JP5853809B2 - ダイバーシチ受信機 - Google Patents

Description

本発明はダイバーシチ受信機に関し、特に、空間ダイバーシチ機能を備えたダイバーシチ受信機における選択合成方法に適用し得るものである。

マルチパスフェージング（電波の瞬時的な振幅、位相の変動；電波が周辺の建物等で反射し、反射した複数の波が重なり合うことにより発生する）は、移動通信装置（以下、端末と呼ぶ）の移動に伴って発生する。従って、端末のアンテナが異なるルートを移動すれば、まったく異なるフェージング変動を受けることになる。

ダイバーシチ技術は、このフェージング変動の特徴を活用して受信特性を改善する技術である。例えば、端末において、適当な間隔で２本のアンテナを配置し、端末が移動すると、各々のアンテナで受信される信号のフェージング変動は独立の変動となる。

ダイバーシチの種類の１つに、空間ダイバーシチがある（非特許文献１参照）。空間ダイバーシチにおいては、独立な複数のフェージングを受けた信号は、空間的に離れたアンテナによって得られる。空間ダイバーシチの場合、その構成が比較的単純であり、ダイバーシチブランチ数（アンテナの本数）が任意の数に設定できる、帯域や送信電力を増す必要がない等の特徴があるので、多くのシステムに採用されている実用的な技術である。

ダイバーシチ合成方法の１つとして、選択合成が挙げられる。選択合成は、ダイバーシチブランチの中で最も受信信号レベル（電力）の高いブランチを選択する方法である。具体的な計算方法を以下に示す。

ｋ番目のブランチの時間ｔにおける復調後の信号をｘ_ｋ（ｔ）とする。信号の値は便宜上、複素数として表現され、絶対値が振幅、偏角が位相を表す。

ブランチ数が２の場合を考える（ｋ＝１又は２）。このとき、時間ｔにおける選択合成による合成後の信号y（ｔ）は、（１）式又は（２）式に示すようになる。

なお、|ｘ_１（ｔ）|^２＝|ｘ_２（ｔ）|^２の場合、y（ｔ）＝ｘ_１（ｔ）としてもy（ｔ）＝ｘ_２（ｔ）としても構わないが、ここではy（ｔ）＝ｘ_１（ｔ）とした。

上記をブランチ数がＭの場合に拡張すると（ｋ＝１，２，…，Ｍ）、（３）式に示すようになる。但し、（３）式において、ｉは（４）式を満たす値である。（４）式におけるｍａｘ（ａ_１，ａ_２，…，ａ_ｎ）は括弧内要素ａ_１、ａ_２、…、ａ_ｎのうちの最大値を表している。

なお、ここでは電力（信号の絶対値の２乗）の比較によりブランチを選択したが、このことは振幅（信号の絶対値）の比較によりブランチを選択することと等価である（電力の大小関係と振幅の大小関係は入れ替わらない）。したがって、電力の代わりに振幅を比較し、振幅が最大となるブランチを選択する方法としても構わない。すなわち、（３）式及び、（４）式において、｜ｘ_ｉ（ｔ）｜^２→｜ｘ_ｉ（ｔ）｜、｜ｘ_１（ｔ）｜^２→｜ｘ_１（ｔ）｜、｜ｘ_２（ｔ）｜^２→｜ｘ_２（ｔ）｜、…、｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜^２→｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜と置き換えた式を適用して、選択合成を行う方法としても構わない。

以上が、空間ダイバーシチにおける選択合成法の理論的な説明である。以降は、この機能を備えた受信機の構成について説明する。

図１０は、空間ダイバーシチ機能を備えた、一般的な受信機（適宜、ダイバーシチ受信機と呼ぶ）の構成を示すブロック図である。図１０ではブランチ数は２としている。

ダイバーシチ受信機は、ブランチ数に等しい数のアンテナ１０−１、１０−２、ブランチ数に等しい数の復調部１１−１、１１−２、ダイバーシチ合成部１２、判定部１３を備える。

送信機により、情報ビット列はベースバンド（基底帯域）で符号化され、搬送波周波数（高周波）帯域に変調される。変調された信号は、送信機のアンテナより空間に放射され、ダイバーシチ受信機のアンテナ１０−１及び１０−２に入力される。

各アンテナ１０−１、１０−２に入力された搬送波周波数帯域の変調信号はそれぞれ、対応する復調部１１−１、１１−２によって復調されてベースバンドの信号が再生され、ダイバーシチ合成部１２に入力される。ダイバーシチ合成部１２では、２つのブランチからの信号を所定の方法により合成し、１つの信号として判定部１３に出力する。ここで、合成方法として選択合成方法を想定する。すなわち、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける復調部からダイバーシチ合成部１２への入力信号をｘ_ｋ（ｔ）として、（３）式又は（４）式を適用し、得られたy（ｔ）をダイバーシチ合成部１２の出力信号とする。判定部１３に入力されたベースバンド信号は、復号等の処理を行うことにより、元の情報ビット列として再生される。

なお、既述したように、電力の代わりに振幅を比較し、振幅が最大となるブランチを選択する方法としても構わない。すなわち、（３）式及び、（４）式において、｜ｘ_ｉ（ｔ）｜^２→｜ｘ_ｉ（ｔ）｜、｜ｘ_１（ｔ）｜^２→｜ｘ_１（ｔ）｜、｜ｘ_２（ｔ）｜^２→｜ｘ_２（ｔ）｜、…、｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜^２→｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜と置き換えた式を適用して、選択合成を行う方法としても構わない。

図１１は、復調部１１（１１−１、１１−２）の構成を示すブロック図である。

復調部１１は、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１０１と、ＡＧＣ（自動利得制御）アンプ１０２と、ダウンコンバータ１０３と、局部発振器１０４と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０５と、ＡＧＣ制御部１０６とを有する。

アンテナ１０（１０−１、１０−２）からの信号は、ＢＰＦ１０１で、所望する搬送波周波数を中心とした所定の帯域を通過させることにより、搬送波周波数帯域の変調信号が取り出され、ＡＧＣアンプ１０２に入力される。

ＡＧＣアンプ１０２に入力された変調信号は、ＡＧＣ制御部１０６により決定された所定の利得で増幅され、ダウンコンバータ１０３に入力される。なお、ここではＡＧＣアンプ１０２をＢＦＰ１０１の出力とダウンコンバータ１０３への入力との間の１個だけとしたが、ＡＧＣアンプを他の位置（ダウンコンバータ１０３の出力とＬＰＦ１０５への入力との間、又は、ＬＰＦ１０５の出力段）に追加して複数個の構成とするようにしても良い。

ダウンコンバータ１０３は、ＡＧＣアンプ１０２からの搬送波周波数帯域の変調信号と局部発振器１０４からの基準信号を乗算することにより、ベースバンド信号を再生し、ＬＰＦ１０５に出力する。なお、図１１に示す構成ではダイレクトコンバージョンを想定し、基準信号の周波数を搬送波周波数と同一とすることで、直接ベースバンド信号を再生しているが、一旦、搬送波周波数帯域とベースバンドの中間となる周波数帯域の信号に変換後、ベースバンド信号に変換する方法等を適用しても良い。

ダウンコンバータ１０３からの信号は、ＬＰＦ１０５で、所定の周波数以下の帯域（通常、希望信号（受信信号から付加雑音を除いた信号成分）の伝送に必要な帯域）のみを通過させることにより、不要な成分を取り除き、ダイバーシチ合成部１２及びＡＧＣ制御部１０６に入力される。

ＡＧＣ制御部１０６は、ダイバーシチ受信機内の各部の入出力信号のレベルが所定の範囲に維持されるように、ＡＧＣアンプ１０２の利得を決定する。すなわち、ＬＰＦ１０５からのベースバンド信号の電力（または振幅）を観測し、この値が所定の目標値に収束するように、ＡＧＣアンプ１０２の利得を決定する。

ＡＧＣ制御部１０６によるＡＧＣアンプ１０２の利得の決定方法の一例を以下に示す。

ｋ番目のブランチの時間ｔにおけるＬＰＦ１０５からＡＧＣ制御部１０６への信号をｘ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）、その電力を（６）式に示すようにＰ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）とすると、ＡＧＣ制御部１０６は、ｊ回目の電力の積分値Ｑ_{ＬＰＦ，ｋ，ｊ}を、（５）式に示すように計算する。（５）式におけるＴは積分開始から終了までの時間（積分を行う周期）である。

一方、ｋ番目のブランチの時間ｔにおけるアンテナ１０に入力される信号の電力（アンテナ１０での受信電力）をＰ_{ＡＮＴ，ｋ}（ｔ）、ＡＧＣアンプ１０２の利得をＧ_ｋ（ｔ）、ＡＧＣアンプ１０２以外のアンテナ１０からＡＧＣ制御部１０６までのＲＦ回路の利得をＦ_ｋ（ｔ）とすると、これらは、Ｐ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）と（７）式に示す関係がある。なお、（７）式では、希望信号に比べて付加雑音は十分に小さいものと仮定し、無視している。（５）式及び（７）式より、（８）式が導かれる。（８）式では、積分区間内においてＦ_ｋ（ｔ）、Ｇ_ｋ（ｔ）は一定であると仮定している。すなわち、（９）式及び（１０）式が成り立つものとする。ここで、Ｆ_ｋ，ｊ、 Ｇ_ｋ，ｊはｋ、 ｊにより決定される定数である。

（８）式〜（１０）式より（１１）式が導かれる。（１１）式におけるＰ_{ＡＮＴ，ｋ，ｊ}は（１２）式で表され、ｋ番目のブランチのｊ回目の電力積分区間内でアンテナ１０に入力される信号の平均電力（アンテナ１０での平均受信電力）を表している。今、ｋ番目のブランチにおけるＡＧＣ制御部１０６により観測される信号の電力積分の目標値を＾Ｑ_{ＬＰＦ，ｋ}とする。（１１）式において、Ｑ_{ＬＰＦ，ｋ，ｊ}→＾Ｑ_{ＬＰＦ，ｋ}、Ｇ_ｋ，ｊ→＾Ｇ_ｋ，ｊとおくと、（１３）式のように表される。

（１３）式おいて、＾Ｇ_ｋ，ｊはＡＧＣアンプ１０２の利得の目標値となるため、ＡＧＣ制御部１０６は、この値を次回のＡＧＣアンプ１０２の利得に決定する。すなわち、＾Ｇ_ｋ，ｊ→Ｇ_{ｋ，ｊ＋１}とおくと、（１１）式、（１３）式より、以下の各式が導かれる。

Ｅ_{ＬＰＦ，ｋ，ｊ}は電力の積分値Ｑ_{ＬＰＦ，ｋ，ｊ}の目標値＾Ｑ_{ＬＰＦ，ｋ}との比、Ｒ_ｋ，ｊは外乱（Ｑ_{ＬＰＦ，ｋ，ｊ}の制御を乱す要因）を表す。従って、ＡＧＣ制御部１０６は、ＬＰＦ１０５からの信号の電力の積分値を観測し、この値が目標値に収束するように、ＡＧＣアンプ１０２の利得を決定するフィードバック回路として構成可能である。

以上により、ＡＧＣ制御部１０６では、アンテナ１０に入力される信号のレベルが小さく（アンテナ１０での受信電力が低く）、その結果、復調部１１に入力される信号のレベルが小さい場合には、ＡＧＣアンプ１０２の利得を大きくするように、値が決定される。一方、アンテナ１０に入力される信号のレベルが大きく（アンテナ１０での受信電力が高く）、その結果、復調部１１に入力される信号のレベルが大きい場合には、ＡＧＣアンプ１０２の利得を小さくするように、値が決定される。

なお、ここでは電力の積分値が計算される信号（ＡＧＣ制御部１０６への入力信号）をＬＰＦ１０５の出力信号としたが、ＢＰＦ１０１の出力信号又はＡＧＣアンプ１０２の出力信号又はダウンコンバータ１０３の出力信号とする場合でも同様の方法が可能である。

以上の説明では、ＡＧＣ制御部１０６は、ＡＧＣ制御部１０６に入力される信号の電力を観測するものとして説明したが、電力の代わりに振幅を観測する場合でも同様の手続きが可能である（（１４）式〜（１７）式の両辺を１／２乗した（両辺をそれぞれ平方根した）式を適用すればよい）。

以上、ブランチ数が２の場合のダイバーシチ受信機の構成について説明したが、ブランチ数が３以上の場合も、同様の構成となる。すなわち、アンテナ１０及び復調部１１がブランチ数と同じ数だけ存在し、ダイバーシチ合成部１２は、全ての復調部１１からの信号を入力する。その他の説明は、ブランチ数が２の場合と同様であるため省略する。

ところで、ダイバーシチ合成部１２でダイバーシチ合成を行う際には、各ブランチのアンテナに入力される信号のレベル（各ブランチのアンテナでの受信電力）の大小が正しく反映されている必要がある。すなわち、ブランチ数が２の場合、復調部１１−１及び１１−２からダイバーシチ合成部１２に入力される２つの信号のレベルの比は、アンテナ１０−１及び１０−２に入力される２つの信号のレベル（２つのアンテナでの受信電力）の比と等しいことが要求される。

ところが、両ブランチのＡＧＣ制御部１０６（復調部１１−１及び１１−２内のＡＧＣ制御部１０６）は、各々が所定の信号レベル（または振幅。電力は振幅の２乗であるため、電力を一定にすること振幅を一定にすることは等価である）となるようＡＧＣアンプ１０２の利得を互いに異なる値に決定する。両ブランチのＡＧＣ制御部１０６が目標とする所定の信号レベルは、通常、両ブランチで回路構成に差異がないため、互いに等しい値となる。このため、両ブランチのアンテナ１０−１及び１０−２での受信電力が異なる場合でも、両ブランチの復調部１１−１及び１１−２からダイバーシチ合成部１２に入力される２つの信号のレベルは等しくなってしまう。よって、ダイバーシチ合成部１２では、両ブランチのアンテナ１０−１及び１０−２での受信電力の大小が正しく反映されておらず、このままでは、ダイバーシチ合成が正しく行われないため、受信特性が悪くなる。

このような課題の対策の一例として、以下の方法がある。ダイバーシチ合成部１２で、両ブランチのアンテナ１０−１、１０−２での受信電力の大小が正しく反映されるようになるための一手段としては、両ブランチの復調部１１−１及び１１−２からダイバーシチ合成部１２に入力される２つの信号のレベルを、各々のブランチにおけるＡＧＣアンプ１０２（復調部１１−１、１１−２内のＡＧＣアンプ１０２）の利得の値で補正するようにすれば良い。例えば、ダイバーシチ合成部１２に入力される信号を、ＡＧＣアンプ１０２の利得の値の平方根により除算すれば良い。これにより、両ブランチのアンテナ１０−１、１０−２での受信電力の大小が正しく反映されるようになり、ダイバーシチ合成部１２によるダイバーシチ合成を正しく行うことが可能となる。上記の内容を、数式を用いて説明すると以下の通りである。

（７）式、（９）式、（１０）式より、以下の（１８）式が導かれる。ここで、１番目のブランチ及び２番目のブランチの回路構成は同様であるため、ＡＧＣアンプ１０２以外のアンテナ１０からＡＧＣ制御部１０６までのＲＦ回路の利得Ｆ_ｋ，ｊは、両ブランチで等しいと仮定する。すなわち、（１９）式が成り立つものとする。（１８）式及び（１９）式より、（２０）式が導かれる。（２０）式を変形すると、（２１）式〜（２３）式が導かれる。cは０でない任意の定数である。

上述した通り、復調部１１−１及び１１−２からダイバーシチ合成部１２に入力される信号のレベルＰ_{ＬＰＦ，１}（ｔ）及びＰ_{ＬＰＦ，２}（ｔ）の比は、アンテナ１０−１及び１０−２に入力される信号のレベルＰ_{ＡＮＴ，１}（ｔ）及びＰ_{ＡＮＴ，２}（ｔ）の比と等しくなる必要があるが、Ｐ_{ＬＰＦ，１}（ｔ）及びＰ_{ＬＰＦ，２}（ｔ）をそれぞれ、（２１）式〜（２３）式の＾Ｐ_{ＬＰＦ，１}（ｔ）及び＾Ｐ_{ＬＰＦ，２}（ｔ）に置き換えれば（Ｐ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）を＾Ｐ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）に補正すれば）、条件を満たすことが可能である。

（６）式、（２２）式、（２３）式より、復調部１１−１及び１１−２からダイバーシチ合成部１２に入力される信号ｘ_{ＬＰＦ，１}（ｔ）及びｘ_{ＬＰＦ，２}（ｔ）を（２４）式及び（２５）式のように、補正すれば良い。同様の計算手順で、ブランチ数がＭの場合に拡張すると（ｋ＝１，２，…，Ｍ）、（２６）式のようになる。

以上のようにして、ダイバーシチ合成部１２に入力される信号を、ＡＧＣアンプ１０２の利得の値の平方根により除算すれば良いことが導かれる。すなわち、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける復調部からダイバーシチ合成部１２への入力信号を＾ｘ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）とし、（３）式、（４）式内のｘ_ｋ（ｔ）を＾ｘ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）（ここで、ｋ＝ｉ及びｋ＝１、２、…、Ｍ）に置き換えてこれらの式を適用し、y（ｔ）をダイバーシチ合成部１２の出力信号とする。

なお、既述したように、電力の代わりに振幅を比較し、振幅が最大となるブランチを選択する方法としても構わない。すなわち、（４）式において、｜ｘ_ｉ（ｔ）｜^２→｜ｘ_ｉ（ｔ）｜、｜ｘ_１（ｔ）｜^２→｜ｘ_１（ｔ）｜、｜ｘ_２（ｔ）｜^２→｜ｘ_２（ｔ）｜、…、｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜^２→｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜と置き換え、更に（３）式、（４）式内のｘ_ｋ（ｔ）を＾ｘ_{ＬＰＦ，ｋ}（ｔ）（ここで、ｋ＝ｉ及びｋ＝１、２、…、Ｍ）に置き換えてこれらの式を適用し、選択合成を行う方法としても構わない。

三瓶政一著、「ディジタルワイヤレス伝送技術」、第１４６〜１５４頁、株式会社ピアソン・エデュケーション発行

上記の説明で、選択合成は、ダイバーシチブランチの中で最も受信信号レベルの高いブランチを選択する方法であると述べた。しかし、厳密には、ダイバーシチブランチの中で最もＳＮＲ（信号対雑音比）の高いブランチを選択する方法である。但し、全てのダイバーシチブランチの付加雑音レベルが等しいという条件が成立すれば、最も受信信号レベルの高いブランチを選択する方法と等価となる。

以上の内容を、数式にて説明する。ｋ番目のブランチの時間ｔにおける受信信号の電力をＰ_ｋ（ｔ）、受信信号のうち、希望信号の電力をＳ_ｋ（ｔ）、付加雑音信号の電力をＮ_ｋ（ｔ）とした場合、Ｐ_ｋ（ｔ）は（２７）式で表される。また、ｋ番目のブランチの時間ｔにおけるＳＮＲをΓ_ｋ（ｔ）とすると、Γ_ｋ（ｔ）は、（２８）式で表される。（２７）式及び（２８）式より、（２９）式が導かれる。

ここで、α番目のブランチのＳＮＲはβ番目のブランチのＳＮＲよりも大きく、さらに両ブランチの付加雑音電力が等しいものとする。すなわち、（３０）式及び（３１）式が成立するものとする。このとき、（２９）式〜（３１）式より、（３２）式が導かれる。

以上のように、全てのダイバーシチブランチの付加雑音レベルが等しければ、最も受信信号レベルの高いブランチを選択する方法で問題のないことが分かる。

しかしながら、全てのダイバーシチブランチで同様の回路構成を採用したとしても、ブランチ毎の回路素子の性能のばらつきや温度等の環境条件の違いにより、付加雑音レベルが異なる可能性がある。このとき、希望信号レベルが付加雑音レベルの誤差よりも十分に大きければ、依然として、受信信号レベルの高いブランチを選択する方法でも問題ないが、希望信号レベルが小さく、付加雑音レベルに近い値である場合には、ブランチ選択を誤る（ＳＮＲが小さい方のブランチを選択する）可能性がある。

さらに、ダイバーシチ受信機内の回路素子の特性のばらつきがなく、温度等の環境条件が同一であったとしても、ダイバーシチ受信機外部の要因より、付加雑音（厳密には、希望信号に対して付加雑音とみなされる干渉信号）のレベルが異なる可能性がある。すなわち、各ダイバーシチブランチのアンテナに入力された希望信号以外の干渉信号は、希望信号に対して、付加雑音と同様の扱いとなるため、干渉信号レベルがダイバーシチ受信機の付加雑音レベルよりも十分に大きく、かつ、ダイバーシチブランチの干渉信号レベルが異なる場合、ダイバーシチ受信機の付加雑音レベルが異なるのと同様の状態となり、ブランチ選択を誤る（ＳＩＮＲ（信号対干渉雑音比）が小さい方のブランチを選択する）可能性がある。

先ほどと同様に、数式を用いて説明する。ここで、新たに、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける干渉信号の電力Ｉ_ｋ（ｔ）を導入する。このとき、Ｐ_ｋ（ｔ）は（３３）式のように書き換えられる。また、ｋ番目のブランチの時間ｔにおけるＳＩＮＲをΩ_ｋ（ｔ）とすると、Ω_ｋ（ｔ）は（３４）式のように表される。（３３）式及び（３４）式より、（３５）式が導かれる。

ここで、α番目のブランチのＳＩＮＲはβ番目のブランチのＳＩＮＲよりも大きく、さらに両ブランチの干渉信号電力及び付加雑音電力が等しいものとする。すなわち、（３６）式〜（３８）式が成立するものとする。このとき、（３５）式〜（３８）式より、（３９）式が導かれる。

以上のように、全てのダイバーシチブランチの干渉信号レベルが等しく、かつ、付加雑音レベルが等しければ、最も受信信号レベルの高いブランチを選択する方法で問題のないことが示される。しかし、干渉信号レベルが異なるか付加雑音レベルが異なれば、ブランチ選択を誤る（ＳＩＮＲが小さい方のブランチを選択する）可能性があることが分かる。

さらに、ダイバーシチ合成部１２で、全てのダイバーシチブランチのアンテナでの受信電力の大小が正しく反映されるようになるための一手段として、ダイバーシチ合成部１２に入力される信号のレベルを、各々のブランチにおけるＡＧＣアンプ１０２の利得の値で補正すればよいと説明したが、ブランチ毎の回路素子の性能のばらつきや温度等の環境条件の違いにより、（１９）式の仮定が成り立たなくなったり、ＡＧＣアンプ１０２の利得の設定値と実際に反映される値に差異が生じたりすると、補正後の値が、アンテナにおける信号のレベルの大小を正しく反映できず、ブランチ選択を誤る（ＳＩＮＲが小さい方のブランチを選択する）可能性がある。特に、各ブランチのアンテナにおける信号のレベルの差が小さい場合、この問題が発生し易くなる。

以上のように、ダイバーシチ受信機内の回路素子の性能のばらつきや温度等の環境条件の違いや、ダイバーシチ受信機外部の干渉信号の存在により、希望信号以外の干渉信号及び付加雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合、ダイバーシチ合成（例えば、選択合成による方法）が適切に動作できず、受信性能が劣化するという問題点があった。

本発明では、以上の点に鑑みてなされたものであり、希望信号以外の干渉信号及び付加雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成を適切に動作でき、受信特性を劣化させないダイバーシチ受信機を提供しようとしたものである。

かかる課題を解決するため、第１の本発明は、無線電波の捕捉位置が異なっている複数のブランチ処理手段と、上記各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、（１）上記各ブランチ処理手段はそれぞれ、（１−１）第１の所定部位の受信信号が、他の全てのブランチ処理手段と等しい振幅又は電力となるように、上記受信信号の利得が設定される増幅手段と、（１−２）上記受信信号の振幅又は電力を観測し、上記増幅手段の利得を制御する自動利得制御手段と、（１−３）希望信号の帯域幅よりも大きい通過帯域幅を持つ第１のローパスフィルタ手段と、（１−４）希望信号の帯域幅よりも大きく、上記第１のローパスフィルタ手段の通過帯域幅よりも小さい通過帯域幅を持つ第２のローパスフィルタ手段とを備え、（２）上記ダイバーシチ合成手段は、上記各ブランチ処理手段における第２の所定部位の受信信号のうち、所定の条件を満たすブランチ処理手段の受信信号を選択して出力するものであり、(３)上記第１の所定部位の受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号であり、(４)上記第２の所定部位の受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号であり、(５)上記所定の条件は、上記第１のローパスフィルタ手段を通過した受信信号の振幅又は電力が最も小さいことであることを特徴とする。
第２の本発明は、無線電波の捕捉位置が異なっている複数のブランチ処理手段と、上記各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、（１）上記各ブランチ処理手段はそれぞれ、（１−１）第１の所定部位の受信信号が、他の全てのブランチ処理手段と等しい振幅又は電力となるように、上記受信信号の利得が設定される増幅手段と、（１−２）上記受信信号の振幅又は電力を観測し、上記増幅手段の利得を制御する自動利得制御手段と、（１−３）希望信号の帯域幅よりも大きい通過帯域幅を持つ第１のローパスフィルタ手段と、（１−４）希望信号の帯域幅よりも大きく、上記第１のローパスフィルタ手段の通過帯域幅よりも小さい通過帯域幅を持つ第２のローパスフィルタ手段とを備え、（２）上記ダイバーシチ合成手段は、上記各ブランチ処理手段における第２の所定部位の受信信号のうち、所定の条件を満たすブランチ処理手段の受信信号を選択して出力するものであり、（１−５）上記各ブランチ処理手段は、さらに、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号が、所定の振幅又は電力となるように、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号の利得が設定される第２の増幅手段と、（１−６）上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号の振幅又は電力を観測し、上記第２の増幅手段の利得を制御する第２の自動利得制御手段とを備え、（３）上記第１の所定部位の受信信号は、上記第１のローパスフィルタ手段を通過した受信信号であり、（４）上記第２の所定部位の受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した後、上記第２の増幅手段により増幅された受信信号であり、（５）上記所定の条件は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した後、上記第２の増幅手段により増幅される前の受信信号の振幅又は電力が最も大きいことであることを特徴とする。

本発明のダイバーシチ受信機によれば、希望信号以外の干渉信号及び付加雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成を適切に動作でき、受信特性を劣化させないようにできる。

第１の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部の詳細構成を示すブロック図である。 図１の２つのＬＰＦの出力信号の特性を示す説明図である。 第２の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部の詳細構成を示すブロック図である。 第３の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部の詳細構成を示すブロック図である。 第４の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部の詳細構成を示すブロック図である。 第５の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部の詳細構成を示すブロック図である。 第３の実施形態の変形実施形態のダイバーシチ受信機における復調部の詳細構成を示すブロック図である。 第４の実施形態の変形実施形態のダイバーシチ受信機における復調部の詳細構成を示すブロック図である。 各実施形態の相違を整理した説明図である。 ダイバーシチ受信機の全体構成を示すブロック図である。 図１０における復調部の従来の詳細構成を示すブロック図である。

（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明によるダイバーシチ受信機の第１の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

（Ａ−１）第１の実施形態の構成
第１の実施形態に係るダイバーシチ受信機も、その全体構成は、上述した図１０で表すことができる。第１の実施形態に係るダイバーシチ受信機は、復調部（第１の実施形態に関して符号「１１Ａ」を用いる）の内部構成が、従来のダイバーシチ受信機と異なっている。復調部１１Ａ（１１−１、１１−２）以外の処理部は、従来と同様であるため、その説明は省略する。

図１は、第１の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ａ（図１０の復調部１１−１、１１−２参照）の内部構成を示すブロック図であり、上述した図１１との同一、対応部分には同一符号を付して示している。

第１の実施形態に係る復調部１１Ａは、従来と同様なＢＰＦ１０１、ＡＧＣアンプ１０２、ダウンコンバータ１０３、局部発振器１０４、ＬＰＦ１０５及びＡＧＣ制御部１０６に加え、新たにＬＰＦ１０７を有する。ＬＰＦ１０７は、ダウンコンバータ１０３及びＬＰＦ１０５間に介挿されたものである。第１の実施形態の場合、ＡＧＣ制御部１０６への入力信号は、ＬＰＦ１０５の出力信号ではなく、新たに追加されたＬＰＦ１０７の出力信号となされている。

ＬＰＦ１０７は、ＬＰＦ１０５と同様の機能であるが、通過可能な信号の帯域幅がＬＰＦ１０５よりも大きく（広く）なされている。以下、ＬＰＦ１０７を「広帯域ＬＰＦ」と呼び、ＬＰＦ１０５を「狭帯域ＬＰＦ」と呼び、ネーミング上も区別することとした。

また、ＡＧＣ制御部１０６への入力信号が変わったことにより、第１の実施形態のＡＧＣ制御部１０６は、狭帯域ＬＰＦ１０５からのベースバンド信号ではなく、狭帯域ＬＰＦ１０５よりも広い通過帯域幅を持つ広帯域ＬＰＦ１０７からのベースバンド信号の電力（または振幅）を観測し、この値が所定の目標値に収束するように、ＡＧＣアンプ１０２の利得を決定する。

なお、従来の復調部１１の説明でも言及したように、この第１の実施形態においても、ＡＧＣアンプ１０２の介挿位置や介挿されたＡＧＣアンプ数は、図１に示すものに限定されない。但し、以下では、ＡＧＣアンプ１０２が、ＢＦＰ１０１及びダウンコンバータ１０３間に介挿された１個だけとして説明を行う。

また、図１に示す復調部１１Ａでは、ＡＧＣ制御部１０６への入力信号、言い換えると、電力（または振幅）の積分値が計算される信号を、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号としているものを示したが、狭帯域ＬＰＦ１０５を通過することにより、一部の干渉信号及び付加雑音が除去される前の信号であれば良く、ＡＧＣ制御部１０６への入力信号として、ＢＰＦ１０１の出力信号、ＡＧＣアンプ１０２の出力信号又はダウンコンバータ１０３の出力信号を適用することも可能である。但し、以下では、電力（または振幅）の積分値が計算される信号（ＡＧＣ制御部１０６への入力信号）が、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号とした場合を説明する。

復調部１１Ａ内のその他の処理部は、図１１に示した従来の復調部１１の対応要素と同様であるため、その説明は省略する。

第１の実施形態のダイバーシチ受信機において、復調部１１−１や１１−２からダイバーシチ合成部１２への入力信号のレベルを、ＡＧＣアンプ１０２の利得の値で補正する機能は持っていない（先に説明した、例えば（２６）式に示すような補正は不要である）。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、第１の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ａの動作（処理）を説明する。

ｋ番目のブランチの時間ｔにおける広帯域ＬＰＦ１０７からＡＧＣ制御部１０６（及び狭帯域ＬＰＦ１０５；以下、適宜、狭帯域ＬＰＦ１０５へ出力されることを言及しないこととする）へのＡＧＣ制御用の信号電力Ｐ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）は、（３３）式を適用して、（４０）式のように表される（ここでは、ＡＧＣ制御部１０６は、信号の電力を観測するものとして説明するが、振幅を観測する場合には、観測した振幅を２乗した値がＰ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）に相当する）。

（４０）式において、Ｓ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）、Ｉ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）、Ｎ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）はそれぞれ、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける広帯域ＬＰＦ１０７からＡＧＣ制御部１０６への希望信号、干渉信号、付加雑音の電力である。ここで、広帯域ＬＰＦ１０７の通過帯域幅は全てのブランチで同一とし、その値をｆ_ＬＰＦ１、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける干渉信号及び雑音信号の周波数当たりの電力密度をそれぞれＩ_０，ｋ（ｔ）、Ｎ_０，ｋ（ｔ）とし、これらは通過帯域内で白色（全ての周波数で同じ強度）であると仮定すると、干渉信号の電力Ｉ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）、付加雑音の電力Ｎ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）はそれぞれ、（４１）式、（４２）式のように表される。

今、ＡＧＣ制御部１０６の制御により、（４３）式に示すように、ＡＧＣ制御用の信号電力Ｐ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）が全てのブランチ（ｋ＝１，２，…，Ｍ）で等しい目標値Ｐ_{ＴＡＲＧＥＴ}に収束しているとする（ＡＧＣ制御部１０６が信号の振幅を観測する場合、ＡＧＣ制御用の信号の振幅が、全てのブランチで等しい目標値に収束しているとする。既述のように、信号の電力は振幅の２乗であるため、ＡＧＣ制御用の信号の電力が全てのブランチで等しいことと、ＡＧＣ制御用の信号の振幅が全てのブランチで等しいことは等価である。したがって、信号の振幅を観測する場合においても、以降の式は成立する）。すなわち、以下の式が成り立つものとする。また、（４４）式に示すように、γ番目のブランチのＳＩＮＲはδ番目のブランチのＳＩＮＲよりも大きいものとする。このとき、（３４）式及び（４４）式より、（４５）式が導かれる。また、（４０）式及び（４３）式より、（４６）式、（４７）式が導かれる。

（４５）式〜（４７）式より、γ番目のブランチについての干渉信号電力Ｉ_{ＬＰＦ１，γ}（ｔ）及び付加雑音電力Ｎ_{ＬＰＦ１，γ}（ｔ）と、δ番目のブランチについての干渉信号電力Ｉ_{ＬＰＦ１，δ}（ｔ）及び付加雑音電力Ｎ_{ＬＰＦ１，δ}（ｔ）を消去すると、（４８）式が導かれる。同様に、（４５）式〜（４７）式より、γ番目及びδ番目のブランチについての希望信号電力Ｓ_{ＬＰＦ１，γ}（ｔ）及びＳ_{ＬＰＦ１，δ}（ｔ）を消去すると、（４９）式が導かれる。

（４８）式及び（４９）式は、ＡＧＣ制御部１０６により、両ブランチの信号の電力Ｐ_{ＬＰＦ１，γ}（ｔ）及びＰ_{ＬＰＦ１，δ}（ｔ）を同じ値に揃えたことにより、ＳＩＮＲの大きい方のブランチは、ＳＩＮＲの小さい方のブランチよりも、希望信号レベルは大きく、干渉信号レベルと付加雑音レベルの和は小さくなることを示している。

広帯域ＬＰＦ１０７を通過した信号がさらに狭帯域ＬＰＦ１０５を通過した信号である、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける狭帯域ＬＰＦ１０５からダイバーシチ合成部１２への選択合成用の信号電力Ｐ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）は、（４０）式と同様に、（５０）式のように、希望信号の電力Ｓ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）、干渉信号の電力Ｉ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）、付加雑音の電力Ｎ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）の和として表される。

今、狭帯域ＬＰＦ１０５の通過帯域幅は全てのブランチで同一とし、その値をｆ_ＬＰＦ２とし、その通過帯域幅ｆ_ＬＰＦ２は希望信号の帯域幅よりも大きいものとすると、（５１）式が導かれる。一方、選択合成用の干渉信号の電力Ｉ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）、付加雑音の電力Ｎ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）はそれぞれ、（４１）式、（４２）式と同様に、（５２）式、（５３）式で表される。

また、広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５の通過帯域幅ｆ_ＬＰＦ１及びｆ_ＬＰＦ２の関係は、（５５）式に示す範囲をとる定数ｂを用いて、（５４）式で表されるものとする。このとき、（４１）式、（４２）式、（５２）式〜（５４）式より、（５６）式、（５７）式が導かれ、（５０）式、（５１）式、（５６）式、（５７）式より、（５８）式が導かれる。

（５８）式は、狭帯域ＬＰＦ１０５の通過により、狭帯域ＬＰＦ１０５の通過帯域幅ｆ_ＬＰＦ２よりも狭い希望信号の電力Ｓ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）は維持され、狭帯域ＬＰＦ１０５の通過帯域幅ｆ_ＬＰＦ２よりも広い干渉信号及び付加雑音の電力Ｉ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）及びＮ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）は、フィルタの帯域幅が狭まった分だけ減少することを示している。

図２は、この様子を示したものである。図２（Ａ）及び（Ｂ）はそれぞれ、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける広帯域ＬＰＦ１０７からＡＧＣ制御部１０６（及び狭帯域ＬＰＦ１０５）へのＡＧＣ制御用の信号電力を周波数領域及び時間領域で表したものである。また、図２（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける狭帯域ＬＰＦ１０５からダイバーシチ合成部１２への選択合成用の信号電力を周波数領域及び時間領域で表したものである。図２（Ａ）及び（ａ）の横軸は周波数、縦軸は電力であり、点Ｏは原点を表している。太線で囲まれた部分のうち、白色部分は希望信号の電力、斜線部分は干渉信号の電力と付加雑音の電力の和を表している。一方、図２（Ｂ）及び（ｂ）の横軸は時間、縦軸は電力であり、点Ｏは原点を表している。／Ｐ_{ＬＰＦ１，ｋ}、／Ｐ_{ＬＰＦ２，ｋ}はそれぞれ、Ｐ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）、Ｐ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）の時間ｔに対する平均値を表している。

（４０）式及び（４３）式を用いて（５８）式を書き換えると、（５９）式のようになる。

（５９）式より、上述したγ、δ番目のブランチの時間ｔにおける狭帯域ＬＰＦ１０５からダイバーシチ合成部１２への選択合成用の信号電力Ｐ_{ＬＰＦ２，γ}（ｔ）、Ｐ_{ＬＰＦ２，δ}（ｔ）は、（６０）式、（６１）式のようになる。（４９）式、（６０）式、（６１）式より、（６２）式が導かれる。

（６２）式は、狭帯域ＬＰＦ１０５の通過により、ＳＩＮＲが小さい方のブランチは、ＳＩＮＲが大きい方のブランチよりも、干渉信号及び付加雑音の減少分が大きいため、その分だけ、信号レベルが小さくなることを示している。

従って、各ブランチの狭帯域ＬＰＦ１０５からダイバーシチ合成部１２への選択合成用の信号電力（または振幅）の大小は、各ブランチのＳＩＮＲの大小と一致している。すなわち、狭帯域ＬＰＦ１０５からダイバーシチ合成部１２への信号の電力（または振幅）が最も大きいブランチが、最もＳＩＮＲが大きいことを示している。従って、先に説明した、例えば（２６）式に示すようなＡＧＣアンプ１０２の利得の値による補正は不要であり、このまま（３）式及び（４）式を適用して、選択合成が可能である。ここで、狭帯域ＬＰＦ１０５からダイバーシチ合成部１２への信号をｘ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）とすると、（３）式及び（４）式におけるｘ_ｋ（ｔ）＝ｘ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）（ｋ＝ｉ及びｋ＝１、２、…、Ｍ）であり、（６）式と同様、Ｐ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）＝|ｘ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）|^２の関係がある。すなわち、（３）式及び（４）式において、ｘ_ｋ（ｔ）＝ｘ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）（ｋ＝ｉ及びｋ＝１、２、…、Ｍ）とし、y（ｔ）をダイバーシチ合成部１２の出力信号とする。

なお、既述したように、電力の代わりに振幅を比較し、振幅が最大となるブランチを選択する方法としても構わない。すなわち、（３）式及び、（４）式において、｜ｘ_ｉ（ｔ）｜^２→｜ｘ_ｉ（ｔ）｜、｜ｘ_１（ｔ）｜^２→｜ｘ_１（ｔ）｜、｜ｘ_２（ｔ）｜^２→｜ｘ_２（ｔ）｜、…、｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜^２→｜ｘ_Ｍ（ｔ）｜と置き換えた式を適用して、選択合成を行う方法としても構わない（この場合も、置き換え後の（３）式及び（４）式において、ｘ_ｋ（ｔ）＝ｘ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）（ｋ＝ｉ及びｋ＝１、２、…、Ｍ）とする）。しかも、（６２）式は、干渉信号の電力Ｉ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）及び付加雑音の電力Ｎ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）が各ブランチで異なっていても成立するため、希望信号以外の干渉信号及び付加雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成（ここでは、選択合成による方法）を適切に動作することが可能になっていることが分かる。

（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上のように、第１の実施形態によれば、希望信号以外の干渉信号及び付加雑音のレベルがダイバーシチブランチ毎に異なる場合でも、ダイバーシチ合成（選択合成）を適切に動作させることができ、受信特性を劣化させないダイバーシチ受信機を実現することができる。

（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明によるダイバーシチ受信機の第２の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

図３は、第２の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ｂ（図１０の１１−１、１１−２参照）の詳細構成を示すブロック図であり、第１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号を付して示している。

第２の実施形態の場合、復調部１１Ｂは、アナログ回路及びデジタル回路により実現されている。広帯域ＬＰＦ１０７の後段にＡ／Ｄ変換部１０８が追加されている点が、第１の実施形態と異なっている。狭帯域ＬＰＦ１０５及びＡＧＣ制御部１０６はデジタル回路で実装され、それ以外の部分はアナログ回路で実装される。Ａ／Ｄ変換部１０８は、広帯域ＬＰＦ１０７からのアナログ信号を所定の周波数で標本化し、量子化したデジタル信号に変換する。その他の構成は、第１の実施形態と同様のため、その説明は省略する。

広帯域ＬＰＦ１０７、Ａ／Ｄ変換部１０８、狭帯域ＬＰＦ１０５を接続した構成は、アナログ信号からデジタル信号への変換構成部分として、一般に用いられる回路構成である。

Ａ／Ｄ変換部１０８は、希望信号をデジタル信号で再現可能とするため、標本化定理より、標本化周波数を希望信号の帯域幅の２倍以上とする必要がある。これに対し、広帯域ＬＰＦ１０７は、Ａ／Ｄ変換部１０８によるデジタル信号への変換時に、折り返し雑音の発生をなくすためのフィルタ（アンチエイリアスフィルタ）であり、通過帯域幅をナイキスト周波数（Ａ／Ｄ変換部１０８の標本化周波数の１／２）以下とする必要がある。Ａ／Ｄ変換部１０８の標本化周波数を必要以上とすることは消費電力の増大や実装上の困難さを生み出すため、最小値（希望信号の帯域幅の２倍）にすることが望ましい。この場合、広帯域ＬＰＦ１０７の通過帯域幅は、ナイキスト周波数である希望信号の帯域幅以下とする必要があるが、希望信号を通過させる必要があるため、広帯域ＬＰＦ１０７の通過帯域幅は、希望信号の帯域幅と同じ値しか取れない（希望信号よりも小さい帯域幅にはできない）。しかし、アナログフィルタにより実装された広帯域ＬＰＦ１０７では急峻なフィルタ特性の実現は困難なため、広帯域ＬＰＦ１０７の通過帯域幅は、希望信号の帯域幅よりも大きい値とする必要がある。上述した通り、通過帯域幅はナイキスト周波数（Ａ／Ｄ変換部１０８の標本化周波数の１／２）以下とする必要があるため、結果として、Ａ／Ｄ変換部の標本化周波数を、最小値（希望信号の帯域幅の２倍）から広帯域ＬＰＦ１０７の通過帯域幅（希望信号の帯域幅よりも大きい値）の２倍以上に変更する必要がある。従って、Ａ／Ｄ変換部１０８は、希望信号をデジタル信号で再現可能な最小値（希望信号の帯域幅の２倍）よりも大きな標本化周波数によるサンプリング（オーバーサンプリング）を行う。その結果、広帯域ＬＰＦ１０７を設けた本来の目的外で（広帯域ＬＰＦ１０７による急峻なフィルタ特性実現の困難さにより）、広帯域ＬＰＦ１０７の通過帯域幅は、希望信号の帯域幅よりも十分に大きな値を取ることが多い。Ａ／Ｄ変換部１０８により変換された希望信号よりも広い帯域幅を持つデジタル信号は、ＦＩＲ等のデジタルフィルタにより実装された狭帯域ＬＰＦ１０５により、希望信号の帯域幅に制限され、後段の処理に渡される。

従って、アナログ信号からデジタル信号への変換構成部分として一般的な構成をそのまま活用し、ＡＧＣ制御部１０６の入力信号を、広帯域ＬＰＦ１０７通過後にＡ／Ｄ変換部１０８により変換した、希望信号の帯域幅よりも広い帯域幅を持つデジタル信号とすることにより、第１の実施形態で説明した技術思想の実現が可能である。

第２の実施形態によっても、第１の実施形態と同様な効果を奏することができる。

（Ｃ）第３の実施形態
次に、本発明によるダイバーシチ受信機の第３の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

図４は、第３の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ｃ（図１０の１１−１、１１−２参照）の詳細構成を示すブロック図であり、第１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号を付して示している。

第３の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ｃは、第１の実施形態と同様な構成に加え、狭帯域ＬＰＦ１０５及びダイバーシチ合成部１２との間に介挿されたＡＧＣアンプ１０９と、そのＡＧＣアンプ１０９への制御信号を生成するＡＧＣ制御部１１０とを有している。ＡＧＣアンプ１０９及びＡＧＣ制御部１１０以外の構成要素は、第１の実施形態と同様であるため、その説明は省略する。なお、ＡＧＣアンプ１０９を「後段ＡＧＣアンプ」と呼び、ＡＧＣアンプ１０２とネーミング上も区別する。

後段ＡＧＣアンプ１０９は、ＡＧＣアンプ１０２と同様の機能であるが、ＡＧＣ制御部１１０により決定した所定の利得に増幅される点が、ＡＧＣアンプ１０２とは異なっている。第１の実施形態の復調部１１Ａでは、ダイバーシチ合成部１２への信号は、狭帯域ＬＰＦ１０５を通過することにより、一部の干渉信号及び付加雑音が除去されるため、ダイバーシチ合成部１２への信号のレベルは、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号のレベルよりも減少するが、第３の実施形態の復調部１１Ｃでは、後段ＡＧＣアンプ１０９により、所定のレベルに増幅する点が異なっている。これにより、ダイバーシチ合成部１２の後段にある判定部１３の性能が向上する場合、受信特性が改善する。しかしながら、各ブランチで所定のレベルに増幅されたことにより、各ブランチの後段ＡＧＣアンプ１０９からダイバーシチ合成部１２への信号の電力（または振幅）の大小は、各ブランチのＳＩＮＲの大小とは一致しなくなってしまう。従って、ダイバーシチ合成部１２での選択合成を正しく行うには、所定のレベルに増幅する前の各ブランチの信号である狭帯域ＬＰＦ１０５の出力信号（この出力信号は、第１の実施形態の復調部１１Ａにおけるダイバーシチ合成部１２への信号と一致するため、この出力信号の振幅（信号の絶対値）または電力（信号の絶対値の２乗）の大小は、各ブランチのＳＩＮＲの大小と一致している）を、ダイバーシチ合成部１２への重みとして、ダイバーシチ合成部１２に出力する必要がある。すなわち、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける狭帯域ＬＰＦ１０５の出力信号をｘ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）とした場合、ダイバーシチ合成部１２への重みをｗ_ｋ（ｔ）とすると、ｗ_ｋ（ｔ）＝ｘ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）である。

以上のように、第３の実施形態の復調部１１Ｃにおいては狭帯域ＬＰＦ１０５の出力信号を、新たにダイバーシチ合成部１２への重みとして、ダイバーシチ合成部１２に出力している点が、第１の実施形態の復調部１１Ａとは異なっている。

ｋ番目のブランチの時間ｔにおける、後段ＡＧＣアンプ１０９の出力であるダイバーシチ合成部１２への信号をｘ_ｋ（ｔ）、狭帯域ＬＰＦ１０５の出力であるダイバーシチ合成部１２への重みをｗ_ｋ（ｔ）とする。

最初に、ダイバーシチ合成部１２への重みの絶対値の２乗、すなわち電力に換算した値は、Ｐ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）に相当するので、（５９）式より、（６３）式のよう表される。また、ダイバーシチ合成部１２への信号は、全てのブランチで同じ値となる所定のレベルに増幅され、この値はＰ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）に等しいものとすると、（４３）式より、（６４）式のように表される。

なお、図４では、ＡＧＣアンプが、ＢＦＰ１０１及びダウンコンバータ１０３間に介挿されたＡＧＣアンプ１０２と、狭帯域ＬＰＦ１０５及びダイバーシチ合成部１２間に介挿された後段ＡＧＣアンプ１０９の計２個としたが、さらに他のＡＧＣアンプを他の位置に追加して３個以上の構成とするようにしても良い。但し、以下の説明では、図４のように２個のＡＧＣアンプ１０２及び１０９の場合を説明する。

ＡＧＣ制御部１１０は、ＡＧＣ制御部１０６とほぼ同様の機能であるが、後段ＡＧＣアンプ１０９の利得を決定する点、その際に後段ＡＧＣアンプ１０９からのベースバンド信号のレベル（または振幅）を観測する点が、ＡＧＣ制御部１０６とは異なっている。

第３の実施形態の復調部１１Ｃをダイバーシチ合成部１２に接続する場合、ダイバーシチ合成部１２の入力は、復調部１１Ｃの後段ＡＧＣアンプ１０９の出力であるダイバーシチ合成部への信号と、狭帯域ＬＰＦ１０５の出力であるダイバーシチ合成部への重みの２種類となる点が、第１の実施形態の復調部１１Ａをダイバーシチ合成部１２に接続する場合と異なっている。

ダイバーシチ合成部１２への入力が２種類となる場合の合成方法について、以下に説明する。この場合、（３）式及び、ｘ_ｋ（ｔ）をｗ_ｋ（ｔ）（ここで、ｋ＝ｉ及びｋ＝１、２、…、Ｍ）に置き換えた（４）式を適用して、ダイバーシチ合成部１２の出力y（ｔ）は、（６５）式のように表される。但し、ｉは（６６）式を満たす値である。

上記で説明した通り、各ブランチの|ｗ_ｉ（ｔ）|^２の大小は、各ブランチのＳＩＮＲの大小と一致しているため、（６５）式、（６６）式によるダイバーシチ合成は正しく行われる。

なお、既述したように、電力の代わりに振幅を比較し、振幅が最大となるブランチを選択する方法としても構わない。すなわち、（６５）式及び、（６６）式において、｜ｗ_ｉ（ｔ）｜^２→｜ｗ_ｉ（ｔ）｜、｜ｗ_１（ｔ）｜^２→｜ｗ_１（ｔ）｜、｜ｗ_２（ｔ）｜^２→｜ｗ_２（ｔ）｜、…、｜ｗ_Ｍ（ｔ）｜^２→｜ｗ_Ｍ（ｔ）｜と置き換えた式を適用して、選択合成を行う方法としても構わない。

第３の実施形態によっても、第１の実施形態と同様な効果を奏することができる。

（Ｄ）第４の実施形態
次に、本発明によるダイバーシチ受信機の第４の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

図５は、第４の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ｄ（図１０の１１−１、１１−２参照）の詳細構成を示すブロック図であり、第１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号を付して示している。

第４の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ｄは、ＡＧＣ制御部１０６に対して狭帯域ＬＰＦ１０５の出力信号が入力される点が、第１の実施形態の復調部１１Ａとは異なっている。すなわち、第４の実施形態の場合、ＡＧＣ制御部１０６は、広帯域ＬＰＦ１０７からのベースバンド信号ではなく、広帯域ＬＰＦ１０７よりも狭い通過帯域幅を持つ狭帯域ＬＰＦ１０５からのベースバンド信号のレベル（または振幅）を観測し、この値が所定の目標値に収束するように、ＡＧＣアンプ１０２の利得を決定する。

上述した第１の実施形態では、ダイバーシチ合成部１２への信号は、狭帯域ＬＰＦ１０５を通過することにより、一部の干渉信号及び付加雑音が除去されるため、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号中の干渉信号及び付加雑音の割合が大きいほど、ダイバーシチ合成部１２への信号のレベルは、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号のレベルからの減少量も大きくなるが、第４の実施形態では、ＡＧＣ制御部１０６により、狭帯域ＬＰＦ１０５を通過した信号が所定のレベルとなるように、ＡＧＣアンプ１０２の利得を決定するため、干渉信号及び付加雑音の割合に拘わらず、ダイバーシチ合成部１２への信号の電力を所定のレベルに引き上げることが可能となる。これにより、ダイバーシチ合成部１２の後段にある判定部１３の性能が向上する場合、受信特性が改善する。しかしながら、上述した第３の実施形態と同様、各ブランチで所定のレベルに増幅されたことにより、各ブランチの狭帯域ＬＰＦ１０５からダイバーシチ合成部１２への信号の電力（または振幅）の大小は、各ブランチのＳＩＮＲの大小とは一致しなくなってしまう。従って、ダイバーシチ合成部１２での選択合成を正しく行うには、所定のレベルに増幅する前の各ブランチの信号である広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号を、ダイバーシチ合成部１２への重みとして、ダイバーシチ合成部１２に出力する必要がある。その理由は以下の通りである。広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号の振幅（信号の絶対値）または電力（信号の絶対値の２乗）が小さいほど、各ブランチのＳＩＮＲは大きくなる。従って、各ブランチにおける広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号の振幅の逆数または電力の逆数の大小と、各ブランチのＳＩＮＲの大小は一致している。なぜならば、狭帯域ＬＰＦ１０５により除去された干渉信号及び付加雑音の電力は、ＳＩＮＲが大きいブランチほど小さいため、干渉信号及び付加雑音の全てが含まれる広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号は、ＳＩＮＲが大きいブランチほど小さくなる。そのため、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号を、ダイバーシチ合成部１２への重みとして、ダイバーシチ合成部１２に出力する必要がある。すなわち、ｋ番目のブランチの時間ｔにおける広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号をｘ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）とした場合、ダイバーシチ合成部１２への重みをｗ_ｋ（ｔ）とすると、ｗ_ｋ（ｔ）＝ｘ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）である。

以上のように、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号を、新たにダイバーシチ合成部１２への重みとして、ダイバーシチ合成部１２に出力している点が第１の実施形態（〜第３の実施形態）と異なっている。

ｋ番目のブランチの時間ｔにおける、狭帯域ＬＰＦ１０５の出力であるダイバーシチ合成部１２への信号をｘ_ｋ（ｔ）、広帯域ＬＰＦ１０７の出力であるダイバーシチ合成部１２への重みをｗ_ｋ（ｔ）とする。

ダイバーシチ合成部１２への信号の電力はＰ_{ＬＰＦ２，ｋ}（ｔ）に相当し、かつ、全てのブランチで同じ値となる所定のレベルに増幅されるものとし、この値をＰ_{ＴＡＲＧＥＴ}とすると、（４３）式と同様に、（６７）式のように表される。また、ダイバーシチ合成部１２への重みの絶対値の２乗はＰ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）に相当し、（６８)式のように表される。さらに、上述した（４０）式及び（５８）式より、（６９）式が導かれる。

（６９）式は、上述した通りの内容、すなわち、各ブランチの干渉信号の電力Ｉ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）又は付加雑音の電力Ｎ_{ＬＰＦ１，ｋ}（ｔ）が大きいほど（すなわち、各ブランチのＳＩＮＲが小さいほど）、各ブランチの広帯域ＬＰＦ１０７の出力であるダイバーシチ合成部１２への重みが大きくなることを示している。

ＡＧＣ制御部１０６以外の構成要素は、第１の実施形態と同様であるため、その説明は省略する。

既述した実施形態の説明で言及した場合と同様に、ＡＧＣアンプ１０２の数や位置は、図５に示すものに限定されない。

第４の実施形態の復調部１１Ｄをダイバーシチ合成部１２に接続する場合、ダイバーシチ合成部１２の入力は、狭帯域ＬＰＦ１０５の出力であるダイバーシチ合成部１２への信号と、広帯域ＬＰＦ１０７の出力であるダイバーシチ合成部１２への重みの２種類となる。

ダイバーシチ合成部１２への入力がこのような２種類となる場合の合成方法について、以下に説明する。この場合、（３）式、及び、ｘ_ｋ（ｔ）を１／ｗ_ｋ（ｔ）に置き換えた（４）式を適用して、ダイバーシチ合成部１２の出力y（ｔ）は、（７０）式のように表される。（７０）式におけるｉは、（７１）式を満たす値である。（７１）式のｍｉｎ（ａ_１，ａ_２，…，ａ_ｎ）は括弧内要素ａ_１、ａ_２、…、ａ_ｎのうちの最小値を表している。

なお、上述した第３の実施形態の場合、各ブランチの|ｗ_ｉ（ｔ）|^２の大小と、各ブランチのＳＩＮＲの大小は一致する。一方、第４の実施形態の場合、各ブランチの１／|ｗ_ｉ（ｔ）|^２の大小と、各ブランチのＳＩＮＲの大小が一致するため、ｘ_ｋ（ｔ）を１／ｗ_ｋ（ｔ）（ここで、ｋ＝ｉ及びｋ＝１、２、…、Ｍ）に置き換えた（４）式を適用している。これにより、（７０）式、（７１）式によるダイバーシチ合成は正しく行われる。

第４の実施形態によっても、第１の実施形態と同様な効果を奏することができる。

なお、既述したように、電力の代わりに振幅を比較し、振幅が最大となるブランチを選択する方法としても構わない。すなわち、（７０）式及び、（７１）式において、｜ｗ_ｉ（ｔ）｜^２→｜ｗ_ｉ（ｔ）｜、｜ｗ_１（ｔ）｜^２→｜ｗ_１（ｔ）｜、｜ｗ_２（ｔ）｜^２→｜ｗ_２（ｔ）｜、…、｜ｗ_Ｍ（ｔ）｜^２→｜ｗ_Ｍ（ｔ）｜と置き換えた式を適用して、選択合成を行う方法としても構わない。

（Ｅ）第５の実施形態
次に、本発明によるダイバーシチ受信機の第５の実施形態を、図面を参照しながら説明する。

図６は、第５の実施形態のダイバーシチ受信機における復調部１１Ｅ（図１０の１１−１、１１−２参照）の詳細構成を示すブロック図であり、第１の実施形態に係る図１との同一、対応部分には同一符号を付して示している。

第１の実施形態の復調部１１Ａにおいては、広帯域ＬＰＦ１０７を通過した信号はＬＰＦ１０５を通過するように、広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５が直列接続されていたが、この第５の実施形態の復調部１１Ｅにおいては、広帯域ＬＰＦ１０７を通過した信号は狭帯域ＬＰＦ１０５を通過しないように、すなわち、広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５は、それぞれにダウンコンバータ１０３の出力信号が与えられるように並列接続されている。

広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５回りの接続は変更になっているが、第５の実施形態でも、ＡＧＣ制御部１０６に対しては広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号が与えられ、ダイバーシチ合成部１０２には狭帯域ＬＰＦ１０５の出力信号が与えられているので、ダイバーシチ合成部１０２から見ると、第５の実施形態は第１の実施形態と同様に作用する。

すなわち、第５の実施形態によっても、第１の実施形態と同様な効果を奏することができる。

（Ｆ）他の実施形態
第５の実施形態は、第１の実施形態をベースとし、広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５をダウンコンバータ１０３の出力信号が与えられるように並列的に設けた変更を施したものであった。

このような広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５を並列的に設けるという技術思想は、上述した第３の実施形態や第４の実施形態をベースとした変更点にもなり得る。

図７は、詳述は避けるが、第３の実施形態をベースとし、広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５をダウンコンバータ１０３の出力信号が与えられるように並列的に設けた変更を施した復調部１１Ｆを示している。

また、図８は、詳述は避けるが、第４の実施形態をベースとし、広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５をダウンコンバータ１０３の出力信号が与えられるように並列的に設けた変更を施した復調部１１Ｇを示している。

図９は、図１、図３〜図８に示す各実施形態の相違などをまとめた説明図である。図９において、各実施形態の特定を、実施形態に対応する図番で表している。各実施形態は、広帯域ＬＰＦ１０７の出力信号のレベル（または振幅）を観測するＡＧＣ制御を行っているか否か、狭帯域ＬＰＦ１０５の出力信号のレベル（または振幅）を観測するＡＧＣ制御を行っているか否か、広帯域ＬＰＦ１０７及び狭帯域ＬＰＦ１０５の接続方法などの観点から区別することができる。

上記第２の実施形態では、アナログ回路とデジタル回路とを混在させた復調部の一例を示したが、アナログ回路とデジタル回路との振分けは、第２の実施形態のものに限定されるものではない。大半をデジタル回路で構成しても良く、逆に、大半をアナログ回路で構成するようにしても良い。復調部だけでなく、ダイバーシチ受信機の大半をデジタル回路で構成しても良く、逆に、大半をアナログ回路で構成するようにしても良い。さらに、デジタル回路で構成した部分を、ＣＰＵと、ＣＰＵが実行するプログラムで実現するようにしても良い。

１０、１０−１、１０−２…アンテナ、１１、１１Ａ〜１１Ｇ、１１−１、１１−２…復調部、１２…ダイバーシチ合成部、１３…判定部、１０１…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、１０２…ＡＧＣ（自動利得制御）アンプ、１０３…ダウンコンバータ、１０４…局部発振器、１０５…狭帯域ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１０６…ＡＧＣ制御部、１０７…広帯域ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、１０８…Ａ／Ｄ変換部、１０９…ＡＧＣアンプ、１１０…ＡＧＣ制御部。

Claims (5)

1. 無線電波の捕捉位置が異なっている複数のブランチ処理手段と、上記各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、
   上記各ブランチ処理手段はそれぞれ、
   第１の所定部位の受信信号が、他の全てのブランチ処理手段と等しい振幅又は電力となるように、上記受信信号の利得が設定される増幅手段と、
   上記受信信号の振幅又は電力を観測し、上記増幅手段の利得を制御する自動利得制御手段と、
   希望信号の帯域幅よりも大きい通過帯域幅を持つ第１のローパスフィルタ手段と、
   希望信号の帯域幅よりも大きく、上記第１のローパスフィルタ手段の通過帯域幅よりも小さい通過帯域幅を持つ第２のローパスフィルタ手段とを備え、
   上記ダイバーシチ合成手段は、上記各ブランチ処理手段における第２の所定部位の受信信号のうち、所定の条件を満たすブランチ処理手段の受信信号を選択して出力するものであり、
   上記第１の所定部位の受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号であり、
   上記第２の所定部位の受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号であり、
   上記所定の条件は、上記第１のローパスフィルタ手段を通過した受信信号の振幅又は電力が最も小さいことである
   ことを特徴とするダイバーシチ受信機。
2. 無線電波の捕捉位置が異なっている複数のブランチ処理手段と、上記各ブランチ処理手段からの受信信号の中からいずれかを選択して出力するダイバーシチ合成手段とを備えたダイバーシチ受信機において、
   上記各ブランチ処理手段はそれぞれ、
   第１の所定部位の受信信号が、他の全てのブランチ処理手段と等しい振幅又は電力となるように、上記受信信号の利得が設定される増幅手段と、
   上記受信信号の振幅又は電力を観測し、上記増幅手段の利得を制御する自動利得制御手段と、
   希望信号の帯域幅よりも大きい通過帯域幅を持つ第１のローパスフィルタ手段と、
   希望信号の帯域幅よりも大きく、上記第１のローパスフィルタ手段の通過帯域幅よりも小さい通過帯域幅を持つ第２のローパスフィルタ手段とを備え、
   上記ダイバーシチ合成手段は、上記各ブランチ処理手段における第２の所定部位の受信信号のうち、所定の条件を満たすブランチ処理手段の受信信号を選択して出力するものであり、
   上記各ブランチ処理手段は、さらに、
   上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号が、所定の振幅又は電力となるように、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号の利得が設定される第２の増幅手段と、
   上記第２のローパスフィルタ手段を通過した受信信号の振幅又は電力を観測し、上記第２の増幅手段の利得を制御する第２の自動利得制御手段とを備え、
   上記第１の所定部位の受信信号は、上記第１のローパスフィルタ手段を通過した受信信号であり、
   上記第２の所定部位の受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した後、上記第２の増幅手段により増幅された受信信号であり、
   上記所定の条件は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過した後、上記第２の増幅手段により増幅される前の受信信号の振幅又は電力が最も大きいことである
   ことを特徴とするダイバーシチ受信機。
3. 上記第１のローパスフィルタ手段を通過した受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過することを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシチ受信機。
4. 上記第１のローパスフィルタ手段はアナログフィルタであり、上記第２のローパスフィルタ手段はデジタルフィルタであり、上記第１のローパスフィルタ手段を通過したアナログ受信信号は、アナログ／デジタル変換手段によりデジタル受信信号に変換され、上記第２のローパスフィルタ手段に入力されることを特徴とする請求項３に記載のダイバーシチ受信機。
5. 上記第１のローパスフィルタ手段を通過した受信信号は、上記第２のローパスフィルタ手段を通過しないことを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシチ受信機。

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