JP2008199868A - Drive control device of permanent magnet synchronous motor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、特に、駆動制御のために必要なベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器(以下、ベクトル回転器等と略記)の位相の確保に位相決定器を利用したセンサレス駆動制御装置に関するものである。位相決定器は、ベクトル回転器位相決定手段を実現したのであり、位相推定器とも呼ばれる。本発明が対象とする位相決定器は、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相の制御を介して、ベクトル回転器等用の位相を推定的に決定するものである。The present invention relates to a drive control device for a permanent magnet synchronous motor, and in particular, to secure the phase of a vector rotator or a vector rotator built-in converter (hereinafter abbreviated as a vector rotator) necessary for drive control. The present invention relates to a sensorless drive control device using a phase determiner. The phase determiner implements vector rotator phase determination means and is also called a phase estimator. The phase determiner which is the subject of the present invention is to estimate the phase for a vector rotator and the like through control of the power factor phase of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor.
永久磁石同期電動機をして高い制御性能を発揮せしめるには、トルク発生に寄与する固定子電流を、回転子N極の位相(以降では、回転子位相と略記)に対して、所定の位相差を持たせる必要がある。このため、α軸をu相巻線の中心に選定した固定αβ座標系上で評価した回転子位相を知る必要がある。回転子位相の最も簡単な検出方法は、エンコーダ、レゾルバーと言った位置センサを回転子に装着することであるが、位置センサの装着は、信頼性、コストなどの点で問題があり、電動機駆動用の固定子電圧、電流の信号を用いて回転子位相を推定することが行なわれている。In order to achieve high control performance by using a permanent magnet synchronous motor, a stator current that contributes to torque generation is set to a predetermined phase difference with respect to the phase of the rotor N pole (hereinafter abbreviated as rotor phase). It is necessary to have. For this reason, it is necessary to know the rotor phase evaluated on the fixed αβ coordinate system in which the α axis is selected as the center of the u-phase winding. The simplest method for detecting the rotor phase is to mount a position sensor such as an encoder or resolver on the rotor. However, mounting the position sensor is problematic in terms of reliability, cost, etc. The rotor phase is estimated by using the stator voltage and current signals.
回転子位相の推定は、固定αβ座標系上で行なうことも、あるいは回転子位相に位相差なく同期することを目指した準同期γδ座標系上で行なうことも可能である。なお、回転子位相に位相差なく同期した座標系は、最近では、同期dq座標系と呼ばれている。準同期γδ座標系は、同期が完了した時点では、実質的に同期dq座標系と等価である。この点を考慮し、以降では、準同期γδ座標系と厳密な同期dq座標系とを含めたこれらを、広い意味で同期dq座標系と呼ぶ。これに対して、回転子位相に対して、「位相差のない同期」を目指さないγδ座標系を、制御γδ座標系と呼ぶ。The estimation of the rotor phase can be performed on a fixed αβ coordinate system or on a quasi-synchronized γδ coordinate system that aims to synchronize with the rotor phase without any phase difference. Note that a coordinate system synchronized with the rotor phase without a phase difference is recently called a synchronized dq coordinate system. The quasi-synchronous γδ coordinate system is substantially equivalent to the synchronous dq coordinate system when synchronization is completed. Considering this point, hereinafter, these including the quasi-synchronous γδ coordinate system and the strict synchronous dq coordinate system will be referred to as a synchronous dq coordinate system in a broad sense. On the other hand, a γδ coordinate system that does not aim at “synchronization without phase difference” with respect to the rotor phase is called a control γδ coordinate system.
図9は、永久磁石同期電動機に対し、位相決定器を利用した駆動制御装置の代表的1例を概略的にブロック図で示したものである。1は永久磁石同期電動機を、2は位相決定器を、3は電力変換器を、4は電流検出器を、5a、5bは夫々3相2相変換器、2相3相変換器を、6a、6bは共にベクトル回転器を、7は余弦正弦信号発生器を、8は電流制御器を、9は指令変換器を、10は速度制御器を、11は機械速度推定器を示している。本図では、簡明性を確保すべく、2x1のベクトル信号を1本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。FIG. 9 is a block diagram schematically showing a typical example of a drive control device using a phase determiner for a permanent magnet synchronous motor. 1 is a permanent magnet synchronous motor, 2 is a phase determiner, 3 is a power converter, 4 is a current detector, 5a and 5b are 3
特に、2の位相決定器は、固定子の電圧、電流の相当値(実測値、指令値など)を入力として得て、固定αβ座標系上で評価した回転子位相の推定値と、回転子電気速度の推定値を出力している。余弦正弦信号発生器7は回転子位相推定値を余弦・正弦信号に変換して、これをベクトル回転器6a、6bへ伝達している。電気速度推定値は、機械速度推定器11において、極対数で除されて、機械速度推定値に変換されている。4、5a、5b、6a、6b、7、8の5種の機器は、トルク発生に寄与する固定子電流を、同期dq座標系上のベクトル信号として捕らえ、d軸及びq軸の各成分を各軸電流指令値に追随するように制御するフィードバック的な電流制御手段を構成している。また、位相決定器2が、ベクトル回転器位相決定手段を構成している。In particular, the
電流検出器4で検出された3相の固定子電流は、3相2相変換器5aで固定αβ座標系上の2相電流に変換された後、ベクトル回転器6aで同期dq座標系の2相電流に変換され、電流制御器8へ送られる。電流制御器8は、同期dq座標系上の2相電流が、各相の電流指令値に追随すべく同期dq座標系上の2相電圧指令値を生成しベクトル回転器6bへ送る。6bでは、同期dq座標系上の2相電圧指令値を固定αβ座標系上の2相電圧指令値に変換し、2相3相変換器5bへ送る。5bでは、2相信号を3相電圧指令値に変換し、電力変換器3への指令値として出力する。電力変換器3は、指令値に応じた電力を発生し、同期電動機1へ印加しこれを駆動する。このときの同期dq座標系上の2相電流指令値は、トルク指令値を指令変換器9に通じ変換することにより得ている。図9においては、ベクトル回転器の左側に存在する固定子電圧、電流の信号は、同期dq座標系上の信号であることを明示すべく、脚符にdqを付している。なお、ベクトル回転器6a、6bは、3相2相変換器、2相3相変換器5a、5bと各々一体的に構成されこともある。本発明では、一体的に構成されたこれらをベクトル回転器内蔵変換器と呼称している。The three-phase stator current detected by the
図9の本例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器10の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器10、機械速度推定器11は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。In this example of FIG. 9, since the example which comprised the speed control system is shown, the torque command value is obtained as an output of the speed controller 10 which inputs the speed command value and the speed estimated value. As is well known to those skilled in the art, the speed controller 10 and the
上記構成機器において、本発明に特に関連する機器が、位相決定器2と指令変換器9である。位相決定器は、固定子の電圧、電流の相当値を利用して回転子位相を推定し、ベクトル回転器等に使用する位相を決定している。併せて、電気速度推定値を決定している。回転子位相の推定は、先ず回転子磁束あるいは誘起電圧を推定し、次にこれらに含まれる回転子位相情報を抽出することにより、行われる。回転子磁束あるいは誘起電圧の推定には、広く、固定子の電圧、電流の相当値を利用した状態オブザーバ、外乱オブザーバ等が利用されている。Among the above-described components, devices particularly related to the present invention are the
電動機はトルク発生機であると同時に電気エネルギーの機械エネルギーの変換機であり、電動機のエネルギー変換効率は、電動機の主要な性能の1つである。エネルギー変換効率向上の課題は、電動機制御の観点からは、所要のトルク発生を達成しながら銅損などの損失を最小に抑えるような電流制御を如何に実施するか、あるいは、力率の最大化を図るような電流制御を如何に実施するか、と言う技術課題に置き換えることができる。この課題解決の役割を果たしいるのが、指令変換器9である。指令変換器では、トルク指令から高高率な運転を可能とする同期dq座標系上のd軸、q軸電流指令を生成している。指令変換器に関連した先行発明としては、たとえば、次のものがある。The electric motor is not only a torque generator but also a mechanical energy converter of electric energy, and the energy conversion efficiency of the electric motor is one of the main performances of the electric motor. The issue of improving energy conversion efficiency is, from the viewpoint of motor control, how to implement current control that minimizes losses such as copper loss while achieving the required torque generation, or maximize power factor It can be replaced with a technical problem of how to carry out current control to achieve the above. The
(1)大沢、野村:「逆突極PMモータの機器利用効率の向上」、平成9年電気学会全国大会講演論文集4、pp.348−349
(2)新中新二:「同期電動機のベクトル制御方法」、特開平11−041998
(3)新中新二:「効率重視の電流制御に向けた突極形同期モータのベクトル信号による解析」、電気学会論文誌D分冊、119、5、pp.648−658(1999−5)(1) Osawa, Nomura: “Improvement of device utilization efficiency of reverse salient-pole PM motor”, Proc. 348-349
(2) Shinnaka Shinji: “Vector Control Method of Synchronous Motor”, JP-A-11-041998
(3) Shinnaka Shinji: “Analysis by vector signal of salient pole type synchronous motor for current control with emphasis on efficiency”, IEEJ Transactions D, 119, 5, pp. 648-658 (1999-5)
トルク指令から高効率を達成する同期dq座標系上のd軸、q軸電流指令の生成には、一般には、d軸電流、q軸電流、発生トルクの3者の関係を記述したトルク発生式と、高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる、非線形連立方程式の解法が要求される。当業者には周知のように、この解法は、一般には大変難解であり、これを多少なりとも効率的に遂行すべく指令変換器の改良が試みられてはいる。しかし、従来の永久磁石同期電動機の駆動制御装置おいて高効率を追求する限りは、この指令変換器は必須であり、排除することはできなかった。For generating d-axis and q-axis current commands on a synchronous dq coordinate system that achieves high efficiency from a torque command, generally, a torque generation equation describing the relationship between the d-axis current, q-axis current, and generated torque is used. And a method for solving nonlinear simultaneous equations by a orbital expression that mathematically describes a trajectory that achieves high efficiency. As is well known to those skilled in the art, this solution is generally very difficult and attempts have been made to improve the command converter to accomplish this more or less efficiently. However, as long as high efficiency is pursued in the drive control device of the conventional permanent magnet synchronous motor, this command converter is indispensable and cannot be eliminated.
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、永久磁石同期電動機のセンサレス駆動制御において、指令変換器を要することなく高効率運転を可能とする駆動制御装置を提供し、ひいては、より軽い計算負荷で高効率運転が可能なセンサレス駆動制御装置を提供することである。The present invention has been made under the above background, and its object is to provide a drive control device that enables high-efficiency operation without requiring a command converter in sensorless drive control of a permanent magnet synchronous motor. Another object of the present invention is to provide a sensorless drive control device capable of high efficiency operation with a lighter calculation load.
上記目的を達成するために、請求項1の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器を用いて、フィードバック的あるいはフィードフォワード的に制御する電流制御手段と、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を決定するベクトル回転器位相決定手段とを有する永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相指令値を生成する力率位相指令手段と、力率位相相当値が力率位相指令に合致するように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする。In order to achieve the above object, the invention of
請求項2の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器を用いて、フィードバック的あるいはフィードフォワード的に制御する電流制御手段と、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を決定するベクトル回転器位相決定手段とを有する永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相相当値がゼロとなるように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を固定パラメータのみを用いて制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする。According to the second aspect of the present invention, there is provided a current control means for controlling a stator current contributing to torque generation in a feedback or feedforward manner using a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator, a vector rotator or a vector A drive control device for a permanent magnet synchronous motor having a vector rotator phase determining means for determining a phase to be used for a converter with a built-in rotator, wherein the vector rotator phase determining means is used for the terminal power of the permanent magnet synchronous motor. Power factor phase detection means for detecting the power factor phase equivalent value and the phase used for the vector rotator or the vector rotator built-in converter using only fixed parameters so that the power factor phase equivalent value becomes zero And a power factor phase control means.
請求項3の発明は、請求項1乃至請求項2記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器によって指定された制御γδ座標系上の電圧相当値を用いて、力率位相相当値を検出するように該力率位相検出手段を構成したことを特徴する。A third aspect of the present invention is the drive control apparatus for a permanent magnet synchronous motor according to the first or second aspect, corresponding to a voltage on a control γδ coordinate system specified by a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator. The power factor phase detecting means is configured to detect the power factor phase equivalent value using the value.
請求項4の発明は、請求項1記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、固定子電流相当値、回転子速度相当値を少なくとも利用して、力率位相指令値を生成するように該力率位相指令手段を構成したことを特徴する。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the drive control device for the permanent magnet synchronous motor according to the first aspect, wherein the power factor phase command value is generated using at least the stator current equivalent value and the rotor speed equivalent value. Further, the power factor phase command means is configured.
請求項5の発明は、請求項1乃至請求項2記載の永久磁石同期電動機の駆動制御装置であって、該位相の制御生成の最終工程で積分処理工程を伴うように、該力率位相制御手段を構成したことを特徴とする。A fifth aspect of the present invention is the drive control apparatus for a permanent magnet synchronous motor according to the first or second aspect, wherein the power factor phase control is performed so that an integration processing step is involved in a final step of the control generation of the phase. It is characterized by comprising means.
次に本発明の作用を、同期電動機の電気磁気的関係を記述した数式を利用して、説明する。図1のように、速度ωで回転する制御γδ座標系を考える。また、永久磁石同期電動機の回転子N極が主軸のγ軸に対し、ある瞬時に位相θrをなしているものとする。このとき、永久磁石同期電動機の電気磁気的関係は、制御γδ座標系上で評価した信号を用い、次の(1)〜(8)式で記述されることが知られている。
ここに、2x1ベクトルνl、il、φlは、それぞれ固定子の電圧、電流、磁束を意味している。2x1ベクトルφi、φmは固定子磁束φlを構成する成分を示しており、φiは固定子電流ilによって誘導発生した磁束であり、またφmは回転子永久磁石に起因する回転子磁束であり、eは誘起電圧である。Iは2x2単位行列であり、Jは次式で定義された2x2交代行列である。
(1)〜(8)式の電気磁気的関係は、常時θr=0とする場合には、同期dq座標系上の関係となる。また、同様に、常時θr=θαとする場合には、固定αβ座標系上の関係となる。ただし、このときの(1)〜(8)式における信号は、関連した座標系上で評価した信号である必要がある。The electro-magnetic relationship of the equations (1) to (8) is a relationship on the synchronous dq coordinate system when θ r = 0 is always set. Similarly, in the case where θ r = θ α is always set, the relationship is in the fixed αβ coordinate system. However, the signals in the equations (1) to (8) at this time need to be signals evaluated on the related coordinate system.
同期電動機を効率的に駆動制御するには、固定子電流は、特定軌道上に存在しなければならない。例えば、力率1の状態でトルク発生を行なうには、同期dq座標系上で評価した固定子電流は、次式で記述される軌道上に存在しなければならない。
本発明で言う力率位相とは、固定子電流からみた固定子電圧の位相を意味している。図3に本発明が定義した力率位相θiνを示した。また、同図において、以降の説明の利便性を考慮し、固定子電流は制御γδ座標系のδ軸上に存在するものとしている。換言するならば、固定子電流の位相をδ軸位相としている。The power factor phase referred to in the present invention means the phase of the stator voltage as viewed from the stator current. FIG. 3 shows the power factor phase θ iv defined by the present invention. Also, in the same figure, the stator current is assumed to exist on the δ axis of the control γδ coordinate system in consideration of the convenience of the following explanation. In other words, the phase of the stator current is the δ-axis phase.
一般に、同期電動機は、固定子電流が特定の軌道上に存在する場合には、同期電動機の端子電力の力率位相も、特定の値を取ると言う特性を有している。参考までに、ある電動機パラメータを利用して、図4(a)に、力行状態で固定子電流(δ軸電流として表示)を正確に最小銅損軌道上に配し、最小銅損状態を達成した場合の固定子電流に対する力率位相の1例を、電気速度ω2n=3、30、150、300、600(rad/s)の場合について、描画した。
固定子電流軌道と力率位相とに関する本特性を活用するならば、力率位相の制御を介して、固定子電流を高効率駆動を達成する軌道上に存在させることが可能となる。In general, when a stator current is present on a specific track, the synchronous motor has a characteristic that the power factor phase of the terminal power of the synchronous motor takes a specific value. For reference, using a certain motor parameter, the stator current (displayed as δ-axis current) is accurately placed on the minimum copper loss track in the power running state in Fig. 4 (a) to achieve the minimum copper loss state. An example of the power factor phase with respect to the stator current in this case was drawn for the cases of electrical speed ω 2n = 3, 30, 150, 300, 600 (rad / s).
If this characteristic regarding the stator current trajectory and the power factor phase is utilized, the stator current can be present on the trajectory that achieves high-efficiency driving through the control of the power factor phase.
請求項1の発明によれば、ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相指令値を生成する力率位相指令手段と、力率位相相当値が力率位相指令に合致するように、ベクトル回転器等に使用する位相を制御生成する力率位相制御手段とを有することになる。従って、請求項1の発明によれば、力率位相指令手段において、高効率駆動を達成する力率位相指令値を生成するだけで、高効率駆動に必要な、ベクトル回転器等に使用する位相が決定できると作用が得られる。換言するならば、d軸電流、q軸電流、発生トルクの3者の関係を記述したトルク発生式と高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる非線形連立方程式の解法によることなく、簡単に、高効率駆動のための電流位相を決定できると言う作用が得られる。According to the first aspect of the present invention, the vector rotator phase determining means includes a power factor phase detecting means for detecting a power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, and a power factor for generating a power factor phase command value. Phase control means and power factor phase control means for controlling and generating the phase used for the vector rotator or the like so that the power factor phase equivalent value matches the power factor phase instruction. Therefore, according to the first aspect of the present invention, the phase used for the vector rotator or the like necessary for high-efficiency driving can be obtained simply by generating a power factor phase command value for achieving high-efficiency driving in the power factor phase command means. If it can be determined, an effect is obtained. In other words, by solving the nonlinear simultaneous equations using a torque generation equation describing the relationship between the d-axis current, the q-axis current, and the generated torque, and a track equation mathematically describing the trajectory that achieves high efficiency. In other words, it is possible to easily determine the current phase for high-efficiency driving.
続いて、本発明の請求項2の作用について説明する。固定子電流が力率1軌道上に常時存在する場合には、これに対応した力率位相指令は常時ゼロである。従って、固定子電流を力率1軌道上に常時存在させる場合には、力率位相指令手段は必ずしも必要ない(後掲の図6参照)。従って、請求項2の発明によれば、効率駆動は力率1駆動に限定されるが、請求項1の発明と同様な作用が得ることができる。換言するならば、d軸電流、q軸電流、発生トルクの3者の関係を記述したトルク発生式と高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる非線形連立方程式の解法によることなく、簡単に、力率1駆動のための電流位相を決定できると言う作用が得られる。Next, the operation of
力率位相制御手段は、力率位相検出手段によって検出された力率位相相当値が、力率位相指令値(力率1の場合には、力率位相はゼロ)に合致するように、位相を制御生成する機能を遂行する。本機能遂行のための力率位相制御手段の構成法としては、可変パラメータを用いた方法と、固定パラメータを用いた方法とが考えられる。一般的には、ベクトル回転器位相決定手段は、固定パラメータの利用が可能な場合には、固定パラメータを利用した方が、より安定的な位相決定が可能である。請求項2の発明に基づくベクトル回転器位相決定手段においても、本一般論が適用される。請求項2の発明によれば、ベクトル回転器位相決定手段の主要構成要素の1つである力率位相制御手段を、固定パラメータのみを用いて構成するので、より安定的な力率位相制御が可能となると言う作用も得られる。The power factor phase control means adjusts the phase so that the power factor phase equivalent value detected by the power factor phase detection means matches the power factor phase command value (when the power factor is 1, the power factor phase is zero). It performs the function of generating control. As a configuration method of the power factor phase control means for performing this function, a method using a variable parameter and a method using a fixed parameter can be considered. In general, when a fixed parameter can be used, the vector rotator phase determining means can determine a more stable phase by using a fixed parameter. This general theory is also applied to the vector rotator phase determination means based on the invention of
続いて、本発明の請求項3の作用について説明する。力率位相は、一般に、固定子電圧と固定子電流を用い、以下の関係に従い、検出することができる。
(15)式の正等性は、図3からも、確認される。請求項3の発明によれば、ベクトル回転器等によって指定された制御γδ座標系上の電圧相当値を用いて、力率位相相当値を検出するように力率位相検出手段を構成することになる。従って、制御γδ座標系上の関係式である(15)式を活用できるようになる。この結果、請求項3の発明によれば、簡単に力率位相相当値を検出できるようになると言う作用が得られる。なお、本発明の言う電圧相当値とは、固定子電圧の検出値、同近似値、同指令値などを意味する。固定子電圧の近似値、指令値が同検出値の良好な近似となる場合には、当業者には周知のように、これらは実質的に検出値として扱ってよい。同様に、本発明の言う力率位相相当値とは、(14)式を基本原理として検出された力率位相検出値、同近似値、力率位相比例値などを意味する。The identity of equation (15) is also confirmed from FIG. According to the invention of
続いて、本発明の請求項4の作用について説明する。図4(a)に示した力率位相の例は、固定子電流(δ軸電流)が最小銅損軌道上に存在する場合の力率位相の1例である。同図は、固定子電流と回転子速度とが特定されれば、同期電動機の特性上、これに対応した力率位相は、必然的に特定されることを意味している。換言するならば、同図は、固定子電流を特定の軌道上に配置するには、一般に、固定電流と回転子速度とを考慮して、力率位相を指定する必要性を意味している。この数少ない例外は、固定子電流を力率1軌道上に存在させる場合である。力率1に対応した力率位相は、請求項2の発明の作用に関し説明したように、ゼロである。Then, the effect | action of
請求項4の発明によれば、固定子電流相当値、回転子速度相当値を少なくとも利用して、力率位相指令値を生成するように力率位相指令手段を構成することになる。従って、本発明による力率位相指令手段によれば、固定子電流、回転子速度に応じて、固定子電流を損失を最小化するような軌道上に配置する力率位相指令値を合理的に生成できるようになると言う作用が得られる。本発明の言う電流相当値とは、電流検出値、同近似値、電流指令値等を意味する。また、回転子速度相当値とは、回転子速度推定値、回転子速度指令値等を意味する。当業者には容易に理解されるように、電流検出値は、適切な電流制御が遂行されている場合には、同指令値で置換される。また、回転子速度真値は、適切に推定されている場合には同推定値で、また適切に制御されている場合には同指令値で置換される。According to the invention of
続いて、本発明の請求項5の作用について説明する。位相の微分は、速度である。従って、位相の制御生成の最終工程で積分処理工程を伴うようにすれば、被積分処理信号は、制御決定された位相の微分値すなわち速度となる。このときの位相は、ベクトル回転器等に使用される位相であるので、この微分値である速度はベクトル回転器等で指定された制御γδ座標系の速度となる。同期電動機の駆動制御においては、回転子速度と制御γδ座標系の速度は同一である。従って、被積分処理信号は、回転子速度推定となる。請求項5の発明によれば、位相の制御生成の最終工程で積分処理工程を伴うように力率位相制御手段を構成するので、非積分処理信号から、簡単に回転子速度推定値を生成できるようになると言う作用が得られる。Then, the effect | action of
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。永久磁石同期電動機に対し本発明の駆動制御装置を適用した1実施形態例の基本的構造を図5に示す。図9に示した従来の駆動制御装置に対する本装置の違いは、第1に位相決定器2の構成にある。違いの第2は、指令変換器が存在せず、速度制御器10の出力が直接、δ軸電流指令値になり、かつ、γ軸電流指令値は、常時ゼロがセットされている点にある。図5においては、ベクトル回転器の左側に存在する固定子電圧、電流の信号は、制御γδ座標系上の信号である。本事実を明示すべく、これら信号の脚符にγ、δを付している。一方、図9では、ベクトル回転器の左側に存在する固定子電圧、電流の信号は、同期dq座標系上の信号であった。この相違には、特に注意されたい。他の構成機器に関しては、従来の駆動制御装置と本装置との違いは、無い。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 5 shows a basic structure of one embodiment in which the drive control device of the present invention is applied to a permanent magnet synchronous motor. The difference between this apparatus and the conventional drive control apparatus shown in FIG. The second difference is that there is no command converter, the output of the speed controller 10 directly becomes the δ-axis current command value, and the γ-axis current command value is always set to zero. . In FIG. 5, the stator voltage and current signals present on the left side of the vector rotator are signals on the control γδ coordinate system. In order to clarify this fact, γ and δ are added to the foot marks of these signals. On the other hand, in FIG. 9, the stator voltage and current signals present on the left side of the vector rotator are signals on the synchronous dq coordinate system. Special attention should be paid to this difference. Regarding other components, there is no difference between the conventional drive control device and this device.
指令変換器を要しない本発明の核心は、ベクトル回転器位相決定手段を実現した位相決定器2にある。図6は、本発明に従って構成した位相決定器の1実施形態例である。位相決定器2は、請求項1の発明に従い、力率位相検出手段を実現した力率位相検出器2a、力率位相指令手段を実現した力率位相指令器2b、力率位相制御手段を実現した力率位相制御器2cから構成されている。特に、図6の実施形態例として示した位相決定器2は、力率指令器2bを撤去する場合には、後述の説明で明らかになるように、請求項2の発明に従った構成となるようにしている。The core of the present invention that does not require a command converter is the
力率位相検出器2aは、原理的には、請求項3の発明に基づく(15)式に従い構成している。ただし、電圧相当値としては、固定子電圧検出値に代わって、固定子電圧指令値を利用している。すなわち、本実施形態例での力率位相検出器2は、次式に従い、構成している。
ている。請求項4の発明に従った、固定子電流相当値、回転子速度相当値を利用した力率位相指令器の構成は、例えば、次のものを考えることができる。
力率位相指令器2bを(17)式に基づき構成した場合の設計パラメータ及びリミッタの設計指針は、以下の通りである。
図4(b)は、(18)式の設計指針に従い、設計パラメータを下の(19)式とした場合の(17)式第3式に基づく力率位相指令値を、図4(a)の場合と同一の電動機パラメータを利用し
描画したものである。
言う性質を考慮するならば、本例からも、(18)式の設計パラメータを(17)式に適用して力率位相指令を生成することにより、最小銅損制御に準じた最適な電流制御を遂行できることが確認される。FIG. 4B shows the power factor phase command value based on the third equation of the equation (17) when the design parameter is the following equation (19) according to the design guideline of the equation (18). Use the same motor parameters as
It is drawn.
In consideration of the property, the optimum current control according to the minimum copper loss control can be obtained from this example by applying the design parameter of the equation (18) to the equation (17) to generate the power factor phase command. Is confirmed to be able to carry out.
(18)式に明示しているように、設計パラメータK2としては、ゼロを採用することも可能である。この場合は、(17)式より明らかなように、力率位相指令値としてゼロを指令することを意味する。図6に示した位相決定器2の構成から明らかなように、ゼロの力率位相指令値は、力率位相指令器2bの撤去と完全等価である。図6の位相決定器2は、力率位相指令器2bを撤去する場合には、請求項2の発明に基づく構成となる。当然のことながら、力率位相指令が常時ゼロと等価な本構成では、力率1の駆動制御を常時遂行することになる。(18) as best seen in formula, the design parameter K 2, it is also possible to adopt a zero. In this case, as is apparent from the equation (17), this means that zero is commanded as the power factor phase command value. As is clear from the configuration of the
力率位相制御器2cは、請求項5の発明に従って構成されている。具体的には、図6に明示しているように、位相積分器2c−1、周波数制御器2c−2、基本周波数ゲイン2c−3等から構成されている。これらは、以下のように、数式を用い表現することも可能である。
請求項5の発明に従い、制御γδ座標系の位相決定に先立って、先ず、同座標系の速度ωを生成している。座標系速度ωを生成した後に、これに対して積分処理を行ない、ベクトル回転器等に使用する位相θを決定している。図6あるいは(20)〜(24)式より明らかなように、積分処理は位相の制御生成における最終工程で実施されている。図6には、座標速度をローパスフィルタ2c−4で処理して回転子の電気速度推定値を生成する様子も示しているが、当業者には容易に理解されるように、ベクトル回転器等に使用する位相の生成と言う視点からは、積分処理が最終工程となる。According to the invention of
本実施形態例では、(21)式に明示しているように、座標系速度ωは、基本周波数ωlと補正周波数Δωとの単純和として合成している。基本周波数の生成は、δ軸電圧相当値に比例する形で生成している。本実施形態例では、δ軸電圧相当値としてδ軸電圧指令を利用している。(21)式におけるKlは、設計者に設計されるべき、一定の基本周波数ゲインである。なお、基本周波数ゲイン設計の一応の指針は、同式右端に示している。In this embodiment, the coordinate system speed ω is synthesized as a simple sum of the fundamental frequency ω 1 and the correction frequency Δω, as clearly shown in the equation (21). The fundamental frequency is generated in a form proportional to the δ-axis voltage equivalent value. In this embodiment, a δ-axis voltage command is used as the δ-axis voltage equivalent value. K l in the equation (21) is a constant fundamental frequency gain to be designed by the designer. A temporary guide for designing the basic frequency gain is shown at the right end of the same equation.
基本周波数に加算される補正周波数Δωは、力率位相相当値と同指令との位相偏差
(24)式に示しているようにm次有理多項式として構成されるが、有理多項式のパラメータは固定であり、これら固定のパラメータは次の(25)式の(m+1)次H(・)がフルビッツ多項式となるように設計されている。
請求項1及び請求項2の発明における力率位相制御手段の目的が達成される。The correction frequency Δω added to the fundamental frequency is the phase deviation between the power factor phase equivalent value and the command.
As shown in the equation (24), it is configured as an m-order rational polynomial, but the parameters of the rational polynomial are fixed, and these fixed parameters are the (m + 1) -order H (•) of the following equation (25). It is designed to be a Hurwitz polynomial.
The object of the power factor phase control means in the inventions of
ローパスフィルタ2c−4の目的は、請求項5の発明の作用に関連して説明したように、座標系速度から回転子の電気速度推定値を簡単に得るためのものである。すなわち、
力率位相制御器2cを構成する周波数制御器2c−2、基本周波数ゲイン2c−3、ローパスフィルタ2c−4においては、設計者に設計が委ねられたパラメータが使用されている。既に説明したように、これらのパラメータはすべて固定である点を指摘しておく。これは、請求項2の発明の要件に合致するものである。In the
図5は、速度制御モードの実施形態例であるが、トルク制御モードに準じた準トルク制御モードを遂行することも可能である。準トルク制御モードでは、δ軸電流指令を直接外部より与えるようにすればよい。この場合には、力率位相指令器は、(17)式第2式に立脚して構成するようれにすればよい。(17)式第2式に立脚するには、回転子の電気速度推定値が必要であるが、既に説明したように、これは、力率位相制御器2cの内部にあるローパスフィルタ2c−4によって生成されている。ローパスフィルタによる回転子電気速度推定値を力率位相指令器に利用するようにすればよい。FIG. 5 shows an embodiment of the speed control mode, but it is also possible to perform a quasi-torque control mode according to the torque control mode. In the quasi-torque control mode, the δ-axis current command may be directly given from the outside. In this case, the power factor phase commander may be configured based on the second equation (17). In order to be based on Equation (2), the electrical speed estimation value of the rotor is necessary. As already described, this is the low-
図5に示した実施形態例では、電流制御はフィードバック的に行なっている。電流制御をフィードフォワード的に行なう場合にも本発明は適用可能であり、フィードバック的な電流制御の場合と同一の作用、効果を得ることができる。In the embodiment shown in FIG. 5, the current control is performed in a feedback manner. The present invention can also be applied to the case where the current control is performed in a feedforward manner, and the same operation and effect as in the case of the feedback current control can be obtained.
本発明による位相決定器は、アナログ的に実現可能であるが、最近のディジタル技術の著しい進歩を考えるとディジタル的に構成することが好ましい。ディジタル構成はハードウェア的構成とソフトウェア的構成があるが、当業者にとっては既に自明のように本発明はいずれでも構成できる。Although the phase determiner according to the present invention can be implemented in an analog manner, it is preferably constructed digitally in view of the remarkable progress of recent digital technology. Although the digital configuration includes a hardware configuration and a software configuration, as will be apparent to those skilled in the art, any of the present invention can be configured.
本発明による駆動制御装置の特性、性能、作用、効果を確認すべく実験を行ったので、結果の1例を提示する。実験システムは、図5に従い構成した。供試電動機と負荷装置の様子を図7に示す。供試電動機は、400(W)の突極形永久磁石同期電動機である(図7左端)。実験に用いた位相決定器は、図6と同一とした。また、その主要な設計パラメータは、提示の設計指針に従い、以下のように定めた。
力率位相指令器におけるリミッタの上下限も、提示の設計指針に従い、±0.4(rad)とした。また、周波数制御器2c−2は、次の1次とし、
定格の力行負荷は印加した場合の実験結果の1例を図8に示す。同図(a)、(b)、(c)では、定格速度180(rad/s)を考慮し、機械速度180、18、9(rad/s)での応答としている。同図(a)は、上から、α軸から評価したγδ座標系位相(γ軸位相)θ、α軸から評価した回
子位相の符号反転値−θr=θ−θα、u相電流を示している(図1参照)。γ軸から評価した回転子位相θrはγ軸とd軸の位相差であるが、図8では、安定性の高いd軸を基準にとり(すなわち符号反転して)、これを表示している。An example of the experimental result when the rated power running load is applied is shown in FIG. In FIGS. 4A, 4B, and 2C, the rated speed of 180 (rad / s) is taken into consideration, and the responses at the machine speeds of 180, 18, and 9 (rad / s) are used. (A) of FIG. 6 shows from the top the γδ coordinate system phase (γ-axis phase) θ evaluated from the α axis, and the evaluation evaluated from the α axis.
The sign inversion value of the child phase −θ r = θ−θ α , and the u-phase current are shown (see FIG. 1). The rotor phase θ r evaluated from the γ-axis is a phase difference between the γ-axis and the d-axis, but in FIG. 8, this is displayed based on the highly stable d-axis (that is, the sign is inverted). .
図8(a)より、力率位相指令値は、次の設計通りの値
同図(a)の合理的な応答は、本発明による所期の特性、性能、作用、効果を裏付けるものである。From FIG. 8A, the power factor phase command value is a value as designed as follows.
The reasonable response shown in FIG. 5A supports the expected characteristics, performance, operation and effect of the present invention.
定格速度からの減速に対しても、18(rad/s)の同図(b)に示したように、所期の特性、性能、作用、効果が確認された。ただし、定格速度の1/20に相当する9(rad/s)前後(同図(c)参照)から、u相電流波形の乱れ、これに誘起されたと思われるγδ座標系位相の乱れが視認できる程度に出てきた。なお、u相電流波形の乱れは、v相w相電流のゼロクロス時点で発生していることから理解されるように、インバータデッドタイムの影響によるものである。Even for deceleration from the rated speed, the expected characteristics, performance, action and effect were confirmed as shown in FIG. 18 (b) of 18 (rad / s). However, from around 9 (rad / s) corresponding to 1/20 of the rated speed (see (c) in the same figure), the disturbance of the u-phase current waveform and the disturbance of the γδ coordinate system phase that seems to be induced by this are visible. I came out to the extent possible. Note that the disturbance of the u-phase current waveform is caused by the influence of the inverter dead time, as can be understood from the occurrence of the zero-crossing point of the v-phase w-phase current.
以上、本発明に関し、各種の図を利用しつつ多様な実施形態例を詳しく説明した。また、実機実験を行い、所期の特性、性能、作用、効果を検証確認した。The present invention has been described in detail with reference to various embodiments using various drawings. In addition, an actual machine experiment was conducted to verify and confirm the expected characteristics, performance, action, and effect.
以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。請求項1の発明によれば、力率位相指令手段において、高効率駆動を達成する力率位相指令値を生成するだけで、高効率駆動に必要な、ベクトル回転器等に使用する位相が決定できると作用が得られた。換言するならば、d軸電流、q軸電流、発生トルクの3者の関係を記述したトルク発生式と高効率を達成する軌道を数学的に記述した軌道式とによる非線形連立方程式の解法によることなく、簡単に、高効率駆動のための電流位相を決定できると言う作用が得られた。本作用の結果、請求項1の発明によれば、指令変換器によらなくとも、永久磁石同期電動機の高効率運転が可能になると言う効果が得られる。ひいては、軽い計算負荷で高効率運転が可能になると言う効果が得られる。As is clear from the above description, the present invention has the following effects. According to the first aspect of the present invention, the phase to be used for the vector rotator or the like necessary for the high-efficiency drive is determined simply by generating the power factor phase command value for achieving the high-efficiency drive in the power factor phase command means. When it was possible, the effect was obtained. In other words, by solving the nonlinear simultaneous equations by the torque generation equation describing the relationship between the d-axis current, the q-axis current and the generated torque, and the orbit equation mathematically describing the orbit that achieves high efficiency. Thus, it was possible to easily determine the current phase for high-efficiency driving. As a result of this operation, according to the first aspect of the present invention, an effect is obtained that a high-efficiency operation of the permanent magnet synchronous motor becomes possible without using a command converter. As a result, it is possible to obtain an effect that high-efficiency operation is possible with a light calculation load.
次に、請求項2の本発明による効果を説明する。請求項2の発明によれば、効率駆動は力率1駆動に限定されるが、請求項1の発明と同様な作用が得ることができた。本作用の結果、請求項2の発明によれば、指令変換器によらなくとも、力率1駆動が可能になると言う効果が得られる。特に請求項2の発明では、請求項1の発明と異なり、ベクトル回転器位相決定手段の構成に力率位相検出手段が不要であり、より軽い計算負荷で効率的な力率1運転が可能になると言う効果が得られる。また、請求項2の発明によれば、ベクトル回転器位相決定手段の主要構成要素の1つである力率位相制御手段を、固定パラメータのみを用いて構成するので、より安定的な力率位相制御が可能となると言う作用も得られた。本作用の結果、より安定的に効率運転が遂行できると言う効果も得られる。Next, the effect of the present invention of
続いて、請求項3の本発明の効果を説明する。請求項3の発明によれば、簡単に力率位相相当値を検出できるようになると言う作用が得られた。本作用の結果、請求項1乃至請求項2の効果を奏する本発明を、更に簡単に実現できるようになると言う効果が得られる。Next, the effect of the present invention of
続いて、請求項4の本発明の効果を説明する。請求項3の発明によれば、固定子電流、回転子速度に応じて、固定子電流を損失を最小化するような軌道上に配置する力率位相指令値を合理的に生成できるようになると作用が得られた。本作用の結果、請求項3の発明によれば、請求項1による「高効率運転が可能になると言う効果」を合理的に得ることができると言う効果が得られる。Next, the effect of the present invention of
続いて、請求項5の発明の効果を説明する。請求項5の発明によれば、ローパスフィルタによる簡単な処理で、回転子速度推定値を生成できるようになると言う作用が得られた。当業者には、周知のように、速度制御を行なう場合には、速度推定値の生成が不可欠である。従って、請求項5の発明によれば、ローパスフィルタによる簡単な処理を追加するのみで、速度制御を簡単に遂行できるようなると言う効果が得られる。本効果の結果、請求項1乃至請求項2の効果・有用性を更に高めることができると言う効果も得られる。Next, the effect of the invention of
上記の効果に関しては、実機実験を通じ、検証確認した。The above effects were verified through actual machine experiments.
1 永久磁石同期電動機
2 位相決定器
2a 力率位相検出器
2b 力率位相指令器
2c 力率位相制御器
2c−1 位相積分器
2c−2 周波数制御器
2c−3 基本周波数ゲイン
2c−4 ローパスフィルタ
3 電力変換器
4 電流検出器
5a 3相2相変換器
5b 2相3相変換器
6a ベクトル回転器
6b ベクトル回転器
7 余弦正弦信号発生器
8 電流制御器
9 指令変換器
10 速度制御器
11 機械速度推定器DESCRIPTION OF
Claims (5)
該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相指令値を生成する力率位相指令手段と、力率位相相当値が力率位相指令に合致するように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動制御装置。Used for current control means to control the stator current that contributes to torque generation in a feedback or feed-forward manner using a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator, and a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator A permanent magnet synchronous motor drive control device having a vector rotator phase determining means for determining a phase to be
The vector rotator phase determining means includes a power factor phase detecting means for detecting a power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, a power factor phase command means for generating a power factor phase command value, and a power factor phase. A power factor phase control means for controlling and generating a phase used for a vector rotator or a vector rotator built-in converter so that an equivalent value matches a power factor phase command. Drive control device.
該ベクトル回転器位相決定手段が、永久磁石同期電動機の端子電力の力率位相相当値を検出する力率位相検出手段と、力率位相相当値がゼロとなるように、ベクトル回転器あるいはベクトル回転器内蔵変換器に使用する位相を固定パラメータのみを用いて制御生成する力率位相制御手段と、を備えることを特徴とする永久磁石同期電動機の駆動制御装置。Used for current control means to control the stator current that contributes to torque generation in a feedback or feed-forward manner using a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator, and a vector rotator or a converter with a built-in vector rotator A permanent magnet synchronous motor drive control device having a vector rotator phase determining means for determining a phase to be
The vector rotator phase determining means is a power factor phase detecting means for detecting the power factor phase equivalent value of the terminal power of the permanent magnet synchronous motor, and the vector rotator or the vector rotation so that the power factor phase equivalent value is zero. A drive control apparatus for a permanent magnet synchronous motor, comprising: a power factor phase control means for controlling and generating a phase to be used for a built-in converter using only fixed parameters.
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