JP2014166082A - Motor control device and air conditioner using the same - Google Patents

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JP2014166082A JP2013036567A JP2013036567A JP2014166082A JP 2014166082 A JP2014166082 A JP 2014166082A JP 2013036567 A JP2013036567 A JP 2013036567A JP 2013036567 A JP2013036567 A JP 2013036567A JP 2014166082 A JP2014166082 A JP 2014166082A
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Inventor
Atsushi Okuyama
敦 奥山
Kenji Tamura
建司 田村
Hirohisa Ogura
洋寿 小倉
Biswas Swapan
スワパン ビスワス
Hirotaka Aihara
央尭 藍原
Original Assignee
Hitachi Appliances Inc
日立アプライアンス株式会社
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor control device that highly efficiently reduces a sound by resonance of a fan and a rotor.SOLUTION: The motor control device includes: an inverter connected to a DC power supply to convert DC power of the DC power supply to variable voltage/variable frequency AC power in drivingly controlling a three-phase motor; a vector control section for computing a voltage to be applied to the three-phase motor for rotatively driving a load; a high order component generation section for computing a high order component of a fundamental of the applied voltage from the vector control section; a voltage addition section for adding the high order component computed by the high order component generation section to the applied voltage computed by the vector control section; and a PWM pulse generation section for performing pulse width control on the inverter on the basis of a signal from the voltage addition section. As for a resonance sound generated by resonance of the three-phase motor and the load thereof, the high order component generation section computes a high order component of an order represented by a resonance frequency of the resonance sound or a motor frequency and the voltage addition section adds the high order component to the applied voltage to reduce the resonance sound.

Description

本発明は、モータ制御装置の制御方法、およびそれを用いた空気調和機に関するものである。 The present invention is a control method of the motor control device, and an air conditioner using the same thing. 特にファン用のモータに起因する音の低減に関するものである。 In particular, the present invention relates to reduction of sound due to the motor of the fan.

従来、空気調和機に使用されている小型ファンモータは、ロータとファンの共振を原因とした特定回転数で発生する騒音が問題となっていた。 Conventionally, small fan motor used in the air conditioner, the noise generated at a specific rotational speed which is caused by resonance of the rotor and the fan has been a problem. この共振による騒音の問題を解決するためロータ部に防振ゴムを設けたり、ファンのシャフト受け部に防振ゴムを設けたりして音を低減していた。 Or providing a vibration isolation rubber rotor unit to resolve the noise problem with this resonance, it has been reduced sound or providing vibration isolation rubber shaft receiving portion of the fan.

この原因の一つとしてモータの誘起電圧の歪と印加電圧との差による電流波形の歪が挙げられ、この電流波形の歪を取り除くべく種々の方法が提案されている。 Strain can be mentioned difference due to the current waveform of the strain and the applied voltage of the induced voltage of the motor as one of the causes, various methods to eliminate distortion of the current waveform is proposed.

例えば、特許文献1において、誘起電圧の歪みに起因して発生するトルクリプルを相殺する電圧を事前に誘起電圧リプルテーブルとして作成し、指令電圧に加算するという技術が開示されている。 For example, in Patent Document 1, a voltage to offset the torque ripple caused by the distortion of the induced voltage created as previously induced voltage ripple table, technology that adds the command voltage is disclosed.

また、特許文献2においては、高効率運転を実現するために、トルクと回転数のマップまたはid電流(d軸)、iq電流(q軸)の2次元座標に従い、変調方式を切り替える制御方法が開示されている。 Further, in Patent Document 2, in order to achieve high efficiency operation, the torque and the rotational speed of the map or id current (d-axis), in accordance with two-dimensional coordinates of iq current (q-axis), the control method of switching a modulation scheme It has been disclosed.

特開2008−219966号公報 JP 2008-219966 JP 特開2005−229676号公報 JP 2005-229676 JP

しかしながら、ファンとロータの共振音を下げるために防振ゴムを設ける方法は、モータやファンの構造が複雑になり、原価が高くなるという問題があった。 However, a method of providing a rubber vibration isolator to reduce the fan and rotor of the resonant sound, the structure of the motor and the fan is complicated, there is a problem that the cost becomes high.

また、特許文献1に開示された電流の正弦波化の技術では、ファンとロータの共振音は消えないことを、本発明者は実験により確認した。 In the technique sinusoidal currents disclosed in Patent Document 1, that persists fan and rotor of resonance noise, the present inventor has experimentally confirmed.

また、特許文献2に開示された変調方式を切り替える方法では、ファンとロータの共振音が消える場合と消えない場合があることを、本発明者は実験により確認した。 In the method for switching a modulation method disclosed in Patent Document 2, that there may not disappear if the fan and the rotor of the resonant sound disappears, the present inventor has experimentally confirmed.

そこで、本発明は、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することを課題とする。 The present invention aims to provide a highly efficient motor control apparatus capable of reducing the sound caused by resonance of the fan and the rotor.

本発明のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、3相モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する3相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、ベクトル制御部の演算した印加電圧に高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、該電圧加算部の信号に基づいてインバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部とを備え、3相モータとその負荷の共振により発生する共振音について、高次成分生成部が共振音の共振周波数又はモータ周波数であらわされる次数の高次成分を演算し、電圧加算部が高次成分を印加電圧に加えることで、共振音を低減する The motor control apparatus of the present invention is connected to a DC power source, converts the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, an inverter for driving and controlling a three-phase motor, three-phase for rotationally driving the load a vector control unit for calculating a voltage applied to the motor, the high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage vector controller, the high-order component generation unit to the applied voltage which is calculated vector control unit and There voltage adding unit for adding the high-order component is calculated, and a PWM pulse generating unit for pulse width control inverters based on a signal of the voltage adding unit, 3-phase motor and resonance sound produced by the resonance of the load for, calculates the following number of high-order components of high-order component generation unit is represented by the resonant frequency or a motor frequency of the resonant sound, the voltage addition unit by adding the high-order components to the applied voltage, to reduce the resonant sound

本発明によれば、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a highly efficient motor control apparatus capable of reducing the sound caused by resonance of the fan and the rotor.

本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と3相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。 Internal and configuration of the motor control device according to a first embodiment of the present invention, showing the relationship between the load and the DC motor controller and power source and a three-phase AC synchronous motor. 本発明の第1実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部で回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。 In a first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit to the fundamental wave of the vector control unit, is a diagram illustrating a method for adding using a rotating coordinate system with a voltage addition unit. 本発明の第1実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電圧加算部で固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。 In a first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit to the fundamental wave of the vector control unit, is a diagram illustrating a method for adding using a fixed coordinate system with a voltage addition unit. 回転数と音周波数に対するファン騒音の特性を示す図である。 Is a diagram showing characteristics of fan noise with respect to the rotational speed and sound frequency. 130min−1における36次の高次成分を印加した場合の騒音変化を示す図である。 It is a diagram showing a noise change in the case of applying the 36-order high-order components of 130min-1. 回転数に対して複数の次数の高次成分を印加する制御の一例を示す図である。 Is a diagram illustrating an example of the control to apply a plurality of high-order components of order with respect to the rotational speed. 本発明の第2実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と3相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。 And internal configuration of the motor control device according to a second embodiment of the present invention, showing the relationship between the load and the DC motor controller and power source and a three-phase AC synchronous motor. 本発明の第2実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電流加算部で回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。 In a second embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit to the fundamental wave of the vector control unit, is a diagram illustrating a method for adding using a rotating coordinate system by the current adding unit. 本発明の第2実施形態において、高次成分生成部の高次成分をベクトル制御部の基本波へ、電流加算部で固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。 In a second embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit to the fundamental wave of the vector control unit, is a diagram illustrating a method for adding using a fixed coordinate system by the current adding unit. 一般的な3相変調におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase in a typical 3-phase modulation, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 2相変調方式である固定相60度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase in a two-phase modulation scheme stationary phase 60 degrees switching method is, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 2相変調方式である上固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase in the stationary phase 120 degrees switching mode on a two-phase modulation method, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 2相変調方式である下固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形を示す図である。 U-phase under the stationary phase 120 degrees switching mode is a two-phase modulation method, V-phase, is a diagram illustrating voltage waveforms of the W phase. 本発明の第3実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と3相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。 Internal and configuration of the motor control apparatus according to a third embodiment of the present invention, showing the relationship between the load and the DC motor controller and power source and a three-phase AC synchronous motor. 本発明の第4実施形態に係る空気調和機の構成を示す図である。 It is a diagram showing a configuration of an air conditioner according to a fourth embodiment of the present invention.

本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、該電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、を備え、前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比(前記共振音の共振周波数周波/モータ周波数)であらわされる次数の高次成分を The motor control apparatus of this embodiment is connected to a DC power source, a DC power direct current power is converted into AC power of variable voltage and variable frequency, an inverter for controlling drive of the motor, the motor for rotating the load a vector control unit for calculating a voltage to be applied, a high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage of the vector control unit, the high-order component generated on the calculated applied voltage of the vector control unit comprises a voltage adding unit that part is adding the high-order component is calculated, and the PWM pulse generator for pulse width control said inverter based on a signal of the voltage adding unit, and generated by the resonance of the motor and its load for resonant sound, the orders of high-order components of the high-order component generating unit is represented by the ratio of the resonant frequency and the motor frequency of said resonant sound (resonance frequency frequency / motor frequency of the resonance sound) 算し、前記電圧加算部が前記高次成分を印加電圧に加える。 Calculated, and the voltage adding unit is added to the applied voltage the higher order components.

また、本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、前記指令電流に前記高次成分生成部が演算した前記高次成分を加算する電流加算部と、前記電流加算部の出力から前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、を備え、前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比(前記共振音の The motor control apparatus of the present embodiment is connected to a DC power source, converts the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, an inverter for controlling drive of the motor, which Tsuryu to the motor a command current calculator for calculating a current, a high-order component generation unit for calculating the fundamental order component of which is the output command current of the command current computing section, said high-order component generation unit operation on the command current a current adding unit for adding to the high-order components, and a vector control unit for calculating a voltage applied to the motor from the output of the current adding unit, the inverter controls the pulse width based on a signal of the vector control unit includes a PWM pulse generating unit, a, for the motor and the resonance sound produced by the resonance of the load, the high-order component generation unit of the resonant frequency and the motor frequency of the resonance noise ratio (of the resonant sound 振周波数周波/モータ周波数)であらわされる次数の高次成分を演算し、前記電流加算部が前記高次成分を指令電流に加える。 Represented by excitation frequency frequency / motor frequency) calculates the higher order components of the order, the current adding unit adding the high-order component to the command current.

また、本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、固定2相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分補正部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、を備え、前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生 The motor control apparatus of the present embodiment is connected to a DC power source, it converts the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency to drive rotation and an inverter for controlling drive of the motor, the load the Yes a vector control unit for calculating a voltage applied to the motor, the high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage of the vector control unit, a plurality of modulation schemes comprises a stationary two-phase modulation scheme and includes a PWM pulse generating unit that the inverter controls the pulse width based on a signal of the voltage adding unit, a high-order component correction unit corresponding to a plurality of modulation schemes to correct the high-order component, the vector It comprises a voltage adding unit for the higher-order component correction unit on the calculated applied voltage of the control unit adds the high-order component is calculated, and the said motor and the resonance sound produced by the resonance of the load, the high-order component raw 部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比(前記共振音の共振周波数周波/モータ周波数)であらわされる次数の高次成分を演算し、前記高次成分が補正した前記高次成分を前記電圧加算部が印加電圧に加える。 Part is calculated the following number of high-order components expressed by the ratio of the resonant frequency and the motor frequency (resonance frequency frequency / motor frequency of the resonant sound) of the resonant sound, the said high-order component the high-order component is corrected voltage adding unit is added to the applied voltage.

また、本実施例のモータ制御装置は、直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、前記指令電流に前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を加算する電流加算部と、前記電流加算部の出力から前記3相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、固定2相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、を備え、前記モータとそ The motor control apparatus of the present embodiment is connected to a DC power source, converts the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, an inverter for controlling drive of the motor, which Tsuryu to the motor a command current calculator for calculating a current, a high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the command current, which is the output of the command current computing section, said high-order component corresponding to a plurality of modulation schemes has a high-order component correcting portion which corrects a current adding unit to the higher-order component compensation section to the command current is added to the high-order component has been corrected, applied to the three-phase motor from the output of the current adding unit a vector control unit for calculating a voltage, having a plurality of modulation schemes comprises a stationary two-phase modulation scheme, and a PWM pulse generator for controlling pulse width said inverter based on a signal of the vector control unit, the motor and its 負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比(前記共振音の共振周波数周波/モータ周波数)であらわされる次数の高次成分を演算し、変調方式に応じて、前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を前記電流加算部が前記指令電流に加えるこ。 The resonance sound generated by the resonance of the load, calculates the next number of high-order components of the high-order component generating unit is represented by the ratio of the resonant frequency and the motor frequency of said resonant sound (resonance frequency frequency / motor frequency of the resonance sound) this which was, according to the modulation scheme, the high order components which the higher-order component compensation section has corrected the current adding unit adding to the command current.

以下に本願の発明を実施するための形態(以下、「実施形態」と称す)を、図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention in the following (hereinafter, referred to as "embodiment") will be described with reference to the drawings. 本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置を図1〜図3を参照して説明する。 The motor control device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 図1は、本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置11の内部の構成と、このモータ制御装置11と直流電源12と3相交流同期電動機(適宜「モータ」もしくは「3相モータ」と略す)13と負荷(ファン)14との関連を示す図である。 1, the interior of the structure of the motor control device 11 according to the first embodiment of the present invention, this motor control device 11 and the DC power source 12 and the 3-phase AC synchronous motor (as "motor" or "3-phase motor" abbreviated) 13 is a diagram showing the relationship between the load (fan) 14.

図1において、モータ制御装置11は、DC−AC電力変換器であるインバータ15とインバータ15を制御する制御装置17とを備えて構成されている。 In Figure 1, the motor controller 11 is constituted by a control unit 17 for controlling the inverter 15 and the inverter 15 is a DC-AC power converter.

また、制御装置17は、PWM(Pulse Width Modulation)パルス生成部24とベクトル制御部21と高次成分生成部22と電圧加算部23とを備えて構成されている。 The control device 17 is constituted by a PWM (Pulse Width Modulation) pulse generator 24 and the vector control unit 21 and the high-order component generation unit 22 and the voltage adding unit 23.

第1実施形態のモータ制御装置11の特徴は、制御装置17に高次成分生成部22を備え、制御装置17がインバータ15をPWM制御する際に、高次成分生成部22から電圧加算部23へ電圧の高次成分を加算することである。 Wherein the motor control device 11 of the first embodiment, the control device 17 includes a high-order component generation unit 22, the control device 17 when the PWM control inverter 15, a voltage addition unit 23 from the high-order component generation unit 22 it is adding the high-order component of the voltage to. この方法によって、モータ13と負荷であるファン14の共振による騒音を除去するものである。 This method is to remove the noise caused by the resonance of the fan 14 is a load motor 13.

この共振による騒音を除去する方法を特徴とする第1実施形態のモータ制御装置11の詳細を説明する前に、モータとファンの共振による騒音について先に説明し、その後、あらためて、図1の第1実施形態のモータ制御装置11について詳細に説明する。 Before describing the details of the motor control apparatus 11 of the first embodiment features a method of removing noise by this resonance, described above for the noise due to the resonance of the motor and fan, then again, a of FIG. 1 for motor control apparatus 11 of the first embodiment will be described in detail.

モータ13(図1)でファン14(図1)を駆動した際のファン3の発生する騒音について説明する。 Motor 13 (FIG. 1) a fan 14 (Fig. 1) generated noise fan 3 at the time of driving the describing.

図4は、ファン14の騒音の回転数に対する特性の一例を示す図である。 Figure 4 is a diagram showing an example of characteristics with respect to the rotational speed of the noise of the fan 14. なお、図2、図3については、後で説明する。 Incidentally, FIG. 2, for 3, later described.

図4において、横軸は回転数[min -1 ]であり、縦軸は音周波数で、色の濃さが騒音[dB]を示している。 4, the horizontal axis represents the rotation speed [min -1], the vertical axis represents the sound frequency, the color density indicates noise [dB]. なお、回転数[min -1 ]とは回転数/分である。 Note that the rotation speed [min -1] is the rotational speed / minute. また、rpm(rotation per minute)に相当する。 In addition, corresponding to the rpm (rotation per minute). また、以下においては、例えば520回転数/分を520min -1とのように簡略化して表記するものとする。 In the following, for example, 520 rpm / minute shall be simplified by expressed as the 520min -1. データは回転数を10min -1毎に振ってデータを取得したものである。 Data are acquired data waving rpm every 10min -1. 色の濃いところは音周波数で280Hz、310Hz近傍に現れるが、音が大きい回転数と小さい回転数があることがわかる。 280Hz dark place at sound frequencies of color, but appear in the vicinity of 310Hz, it can be seen that the sound is greater speed and less speed. ここで音の大きい回転数とは780min -1 、520min -1 、390min -1 、270min -1 、130min -1近傍である。 Here, the greater the rotation speed of sound 780min -1, 520min -1, 390min -1 , 270min -1, a 130Min -1 vicinity. これはまた高回転に比べて低回転はファンが発生する音の合計が小さいため、310Hzの周波数の騒音の絶対値が小さくても聴感が悪くなるという特徴がある。 This also low rotation than the high rotation for the total sound fan generated is small, there is a characteristic that the absolute value of the noise of the frequency of 310Hz is audibility deteriorates even smaller.

回転数780min−1を基準とすれば、モータが3相交流同期電動機であるので、モータの極数が8極であれば、モータの電気周波数は52Hz[520/{60×(2/8)}]である。 If the rotational speed 780min-1 and the reference, the motor is a three-phase AC synchronous motor, if the number of poles of the motor is eight poles, electrical frequency of the motor is 52Hz [520 / {60 × (2/8) }] it is. この54Hzを基本周波数として6次成分の312Hz付近の加振トルクにより音が発生していることがわかる。 It can be seen that the sound is generated by vibration torque around 312Hz the sixth component of the 54Hz as the fundamental frequency. このような考え方を展開すると520、390、310、260、190、160、130、110min−1は順に9次、12次、15次、18次、24次、30次、36次、42次となる。 This concept the Expanding 520,390,310,260,190,160,130,110min-1 in turn 9th, 12th, 15th, 18th order, 24th-order, 30th order, 36 order, 42-th and Become. グラフ中にはそれぞれの次数の周波数とファン回転数の関係を点線の直線で表しており、この直線と音の共振周波数(グラフ中の実線)が公差する点が、共振音が発生する回転数とそのときの周波数を表すことになる。 During the graph represents the respective orders of the frequency and fan speed relationship by a dotted straight line, that the resonance frequency of the linear and sound (solid line in the graph) is tolerance, rotational speed resonant sound is generated It will represent the frequency at that time.

したがって、ファン14とモータ(モータのロータ)13との共振音を消去するには、これらの高次成分への対策をとることになる。 Thus, to clear the resonant sound of the fan 14 and the motor (the rotor of the motor) 13 is made to take measures to these higher order components.
(モータ制御装置の構成:その2) (Configuration of the motor control apparatus: Part 2)
図1の本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置11の構成について、あらためて詳細に説明する。 The configuration of the motor control device 11 according to the first embodiment of the present invention of FIG. 1 will be described again in detail.

前記したように、図1は、本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置11の構成と、直流電源12とモータ13とファン(負荷)14との関連を示す図である。 As described above, FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the motor control apparatus 11 according to the first embodiment of the present invention, the relationship between the DC power supply 12 and the motor 13 and the fan (load) 14.

図1において、モータ制御装置11は、直流電源12から直流電力を受けて、3相交流電力に変換する。 In Figure 1, the motor controller 11 receives the DC power from the DC power supply 12 is converted into three-phase AC power. また、モータ(3相交流同期電動機)13は、モータ制御装置11から3相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、ファン14を回転駆動させる。 The motor (3-phase AC synchronous motor) 13 is supplied with 3-phase AC power from the motor controller 11, and rotated by the drive control, the fan 14 is driven to rotate.

次に、モータ制御装置11の、詳細について説明する。 Then, the motor control device 11 will be described in detail.

図1において、前記したように、モータ制御装置11は、直流電力を可変電圧可変周波数の3相交流電力に変換するインバータ15(電力変換器)とインバータ15を制御する制御装置17とを備えて構成されている。 In Figure 1, as described above, the motor controller 11, a control unit 17 inverter 15 (the power converter) for controlling the inverter 15 for converting DC power to three-phase AC power of variable voltage variable frequency It is configured. また、直流母線電流検出回路16をインバータ15の直流電源に備えている。 Further, a DC bus current detecting circuit 16 to the DC power source of the inverter 15.

また、インバータ15は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路51と、後記するPWMパルス生成部24からのPWMパルス信号17Aに基づいて電力変換主回路51のIGBT(Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn)へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ52とを備えて構成されている。 Further, inverter 15, IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and the power conversion main circuit 51 which is composed of a semiconductor switching element and the antiparallel-connected diode elements, such as, the PWM pulse signal from the PWM pulse generating unit 24 described later IGBT power conversion main circuit 51 based on the 17A (Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn) is constituted by a gate driver 52 for generating a gate signal to.

IGBTが直列に接続されてレッグを構成するIGBT(Sup、Sun)は、直流電源12の間に接続され、それぞれの上アーム(Sup)と下アーム(Sup)の接続点は、U相の交流出力端子となっている。 IGBT the IGBT constituting the legs are connected in series (Sup, Sun) is connected between the DC power supply 12, a connection point between the upper arm of each (Sup) and lower arm (Sup), the AC U-phase It serves as an output terminal.

同様に直列に接続されてレッグを構成するIGBT(Svp、Svn)は、直流電源12の間に接続され、それぞれの上アーム(Svp)と下アーム(Svn)の接続点は、V相の交流出力端子となっている。 Similarly IGBT (Svp, Svn) constituting the legs are connected in series is connected between the DC power supply 12, a connection point between the upper arm of each (Svp) and lower arm (Svn), AC V-phase It serves as an output terminal.

また、直列に接続されてレッグを構成するIGBT(Swp、Swn)は、直流電源12の間に接続され、それぞれの上アーム(Swp)と下アーム(Swn)の接続点は、W相の交流出力端子となっている。 Further, IGBT (Swp, Swn) constituting the legs are connected in series is connected between the DC power supply 12, a connection point between the upper arm of each (Swp) and lower arm (Swn), AC W-phase It serves as an output terminal.

以上のIGBT(Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn)を制御装置17がゲート・ドライバ52を介して、適切に制御をすることにより、直流電源12の直流電力は、可変電圧可変周波数の3相交流電力が前記のU相、V相、W相の交流出力端子から出力される。 More IGBT through (Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn) controller 17 is a gate driver 52, by appropriately controlling the DC power of the DC power source 12 is a variable voltage variable frequency 3-phase AC power is the U-phase, V-phase, output from the AC output terminal of the W-phase.

また、制御装置17は、PWMパルス生成部24とベクトル制御部21と高次成分生成部22と電圧加算部23とを備えて構成されている。 The control device 17 is constituted by a PWM pulse generator 24 and the vector control unit 21 and the high-order component generation unit 22 and the voltage adding unit 23.

ベクトル制御部21は、直流母線電流検出回路16で検出された直流母線電流情報(適宜「相電流の情報」と表記する)16Aをもとに永久磁石同期モータ13への基本波印加電圧指令21Bと永久磁石同期モータ13のモータ回転数・位相情報21Aを算出する。 Vector control unit 21, the DC bus current detected DC bus current information detected by the circuit 16 (suitably referred to as "information of the phase current") fundamental voltage command 21B of 16A to the permanent magnet synchronous motor 13 on the basis of and calculates the motor rotational speed and phase information 21A of a permanent magnet synchronous motor 13.

また、高次成分生成部22は、モータ回転数・位相情報21Aをもとに、永久磁石同期モータ13の電圧の高次成分22Aを電圧加算部23へ出力する。 Further, the high-order component generation unit 22 based on the motor rotation speed and phase information 21A, and outputs the high-order components 22A of the voltage of the permanent magnet synchronous motor 13 to the voltage adding unit 23.

また、電圧加算部23は、基本波印加電圧指令21Bに電圧の高次成分22Aを加算して印加電圧指令23Aを出力する。 The voltage addition unit 23 outputs a voltage command 23A by adding the higher order components 22A of the voltage to the fundamental wave voltage command 21B.

また、PWMパルス生成部24は、印加電圧指令23Aと内部に有するキャリア信号を基にしてPWMパルス信号17Aへ変換する。 Further, the PWM pulse generator 24 converts the PWM pulse signal 17A by a carrier signal based on having internal and application voltage command 23A.

なお、ベクトル制御部21のベクトル制御は、例えば、「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論D、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論D、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」に示されている方式を用いることで実現可能である。 Note that the vector control of the vector control unit 21 is, for example, "" New Study of vector control system, "electrokinetic theory D of the high-speed permanent magnet synchronous motor, Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45" Ya , it can be implemented by using a method shown in "" home appliances for position sensorless permanent magnet synchronous motor simple vector control "electrokinetic theory D, Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140" is there.

直流母線電流検出回路16は、直流電源12の負側の直流母線に接続され、U相、V相、W相の脈流が混載した相電流情報を取得する。 DC bus current detecting circuit 16 is connected to the negative side of the DC bus of the DC power source 12, U-phase, V-phase, pulsating of W phase to obtain the phase current information embedded. 取得された相電流情報は、直流母線電流情報(相電流の情報)16Aとして、ベクトル制御部21へ出力される。 Phase current information obtained as the DC bus current information (information of the phase current) 16A, is output to the vector control unit 21.

なお、相電流情報の取得する方法は、例えば、特開2004−48886号に開示されている方式などで可能である。 Incidentally, how to obtain the phase current information, for example, methods disclosed in JP 2004-48886 is possible in such.

第1実施形態では、騒音を低減するため以下に示す電圧の高次成分生成部22と電圧加算部23により、高次成分を印加する構成をとっている。 In the first embodiment, the high-order component generation unit 22 and the voltage adding unit 23 of the voltages indicated below to reduce noise, taking a configuration of applying a high-order component.

以下において、電圧の高次成分22Aを生成する高次成分生成部22と、高次成分22Aを基本波印加電圧指令21Bへ加算する電圧加算部23の動作を、図2、図3を参照して説明する。 In the following, the high-order component generation unit 22 for generating a high-order components 22A of the voltage, the operation of the voltage adding unit 23 for adding the high-order components 22A to the fundamental wave voltage command 21B, FIG. 2, with reference to FIG. 3 It described Te.

高次成分生成部22では、あらかじめ設定した後記する(数2)、(数4)におけるGとφの値を用いてモータ回転数・位相情報21Aをもとに高次成分を生成し、高次成分22Aを電圧加算部23へ出力する。 In order component generation unit 22, described later preset (number 2), to generate a high-order component based on the motor rotation speed and phase information 21A with the value of G and φ in equation (4), high It outputs the next component 22A to the voltage adding unit 23.

電圧加算部23では、ベクトル制御部21が出力した基本波印加電圧指令21Bと、高次成分生成部22が出力した電圧の高次成分22Aとを加算し、PWMパルス生成部24へ出力する。 The voltage adding unit 23, a fundamental wave voltage command 21B to the vector control unit 21 has output, and a high-order component 22A of the voltage high order component generation unit 22 outputs the sum, and outputs it to the PWM pulse generator 24.

具体的な構成としては、回転座標系での加算と、固定座標系での加算とがある。 As a specific configuration, there are a sum of a rotating coordinate system, and the addition of a fixed coordinate system. 次に、これらの方法について順に説明する。 Next will be described in order for these methods.

回転座標系での加算の方式について、図2を参照して説明する。 The method of addition in the rotating coordinate system will be described with reference to FIG.

図2は、本発明の第1実施形態において、高次成分生成部22の高次成分(電圧の高次成分22A)をベクトル制御部21の基本波(基本波印加電圧指令21B)へ、電圧加算部23で、回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。 2, in the first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit 22 the fundamental vector control unit 21 (higher-order components 22A of the voltage) (the fundamental wave voltage command 21B), the voltage in addition section 23 is a diagram illustrating a method for adding using a rotating coordinate system.

図2において、ベクトル制御部21は、相電流の情報16Aに基づき、モータ回転子の磁石磁束方向(d軸)を基準とし、このd軸と直角方向(q軸)とによる回転座標系であるdq座標軸上において、基本波印加電圧指令21B(Vd * 、Vq * )と、モータ回転数・位相情報21Aを出力する。 2, the vector control unit 21 based on information 16A of the phase current, magnetic flux direction of the motor rotor and (d-axis) as a reference, is rotated coordinate system by this d axis and the direction perpendicular (q-axis) in the dq coordinate axes, the fundamental wave voltage command 21B (Vd *, Vq *) and outputs the motor speed and phase information 21A. なお、Vd *がd軸、Vq *がq軸に関わる基本波印加電圧指令21B(図1)である。 Incidentally, it is Vd * is the d-axis, Vq * are involved in the q-axis fundamental voltage command 21B (FIG. 1).

高次成分生成部22は、ベクトル制御部21からのモータ回転数・位相情報21Aに基づき、dq座標軸上における高次成分22A‐d(d軸)、22A−q(q軸)を生成する。 Order component generation unit 22, based on the motor rotation speed and phase information 21A from the vector control unit 21, high order components 22A-d (d-axis) on dq coordinate axes, to produce a 22A-q (q-axis). なお、高次成分22A‐d、22A−qは、図1では高次成分22Aに相当する。 Note that higher-order components 22A-d, 22A-q correspond to the high-order components 22A in FIG.

電圧加算部23は、d軸において、基本波印加電圧指令(Vd * )と高次成分22A‐dを加算して、d軸の印加電圧指令23A−dを出力する。 Voltage adding unit 23, the d-axis, and adds the fundamental voltage command and (Vd *) and higher order components 22A-d, and outputs a voltage command 23A-d of d axis.

また、電圧加算部23は、q軸において、基本波印加電圧指令(Vq * )と高次成分22A−qを加算して、q軸の印加電圧指令23A−qを出力する。 The voltage addition unit 23, the q-axis, by adding the higher order components 22A-q and the fundamental voltage command (Vq *), and outputs a voltage command 23A-q of the q-axis.

なお、印加電圧指令23A−d、23A−qは、図示していない変換部によってU相、V相、W相の成分に変換されて、PWMパルス生成部24(図1)に入力される。 Incidentally, voltage command 23A-d, 23A-q is, U-phase by the conversion unit, not shown, V-phase, are converted into components of W-phase, it is input to the PWM pulse generator 24 (FIG. 1).

また、固定座標系での加算の方式について、図3を参照して説明する。 Further, the method of addition of the fixed coordinate system will be described with reference to FIG.

図3は、本発明の第1実施形態において、高次成分生成部22の高次成分(電圧の高次成分22A)をベクトル制御部21の基本波(基本波印加電圧指令21B)へ、電圧加算部23で、固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。 3, in the first embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit 22 the fundamental vector control unit 21 (higher-order components 22A of the voltage) (the fundamental wave voltage command 21B), the voltage in addition section 23 is a diagram illustrating a method for adding using a fixed coordinate system.

図3において、ベクトル制御部21は、相電流の情報16Aに基づき、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令21B(Vu * 、Vv * 、Vw * )と、モータ回転数・位相情報21Aとを出力する。 3, the vector control unit 21 based on information 16A of the phase current, the fundamental wave voltage command 21B of the three-phase AC fixed coordinates (Vu *, Vv *, Vw *) and the motor rotation speed and phase information and outputs the 21A.

高次成分生成部22は、ベクトル制御部21からのモータ回転数・位相情報21Aに基づき、各相の高次成分22A−U、22A−V、22A−Wを生成する。 Order component generation unit 22, based on the motor rotation speed and phase information 21A from the vector control unit 21 generates a phase of high-order components 22A-U, 22A-V, 22A-W.

電圧加算部23は、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令21B(Vu * 、Vv * 、Vw * )と高次成分22A−U、22A−V、22A−Wを、各相(U、V、W)毎に加算して、それぞれ印加電圧指令23A−U、23A−V、23A−Wを出力する。 Voltage adding unit 23, the fundamental wave voltage command 21B of the three-phase AC fixed coordinates (Vu *, Vv *, Vw *) and the high-order component 22A-U, 22A-V, a 22A-W, each phase ( U, V, W) is added to each, respectively voltage command 23A-U, 23A-V, and outputs the 23A-W.

次に、モータ回転数のn倍で発生するファン14とロータ(モータ13のロータ)の共振音の低減方法について説明する。 It will now be described a method of reducing resonance noise of the fan 14 and the rotor generated by n times the motor rotational speed (the rotor of the motor 13).

ファン14とロータ(13)による共振は、回転方向の振動に起因するものであり、モータの各相の電圧もしくは電流と座標軸が異なる。 Resonance by the fan 14 and the rotor (13) is due to the vibration in the rotational direction, the voltage or current and axes of each phase of the motor is different. モータの120度(2π/3)毎に位相の異なる3相の合成から生ずる回転磁界の座標軸の成分にファンとロータによる共振は関係する。 120-degree motor (2 [pi / 3) resonance due to the fan and rotor components of the coordinate axes of the rotating magnetic field generated from the synthesis of three different phases of the phase for each is related. したがって、3相モータ(モータ)の各相の電圧ではなく、回転座標系のdq座標系に変換して共振音の低減の対策をたてることが妥当である。 Thus, rather than each phase voltage of the three-phase motor (motor), is converted to the dq coordinate system of a rotating coordinate system is reasonable to make a countermeasure reduce resonance noise.

一般にベクトル制御においてdq座標での電圧指令は(数1)のように与えられる。 General voltage command in dq coordinates in the vector control in is given as Equation 1.

ここで、r:モータ相抵抗、ω 1 * :指令角速度、L d 、L q :d軸とq軸のリアクタンス、I d * 、I q * :d軸とq軸の指令電流、K E :誘起電圧定数。 Here, r: motor phase resistance, ω 1 *: command angular velocity, L d, L q: reactance of the d-axis and q-axis, I d *, I q * : command current of the d-axis and q-axis, K E: the induced voltage constant.

これに対して(数2)のように高次成分を演算し、(数3)のように加算して新たな電圧指令V d ** 、V q **とする。 In contrast calculates the higher order components as in equation (2), and added to the new voltage command V d **, V q ** as (number 3).

ここでV dn * 、V qn * :d軸とq軸の電圧高次成分、G n :n次高次成分の振幅係数、n:高次次数、θ d :d軸位相、φ n :n次高次成分の初期位相。 Here V dn *, V qn *: voltage high-order component of the d-axis and q-axis, G n: amplitude coefficient of n-th order higher components, n: order order, theta d: d axis phase, phi n: n the initial phase of the next higher-order components.

この(数2)でG nとφ nを最適に選ぶことでモータ周波数のn倍の音が低減することを本発明者は実験にて確認した。 The present inventor that sound is n times the motor frequency by optimally choosing G n and phi n in equation (2) is reduced was confirmed by experiments. n次成分電圧を印加することにより音の発生源となっているトルク変動を抑制し音を低減できる。 A torque fluctuation that is the source of the sound by applying the n th component voltage can be reduced suppressing sound.

図3のように固定座標系で電圧を印加する場合の高次成分の式は(数4)となる。 Wherein the high-order component when applying a voltage in a fixed coordinate system as shown in FIG. 3 is (Equation 4).

ここでV Un * 、V Vn * 、V Wn * :U,V,W相のn次電圧高次成分。 Here V Un *, V Vn *, V Wn *: U, V, n order voltage higher order components of the W-phase.

また、(数2)は、電圧の振幅に対する比率G nと電圧成分に対する位相差φ nで表現しているが、G nとφ nを変更することによって、自在に高次成分を印加することができる。 Further, Equation 2 is is expressed by a phase difference phi n for the ratio G n and the voltage component to the amplitude of the voltage, by changing the G n and phi n, freely applying a high-order component can.

次に130min -1のときの騒音の低減例を示す。 Next exhibits reduced example of the noise when the 130min -1. 高次電圧を印加しない場合、312Hzに35dBの騒音が発生していた。 If you do not want to apply a higher voltage, the noise of 35dB has occurred to 312Hz. 図5に横軸を36次の初期位相φ 36 、縦軸を騒音変化値とし、36次の高次成分の振幅係数G 36 =0.5%としてφ 36を−180[deg]から180[deg]まで変化さえた場合の騒音変化値とφ 36 =−134[deg]のときにG 36を変化させた場合の騒音変化値を示す。 Initial phase phi 36 the horizontal axis of the 36-order 5, the vertical axis represents the noise variation value, 180 the amplitude factor G 36 = 0.5% as phi 36 of 36 order high order components from -180 [deg] [ deg] until they show noise variation value in the case of changing the G 36 when the noise variation value and phi 36 = -134 when the even changed [deg]. このようにφ 36 =−134deg、G 36 =0.4%とすることで騒音を19dB低減することができた。 Thus φ 36 = -134deg, could be 19dB reduce noise by a G 36 = 0.4%.

高次成分を印加する場合の最初(スタート)と最後(エンド)の印加する手法について、説明する。 The method of application of the first (start) and last (end) in the case of applying a high-order component, is described.

高次成分生成部22において、高次成分を印加する回転数となったときは、高次成分の振幅値を0から所定の振幅まで徐々に増やす(ソフトスタート)。 In order component generating unit 22, when it becomes a rotation speed of applying a high-order component, gradually increase the amplitude of the higher order components from 0 to a predetermined amplitude (soft start). 例えば、6次の成分を印加する(数2)においては、G 6 (電圧基本波振幅に対する割合)の係数を徐々に増やすことに相当する。 For example, 6 in order to apply components (number 2), equivalent to gradually increase the coefficient of G 6 (ratio with respect to the voltage fundamental wave amplitude).

また、高次成分を印加している状態から高次成分を印加しない回転数となったときは高次成分の振幅値を所定の振幅から0まで徐々に減らす(ソフトエンド)。 The progressively reduced the amplitude value of the high order component to zero from a predetermined amplitude when it from a state in which the application of a high-order component and the rotation speed is not applied to high-order component (soft end).

この高次成分を印加するときのソフトスタート、ソフトエンドを採用することにより、高次成分の印加を開始したときと終了したときのショックがなく、安定した制御となる。 Soft start when applying the high-order component, by adopting a soft end, no shock when finished with at the start of application of the high-order component, a stable control.

高次成分を複数組み合わせる場合について図6を用いて説明する。 It will be described with reference to FIG. 6 for the case of combining a plurality of higher order components. 図6の縦軸は各次数の振幅の係数の大きさ、横軸をファン回転数としている。 Vertical axis the magnitude of the coefficients of the amplitude of each order of FIG. 6, the horizontal axis represents the fan speed. ファン回転数に応じて各次数の振幅の係数を図6のように実施すれば、ある共振音に対して全回転数で音を低減できるようになる。 If carried out as in FIG. 6 the coefficients of the amplitude of each order in accordance with the fan speed, it becomes possible to reduce sound in all rotational speed for a resonant sound. また図6の例ではある次数はある回転数近傍で現れた場合、他の回転数で現れないが、共振点が複数ある場合、同じ次数でも複数の回転数で設定してもよい。 Also when they appear at a rotational speed near that is the order in the example of FIG. 6, but does not appear in the other rotational speed, when the resonance point is more, may be set in a plurality of rotational speed in the same order.

本発明者らは高次成分の振幅の適正値について1次成分の振幅(VdとVqの2乗和の2乗根)を基準にした場合5%以下で、それ以上大きくすると音が大きくなってしまうことを確認した。 The present inventors have amplitude of the first-order component of (square root of the sum of squares of Vd and Vq) in 5% or less when a reference for the proper value of the amplitude of the high order component, becomes large more greatly the sound it was confirmed would.

図1に示した第1実施形態によりn次の高次成分を所定の位相、振幅で印加することで、モータ周波数のn倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。 By applying the n-th order components predetermined phase, amplitude by the first embodiment shown in FIG. 1, it is possible to reduce the fan and rotor of the resonant sound of n times the frequency of the motor frequency.

第2実施形態について図7〜図9を用いて説明する。 A second embodiment will be described with reference to FIGS. これまでは電圧の高次成分を印加して音を低減できることを説明したが、電流の高次成分を印加しても実現できる。 Previously has been described to be able to reduce sound by applying a high-order component of the voltage it can be realized by applying a high-order component of the current.

図7は本発明の第2実施形態に係るモータ制御装置11の内部の構成と、このモータ制御装置11と直流電源12と3相交流同期電動機(適宜「モータ」もしくは「3相モータ」と略す)13と負荷(ファン)14との関連を示す図である。 Figure 7 is omitted internal and configuration of the motor control device 11 according to a second embodiment of the present invention, this motor control device 11 and the DC power source 12 and the 3-phase AC synchronous motor (as "motor" or "3-phase motor" ) 13 is a diagram showing the relationship between the load (fan) 14.

図7において、モータ制御装置11の制御装置18の構成に第2実施形態としての特徴がある。 7, is characterized as a second embodiment in the configuration of the control unit 18 of the motor control device 11.

なお、直流電源12、モータ13、ファン14、インバータ15、直流母線電流検出回路16については、図1の第1実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。 Note that the DC power supply 12, the motor 13, the fan 14, the inverter 15, the DC-bus current detection circuit 16, and redundant description will be omitted because it is similar to the first embodiment of FIG.

制御装置18は、ベクトル制御部21と、高次成分生成部22と、PWMパルス生成部24を備え、ベクトル制御部21は電流指令生成部25と、電流加算部26と、電圧指令演算部を備えて構成される。 The controller 18 includes a vector control unit 21, a high-order component generation unit 22 includes a PWM pulse generating section 24, a vector control unit 21 current command generation unit 25, a current adding unit 26, a voltage command calculation unit with configured.

電流指令生成部25は、直流母線電流検出回路16から相電流の情報16Aを取得し、モータ回転数・位相情報25Aを演算して、高次成分生成部22に出力する。 Current command generation unit 25 obtains information 16A of the phase current from the DC bus current detection circuit 16, and calculates the motor rotational speed and phase information 25A, and outputs the high-order component generation unit 22. また、指令電流生成部25は、併せて、基本波電流指令25Bを電流加算部26に出力する。 Further, command current generating unit 25, together, and outputs a fundamental wave current command 25B to the current adding unit 26.

高次成分生成部22は、モータ回転数・位相情報25Aをもとに、永久磁石同期モータ13の電流の高次成分22Aを電流加算部26へ出力する。 Order component generation unit 22 based on the motor rotation speed and phase information 25A, and outputs the high-order components 22A of the current of the permanent magnet synchronous motor 13 to the current adding unit 26.

電流加算部26は、基本波印加電流指令25Bに電流の高次成分22Aを加算して電流指令26Aを出力する。 Current adding unit 26 outputs a current command 26A by adding the higher order components 22A of current fundamental applied current command 25B.

電圧指令演算部27は、電流指令26Aをもとに電圧指令27Aを演算しPWMパルス生成部24に出力する。 Voltage command calculation unit 27 outputs calculated voltage command 27A a current command 26A based on the PWM pulse generator 24.

その他第1実施形態と同じ構成のものは説明を省略する。 The same configuration as the other first embodiment will be omitted.

第2実施形態では、騒音を低減するため以下に示す電流の高次成分生成部22と電流加算部26により、高次成分を印加する構成をとっている。 In the second embodiment, the high-order component generation unit 22 and the current adding unit 26 of the current below to reduce noise, taking a configuration of applying a high-order component.

以下において、電流の高次成分22Aを生成する高次成分生成部22と、高次成分22Aを基本波電流指令25Bへ加算する電流加算部26の動作を、図8、図9を参照して説明する。 In the following, the high-order component generation unit 22 for generating a high-order components 22A current, the operation of the current adding unit 26 for adding the high-order components 22A to fundamental current command 25B, with reference to FIGS. 8 and 9 explain.

高次成分生成部22では、あらかじめ設定した後記する(数5)、(数6)におけるGとφの値を用いてモータ回転数・位相情報21Aをもとに高次成分を生成し、高次成分22Aを電圧加算部23へ出力する。 In order component generation unit 22, described later preset (5), to produce a higher order components on the basis of the motor speed and phase information 21A with the value of G and φ in equation (6), high It outputs the next component 22A to the voltage adding unit 23.

電圧加算部23では、ベクトル制御部21が出力した基本波印加電圧指令21Bと、高次成分生成部22が出力した電圧の高次成分22Aとを加算し、PWMパルス生成部24へ出力する。 The voltage adding unit 23, a fundamental wave voltage command 21B to the vector control unit 21 has output, and a high-order component 22A of the voltage high order component generation unit 22 outputs the sum, and outputs it to the PWM pulse generator 24.

具体的な構成としては、回転座標系での加算と、固定座標系での加算とがある。 As a specific configuration, there are a sum of a rotating coordinate system, and the addition of a fixed coordinate system. 次に、これらの方法について順に説明する。 Next will be described in order for these methods.

回転座標系での加算の方式について、図8を参照して説明する。 The method of addition in the rotating coordinate system will be described with reference to FIG.

図8は、本発明の第2実施形態において、高次成分生成部22の高次成分(電流の高次成分22A)を電流指令生成部25の基本波(基本波電流指令25B)へ、電流加算部26で、回転座標系を用いて加算する方法を示す図である。 8, in the second embodiment of the present invention, the high-order component of the high order component generation unit 22 the fundamental wave of the current command generation unit 25 (high-order components 22A of current) (the fundamental wave current command 25B), current in addition section 26 is a diagram illustrating a method for adding using a rotating coordinate system.

図8において、電流指令生成部25は、相電流の情報16Aに基づき、モータ回転子の磁石磁束方向(d軸)を基準とし、このd軸と直角方向(q軸)とによる回転座標系であるdq座標軸上において、基本波電流指令25B(Id * 、Iq * )と、モータ回転数・位相情報25Aを出力する。 8, the current command generation unit 25 based on information 16A of the phase current, magnetic flux direction of the motor rotor and (d-axis) as a reference, in the rotating coordinate system by this d axis and the direction perpendicular (q-axis) in certain dq coordinate axes, the fundamental wave current command 25B (Id *, Iq *), and outputs the motor speed and phase information 25A. なお、Id *がd軸、Iq *がq軸に関わる基本波電流指令25B(図7)である。 Incidentally, it is Id * is the d-axis, Iq * is related to the q-axis fundamental current command 25B (FIG. 7).

高次成分生成部22は、電流指令生成部25からのモータ回転数・位相情報25Aに基づき、dq座標軸上における高次成分22A‐d(d軸)、22A−q(q軸)を生成する。 Order component generation unit 22, based on the motor rotation speed and phase information 25A from the current command generation unit 25, high order components 22A-d (d-axis) on dq coordinate axes, to produce a 22A-q (q-axis) . なお、高次成分22A‐d、22A−qは、図7では高次成分22Aに相当する。 Note that higher-order components 22A-d, 22A-q correspond to the high-order components 22A in FIG.

電流加算部26は、d軸において、基本波電流指令(Id * )と高次成分22A‐dを加算して、d軸の電流指令23A−dを出力する。 Current adding unit 26, the d-axis, by adding the fundamental wave current command and (Id *) of the high-order component 22A-d, and outputs the current command 23A-d of d axis.

また、電流加算部23は、q軸において、基本波電流指令(Iq * )と高次成分22A−qを加算して、q軸の印加電流指令23A−qを出力する。 Also, the current adding unit 23, the q-axis, by adding the fundamental wave current command and (Iq *) of high-order components 22A-q, and outputs the applied current command 23A-q of the q-axis.

なお、印加電流指令23A−d、23A−qは、図示していない変換部によってU相、V相、W相の成分に変換されて、PWMパルス生成部24(図7)に入力される。 Incidentally, the applied current command 23A-d, 23A-q is, U-phase by the conversion unit, not shown, V-phase, are converted into components of W-phase, it is input to the PWM pulse generator 24 (FIG. 7).

また、固定座標系での加算の方式について、図9を参照して説明する。 Further, the method of addition of the fixed coordinate system will be described with reference to FIG.

図9は、本発明の第2実施形態において、高次成分生成部22の高次成分(電流の高次成分22A)を電流指令生成部25の基本波(基本波電流指令25B)へ、電流加算部26で、固定座標系を用いて加算する方法を示す図である。 9, in the second embodiment of the present invention, high-order component current fundamental wave command generator 25 (high-order components 22A of current) of the high-order component generation unit 22 to the (fundamental wave current command 25B), current in addition section 26 is a diagram illustrating a method for adding using a fixed coordinate system.

図9において、電流指令生成部25は、相電流の情報16Aに基づき、固定座標系の三相交流の基本波電流指令25B(Iu * 、Iv * 、Iw * )と、モータ回転数・位相情報25Aとを出力する。 9, the current command generation unit 25 based on information 16A of the phase current, the fundamental wave current command 25B of the three-phase AC fixed coordinates (Iu *, Iv *, Iw *) and the motor rotation speed and phase information and outputs the 25A.

高次成分生成部22は、電流指令生成部25からのモータ回転数・位相情報25Aに基づき、各相の高次成分22A−U、22A−V、22A−Wを生成する。 Order component generation unit 22, based on the motor rotation speed and phase information 25A from the current command generation unit 25 generates the phase of the high-order components 22A-U, 22A-V, 22A-W.

電流加算部26は、固定座標系の三相交流の基本波印加電圧指令25B(Iu * 、Iv * 、Iw * )と高次成分22A−U、22A−V、22A−Wを、各相(U、V、W)毎に加算して、それぞれ印加電圧指令23A−U、23A−V、23A−Wを出力する。 Current adding unit 26, the fundamental wave voltage command 25B of the three-phase AC fixed coordinates (Iu *, Iv *, Iw *) and high order components 22A-U, 22A-V, a 22A-W, each phase ( U, V, W) is added to each, respectively voltage command 23A-U, 23A-V, and outputs the 23A-W.

次に、モータ回転数のn倍で発生するファン14とロータ(モータ13のロータ)の共振音の低減方法について説明する。 It will now be described a method of reducing resonance noise of the fan 14 and the rotor generated by n times the motor rotational speed (the rotor of the motor 13).

ファン14とロータ(13)による共振は、回転方向の振動に起因するものであり、モータの各相の電圧もしくは電流と座標軸が異なる。 Resonance by the fan 14 and the rotor (13) is due to the vibration in the rotational direction, the voltage or current and axes of each phase of the motor is different. モータの120度(2π/3)毎に位相の異なる3相の合成から生ずる回転磁界の座標軸の成分にファンとロータによる共振は関係する。 120-degree motor (2 [pi / 3) resonance due to the fan and rotor components of the coordinate axes of the rotating magnetic field generated from the synthesis of three different phases of the phase for each is related. したがって、3相モータ(モータ)の各相の電圧ではなく、回転座標系のdq座標系に変換して共振音の低減の対策をたてることが妥当である。 Thus, rather than each phase voltage of the three-phase motor (motor), is converted to the dq coordinate system of a rotating coordinate system is reasonable to make a countermeasure reduce resonance noise.

一般にベクトル制御においてdq座標での電圧指令は(数1)のように与えられる。 General voltage command in dq coordinates in the vector control in is given as Equation 1.

共振音の低減に対しては電流の高次成分を(数5)で定義し(数1)のdq軸のI d * ,I q *に加算することで実現できる。 For reduction of the resonance noise I d * of the dq-axis of defining the high-order component of the current in (5) (Equation 1) it can be realized by adding the I q *.

また、Iu * 、Iv * 、Iw *で加算してもよい。 In addition, Iu *, Iv *, may be added in Iw *. この場合の高次電流は(数6)のようになる。 Higher current in this case is as (6).

図7に示した第1実施形態によりn次の高次成分を所定の位相、振幅で印加することで、モータ周波数のn倍の周波数のファンとロータの共振音を低減することができる。 By applying the n-th order components predetermined phase, amplitude by the first embodiment shown in FIG. 7, it is possible to reduce the fan and rotor of the resonant sound of n times the frequency of the motor frequency.

本発明の第3実施形態に係るモータ制御装置を図10〜図14を参照して説明する。 The motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 10 to 14. 第3実施形態は、第1実施形態の高次成分生成部22および電圧加算部23と、後述する3相交流モータのPWM制御の変調方式を切り替える制御とを両方備えるものである。 Third embodiment is provided with both a high-order component generating unit 22 and the voltage adding unit 23 of the first embodiment, and a control of switching the modulation method of the PWM control of the 3-phase AC motor to be described later.

一般に変調方式を高効率化や音の低減や電気的ノイズの低減のため切り替えることは知られている。 Generally to switch for the modulation scheme of the reduction and the electrical noise reduction of efficiency and sound are known.

なお、後記する固定相60度切り替え方式と、固定相120度切り替え方式とを含めて、所定の電気角において、1相の電位を固定し、他の2相を変調する方式を固定2相変調と称するものとする。 Incidentally, the stationary phase 60 degrees switching scheme described below, including the stationary phase 120 degrees switching method at a predetermined electrical angle, the potential of one phase is fixed, stationary 2-phase modulating method for modulating the other two phases It may hereinafter be referred to as the.

まず、モータ制御装置の制御方法である固定相60度切り替え方式と、固定相120度切り替え方式について先に説明する。 First, the stationary phase 60 degrees switching mode is a control method of the motor control device will be described previously to the stationary phase 120 degrees switching scheme. そして、その後で、この制御方式が音に与える影響を説明し高次電圧印加制御と組み合わせた制御について説明する。 Then, thereafter, a description will be given of the control of this control method in combination with the described order voltage application control the effect on the sound.

ここでモータ制御装置におけるPWM制御の変調方式について説明する。 Here it will be described modulation method of the PWM control in the motor controller.

一般的な3相交流モータのPWM制御は3相変調(3相変調方式)であるが、3相交流モータがY結線の場合には、相電圧と相間電圧が異なることを利用して2相変調(2相変調方式)で行う方法がある。 Although typical 3-phase AC motor of the PWM control is a three-phase modulation (three-phase modulation method), in the case of a three-phase AC motor is Y-connection is based on the fact that phase voltages and phase voltages is different from 2-phase and a method that performs a modulation (two-phase modulation method).

すなわち、モータ電流が相電圧ではなく相間電圧により決定されることを利用して、相間電圧を確保しつつ、各相電圧を所定期間毎にインバータのスイッチング素子を常時オンすることにより、1相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角π/3(60度、60°)だけ順次固定してインバータのスイッチング損失を低減する方法である。 That is, by utilizing the fact that the motor current is determined by the phase voltage rather than the phase voltage, while ensuring the phase-to-phase voltage, by turning constantly switching elements of the inverter each phase voltage every predetermined period, one phase per of the electrical angle [pi / 3 to the high power level or low power level (60 degrees, 60 °) is only sequential fixed to a method for reducing the switching loss of the inverter.

なお、この方法では前記したように、所定の区間において1相が電位的に固定され、他の2相のみが変調(PWM制御)される。 Further, as described above in this way, one phase in a given interval is potentially stationary, only the other two phases are modulated (PWM control). そして、この電位的に固定される相が順番に繰り返される。 The phase that is the potential secured are repeated in sequence. したがって、どの時間においても、変調されているのは2相のみであるので、2相変調と称される。 Thus, at any time, because what is modulated is only 2 phases, it referred to as two-phase modulation.

以下、前記の2相変調方式を固定相60度切り替え方式と呼ぶものとする。 Hereinafter, it will be referred to as the stationary phase 60 degrees switching method two-phase modulation scheme of the.

次に、固定相60度切り替え方式の電圧波形(電圧指令)を図11に示して、この方式について説明する。 Next, the voltage waveform of the stationary phase 60 degrees switching method (voltage command) shown in FIG. 11, described this method.

図11は、2相変調方式である固定相60度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Figure 11 is a diagram showing a U-phase in the stationary phase 60 degrees switching mode is a two-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (the voltage command).

また、図10は、参考として、一般的な3相変調方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Further, FIG. 10, for reference, illustrates U-phase in a typical 3-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (voltage command).

図11と図10において、横軸は電気角の角度[°]であり、縦軸は各電気角における電圧の最大電圧に対する比、すなわちデューティ[%]を示している。 11 and FIG. 10, the horizontal axis represents the angle of the electrical angle [°], the vertical axis represents the ratio to the maximum voltage of the voltage at each electrical angle, that is, the duty [%].

図11において、W相は電気角が0度([°]に相当)から60度において、デューティ0%の下限の電圧で一定としている。 In Figure 11, W-phase in 60 ° from the electrical angle of 0 degrees (corresponding to [°]), is constant at 0% duty limit of the voltage.

このW相がデューティ0%の電圧の区間である0度から60度において、U相とV相とは、W相との電圧差、位相を、図10に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。 The W-phase is at 60 degrees from the 0 degree is an interval of a duty 0% of the voltage, the U-phase and V-phase, a voltage difference between the W phase, the phase, in the case of the three-phase modulation method shown in FIG. 10 take a voltage waveform so as to keep the same relationship. すなわち、0度から60度においては、W相がデューティ0%のため、U相とV相とは、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。 That is, in the 60 degrees 0 degrees, because the W phase is 0% duty, and the U-phase and V-phase, than the original voltage value, taking slightly lower value.

また、60度から120度においては、U相がデューティ100%の上限の電圧で一定となる。 In the 120 degrees 60 degrees, U-phase becomes constant at a duty of 100% upper limit of the voltage. この区間においては、V相とW相は、U相との電圧差、位相を、図10に示した3相変調の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや高めの値をとる。 In this section, V-phase and W-phase, the voltage difference between the U-phase, the phase, since taking a voltage waveform so as to keep the same relationship as the case of the three-phase modulation shown in FIG. 10, from the original voltage value , it takes a value of slightly higher. なお、U相が一挙にデューティ100%となる60度においては、V相とW相は、急に電圧が上昇する。 In the 60 degree U-phase is once the duty 100%, V phase and W phase, suddenly voltage rises.

また、120度から180度においては、V相がデューティ0%の下限の電圧で一定となる。 In the 180 degrees 120 degrees, V-phase is fixed at 0% duty limit of the voltage. この区間においては、W相とU相は、V相との電圧差、位相を、図10に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるので、本来の電圧値より、やや低めの値をとる。 In this section, W-phase and U-phase, a voltage difference between the V-phase, the phase, since taking a voltage waveform so as to keep the same relationship as for 3-phase modulation method shown in FIG. 10, the original voltage value more, take a slightly lower value. なお、V相が一挙にデューティ0%となる120度においては、W相とU相は、急に電圧が下降する。 In the 120 degree V-phase is once duty 0%, W phase and U phase is suddenly voltage drops.

以上のようなU相、V相、W相の動作波形となるように繰り返して制御する。 Above-mentioned U-phase, V-phase, repeatedly controlled so that the operation of the W-phase.

図11に示すように、U相、V相、W相の相間電圧は、正弦波と異なる波形であるが、U相−V相の線間電圧、V相−W相の線間電圧、W相−U相の線間電圧は、それぞれ正弦波形となっているので、3相の線間電圧によって駆動されるモータ13(図14)、およびファン14(図14)は、図10に示した3相変調方式の場合と同じように動作する。 As shown in FIG. 11, the U-phase, V-phase, phase voltage of the W-phase is the sinusoidal waveform different line voltage of U-phase -V phase, the line voltage of V-phase -W phase, W line voltage of the phases -U phase, respectively since a sine wave, a motor 13 driven by the line voltage of the three phases (FIG. 14), and the fan 14 (FIG. 14) is shown in FIG. 10 the case of three-phase modulation scheme operates in the same way.

しかしながら、W相は0度から60度において、U相は60度から120度において、W相は120度から180度において、それぞれ一定となっているので、インバータ15によるPWM制御の動作回数が低減できる。 However, the W-phase is 60 degrees 0 degrees, at 120 degrees from the U phase 60 degrees, in the W phase 180 degrees to 120 degrees, so has respectively constant, the number of operations of the PWM control by the inverter 15 is reduced it can. したがって、インバータ15の低消費電力化に効果がある。 Therefore, there is an effect for reducing power consumption of the inverter 15.

なお、0度から360度、およびそれが繰り返されるすべて区間において、U相、V相、W相のいずれかの相が固定されていて、変調されるのは残りの2相である。 Incidentally, 0-360, and in all it is repeated sections, U-phase, V-phase, have any of the phases of W-phase is fixed, the remaining two phases being modulated. したがって、前記したように2相変調である。 Thus, a two-phase modulation as described above.

また、「半導体電力変換回路」1987年3月の社団法人電気学会発行の第110、111、125頁等に以上と同じ、あるいは類似の技術が示されている。 Further, "the semiconductor power converting circuit" March 1987 the Institute of Electrical Engineers issued same as above third 110,111,125 page, etc., or similar techniques is shown.

次に、1相あたりの固定区間が前記の固定相60度切り替え方式より長い、固定相120度切り替え方式について説明する。 Then, fixed section per phase is longer than the stationary phase 60 degrees switching scheme, the stationary phase 120 degrees switching method will be described.

なお、固定相120度切り替え方式には、固定相を直流電圧の高電位に固定する上固定相120度切り替え方式と、固定相を直流電圧の低電位に固定するものを下固定相120度切り替え方式の2種類がある。 Note that the stationary phase 120 degrees switching mode, the high and the stationary phase 120 degrees switching system over to fixed potential, the lower stationary phase 120 degrees to switch the ones fixed to a low potential of the DC voltage stationary phase DC voltage stationary phase there are two types of system. 次に、順に、上固定相120度切り替え方式と下固定相120度切り替え方式について説明する。 Then, in turn, it is described on the stationary phase 120 degrees switching mode and the lower stationary phase 120 degrees switching scheme.

図12は、2相変調方式である上固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Figure 12 is a diagram showing a U-phase in the stationary phase 120 degrees switching mode on a two-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (the voltage command). なお、横軸は電気角の角度[°]であり、縦軸は電圧のデューティ[%]を示している。 The horizontal axis is the angle of the electrical angle [°], the vertical axis represents the duty of the voltage [%].

図12において、U相は30度([°]に相当)から150度において、デューティ100%の上限の電圧で一定となっている。 In FIG. 12, U-phase is at 150 degrees 30 degrees (corresponding to [°]), is constant at a duty of 100% upper limit of the voltage.

また、W相は150度から270度において、デューティ100%の上限の電圧で一定となっている。 Furthermore, W-phase is at 270 degrees to 150 degrees, is constant at 100% duty limit voltage.

また、V相は270度から(390)度において、デューティ100%の上限の電圧で一定となっている。 Also, V phase in (390) degrees from 270 degrees, which is constant at 100% duty limit voltage.

以上のように、U相、V相、W相ともそれぞれ1相毎に、電気角2π/3(120度)の間に高位電源レベルに固定する。 As described above, U-phase, V-phase, the W phase to 1 phase for each is fixed to the high power supply level during an electrical angle 2π / 3 (120 degrees).

また、U相、V相、W相のそれぞれの1相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図10に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとるように制御する。 Further, U-phase, V-phase, sections respectively of one phase of the W-phase is fixed, the other phases, the voltage difference between the phases, the phase in the case of three-phase modulation scheme shown in FIG. 10 controlled to take a voltage waveform so as to keep the same relationship.

したがって、U相、V相、W相をY結線として、それぞれの線間電圧で3相交流モータを駆動することができる。 Thus, U-phase, V-phase, and W-phase as Y-connection, it is possible to drive the three-phase AC motor in each of the line voltage.

図13は、2相変調方式である下固定相120度切り替え方式におけるU相、V相、W相の電圧波形(電圧指令)を示す図である。 Figure 13 is a diagram showing a U-phase under the stationary phase 120 degrees switching mode is a two-phase modulation method, V-phase, W-phase voltage waveform (the voltage command). なお、横軸は電気角の角度[°]であり、縦軸は電圧のデューティ[%]を示している。 The horizontal axis is the angle of the electrical angle [°], the vertical axis represents the duty of the voltage [%].

図13において、V相は90度([°]に相当)から210度において、デューティ0%の下限の電圧で一定となっている。 In Figure 13, V-phase is at 210 degrees 90 degrees (corresponding to [°]), is constant at 0% duty limit of the voltage.

また、U相は210度から330度において、デューティ0%の下限の電圧で一定となっている。 Further, U-phase is at 330 degrees to 210 degrees, is constant at 0% duty limit of the voltage.

また、W相は330度から(450)度において、また、(−30)度から90度において、デューティ0%の下限の電圧で一定となっている。 Also, in the W phase of the 330 ° (450), also - in (30) degrees from 90 degrees, it is constant at 0% duty limit of the voltage.

以上のように、U相、V相、W相ともそれぞれ1相毎に、電気角2π/3(120度)の間に低電位電源レベルに固定する。 As described above, U-phase, V-phase, respectively each phase the W-phase, the electrical angle 2π / 3 (120 degrees) for fixing to the low-potential power supply level during.

また、U相、V相、W相のそれぞれの1相が固定されている区間は、他の相は、前記の相との電圧差、位相を、図10に示した3相変調方式の場合と同じ関係を保つような電圧波形をとる。 Further, U-phase, V-phase, sections respectively of one phase of the W-phase is fixed, the other phases, the voltage difference between the phases, the phase in the case of three-phase modulation scheme shown in FIG. 10 take a voltage waveform so as to keep the same relationship.

したがって、U相、V相、W相をY結線として、それぞれの線間電圧で3相モータを駆動することができる。 Thus, U-phase, V-phase, and W-phase as Y-connection, it is possible to drive the three-phase motor in each of the line voltage.

以上のように、上固定相120度切り替え方式および下固定相120度切り替え方式とも、1相毎に高位電源レベル又は低位電源レベルに電気角2π/3(120度、120°)だけ順次固定するので、インバータのスイッチング損失を低減できる。 As described above, both the upper and the stationary phase 120 degrees switching mode and the lower stationary phase 120 degrees switching scheme, an electrical angle of 2 [pi / 3 (120 °, 120 °) to the high potential power supply level or low power level for each phase successively fixed by since, it is possible to reduce the switching loss of the inverter.

なお、相電圧の振幅が所定の電圧値より低くなると、図12や図13に示した制御が適切でない状況が生ずる場合には、2相変調方式を停止して3相変調方式によってモータに3相電圧を印加する方法もある。 Incidentally, when the amplitude of the phase voltage becomes lower than a predetermined voltage value, where the context control shown in FIGS. 12 and 13 not appropriate occurs is the motor by a three-phase modulation method to stop the two-phase modulation scheme 3 there is also a method of applying a phase voltage.

また、特許文献2において、以上と同じ、あるいは類似の技術が開示されている。 Further, in Patent Document 2, the same, or similar techniques have been disclosed as above.

変調方式の変更により電圧変動が変わる。 Voltage fluctuation due to a change of the modulation scheme is changed. 例えば2相変調方式の固定相60°切替方式では電圧の不連続点が1回転につき6回あるため、6の倍数次に影響を与える。 For example, in the stationary phase 60 ° switching mode of the two-phase modulation scheme for discontinuity of the voltage is six times per revolution, affecting multiple of 6 following. 例えば下固定相120°切替方式とした場合は不連続点が図13において90,210、330°の3回あるため、3の倍数次に影響を与える。 For example discontinuities in case of a lower stationary phase 120 ° switching mode because of three 90,210,330 ° 13, affecting multiple of 3 next. これらの説明は変調方式の変更は線間電圧として変わらないという上記の説明に矛盾するようであるが、変調方式の誤差は印加電圧1次振幅に対して数%以下の誤差であるため計測はほぼ不可能であり音に影響してしまう。 These descriptions are to contradict the above description that changes the modulation method is not changed as the line voltage, the measurement because the error is the error number% or less with respect to the applied voltage primary amplitude modulation scheme would affect the sound is almost impossible.

従って変調方式が変わった場合、位相φnと振幅Gnに補正値を加えることにより変調方式が変わっても同様な音低減効果が得られる。 Thus when the modulation scheme is changed, the same sound reducing effect even modulation method is changed is obtained by adding the correction value to the phase φn and amplitude Gn.

次に、変調方式切替制御において、音を低減するモータ制御装置の構成について説明する。 Then, the modulation scheme changeover control, the configuration of a motor control apparatus for reducing sound.

図14は、本発明の第3実施形態に係るモータ制御装置11の内部の構成と、このモータ制御装置11と直流電源12とモータ(3相モータ)13とファン14との関連を示す図である。 Figure 14 is a diagram showing the interior of the structure of the motor control device 11 according to a third embodiment of the present invention, the relationship between the motor controller 11 and the DC power source 12 and the motor (3-phase motor) 13 and a fan 14 is there.

図14において、モータ制御装置11の制御装置20の構成に第3実施形態としての特徴がある。 14, is characterized as the third embodiment in the configuration of the control device 20 of the motor control device 11.

なお、直流電源12、モータ13、ファン14、インバータ15、直流母線電流検出回路16については、図1の第1実施形態と同様であるので重複する説明は省略する。 Note that the DC power supply 12, the motor 13, the fan 14, the inverter 15, the DC-bus current detection circuit 16, and redundant description will be omitted because it is similar to the first embodiment of FIG.

制御装置20は、ベクトル制御部21と、PWMパルス生成部24と、高次成分生成部22と、電圧加算部23と、高次成分補正部28と、変調方式選択部29とを備えて構成される。 Controller 20, a vector control unit 21, a PWM pulse generator 24, a high-order component generator 22, a voltage adding unit 23, a high-order component correcting portion 28, and a modulation scheme selection unit 29 configured It is.

ベクトル制御部21は、直流母線電流検出回路16から相電流の情報16Aを取得し、モータ回転数・位相情報21Aを演算して、高次成分生成部22と変調方式選択部29とに出力する。 Vector control unit 21 obtains information 16A of the phase current from the DC bus current detection circuit 16, and calculates the motor rotational speed and phase information 21A, and outputs the high-order component generating unit 22 and the modulation scheme selection section 29 . また、ベクトル制御部21は、併せて、電圧加算部23に基本波印加電圧指令21Bを出力する。 Also, the vector control unit 21, together, and outputs a fundamental wave voltage command 21B to the voltage adding unit 23.

高次成分生成部22は、モータ回転数・位相情報21Aに基づき高次成分22Aを生成し、高次電圧補正部28に出力する。 Order component generation unit 22 generates the higher order components 22A based on the motor rotation speed and phase information 21A, and outputs the high-order voltage correction unit 28.

変調方式選択部29は、モータ回転数・位相情報21Aに基づき、2相変調方式の固定相60度(もしくは120度)切り替え方式か、3相変調方式かを選択し、変調方式選択信号25AをPWMパルス生成部24と高次成分補正部28に出力する。 Modulation scheme selection unit 29 based on the motor rotation speed and phase information 21A, the stationary phase 60 degrees two-phase modulation scheme (or 120 degrees) switching scheme or, select or three-phase modulation method, a modulation scheme selection signal 25A and it outputs the PWM pulse generator 24 and the high-order component compensation section 28.

高次電圧補正部28は、変調方式情報25Aと高次成分22Aから高次成分を補正し補正後高次成分26Aとして電圧加算部23に出力する。 Higher voltage correction unit 28 outputs the voltage adding unit 23 as the modulation method information 25A and high-order component 22A corrects the higher order components from corrected after higher order components 26A.

電圧加算部23は、基本波印加電圧指令21Bと高次成分22Aとを加算して印加電圧指令23Aを出力する。 Voltage adding unit 23 outputs a voltage command 23A by adding the fundamental voltage command 21B and higher order components 22A. PWMパルス生成部24は、印加電圧指令23Aと変調方式選択信号25Aとに基づき、PWMパルス情報20Aを生成する。 PWM pulse generating section 24, based on the voltage command 23A and modulation scheme selection signal 25A, and generates a PWM pulse information 20A.

以上の構成により、2相変調方式の固定相60度切り替え方式や、固定相120度切り替え方式において、電圧高次成分を印加することによりファンとロータの共振音を低減する。 With the above arrangement, the stationary phase and 60 ° switching mode of the two-phase modulation method, the stationary phase 120 degrees switching scheme, to reduce the resonant sound of the fan and the rotor by applying a voltage higher order components.

したがって、第3実施形態は、変調方式の変更による高効率化や音の低減や電気的ノイズの低減に加えてファンとロータの共振音を低減する効果がある。 Therefore, the third embodiment has the effect of reducing the addition to reduce the reduction and electrical noise of the high-efficiency and sound by changing the modulation scheme fan and rotor resonant sound.

以上第3実施形態は電圧高次成分を加算する場合で説明したが、電流高次成分を加算する方式でも電圧高次成分を加算する方式と同様な効果を期待できる。 Third Embodiment above has been described in the case of adding the voltage higher components, it can be expected the same effect as methods for adding the voltage higher order components also in a manner for adding the current higher-order component.

本発明の第4実施形態に係るモータ制御装置を説明する。 The motor control device according to a fourth embodiment of the present invention will be described. 第4実施形態は、第2実施形態の高次成分生成部22および電流加算部26と、第3実施形態の高次成分補正部28と変調方式選択部29とを備えるものである。 Fourth embodiment is provided with the high-order component generating unit 22 and the current adding unit 26 of the second embodiment, the high-order component correcting portion 28 of the third embodiment and the modulation scheme selection unit 29. 実施方法は第3実施形態の高次電圧を高次電流におきかえたものとなる。 Implementation becomes that replaced the higher voltage of the third embodiment in order currents.

次に、第5実施形態について説明する。 Next, a fifth embodiment will be described. 本実施形態では、第1実施形態から第3実施形態で説明したモータ制御装置11を、空気調和機100の室外機101のファンのモータ制御装置108に適用する。 In the present embodiment, the motor control device 11 described in the third embodiment from the first embodiment is applied to a fan motor controller 108 of the outdoor unit 101 of the air conditioner 100.

図15は、本発明の第5実施形態に係る空気調和機100の構成例を示す図である。 Figure 15 is a diagram showing an example of the configuration of the air conditioner 100 according to a fifth embodiment of the present invention. 図15において、空気調和機100は、外気と熱交換を行う室外機101、室内と熱交換を行う室内機102、両者をつなぐ配管103とを備えて構成される。 15, the air conditioner 100 is configured to include an outdoor unit 101 performs the outdoor air heat exchanger, the indoor unit 102 performs the indoor heat exchanger, and a pipe 103 connecting the two.

室外機101は、冷媒を圧縮する圧縮機104と、外気と熱交換する熱交換機105と、この熱交換機105に送風する室外ファン106と、この室外ファン106を回転する室外ファンモータ107と、この室外ファンモータ107を駆動するモータ制御装置108とを備えて構成される。 The outdoor unit 101 includes a compressor 104 for compressing refrigerant, a heat exchanger 105 to outside air heat exchange, an outdoor fan 106 for blowing air to the heat exchanger 105, the outdoor fan motor 107 for rotating the outdoor fan 106, the It constructed a motor controller 108 that drives the outdoor fan motor 107. なお、モータ制御装置108には、前記の第1実施形態から第4実施形態のモータ制御装置11が適用され、室外ファンモータ107は3相モータ13、室外ファン106は負荷14に相当する。 Note that the motor controller 108, motor controller 11 of the fourth embodiment from the first embodiment of the is applied, the outdoor fan motor 107 is a three-phase motor 13, the outdoor fan 106 corresponds to the load 14.

また、室内機102は、室内と熱交換を行う熱交換機109と、室内に送風する送風機110とを備えて構成される。 Further, the indoor unit 102 is configured to include a heat exchanger 109 for performing indoor heat exchanger, and a blower 110 for blowing air into the room.

第5実施形態では、前記したように、第1実施形態から第4実施形態のモータ制御装置11を空気調和機100に適用する。 In the fifth embodiment, as described above, the motor control apparatus 11 of the fourth embodiment is applied to an air conditioner 100 from the first embodiment. すなわち、インバータ15を制御する制御装置(17、18、20)において、高次成分を印加したり、変調方式を選択したりすることでモータ回転数の高次の周波数のファン14とロータ(モータ13)の共振音を低減する。 That is, in the control device for controlling the inverter 15 (17, 18, 20), or by applying a high-order components, the frequency of the higher motor speed by or select a modulation scheme fan 14 and the rotor (motor to reduce the resonant sound of 13).

第4実施形態により、室外ファンモータ107のロータ部の防振ゴムやファン部の防振ゴムを使うことなく、音の低減ができるので静かな空気調和機100を安価に製作することが可能となる。 The fourth embodiment, without using the vibration damping rubber damping rubber or fan section of the rotor portion of the outdoor fan motor 107, it is possible to reduce the sound can be manufactured at low cost quiet air conditioner 100 and Become.

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。 Have been described in detail with reference to the accompanying drawings, embodiments of the present invention, the present invention is not limited to these embodiments and variations thereof, there is a design change, etc. without departing from the scope of the present invention even better, increase in the following example:.

前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。 Each configuration of the above embodiment, functions, processing unit, the processing unit or the like, part or all, for example, may be implemented by hardware such as by designing an integrated circuit. また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。 In addition, it may be implemented by a program that can be modified software. また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。 In addition, it may be mixed hardware and software.

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。 The control lines and information lines indicates what is believed to be necessary for explanation, not necessarily indicate a not all control lines and information lines on products. 実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。 In practice, almost all of the configurations may be considered to be connected to each other.

ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加える事も可能である。 There a part of the structure of the embodiment can be replaced in the configuration of another embodiment, also, it is also possible to add the structure of certain other embodiments the configuration of the embodiment. また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。 A part of the configuration of each embodiment can be added, deleted, or replaced for other configurations.

また、説明を明確に行うために、主に負荷としてファンを駆動する場合の説明を行ったが、構造的な共振周波数を起因する音の低減に本発明は有効であり、負荷としてファンに限定するものではない。 Further, in order to perform clearly will be mainly has been described in the case of driving the fan as a load, the present invention in reducing sound caused a structural resonance frequency is valid, limited to the fan as a load not intended to be.

直流母線電流検出回路16による相電流情報の取得は、特開2004−48886号に開示されている方式など、一般的な方式を用いる事で可能であり、検出方式を特定するものではない。 Acquisition of the phase current information by the DC bus current detection circuit 16, such as a method disclosed in JP 2004-48886 is capable By using a general method, and does not specify the detection method.

ベクトル制御部21は前記した「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論D、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論D、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」で提案されている方式など、一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式を特定するものではない。 "Study" electrokinetic theory D of the new vector control system "of the high-speed permanent magnet synchronous motor, Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45" vector control unit 21 described above and, "" for consumer electronics sensorless permanent magnet synchronous motor simple vector control "electrokinetic theory D, Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140 such as a method proposed in" can be implemented using a general vector control , and the does not specify a control scheme.

また電力変換主回路51のスイッチング素子としてIGBTを用いたが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)でもよい。 Although an IGBT is used as the switching elements of the power conversion main circuit 51, it may be used a switching element other semiconductor elements, e.g., may be MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). また、素子の組成として、SiC(Silicon Carbide、炭化ケイ素)やGaN(Gallium Nitride、窒化ガリウム)を用いた半導体素子でもよい。 Further, the composition of elements, SiC (Silicon Carbide, Silicon Carbide) or GaN (Gallium Nitride, GaN) may be a semiconductor device using.

高次成分の印加式におけるG(電圧基本波振幅に対する高次波振幅の割合)とφ(基本波成分と高次成分の位相差)については当初、設定した値を用いる場合について、説明したが、直流母線電流検出回路16の情報を基に、ベクトル制御部21において、Gとφを状況に応じて適宜、変更して、最適な制御をする方法もある。 Initially the G (voltage fundamental wave higher wave ratio of the amplitude to the amplitude) and phi (phase difference of the fundamental wave component and high order component) is in the application type of the high-order component, the case of using the set value has been described , based on the information of the DC bus current detection circuit 16, the vector control unit 21, as appropriate according to G and φ to the situation, to change, there is a method for optimum control.

図1におけるゲート・ドライバ52は、PWMパルス生成部24の信号の駆動能力を高めることに主機能があるので、PWMパルス生成部24の出力部に充分な駆動能力があるか、もしくはゲート・ドライバ52の機能をPWMパルス生成部24に内蔵すれば、インバータ15にゲート・ドライバ52を備えなくともよい。 Gate driver 52 in FIG. 1, there is a primary function to increase the driving capability of the signal of the PWM pulse generator 24, there is enough drive capability to the output of the PWM pulse generator 24 or the gate driver if built 52 functions of the PWM pulse generating unit 24 may not comprise a gate driver 52 to the inverter 15.

11、108 モータ制御装置 12 直流電源 13 モータ、3相モータ、3相交流同期電動機 14 負荷、ファン 15 インバータ、電力変換回路 16 直流母線電流検出回路 17、18、20 制御装置 21 ベクトル制御部 22 高次成分生成部 23 電圧加算部 24 PWMパルス生成部 25 指令電流生成部 26 電流加算部 27 電圧指令演算部 28 高次成分補正部 29 変調方式選択部 51 電力変換主回路 52 ゲート・ドライバ 100 空気調和機 101 室外機 102 室内機 103 配管 104 圧縮機 105 熱交換器(室外の熱交換器) 11,108 motor control device 12 direct-current power supply 13 motor, three-phase motor, three-phase AC synchronous motor 14 load, the fan 15 inverter, the power conversion circuit 16 DC-bus current detection circuit 17, 18, 20 control device 21 the vector control unit 22 High next component generating unit 23 voltage adding unit 24 PWM pulse generator 25 command current generating unit 26 current adding unit 27 voltage command calculation unit 28 high-order component correcting portion 29 modulation scheme selection unit 51 power conversion main circuit 52 gate driver 100 air conditioning machine 101 outdoor unit 102 indoor unit 103 piping 104 compressor 105 heat exchanger (outdoor heat exchanger)
106 室外ファン 107 室外ファンモータ 109 熱交換器(室内の熱交換器) 106 outdoor fan 107 outdoor fan motor 109 heat exchanger (indoor heat exchanger)
110 送風機 110 blower

Claims (8)

  1. 直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、 Is connected to a DC power supply, an inverter for converting the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, and controls driving of the motor,
    負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、 A vector control unit for calculating a voltage applied to the motor for rotating the load,
    前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、 A high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage of the vector control unit,
    前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分生成部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、 A voltage adder for adding the high order components which the higher-order component generating unit is calculated on the calculated applied voltage of the vector control unit,
    該電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、 A PWM pulse generator which the inverter controls the pulse width based on a signal of the voltage adding unit,
    を備え、 Equipped with a,
    前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、前記電圧加算部が前記高次成分を印加電圧に加えることを特徴とするモータ制御装置。 The resonance sound generated by the resonance of the motor and its load, the high-order component generation unit calculates the orders of high-order components expressed by the ratio of the resonant frequency and the motor frequency of the resonant sound, the voltage adding unit is the motor control apparatus characterized by adding a high-order components to the applied voltage.
  2. 直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、 Is connected to a DC power supply, an inverter for converting the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, and controls driving of the motor,
    前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、 A command current calculator for calculating the current Tsuryu to the motor,
    前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、 A high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the command current, which is the output of the command current computing section,
    前記指令電流に前記高次成分生成部が演算した前記高次成分を加算する電流加算部と、 A current adding unit for adding the high-order components of the high-order component generating unit is calculated on the command current,
    前記電流加算部の出力から前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、 A vector control unit for calculating a voltage applied to the motor from the output of the current adding unit,
    前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、 A PWM pulse generator which the inverter controls the pulse width based on a signal of the vector control unit,
    を備え、 Equipped with a,
    前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、前記電流加算部が前記高次成分を指令電流に加えることを特徴とするモータ制御装置。 The resonance sound generated by the resonance of the motor and its load, the high-order component generation unit calculates the orders of high-order components expressed by the ratio of the resonant frequency and the motor frequency of the resonant sound, the current adding unit the motor control apparatus characterized by adding a high-order component to the command current.
  3. 直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、 Is connected to a DC power supply, an inverter for converting the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, and controls driving of the motor,
    負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、 A vector control unit for calculating a voltage applied to the motor for rotating the load,
    前記ベクトル制御部の印加電圧の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、 A high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the applied voltage of the vector control unit,
    固定2相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記電圧加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、 It has a plurality of modulation schemes comprises a stationary 2-phase modulation method, a PWM pulse generating unit that the inverter controls the pulse width based on a signal of the voltage adding unit,
    複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、 Corresponding to the plurality of modulation schemes have a higher-order component correcting section that corrects the high-order components,
    前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記高次成分補正部が演算した高次成分を加算する電圧加算部と、 A voltage adder for adding the high order components which the higher-order component correcting section is calculated on the calculated applied voltage of the vector control unit,
    を備え、 Equipped with a,
    前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、前記高次成分が補正した前記高次成分を前記電圧加算部が印加電圧に加えることを特徴とするモータ制御装置。 The resonance sound generated by the resonance of the motor and its load, the high-order component generation unit calculates the orders of high-order components expressed by the ratio of the resonant frequency and the motor frequency of the resonant sound, the high-order component is corrected a motor controller the voltage addition unit the high-order component and is characterized in that added to the applied voltage.
  4. 直流電源に接続され、該直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、 Is connected to a DC power supply, an inverter for converting the DC power of the DC power into AC power of variable voltage and variable frequency, and controls driving of the motor,
    前記モータに通流する電流を演算する指令電流演算部と、 A command current calculator for calculating the current Tsuryu to the motor,
    前記指令電流演算部の出力である指令電流の基本波の高次成分を演算する高次成分生成部と、 A high-order component generation unit for calculating a high-order component of the fundamental wave of the command current, which is the output of the command current computing section,
    複数の変調方式に対応して前記高次成分を補正する高次成分補正部を有し、 Corresponding to the plurality of modulation schemes have a higher-order component correcting section that corrects the high-order components,
    前記指令電流に前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を加算する電流加算部と、 A current adding unit for adding the high-order components of the high-order component correcting portion is corrected to the command current,
    前記電流加算部の出力から前記3相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、 A vector control unit for calculating a voltage applied to the three-phase motor from the output of the current adding unit,
    固定2相変調方式を含む複数の変調方式を有し、前記ベクトル制御部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するPWMパルス生成部と、 It has a plurality of modulation schemes comprises a stationary 2-phase modulation method, a PWM pulse generating unit that the inverter controls the pulse width based on a signal of the vector control unit,
    を備え、 Equipped with a,
    前記モータとその負荷の共振により発生する共振音について、前記高次成分生成部が前記共振音の共振周波数とモータ周波数の比であらわされる次数の高次成分を演算し、 The resonance sound generated by the resonance of the motor and its load, the high-order component generation unit calculates the orders of high-order components expressed by the ratio of the resonant frequency and the motor frequency of the resonant sound,
    変調方式に応じて、前記高次成分補正部が補正した前記高次成分を前記電流加算部が前記指令電流に加えることを特徴とするモータ制御装置。 Depending on the modulation scheme, the motor control device of the high-order components of the high-order component compensation section has corrected the current adding unit, characterized in that added to the command current.
  5. 前記高次成分の振幅は前記基本波の振幅の5%以下であることを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The motor control apparatus according to any one of claims 1 to 4 the amplitude of the high-order component is equal to or less than 5% of the amplitude of the fundamental wave.
  6. 前記高次成分は基本波の3m次(m=1,2,3,・・・)であることを特徴とした請求項1乃至請求項5のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The high-order component is 3m following fundamental (m = 1,2,3, ···) motor control apparatus according to any one of claims 1 to 5 characterized in that a.
  7. 前記3相モータの負荷がファンであることを特徴する請求項1乃至請求項5のいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to any one of claims 1 to 5, wherein the load of the 3-phase motor is a fan.
  8. 請求項1乃至請求項7のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載したことを特徴とする空気調和機。 An air conditioner characterized by being equipped with a motor control apparatus according to any one of claims 1 to 7.
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