JP5762164B2 - Power converter control device - Google Patents
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Description
この発明は、電機子巻線が複数の巻線群として多重化された多重巻線型電動機を駆動する複数の電力変換器を制御する電力変換器制御装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter control device that controls a plurality of power converters that drive a multi-winding motor in which armature windings are multiplexed as a plurality of winding groups.
電力変換器は、交流電力系統と直流電力系統との間に接続され、電力を直流−交流変換する装置である。一般に、電動機をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御された電力変換器によって駆動するとき、電流高調波が発生しシステムに悪影響を与える。この電流高調波を低減する方法として、ＰＷＭ制御するためのスイッチング周波数を高く設定する方法や、スイッチングのパルス位相を、高調波を低減するよう適切に設計する方法などがある。 The power converter is a device that is connected between an AC power system and a DC power system and converts power into DC-AC. In general, when a motor is driven by a pulse width modulation (PWM) controlled power converter, current harmonics are generated and adversely affect the system. As a method of reducing this current harmonic, there are a method of setting a high switching frequency for PWM control, a method of appropriately designing a switching pulse phase so as to reduce harmonics, and the like.
スイッチング周波数を高く設定する方法では、電動機の回転位相とは同期しない非同期のスイッチングタイミングでスイッチング素子をオン・オフし、スイッチング周波数を高く設定する。しかし、スイッチング周波数を高く設定すると電力変換器のスイッチング素子におけるスイッチング損失が増加することになり、電力変換器で発生する損失が増加し発熱量が大きくなる。 In the method of setting the switching frequency high, the switching element is turned on / off at an asynchronous switching timing that is not synchronized with the rotation phase of the electric motor, and the switching frequency is set high. However, when the switching frequency is set high, the switching loss in the switching element of the power converter increases, the loss generated in the power converter increases, and the heat generation amount increases.
スイッチングのパルス位相を適切に設計する方法として、スイッチングのタイミングを電動機の回転位相に同期させる同期ＰＷＭ制御によってスイッチング位相を制御し、スイッチングのオン・オフ位相を適切に設計することにより、特定次数の高調波成分を低減する装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
また、目標の高次高調波次数の高調波成分を低減するために、各電力変換装置のスイッチング周波数を同期させ、かつ適切な位相差を持たせる方法が開示されている（例えば、特許文献２参照）。
As a method of appropriately designing the switching pulse phase, the switching phase is controlled by synchronous PWM control that synchronizes the switching timing with the rotation phase of the motor, and the switching on / off phase is appropriately designed, so that the specific order An apparatus for reducing harmonic components has been disclosed (see, for example, Patent Document 1).
Moreover, in order to reduce the harmonic component of the target higher harmonic order, a method of synchronizing the switching frequency of each power converter and providing an appropriate phase difference is disclosed (for example, Patent Document 2). reference).
特許文献１開示の装置では、変換用変圧器を用いて高調波を低減し、電力変換器の制御では１１次以上の比較的高い次数の高調波成分を低減しており、電力変換器の制御のみで低次の高調波成分を低減するものではないという問題がある。
また、特許文献２開示の方法では、各電力変換器のスイッチング周波数が同じであり、電動機の回転位相とは同期しないスイッチングタイミングで制御され、電力変換器で発生するスイッチング損失が大きくなり、実質的に低減可能な低次数の高調波成分は１種類の周波数成分に限定されるという問題がある。
In the device disclosed in
Further, in the method disclosed in
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、多重巻線型電動機を駆動するために接続された複数の電力変換器を制御する電力変換器制御装置において、電力変換器で発生するスイッチングに伴う損失を抑え、かつ電力変換器で発生する複数の低次の高調波成分を低減することが可能な電力変換器制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, and in a power converter control device for controlling a plurality of power converters connected to drive a multi-winding motor, An object of the present invention is to provide a power converter control device capable of suppressing a loss due to switching generated in a converter and reducing a plurality of low-order harmonic components generated in the power converter.
この発明に係る電力変換器制御装置は、複数の巻線群を備えた多重巻線型電動機を駆動するために各巻線群に接続された複数の電力変換器を制御する電力変換器制御装置において、多重巻線型電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器と、多重巻線型電動機の巻線群に対応した電圧指令を発生する電圧指令部と、電圧指令部で発生した電圧指令から変調率を演算する変調率演算部と、位置検出器からの磁極位置信号から多重巻線型電動機の回転速度を演算する速度演算部と、変調率演算部で演算した変調率と速度演算部で演算した多重巻線型電動機の回転速度とに基づき、電力変換器のスイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算するパルスパターン演算部と、電圧指令とパルスパターン演算部で演算したパルスパターンと磁極位置信号に基づき、電力変換器を駆動するゲートパルス出力部とから構成され、パルスパターン演算部は、多重巻線型電動機の各巻線群のパルスパターンの複数のパルス位相差のそれぞれを、各巻線群のスイッチングタイミングのずれを確保し、かつ複数の電力変換器の出力電流の低次高調波成分をそれぞれ低減する互いに異なる値に設定するものである。 A power converter control device according to the present invention is a power converter control device that controls a plurality of power converters connected to each winding group in order to drive a multi-winding motor including a plurality of winding groups. A position detector that detects the magnetic pole position of the rotor of the multi-winding motor, a voltage command unit that generates a voltage command corresponding to the winding group of the multi-winding motor, and a modulation rate based on the voltage command generated by the voltage command unit A modulation rate calculation unit that calculates the rotation rate of the multi-winding motor from the magnetic pole position signal from the position detector, a modulation rate calculated by the modulation rate calculation unit and a multiplex calculated by the speed calculation unit A pulse pattern calculation unit that calculates a pulse pattern of a switching pulse that determines the switching timing of the switching element of the power converter based on the rotational speed of the winding motor, a voltage command and a pulse Based on the pulse pattern and the magnetic pole position signal calculated by the turn operation portion, is composed of a gate pulse output unit for driving the power converter, a pulse pattern calculation section, a plurality of pulse pattern of each winding group multiwound linear motor each pulse phase difference, in which securing the displacement of the switching timing of each winding group, and sets a plurality of the low-order harmonic component of the output current of the power converter to different values to reduce respectively.
この発明に係る電力変換器制御装置は、複数の巻線群を備えた多重巻線型電動機を駆動するために各巻線群に接続された複数の電力変換器を制御する電力変換器制御装置において、多重巻線型電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器と、多重巻線型電動機の巻線群に対応した電圧指令を発生する電圧指令部と、電圧指令部で発生した電圧指令から変調率を演算する変調率演算部と、位置検出器からの磁極位置信号から多重巻線型電動機の回転速度を演算する速度演算部と、変調率演算部で演算した変調率と速度演算部で演算した多重巻線型電動機の回転速度とに基づき、電力変換器のスイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算するパルスパターン演算部と、電圧指令とパルスパターン演算部で演算したパルスパターンと磁極位置信号に基づき、電力変換器を駆動するゲートパルス出力部とから構成され、パルスパターン演算部は、多重巻線型電動機の各巻線群のパルスパターンの複数のパルス位相差のそれぞれを、各巻線群のスイッチングタイミングのずれを確保し、かつ複数の電力変換器の出力電流の低次高調波成分をそれぞれ低減する互いに異なる値に設定するものであるため、電力変換器で発生するスイッチングに伴う損失を抑え、かつ電力変換器で発生する複数の低次の高調波成分を低減することを可能とすることができる。 A power converter control device according to the present invention is a power converter control device that controls a plurality of power converters connected to each winding group in order to drive a multi-winding motor including a plurality of winding groups. A position detector that detects the magnetic pole position of the rotor of the multi-winding motor, a voltage command unit that generates a voltage command corresponding to the winding group of the multi-winding motor, and a modulation rate based on the voltage command generated by the voltage command unit A modulation rate calculation unit that calculates the rotation rate of the multi-winding motor from the magnetic pole position signal from the position detector, a modulation rate calculated by the modulation rate calculation unit and a multiplex calculated by the speed calculation unit A pulse pattern calculation unit that calculates a pulse pattern of a switching pulse that determines the switching timing of the switching element of the power converter based on the rotational speed of the winding motor, a voltage command and a pulse Based on the pulse pattern and the magnetic pole position signal calculated by the turn operation portion, is composed of a gate pulse output unit for driving the power converter, a pulse pattern calculation section, a plurality of pulse pattern of each winding group multiwound linear motor for each pulse phase difference, in which securing the displacement of the switching timing of each winding group, and sets the plurality of the output current of the power converter to the low-order harmonic component to different values to reduce respectively, the power It is possible to suppress a loss accompanying switching generated in the converter and reduce a plurality of low-order harmonic components generated in the power converter.
実施の形態１．
実施の形態１は、多重巻線型電動機を駆動するためにＰＷＭ制御によってスイッチング素子をオン・オフ制御する複数の電力変換器を制御する電力変換器制御装置において、電流高調波を低減するよう各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するパルスパターンを変調率と回転速度から演算するパルスパターン演算部を備え、低次の高調波成分を低減するよう構成した電力変換器制御装置に関するものである。
以下、本願発明の実施の形態１について、電力変換器制御装置に係るシステム構成図である図１、スイッチングパルスパターン図である図２、スイッチングパルス位相説明図である図３、ゲートパルス出力部のブロック図である図４およびパルス位相テーブルである図５に基づいて説明する。
Hereinafter, with respect to the first embodiment of the present invention, FIG. 1 is a system configuration diagram related to the power converter control device, FIG. 2 is a switching pulse pattern diagram, FIG. 3 is an explanatory diagram of a switching pulse phase, and FIG. A description will be given based on FIG. 4 which is a block diagram and FIG. 5 which is a pulse phase table.
まず、本願発明の実施の形態１に係る電力変換器制御装置を含む全体システム構成について説明する。
図１は、例として２つの巻線群を有する多重巻線型電動機に対応する二重化した電力変換器制御装置のシステム構成を示している
図１において、システム全体は、二重化した電力変換器制御装置１、第１電力変換器２、第２電力変換器３および多重巻線型電動機４から構成される。
多重巻線型電動機４は、電動機を構成する巻線が２つの巻線群として多重化された多重巻線型電動機であり、この多重巻線型電動機４を駆動するため、第１の巻線群に第１電力変換器２が接続され、第２の巻線群に第２電力変換器３が接続されている。
第１電力変換器２は、後で詳細に説明する電力変換器制御装置１の第１制御ブロック１２内の第１ゲートパルス出力部から出力されるＰＷＭ制御信号で制御される。また、第２電力変換器３は、電力変換器制御装置１の第２制御ブロック１８内の第２ゲートパルス出力部２１から出力されるＰＷＭ制御信号で制御される。
また、多重巻線型電動機４は、電力変換器制御装置１の制御に使用する多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置を検出するための位置検出器２２を備えている。
First, the overall system configuration including the power converter control device according to the first embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 shows a system configuration of a dual power converter control device corresponding to a multi-winding motor having two winding groups as an example. In FIG. 1, the entire system is a dual power
The
The
In addition, the
次に、電力変換器制御装置１の構成について、説明する。
電力変換器制御装置１は、多重巻線型電動機４の第１の巻線群に対応する第１電力変換器２の制御に関わる第１電圧指令部１１と第１制御ブロック１２、および多重巻線型電動機４の第２の巻線群に対応する第２電力変換器３の制御に関わる第２電圧指令部１７と第２制御ブロック１８、さらに位置検出器２２と位相補正部２３から構成される。
Next, the configuration of the power
The power
第１電力変換器２の制御に関わる第１電圧指令部１１と第１制御ブロック１２について説明する。
第１電圧指令部１１では、図示されていない外部からトルク指令あるいは速度指令が入力され、この指令に基づき、直交二相座標系で表された第１電圧指令を生成し、第１変調率演算部１３と第１ゲートパルス出力部１６に出力する。第１変調率演算部１３では、
第１電圧指令部１１からの第１電圧指令に基づき、第１変調率を演算し、第１パルスパターン演算部１５に出力する。
多重巻線型電動機４に備えられた位置検出器２２で検出された多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号は、速度演算部１４に出力されるとともに、第１ゲートパルス出力部１６および位相補正部２３にも出力される。
速度演算部１４では、多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号から多重巻線型電動機４の回転速度を演算し、第１パルスパターン演算部１５に出力するとともに、第２制御ブロック１８内の第２パルスパターン演算部２０に出力する。
第１パルスパターン演算部１５では、第１変調率演算部１３からの第１変調率および速度演算部１４からの多重巻線型電動機４の回転速度に基づき、第１電力変換器２の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、第１ゲートパルス出力部１６に出力する。
第１ゲートパルス出力部１６では、第１電圧指令部１１からの第１電圧指令と第１パルスパターン演算部１５からのパルスパターンと位置検出器２２からの多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号とに基づき、第１電力変換器２をＰＷＭ制御する。
The first voltage command unit 11 and the first control block 12 related to the control of the
The first voltage command unit 11 receives a torque command or speed command from the outside (not shown), generates a first voltage command represented by a quadrature two-phase coordinate system based on the command, and calculates a first modulation factor. To the
Based on the first voltage command from the first voltage command unit 11, the first modulation factor is calculated and output to the first pulse
The magnetic pole position signal of the rotor of the
The
In the first pulse
In the first gate
次に、第２電力変換器３の制御に関わる第２電圧指令部１７と第２制御ブロック１８について説明する。
ここで、位相補正部２３では、位置検出器２２からの多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号に対して、多重巻線型電動機４の２つの巻線群の巻線位置の構造的角度差である電動機固有の値で補正を行い、補正した磁極位置信号（以下、補正磁極位置信号という）を第２ゲートパルス出力部２１に出力する。
第２電圧指令部１７では、第１電圧指令部１１に入力される外部からトルク指令あるいは速度指令と同じ指令が入力され、この指令に基づき、直交二相座標系で表された第２電圧指令を生成し、第２変調率演算部１９と第２ゲートパルス出力部２１に出力する。第２変調率演算部１９では、第２電圧指令部１７からの第２電圧指令に基づき、第２変調率を演算し、第２パルスパターン演算部２０に出力する。
第２パルスパターン演算部２０では、第２変調率演算部１９からの第２変調率および第１制御ブロック１２内の速度演算部１４からの多重巻線型電動機４の回転速度に基づき、第２電力変換器３の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、第２ゲートパルス出力部２１に出力する。
第２ゲートパルス出力部２１では、第２電圧指令部１７からの第２電圧指令と第２パルスパターン演算部２０からのパルスパターンと位相補正部２３からの補正磁極位置信号とに基づき、第２電力変換器３をＰＷＭ制御する。
Next, the second voltage command unit 17 and the
Here, in the
In the second voltage command unit 17, the same command as the torque command or the speed command is input from the outside input to the first voltage command unit 11, and based on this command, the second voltage command expressed in the orthogonal two-phase coordinate system. Is output to the second modulation
In the second pulse
Based on the second voltage command from the second voltage command unit 17, the pulse pattern from the second pulse
実施の形態１では、多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置を検出する位置検出器２２として、例えば、インクリメンタルエンコーダやレゾルバが用いられる。
本実施の形態１では、回転子の磁極位置を検出するために位置検出器を用いているが、位置検出器の代わりに回転検出器を使用することもできる。
In the first embodiment, for example, an incremental encoder or a resolver is used as the
In the first embodiment, the position detector is used to detect the magnetic pole position of the rotor. However, a rotation detector can be used instead of the position detector.
次に、本発明の実施の形態１に係る電力変換器制御装置１の動作について、図１〜図５に基づいて説明する。
なお、第１電力変換器２の制御に関わる第１制御ブロック１２等と第２電力変換器３の制御に関わる第２制御ブロック１８等の動作は基本的に同じであるため、以下の説明では、適時第１電力変換器２の制御に関わる第１制御ブロック１２等を代表として説明する。
図１において、第１電圧指令部１１では、外部からのトルク指令あるいは回転速度指令に基づき、直交二相座標系で表された第１電圧指令Ｖ＊ ｄａ、Ｖ＊ ｑａが生成される。一般的に直交二相座標系は回転座標系のｄ−ｑ軸が用いられ、Ｖ＊ ｄａはｄ軸上で、Ｖ＊ ｑａはｑ軸上で表された第１電力変換器２を制御するための電圧指令である。
一方、第２電圧指令部１７では、第２電圧指令Ｖ＊ ｄｂ、Ｖ＊ ｑｂが生成される。
第１電圧指令Ｖ＊ ｄａ、Ｖ＊ ｑａ、および第２電圧指令Ｖ＊ ｄｂ、Ｖ＊ ｑｂは、多重巻線型電動機４の各巻線群に対応した電圧指令である。
Next, operation | movement of the power
The operations of the first control block 12 and the like related to the control of the
In FIG. 1, the first voltage command unit 11 generates first voltage commands V * da and V * qa expressed in an orthogonal two-phase coordinate system based on an external torque command or rotation speed command. In general, the orthogonal two-phase coordinate system uses the dq axis of the rotating coordinate system, and V * da controls the
On the other hand, the second voltage command unit 17 generates second voltage commands V * db and V * qb .
The first voltage commands V * da and V * qa and the second voltage commands V * db and V * qb are voltage commands corresponding to each winding group of the
第１変調率演算部１３では、第１電圧指令部１１からの第１電圧指令Ｖ＊ ｄａ、Ｖ＊ ｑａに基づき、変調率の演算を行う。第２変調率演算部１９においても、第２電圧指令部１７からの第２電圧指令Ｖ＊ ｄｂ、Ｖ＊ ｑｂに基づき、変調率の演算を行う。
電圧指令をＶ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑとすると、変調率ｍは、
The first
When the voltage command is V * d and V * q , the modulation factor m is
で計算される。
式（１）において、Ｖｄｃは、第１電力変換器２および第２電力変換器３に供給される直流電源（図示せず）の電圧である。
速度演算部１４は、位置検出器２２からの回転子の磁極位置信号（電気角位置信号）θｅを用いて、回転速度を計算する。電気角回転速度ωｅは、
Calculated by
In Expression (1), V dc is a voltage of a DC power source (not shown) supplied to the
The
により演算される。また、電気角回転速度×極対数により、多重巻線型電動機４の機械角回転速度ωｍも計算される。
一般的に電動機で発生する損失や騒音は、電動機の回転速度によって変化するため、本発明の実施の形態１においては、多重巻線型電動機４の回転速度を考慮してスイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンの演算を行う。
Is calculated by Further, the mechanical angular rotation speed ω m of the
In general, loss and noise generated in an electric motor change depending on the rotational speed of the motor. Therefore, in the first embodiment of the present invention, the switching timing of the switching element is determined in consideration of the rotational speed of the
本実施の形態１では、第１電力変換器２および第２電力変換器３の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを多重巻線型電動機４の回転子の回転位相に同期させる同期ＰＷＭ方式を適用している。
第１パルスパターン演算部１５と第２パルスパターン演算部２０は、それぞれ第１変調率、第２変調率、および式（２）で演算された電気角回転速度を用いて、第１電力変換器２と第２電力変換器３の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、第１ゲートパルス出力部１６および第２ゲートパルス出力部２１へ出力する。
なお、以下の説明では、「各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターン」を適時「パルスパターン」という。
In the first embodiment, a synchronous PWM method is used in which the switching timings of the switching elements of the
The first pulse
In the following description, “a pulse pattern of a switching pulse that determines the switching timing of each switching element” is referred to as a “pulse pattern” in a timely manner.
本発明の実施の形態１では、制御は同期ＰＷＭ方式であるため、第１パルスパターン演算部１５および第２パルスパターン演算部２０が出力するそれぞれのパルスパターンは、多重巻線型電動機４の回転子の回転位相を基準に演算される。このパルスパターンは、第１電力変換器２および第２電力変換器３における電流の特定次数の高調波成分を低減するようなパターンになるように演算される。
本発明の実施の形態１では、多重巻線型電動機４の回転子の回転速度に応じたパルスパターンを演算しており、回転速度における低速度域と高速度域で異なる特性に対応することができる。
In the first embodiment of the present invention, since the control is a synchronous PWM method, each pulse pattern output from the first pulse
In
一般的に、同期ＰＷＭ制御において電流における低次の高調波成分を消去するときには、基本波の１／２サイクルの中心であるπ／２で対称なパルス位相でスイッチングを行う。１／２サイクルのスイッチング回数をｋ回（ｋは、３以上の奇数）とすると、１／４サイクル中には（ｋ−１）／２回のスイッチングを行い、電気角度０度を基準にしてパルスパターンを決定するパルス位相θ１〜θｎを定義し、このパルスパターンのパルス位相θ１〜θｎを適切に演算することにより高調波を低減する。
図２に電圧指令とパルスパターンの関係を示す。電圧指令は点線で表わされ、パルスパターンは実線で表されている。
図２の例は、１／４サイクルに３回のスイッチングを行うケースである。スイッチング素子をスイッチングするためのゲート信号をＧＰとすると、図２のパルスパターンでは、パルス位相θ１〜θ３と回転位相θｅの相対関係により
In general, when a low-order harmonic component in a current is eliminated in synchronous PWM control, switching is performed with a symmetric pulse phase at π / 2, which is the center of a half cycle of the fundamental wave. If the number of times of switching in a 1/2 cycle is k times (k is an odd number of 3 or more), (k-1) / 2 times of switching is performed in a 1/4 cycle, with an electrical angle of 0 degree as a reference. The pulse phases θ 1 to θ n that determine the pulse pattern are defined, and the harmonics are reduced by appropriately calculating the pulse phases θ 1 to θ n of the pulse pattern.
FIG. 2 shows the relationship between the voltage command and the pulse pattern. The voltage command is represented by a dotted line, and the pulse pattern is represented by a solid line.
The example of FIG. 2 is a case where switching is performed three times in a quarter cycle. Assuming that the gate signal for switching the switching element is GP, in the pulse pattern of FIG. 2, the relative relationship between the pulse phases θ 1 to θ 3 and the rotation phase θ e is obtained.
となる。このとき、ゲート信号ＧＰは、πで奇対称な波形となる。この例では、１／４サイクルに３回のスイッチングを行っているが、スイッチング回数が増えても考え方は同じである。 It becomes. At this time, the gate signal GP has an odd-symmetric waveform at π. In this example, switching is performed three times in a quarter cycle, but the idea is the same even if the number of times of switching increases.
次に低次の高調波成分を低減する同期ＰＷＭ方式におけるパルスパターンの設計方法の一例について説明する。
ＰＷＭ制御される電力変換器の出力波形におけるｎ次の高調波成分Ｅは、１／２サイクルのスイッチング回数ｋを用いて
Next, an example of a pulse pattern design method in the synchronous PWM method for reducing low-order harmonic components will be described.
The nth-order harmonic component E in the output waveform of the PWM-controlled power converter uses the switching frequency k of 1/2 cycle.
と表される。
ここで、位相０と位相πにおいては、必ずスイッチングを行い、位相０におけるスイッチングは、カウントしない。図２に示すような１／４サイクルに３回のスイッチングパターン（１／２サイクルに７回のスイッチングパターン）のケースで、５次および７次高調波を低減するパルスパターンを設計する場合、以下の式（５）を満たすようなパルスパターンのパルス位相θ１、θ２、θ３を求めることになる。
It is expressed.
Here, switching is always performed in
式（５）は、ＰＷＭ制御するゲートパルス波形をフーリエ級数展開し、その基本波成分が変調率ｍと同じ値とし、５次と７次の項がゼロになる条件を示したものである。式（５）を連立方程式として解き、その解を求めることにより、パルスパターンのパルス位相θ１、θ２、θ３を求めることができる。 Equation (5) shows a condition in which the gate pulse waveform to be PWM-controlled is expanded in the Fourier series, the fundamental wave component is the same value as the modulation factor m, and the fifth and seventh order terms are zero. By solving the equation (5) as simultaneous equations and obtaining the solution, the pulse phases θ 1 , θ 2 , and θ 3 of the pulse pattern can be obtained.
多重巻線型電動機で発生する高調波成分を低減するときにも同様の考え方が可能であるが、多重巻線型電動機に接続された複数の電力変換器の高調波低減方法として、多重巻線型電動機の回転子の回転位相に対して適切なパルス位相で制御する観点と、複数の巻線群に対応する電圧指令の間のパルス位相差の関係で制御する観点がある。
複数の電力変換器を同じスイッチングタイミングで駆動すると高調波が増加することが知られている。そのため、例えば複数の三相巻線群を備える多重巻線型電動機を駆動するときには、各巻線群のＵ相同士など同じ相の電圧のスイッチングが同時に起こらないように制御することが有効である。多重巻線型電動機では、構造上、各巻線群間に一定の位相差が発生するため、この差を考慮したパルスパターンの設計を行う。
The same concept is possible when reducing the harmonic components generated in a multi-winding motor, but as a method of reducing the harmonics of multiple power converters connected to the multi-winding motor, There are a viewpoint to control with a suitable pulse phase with respect to the rotational phase of the rotor, and a viewpoint to control based on a relationship of a pulse phase difference between voltage commands corresponding to a plurality of winding groups.
It is known that harmonics increase when a plurality of power converters are driven at the same switching timing. Therefore, for example, when driving a multi-winding motor including a plurality of three-phase winding groups, it is effective to control so that voltage switching of the same phase such as U phases of the winding groups does not occur simultaneously. In a multi-winding motor, a certain phase difference is generated between the winding groups due to the structure. Therefore, the pulse pattern is designed in consideration of this difference.
図３は、２系統の電圧指令の間に位相差があるときにそれぞれのパルスパターンのパルス位相の関係を示したものである。図３において、２つの電圧指令の正弦波の間に存在している位相差が、多重巻線型電動機の巻線群位置の位相差を表している。
スイッチング回数は、図２の例と同様に、１／４サイクルに３回（１／２サイクルに７回）としており、第１電圧指令に関するパルスパターンのパルス位相をθ１ａ〜θ３ａ、第２電圧指令に関するパルスパターンのパルス位相をθ１ｂ〜θ３ｂとして示している。第１電圧指令と第２電圧指令は、独立に計算するため、電圧位相だけでなく基本波振幅も異なる。
第１の巻線群に対応する第１電圧指令に関するパルスパターンのパルス位相θ１ａ〜θ３ａと、第２の巻線群に対応する第２電圧指令に関するパルスパターンのパルス位相θ１ｂ〜θ３ｂの設計について説明する。
例として、二重化され１／４サイクルに３回のスイッチングパターンのケースで、５次および７次高調波を低減するパルスパターンのパルス位相を設計する場合、以下の式（６）を満たすパルス位相θ１ａ、θ２ａ、θ３ａ、およびθ１ｂ、θ２ｂ、θ３ｂを求めることになる。
FIG. 3 shows the relationship between the pulse phases of the respective pulse patterns when there is a phase difference between the two voltage commands. In FIG. 3, the phase difference existing between the two voltage command sine waves represents the phase difference of the winding group position of the multiple winding type motor.
Similar to the example of FIG. 2, the number of times of switching is set to 3 times in a 1/4 cycle (7 times in a 1/2 cycle), and the pulse phase of the pulse pattern related to the first voltage command is set to θ 1a to θ 3a , second The pulse phases of the pulse pattern related to the voltage command are indicated as θ 1b to θ 3b . Since the first voltage command and the second voltage command are calculated independently, not only the voltage phase but also the fundamental wave amplitude is different.
Pulse phases θ 1a to θ 3a of the pulse pattern related to the first voltage command corresponding to the first winding group, and pulse phases θ 1b to θ 3b of the pulse pattern related to the second voltage command corresponding to the second winding group. The design of will be described.
As an example, when designing the pulse phase of a pulse pattern that reduces the 5th and 7th harmonics in the case of a duplex switching pattern of 3 times in 1/4 cycle, the pulse phase θ satisfying the following equation (6) 1a, θ 2a, θ 3a, and θ 1b, θ 2b, thus obtaining the theta 3b.
式（６）は、ＰＷＭ制御のゲートパルス波形をフーリエ級数展開し、第一の基本波成分が第１変調率ｍ１と同じ値で、第二の基本波成分が第２変調率ｍ２と同じ値となるようにし、それぞれの５次と７次の項がゼロになる条件を示したものである。式（６）を連立方程式として解き、パルス位相θ１ａ〜θ３ａとパルス位相θ１ｂ〜θ３ｂを求めることができる。
式（６）において、第１の巻線群に関するパルスパターンのパルス位相と第２の巻線群に関するパルスパターンのパルス位相の差となるΔθ１〜Δθ３を適切に設定することにより、一定のスイッチングタイミングのずれを確保してスイッチングを行うようにすれば高調波成分を低減することが可能である。
なお、Δθ１〜Δθ３は多重巻線型電動機４の各巻線間の位相差等を考慮して決定し、ある一定値の範囲内に収まるようにする。
Equation (6), the gate pulse waveform of the PWM control Fourier series expansion, the first fundamental wave component at the same value as the first modulation ratio m 1, the second fundamental wave component and the second modulation ratio m 2 The conditions are set so that the values are the same, and the fifth and seventh order terms become zero. Equation (6) can be solved as simultaneous equations to determine the pulse phases θ 1a to θ 3a and the pulse phases θ 1b to θ 3b .
In Expression (6), by appropriately setting Δθ 1 to Δθ 3 that is the difference between the pulse phase of the pulse pattern related to the first winding group and the pulse phase of the pulse pattern related to the second winding group, It is possible to reduce harmonic components if switching is performed while ensuring a deviation in switching timing.
Δθ 1 to Δθ 3 are determined in consideration of the phase difference between the windings of the
式（６）の例では、５次と７次の高調波成分をゼロにしているが、多重巻線型電動機４の回転速度に応じてそれぞれの高調波成分の周波数が変化するため、あらゆる回転速度において常に５次と７次の成分を低減するのでなく、回転速度によって変えることが有効である。特に多重巻線型電動機４の損失に大きく影響を与える第１電力変換器２および第２電力変換器３の出力電流の高調波成分を低減するよう設定する。
多重巻線型電動機４の回転子の回転速度によってΔθ１〜Δθ３の値を変更してパルス位相θ１ａ〜θ３ａとパルス位相θ１ｂ〜θ３ｂを演算することで、第１電力変換器２および第２電力変換器３の出力電流の高調波成分の低減効果を大きくすることができる。
また、多重巻線型電動機４が固有の周波数において損失が大きくなる特性を持つ場合は、パルスパターンのパルス位相の設計時に、その周波数近傍の高調波を低減するような設計方法も有効となる。
In the example of Expression (6), the fifth and seventh harmonic components are set to zero. However, since the frequency of each harmonic component changes according to the rotation speed of the
The
In addition, when the
第１ゲートパルス出力部１６は、第１電圧指令部１１の出力する第１電圧指令Ｖ＊ ｄａ、Ｖ＊ ｑａ、第１パルスパターン演算部１５が演算し出力するパルスパターンのパルス位相θ１ａ〜θｎａ、および位置検出器２２が検出する磁極位置信号θｅに基づいて、第１電力変換器２をＰＷＭ制御するゲート信号を求める。
同様に、第２ゲートパルス出力部２１は、第２電圧指令部１７の出力する第２電圧指令Ｖ＊ ｄｂ、Ｖ＊ ｑｂ、第２パルスパターン演算部２０が演算し出力するパルスパターンのパルス位相θ１ｂ〜θｎｂ、および磁極位置信号θｅが位相補正部２３で補正された磁極位置信号θ´ｅに基づいて、第２電力変換器３をＰＷＭ制御するゲート信号を求める。
The first gate
Similarly, the second gate
第１ゲートパルス出力部１６の構成および動作を、図４に基づき説明する。
図４において、第１パルスパターン演算部１５からのパルスパターンのパルス位相θ１ａ〜θｎａが入力端子３１に入力される。第１電圧指令部１１からの直交二相座標系で表された第１電圧指令Ｖ＊ ｄａ、Ｖ＊ ｑａが入力端子３２に入力される。多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号θｅが入力端子３３に入力される。
後述する位相角演算部３４では、第１電圧指令Ｖ＊ ｄａ、Ｖ＊ ｑａの制御位相角（ＴＨＶ）を演算する。回転子の磁極位置信号θｅは、位相進み回路３５で９０°加算される。
位相角演算部３４で演算した制御位相角（ＴＨＶ）と磁極位置信号θｅに対して９０°進ませた磁極位置信号は、後述する加算器３６で加算され、電圧位相θが出力される。この電圧位相θは、１２０°位相進み回路３７で１２０°加算され、１２０°位相遅れ回路３８で１２０°減算される。
Ｕ相に関しては、パルス位相θ１ａ〜θｎａと加算器３６の出力する電圧位相θのＵ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＵ相判定回路３９で判定される。Ｖ相に関しては、パルス位相θ１ａ〜θｎａと１２０°位相進み回路３７の出力する１２０°進んだ電圧位相θのＶ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＶ相判定回路４０で判定される。Ｗ相に関しては、パルス位相θ１ａ〜θｎａと１２０°位相進遅れ回路３８の出力する１２０°遅れた電圧位相θのＷ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＷ相判定回路４１で判定される。
Ｕ相判定回路３９の出力に基づき、Ｕ相ゲート出力部４２は第１電力変換器２を駆動するためのＵ相電圧信号を増幅し、出力端子４５に出力する。Ｖ相判定回路４０の出力に基づき、Ｖ相ゲート出力部４３は第１電力変換器２を駆動するためのＶ相電圧信号を増幅し、出力端子４６に出力する。Ｗ相判定回路４１の出力に基づき、Ｗ相ゲート出力部４４は第１電力変換器２を駆動するためのＷ相電圧信号を増幅し、出力端子４７に出力する。
The configuration and operation of the first gate
In FIG. 4, pulse phases θ 1a to θ na of the pulse pattern from the first pulse
A
90 ° proceed magnetic pole position signal was controlled phase angle calculated by the phase
With respect to the U phase, switching on / off is determined by the U
Based on the output of the
位相角演算部３４では、直交二相座標系の電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑを用いて、
The phase
の演算により制御位相角ＴＨＶを演算する。
また、電圧位相θは、位置センサからの磁極位置信号θｅまたは補正された磁極位置信号θ´ｅを用いて、
The control phase angle THV is calculated by the following calculation.
Also, the voltage phase theta, using the magnetic pole position signal theta e or corrected magnetic pole position signal [theta] & apos e from the position sensor,
で計算され、加算器３６から出力される。
And is output from the
第２ゲートパルス出力部２１の構成、動作は、先に説明した第１ゲートパルス出力部１６と基本的に同じであり、相違点を以下に説明する。
第２パルスパターン演算部２０からのパルスパターンのパルス位相θ１ｂ〜θｎｂが、入力端子３１に入力され、第２電圧指令部１７からの直交二相座標系で表された第２電圧指令Ｖ＊ ｄｂ、Ｖ＊ ｑｂが入力端子３２に入力される。多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号θｅが位相補正部２３で補正され、この補正磁極位置信号θ´ｅが入力端子３３に入力される。
Ｕ相判定回路３９の出力に基づき、Ｕ相ゲート出力部４２は第２電力変換器３を駆動するためＵ相電圧信号を増幅し、出力端子４５に出力する。Ｖ相判定回路４０の出力に基づき、Ｖ相ゲート出力部４３は第２電力変換器３を駆動するためＶ相電圧信号を増幅し、出力端子４６に出力する。Ｗ相判定回路４１の出力に基づき、Ｗ相ゲート出力部４４は第２電力変換器３を駆動するためＷ相電圧信号を増幅し、出力端子４７に出力する。
The configuration and operation of the second gate
Pulse phases θ 1b to θ nb of the pulse pattern from the second pulse
Based on the output of the
Ｕ相判定回路３９、Ｖ相判定回路４０、およびＷ相判定回路４１では、１／４サイクルに３回のスイッチング（１／２サイクルに７回のスイッチング）のケースでパルス位相θ１〜θ３（θ１ａ〜θ３ａ、θ１ｂ〜θ３ｂ）が入力される場合、式（３）に示した判定を行い、ゲート信号を生成する。１回転周期のスイッチング回数をさらに多くする場合は、パルス位相θ１〜θ３（θ１ａ〜θ３ａ、θ１ｂ〜θ３ｂ）の数が多くなる。
In the
第１ゲートパルス出力部１６および第２ゲートパルス出力部２１により、各々ＰＷＭ制御された第１電力変換器２および第２電力変換器３が、多重巻線型電動機４のそれぞれの巻線群を駆動する。
The first gate
次に、パルスパターンのパルス位相を演算ではなく、テーブルを参照して求める場合について説明する。
図１において、第１パルスパターン演算部１５は、第１変調率と回転速度から第１電力変換器２を制御するパルスパターンのパルス位相を演算し、第２パルスパターン演算部２０は、第２変調率と回転速度から第２電力変換器３を制御するパルスパターンのパルス位相を演算して出力する。あらかじめ変調率と回転速度を変数として、パルスパターンのパルス位相を計算した結果をメモリ上のパルス位相テーブルに保存しておき、第１パルスパターン演算部１５および第２パルスパターン演算部２０でパルスパターンのパルス位相を演算する際に、このパルス位相テーブルを参照することで、パルスパターンのパルス位相を求める。
Next, a case where the pulse phase of the pulse pattern is obtained by referring to a table instead of calculation will be described.
In FIG. 1, a first pulse
図５は、そのパルス位相テーブルの一例を示したものであり、この例では、回転速度と変調率を変数とした２次元テーブルのそれぞれの欄に第１電力変換器２用と第２電力変換器３用としてｎ個のパルス位相θ１〜θｎ（θ１ａ〜θｎａ、θ１ｂ〜θｎｂ）を保存している。
このとき、回転速度は１０００［ｒｐｍ］〜８０００［ｒｐｍ］を１０００［ｒｐｍ］ステップで切り替え、変調率は０．１ステップで切り替えている。
なお、図５において、回転速度１０００、２０００［ｒｐｍ］の欄が空欄となっているは、低速度領域では同期ＰＷＭ制御が難しく、非同期ＰＷＭ制御を適用する方が適切だからである。
第１パルスパターン演算部１５は、図５のパルス位相テーブルから求めたパルス位相θ１ａ〜θｎａを第１ゲートパルス出力部１６に出力する。
また、第２パルスパターン演算部２０は、図５のパルス位相テーブルから求めたパルス位相θ１ｂ〜θｎｂを第２ゲートパルス出力部２１に出力する。
FIG. 5 shows an example of the pulse phase table. In this example, the
At this time, the rotation speed is switched from 1000 [rpm] to 8000 [rpm] in 1000 [rpm] steps, and the modulation rate is switched in 0.1 steps.
In FIG. 5, the columns of the rotational speeds 1000 and 2000 [rpm] are blank because the synchronous PWM control is difficult in the low speed region and it is more appropriate to apply the asynchronous PWM control.
The first pulse
Further, the second pulse
ここで、回転速度および変調率は、連続的に変化する。このため、パルス位相テーブルを参照するときは、回転速度および変調率の値を四捨五入してからパルス位相テーブルのデータを参照するか、パルス位相テーブルのデータを用いて線形外挿して、回転速度および変調率の値に対応したパルス位相の値を求める。 Here, the rotation speed and the modulation rate change continuously. For this reason, when referring to the pulse phase table, round the rotation speed and modulation factor values and refer to the pulse phase table data, or linear extrapolation using the pulse phase table data to A pulse phase value corresponding to the modulation factor value is obtained.
上記において、パルスパターンのパルス位相を演算ではなく、パルス位相テーブルを参照して求める場合について説明したが、近似関数を使用して計算することもできる。
例えば、３次関数の式（９）を用いて、近似的にθ１〜θ３を計算することができる。
In the above description, the pulse phase of the pulse pattern has been described with reference to the pulse phase table instead of the calculation. However, it can be calculated using an approximate function.
For example, θ 1 to θ 3 can be approximately calculated using the cubic function equation (9).
ここで、ａ１〜ａ３、ｂ１〜ｂ３、ｃ１〜ｃ３、あるいはｄ１〜ｄ３は、あらかじめ設定された係数である。
したがって、第１パルスパターン演算部１５は、あらかじめ設定されたａ１ａ〜ａ３ａ、ｂ１ａ〜ｂ３ａ、ｃ１ａ〜ｃ３ａ、ｄ１ａ〜ｄ３ａを使用して、近似式（９）を用いて、このパルスパターンのパルス位相θ１ａ〜θ３ａを計算し、第１ゲートパルス出力部１６に出力する。
また、第２パルスパターン演算部２０は、あらかじめ設定されたａ１ｂ〜ａ３ｂ、ｂ１ｂ〜ｂ３ｂ、ｃ１ｂ〜ｃ３ｂ、ｄ１ｂ〜ｄ３ｂを使用して、近似式（９）を用いて、パルスパターンのパルス位相θ１ｂ〜θ３ｂを計算して第２ゲートパルス出力部２１に出力する。
Here, a 1 to a 3 , b 1 to b 3 , c 1 to c 3 , or d 1 to d 3 are coefficients set in advance.
Therefore, the first pulse
Further, the second pulse
本願発明の実施の形態１では、多重巻線型電動機として２つの巻線群を有する三相交流電動機を例として説明を行ったが、本発明は多群多相電動機を対象としており、特に相数や巻線群の数が限定されるものではない。また対象となる多重巻線型電動機は永久磁石型同期電動機でも誘導電動機でもいずれの電動機でもよい。また、高調波を低減する方法はさまざまな設計方法が考えられるが、本願発明は電力変換器制御装置が用いるパルスパターンのパルス位相の設計方法として、フーリエ級数展開した多項式を使用する方法に限定されるものではない。
In
以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換器制御装置１は、多重巻線型電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器と、多重巻線型電動機の巻線群に対応した電圧指令を発生する電圧指令部と、電圧指令から変調率を演算する変調率演算部と、磁極位置信号から多重巻線型電動機の回転速度を演算する速度演算部と、変調率と電動機の回転速度とに基づき電力変換器のパルスパターンを演算するパルスパターン演算部と、電圧指令とパルスパターンと磁極位置信号に基づき電力変換器を駆動するゲートパルス出力部とから構成されるため、電力変換器で発生するスイッチングに伴う損失を抑え、かつ電力変換器で発生する複数の低次の高調波成分を低減することを可能とする効果がある。
As described above, the power
また、パルスパターン演算部におけるパルスパターンの演算を、パルス位相データをあらかじめ計算して保存したパルス位相テーブルを参照して行うか、あるいは近似式を用いて行うことでパルスパターン演算部における演算を簡素化することができる。 In addition, the calculation of the pulse pattern in the pulse pattern calculation unit is performed by referring to the pulse phase table in which the pulse phase data is calculated and stored in advance, or by using an approximate expression. Can be
さらに、パルスパターン演算部でのパルスパターンの演算を、電力変換器の出力電流の特定の高調波成分を低減するパルスパターンのパルス位相の演算とすることで、高調波成分の低減効果を大きくすることができる。 Furthermore, the calculation of the pulse pattern in the pulse pattern calculation unit is the calculation of the pulse phase of the pulse pattern that reduces the specific harmonic component of the output current of the power converter, thereby increasing the harmonic component reduction effect. be able to.
実施の形態２．
実施の形態２に係る電力変換器制御装置５１は、実施の形態１とは異なり、直交二相座標系の電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑを多重巻線型電動機の複数の巻線群に対して共通化し、多重巻線型電動機の各巻線群に対応した各々別のパルスパターンのパルス位相により第１および第２電力変換器をＰＷＭ制御する構成としたものである。
以下、本願発明の実施の形態２について、電力変換器制御装置５１に係るシステム構成図である図６、多重ゲートパルス出力部のブロック図である図７に基づいて説明する。
The power
Hereinafter,
まず、本願発明の実施の形態２に係る電力変換器制御装置５１を含む全体システム構成について説明する。
図６は、実施の形態２に係る電力変換器制御装置５１に係るシステム構成図である。図６において、図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。
図６は、実施の形態１と同様、例として２つの巻線群を有する多重巻線型電動機に対応する二重化した電力変換器制御装置のシステム構成を示している。
図６において、システム全体は、二重化した電力変換器制御装置５１、第１電力変換器２、第２電力変換器３および多重巻線型電動機４から構成される。
第１電力変換器２および第２電力変換器３は、後で説明する電力変換器制御装置５１の制御ブロック５３内の多重ゲートパルス出力部から出力されるＰＷＭ制御信号で制御される。
また、多重巻線型電動機４は、電力変換器制御装置５１の制御に使用する回転子の磁極位置を検出するための位置検出器２２を備えている。
First, the overall system configuration including the power
FIG. 6 is a system configuration diagram related to the power
FIG. 6 shows a system configuration of a dual power converter control device corresponding to a multi-winding motor having two winding groups as an example, as in the first embodiment.
In FIG. 6, the entire system includes a duplexed power
The
The
次に、電力変換器制御装置５１の構成について説明する。
電力変換器制御装置５１は、多重巻線型電動機４の第１の巻線群に対応する第１電力変換器２およびの多重巻線型電動機４の第２の巻線群に対応する第２電力変換器３の制御に共通に関わる電圧指令部５２と制御ブロック５３と、さらに位置検出器２２から構成される。
Next, the configuration of the power
The power
制御ブロック５３について説明する。
電圧指令部５２では、図示されていない外部からトルク指令あるいは速度指令が入力され、この指令に基づき、直交二相座標系で表された電圧指令を生成し、変調率演算部５４と多重ゲートパルス出力部５６に出力する。変調率演算部５４では、電圧指令部５２からの電圧指令に基づき、変調率を演算し、多重パルスパターン演算部５５に出力する。
多重巻線型電動機４に備えられた位置検出器２２で検出された多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号は、速度演算部１４と多重ゲートパルス出力部５６に出力される。
速度演算部１４では、多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号から多重巻線型電動機４の回転速度を演算し、多重パルスパターン演算部５５に出力する。
多重パルスパターン演算部５５では、変調率演算部５４からの変調率および速度演算部１４からの多重巻線型電動機４の回転子の回転速度に基づき、第１電力変換器２および第２電力変換器３の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算して、多重ゲートパルス出力部５６に出力する。
多重ゲートパルス出力部５６では、電圧指令部５２からの電圧指令と多重パルスパターン演算部５５からのパルスパターンと位置検出器２２からの多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号とに基づき、第１電力変換器２および第２電力変換器３をＰＷＭ制御する。
The
In the
The magnetic pole position signal of the rotor of the
The
In the multiple pulse
In the multiple gate
次に、本発明の実施の形態２に係る電力変換器制御装置５１の動作について、図６、図７に基づいて実施の形態１に係る電力変換器制御装置１との差異を中心に説明する。
図６において、電圧指令部５２では、外部からのトルク指令あるいは速度指令に基づき、直交二相座標系で表された電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑが生成される。この電圧指令は多重巻線型電動機４の各巻線群に共通の電圧指令である。
Next, the operation of the power
In FIG. 6, the
変調率演算部５４では、電圧指令部５２からの電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑに基づき、変調率ｍの演算を式（１）で行う。
速度演算部１４は、位置検出器２２からの回転子の磁極位置信号（電気角位置信号）θｅから式（２）で電気角回転速度ωｅを計算し、多重パルスパターン演算部５５に出力する。
多重パルスパターン演算部５５では、変調率演算部５４で演算した変調率ｍと電気角回転速度ωｅに基づいて、第１電力変換器２と第２電力変換器３の各スイッチング素子のスイッチングタイミングを決定する２種類のパルスパターンのパルス位相θ１ａ〜θｎａおよびθ１ｂ〜θｎｂを演算して、多重ゲートパルス出力部５６へ出力する。
多重ゲートパルス出力部５６は、電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑ、多重パルスパターン演算部５５が出力するパルス位相θ１ａ〜θｎａ、θ１ｂ〜θｎｂ、および位置検出器２２からの位相情報θｅからゲート信号を生成し、第１電力変換器２と第２電力変換器３をＰＷＭ制御する。
The modulation factor calculation unit 54 calculates the modulation factor m based on the voltage commands V * d and V * q from the
The
In multiple pulse
The multiple gate
多重ゲートパルス出力部５６の構成および動作を、図７に基づいて説明する。図７において、図４と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。
多重パルスパターン演算部５５からのパルスパターンのパルス位相θ１ａ〜θｎａが入力端子３１に、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂが入力端子５７に入力される。電圧指令部５２からの直交二相座標系で表された電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑが入力端子３２に入力される。多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号θｅが入力端子３３に入力される。
位相角演算部３４では、第１電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑの制御位相角（ＴＨＶ）を式（７）で演算する。回転子の磁極位置信号θｅは、位相進み回路３５で９０°加算される。
位相角演算部３４で演算した制御位相角（ＴＨＶ）と磁極位置信号θｅに対して９０°進ませた磁極位置信号は、式（８）により加算器３６で加算され、電圧位相θが出力される。
The configuration and operation of the multiple gate
The pulse phases θ 1a to θ na of the pulse pattern from the multiple pulse
The phase
90 ° proceed magnetic pole position signal was controlled phase angle calculated by the phase
まず、第１電力変換器２をＰＷＭ制御するＵ相〜Ｗ相ゲート出力部４２〜４４関連について説明する。
加算器３６の出力である電圧位相θは、１２０°位相進み回路３７で１２０°加算され、１２０°位相遅れ回路３８で１２０°減算される。
Ｕ相に関しては、パルス位相θ１ａ〜θｎａと加算器３６の出力する電圧位相θのＵ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＵ相判定回路３９で判定される。Ｖ相、Ｗ相も同様に、Ｖ相判定回路４０、Ｗ相判定回路４１で判定される。
Ｕ相判定回路３９の出力に基づき、Ｕ相ゲート出力部４２は第１電力変換器２を駆動するためのＵ相電圧信号を増幅し、出力端子４５に出力する。Ｖ相、Ｗ相も同様に、Ｖ相ゲート出力部４３、Ｗ相ゲート出力部４４は第１電力変換器２を駆動するためのＶ相電圧信号、Ｗ相電圧信号を増幅し、出力端子４６、４７に出力する。
First, the U-phase to W-phase
The voltage phase θ, which is the output of the
With respect to the U phase, switching on / off is determined by the U
Based on the output of the
次に、第２電力変換器３をＰＷＭ制御するＵ相〜Ｗ相ゲート出力部６４〜６６関連について説明する。
位相補正部５８では、加算器３６の出力である電圧位相θに対して、多重巻線型電動機４の２つの巻線群の巻線位置の構造的角度差である電動機固有の値で補正を行う。この補正された電圧位相θ´（以下、補正電圧位相θ´という）は、１２０°位相進み回路５９で１２０°加算され、１２０°位相遅れ回路６０で１２０°減算される。
Ｕ相に関しては、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂと位相補正部５８が出力する電圧位相θ´のＵ相との相対関係比較から、スイッチングのオン・オフをＵ相判定回路６１で判定される。Ｖ相に関しては、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂと１２０°位相進み回路５９の出力する１２０°進んだ補正電圧位相θ´のＵ相との相対関係比較から、スイッチングのオン・オフをＶ相判定回路６２で判定される。Ｗ相に関しては、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂと１２０°位相遅れ回路６０の出力する１２０°遅れた補正電圧位相θ´のＷ相との相対関係比較から、スイッチングのオン・オフをＷ相判定回路６３で判定される。
Ｕ相判定回路６１の出力に基づき、Ｕ相ゲート出力部６４は第２電力変換器３を駆動するためのＵ相電圧信号を増幅し、出力端子６７に出力する。Ｖ相判定回路６２の出力に基づき、Ｖ相ゲート出力部６５は第２電力変換器３を駆動するためのＶ相電圧信号を増幅し、出力端子６８に出力する。Ｗ相判定回路６３の出力に基づき、Ｗ相ゲート出力部６６は第２電力変換器３を駆動するためのＷ相電圧信号を増幅し、出力端子６９に出力する。
Next, the U-phase to W-phase gate output units 64 to 66 that perform PWM control on the
The
With respect to the U phase, switching on / off is determined by the U phase determination circuit 61 based on a relative comparison between the pulse phases θ 1b to θ nb and the U phase of the voltage phase θ ′ output from the
Based on the output of the U-phase determination circuit 61, the U-phase gate output unit 64 amplifies the U-phase voltage signal for driving the
以上説明したように、実施の形態２に係る電力変換器制御装置５１は、多重巻線型電動機の巻線群に対応した電圧指令を発生する電圧指令部と、電圧指令から変調率を演算する変調率演算部と、変調率と電動機の回転速度とに基づき電力変換器のパルスパターンを演算するパルスパターン演算部と、電圧指令とパルスパターンと磁極位置信号に基づき電力変換器を駆動するゲートパルス出力部とを共通化あるいは統合化した構成としているため、実施の形態１に比較して簡素な構成で、電力変換器で発生するスイッチングに伴う損失を抑え、かつ電力変換器で発生する複数の低次の高調波成分を低減することを可能とする効果がある。
As described above, the power
さらに、パルスパターン演算部でのパルスパターンの演算を、電力変換器の出力電流の特定の高調波成分を低減するパルスパターンのパルス位相の演算とすることで、高調波成分の低減効果を大きくすることができる。 Furthermore, the calculation of the pulse pattern in the pulse pattern calculation unit is the calculation of the pulse phase of the pulse pattern that reduces the specific harmonic component of the output current of the power converter, thereby increasing the harmonic component reduction effect. be able to.
実施の形態３．
実施の形態３の電力変換器制御装置は、実施の形態２に係る電力変換器制御装置５１に対して、多重巻線型電動機の巻線群の巻線位置の構造的角度差の補正を行わず多重パルス出力部の共通化を図り、多重巻線型電動機の巻線群に対応した各々別のパルスパターンのパルス位相により第１および第２電力変換器をＰＷＭ制御する構成としたものである。
実施の形態３においても、実施の形態１、２と同様、２つの巻線群を有する多重巻線型電動機に対応する二重化した電力変換器制御装置のシステム構成を想定している。
The power converter control device according to the third embodiment does not correct the structural angle difference of the winding position of the winding group of the multi-winding motor with respect to the power
In the third embodiment as well, as in the first and second embodiments, a system configuration of a duplexed power converter control device corresponding to a multi-winding motor having two winding groups is assumed.
以下、実施の形態３の電力変換器制御装置は、実施の形態２の電力変換器制御装置５１と異なる点は、多重ゲートパルス出力部の構成のみであるため、多重ゲートパルス出力部の構成および動作を多重ゲートパルス出力部７０のブロック図である図８に基づいて説明する。
図８において、図７と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。
Hereinafter, since the power converter control device of the third embodiment is different from the power
In FIG. 8, the same or corresponding parts as in FIG.
多重パルスパターン演算部５５からのパルスパターンのパルス位相θ１ａ〜θｎａが入力端子３１に、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂが入力端子５７に入力される。電圧指令部５２からの直交二相座標系で表された電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑが入力端子３２に入力される。多重巻線型電動機４の回転子の磁極位置信号θｅが入力端子３３に入力される。
位相角演算部３４では、第１電圧指令Ｖ＊ ｄ、Ｖ＊ ｑの制御位相角（ＴＨＶ）を式（７）で演算する。回転子の磁極位置信号θｅは、位相進み回路３５で９０°加算される。
位相角演算部３４で演算した制御位相角（ＴＨＶ）と磁極位置信号θｅに対して９０°進ませた磁極位置信号は、式（８）により加算器３６で加算され、電圧位相θが出力される。
The pulse phases θ 1a to θ na of the pulse pattern from the multiple pulse
The phase
90 ° proceed magnetic pole position signal was controlled phase angle calculated by the phase
まず、第１電力変換器２をＰＷＭ制御するＵ相〜Ｗ相ゲート出力部４２〜４４関連について説明する。
加算器３６の出力である電圧位相θは、１２０°位相進み回路３７で１２０°加算され、１２０°位相遅れ回路３８で１２０°減算される。
Ｕ相に関しては、パルス位相θ１ａ〜θｎａと加算器３６の出力する電圧位相θのＵ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＵ相判定回路３９で判定される。Ｖ相、Ｗ相も同様に、Ｖ相判定回路４０、Ｗ相判定回路４１で判定される。
Ｕ相判定回路３９の出力に基づき、Ｕ相ゲート出力部４２は第１電力変換器２を駆動するためのＵ相電圧信号を増幅し、出力端子４５に出力する。Ｖ相、Ｗ相も同様に、Ｖ相ゲート出力部４３、Ｗ相ゲート出力部４４は第１電力変換器２を駆動するためのＶ相電圧信号、Ｗ相電圧信号を増幅し、出力端子４６、４７に出力する。
First, the U-phase to W-phase
The voltage phase θ, which is the output of the
With respect to the U phase, switching on / off is determined by the U
Based on the output of the
次に、第２電力変換器３をＰＷＭ制御するＵ相〜Ｗ相ゲート出力部７４〜７６関連について説明する。
実施の形態３では、実施の形態２のように位相補正部を設けていないために、加算器３６で計算された電圧位相θを補正せずにそのまま用いる。
Ｕ相に関しては、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂと電圧位相θのＵ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＵ相判定回路７１で判定される。Ｖ相に関しては、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂと１２０°位相進み回路３７の出力する１２０°進んだ補正電圧位相θのＶ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＶ相判定回路７２で判定される。Ｗ相に関しては、パルス位相θ１ｂ〜θｎｂと１２０°位相遅れ回路３８の出力する１２０°遅れた電圧位相θのＷ相との相対関係比較からスイッチングのオン・オフをＷ相判定回路７３で判定される。
Ｕ相判定回路７１の出力に基づき、Ｕ相ゲート出力部７４は第２電力変換器３を駆動するためのＵ相電圧信号を増幅し、出力端子７７に出力する。Ｖ相判定回路７２の出力に基づき、Ｖ相ゲート出力部７５は第２電力変換器３を駆動するためのＶ相電圧信号を増幅し、出力端子７８に出力する。Ｗ相判定回路７３の出力に基づき、Ｗ相ゲート出力部７６は第２電力変換器３を駆動するためのＷ相電圧信号を増幅し、出力端子７９に出力する。
Next, the U-phase to W-phase gate output units 74 to 76 that perform PWM control on the
In the third embodiment, since the phase correction unit is not provided as in the second embodiment, the voltage phase θ calculated by the
With respect to the U phase, the switching on / off of the switching is determined by the U phase determination circuit 71 from a relative comparison between the pulse phases θ 1b to θ nb and the U phase of the voltage phase θ. As for the V phase, the V phase determination circuit 72 determines whether the switching is on or off based on a relative comparison between the pulse phases θ 1b to θ nb and the 120 ° advanced correction voltage phase θ output from the 120 °
Based on the output of the U-phase determination circuit 71, the U-phase gate output unit 74 amplifies the U-phase voltage signal for driving the
以上説明したように、実施の形態３に係る電力変換器制御装置は、多重巻線型電動機の巻線群に対応した電圧指令を発生する電圧指令部と、電圧指令から変調率を演算する変調率演算部と、変調率と電動機の回転速度とに基づき電力変換器のパルスパターンを演算するパルスパターン演算部と、電圧指令とパルスパターンと磁極位置信号に基づき電力変換器を駆動するゲートパルス出力部とをさらに共通化あるいは統合化した構成としているため、実施の形態２に比較してより簡素な構成で、電力変換器で発生するスイッチングに伴う損失を抑え、かつ電力変換器で発生する複数の低次の高調波成分を低減することを可能とする効果がある。
As described above, the power converter control device according to
さらに、パルスパターン演算部でのパルスパターンの演算を、電力変換器の出力電流の特定の高調波成分を低減するパルスパターンのパルス位相の演算とすることで、高調波成分の低減効果を大きくすることができる。 Furthermore, the calculation of the pulse pattern in the pulse pattern calculation unit is the calculation of the pulse phase of the pulse pattern that reduces the specific harmonic component of the output current of the power converter, thereby increasing the harmonic component reduction effect. be able to.
１，５１ 電力変換器制御装置、２ 第１電力変換器、３ 第２電力変換器、
４ 多重巻線型電動機、１１ 第１電圧指令部、１３ 第１変調率演算部、
１４ 速度演算部、１５ 第１パルスパターン演算部 、
１６ 第１ゲートパルス出力部、１７ 第２電圧指令部、１９ 第２変調率演算部、
２０ 第２パルスパターン演算部、２１ 第２ゲートパルス出力部、
２２ 位置検出器、２３，５８ 位相補正部、５２ 電圧指令部、５４ 変調率演算部、５５ 多重パルスパターン演算部、５６，７０ 多重ゲートパルス出力部。
1, 51 power converter control device, 2 first power converter, 3 second power converter,
4 multi-winding motor, 11 first voltage command unit, 13 first modulation factor calculation unit,
14 speed calculation part, 15 1st pulse pattern calculation part,
16 1st gate pulse output part, 17 2nd voltage command part, 19 2nd modulation factor calculating part,
20 second pulse pattern calculation unit, 21 second gate pulse output unit,
22 Position detector, 23, 58 Phase correction unit, 52 Voltage command unit, 54 Modulation rate calculation unit, 55 Multiple pulse pattern calculation unit, 56, 70 Multiple gate pulse output unit.
Claims (8)
前記多重巻線型電動機の回転子の磁極位置を検出する位置検出器と、
前記多重巻線型電動機の前記巻線群に対応した電圧指令を発生する電圧指令部と、
前記電圧指令部で発生した電圧指令から変調率を演算する変調率演算部と、
前記位置検出器からの磁極位置信号から前記多重巻線型電動機の回転速度を演算する速度演算部と、
前記変調率演算部で演算した変調率と前記速度演算部で演算した前記多重巻線型電動機の回転速度とに基づき、前記電力変換器のスイッチング素子のスイッチングタイミングを決定するスイッチングパルスのパルスパターンを演算するパルスパターン演算部と、
前記電圧指令と前記パルスパターン演算部で演算した前記パルスパターンと前記磁極位置信号に基づき、前記電力変換器を駆動するゲートパルス出力部と
から構成され、
前記パルスパターン演算部は、前記多重巻線型電動機の各巻線群のパルスパターンの複数のパルス位相差のそれぞれを、前記各巻線群のスイッチングタイミングのずれを確保し、かつ複数の前記電力変換器の出力電流の低次高調波成分をそれぞれ低減する互いに異なる値に設定する電力変換器制御装置。 In a power converter control device that controls a plurality of power converters connected to each winding group in order to drive a multi-winding motor including a plurality of winding groups,
A position detector for detecting the magnetic pole position of the rotor of the multi-winding motor;
A voltage command unit for generating a voltage command corresponding to the winding group of the multi-winding motor;
A modulation factor calculation unit for calculating a modulation factor from the voltage command generated in the voltage command unit;
A speed calculator that calculates the rotational speed of the multi-winding motor from the magnetic pole position signal from the position detector;
Based on the modulation factor calculated by the modulation factor calculator and the rotational speed of the multi-winding motor calculated by the speed calculator, the pulse pattern of the switching pulse that determines the switching timing of the switching element of the power converter is calculated. A pulse pattern calculation unit to
Based on the voltage command and the pulse pattern calculated by the pulse pattern calculation unit and the magnetic pole position signal, the gate pulse output unit that drives the power converter,
Wherein the pulse pattern calculation section, a plurality of pulse phase difference of the pulse pattern of each winding group of the multiple wound-rotor electric motor, to ensure the shift of the switching timing of the winding group, and the plurality of said power converter A power converter control device that sets different values to reduce low-order harmonic components of output current .
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