数とインバータの出力電圧との関係を表した図である。
【符号の説明】
１直流電源部、２インバータ、３スイッチング素子、３ａＵ相上側スイッチング素子、３ｂＶ相上側スイッチング素子、３ｃＷ相上側スイッチング素子、３ｄＵ相下側スイッチング素子、３ｅＶ相下側スイッチング素子、３ｆＷ相下側スイッチング素子、４還流ダイオード、５インバータ主回路、６直流ブラシレスモータ、７ａ、７ｂ電流検出手段、８インバータ制御手段、９ゲートドライブ回路、１０相電流演算手段、１１出力電圧値演算手段、１２スイッチング信号生成手段、２０速度・位置推定手段、２１電流制御手段、２２３相−２相座標変換手段、２３速度・位置推定手段、２４電流制御手段、２５２相−３相座標変換手段、２６速度制御手段、２７電流制御手段、２９３相−２相座標変換手段、７０母線電圧検出手段、７５三角波基準信号生成手段、１００三角波変調用基準信号、１０１出力電圧信号、１０２ＰＷＭ信号、１２０出力電圧推定手段、１２１変調情報提供手段、１２５ＰＷＭ信号生成手段、１３１比例制御部分、１３２積分制御部分、１５０各機器の制御手段。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device, a compressor control device, a refrigeration / air-conditioning device, a motor control method, and a compressor that drive a DC brushless motor by performing instantaneous current control without a position sensor.
[0002]
[Prior art]
FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a general conventional inverter. In the figure, 1 is a DC power supply unit, 2 is an inverter, 3 is a plurality of switching elements, 3a is a U-phase upper switching element constituting the inverter 2, 3b is a V-phase upper switching element, and 3c is a W-phase upper switching element. 3d is a U-phase lower switching element, 3e is a V-phase lower switching element, and 3f is a W-phase lower switching element. Reference numeral 4 denotes a plurality of freewheeling diodes connected in parallel to the plurality of switching elements 3, 5 denotes an inverter main circuit composed of the plurality of switching elements 3 and the plurality of freewheeling diodes 4, and 6 denotes a DC brushless motor.
[0003]
7a is a current detection means for detecting one phase of the current flowing into the DC brushless motor 6, 7b is a current detection means for detecting a current of a phase different from the current detection means 7a, and 8 is a current detection means 7a, 7b. Inverter control means for on / off control of the switching element 3 in the inverter main circuit 5 based on the detected current value, and 9 for on / off control of the plurality of switching elements 3 based on the PWM signal generated from the inverter control means 8. This is a gate drive circuit.
[0004]
Further, 10 is a phase current calculation means for obtaining a three-phase current value from the current values obtained by the current detection means 7a and 7b constituting the inverter control means 8, and 50 is a phase current value obtained by the phase current calculation means 10. Is used to estimate the speed and position of the DC brushless motor rotor, calculate the output voltage command value for driving the DC brushless motor, and convert the output voltage command value to a PWM signal. In the case of exceeding the output voltage command means for limiting the output voltage command value so that the modulation factor becomes 1 or less, 125 is provided in the inverter control means 8 and is used for on / off control of the plurality of switching elements 3. PWM signal generating means for generating a signal.
[0005]
Operations in the inverter and the DC brushless motor configured as described above will be described with reference to FIG. In the figure, the inverter 2 detects the instantaneous current for two phases among the instantaneous current flowing into the DC brushless motor 6 by the current detecting means 7a and the current detecting means 7b. Using the detected instantaneous currents for two phases, for example, U-phase instantaneous current Iu and V-phase instantaneous current Iv, inverter control means 8 outputs the voltage value output from inverter main circuit 5 to drive DC brushless motor 6 and An output voltage command such as a voltage phase is obtained by calculation.
[0006]
In the inverter control means 8, the output voltage command value is obtained by the operation described below. Phase current calculation means 10 obtains phase currents Iu, Iv, Iw for three phases from phase currents Iu, Iv detected by current detection means 7a and 7b, and output voltage calculation means 50 outputs phase currents Iu for three phases. , Iv, Iw, the rotor speed and position of the DC brushless motor 6 are estimated, and an output voltage command value for driving the DC brushless motor 6 is obtained by calculation based on the estimated result.
[0007]
When the modulation rate exceeds 1 when converting the output voltage command value into the PWM signal, the output voltage command means 50 limits the output voltage command value to 1 or less. Thereafter, the output voltage command value is converted into a PWM signal (UP, VP, WP, UN, VN, WN) by the PWM signal generating means 125. The gate drive circuit 9 turns on / off the plurality of switching elements 3 based on the PWM signal. By the on / off operation of the plurality of switching elements 3, electric power is supplied from the inverter main circuit 5 to the DC brushless motor 6, and the DC brushless motor is driven.
[0008]
Here, the PWM signal generating means will be described with reference to FIG. FIG. 19 is a diagram for explaining a triangular wave comparison method generally used when generating a PWM signal. The normal triangular wave modulation reference signal is compared with the output voltage command value (output voltage signal). When the output voltage command value (output voltage signal) becomes larger than the triangular wave comparison reference signal, the PWM signal is output High. Here, the peak value A1 of the triangular wave comparison reference signal is a value determined by the DC bus voltage. Since the maximum voltage that can be output by the inverter is A1, the peak value A2 of the output voltage command value (output voltage signal) is generally used in a range where A1 ≧ A2. Therefore, the output voltage calculation means 50 limits the modulation factor a = A2 / A1 to be 1 or less.
[0009]
The relationship between the rotational speed of the DC brushless motor at this time and the output voltage of the inverter is illustrated in FIG. FIG. 20 is a diagram showing the relationship between the rotational speed of the DC brushless motor and the output voltage of the inverter. Normally, in the normal output region where the modulation factor a is a <1, the output voltage also increases in proportion to the rotational speed of the DC brushless motor, but in the constant output region where the modulation factor a is a = 1, Since the output voltage is constant in the region where the rotational speed is equal to or higher than a = 1, when the motor is driven in the constant output region, the output voltage cannot be increased. Is used.
[0010]
In general, when used in an overmodulation region where the modulation factor is a> 1, the output voltage is distorted, so that the control stability and speed followability with respect to load fluctuations are reduced. Therefore, in order to ensure the stability and responsiveness of the control, the conventional inverter device is used in the region where the modulation factor a is in the range of 0 ≦ a ≦ 1.
[0011]
An example of a conventional inverter device is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 4-210800. In the inverter device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 4-210800, an AC motor is used as an electric motor to be driven by the inverter device. In the case of this prior art, the peak value of the output voltage command value (output voltage signal) exceeds the peak value of the triangle wave comparison reference signal when comparing the triangular wave comparison reference signal with the output voltage command value (output voltage signal). In the operation region (overmodulation region), an example in which the overmodulation region is changed to the constant output region by multiplying the output voltage command value (output voltage signal) by the correction coefficient k2 so that the modulation factor a becomes a = 1. Is disclosed.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional technology as described above, the overmodulation region is changed to the constant output region. However, since only a constant voltage can be output in the constant output region, field weakening control or the like is required when driving a DC brushless motor in this region. Another control means by was needed. FIG. 20 is a diagram illustrating the relationship between the output voltage and current when field weakening control is used. In the figure, the horizontal axis represents the rotation frequency, and the vertical axis represents the output voltage and the motor current. When field-weakening control is used, the current increase rate with respect to the rotational speed of the DC brushless motor is higher in the constant output region (frequency region than f1) than in the normal output region (region where the frequency is smaller than f1) as shown in FIG. Since it becomes large (increase in the motor current slope in the figure), the efficiency decreases due to the increase in current, so that the DC brushless motor cannot be driven efficiently in the constant output region.
[0013]
As described above, in the conventional technology, the output voltage saturation region (overmodulation region) was changed to the constant output region to ensure control stability and high-speed response. However, in the case of a motor drive device that is small and does not require a high speed response, efficiency is given priority, and the field-weakening control, which is inefficient, is unsuitable and cannot be used. In particular, in the case of consumer equipment, since the load fluctuation is small and high speed response is not required, a driving means that can be driven more efficiently than the high speed response is required.
[0014]
In addition, since the constant output region can output only a constant voltage, it is difficult to increase the maximum rotation speed and maximum output torque conditions that can drive the DC brushless motor in this region, and a wide operation region can be secured. could not.
[0015]
In general, DC brushless motors become more efficient when the number of stator windings is increased under the same space factor. However, when driving a motor under the same rotational speed, a motor with more turns Requires more voltage. However, when combined with an inverter device, the maximum number of revolutions is defined by the maximum voltage that can be output from the inverter. Therefore, the motor with a specification that requires the output voltage to exceed the desired number of revolutions in the constant output region. In such a case, a necessary output voltage cannot be obtained, so that it cannot be used, and a high-efficiency motor with an increased number of stator windings cannot be used.
[0016]
In addition, in a brushless motor that detects the rotor position using a position sensor, the cost of the position sensor is high, and the mounting accuracy and mounting space of the position sensor must be ensured, resulting in poor assembly. Further, no position sensor was attached to the compressor motor.
[0017]
The present invention has been made to solve the above problems, and an object thereof is to provide a control means for controlling a DC brushless motor in an overmodulation region. Another object is to improve motor efficiency in the overmodulation region. Another object of the present invention is to efficiently increase the operating range (maximum number of revolutions) using the constant output range of the inverter as the output voltage variable range. It is another object of the present invention to obtain a highly reliable inverter device, compressor control device, and refrigeration / air conditioning device control device. Moreover, it aims at obtaining the compressor and refrigeration / air-conditioning apparatus with a wide operation range. It is another object of the present invention to provide a refrigeration / air conditioning apparatus that can efficiently perform rapid heating, rapid cooling, and rapid freezing.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
  The inverter device according to claim 1 of the present invention provides an output voltage command value for driving a DC brushless motor without a position sensor.Using proportional control instead of integral controlAn output voltage calculating means for generating, a switching signal generating means for generating a switching signal by comparing the output voltage command value output by the output voltage calculating means with the DC bus voltage input to the inverter, and a switching signal generating means An inverter main circuit that drives a brushless motor by applying a voltage by operating a plurality of switching elements based on the switching signal, and the output voltage command value is not overmodulated at the time of overmodulation exceeding the bus voltage A voltage larger than the output voltage is applied to the brushless motor.
[0019]
The inverter device according to claim 2 of the present invention generates an output voltage command value whose maximum value exceeds the DC bus voltage during overmodulation, and compares the output voltage command value with the DC bus voltage to generate a switching signal. By turning on / off the switching element, a voltage value larger than the output voltage value in the case of no overmodulation is applied at an effective value level.
[0020]
According to a third aspect of the present invention, there is provided an inverter device in which an output voltage command waveform at the time of overmodulation is a substantially sine wave, and a waveform of an actually output applied voltage is a substantially pedestal in which a predetermined value or more of the sine wave is cut. It is a waveform of the shape.
[0021]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising a switching signal generating means for generating a PWM signal, and a voltage waveform of a portion where a predetermined value or more is cut is a PWM signal having a constant value on the High side or Low side. Generated.
[0022]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detection means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; and a brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means without a position sensor. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving.
[0023]
According to a sixth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detecting means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; an applied voltage detecting means for detecting a voltage applied to the brushless motor; and a phase current detecting means. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving the brushless motor without a position sensor on the basis of the phase current detected by the above and the applied voltage detected by the applied voltage detection means.
[0024]
According to a seventh aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detection means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; and a brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means without a position sensor. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving, the output voltage calculation means is a speed for estimating the rotor position and speed of the brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means Consists of position estimation means and current control means for generating an output voltage signal for driving a brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed obtained from the speed / position estimation means It is.
[0025]
According to an eighth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detection means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; and a brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means without a position sensor. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving, the output voltage calculation means is a speed for estimating the rotor position and speed of the brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means Obtained from position estimation means, current control means for generating an output voltage signal for driving a brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed obtained from the speed / position estimation means, and current control means Output voltage that estimates the applied voltage based on the modulation rate information, which is the ratio of the output voltage signal and the output voltage signal to the DC bus voltage. An estimation unit, those which are constituted by.
[0026]
According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a compressor control device including the inverter device according to at least one of the first to eighth aspects.
[0027]
A control device for a refrigeration / air conditioning apparatus according to a tenth aspect of the present invention includes the inverter device according to at least one of the first to eighth aspects.
[0028]
  A motor control method according to an eleventh aspect of the present invention includes a speed / position estimation step for estimating a rotor position and a speed of the brushless motor based on a phase current input to the DC brushless motor, and a speed / position estimation. In order to drive a brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed from the step, an overmodulated output signal exceeding the bus voltage input to the inverterUsing proportional control instead of integral controlThe output voltage signal generation step to be generated, the switching signal generation step for comparing the output voltage signal from the output voltage generation step with the bus voltage, and generating a switching signal for driving the brushless motor without the position sensor, and the switching signal A motor driving step for driving a brushless motor by applying a voltage by turning on and off a plurality of switching elements based on the switching signal from the generation step, and overmodulation based on the output voltage signal of the overmodulation The switching signal is generated and a voltage is applied to the brushless motor with the overmodulation switching signal so that the brushless motor is driven with an effective value voltage equal to or higher than the output voltage in the case of no overmodulation.
[0029]
A motor control method according to a twelfth aspect of the present invention includes a bus voltage detecting step for detecting a bus voltage input to an inverter, a bus voltage detected by the bus voltage detecting step, and a voltage generated by an output signal generating step. An output voltage estimation step for estimating the voltage actually output based on the command value, and the estimated voltage estimated in the output voltage estimation step is fed back to the speed / position estimation step. .
[0030]
A compressor according to a thirteenth aspect of the present invention includes a DC brushless motor controlled by the motor control method according to the eleventh or twelfth aspect.
[0031]
A refrigeration / air conditioning apparatus according to a fourteenth aspect of the present invention includes a DC brushless motor controlled by the motor control method according to the eleventh or twelfth aspect.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of an inverter device representing Embodiment 1 of the present invention. In the figure, 1 is a DC power supply unit, 2 is an inverter, 3 is a plurality of switching elements, 3a is a U-phase upper switching element constituting the inverter 2, 3b is a V-phase upper switching element, and 3c is a W-phase upper switching element. 3d is a U-phase lower switching element, 3e is a V-phase lower switching element, and 3f is a W-phase lower switching element. Reference numeral 4 denotes a plurality of freewheeling diodes connected in parallel to the plurality of switching elements 3, 5 denotes an inverter main circuit composed of the plurality of switching elements 3 and the plurality of freewheeling diodes 4, and 6 denotes a DC brushless motor.
[0033]
7a is a current detection means for detecting one phase of the current flowing into the DC brushless motor 6, 7b is a current detection means for detecting a current of a phase different from the current detection means 7a, and 8 is a current detection means 7a, 7b. Inverter control means for on / off control of the switching element 3 in the inverter main circuit 5 based on the detected current value, and 9 for on / off control of the plurality of switching elements 3 based on the switching signal generated from the inverter control means 8. This is a gate drive circuit.
[0034]
Reference numeral 10 denotes phase current calculation means for obtaining three-phase current values from the current values obtained by the current detection means 7a and 7b constituting the inverter control means 8, and 11 is the phase current value obtained by the phase current calculation means 10. The output voltage calculating means 12 for estimating the speed and position of the rotor of the DC brushless motor and calculating the output voltage command value for driving the DC brushless motor is provided in the inverter control means 8, Switching signal generating means for generating a switching signal for ON / OFF control of the switching element 3, generates a PWM signal in the case of PWM control, and generates a PAM signal in the case of PAM control. 70 is a bus voltage detecting means for detecting the DC bus voltage Vdc before being input to the inverter main circuit 5, and 75 is a triangular wave reference signal generating means for generating a triangular wave modulation reference signal. In the following, the case of PWM control will be described.
[0035]
The operation of the inverter and the DC brushless motor configured as described above will be described with reference to FIG. In the figure, the inverter 2 detects the current for two phases among the phase current flowing into the DC brushless motor 6 by the current detection means 7a and the current detection means 7b. Using the detected two-phase currents, for example, the U-phase current Iu and the V-phase current Iv, the inverter control means 8 outputs the voltage value, voltage phase, etc. output from the inverter main circuit 5 for driving the DC brushless motor 6. The output voltage command is calculated.
[0036]
In the inverter control means 8, the output voltage command value is obtained by the operation described below. The phase current calculation means 10 obtains the remaining phase current Iw from the phase currents Iu and Iv detected by the current detection means 7a and 7b, and the phase currents Iu, Iv and Iw for three phases are used as the output voltage calculation means. 11 is output. The output voltage calculation means 11 estimates the rotor speed and position of the DC brushless motor 6 based on the phase currents Iu, Iv, Iw for three phases and the DC bus voltage Vdc detected by the bus voltage detection means 70, Based on the estimation result, output voltage command values Vv *, Vu *, Vw * for driving the DC brushless motor 6 are obtained by calculation.
[0037]
Thereafter, the output voltage command values (Vv *, Vu *, Vw *) are converted into PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN) by the switching signal generator 12. The gate drive circuit 9 turns on / off the plurality of switching elements 3 based on the PWM signal. By the on / off operation of the plurality of switching elements 3, electric power is supplied from the inverter main circuit 5 to the DC brushless motor 6, and the DC brushless motor is driven.
[0038]
The switching signal generation means in the control means of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating a triangular wave comparison method for generating a PWM signal representing the first embodiment of the present invention. In the figure, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnitude of the triangular wave modulation reference signal, the magnitude of the output voltage, and the on / off state of the PWM signal. In the figure, 100 is a reference signal for triangular wave modulation, 101 is an output voltage command value (output voltage signal), and 102 is a PWM signal.
[0039]
The output voltage calculation means 11 compares the triangular wave modulation reference signal 100 with the output voltage command value (output voltage signal) 101, and the output voltage command value (output voltage signal) 101 is greater than the triangular wave comparison reference signal 100. If it is, the switching signal generating unit 12 is instructed to output as High. Then, the switching signal generator 12 outputs the PWM signal as High. On the contrary, when the output voltage command value (output voltage signal) 101 becomes smaller than the triangular wave comparison reference signal 100, the switching signal generator 12 is instructed to output it as Low. Then, the switching signal generation means 12 outputs the PWM signal as Low. Here, the peak value (magnitude) A1 of the triangular wave comparison reference signal 100 is a value determined by the DC bus voltage Vdc, and does not become larger than Vdc / 2.
[0040]
Here, the U phase will be described as an example of the voltage output of the inverter device. In FIG. 1, when the PWM signal becomes High, the U-phase upper switching element 3 a is turned on, the U-phase lower switching element 3 d is turned off, and the U-phase terminal of the DC brushless motor 6 has a plus (+) of the DC power supply 1. A side potential is applied.
[0041]
When the PWM signal becomes low, the U-phase upper switching element 3a is turned off, the U-phase lower switching element 3d is turned on, and the U-phase terminal of the DC brushless motor 6 is connected to the negative (−) side of the DC power supply 1. A potential is applied. This figure shows a case of so-called overmodulation in which the maximum value A2 of the output voltage command value (output voltage signal) 101 exceeds the maximum value A1 of the triangular wave modulation required reference signal 100.
[0042]
Here, overmodulation will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram for explaining a normal output waveform and an overmodulation waveform. In the figure, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnitude of the output voltage command value (output voltage signal). In the figure, the portion A indicated by the hatched portion is a normal output waveform, and the maximum value does not exceed the bus voltage Vdc / 2. However, in the waveform represented by A + B + C, the portion C exceeds the bus voltage Vdc / 2 and is overmodulated.
[0043]
When overmodulation occurs, even if the output voltage command value (output voltage signal) requires a voltage output higher than the bus voltage, such as A + B + C, the switching element is turned on based on the overmodulation PWM signal attached to the High side or Low side. -When output by an off operation, a substantially trapezoidal wave shape (waveform in which a voltage portion exceeding a predetermined value of a sine wave is cut) as represented by A + B in which a portion of C exceeding the bus voltage Vdc / 2 is cut Output, and voltage output as per the output voltage command value cannot be obtained. In such a cut state, the PWM signal remains High or Low as described with reference to FIG. 2, so fine control cannot be performed and the speed response is slightly reduced.
[0044]
Further, since the output voltage waveform of the inverter is not a sinusoidal wave but a substantially trapezoidal wave, a distortion component is added to the current and the controllability is lowered. In addition, voltage output according to the command value (required value) cannot be performed, so that control responsiveness and stability are reduced. Therefore, conventionally, as shown by the arrow in FIG. 3, the output voltage command value (output voltage signal) is adjusted by the modulation factor a (a <1) so that the output voltage command value (output voltage signal) does not exceed the bus voltage Vdc. 3), the amplitude of the maximum value as represented by C in FIG. 3 is a sine wave shape with Vdc / 2 or less, and the output of the inverter is a sine wave output.
[0045]
However, in home appliances such as air conditioners that do not require high-speed response and stability of control, and efficiency improvement is more important, there is no problem even if speed response and controllability are reduced. The overmodulation control of the present invention, which can be expected to be improved, is effective. That is, in the present invention, the voltage command value having a voltage larger than the DC bus voltage is generated without adjusting the output voltage command value (output voltage signal) with the modulation factor a in the overmodulation state, thereby increasing the conventional maximum value. Since the output voltage of the inverter can be increased at the effective value level compared to the case of a sinusoidal voltage command value with an amplitude of Vdc / 2 or less, the efficiency can be increased.
[0046]
That is, in FIG. 2, when the output voltage command value (output voltage signal) 101 exceeds the peak value A1 of the triangular wave modulation reference signal 100 and becomes overmodulated, the output voltage command value (output voltage signal) 101 and the triangular wave modulation reference When the output voltage command value (output voltage signal) 101 is larger than the triangular wave modulation reference signal 100 by comparing with the signal 100, the output of the PWM signal is set to High. At this time, when the output voltage command value (output voltage signal) 101 exceeds the peak value A1 of the triangular wave modulation reference signal 100 to the positive side (upper side in the figure), the output PWM signal sticks to the High side, When the signal exceeds the negative side, the PWM signal sticks to the Low side, and the switching element 3 is turned on / off based on the PWM signal.
[0047]
FIG. 4 is a diagram illustrating a concept of an output voltage waveform at the time of overmodulation representing the first embodiment of the present invention. In the figure, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the magnitude of the output voltage command value (output voltage signal). In the figure, waveforms Vref1, Vref2, and Vref3 indicate output voltage values of each phase, Vref1 represents an output voltage within a normal output region (modulation factor 0 ≦ a ≦ 1), and Vref2 represents an overmodulation region ( The output voltage waveform in the case of modulation factor a> 1), the portion indicated by the dotted line is the overmodulation voltage command value, and this portion is the state where the PWM signal is stuck on the High side or Low side and the bus Since the portion above the voltage is cut and output, the output waveform is substantially trapezoidal.
[0048]
Here, the portion corresponding to the difference between Vref2 and Vref1 indicated by hatching is the portion obtained by the on / off operation of the switching element based on the overmodulated PWM signal, and the output voltage is subjected to the conventional modulation rate limitation. This is a portion that can be made larger by the execution value than the output voltage (Vref1) when the Vref3 is an output voltage waveform representing a state where a theoretically maximum output is obtained with an execution value in the case of overmodulation (a> 1), and has a rectangular wave shape. In this case, a rectangular wave-shaped output voltage command value (output voltage signal) is output, and the PWM signal only needs to repeat the state of being stuck to the High side and the Low side every 180 ° section, and the modulation factor is a = 1. In this case, the effective voltage can be increased by about 40% with respect to the output voltage, and a voltage equivalent to the DC bus voltage value can be output.
[0049]
That is, when the output voltage command value is a sine wave and the modulation factor is a = 1, the effective value of the output voltage is approximately 100 V as the effective value when the DC bus voltage is 282 V. This state is the maximum voltage value when the conventional modulation rate limitation is performed. In addition, in the case of a rectangular wave-like output voltage waveform such as Vref3 (at the time of maximum output), the effective value is about 141 V, and the theoretically the same level as the DC bus voltage Vdc by using the overmodulation region is about 40%. The output can be increased.
[0050]
Here, the output voltage waveform in FIG. 2 is an example in which the space vector modulation method is used for the PWM modulation method. In FIG. 4, the output voltage command waveform is a sinusoidal waveform, and the PWM modulation method uses a three-phase modulation method. This example is shown.
[0051]
In the present invention, in the inverter device that drives the DC brushless motor without using the position sensor as described above, the output voltage command value (output voltage signal) is overmodulated exceeding the peak value A1 of the reference signal for triangular wave modulation. Even in this case, by operating the switching element based on the PWM signal, it is possible to obtain an output voltage equal to or higher than the output voltage when the conventional modulation rate limitation (a <1) is performed. At the time of overmodulation, an output voltage corresponding to the output voltage command value (output voltage signal) cannot be generated, but a DC brushless motor corresponding to the voltage represented by B in FIG. 3 compared to the case where overmodulation is not used. Since the effective value or the maximum value of the average value of the output voltage applied to the DC can be increased, the operating range (rotational speed range) of the DC brushless motor can be widened, and the current value becomes smaller, resulting in higher efficiency. improves.
[0052]
In addition, since the output voltage command value equal to or higher than the DC bus voltage is generated at the time of overmodulation and the modulation rate (a) is not limited as it is, the control time is shorter than when the modulation rate is limited as in the conventional case. It can be shortened and reliability is improved. Further, since it is not necessary to provide a part for limiting the modulation rate, the cost can be reduced. In addition, since the output voltage waveform is substantially trapezoidal, the output voltage is increased simply by outputting the overmodulated output voltage command value (output voltage signal) to the switching signal generating means without changing the configuration from the conventional one. be able to. Furthermore, even if a high-efficiency motor with an increased number of windings of the stator winding is used, it is not possible to drive on the high voltage side due to insufficient output voltage, and a wide operating range can be secured. In the present invention, since the PWM signal is stuck to the High side or Low side during overmodulation, the number of on / off operations of the switching element can be reduced, and therefore the switching element is repeatedly turned on / off repeatedly. The switching loss due to switching can be reduced, and the deterioration of reliability due to repeated switching can be suppressed.
[0053]
In addition, since the rotor position is detected without a position sensor, the position sensor is unnecessary, and the cost can be reduced. Furthermore, since it is not necessary to worry about the mounting position and mounting accuracy of the position sensor, the motor can be downsized. However, when a position sensor cannot be mounted like a motor such as a compressor, it is necessary to use a method for detecting a rotor position without a position sensor as in the present invention, which is highly effective.
[0054]
Here, FIG. 5 is a block diagram for explaining the schematic contents of the calculation means in the output voltage calculation means 11 representing the first embodiment of the present invention. The block diagram shown in the figure is an example of a calculation method based on a position sensorless sine wave driving method in which a DC brushless motor is driven by energizing a 180-degree section without using a position sensor. An application example of the overmodulation method according to the present invention will be described below.
[0055]
In the figure, reference numeral 20 denotes speed / position estimation means for estimating the rotor speed ω and position θ of the DC brushed motor 6 based on the instantaneous current of each phase detected by the phase current calculation means 10, and reference numeral 21 denotes speed / position estimation means. Current control means for calculating a voltage command value V * for driving the DC brushless motor based on the information on the rotor speed ω and the rotor position θ obtained by 20 and the instantaneous current of each phase.
[0056]
Next, the operation of the output voltage calculation means 11 will be described below. The rotor position θ and the speed ω of the DC brushless motor 6 are estimated by calculation in the speed / position estimation means 20 based on the currents I (Iu, Iv, Iw) detected by the current detection means 7a, 7b. In the current control means 21, voltage command values V * (Vu *, Vv *, Vw *) for synchronously driving the DC brushless motor based on the current I and θ and ω obtained by the speed / position estimation means 20 are obtained. Ask.
[0057]
Therefore, since the output voltage command value at the time of overmodulation can be calculated with a simple configuration, the number of parts is small and the cost can be reduced. In addition, since the configuration is simple, the degree of component failure is reduced and a highly reliable inverter device can be obtained.
[0058]
FIG. 6 is a block diagram illustrating the position sensorless sine wave drive type output voltage calculation means 11 of the DC brushless motor described in FIG. In the figure, 22 is a three-phase / two-phase coordinate conversion means for converting a three-phase instantaneous current I (Iu, Iv, Iw) into dq-axis two-phase coordinate system currents Id and Iq, and 23 is a dq-axis coordinate system. Speed / position estimation means for estimating the rotor speed ωn and position θn of the DC brushless motor from the currents Id and Iq, 24 is a current command Id * and speed based on the dq axis currents Id and Iq and the rotor speed ωn. Current control means for calculating output voltage commands Vd * and Vq * for driving the DC brushless motor so as to follow the command ω *, 25 is a dq axis coordinate system voltage command value Vd obtained by the current control means. It is a two-phase / three-phase coordinate conversion means for converting * and Vq * into a three-phase coordinate system.
[0059]
The operation of the output voltage calculation means in the figure will be described below. The three-phase to two-phase coordinate conversion means 22 uses the three-phase instantaneous currents Iu, Iv, and Iw obtained by the phase current calculation means 10 as the previous estimated rotor position θ._n-1Is converted into dq-axis two-phase coordinate system currents Id and Iq. The speed / position estimation means 23 estimates the rotor speed ωn and position θn of the DC brushless motor 6 based on the dq axis currents Id and Iq obtained by the three-phase / two-phase coordinate conversion means 22.
[0060]
The current control means 24 is a voltage command value Vd * for driving the DC brushless motor according to the current command value Id * and the speed command value ω * based on the dq axis currents Id and Iq and the rotor speed ωn. Vq * is obtained. The two-phase / three-phase coordinate conversion means 25 uses the voltage command values Vd * and Vq * obtained by the current control means 24 as the three-phase coordinate system voltage command values Vu *, Vv * and Vw * using the rotor position θn. Convert to Therefore, when the coordinate conversion is performed by the three-phase / two-phase coordinate conversion means 22 as compared with FIG._n-1Therefore, the voltage command value can be obtained with high accuracy. In addition, it is a simple configuration that does not perform speed estimation, and the speed estimated from voltage information and current information does not differ greatly from the actual speed as in overmodulation, and there is a problem that stable driving cannot be performed. Can be suppressed.
[0061]
In FIG. 6, the speed / position estimation means 23 estimates the rotor speed ωn using the dq axis currents Id and Iq, and estimates the rotor position θn using the ωn and Id and Iq. Although the case has been described, it is not necessary to estimate the rotor speed as shown in FIG. FIG. 7 is a block diagram illustrating another configuration example of the output voltage calculation means 11 representing the first embodiment of the present invention. In the figure, the same parts as those in FIGS. 5 and 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Reference numeral 28 denotes position estimation means for estimating the rotor position θn using the dq axis currents Id and Iq and the speed command value ω *. Thus, in FIG. 7, the speed command value ω * is directly used to estimate the rotor position θn, instead of estimating the rotor speed ωn as shown in FIG. 6.
[0062]
Accordingly, in consumer products such as home electric appliances in which followability of the rotor speed does not become a problem, the speed command value ω * is directly used as shown in FIG. 7 when the speed is estimated as in FIG. In comparison, stable control can be performed even when the estimated speed ωn is significantly different from the actual speed during overmodulation.
[0063]
FIG. 8 is a block diagram illustrating another configuration example of the output voltage calculation means 11 representing the first embodiment of the present invention. In the figure, the same parts as those in FIGS. 5, 6, and 7 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. In the figure, 22 is a three-phase / two-phase coordinate conversion means for converting a three-phase instantaneous current (Iu, Iv, Iw) into a dq-axis two-phase coordinate system current (Id, Iq), and 23 is a dq-axis coordinate. A speed / position estimation means 25 for estimating the rotor speed ω and position θ of the DC brushless motor from the system current, 25 is a three-phase dq axis coordinate system voltage command value Vd *, Vq * obtained by the current control means 27 A two-phase / three-phase coordinate conversion means 26 for converting the coordinate system voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * into the coordinate system voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *. A speed control means 27 is a current control means for obtaining dq-axis voltage command values Vd * and Vq * from the dq-axis current command values Id * and Iq * and the dq-axis currents Id and Iq.
[0064]
Next, the operation will be described. The three-phase to two-phase coordinate conversion means 22 converts the three-phase instantaneous currents Iu, Iv, and Iw obtained by the phase current calculation means 10 into the previous rotor position θ._n-1Is converted into dq-axis two-phase coordinate system currents Id and Iq. The speed / position estimation means 23 estimates the rotor position θn and speed ωn of the DC brushless motor 6 based on the dq axis currents Id and Iq obtained by the three-phase / two-phase coordinate conversion means 22.
[0065]
In the speed control means 26, the speed command value ω * and the estimated speed ω_n-1The q-axis current command value Iq *, which is a necessary control amount for speed control, is obtained from the difference between the two. The current control means 24 obtains output voltage command values Vd * and Vq * which are control amounts for causing the dq axis currents Id and Iq to follow the dq axis current command values Id * and Iq *.
[0066]
The two-phase / three-phase coordinate conversion means 25 uses the voltage command values Vd *, Vq * obtained by the current control means 24 as the three-phase coordinate system voltage command values Vu *, Vv *, Vw * using the estimated rotor position θn. Convert to Therefore, in this case, since the speed control means is provided and the current command value Iq * is obtained by the speed control means and the voltage command value is calculated, the controllability with respect to the speed is improved compared to the case of FIG. Speed responsiveness is improved.
[0067]
Here, in addition to the output voltage means 11 described in FIG. 5, FIG. 6, FIG. 7, and FIG. 8, if further improvement in accuracy is desired, the output voltage command value can be fed back at the time of speed / position estimation. Good. 9 and 10 are block diagrams illustrating another configuration example of the output voltage calculation means 11 representing the first embodiment of the present invention. In the figure, the same parts as those in FIGS. In the figure, the speed / position estimation means estimates the speed / position by feeding back the voltage information output by the inverter device during the previous control cycle in addition to the dq-axis current information.
[0068]
FIG. 9 shows the previous voltage command value Vd * obtained by the current control means 24 with respect to FIG._n-1, Vq *_n-1Is fed back to the speed / position estimation means 23. FIG. 10 shows the previous voltage command value Vd * obtained by the current control means 27 with respect to FIG._n-1, Vq *_n-1Is fed back to the speed / position estimation means 23. In FIG. 9, the three-phase to two-phase coordinate conversion means 22 converts the three-phase instantaneous currents Iu, Iv, and Iw obtained by the phase current calculation means 10 into the previous estimated rotor position θ._n-1Is converted into dq-axis two-phase coordinate system currents Id and Iq.
[0069]
The speed / position estimation means 23 includes the dq axis currents Id and Iq obtained by the three-phase / two-phase coordinate conversion means 22 and the output voltage output by the current control means 24 during the previous control cycle from the current control means 24. Command value (output voltage signal) Vd *_n-1, Vq *_n-1Is used to estimate the rotor position θn and the speed ωn of the DC brushless motor 6. In the current control means 24, based on the dq axis currents Id and Iq and the rotor speed ωn, a voltage command value Vd * for driving the DC brushless motor according to the current command value Id * and the speed command value ω *. n and Vq * n are obtained. The two-phase / three-phase coordinate conversion means 25 uses the voltage command values Vd * n and Vq * n obtained by the current control means 24 as the three-phase coordinate system voltage command values Vu * and Vv *, using the estimated rotor position θn. Convert to Vw *.
[0070]
In FIG. 10, the speed / position estimation means 23 uses the voltage command values Vd * and Vq * used for the previous control from the current control means 27 when estimating the rotor speed ω and position θ. presume. The three-phase to two-phase coordinate conversion means 22 converts the three-phase instantaneous currents Iu, Iv, and Iw obtained by the phase current calculation means 10 into the previous rotor position θ._n-1Is converted into dq-axis two-phase coordinate system currents Id and Iq. The speed / position estimation means 23 estimates the rotor position θn and speed ωn of the DC brushless motor 6 based on the dq axis currents Id and Iq obtained by the three-phase / two-phase coordinate conversion means 22.
[0071]
In the speed control means 26, the speed command value ω * and the estimated rotor speed ω_n-1The q-axis current command value Iq *, which is a necessary control amount for speed control, is obtained from the difference between the two. The current control means 24 obtains output voltage command values Vd * and Vq * which are control amounts for causing the dq axis currents Id and Iq to follow the dq axis current command values Id * and Iq *. The two-phase / three-phase coordinate conversion means 25 uses the voltage command values Vd *, Vq * obtained by the current control means 24 as the three-phase coordinate system voltage command values Vu *, Vv *, Vw * using the estimated rotor position θn. Convert to Here, the previous voltage command value Vd * obtained by the current control means 27 is obtained._n-1, Vq *_n-1Is fed back to the speed / position estimation means 23, so that the estimation accuracy of the speed and position of the rotor can be improved.
[0072]
FIG. 11 is a block diagram showing another configuration example of the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. In the figure, reference numeral 28 denotes speed / position / speed electromotive force estimation means, which is based on the current dq-axis current and the previous dq-axis voltage in addition to the rotor speed ωn and position θn of the DC brushless motor 6. The electric power Ve is estimated, and the estimated speed electromotive force Ve is added as a correction amount of the q-axis voltage command value Vq *. Therefore, since the speed electromotive force Ve is used as the correction amount for obtaining the voltage command values Vu *, Vv *, Vw *, it is possible to improve the accuracy of the voltage command value compared to the configuration of FIG.
[0073]
Here, in the output voltage calculation means shown in FIG. 9, FIG. 10, and FIG. 11, when the rotor speed ωn and position θn of the DC brushless motor 6 or the speed electromotive force Ve are estimated, the current control means outputs Dq axis output voltage command value Vd * at the previous control cycle_n-1, Vq *_n-1Is used. However, in the region where overmodulation occurs, there is a difference between the dq-axis output voltage command value and the dq-axis coordinate system value of the voltage actually output from the inverter device, and the rotor speed and position of the motor Therefore, in the position sensorless control, the motor operation tends to become unstable.
[0074]
That is, as shown in FIG. 12, in the overmodulation region, there is a difference between the voltage command value Vf0 and the actual output voltage Vf2, so that the position of the rotor cannot be detected and synchronization is lost, causing the motor to step out. The operation becomes unstable and stops the worst. FIG. 12 is a diagram for explaining the relationship between the rotational speed of the DC brushless motor and the output voltage of the inverter in the overmodulation region. In the figure, Vf0 represents the voltage command value, Vf1 represents the actual output voltage of the conventional inverter device, Vf2 represents the actual output voltage of the inverter of the present invention, η1 represents the conventional motor efficiency, and η2 represents the actual output voltage. It represents the motor efficiency of the invention.
[0075]
As shown in the figure, in the normal output region where the modulation factor a is a <1 (when the rotational frequency is smaller than f1), the output voltage increases in accordance with the voltage command value in proportion to the rotational speed of the DC brushless motor. However, in a region where the modulation factor a is equal to or higher than a rotational speed in which a> 1 (overmodulation region where the rotational frequency is greater than f1), the output voltage waveform is not a perfect sine wave but a trapezoidal shape with a predetermined value or more cut off. Therefore, when the voltage command value increases, the output voltage also increases. However, the output voltage decreases by the cut amount, and the output voltage with respect to the rotational speed is the voltage command value Vf0 as indicated by Vf2. The inclination becomes smaller. This difference in inclination gives an error in detecting the rotor position in the position sensorless control.
[0076]
Here, in the PWM signal, the output voltage portion higher than the triangular wave modulation required reference signal is cut during overmodulation, but the cut portion is equal to or higher than the triangular wave modulation required reference signal, so that PWM is always on. Therefore, since the rate at which PWM is turned on increases, the voltage output from the inverter also increases as compared to the conventional case where no overmodulation part is used.
[0077]
Therefore, in the conventional technique indicated by Vf1 in FIG. 12, the overmodulation region (region having the rotation frequency f1 or higher) is adjusted by the modulation factor a so that it is not used as a constant output region (constant voltage output). In the present invention, the effective value or average value of the voltage output can be increased compared to the conventional case by giving an overmodulation voltage command value even in the rotation speed region that could not be used as the constant output region in the past. The current value can be lowered by the increased amount, and the efficiency can be improved from η1 to η2.
[0078]
In addition, since the output voltage could not be increased in the conventional constant output region, it was necessary to increase the current by field-weakening control in order to increase the rotation speed, and the efficiency was extremely deteriorated. Since the effective value or average value of the voltage output can be increased, the efficiency can be improved without deteriorating the efficiency.
[0079]
From the above, when the overmodulation region is used in the inverter device that drives the DC brushless motor 6, as shown in FIGS. 9, 10, and 11 for estimating the rotor speed ωn, position θn, or speed electromotive force Ve. Rather than giving a voltage command value, stable driving is possible by using a means for estimating without using a voltage command value as shown in FIGS. 5, 6, 7, and 8.
[0080]
Here, as a method for further improving the accuracy of the voltage command value in the methods shown in FIGS. 5, 6, 7, and 8, there is a method as shown in FIG. FIG. 13 is a block diagram showing another configuration example of the output calculation means representing the first embodiment of the present invention. The figure shows means for detecting the voltage actually output from the inverter device and using it for calculating the voltage command value in estimating the rotor speed ωn and position θn (or speed electromotive force Ve) of the DC brushless motor.
[0081]
9 to 11, the output voltage command value at the previous cycle is used as voltage information used for estimating the speed and position of the rotor. However, during overmodulation, the difference between the output voltage command value and the actual output voltage is different. In order to use a more accurate voltage value at the time of overmodulation in FIG. 13, the actual output voltage of the inverter is detected by using voltage detection means such as a voltage sensor, and used for estimating the speed and position of the rotor. I am doing so.
[0082]
In FIG. 13, the same parts as those in FIG. In the figure, 29 is a three-phase to two-phase coordinate conversion means, and inverter output voltages Vu, Vv, Vw detected by voltage detection means (not shown) such as a separately provided voltage sensor are used as rotors in the previous cycle. Position θ_n-1Is a three-phase to two-phase coordinate conversion means that converts the voltage to dq axis voltages Vd and Vq and transmits them to the speed / position estimation means 23.
[0083]
The speed / position estimation means 23 uses the dq axis currents Id and Iq from the three-phase / two-phase coordinate conversion means 22 and the dq-axis voltages Vd and Vq from the three-phase / two-phase coordinate conversion means 29. Thus, the rotor speed ωn and the position θn are estimated. Therefore, since the actual output voltage of the inverter can be used even during overmodulation, there is no difference between the output voltage command value and the actual output voltage, the rotor position can be reliably estimated, and control is performed with a more accurate voltage command value. The motor can be controlled stably.
[0084]
Moreover, FIG. 14 is a figure showing another structural example of the output voltage calculating means showing Embodiment 1 of this invention. FIG. 14 does not use voltage detection means as in FIG. 12, but estimates the actual output voltage from the output voltage command value and the degree of modulation a during overmodulation, and estimates the rotor speed ωn and position θn. Represents a means. That is, when overmodulation is performed in the overmodulation region, the voltage output from the inverter is estimated from the output voltage command value information limited to a substantially trapezoidal waveform, and the value is estimated based on the rotor speed and position (or This is a means used to estimate (speed electromotive force).
[0085]
In the figure, parts equivalent to those in FIG. Reference numeral 121 denotes modulation information providing means, which is the previous dq-axis output voltage command value (Vd *_n-1, Vq *_n-1)The modulation factor a is obtained from the ratio of the voltage to the bus voltage (Vdc) and transmitted to the output voltage estimating means 120. The output voltage estimation means 120 is the previous dq axis output voltage command value Vd * from the current control means 27._n-1, Vq *_n-1And the voltages Vd and Vq output from the inverter are estimated using the modulation factor a. The speed / position estimation means 23 uses the dq-axis currents Id and Iq from the three-phase / two-phase coordinate conversion means 22 and the inverter output voltage estimation values Vd and Vq from the output voltage estimation means 120 to use the rotor speed. Estimate ωn and position θn.
[0086]
Therefore, since the actually applied voltage is estimated and used for estimating the rotor speed and position, the voltage command value can be obtained with high accuracy with a simple configuration. In addition, since the voltage detection means is not required, the cost can be reduced. Here, in the modulation information providing means 121, the dq axis output voltage command value (Vd *_n-1, Vq *_n-1) May be used without using three-phase voltage command values (Vu *, Vv *, Vw *). Further, the bus voltage Vdc and the dq axis output voltage command value (Vd *_n-1, Vq *_n-1) To obtain the modulation rate a and estimate the output voltage, the modulation information providing means 121 becomes unnecessary and the cost can be reduced.
[0087]
Here, the control operation will be described with reference to a flowchart in FIG. FIG. 15 is a control flowchart showing the first embodiment of the present invention. In the figure, ST1 is a phase current detection step, and ST2 is a current (Iw of the remaining phase based on instantaneous currents of two phases (for example, U-phase and V-phase currents Iu and Iv) detected in the phase current detection step. ST3 is a rotor speed / position estimation step, ST4 is an output signal generation step, ST5 is a PWM signal generation step, and ST6 is an on / off operation of a plurality of switching elements based on the PWM signal. This is a motor driving step for driving the motor.
[0088]
ST11 is an output voltage estimation step, ST12 is a bus voltage detection step, and 150 is a control means for each device. In phase current detection step ST1, two-phase phase currents (for example, U-phase and V-phase instantaneous currents Iu and Iv) are detected by current detection means 7a and 7b, and in phase current calculation step ST2, phase current detection step ST1. The remaining one-phase phase current (for example, W-phase instantaneous current Iw) that has not been detected in step 1 is obtained by calculation in the phase current calculation means 10.
[0089]
In the rotor speed / position estimation step ST3, the speed based on the currents Id and Iq obtained by converting the three-phase instantaneous currents Iu, Iv and Iw obtained in the phase current calculation step ST2 into dq-axis currents. The position estimation means 23 obtains the rotor speed ωn and the rotor position θn. In the output signal generation step ST4, the current is determined based on the dq axis currents Id and Iq, the rotor speed / position ωn and θn, and the current command value Id * and the speed command value ω * from the control means 150 of each device. The control means 24 and 27 obtain dq axis output voltage command values (output voltage signals) Vd * and Vq *, and generate three-phase output voltage command values Vu *, Vv * and Vw *.
[0090]
In the PWM signal generation step ST5, the switching signal generation means 12 instantaneously compares the output voltage command values Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave modulation reference signal (curve indicated by 100 in FIG. 2) to generate the PWM signal. (UP, UN, VP, VN, WP, WN) are generated. In the motor driving step ST6, the brushless motor 6 is driven by applying a voltage by turning on / off the plurality of switching elements of the inverter main circuit 5 based on the PWM signal.
[0091]
Here, when an operation command (Id *, ω *) in the overmodulation region is issued from the control means 150 of each device, an overmodulation output voltage command value (output voltage signal) (FIG. 12) is generated in the output voltage generation step ST4. Of Vf0) is generated and output to the PWM signal generation step ST5. In the PWM signal generation step ST5, the triangular wave modulation reference signal and the output voltage command value (output voltage signal) are instantaneously compared to generate a PWM signal. At this time, since the output voltage command value (output voltage signal) is overmodulated as shown in FIG. 2, there is a portion exceeding the maximum value A1 of the triangular wave modulation reference signal 100. Generate. In other words, the portion where the triangular wave modulation reference signal exceeds the positive side is in a state where the PWM signal is stuck on the high side, and the portion where the triangular wave modulation reference signal exceeds the negative side is in the state where the PWM signal is stuck on the low side.
[0092]
In motor drive step ST6, the switching elements (UP, UN, VP, VN, WP, WN) of the inverter main circuit 5 are turned on / off based on the PWM signal at the time of overmodulation, and voltage is applied to the brushless motor for driving. To do. At this time, since the PWM signal is in a state of being pasted on the High side or on the Low side in the overmodulation part, the output voltage obtained by turning on and off the switching element is a predetermined value of the sine wave (bus voltage) Vdc / 2) or more becomes a substantially trapezoidal wave shape (substantially trapezoidal wave as represented by A + B in FIG. 3).
[0093]
Therefore, when the output voltage waveform is a sine wave (a sine wave represented by A in FIG. 3) having a predetermined value (bus voltage Vdc / 2) or less by adjusting the modulation factor a so as not to overmodulate as in the prior art. 3, the effective value of the voltage is increased by the amount of the voltage represented by B in FIG. 3, so that the output voltage can be increased by the effective value, compared to the bus voltage Vdc input to the inverter. Therefore, the operating range (rotational speed range) of the direct current brushless motor can be widened by an amount corresponding to the increased output voltage without increasing the motor by one rank.
[0094]
Here, as described with reference to FIG. 14, when the actually applied voltage is estimated and used for estimating the rotor speed and position in order to obtain the voltage command value with a simple configuration and high accuracy, The bus voltage detection means 70 detects the bus voltage Vdc input to the inverter in the bus voltage detection step, and the previous voltage command value Vd * obtained in the output signal estimation step ST4 in the output voltage estimation step ST11._n-1, Vq *_n-1And a modulation rate a based on the bus voltage Vdc obtained in the bus voltage detection step ST12, and the modulation rate a and the previous voltage command value Vd * are calculated._n-1, Vq *_n-1Are used to estimate the actually output voltages Vd and Vq and output them to the rotor speed / position estimation step ST3.
[0095]
In the rotor speed / position estimation step ST3, the actually output voltage estimation values Vd and Vq are used for estimation of the rotor speed ωn and the position θn. Therefore, since the actually applied voltage is estimated and used for estimating the rotor speed and position, the voltage command value can be accurately obtained with a simple configuration, and the controllability of the motor is improved. In addition, since the voltage detection means is not required, the cost can be reduced.
[0096]
Moreover, if this control method is applied to the compressor, the operating range of the compressor can be increased, and it becomes possible to cope with a higher load than before, and a compressor with high reliability and a wide operating range is obtained. be able to. Moreover, if the compressor controlled by the control method of the present invention is applied to a refrigeration / air-conditioning apparatus, the operating range is wide, it can cope with high loads, and rapid heating and rapid cooling time can be shortened.
[0097]
Here, in the output voltage calculation means described above, integral control is used for the current control means 24, the speed control means 26, and the current control means 27. However, when a DC brushless motor is driven without a position sensor in the overmodulation region. Instead, it is better not to use integral control. FIG. 16 is a control block diagram of voltage estimation in the current control means 24 and 27. In the figure, 131 is a proportional control part constituted by a proportional gain, and 132 is an integral control part constituted by an integral and an integral gain.
[0098]
In the figure, normally, when the current command value I * and the current I are input to the current control means 24 and 27, the voltage command value V * is estimated by the proportional control part 131 and the integral control part 132. It is preferable not to provide 132, the configuration is simplified, and a cost reduction effect is obtained. For home appliances that do not pose a problem even if the speed and current do not follow the command value, control followability is not required, so there is no problem even if there is no integral control. In addition, the reliability is improved.
[0099]
As described above, in the present invention, since the DC brushless motor is driven by using the region not conventionally used as the constant output region as the overmodulation output region, the output voltage is compared to the case where it is not used as the constant output. Since the average value can be increased, it is possible to reduce the current for driving the DC brushless motor in the overmodulation region. As a result, as shown in FIG. 12, the efficiency at the time of driving the direct current brushless motor can be improved from η1 to η2. Also, as shown in FIG. 12, the rotation speed region that can be used is conventionally used within f1, but the voltage can be increased even in the overmodulation region, so the rotation speed can be increased to f2 or f3. it can.
[0100]
In addition, when a DC brushless motor is driven with the conventional constant output region as an overmodulation output region, the output voltage in the overmodulation region can be increased as an effective value or an average value as compared with the case where it is set as a constant output. A wider range of operation can be achieved compared to the case of constant output. That is, the maximum torque and the maximum number of rotations can be increased from f2 to f3, so even if a high-efficiency motor with an increased number of stator windings is used, it is driven on the high voltage side due to insufficient output voltage. There is nothing that can be done, and it is possible to secure a wide range of operation.
[0101]
Here, since the output voltage waveform changes from a sine wave shape to a substantially trapezoidal wave shape by overmodulation, the speed response and stability against load fluctuations are slightly reduced. For example, consumer products (refrigeration air conditioners and household appliances) Etc.), the load fluctuation is small and a high speed response is not required.
[0102]
Rather, energy saving and high efficiency are demanded in this field. By using overmodulation as in the present invention, an inverter device capable of increasing efficiency and extending the operating range can be obtained.
[0103]
As described above, in the present embodiment, a method has been described in which currents of two different phases flowing into a DC brushless motor are detected and currents for three phases are obtained by calculation. However, even with a DC bus current flowing into an inverter, etc. Any method can be used as long as the current for three phases can be estimated. In the present embodiment, a three-phase inverter device has been described as an example, but it goes without saying that the same effect can be obtained in a single-phase inverter device or a multi-phase inverter device. In the present embodiment, the case where the PWM signal is used has been described, but the same effect can be obtained even when the PAM signal is used. In this embodiment, the switching signal is generated by comparing the triangular wave reference signal with the output voltage command value. However, the triangular wave reference signal need not be used, and the microcomputer compares the output voltage command value with the DC bus voltage. By doing so, a switching signal may be generated.
[0104]
Embodiment 2. FIG.
FIG. 17 is a block diagram of a refrigeration / air-conditioning apparatus representing Embodiment 2 of the present invention. In the embodiment of the present invention, a configuration example of a refrigeration / air-conditioning apparatus equipped with a compressor having a DC brushless motor driven by an inverter device controlled by the control method described in the first embodiment is shown. The same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. In the figure, 30 is an AC power source, 32 is an AC-DC converting means for converting AC voltage from the AC power source 30 into DC, 1 is a smoothing capacitor, 2 is an inverter device, and 5 is an inverter main circuit. 7a and 7b are current detection means, 8 is an inverter control means, 31 is an air conditioner outdoor unit, 33 is a compressor equipped with a DC brushless motor, 34 is an air conditioner control means, 35 is a four-way valve, and 36 is an outdoor heat exchanger. 37 is an outdoor fan, 38 is an expansion valve, 39 is an air conditioner indoor unit, 40 is an indoor heat exchanger, and 41 is an indoor fan.
[0105]
In FIG. 17, a compressor 33, a four-way valve 35, an outdoor heat exchanger 36, an expansion valve 38, and an indoor heat exchanger 40 are hermetically connected by a refrigerant pipe or the like to constitute a refrigeration cycle. By switching the four-way valve 35, the compressor 33, the indoor heat exchanger 40, the expansion valve 38, and the outdoor heat exchanger 36 are configured in this order during heating operation, and during the cooling operation, the compressor 33 and outdoor heat exchanger are configured. 36, the expansion valve 38, and the indoor heat exchanger 40 are configured in this order. In the present embodiment, the control method of the inverter device shown in the first embodiment is applied as the driving means for the compressor 33 in the refrigeration cycle.
[0106]
The inverter control means 8 is based on the current command value Id *, the speed command value ω * from the air conditioner control means 34, the phase instantaneous currents Iu and Iv for two phases from the current detection means 7a and 7b, and the DC bus voltage Vdc. A PWM signal for driving the compressor 33 equipped with the DC brushless motor is output to the inverter main circuit 5. At this time, the inverter control means 8 controls the contents described in the first embodiment. The inverter main circuit 5 drives a DC brushless motor mounted on the compressor 33 based on the PWM signal output from the inverter control means 8. Since the internal control operation of the inverter control means 8 is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted.
[0107]
When the present invention is applied to an air conditioner, when the outdoor is in a very low temperature condition, it is desired to quickly raise the indoor temperature to a set temperature.To that end, a high-output compressor with a high startup speed is required. Become. For this purpose, it is preferable to increase the heating capacity by operating the compressor at a high speed. However, in the brushless motor mounted on the conventional compressor, as described in the first embodiment, at a predetermined rotation speed or higher. Even if it could not be used as a constant output region, or even if it was operated at a predetermined speed or more, field-weakening control had to be performed, resulting in an extremely large current and a poor efficiency. Therefore, it is sufficient to install a higher-grade compressor, but it cannot be used because the cost is increased and the size of the compressor is increased.
[0108]
However, if the control method of the inverter device according to the present invention is applied, the output voltage of the inverter can be increased without excessively increasing the current in a high load state because the region which has been a constant output is used as overmodulation. And the compressor can be driven efficiently with higher output. Further, it is not necessary to increase the compressor by one rank, and the cost can be increased.
[0109]
Therefore, even if it is a compressor of the same output as the past, the capability of the start-up of the operation at the time of heating can be improved, and an air conditioner that can shorten the arrival time to the set temperature can be obtained. Needless to say, the same effect can be obtained even when rapid cooling is required. Furthermore, since the output of the compressor can be increased even when the load of the compressor and the refrigeration / air-conditioning apparatus is high, conventionally, it was necessary to increase the compressor by one rank. Can also respond.
[0110]
Even if it is desired to improve the motor efficiency by increasing the amount of windings of the stator of the DC brushless motor mounted on the compressor, if the inverter device according to the present invention is used, the output voltage will not be insufficient as in the prior art. The reduction in the maximum rotational speed can be suppressed, and the operation efficiency during normal operation can be improved.
[0111]
When the inverter device according to the present invention is installed as a compressor control device of a 3-horsepower class packaged air conditioner as an air conditioner, the output voltage is increased by about 10% at the maximum rotation speed and the motor efficiency is 4 compared with the conventional method. Improved by about%. Needless to say, the control method of the inverter device of the present invention can be applied not only to the air conditioner but also as a driving means for a compressor of a freezer / refrigerator such as a refrigerator or a refrigerator. In the case of a refrigeration apparatus such as a refrigerator, the effect of the present invention is remarkably obtained during quick freezing after installation or after the door is opened.
[0112]
【The invention's effect】
The inverter device according to claim 1 of the present invention provides an output voltage command value for driving a DC brushless motor without a position sensor.Using proportional control instead of integral controlAn output voltage calculating means for generating, a switching signal generating means for generating a switching signal by comparing the output voltage command value output by the output voltage calculating means with the DC bus voltage input to the inverter, and a switching signal generating means An inverter main circuit that drives a brushless motor by applying a voltage by operating a plurality of switching elements based on the switching signal of the output signal, and the output voltage command value is not overmodulated at the time of overmodulation exceeding the bus voltage Since a voltage larger than the output voltage is applied to the brushless motor, the effective value or maximum value of the output voltage applied to the DC brushless motor can be increased, and the operating range of the DC brushless motor (rotation) (Number range) can be widened.Further, since proportional control is used instead of integral control, the configuration is simplified and a cost reduction effect can be obtained.
[0113]
The inverter device according to claim 2 of the present invention generates an output voltage command value whose maximum value exceeds the DC bus voltage during overmodulation, and compares the output voltage command value with the DC bus voltage to generate a switching signal. By switching on / off the switching element, a voltage value greater than the output voltage value when the output voltage value is not overmodulated is applied, so control is limited compared to the conventional case where the modulation rate is limited. Time can be shortened, and reliability is improved.
[0114]
According to a third aspect of the present invention, there is provided an inverter device in which an output voltage command waveform at the time of overmodulation is a substantially sine wave, and a waveform of an actually output applied voltage is a substantially pedestal in which a predetermined value or more of the sine wave is cut Since the waveform has a shape, the output voltage can be increased only by outputting the overmodulated output voltage command value (output voltage signal) to the switching signal generating means without changing the configuration from the conventional one. Furthermore, even if a high-efficiency motor with an increased number of windings of the stator winding is used, it is not possible to drive on the high voltage side due to insufficient output voltage, and a wide operating range can be secured.
[0115]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising a switching signal generating means for generating a PWM signal, and a voltage waveform of a portion where a predetermined value or more is cut is a PWM signal having a constant value on the High side or Low side. Since the switching element is generated, the number of ON / OFF operations of the switching element can be reduced. Therefore, switching loss due to repeated ON / OFF of the switching element can be reduced, and a decrease in reliability due to repeated switching can be suppressed.
[0116]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detection means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; and a brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means without a position sensor. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving, a position sensor is unnecessary, and the cost can be reduced. Further, the present invention can be applied to a motor that is difficult to mount, such as a motor such as a compressor.
[0117]
According to a sixth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detecting means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; an applied voltage detecting means for detecting a voltage applied to the brushless motor; and a phase current detecting means. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving the brushless motor without a position sensor based on the phase current detected by the voltage and the applied voltage detected by the applied voltage detection means. There is no difference between the command value and the actual output voltage, the rotor position can be reliably estimated, control can be performed with a more accurate voltage command value, and the motor can be controlled stably.
[0118]
According to a seventh aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detection means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; and a brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means without a position sensor. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving, the output voltage calculation means is a speed for estimating the rotor position and speed of the brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means Since it is composed of position estimation means and current control means for generating an output voltage signal for driving a brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed obtained from the speed / position estimation means. Since the output voltage command value at the time of overmodulation can be calculated with a simple configuration, the number of parts is small and the cost can be reduced. In addition, since the configuration is simple, the degree of component failure is reduced and a highly reliable inverter device can be obtained.
[0119]
According to an eighth aspect of the present invention, there is provided an inverter device comprising: a phase current detection means for detecting a phase current input to a DC brushless motor; and a brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means without a position sensor. Output voltage calculation means for generating an output voltage signal for driving, the output voltage calculation means is a speed for estimating the rotor position and speed of the brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means Obtained from position estimation means, current control means for generating an output voltage signal for driving a brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed obtained from the speed / position estimation means, and current control means Output voltage that estimates the applied voltage based on the modulation rate information, which is the ratio of the output voltage signal and the output voltage signal to the DC bus voltage. An estimation unit, which is configured by, by estimating the actually applied voltage, for use in estimating the rotor speed and position can be determined with high accuracy voltage command value with a simple configuration. In addition, since the voltage detection means is not required, the cost can be reduced.
[0120]
The compressor control device according to claim 9 of the present invention is equipped with the inverter device according to at least one of claims 1 to 8, so that the output voltage of the inverter can be increased without extremely increasing the current. The compressor can be increased and the compressor can be driven efficiently with higher output.
[0121]
A control device for a refrigeration / air-conditioning apparatus according to claim 10 of the present invention includes the inverter device according to at least one of claims 1 to 8, and is a compressor having the same output as that of a conventional compressor. In addition, it is possible to obtain an air conditioner capable of improving the start-up capability during heating and cooling, and shortening the time required to reach the set temperature.
[0122]
  A motor control method according to an eleventh aspect of the present invention includes a speed / position estimation step for estimating a rotor position and a speed of the brushless motor based on a phase current input to the DC brushless motor, and a speed / position estimation. In order to drive a brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed from the step, an overmodulated output signal exceeding the bus voltage input to the inverterUsing proportional control instead of integral controlThe output voltage signal generation step to be generated, the switching signal generation step for comparing the output voltage signal from the output voltage generation step with the bus voltage, and generating a switching signal for driving the brushless motor without the position sensor, and the switching signal A motor driving step for driving a brushless motor by applying a voltage by turning on and off a plurality of switching elements based on the switching signal from the generation step, and overmodulation based on the output voltage signal of the overmodulation Since the switching signal is generated and a voltage is applied to the brushless motor with the overmodulation switching signal, the brushless motor is driven with an effective value voltage equal to or higher than the output voltage when there is no overmodulation. Operation range of the DC brushless motor ) Can be widely.Further, since proportional control is used instead of integral control, the configuration is simplified and a cost reduction effect can be obtained.
[0123]
A motor control method according to a twelfth aspect of the present invention includes a bus voltage detecting step for detecting a bus voltage input to an inverter, a bus voltage detected by the bus voltage detecting step, and a voltage generated by an output signal generating step. An output voltage estimation step for estimating the voltage actually output based on the command value, and the estimated voltage estimated in the output voltage estimation step is fed back to the speed / position estimation step. Since the voltage command value can be obtained accurately with a simple configuration, the controllability of the motor is improved. In addition, since the voltage detection means is not required, the cost can be reduced.
[0124]
Since the compressor according to claim 13 of the present invention includes the DC brushless motor controlled by the motor control method according to claim 11 or claim 12, the operating range of the compressor can be increased, It becomes possible to cope with a higher load than before, and a compressor having a high reliability and a wide operation range can be obtained.
[0125]
Since the refrigeration / air-conditioning apparatus according to claim 14 of the present invention includes the DC brushless motor controlled by the motor control method according to claim 11 or 12, it has a wide operating range and can handle high loads. And rapid heating and cooling time can be shortened.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing an example of a configuration of an inverter device representing Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a triangular wave comparison method for generating a PWM signal representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a normal output waveform and an overmodulation waveform.
FIG. 4 is a diagram illustrating a concept of an output voltage waveform at the time of overmodulation representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a schematic content of a calculation means in the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention.
6 is a block diagram illustrating output voltage calculation means of a position sensorless sine wave driving method of the DC brushless motor described in FIG. 5. FIG.
FIG. 7 is a block diagram illustrating another configuration example of the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram illustrating another configuration example of the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram illustrating another configuration example of the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram illustrating another configuration example of the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing another configuration example of the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram for explaining the relationship between the rotational speed of the DC brushless motor and the output voltage of the inverter in the overmodulation region.
FIG. 13 is a block diagram illustrating another configuration example of the output calculation means representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram illustrating another configuration example of the output voltage calculation means representing the first embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a control flowchart showing the first embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a control block diagram of voltage estimation in the current control means.
FIG. 17 is a block diagram of a refrigeration / air-conditioning apparatus representing Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of a conventional inverter.
FIG. 19 is a diagram illustrating a triangular wave comparison method generally used when generating a PWM signal.
FIG. 20 is a diagram showing the relationship between the rotational speed of a DC brushless motor and the output voltage of an inverter.
[Explanation of symbols]
1 DC power supply unit, 2 inverter, 3 switching element, 3a U-phase upper switching element, 3b V-phase upper switching element, 3c W-phase upper switching element, 3d U-phase lower switching element, 3e V-phase lower switching element, 3f W-phase lower switching element, 4 freewheeling diode, 5 inverter main circuit, 6 DC brushless motor, 7a, 7b current detection means, 8 inverter control means, 9 gate drive circuit, 10 phase current calculation means, 11 output voltage value calculation means , 12 switching signal generation means, 20 speed / position estimation means, 21 current control means, 22 3-phase-2 phase coordinate conversion means, 23 speed / position estimation means, 24 current control means, 25 2-phase-3 phase coordinate conversion means , 26 speed control means, 27 current control means, 29 3 phase-2 phase coordinate conversion hand Stage, 70 bus voltage detection means, 75 triangular wave reference signal generation means, 100 triangular wave modulation reference signal, 101 output voltage signal, 102 PWM signal, 120 output voltage estimation means, 121 modulation information provision means, 125 PWM signal generation means, 131 Proportional control part, 132 Integral control part, 150 Control means for each device.

Claims

Output voltage command means for generating an output voltage command value for driving a DC brushless motor without a position sensor using proportional control without using integral control, and an output voltage command value output by the output voltage calculation means and an inverter The switching signal generating means for generating a switching signal by comparing with the input DC bus voltage, and the brushless by applying a voltage by operating a plurality of switching elements based on the switching signal from the switching signal generating means. An inverter main circuit for driving the motor, and a voltage larger than the output voltage when the output voltage command value exceeds the bus voltage and is not overmodulated is applied to the brushless motor. Inverter device.

At the time of overmodulation, an output voltage command value whose maximum value exceeds the DC bus voltage is generated, a switching signal is generated by comparing the output voltage command value and the DC bus voltage, and a plurality of switching elements are turned on / off. 2. The inverter device according to claim 1, wherein a voltage value larger at an effective value level than an output voltage value when not modulated is applied.

The waveform of the output voltage command value at the time of overmodulation is a substantially sine wave, and the waveform of the actually applied voltage is a substantially trapezoidal waveform in which a predetermined value or more of the sine wave is cut. The inverter device according to claim 1 or 2.

The switching signal generating means for generating a PWM signal is provided, and the voltage waveform of the portion where a predetermined value or more is cut is generated by a PWM signal having a constant value on the High side or Low side. Inverter device.

Phase current detection means for detecting a phase current input to the DC brushless motor, and an output voltage signal for driving the brushless motor without position sensor based on the phase current detected by the phase current detection means The inverter apparatus according to claim 1, further comprising: an output voltage calculation unit.

Phase current detection means for detecting a phase current input to the DC brushless motor, applied voltage detection means for detecting a voltage applied to the brushless motor, phase current detected by the phase current detection means and the applied voltage 5. An output voltage calculating means for generating an output voltage signal for driving the brushless motor without a position sensor based on the applied voltage detected by the detecting means. The inverter device according to at least one of the above.

Phase current detection means for detecting a phase current input to the DC brushless motor, and an output voltage signal for driving the brushless motor without position sensor based on the phase current detected by the phase current detection means Output voltage calculation means, the output voltage calculation means, the speed and position estimation means for estimating the rotor position and speed of the brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means, And a current control means for generating an output voltage signal for driving the brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed obtained from the speed / position estimation means. The inverter device according to at least one of claims 1 to 6.

Phase current detection means for detecting a phase current input to the DC brushless motor, and an output voltage signal for driving the brushless motor without position sensor based on the phase current detected by the phase current detection means Output voltage calculation means, the output voltage calculation means, the speed and position estimation means for estimating the rotor position and speed of the brushless motor based on the phase current detected by the phase current detection means, Current control means for generating an output voltage signal for driving the brushless motor without a position sensor based on the rotor position and speed obtained from the speed / position estimation means, an output voltage signal obtained from the current control means, and An output voltage estimate that estimates the actually applied voltage based on the modulation rate information, which is the ratio of the output voltage signal to the DC bus voltage. The inverter device according to one of claims 1 to claim 6, characterized in that it is constituted by means,.

A compressor control device comprising the inverter device according to at least one of claims 1 to 8.

The control apparatus of the refrigerating / air-conditioning apparatus provided with the inverter apparatus of at least 1 in Claim 1 thru | or 8.

A speed / position estimation step for estimating the rotor position and speed of the brushless motor based on the phase current input to the DC brushless motor, and the rotor position and speed from the speed / position estimation step. In order to drive the brushless motor without a position sensor, an output voltage signal generation step for generating an overmodulation output signal exceeding the bus voltage input to the inverter using proportional control without using integral control, and the output voltage generation step A switching signal generating step for generating a switching signal for driving the brushless motor without a position sensor, and a plurality of switching signals based on the switching signal from the switching signal generating step. Apply voltage by turning on and off the switching element A motor driving step for driving the brushless motor, generating an overmodulation switching signal based on the overmodulation output voltage signal, and applying a voltage to the brushless motor with the overmodulation switching signal, A method for controlling a motor, characterized in that the brushless motor is driven with an effective voltage equal to or higher than an output voltage in the case of no overmodulation.

The bus voltage detection step for detecting the bus voltage input to the inverter, the bus voltage detected by the bus voltage detection step, and the voltage actually output based on the voltage command value generated by the output signal generation step 12. The motor control method according to claim 11, further comprising: an output voltage estimating step for estimating, wherein the estimated voltage estimated in the output voltage estimating step is fed back to the speed / position estimating step. .

A compressor comprising a DC brushless motor controlled by the motor control method according to claim 11.

A refrigerating / air-conditioning apparatus comprising a DC brushless motor controlled by the motor control method according to claim 11 or 12.