JP5902639B2 - 誘導機 - Google Patents

Description

本発明は誘導電動機や誘導発電機などの誘導機に係り、特に回転子導体に発生する銅損を低減できる構造を備えた誘導機に関する。

誘導機は多くの産業分野で使用されているが、社会的な傾向として省エネルギー、省資源の要請に応えた誘導機を提供することが求められている。このために、誘導機の高効率化を目的とした多くの改良技術が提案されている。

誘導機においては、スロットパーミアンスの脈動や、起磁力分布によって、高調波磁束が発生し、損失を増加させることが知られている。

この高調波磁束による損失を低減するために、例えば、特許文献１では回転子導体を回転子スロットの中心寄りに配置することで電力損失を低減することが提案されている。

また、特許文献２では回転子スロットが回転子の中心軸から径方向に対する軸に対し周方向に非対称な形状とすることで、高調波損失の低減及び力率を向上されることが提案されている。

さらに、特許文献３や非特許文献１や非特許文献２では、回転子スリットの幅を外周側から内周側にかけて大きくすることが提案されている。

特開２０１１−８７３７３号公報 特開２０１２−８５４７７号公報 特開平７−２８４２５４号公報

「誘導機」日刊工業新聞社 昭和４０年１１月２７日初版発行、第７９頁（第３．２４図） 「電気機械原論」コロナ社 １９６７年発行、第２８７頁（第２４４図）

上記した特許文献などは、それぞれの課題を解決するに有効な手法を提案しており、例えば特許文献１では電力損失を低減することができ、特許文献２では力率を向上させることができる。然しながら、いずれかの効果を生かそうとすれば他方の効果を犠牲にせざるを得ず、電力損失の低減と力率の向上を両立させるものではない。

本発明の目的は、主磁束の漏れ磁束を低減しつつ、高調波の漏れ磁束を増加させることで、力率を向上しながら高効率な誘導機を提供することである。

以上のことから本発明は、回転子鉄心と、回転子鉄心の外周側に周方向に所定の間隔を持って配設されかつ軸方向に連続的に形成された複数の回転子スロットと、複数の回転子スロットに挿入された複数の回転子バーと、複数の回転子スロットに連なり複数の回転子スロットよりも回転子鉄心の外周近くに位置する複数の回転子スリットを備えたかご形回転子を持つ誘導機であって、回転子スリットは空隙によって形成され、回転子スリットの内周面での周方向の幅は、回転子スリットの外周面での周方向の幅よりも大きく、かつ回転子バーの外周面での周方向の幅よりも小さくし、回転子スリットの周方向の幅は外周面から内周面に向かうに連れて広がる領域を有することを特徴とする。

本発明によれば、主磁束の漏れ磁束を低減しつつ、高調波の漏れ磁束を増加させることで、力率を向上しながら高効率化するものである。

本発明の実施例１に係る誘導機の軸方向断面、及びＡ−Ａ断面拡大図。 スロット開口幅に対する磁束脈動率を示す図。 回転子スリット幅と空隙長の比に対する回転子カーター係数の関係を示す図。 スリット内周部の高調波漏れ磁束を示す図。 回転子スリット形状の変形例を示す図。 回転子スリット形状の変形例を示す図。 スリット各部の構成／作用と、これにより達成できる効果の関係を纏めた図。 本発明の実施例２に係る誘導機の軸方向断面を示す図。 図７で定義した寸法に対する効率マップを示す図。 スリット内周部の高さに対する高調波磁束の経路の違いを示す図。 回転子鉄心外周部の磁束密度と直流磁化曲線の相関を示す図。 本発明の実施例３に係る誘導機の部分断面図。 傾き角θ_２に対するｈ部での遠心力による応力比を示す図。 本発明の実施例４に係る誘導機の部分断面図。 本発明の実施例５に係る誘導機の部分断面図。 本発明の実施例６に係る誘導機の部分断面図。 本発明の実施例７に係る誘導機の部分断面図。 本発明の実施例７に係る誘導機の部分断面図。 本発明の実施例７に係る誘導機の部分断面図。 誘導機駆動システムの構成例を示す図。

以下、本発明の実施例を図面に従い詳細に説明するが、本発明においては複数の実施例を提案している。このため、実施例を記述した複数の図面において、参照番号が同一のものは同一の構成要件或いは類似の機能を備えた構成要件を示している。また基本的に相違点を主体にして説明を行う。

図１は本発明の実施例１に係るかご形誘導電動機の上半分のみを記述した軸方向断面図、及びＡ−Ａ断面拡大図を示したものである。図１の軸方向断面図にその概略構成を示すようにかご形誘導電動機は、シャフト７と、シャフト７に固定された回転子１と、空隙を介して回転子１に対峙する固定子１１などで構成されている。

また軸方向断面図の概略構成によれば、このうち固定子１１は、周方向に所定の間隔を持って配設され、かつ軸方向に連続的に形成された複数の固定子スロット１３を内周部に設け、かつ電磁鋼板等の薄鋼板を軸方向に沿って複数枚積層された固定子鉄心１２と、複数の固定子スロット１３に巻装された固定子巻線１４を備えている。

また軸方向断面図の概略構成によれば、固定子１１と空隙を介して同心軸上の内周側に位置する回転子１は、周方向に所定の間隔を持って配設され、軸方向に連続的に形成された複数の回転子スロット３を外周部に設け、かつ電磁鋼板等の薄鋼板を軸方向に沿って複数枚積層された回転子鉄心２を有している。

更に軸方向断面図の概略構成によれば回転子１は、軸方向に延びる複数の回転子スロット３に挿入された銅から成る回転子バー４と、回転子鉄心２の両端側に設置され、かつ外周端部と回転子バー４の端部がロウ付けされることにより、複数の回転子バー４を電気的に接続する円環状の導体である銅からなるエンドリング６と、軸方向を長手方向とした回転子鉄心２の内周側に配置されたシャフト７と、回転子鉄心２の両端面に回転子鉄心抑え８を備えている。

上記固定子１１と回転子１の詳細な位置関係が、図１のＡ−Ａ断面拡大図に示されている。この詳細構成によれば、固定子巻線１４は、固定子スロット１３の溝に嵌め込まれた楔１５によって固定子鉄心１２に固定される開放型スロットとなっている。

他方回転子側についてみると、複数の回転子スロット３に連なり、複数の回転子スロット３よりも回転子鉄心２の外周近くに位置する複数の回転子スリット５は、空隙によって形成されている。また回転子スリット５の形状は、回転子バー４の外周面に接する側のスリット内周部５３と、固定子１１側のスリット外周部５１と、これらの中間に位置するスリット中間部５２とで相違するようにされている。

形状の相違を回転子スリット５の周方向の幅で比較すると、回転子スリット５の内周面（スリット内周部５３）での周方向の幅は、回転子スリット５の外周面（スリット外周部５１）での周方向の幅よりも大きくしつつ、かつ回転子バー４の外周面での周方向の幅よりも小さくし、回転子スリット５のスリット中間部５２の周方向の幅は外周面から内周面に向かうに連れて徐々に広がると伴に、回転子スリット５の周方向の幅の広がり方が小さくなる部分を有する。

つまり、スリット内周部５３の幅は回転子バー４の幅よりも小さいため、スリット内周部５３と回転子バー４には回転子バー４を固定するための階段状の支持部が形成される。固定子１１のように、固定子巻線１４を有する場合は、固定子巻線１４を取り囲む絶縁物を傷つけないように楔１５を用いて大きな接触面積で保持する必要があるが、本実施例の回転子１はかご形であるため、回転子バーは絶縁されておらず、図１に示す階段状の支持部で保持される。

図２にスロット開口幅（横軸）に対する磁束脈動率（縦軸）の関係を示す。図１の実施例１のように固定子１が開放スロット型である誘導機においては、一般的にスロット開口幅／空隙長が３〜６．５程度であり、磁束脈動率が０．３から０．４程度と大きくなる。このため高調波磁束の影響によって回転子バー４の外周側の表面に生じる高調波二次銅損と呼ばれる電力損失が大きな割合を占める傾向にある。

以下に、本実施例の一例として、図１に示すように回転子スリット５を外周側から内周側に向かうに従い、スリット外周部５１、スリット中間部５２、スリット内周部５３と３つの構成に分類し、それぞれの果たす役割と効果の関係について述べる。なお図６には、以下に説明を行う各部（スリット外周部５１、スリット中間部５２、スリット内周部５３）の構成／作用と、これにより達成できる効果の関係を纏めている。

まずスリット外周部５１の構成は、力率の向上と固定子側の高調波損失の低減に関与する。図３に回転子スリット幅と空隙長の比に対する回転子カーター係数の関係を示す。図３によれば、図１で示した空隙長ｇを一定としたままスリット外周部５１の回転子スリット幅Ｓ２を小さくすると、カーター係数を小さくできることがわかる。カーター係数が小さいことにより、無負荷電流を低減することができ、力率の向上が可能となる。加えて図２に示すように、磁束脈動率を低減する効果が得られ、高調波損失の低減が可能となる。磁束脈動率を低減すると、騒音の発生原因の１つである電磁加振力を低減できるため、低騒音化にも繋がる。

またスリット外周部５１の構成に関して、スリット外周部５１の（径方向）高さに着目してみる。ここでは高さは幅Ｓ２と同程度に小さくするのがよい。これは、スリット外周部５１の幅Ｓ２を小さくしているため、磁束が漏れ易くなるが、スリット外周部５１の高さを小さくすることで、漏れ磁束を減らし、力率を向上させるためである。ただし、スリット外周部５１の高さを０にした場合でも、スリット中間部５２の外周側の幅を小さくすることで、力率の向上と、高調波磁束の低減による高調波損失の低減と低騒音化の効果が得られる。

スリット中間部５２の構成は、スリット外周部５１とスリット中間部５２に隣り合う回転子鉄心２での磁気飽和と応力の低減に関与する。まず磁気飽和との関係について述べる。先に述べたように、スリット外周部５１の高さは小さいほうが良く、ここを小さくした際に、スリット外周部５１に隣り合う回転子鉄心２では磁気飽和が起きやすくなる。このため、スリット中間部５２の幅を内周位置に近づくに連れて徐々に大きくすることで、図１に示す周方向の磁束に対する磁路ｈを広くして磁気飽和を低減することができる。

次に応力との関係について述べる。インバータ等によって高速回転域で使用される誘導機の場合は、スリット外周部５１に隣り合う回転子鉄心の自重によってかかる応力で回転子鉄心ティース部が破損する恐れがある。然しながら、スリット中間部５２を設けることで径方向に働く力に対する断面係数を大きくすることができる。このため、応力を低減でき、強度信頼性の向上も可能となる。また、回転子バー４の遠心力による応力は、スリット内周部５３に隣り合う回転子鉄心にかかるため、その点でもスリット外周部５１とスリット中間部５２に隣り合う回転子鉄心の応力が低減される。

スリット内周部５３の構成は、高調波の損失（効率向上）と、主磁束の漏れ磁束低減（力率向上）に関与する。まず主磁束の漏れ易さは漏れパーミアンス比Ｐｓとして（１）式で表せる。
［数１］
Ｐｓ＝スリット５の高さ／スリット５の平均幅
＝（スリット５の高さ）^２／スリット５の面積 ……（１）
図４にスリット内周部５３の有無による構成の違いを示す。図４において実線で示したのが本発明による構成であり、スリット外周部５１が狭まっており、スリット中間部５２が徐々に広がっており、スリット内周部５３では所定幅を維持している。これに対し、スリット内周部５３を備えない構成では、点線で示すようにスリット外周部５１から徐々に広がるスリット中間部５２のみで形成される。

仮に、図４の点線で示すように、スリット外周部５１とスリット中間部５２のみによって回転子スリット５を構成した場合に対して、図４の実線で示すように、回転子バー４の回転子表面からの高さＨは同一としたまま、スリット内周部５３を設ける。スリット内周部５３の高さはβで示されている。このことで、スリット５の面積を増加でき、（１）式の漏れパーミアンス比Ｐｓを小さくすることができるため、力率の向上が可能となる。

また、誘導電動機においては電機子反作用によって、回転子スリット５に周方向に対して斜めの高調波漏れ磁束が生じることを実験により明らかにした。図４にはこの斜めの高調波漏れ磁束φ_ｈを示している。この斜めの高調波漏れ磁束φ_ｈが回転子バー４の外周表面かつ回転方向に対する遅れ側に鎖交することで、局所的に大きな高調波二次銅損が発生することがわかった。

これに対して、スリット内周部５３を設けることで、回転子バー４での回転方向に向かって遅れ側を通る磁束の経路を長さＬだけ回転子スリット５部分で長くでき、経路に対する磁気抵抗を大きくでき、回転子バー４に鎖交する高調波漏れ磁束φ_ｈの鎖交量を低減し、高調波二次銅損の低減により効率向上が可能となる。

なお、以上の説明においては、本実施例による効果を説明するための一例として、回転子スリット５を、スリット外周部５１とスリット中間部５２とスリット内周部５３の３つの構成に分類しているが、これは必ずしもこの構成に限定されるものではない。

図５（ａ），図５（ｂ）に示しているように、回転子スリット５の周方向の幅は、外周面から内周面に向かうに連れて、徐々に広がると伴に、回転子スリット５の周方向の幅の広がり方が小さくなる部分を有するという構成の範囲であれば、曲線を持つ回転子スリット５や、スリット内周部５３の周方向の幅が一定となっていないものも含まれる。この一例として図５（ａ）は回転子スリット５が曲線から成る場合を示し、図５（ｂ）は回転子スリット５のうちのスリット内周部５３の周方向の幅が一定とならない場合の例を示す。

以上説明したところの実施例１本発明の構成を採用した結果として、さらに付随的に生じる効果について、以下に纏めて説明する。

誘導機の軸方向に通風することで冷却する軸流冷却式の誘導機においては、誘導機内の圧力勾配は軸方向に対して支配的であるため、回転子スリット５を通る風量は、回転子スリット５の軸方向に対する断面積に応じて決まる。つまり、図１に示す構成とすることで、空隙から成る回転子スリット５の面積を大きくすることができ、回転子スリット５を通過する風量は増加し、回転子バー４を効果的に冷却できる。冷却効果が高まることで、回転子バー４、エンドリング６の温度上昇を低減し、これらの導体部の電気抵抗を小さくできるため、二次銅損が低減できる。

加えて、回転子スリット５を通る軸流風は、エンドリング６や誘導機のフレームによって径方向に偏向されることで固定子巻線１４の方へと流れる。つまり、回転子スリット５の風量が増加することで、固定子巻線１４の冷却効果の向上が可能になる。これにより、固定子巻線１４の温度上昇を低減し、一次銅損が低減できる。以上のべたように、本発明によれば効果的な冷却によって導体の抵抗を小さくできるため、一次銅損と二次銅損が低減し、効率の向上効果が得られる。

更に、回転子鉄心２の内周側の磁束密度が低く余裕がある場合には、回転子バー４の断面積を一定としつつ、スリット中間部５２とスリット内周部５３の径方向に対する高さを大きくすることで、回転子バー４を内周側に配置することもできる。回転子バー４が内周位置に配置されると、エンドリング６の外径もそれに伴って内周側に配置される。エンドリング６の外径を小さくすることで、エンドリング６の内周応力を低減する効果が得られる。また、回転子バー４の内周位置が変わっても、エンドリング６の断面積は一定とすると、回転子バー４を回転子１の内周位置に配置するほど、エンドリング６の周長は短くできるため、エンドリング６の電気抵抗も小さくなり、エンドリング６の二次銅損の低減によって効率が向上する効果が得られる。

なお、本実施例における変形代案例として、回転子バー４及びエンドリング６は銅から成り、ロウ付けされているが、アルミや真鍮でも良く、摩擦撹拌やダイカストで接合した状態としても本発明による効果を得られる。

また、本実施例では固定子スロット１３を開放型としたが、半閉型や磁性楔を適用した誘導機においても、開放型よりも小さいながら効果を得られる。

以上より、回転子スリット５を上述した構成とすることで、主磁束と高調波磁束を選択的に分離でき、高強度かつ高効率な誘導機を提供できる。

次に実施例２として、実施例１の回転子スリット５について、望ましい効果を得るための各部寸法を定義する。まず、図７は、本発明の実施例２に係るかご形誘導電動機の部分断面拡大図を示したものである。この図７には、実施例１の回転子スリット５の各部寸法が記号表記されている。

この図７によれば、円周方向に対してスリット中間部５２が成す傾き角をθとし、スリット内周部５３の内周位置での周方向に対する幅をＷとし、スリット内周部５３の径方向に対する高さをβとし、回転子バー４の外周側での周方向に対する幅をＷｂとし、スリット内周部５３と回転子バー４外周側の幅の差となる段差部の幅をｔ（片側ではｔ／２）として新たに定義している。スリット外周部５１の回転子スリット幅Ｓ２と、スリット中間部５２とスリット外周部５１の径方向高さｈは図１に示したものと同じである。

図８に、図７で定義した寸法に対する効率マップを示す。図８の効率マップは、横軸にスリット内周部５３の内周位置での周方向に対する幅Ｗに対するスリット内周部５３の径方向に対する高さβの比をとっている。いわばスリット内周部５３の縦横比というべき値である。縦軸はスリット中間部５２が成す傾き角θである。図８では、この２軸平面上に効率を等高線状に表示している。また同図上には（１）式にて計算するスリットの漏れパーミアンス比Ｐｓが記述されている。

この図８の効率マップによれば、効率が高い等高線の領域を、スリット内周部５３の縦横比β／Ｗ、中間部５２が成す傾き角θ、スリットの漏れパーミアンス比Ｐｓにより定義することができる。具体的には、スリットの漏れパーミアンス比Ｐｓが０．６５〜１．８０であり、かつ、β／Ｗが０．２１以上の範囲内で好適な漏れパーミアンス比となり高効率となることがわかる。上記数値範囲において好ましい結果が得られたことの理論的な背景や実装置との関連などについて補足的に説明を行うと以下のようなことが言える。

この点に関し、まず実装置として１〜１０［ＭＷ］クラスの大容量の誘導機を想定してみると、大容量誘導機においては、回転子１の外径に比例して、スリット内周部５３の内周位置での周方向に対する幅Ｗが大きくなり、一般にＷは５ｍｍ程度以上となる。また、図３からスリット外周部５１の回転子スリット幅Ｓ２は小さい方が良いが、スリット外周部５１を打ち抜く金型の寿命を考えると、１．５ｍｍ程度の幅は必要となる。したがって、１〜１０［ＭＷ］クラスの大容量の誘導機においては、Ｓ２／Ｗは０．３以下となり小さい。したがってＳ２の大きさは、（１）式の高さや面積への影響が小さく、高効率となるＰｓ、β、Ｗの範囲はＳ２に依存しない。

次に、漏れパーミアンス比の範囲「０．６５≦Ｐｓ≦１．８０」に関して説明する。まず、Ｐｓ＜０．６５となる下限以下の領域は、誘導機における総損失の内、高調波二次銅損が多く発生している状態であるため効率は低い。このＰｓ＜０．６５となる領域において、β／Ｗやθを変化させてスリットの漏れパーミアンス比Ｐｓを０．６５に近づけていくと、主磁束だけでなく、高調波磁束も漏れ易くなり、高調波二次銅損が低減して効率は向上する。そして、０．６５≦Ｐｓ≦１．８０となる領域においては、高調波二次銅損の低減量と、後述する一次及び二次銅損の基本波成分の増加量がバランスする状態であるため、効率はほぼ一定値となる。

しかし、Ｐｓ＞１．８０となる上限以上の領域になると、主磁束の漏れが大きくなることによる力率の低下で一次銅損が増加する。更に、スリットの漏れパーミアンス比Ｐｓを大きくすると同時に、回転子スリット５の高さＨが大きくなるため、回転子バー４の内周位置を内周側へ変えられなければ、回転子バー４の断面積が減少していき、基本波成分の二次銅損が増加していく。この一次銅損と基本波成分の二次銅損が増加することで、力率、効率が急減に落ちることになる。

次に、β／Ｗ≧０．２１に関して説明する。図９にスリット内周部５３の高さβに対する高調波磁束の経路の違いを概念図にて示す。実施例１に述べたように、回転子バー４の回転方向に対して遅れ側に斜めの高調波漏れ磁束φ_ｈが鎖交することがわかった。この高調波漏れ磁束φ_ｈの詳細を明らかにするために、誘導電動機を対象に更に詳細な実験をしたところ、この高調波磁束φ_ｈは円周方向に対して約１２°の傾き角を持つことを明らかにした。

図９左に示すように高調波磁束φ_ｈは１２°の傾き角にて回転子スリット５内を通るという実験結果を受けて、回転子バー４の外周側に引いた接線に対して１２°以上の傾き角を持たせるように、スリット内周部５３の高さβを決定すれば、回転子バー４に鎖交する高調波二次銅損を低減できる。一方図９右に示すようにスリット内周部５３の高さβが不十分である場合は、回転子スリット５の磁路長を十分大きくできず、高調波二次銅損を十分低減できない。

高調波磁束が１２°の傾き角を持つ場合に必要となるスリット内周部５３の縦横比β／Ｗは次の（２）式にて計算できる。ただし、図７で定義したスリット内周部の段差部の幅ｔは、Ｗに対して十分に小さいものとして考え、Ｗｂ＝Ｗとして取り扱う。
［数２］
β／Ｗ＝ｔａｎ^−１（π／１８０×１２）＝０．２１……（２）
図８の効率マップでもスリット内周部５３の縦横比β／Ｗが０．２１以下となると効率が急激に低下することが確認できる。

最後に、スリット中間部５２が成す傾き角θ＝１１°としたことに関して、実施例１にて述べたように、スリット中間部５２は、図１の径方向高さｈの部分（以下単にｈ部という）での磁気飽和と応力を低減させるための構成となる。

図１０に、スリット中間部５２が成す傾き角θ（横軸）に対する図７のｈ部での磁束密度（縦軸）の関係と、電磁鋼板の直流磁化曲線の一例を示す。ｈ部の磁束密度は、空隙磁束密度の基本波成分と、図２に示す磁束脈動率と、回転子鉄心２の外径に比例し、固定子スロット１３の数と、ｈ部の大きさに反比例する。本実施例では固定子スロット１３を開放型としているため、磁束脈動率が大きくなり、ｈ部の磁束密度が高くなる傾向にある。

図１０は、ｈ部が飽和磁束密度に達してしまうθが最も小さくなる誘導機において、θとｈ部での磁束密度の一例を示したものである。これより、θが１１°でｈの部分が飽和磁束密度に達してしまうことがわかる。ｈの部分が磁気飽和すると、カーター係数が大きくなることで、無負荷電流が大きくなり、力率が低下する問題がある。したがって、θを少なくとも１１°以上にすることで力率低下を防ぐことができる。

以上より、スリット中間部５２を構成するためのθは、磁気飽和の観点から１１°以上とする必要がある。

図１１は実施例３における誘導機の部分断面図であり、スリット外周部５１の回転子スリット幅Ｓ２が回転子１の回転方向に対して遅れ側に片寄って配置され、スリット外周部５１とスリット中間部５２とスリット内周部５３の遅れ側が直線上となる点で実施例１と異なる。実施例３において、図８に示した効率マップから好適な範囲を求める場合は、回転子１の回転方向に対して進み側で円周方向に対してスリット中間部５２が成す傾き角をθ_２とすると、θ_２は図８のθを用いて次の（３）式にて表すことができる。
［数３］
θ_２＝ｔａｎ^−１（（ｔａｎθ）／２）……（３）
スリット外周部５１の回転子スリット幅Ｓ２を遅れ側に配置することで、第１の実施例よりも高調波磁束を遅れ位置で漏らすことができ、回転子バー４の遅れ側で発生する高調波二次銅損を低減することができる。これによって、高効率な誘導機を提供できる。

なお、本実施例３では、回転子鉄心表面の歯部の周方向に対する長さが大きくなることから、回転子鉄心の自重によってかかる応力を考慮する必要がある。図１２に、図１１の傾き角θ_２に対する図１のｈ部での遠心力による応力比を示す。回転子鉄心の自重によってかかる応力で回転子鉄心ティース部にかかる応力は、回転速度に対する二乗で増加し、回転子外径に対しては比例して増加する。

つまり、インバータ等によって高速回転域（１５０００［１／ｍｉｎ］など）で駆動され、かつ、１〜１０［ＭＷ］クラスの大容量の誘導機においては、回転子１の外径に比例して応力が大きくなり、スリット外周部５１を小さくした場合、回転子鉄心４の遠心力によってｈの部分によってかかる応力が問題となる。図１２は降伏応力に達してしまうθ_２が最も小さくなる誘導機において、θ_２とｈ部での応力の一例を示したものである。遠心力による応力を考慮するとθ_２は少なくとも１２°よりも大きくすることで、降伏応力に達することはなく、高信頼な誘導機を提供できる。

図１３は実施例４に係る誘導機の部分断面図である。実施例３よりも更にスリット外周部５１の回転子スリット幅Ｓ２が回転子１の回転方向に対して遅れ側に片寄って配置されている。本実施例３のように、スリット外周部５１の回転子スリット幅Ｓ２を回転方向に対して遅れ側に配置すると、スリット外周部５２の磁路長Ｌを実施例３のＬよりも小さくできるため、回転子表面に集中している高調波磁束の漏れを増加することができ、高調波二次銅損を低減できる。これによって、高効率な誘導機を提供できる。

図１４は実施例５に係る誘導機の部分断面図である。回転子バー４の外周側の幅が、回転子バー４の内周側の幅よりも大きくなっている点で実施例１と異なる。このような構成とすることで、実施例１に対して回転子バー４の平均幅を一定とした場合においては、スリット外周部５１とスリット内周部５３の周方向の幅の差を大きくすることができる。つまり、回転子スリット５において局所的に考えると回転子スリット５の外周側では磁束は漏れ易くなり、回転子スリット５の内周側では磁束が漏れにくくなる。これによって、主磁束の漏れを抑制しながら、回転子表面に集中する高調波磁束の漏れは大きくすることができ、高調波二次銅損が低減し、効率が向上する効果が得られる。

図１５は実施例６に係る誘導機の部分断面図である。隣り合う回転子スロット３に挟まれる回転子鉄心２の周方向に対する幅τが、内周から外周にかけて一定となる点で実施例５と異なる。

つまり、回転子スロット３の外周位置での回転子鉄心２の周方向に対する幅τｏと、回転子スロット３の内周位置での回転子鉄心２の周方向に対する幅τｉとがほぼ等しくなる。このような構成とすることで、実施例５より、隣り合う回転子スロット３に挟まれる回転子鉄心２における径方向に対して生じていた磁束密度の高低差が均一化され、無負荷電流が小さくなり、力率が向上する効果が得られる。

図１６は、実施例７に係る誘導機の部分断面図である。図１６の構成を採用する誘導機の前提として、その固定子１１は実施例１と同一で、固定子巻線１４は、固定子スロット１３の溝に嵌め込まれた楔１５によって固定子鉄心１２に固定される開放型スロットとなっている。

また複数の回転子スロット３に連なり、複数の回転子スロット３よりも回転子鉄心２の外周近くに位置する複数の回転子スリット５は、空隙によって形成され、回転子スリット５の内周面での周方向の幅は、回転子スリット５の外周面での周方向の幅よりも大きくし、回転子スリット５の周方向の幅は外周面から内周面に向かうに連れて徐々に広がると伴に、回転子スリット５の周方向の幅の広がり方が小さくなる部分を有する。

係る前提の上で、実施例５の複数の回転子スロット３と回転子鉄心２には少なくとも１箇所の合わせ溝３１が設けられている。この合わせ溝３１を形成したことにより、スリット内周部５３の周方向に対する幅は、回転子バー４の周方向に対する幅以上となる点で他の実施例とは相違する。ただし、回転子バー４の周方向に対する幅よりも、スリット内周部５３の周方向に対する幅を大きくしても、回転子鉄心２が磁気飽和し過ぎない程度の幅とする。

図１６（ａ）は、合わせ溝３１を回転子バー４の内周側の面に半円形状に形成した例、図１６（ｂ）は、合わせ溝３１を回転子バー４の両側面に半円形状に形成した例、図１６（ｃ）は、合わせ溝３１を回転子バー４の両側面に角型形状に形成した例を示している。いずれの事例においても、回転子バー４の周方向に対する幅よりも、スリット内周部５３の周方向に対する幅を大きくしている。

このような構成とすることで、実施例５よりもスリット外周部５１とスリット内周部５３の周方向の幅の差を大きくすることができる。つまり、回転子スリット５において局所的に考えると回転子スリット５の外周側では磁束は漏れ易くなり、回転子スリット５の内周側では磁束が漏れにくくなる。これによって、主磁束の漏れは抑制しながら、回転子表面に集中する高調波磁束の漏れは大きくすることができ、高調波二次銅損が低減し、効率が向上する効果が得られる。

以上説明した誘導機では、力率が向上することで始動電流が増加するため、始動電流の増加に伴って、電源容量を大きくしなければならない問題が出る場合がある。これに対して、図１７に示したように電源１０１からインバータ等の変換器１０２、誘導機１００を介して負荷１０３を駆動する誘導機駆動システムで用いられる場合は、電圧と周波数を制御したソフトスタートが可能であるため、特に問題とはならない。

更に、インバータ等の変換器１０２を介して、誘導機１００に電力が供給される場合は、キャリア周波数に応じて高調波損失が発生するが、上述のように、本発明では高調波損失を低減できる構成であるため、効率向上効果はさらに大きくなる。また、インバータ等によって高速回転域で使用する場合でも、実施例１及び実施例２で示したように、スリット中間部５２を構成する効果により応力を低減できる。図１７では三相交流電源によって駆動するシステムになっているが、単相や直流電源によって電源が供給される場合でも上述と同様の効果が得られる。

以上説明した誘導機は、誘導機でコンプレッサ等を駆動するポンプシステム、誘導機で掘削用のドリル等を駆動する掘削システム、誘導機で切粉用のミル等を駆動する切粉システム、誘導機でファンを駆動するファンシステム等に使用できる。

回転方向に対して一方向の回転のみの特性を良くすることに特化し、もう一方の方向に対する特性が大幅に落ちた場合でも、システムの使われ方次第（回転方向に対する負荷の違いや使用時間）では、システム効率を良くすることが可能となる。その一例として、誘導機が主として一方向のみの駆動に使われる場合は、実施例３と実施例４に記載した非対称な構成とすることで、一方向回転のみに特化した高効率な誘導機駆動システムを提供できる。

１…回転子
２…回転子鉄心
３…回転子スロット
４…回転子バー
５…回転子スリット
６…エンドリング
７…シャフト
８…回転子鉄心抑え
１１…固定子
１２…固定子鉄心
１３…固定子スロット
１４…固定子巻線
１５…楔
２０…斜めの高調波漏れ磁束
５１…スリット外周部
５２…スリット中間部
５３…スリット内周部。

Claims (15)

1. 回転子鉄心と、回転子鉄心の外周側に周方向に所定の間隔を持って配設されかつ軸方向に連続的に形成された複数の回転子スロットと、複数の回転子スロットに挿入された複数の回転子バーと、複数の回転子スロットに連なり複数の回転子スロットよりも回転子鉄心の外周近くに位置する複数の回転子スリットを備えたかご形回転子を持つ誘導機であって、
   回転子スリットは空隙によって形成され、回転子スリットの内周面での周方向の幅は、回転子スリットの外周面での周方向の幅よりも大きく、かつ回転子バーの外周面での周方向の幅よりも小さくし、回転子スリットの周方向の幅は外周面から内周面に向かうに連れて広がる領域を有し、かつ前記回転子スリットの周方向の幅は外周面から内周面に向かうに連れて広がる領域に続いて、回転子スリットの周方向の幅の広がり方が小さくなる領域を有することを特徴とする誘導機。
2. 請求項１に記載の誘導機であって、
   前記回転子バーの外周面での周方向の幅が、前記回転子バーの内周面での周方向の幅よりも大きいことを特徴とする誘導機。
3. 請求項２に記載の誘導機であって、
   隣り合う前記回転子スロットに挟まれる前記回転子鉄心の周方向に対する幅が、内周から外周にかけて一定となることを特徴とする誘導機。
4. 請求項１乃至請求項３のいずれか1項に記載の誘導機であって、
   前記回転子スリットの最外周に位置する開口部が、前記回転子バーの外周位置での周方向の幅の範囲内で、前記回転子の回転方向に対して遅れ側に片寄って配置されることを特徴とする誘導機。
5. 請求項１乃至請求項３のいずれか1項に記載の誘導機であって、
   前記回転子スリットの最外周に位置する開口部の回転方向に対して遅れ側の位置が、前記回転子バーの外周位置での周方向の幅の範囲を超えて、遅れ側に配置されることを特徴とする誘導機。
6. 請求項４または請求項５に記載の誘導機であって、
   一方向への駆動力が要求される掘削部を備える掘削システムに適用される誘導機。
7. 回転子鉄心と、回転子鉄心の外周側に周方向に所定の間隔を持って配設されかつ軸方向に連続的に形成された複数の回転子スロットと、複数の回転子スロットに挿入された複数の回転子バーと、複数の回転子スロットに連なり複数の回転子スロットよりも回転子鉄心の外周近くに位置する複数の回転子スリットを備えたかご形回転子を持つ誘導機であって、
   前記回転子スリットは空隙によって形成されるとともに、前記回転子の外周近くに位置するスリット外周部と、該スリット外周部と連なり、前記回転子の外周から内周に向かうに連れて前記回転子スリットの周方向の幅が大きくなるスリット中間部と、該スリット中間部と連なりスリット中間部よりも前記回転子スリットの周方向の幅の広がり方が小さく、かつスリット内周部の空隙の幅は回転子バーの外周面での周方向の幅よりも小さくされているスリット内周部により形成されていることを特徴とする誘導機。
8. 請求項７に記載の誘導機であって、
   前記スリット外周部の外周位置での周方向に対する幅Ｓ２と、前記スリット内周部の内周位置での周方向に対する幅Ｗと、円周方向に対して前記スリット中間部が成す傾き角θの関係が、Ｓ２／Ｗ≦０．３となり、かつ、θ≧１１°となることを特徴とする誘導機。
9. 請求項７に記載の誘導機であって、
   前記スリット外周部の外周位置での周方向に対する幅Ｓ２と、前記スリット内周部の内周位置での周方向に対する幅Ｗと、円周方向に対して前記スリット中間部が成す傾き角をθの関係が、Ｓ２／Ｗ≦０．３となり、かつ、θ≧１２°となることを特徴とする誘導機。
10. 請求項７に記載の誘導機であって、
    前記スリット外周部の外周位置での周方向に対する幅Ｓ２と、前記回転子スリット内周部の内周位置での周方向に対する幅Ｗと、前記スリット内周部の径方向に対する高さβとの関係が、Ｓ２／Ｗ≦０．３となり、かつ、β／Ｗ≧０．２１となることを特徴とする誘導機。
11. 請求項７に記載の誘導機であって、
    前記回転子スリット外周部の外周位置での周方向に対する幅Ｓ２と、前記回転子スリット内周部の内周位置での周方向に対する幅Ｗと、前記回転子スリットの径方向に対する高さＨと、前記回転子スリットの面積Ｓの関係が、Ｓ２／Ｗ≦０．３となり、かつ、（Ｈ^２／Ｓ）≧０．６５となることを特徴とする誘導機。
12. 請求項７に記載の誘導機であって、
    前記回転子スリット外周部の外周位置での周方向に対する幅Ｓ２と、前記回転子スリット内周部の内周位置での周方向に対する幅Ｗと、前記回転子スリットの径方向に対する高さＨと、前記回転子スリットの面積Ｓの関係が、Ｓ２／Ｗ≦０．３となり、かつ、（Ｈ^２／Ｓ）≦１．８０となることを特徴とする誘導機。
13. 請求項７に記載の誘導機であって、
    前記スリット内周部の径方向に対する高さβと、前記スリット内周部の内周位置での周方向に対する幅Ｗと、円周方向に対して前記スリット中間部が成す傾き角θの関係が、β／Ｗ≧０．２１かつθ≧１１°となることを特徴とする誘導機。
14. 請求項７に記載の誘導機であって、
    前記スリット内周部の径方向に対する高さβと、前記スリット内周部の内周位置での周方向に対する幅Ｗと、円周方向に対して前記スリット中間部が成す傾き角θと、前記回転子スリットの径方向に対する高さＨと、前記回転子スリットの面積Ｓの関係が、β／Ｗ≧０．２１、θ≧１１°、かつ０．６５≦（Ｈ^２／Ｓ）≦１．８０となることを特徴とする誘導機。
15. 請求項１乃至請求項１４のいずれか１項に記載の誘導機であって、
    前記誘導機は、交流または直流電源の電圧をインバータまたはコンバータによる変換を介して供給され駆動することを特徴とする誘導機。

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