JP5811309B1 - 直流電源装置の制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

並列運転される複数台の直流電源ユニットから負荷までの配線抵抗を反映させたドループ制御により、各ユニットの出力電流を高精度にバランスさせた直流電源装置の制御方法及び制御装置を提供する。電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の出力端子間の配線抵抗、出力電圧，出力電流及び出力電圧指令値、並びにドループ係数を用いて、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３のドループ特性をそれぞれ表わすと共に、前記配線抵抗を、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の出力電圧，出力電流、及び出力点５０の電圧を用いて予め算出しておく。各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３を並列運転する際には、全てのユニットに共通する同じ大きさの出力電流、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の出力電圧、ドループ係数及び前記配線抵抗を用いて、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の出力電圧指令値をそれぞれ演算する。

Description

本発明は、複数台の直流電源ユニットを並列運転して負荷に給電する直流電源装置において、各電源ユニットの出力電流を高精度にバランスさせるための制御方法及び制御装置に関する。

互いに並列に接続された複数の直流電源ユニットからなる直流電源装置として、特許文献１に記載された従来技術が知られている。
図８は、この従来技術の構成図であり、１００は交流電源、２００ａ，２００ｂはＡＣ−ＤＣコンバータ、３００ａ，３００ｂはバックアップ電源、４００は直流電圧が印加される負荷である。ここで、ＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂ及びバックアップ電源３００ａ，３００ｂは、何れも直流電源ユニットとして機能するものであり、互いに並列に接続されている。

ＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂは同一の構成であり、例えばＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａは、力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）回路２０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０２、半導体スイッチング素子２０３、制御回路２０４、平滑コンデンサ２０５、電流検出器２０６を備えている。
また、バックアップ電源３００ａ，３００ｂは同一の構成であり、例えばバックアップ電源３００ａは、停電検出回路３０１、二次電池３０２、電池モニタ３０３、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４、制御回路３０５、半導体スイッチング素子３０６、平滑コンデンサ３０７、電流検出器３０８を備えている。

２００Ｐ，２００Ｎ，３００Ｐ，３００Ｎは、ＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂ及びバックアップ電源３００ａ，３００ｂの正負の出力端子である。これらの出力端子２００Ｐ，２００Ｎ，３００Ｐ，３００Ｎは、電源線５０１によってそれぞれ並列に接続されている。また、ＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂ及びバックアップ電源３００ａ，３００ｂは、信号線５０２を介して互いに並列に接続されている。
なお、２５０ａ，２５０ｂ，３５０ａ，３５０ｂ，６５０ａ，６５０ｂ，７５０ａ，７５０ｂはコネクタを示す。

図９は、バックアップ電源３００ａ，３００ｂ内の制御回路３０５の構成を示している。図９において、３０５ａは放電制御回路であり、電流検出部３０５ｂ、電流誤差増幅回路３０５ｃ、電圧誤差増幅回路３０５ｄ、キャリア発生回路３０５ｅ、及びコンパレータ３０５ｆを備えている。また、３０５ｋは、バックアップ電源３００ａ，３００ｂの出力電流のうち最大値に比例した電圧が印加される端子である。
更に、本発明と直接関係するものではないが、３０５ｇは充電上限値算出回路、３０５ｈは充電制御回路、３０５ｉは逆流検出保護回路、３０５ｊは動作モード切替回路である。

いま、図８における交流電源１００の停電によりＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａが運転を停止し、バックアップ電源３００ａ，３００ｂの並列運転によりバックアップする場合について説明する。
この場合、図９の制御回路３０５では、バックアップ電源３００ａ，３００ｂの出力電流のうち最大値に比例した電圧が端子３０５ｋに印加される。仮に、バックアップ電源３００ｂの出力電流がバックアップ電源３００ａより大きい場合、バックアップ電源３００ａの制御回路３０５では電流誤差増幅回路３０５ｃの出力が正となり、電圧誤差増幅回路３０５ｄからは電圧指令値を増加させる出力信号が得られる。

このため、コンパレータ３０５ｆからは、出力電圧を増加させる方向の信号が出力され、この信号は動作モード切替回路３０５ｊを介して双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４内のスイッチング素子に与えられる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ３０４が出力電圧を増加させるように動作し、結果として、バックアップ電源３００ａの出力電流が増加してバックアップ電源３００ｂの出力電流との差がなくなるように動作する。
特許文献１では、上記のような動作により、バックアップ電源３００ａ，３００ｂの出力電流をバランスさせている。

ここで、図１０は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂ及びバックアップ電源３００ａ，３００ｂの実装構造の一例を示している。ＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂ及びバックアップ電源３００ａ，３００ｂは、コネクタ２５０ａ，２５０ｂ，３５０ａ，３５０ｂを装置本体８００側のコネクタ６５０ａ，６５０ｂ，７５０ａ，７５０ｂにそれぞれ接続することにより実装されている。

特開２００７−２０９１９５号公報（段落［００３５］〜［００３７］，［００６３］、図１〜図４，図９等）

さて、複数台の直流電源ユニットが並列運転している時に負荷電流が増加した場合、出力電圧が高いユニットの出力電圧を低下させて当該ユニットの出力電流を減少させることにより、他のユニットとの間で負荷電流を分担して出力電流をバランスさせる機能（ドループカレントシェア機能）が知られている。
図１１は、このドループ特性の一例を示している。図中の実線が本来の出力電流−出力電圧特性（Ｉ_ｏ−Ｖ_ｏ特性）であり、各ユニットの定格出力電圧を直流１２［Ｖ］（１００［％］）とした時のものである。通常、このドループ特性は、
Ｖ_ｏ＝電圧指令値−Ｋ×Ｉ_ｏ
として表すことができ、Ｋはドループ係数を示している。

しかし、前述した特許文献１（図８〜図１０）に記載されているような直流電源装置では、ＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂの各出力端子２００Ｐ，２００Ｎからコネクタ６５０ａ，６５０ｂを経て負荷４００に至る電源線５０１の配線抵抗により電圧降下が発生し、その大きさは配線長に応じて異なった値となる。これは、バックアップ電源３００ａ，３００ｂについても当てはまる問題である。

このため、例えばＡＣ−ＤＣコンバータ２００ａ，２００ｂのうち一方のドループ特性が図１１の実線の通りであったとしても、負荷４００までの配線抵抗が大きい他方のドループ特性は図１１の破線のようになる場合がある。すなわち、両コンバータ２００ａ，２００ｂを並列運転する際に、各コンバータの出力電圧が同一であっても、一方のコンバータが２００［Ａ］出力するのに対して他方のコンバータは１５０［Ａ］しか出力できないような事態を生じ、各コンバータ２００ａ，２００ｂの出力電流がアンバランスになってシステムとしての定格運転が不可能になるという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、並列運転される複数台の直流電源ユニットに対し、各ユニットから負荷までの配線抵抗による電圧降下に応じたドループ特性を用いることにより、各ユニットの出力電流を高精度にバランスさせるようにした直流電源装置の制御方法及び制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る制御方法は、ドループ特性を有する複数台の直流電源ユニットを並列運転して負荷に直流電力を供給する直流電源装置の制御方法であって、前記複数台の直流電源ユニットを並列運転するために各直流電源ユニットの出力電圧指令値を演算するキャリブレーション動作として、１台の直流電源ユニットの運転時に、この直流電源ユニットと共に並列運転される他の１台の直流電源ユニットの出力電圧を徐々に上昇させ、前記１台の直流電源ユニットの出力端子と前記他の１台の直流電源ユニットの出力端子との間の配線抵抗を、前記他の１台の直流電源ユニットの出力電圧、出力電流、及び前記直流電源装置の出力点の電圧を用いて算出し、並列運転される２台の直流電源ユニットに共通する同じ大きさの出力電流、前記他の１台の直流電源ユニットの出力電圧、ドループ係数、及び前記１台の直流電源ユニットの出力端子と前記他の１台の直流電源ユニットの出力端子との間の配線抵抗を用いて、前記他の１台の直流電源ユニットの出力電圧指令値を演算するものである。

また、請求項２に係る制御装置は、ドループ特性を有する複数台の直流電源ユニットを並列運転して負荷に直流電力を供給する直流電源装置の制御装置であって、前記複数台の直流電源ユニットとの間で通信可能な外部の管理手段を有し、前記直流電源ユニットは、自己の出力電圧及び出力電流を検出する手段と、自己の出力電圧指令値を演算する演算手段と、を備え、前記管理手段は、前記複数台の直流電源ユニットの出力端子間の配線抵抗、前記複数台の直流電源ユニットの出力電圧、出力電流及び出力電圧指令値、並びにドループ係数を用いて表わしたドループ特性を備えると共に、前記出力端子間の配線抵抗を、各直流電源ユニットの出力電圧、出力電流、及び前記直流電源装置の出力点の電圧を用いて予め算出し、かつ、前記複数台の直流電源ユニットを並列運転する際に、各直流電源ユニットに対して前記出力端子間の配線抵抗に基づく補正抵抗をそれぞれ算出して送信する手段を備え、前記複数台の直流電源ユニットは、前記演算手段により、全ての直流電源ユニットに共通する同じ大きさの出力電流、各直流電源ユニットの出力電圧、前記ドループ係数、及び前記補正抵抗を用いて、自己の出力電圧指令値をそれぞれ演算するものである。

請求項３に係る制御装置は、請求項２に記載した直流電源装置の制御装置において、前記複数台の直流電源ユニットが、交流電力を直流電力に変換して前記負荷に供給する複数台の主給電用ユニット、または、前記主給電用ユニットの運転停止時に直流電力を前記負荷に供給する複数台のバックアップ用ユニットであることを特徴とする。

本発明によれば、各直流電源ユニットと直流電源装置の出力点との間の配線抵抗に応じたドループ特性に基づいて各ユニットを並列運転することにより、各ユニットの出力電流を高精度にバランスさせることができる。

本発明の実施形態を示す構成図である。 図１における電源ユニットのドループ特性を示す図である。 図１における各ユニットの主要部の構成図である。 図１における各ユニットの主要部の構成図である。 図１における各ユニット及び負荷の実装構造を示す斜視図である。 図１における各ユニット及び負荷の実装構造を示す斜視図である。 本発明の実施形態において、キャリブレーション要求があった場合の各部の処理を示すフローチャートである。 従来技術を示す構成図である。 図８におけるバックアップ電源の制御回路の構成図である。 図８における各ユニットの実装構造を示す斜視図である。 直流電源ユニットのドループ特性を示す図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は、本発明の実施形態に係る直流電源装置の構成を示している。
図１において、商用電源等の交流電源１０には、並列運転される電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３を介して負荷２０が接続されている。負荷２０は、直流電圧が供給されるものであれば特に限定されないが、例えばマザーボード２１を内蔵したサーバやストレージである。

電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の構成は、何れも同一であり、交流電源１０に接続されて交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換部３１と、その出力側に接続されて直流電圧を所定の大きさの直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣ変換部３２と、その出力側と負荷２０との間に接続されたダイオード３３と、を備えている。
また、電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３に対して出力側が並列になるように、複数台（図示例では４台）のバッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７が接続されている。バッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７の構成は何れも同一であり、バッテリ４１と、バッテリ４１の直流電圧を所定の大きさの直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣ変換部４２と、その出力側と負荷２０との間に接続されたダイオード４３と、を備えている。

電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３は、交流電源１０の健全時に運転されて負荷２０に直流電圧を供給し、バッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７は、交流電源１０の停電時や何れかの電源ユニットの故障によってその運転が停止した時に負荷２０に直流電圧を供給する。すなわち、電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３は主給電用ユニットとして機能し、バッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７はバックアップ用ユニットとして機能する。
なお、電源ユニット及びバッテリユニットの台数は、図１の例に何ら限定されるものではなく、必要とされる電源容量に応じて任意の台数が並列接続される。

ここで、直流電源装置の出力点（電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の出力側の共通接続点）５０と負荷２０との間の電源線の配線抵抗をＲ_０、電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の互いに隣り合う出力端子間の配線抵抗をそれぞれＲ_１〜Ｒ_３とし、また、出力点５０とバッテリユニットＢＢＵ４との間の配線抵抗をＲ_４とし、バッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７の互いに隣り合う出力端子間の配線抵抗をそれぞれＲ_５〜Ｒ_７とする。
更に、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３，ＢＢＵ４〜ＢＢＵ７の出力電流をそれぞれＩ_ｐｓｕ０〜Ｉ_ｐｓｕ３，Ｉ_ｂｂｕ４〜Ｉ_ｂｂｕ７とし、出力電圧をそれぞれＶ_ｐｓｕ０〜Ｖ_ｐｓｕ３，Ｖ_ｂｂｕ４〜Ｖ_ｂｂｕ７とする。

いま、全ての電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３を並列運転している場合に、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３の出力電流をバランスさせることを考えると、下記の数式１〜数式４が成立する。なお、ここでは、ダイオード３３（バッテリユニット内のダイオード４３についても同様）の順方向電圧降下を無視するものとする。

数式１〜数式４に基づき、各部位の配線抵抗を反映させて電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３のドループ特性を求めると、それぞれ数式５〜数式８となる。なお、数式５〜数式８において、Ｋは所定のドループ係数である。

すなわち、数式６〜数式８は、数式５に示したドループ特性（ドループ係数Ｋ）を補正したものということができる。
なお、図２は、数式５〜数式８による電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３のドループ特性を示しており、各ユニットの定格出力電圧を直流１２［Ｖ］（１００［％］）とした場合のものである。

また、例えば、図１における電源ユニットＰＳＵ１がバックアップ用に待機している場合や、電源ユニットＰＳＵ１が装着されていない場合など、３台の電源ユニットＰＳＵ０，ＰＳＵ２，ＰＳＵ３を並列運転する時に各ユニットＰＳＵ０，ＰＳＵ２，ＰＳＵ３の出力電流をバランスさせることを考えると、数式９〜数式１１が成立する。

数式９〜数式１１に基づき、各部位の配線抵抗を反映させて電源ユニットＰＳＵ０，ＰＳＵ２，ＰＳＵ３のドループ特性を前記同様に求めると、それぞれ数式１２〜数式１４となる。

上述したように、各電源ユニットＰＳＵｎ（ｎ＝０，１，２，３）の出力電圧Ｖ_ｐｓｕｎ、出力電流Ｉ_ｐｓｕｎ及び各電源ユニットの出力端子間の配線抵抗Ｒ_ｎを検出できれば、各電源ユニットＰＳＵｎについて配線抵抗を反映させたドループ特性（数式５〜８、数式１２〜１４）を求めることができる。そして、複数台の電源ユニットＰＳＵｎを並列運転する場合には、これらの数式に各ユニットの出力電圧Ｖ_ｐｓｕｎ及び必要な配線抵抗Ｒ_ｎをそれぞれ代入すると共に、出力電流Ｉ_ｐｓｕｎをバランスさせるために同一値である出力電流Ｉ_ｐｓｕｎを代入すれば、各電源ユニットＰＳＵｎに対する出力電圧指令値を演算することができる。
このようにして演算した出力電圧指令値に従って電源ユニットＰＳＵｎをそれぞれ運転することにより、各電源ユニットＰＳＵｎの出力電流Ｉ_ｐｓｕｎをバランスさせた状態で並列運転することが可能になる。

次に、４台の電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３を並列運転する場合を想定して、配線抵抗Ｒ_０，Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３をキャリブレーション動作により予め算出する方法について説明する。
まず、電源ユニットＰＳＵ０を運転している状態で、例えば電源ユニットＰＳＵ１のみを起動し、その出力電圧Ｖ_ｐｓｕ１を徐々に上昇させる。この電圧Ｖ_ｐｓｕ１が電源ユニットＰＳＵ０の出力電圧Ｖ_ｐｓｕ０を上回って電源ユニットＰＳＵ１から電流Ｉ_ｐｓｕ１が流れると、以下の数式１５〜数式１７が成立する。

［数式１５］
Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｐｓｕ０＋Ｉ_ｐｓｕ１
［数式１６］
Ｖ_ｐｓｕ０−Ｖ_ｏｕｔ＝Ｒ_０×Ｉ_ｏｕｔ
［数式１７］
Ｖ_ｐｓｕ１−Ｖ_ｐｓｕ０＝Ｒ_１×Ｉ_ｐｓｕ１

電源ユニットＰＳＵ０の出力電圧Ｖ_ｐｓｕ０を一定とすると、数式１７により、キャリブレーション中の電源ユニットＰＳＵ１の出力電圧Ｖ_ｐｓｕ１及び出力電流Ｉ_ｐｓｕ１がわかれば、配線抵抗Ｒ_１を算出することができる。

次いで、電源ユニットＰＳＵ２のみを起動してキャリブレーション動作を行うことにより、数式１８が得られる。
［数式１８］
Ｖ_ｐｓｕ２−Ｖ_ｐｓｕ０＝（Ｒ_１＋Ｒ_２）×Ｉ_ｐｓｕ２
ここで、Ｒ_１は先に求められているので、キャリブレーション中の電源ユニットＰＳＵ２の出力電圧Ｖ_ｐｓｕ２及び出力電流Ｉ_ｐｓｕ２がわかれば、配線抵抗Ｒ_２を算出することができる。

同様にして、電源ユニットＰＳＵ３のみを起動してキャリブレーション動作を行うことにより、数式１９が得られる。
［数式１９］
Ｖ_ｐｓｕ３−Ｖ_ｐｓｕ０＝（Ｒ_１＋Ｒ_２＋Ｒ_３）×Ｉ_ｐｓｕ３
ここで、Ｒ_１，Ｒ_２は先に求められているので、キャリブレーション中の電源ユニットＰＳＵ３の出力電圧Ｖ_ｐｓｕ３及び出力電流Ｉ_ｐｓｕ３がわかれば、配線抵抗Ｒ_３を算出することができる。

また、数式１６によれば、Ｖ_ｐｓｕ０，Ｖ_ｏｕｔ，Ｉ_ｏｕｔがわかれば、出力点５０と負荷２０との間の配線抵抗Ｒ_０も算出可能である。

上記の説明では、電源ユニットＰＳＵ１〜ＰＳＵ３のキャリブレーション動作について説明したが、電源ユニットＰＳＵ１〜ＰＳＵ３をバックアップするためにバッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７を並列運転する場合にも、事前のキャリブレーション動作によって配線抵抗Ｒ_４〜Ｒ_７を算出することができる。
なお、この場合のバッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７のドループ特性は、それぞれ数式２０〜２３となり、各ユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７について出力電圧指令値をそれぞれ求め、各々の電圧指令値に従って各ユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７を運転すれば、出力電流Ｉ_ｂｂｕ４〜Ｉ_ｂｂｕ７をバランスさせることができる。

次に、図３は各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３，ＢＢＵ４〜ＢＢＵ７の出力電流Ｉ_ｘ及び出力電圧Ｖ_ｘを検出するための構成図であり、この構成は全てのユニットに共通している。
図３において、例えば電源ユニットＰＳＵ０内のＤＣ−ＤＣ変換部３２（４２）の出力側には、逆流防止素子６３が接続されている。この逆流防止素子６３は、ＯＲ−ｉｎｇ ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のように超低オン抵抗の半導体素子であって複数のユニットを並列運転する際に電流の逆流を防止するためのものであり、電流通流時の電圧降下は無視できるレベルである。

ＤＣ−ＤＣ変換部３２（４２）の出力電流Ｉ_ｘ及び出力電圧Ｖ_ｘは、レベル変換部６４を介して制御マイコン６１のＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部６１ａに入力されており、演算処理によって出力電流Ｉ_ｘ及び出力電圧Ｖ_ｘを算出可能である。６１ｂはＤＣ−ＤＣ変換部３２（４２）の半導体スイッチング素子を駆動するためのパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）信号を生成するＰＷＭ回路、６２は直流電流検出器である。

全てのユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３，ＢＢＵ４〜ＢＢＵ７が図３の構成を備えることで、制御マイコン６１は自己の出力電流Ｉ_ｘ及び出力電圧Ｖ_ｘを検出可能である。また、後述するマスタ側の管理マイコン８０から所定のユニットのアドレスを指定して通信すれば、管理マイコン８０は当該ユニットの出力電流Ｉ_ｘ及び出力電圧Ｖ_ｘをモニタすることができる。

図４は、マスタ側の管理マイコン８０から各ユニット（便宜的にユニット０，１とする）のアドレスを指定して出力電流Ｉ_ｘ及び出力電圧Ｖ_ｘをモニタするための構成を示している。なお、これらのユニット０，ユニット１は、電源ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３及びバッテリユニットＢＢＵ４〜ＢＢＵ７のうちの何れかに相当する。

ここで、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３，ＢＢＵ４〜ＢＢＵ７及び負荷２０の実装構造を例示すると、図５，図６のようになる。図５は正面側の斜視図、図６は背面側の斜視図であり、図５に示すように、背面側には、各ユニットＰＳＵ０〜ＰＳＵ３，ＢＢＵ４〜ＢＢＵ７の直流出力端子をワイヤードＯＲ接続する背面ボード７０が配置されている。

前述した図４に戻って、例えばユニット０内の制御マイコン６１は、汎用入出力部（ＧＰＩＯ：General Purpose Input/Output）６１ｃ及びシリアル通信部６１ｄを備え、汎用入出力部６１ｃにはプルアップ抵抗６５を介して制御マイコン６１の電源電圧が加えられている。また、汎用入出力部６１ｃは、背面ボード７０内の接地端子ＧＮＤに接続されるか、あるいは未接続（ＮＣ）状態となっている。
更に、シリアル通信部６１ｄは、背面ボード７０を介して管理マイコン８０のシリアル通信部８１に接続されている。

このような構成において、管理マイコン８０が、汎用入出力部６１ｃと背面ボード７０との接続状態をシリアル通信部８１，６１ｄを介して検出することにより、各ユニットのアドレス（図５，図６における実装位置）を認識することが可能である。

例えば、図４のように、汎用入出力部６１ｃが「ＧＮＤ，ＧＮＤ，ＧＮＤ」に接続されたユニット０のアドレスを０番地、同じく「ＮＣ，ＮＣ，ＧＮＤ」に接続されたユニット１（例えば、図１の電源ユニットＰＳＵ１〜ＰＳＵ３の何れかに相当）のアドレスを１番地に割り当てるとする。この場合、管理マイコン８０は、ユニット１が１番地に配置されていることを認識可能であるから、ユニット１のキャリブレーション動作時にその出力電流及び出力電圧をモニタして配線抵抗を算出することができる。更に、数式６〜８または数式１２〜１４により、前記配線抵抗と出力電圧及び出力電流を用いてユニット１の出力電圧指令値を演算することも可能である。
各ユニットのアドレスを認識する方法は上記の方法に何ら限定されるものではなく、他の方法を用いても良いのは言うまでもない。

なお、配線抵抗を算出し、この配線抵抗と出力電圧及び出力電流を用いてユニット１の出力電圧指令値を演算する処理は、ユニット１内の制御マイコン６１でも実行可能であるから、以下に説明する図７のように、ユニット１側で自己の出力電圧指令値を演算しても良い。

図７は、ある電源ユニット、例えばＰＳＵ１からキャリブレーション要求があった場合における、各部の処理を示すフローチャートである。
まず、電源ユニットＰＳＵ０の運転中に電源ユニットＰＳＵ１の制御マイコン６１がキャリブレーション要求を出力すると（ステップＳ１）、これを受信した管理マイコン８０はそのキャリブレーション要求の適否を判定する（Ｓ２）。具体的には、他の電源ユニットがキャリブレーション動作中であれば、今回発生したキャリブレーション要求を不許可とし、そうでない場合には許可する。ここで、キャリブレーション要求がどの電源ユニットから出力されたかは、管理マイコン８０が前述した方法でアドレスを認識することにより特定可能である。
なお、キャリブレーション要求は、電源ユニットのホットスワップ（活線装着）時に自動的に発生させても良い。

管理マイコン８０がキャリブレーション要求を許可した場合、電源ユニットＰＳＵ０に要求があったことを通知し、電源ユニットＰＳＵ０がこれを認識する（Ｓ３）。電源ユニットＰＳＵ０は、自己の出力電流Ｉ_ｐｓｕ０がゼロになると出力電圧Ｖ_ｐｓｕ０を測定できず、結果として負荷２０に過大な電圧が印加されるおそれがあるため、出力電流Ｉ_ｐｓｕ０が閾値以上である場合にキャリブレーションを許可し、管理マイコン８０に通知する（Ｓ４）。

管理マイコン８０は、上記の通知を受けて、電源ユニットＰＳＵ１にキャリブレーションを許可する旨を通知する（Ｓ５ａ）。また、電源ユニットＰＳＵ０では、出力電流Ｉ_ｐｓｕ０が上限値に到達したらキャリブレーション停止依頼を生成し、自己の出力電圧Ｖ_ｐｓｕ０と共に、停止要求として管理マイコン８０に通知する（Ｓ５ｂ）。

一方、電源ユニットＰＳＵ１は、前述のキャリブレーション許可（Ｓ５ａ）を受けてキャリブレーション動作を開始し、自己の出力電圧指令値を徐々に上昇させる（Ｓ６ａ）。また、管理マイコン８０では、キャリブレーション停止要求（Ｓ５ｂ）を受けて、その旨を電源ユニットＰＳＵ１に通知する（Ｓ６ｂ）。

電源ユニットＰＳＵ１は、キャリブレーション停止要求（Ｓ６ｂ）を受けて、出力電圧指令値の上昇を停止し、自己の出力電圧Ｖ_ｐｓｕ１及び出力電流Ｉ_ｐｓｕ１を測定する。そして、出力電圧指令値を所定のスタンバイ電圧またはゼロまで低下させて完了通知を生成し、管理マイコン８０に送信する（Ｓ７）。なお、電源ユニットＰＳＵ１は、管理マイコン８０からのキャリブレーション停止要求（Ｓ６ｂ）がなくても、十分な大きさの出力電流が確保された時点で、自律的に管理マイコン８０へ完了通知を送信しても良い。

完了通知を受信した管理マイコン８０は、他の電源ユニットによるキャリブレーション動作がないことを確認したうえで、新たなキャリブレーション要求を受付可能な状態とする（Ｓ８）。また、今回のキャリブレーション動作が完了したことを電源ユニットＰＳＵ０に通知することにより、電源ユニットＰＳＵ０は今回のキャリブレーション動作の停止を認識する（Ｓ９）。

更に、管理マイコン８０は、電源ユニットＰＳＵ１から通知された出力電圧Ｖ_ｐｓｕ１、出力電流Ｉ_ｐｓｕ１の測定結果、及び出力点５０の電圧を用いて、電源ユニットＰＳＵ１の出力端子から出力点５０までの配線抵抗Ｒ_１を計算する。
ここで、全ての電源ユニットＰＳＵ０，ＰＳＵ１，ＰＳＵ２，ＰＳＵ３を並列運転する場合には、電源ユニットＰＳＵ１の出力電圧指令値は前述した数式６の通りであるから、管理マイコン８０は、数式６により電源ユニットＰＳＵ１の出力電圧指令値を演算するために必要な抵抗値（３Ｒ_１）を補正抵抗として算出し、この補正抵抗を電源ユニットＰＳＵ１に送信する。（Ｓ１０）。
電源ユニットＰＳＵ１は、受信した補正抵抗及び出力電圧Ｖ_ｐｓｕ１と、全ての電源ユニットを並列運転する際の共通した同一値である出力電流Ｉ_ｐｓｕ１と、ドループ係数Ｋとを用いて、数式６により電源ユニットＰＳＵ１の出力電圧指令値を演算する。（Ｓ１１）。

また、電源ユニットＰＳＵ２，ＰＳＵ３についても、図７と同様のキャリブレーション動作により、各ユニットＰＳＵ２，ＰＳＵ３の出力端子から出力点５０までの配線抵抗Ｒ_２，Ｒ_３をそれぞれ計算することができる。
なお、電源ユニットＰＳＵ２が自己の出力電圧指令値を演算するためには、前述の数式７により、配線抵抗Ｒ_１，Ｒ_２を用いた補正抵抗（３Ｒ_１＋２Ｒ_２）が必要であると共に、電源ユニットＰＳＵ３が自己の出力電圧指令値を演算するためには、前述の数式８により、配線抵抗Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３を用いた補正抵抗（３Ｒ_１＋２Ｒ_２＋Ｒ_３）が必要である。

従って、管理マイコン８０は、各電源ユニットＰＳＵ１，ＰＳＵ２，ＰＳＵ３について計算した配線抵抗Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３を記憶しておき、これらを用いてそれぞれ演算した補正抵抗（電源ユニットＰＳＵ１に対しては（３Ｒ_１）、同ＰＳＵ２に対しては（３Ｒ_１＋２Ｒ_２）、同ＰＳＵ３に対しては（３Ｒ_１＋２Ｒ_２＋Ｒ_３））を各電源ユニットに送信すれば良い。

上述した補正抵抗は、どの電源ユニットを並列運転する（稼働系とする）かというシステム構成に応じて異なるのは言うまでもない。
例えば、３台の電源ユニットＰＳＵ０，ＰＳＵ２，ＰＳＵ３を稼働系とし、電源ユニットＰＳＵ１を待機系とする場合、管理マイコン８０は、電源ユニットＰＳＵ２に対して、前述の数式１３に基づき補正抵抗（２Ｒ_１＋２Ｒ_２）を演算して送信し、電源ユニットＰＳＵ３に対して、前述の数式１４に基づき補正抵抗（２Ｒ_１＋２Ｒ_２＋Ｒ_３）を演算して送信する。
また、電源ユニットＰＳＵ０に関しては、どのようなシステム構成でも数式５（＝数式１２）に従って出力電圧指令値を演算すれば良く、補正抵抗を考慮する必要はない。

このようにして各電源ユニットがそれぞれ補正抵抗を用いて演算した出力電圧指令値に従って並列運転を行えば、出力電流Ｉ_ｐｓｕ０〜Ｉ_ｐｓｕ３を等しい値に制御することができ、電流バランスを高精度に維持することができる。
なお、各電源ユニットＰＳＵｎの出力電圧Ｖ_ｐｓｕｎ、共通の出力電流Ｉ_ｐｓｕｎ、ドループ係数Ｋ、及び、各電源ユニットＰＳＵｎに対する補正抵抗は管理マイコン８０が集約可能であるから、各電源ユニットＰＳＵｎの出力電圧指令値を管理マイコン８０が全て演算し、その後に各電源ユニットＰＳＵｎに送信しても良い。

以上説明したように、この実施形態によれば、各ユニットの出力端子間の配線抵抗を反映させたドループ特性に基づいて各ユニットを並列運転することにより、各ユニットの出力電流をバランスさせることが可能である。

本発明は、複数台の直流電源ユニットを並列運転して負荷に給電する直流電源装置に利用可能である。更に、本発明は、低電圧かつ大電流出力であって、直流電源ユニットから負荷までの配線抵抗による電圧降下が無視できないほど大きい場合に、特に有用である。

ＰＳＵ０〜ＰＳＵ３：電源ユニット（主給電用ユニット）
ＢＢＵ４〜ＢＢＵ７：バッテリユニット（バックアップ用ユニット）
１０：交流電源
２０：負荷
２１：マザーボード
３１：ＡＣ−ＤＣ変換部
３２：ＤＣ−ＤＣ変換部
３３：ダイオード
４１：バッテリ
４２：ＤＣ−ＤＣ変換部
４３：ダイオード
５０：出力点
６１：制御マイコン
６１ａ：Ａ／Ｄ変換部
６１ｂ：ＰＷＭ回路
６１ｃ：汎用入出力部
６１ｄ：シリアル通信部
６２：直流電流検出器
６３：逆流防止素子
６４：レベル変換部
６５：プルアップ抵抗
７０：背面ボード
８０：管理マイコン
８１：シリアル通信部

Claims (3)

1. ドループ特性を有する複数台の直流電源ユニットを並列運転して負荷に直流電力を供給する直流電源装置の制御方法であって、前記複数台の直流電源ユニットを並列運転するために各直流電源ユニットの出力電圧指令値を演算するキャリブレーション動作として、
   １台の直流電源ユニットの運転時に、この直流電源ユニットと共に並列運転される他の１台の直流電源ユニットの出力電圧を徐々に上昇させ、前記１台の直流電源ユニットの出力端子と前記他の１台の直流電源ユニットの出力端子との間の配線抵抗を、前記他の１台の直流電源ユニットの出力電圧、出力電流、及び前記直流電源装置の出力点の電圧を用いて算出し、
   並列運転される２台の直流電源ユニットに共通する同じ大きさの出力電流、前記他の１台の直流電源ユニットの出力電圧、ドループ係数、及び前記１台の直流電源ユニットの出力端子と前記他の１台の直流電源ユニットの出力端子との間の配線抵抗を用いて、前記他の１台の直流電源ユニットの出力電圧指令値を演算することを特徴とする直流電源装置の制御方法。
2. ドループ特性を有する複数台の直流電源ユニットを並列運転して負荷に直流電力を供給する直流電源装置の制御装置であって、前記複数台の直流電源ユニットとの間で通信可能な外部の管理手段を有し、
   前記直流電源ユニットは、
   自己の出力電圧及び出力電流を検出する手段と、自己の出力電圧指令値を演算する演算手段と、を備え、
   前記管理手段は、
   前記複数台の直流電源ユニットの出力端子間の配線抵抗、前記複数台の直流電源ユニットの出力電圧、出力電流及び出力電圧指令値、並びにドループ係数を用いて表わしたドループ特性を備えると共に、前記出力端子間の配線抵抗を、各直流電源ユニットの出力電圧、出力電流、及び前記直流電源装置の出力点の電圧を用いて予め算出し、かつ、前記複数台の直流電源ユニットを並列運転する際に、各直流電源ユニットに対して前記出力端子間の配線抵抗に基づく補正抵抗をそれぞれ算出して送信する手段を備え、
   前記複数台の直流電源ユニットは、前記演算手段により、全ての直流電源ユニットに共通する同じ大きさの出力電流、各直流電源ユニットの出力電圧、前記ドループ係数、及び前記補正抵抗を用いて、自己の出力電圧指令値をそれぞれ演算することを特徴とする直流電源装置の制御装置。
3. 請求項２に記載した直流電源装置の制御装置において、
   前記複数台の直流電源ユニットが、交流電力を直流電力に変換して前記負荷に供給する複数台の主給電用ユニット、または、前記主給電用ユニットの運転停止時に直流電力を前記負荷に供給する複数台のバックアップ用ユニットであることを特徴とする直流電源装置の制御装置。

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