JP5809461B2 - 直流モータ回転制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流モータの回転を制御する装置に関し、特に、真円度測定機、輪郭形状測定機、粗さ測定機等の表面性状測定装置において、検出器を所定の軸方向に移動させる駆動手段に用いられる直流モータの回転制御装置に関する。

表面性状測定装置に用いられる検出器は、揺動レバー先端に触針を設ける形式が多い。例えば、粗さ測定機は、触針をワークに当接させながら検出器をワークの表面に沿って走査して粗さデータを収集し、このデータに基づいてワークの表面粗さ解析を行う。そのため、粗さ測定機には、検出器を所定の軸方向（Ｘ軸等）に移動させる駆動手段が設けられている。真円度測定機や輪郭形状測定機においても、検出器を所定の軸方向に移動させる駆動手段を備えるものがある。

このような駆動手段にはボールネジ等が使用される。直流モータの回転駆動でボールネジ等が駆動すると、その軸方向に検出器が直線移動する。所望速度で検出器を直線移動させるため、一般的にはタコジェネレータ等の速度発電機やエンコーダ等の位置検出器を用いてモータの回転数を検出して、その検出値をフィードバックして検出値が目標値と一致するようにモータへの供給電流を調整する方法がある。

また、直流モータの回転制御には、そのモータの逆起電圧の検出値を用いるものがある。例えば、直流モータ内部の永久磁石による磁界中をロータ（電機子）が回転する場合、ロータを形成するコイルが磁界を横切ることでフレミングの右手の法則による逆起電力がモータに発生する。ロータに流れる電流は、モータへの印加電圧から逆起電力で生じた電圧を引いた電圧によって流れる。

＜逆起電圧による回転制御＞
逆起電圧はモータの回転数に比例するため、検出される逆起電圧が目標の回転数で定まる逆起電圧（基準電圧）に一致するように、モータへの印加電圧が調整されれば、タコジェネレータやエンコーダ等を不要とする回転制御装置を実現できる（特許文献１参照）。

特許文献１に記載の直流モータの回転制御装置は、電源Ｅａ、電源電圧を所定値まで降下させるトランジスタＱ１、降下した電圧が印加される検出用抵抗ブリッジを有する。検出用抵抗ブリッジは、３つの抵抗（Ｒ１〜Ｒ３）と直流モータの内部抵抗Ｒｍで構成され、具体的には、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の直列接続と、抵抗Ｒ３および内部抵抗Ｒｍの直列接続とを並列に接続したブリッジ回路である。トランジスタＱ１で降下された電圧は、抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列接続の両端子、および、抵抗Ｒ３と内部抵抗Ｒｍの直列接続の両端子に印加される。

この検出用抵抗ブリッジにおいては、直流モータの正極端子は抵抗Ｒ３に接続され、負極端子は接地ＧＮＤに接続されている。また、抵抗Ｒ２の正極端子は抵抗Ｒ１に接続され、抵抗１の負極端子は、設定用電圧発生回路１１７を介して接地ＧＮＤに接続される。この設定用電圧発生回路１１７は、接地ＧＮＤを基準とする一定電圧Ｖｒｅｆを抵抗分圧した電圧Ｅｃ’を発生する。更に、バッファー１０１ａで電圧Ｅｃ’の電流駆動能力が高められて、モータ回転数の設定用電圧Ｅｃが生成され、抵抗Ｒ２に出力されるようになっている。この設定用電圧Ｅｃは、可変抵抗を用いることにより調整可能になっている。

＜逆起電圧の検出＞
検出用抵抗ブリッジの各抵抗は、設計上、Ｒ１：Ｒ２＝Ｒ３：Ｒｍの関係を満たす抵抗値を持ち、直流モータで発生する逆起電圧Ｅｍを検知可能なブリッジ回路を構成している。つまり、検出用抵抗ブリッジの差電圧（抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点電圧と、抵抗Ｒ３および内部抵抗Ｒｍの接続点電圧との差）は、電圧誤差増幅回路（オペアンプ）で比較増幅されてトランジスタＱ１へ出力される。トランジスタＱ１では、オペアンプからの出力に応じて、差電圧が無くなるようにトランジスタＱ１の降下電圧が制御される。これにより、モータの逆起電圧Ｅｍが、常時、モータ回転数の設定用電圧Ｅｃに等しい値に維持されて、その結果、実際のモータ回転数は設定用電圧Ｅｃに追従するようになっている。

このように文献１の回転制御装置では、モータ回転数の設定用電圧（基準電圧）をブリッジ回路の抵抗Ｒ２の負極端子に付与し、モータの回転数に比例して生じる逆起電圧が基準電圧と等しくなるように、モータ印加電圧を帰還制御している。
発明者は、以上のような逆起電圧を用いた回転制御において、既存のモータドライバーＩＣを利用して、印加電圧をＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）できる回転制御装置の開発に取り組んできた。

＜一般的なモータドライバーＩＣ＞
ここで、モータドライバーＩＣとはモータを駆動するための専用回路であり、例えば、（株）東芝製のＤＣモータ用フルブリッジドライバＴＢ６５５９ＦＧのような市販のモータドライバーＩＣがある（非特許文献２参照）。このモータドライバーＩＣには、コンピュータから制御し易いように、制御回路やアンプ等が内蔵されている。通常、４つのＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）がＨ形のブリッジ状に接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列接続と、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列接続と、を並列につなげたブリッジ回路である。直流モータは、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の接続点とＱ３とＱ４の接続点とを結ぶように接続される。外部からのＰＷＭ信号によりスイッチング素子が１００ｋＨｚ程度の周波数でオンオフ切換えすることで、モータへの供給電圧が一定周期でオンオフするパルス状となり、ＰＷＭ信号のデューティ比（オン時間とオフ時間の比）に応じた直流電圧がモータに印加される。ＰＷＭ信号のデューティ比を変えることで、モータ印加電圧を調整することができる。

また、モータドライバーＩＣを用いれば、スイッチング素子のオンオフ状態の組合せによって、モータの正転・逆転も容易に制御できるので、単一の電源でモータに加える電圧の向きを変えられる。

特開平６−２４５５７２号公報

「ＤＣモータ用フルブリッジドライバＩＣ（ＴＢ６５５９ＦＧ）のデータシート」、［online］、平成21年4月14日、（株）東芝、［平成23年6月3日検索］、インターネット〈ＵＲＬ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｅｍｉｃｏｎ．ｔｏｓｈｉｂａ．ｃｏ．ｊｐ／ｄｏｃｓ／ｄａｔａｓｈｅｅｔ／ｊａ／ＬｉｎｅａｒＩＣ／ＴＢ６５５９ＦＧ＿ｊａ＿ｄａｔａｓｈｅｅｔ＿０９０４１４．ｐｄｆ〉

しかし、上述のような逆起電圧の帰還制御を用いて、最終的にモータ印加電圧をＰＷＭ制御させたい場合には、モータドライバーを含めたトランジスタレベルの回転制御回路の設計が必要になり、安価な市販のモータドライバーＩＣをそのまま利用することが困難だった。

本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、その解決すべき課題は、簡単な部品構成で動作するオペアンプレベルのモータ回転制御装置を提供することにある。特に、モータの逆起電圧が目標回転数に比例する値と一致するように、モータへの印加電圧を制御する際に、市販のモータドライバー（フルブリッジ・モータドライバーＩＣ）の入出力をそのまま利用して印加電圧を制御することができるモータ回転制御装置を提供することにある。

前記課題を解決するために本発明にかかるモータ回転制御装置は、ブリッジ回路と、モータ駆動回路と、差電圧検出回路と、電圧制御回路とを備えている。まず、ブリッジ回路は、三辺に各々抵抗を設けて、残りの一辺に直流モータを設けた回路である。つまり、第１抵抗及び直流モータの直列接続と、第２抵抗及び第３抵抗の直列接続とを並列に接続してなっている。モータ駆動回路は、前記ブリッジ回路中の第１抵抗及び直流モータの直列接続の両端に直流電圧を印加する回路である。差電圧検出回路は、第１抵抗及び直流モータの接続点と、他の第２抵抗及び第３抵抗の接続点の二つの接続点の差電圧を検出する回路である。電圧制御回路は、検出された差電圧に基づいて前記モータ駆動回路の出力電圧値を制御する回路である。

前記電圧制御回路は、基準電圧指令部、電圧減算部、及び、ＰＷＭ信号発生部を有する。基準電圧指令部は、目標回転数（Ｎｍ）で前記直流モータを回転させた際の前記ブリッジ回路の差電圧の計算値（Ｅｂ’）に基づく基準電圧（Ｖｃｔｌ）を算出し、正の値で出力する。電圧減算部は、オペアンプの加算回路からなり、前記基準電圧（Ｖｃｔｌ）に前記差電圧の検出値（Ｅｂ）を加算した値を前記オペアンプの反転入力端子へ入力し、出力電位（Ｖｐｕｌｓ）を出力する。ＰＷＭ信号発生部は、前記電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のＰＷＭ信号を発生する。
また、前記モータ駆動回路は、前記ＰＷＭ信号で動作するスイッチング素子を有し、該スイッチング素子のオンオフ切換えによって前記デューティ比に応じた直流電圧を前記ブリッジ回路に印加する。前記差電圧検出回路は、さらに、前記直流モータの逆回転の制御信号を受ける間だけ、前記ブリッジ回路の差電圧の検出値（Ｅｂ）の正負の値を反転させる反転アンプを含み、前記直流モータの逆回転の間も、反転により得られた負の値で前記ブリッジ回路の差電圧の検出値（Ｅｂ）を検出する。

このように構成されたモータ回転制御装置を用いて、直流モータの停止状態でブリッジ回路の差電圧が零になるように、ブリッジ回路の各抵抗値を予め設定しておく。直流モータの内部抵抗および第１、第２、第３抵抗を、Ｒａ、Ｒｓ、Ｒ１、Ｒ２とした場合、抵抗比がＲｓ：Ｒａ＝Ｒ１：Ｒ２を満たすようにするとよい。

モータの停止状態から回転を開始する際、まず、電圧制御回路の基準電圧指令部が電圧減算部へ基準電圧を指令する。この基準電圧は、直流モータを目標回転数で定まる値であり、正値をとる。そして、電圧減算部からＰＷＭ信号発生部へ基準電圧に基づく電位が出力される。ＰＷＭ信号発生部では、オペアンプのコンパレータ等を使用して、電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のＰＷＭ信号が生成される。モータ駆動回路は、ブリッジ回路に対して直流電圧を前記ＰＷＭ信号のデューティ比で印加する。

また、直流モータがある回転数で駆動している状態では、その回転数に比例した逆起電圧が生じて、ブリッジ回路の平衡状態が崩れる。その結果、差電圧検出回路が、ブリッジ回路の差電圧を検出する。差電圧検出回路には、例えば、オペアンプによる差動増幅回路を採用してもよい。

電圧減算部では、基準電圧から検出された差電圧の絶対値が差し引かれる。つまり、差電圧を電圧減算部の帰還利得に加えることにより、電圧減算部の出力電位は、実際にモータに生じている逆起電圧値が反映された値になる。この出力電位に基づいてＰＷＭ信号が生成され、ブリッジ回路にＰＷＭ信号のデューティ比の直流電圧が印加されるようになっている。この結果、検出される差電圧が目標回転数で回転した際の計算上の差電圧と一致するように、モータへの印加電圧を制御することができる。電圧減算部には、例えば、オペアンプによる加算回路を採用してもよい。

本発明によれば、検出された差電圧の絶対値を基準電圧から差し引いたものを電圧減算部の出力電位とした。このため、電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のＰＷＭ信号を発生させる回路（ＰＷＭ信号発生部）や、ＰＷＭ信号に基づいてブリッジ回路にそのデューティ比の直流電圧を印加させる回路（モータ駆動回路）については、既存の回路を利用することができる。特に、モータ駆動回路については、モータドライバー（フルブリッジ・モータドライバーＩＣ等）の入出力をそのまま利用できる。従って、逆起電圧を用いたモータ回転制御装置において、モータドライバーを含めたトランジスタレベルの制御回路を一から設計する必要がなく、簡単な部品構成で動作するオペアンプレベルのモータ回転制御装置を提供することができる。

本発明の直流モータ回転制御装置の全体構成を示す簡易ブロック図。 逆起電圧検出部に正転逆転モード切替回路を設けた場合の回路図。

以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１は本発明に係る直流モータ回転制御装置１０の簡易ブロック図である。この制御装置１０によって制御される直流モータは、例えば粗さ測定機の検出器を所定の軸方向に移動させる駆動装置に用いられる。制御装置１０の主な構成は、ブリッジ回路１と、モータ駆動回路２と、差電圧検出回路３と、電圧制御回路４である。以下、これらの構成を具体的に説明する。

まず、ブリッジ回路１は、三辺に各々抵抗Ｒｓ、Ｒ１、Ｒ２を有し、残りの一辺に直流モータＭを有する回路である。図１では、直流モータＭの代わりに、モータの内部抵抗を表す抵抗Ｒａとモータの逆起電圧Ｅａを表す電圧源の直列回路が、ブリッジ回路１の一辺に示されている。この抵抗Ｒａと逆起電圧Ｅａの直列回路は、直流モータＭの等価回路である。各抵抗値は、直流モータＭの停止状態でブリッジ回路１の差電圧（Ｅｂ＝Ｅ１−ＶＭ）が零になるように、予め設定されている。つまり、抵抗比がＲｓ：Ｒａ＝Ｒ１：Ｒ２を満たす。

モータ駆動回路２は、ブリッジ回路１中の第１抵抗Ｒｓ及び直流モータＭからなる直列接続の両端に直流電圧を印加する回路である。本実施形態では、市販のフルブリッジ・モータドライバーＩＣの入出力をモータ駆動回路２として採用し、ドライバーＩＣの動作によって直流電圧が制御されるようになっている。モータドライバーＩＣには、ロジック電源ＶＤＤとモータドライバー用電源Ｅｍとが各々接続されている。また、入力端子ＩＮ１、ＩＮ２には、正転ＣＷ、逆転ＣＣＷ、停止ＳＴＯＰの各制御信号が入力され、これらの制御信号により、モータの回転方向の切換えと起動・停止を実行できる。

モータ駆動回路２のＰＷＭ端子にはＰＷＭ信号が入力される。ＰＷＭ信号は、任意のデューティ比Ｄｐｗｍ（オン時間とオフ時間の比）の連続パルス信号であり、このＰＷＭ信号に基づいてモータドライバーＩＣ内のスイッチング素子がオンオフ動作を行う。その結果、出力端子Ｍ＋、Ｍ−からブリッジ回路１へそのデューティ比Ｄｐｗｍの直流電圧（Ｖｃｃ）が印加される。本実施形態では、デューティ比Ｄｐｗｍが５０％の場合、出力端子Ｍ＋、Ｍ−からモータドライバー電源Ｅｍの振幅レベルの半分の電圧が出力される。なお、スイッチング素子には、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）等を採用できる。

差電圧検出回路３は、直流モータＭ及び第１抵抗Ｒａの接続点ＶＭと、その他の第２抵抗Ｒ１及び第３抵抗Ｒ２の接続点Ｅ１の二つの接続点ＶＭ、Ｅ１の差電圧（Ｅｂ＝Ｅ１−ＶＭ）を検出する回路である。本実施形態では、オペアンプによる差動増幅回路を用いて差電圧検出回路３を構成した。なお、図１中のＶｒｅｆは、接地ＧＮＤを示す。

電圧制御回路４は、基準電圧Ｖｃｔｌおよび差電圧Ｅｂの検出値に基づく出力電位Ｖｐｕｌｓを定め、この出力電位Ｖｐｕｌｓに対応したデューティ比ＤｐｗｍのＰＷＭ信号を生成する回路である。この本発明に特徴的な電圧制御回路４の構成について以降に詳しく説明する。

＜電圧制御回路４の構成＞
電圧制御回路４は、基準電圧指令部４１、電圧減算部４２、ＰＷＭ信号発生部４３を有する。基準電圧指令部４１は、目標回転数Ｎｍで直流モータＭを回転させた際の差電圧の計算値Ｅｂ’に基づいて、基準電圧Ｖｃｔｌを算出し、電圧減算部４２へ出力する。説明の都合上、検出された差電圧Ｅｂと区別するため、差電圧の計算値をＥｂ’で表す。また、本実施形態では、基準電圧Ｖｃｔｌの設定範囲が０Ｖ〜５Ｖの正値の範囲になっている。

ここで、差電圧の計算値Ｅｂ’の算出方法について説明する。まず、目標回転数Ｎｍに直流モータＭの逆起電圧定数Ｖｎを乗じた値が逆起電圧Ｅａになる。直流モータＭの逆起電圧定数Ｖｎは、モータの仕様で決定される固定値である。
Ｅａ＝Ｖｎ・Ｎｍ／１０００ ・・・（１）
また、接続点Ｅ１の電位は基準抵抗Ｒ１、Ｒ２による分圧電圧に相当し、次式になる。
Ｅ１＝Ｖｃｃ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・（２）
一方、接続点ＶＭの電位は、モータ両端電圧に相当し、次式になる。
ＶＭ＝（Ｖｃｃ−Ｅａ）・Ｒａ／（Ｒｓ＋Ｒａ）＋Ｅａ ・・・（３）

式（２）、（３）を用いて、二つの接続点ＶＭ、Ｅ１の差電圧の計算値Ｅｂ’と逆起電圧Ｅａとの関係を整理すると次式のようになる。
Ｅｂ’＝ＶＭ−Ｅ１
＝Ｖｃｃ・Ｒａ／（Ｒｓ＋Ｒａ）−Ｅａ・Ｒａ／（Ｒｓ＋Ｒａ）
＋Ｅａ−Ｖｃｃ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） ・・・（４）
ここで、抵抗比はＲｓ：Ｒａ＝Ｒ１：Ｒ２の関係があるので、式（４）の第１項と第４項とが打ち消し合って、次式になる。
Ｅｂ’＝Ｅａ−Ｅａ・Ｒａ／（Ｒｓ＋Ｒａ）
＝Ｅａ・Ｒｓ／（Ｒｓ＋Ｒａ） ・・・（５）
この結果、式（５）中の逆起電圧Ｅａは式（１）より与えられるので、差電圧Ｅｂ’の導出式は、目標回転数Ｎｍのみを変数に持つようになり、目標回転数Ｎｍから差電圧Ｅｂ’を算出することができる。本実施形態では、基準電圧指令部４１が、式（５）を用いて算出された差電圧Ｅｂ’に基づいて、さらに基準電圧Ｖｃｔｌを取得しているが、基準電圧Ｖｃｔｌの算出方法については後述する。

また、電圧減算部４２は、基準電圧Ｖｃｔｌに検出された差電圧Ｅｂ（負の値）を加算した結果を出力電位Ｖｐｕｌｓとしてパルス信号発生部４３へ出力する。なお、図１の制御装置は、モータの回転方向を正転のみさせる装置であるが、モータが正転している間、発生する逆起電圧Ｅａによって差電圧Ｅｂ（Ｅ１−ＶＭ）が負の値をとる。そのため、電圧減算部４２は、基準電圧Ｖｃｔｌから検出された差電圧Ｅｂの絶対値を差し引いた電圧を出力電位Ｖｐｕｌｓとしてパルス信号発生部４３へ出力するとも言える。この電圧減算部４２には、例えばオペアンプによる加算回路を用いてもよい。図１に示す電圧減算部４２の構成では、次式の電位Ｖｐｕｌｓが出力される。次式は、オペアンプの加算回路で差電圧Ｅｂと基準電圧Ｖｃｔｌを加算する際の一般式であり、Ｒｆ、Ｒｅ、Ｒｄは加算回路を構成する各抵抗の抵抗値を表す。
Ｖｐｕｌｓ＝Ｒｆ・（Ｅｂ／Ｒｅ＋Ｖｃｔｌ／Ｒｄ） ・・・（６）

次に、ＰＷＭ信号発生部４３は、任意のデューティ比ＤｐｗｍのＰＷＭ信号を生成する回路であり、三角波発振器４４およびコンパレータ４５より構成される。三角波発振器４４はロジック電源ＶＤＤで動作するため三角波のピーク電圧はＶＤＤである。例えばピーク電圧ＶＤＤが５Ｖの三角波が発振される。三角波の電圧はコンパレータ４５で電圧減算部の出力電位Ｖｐｕｌｓと比較される。コンパレータ４５は三角波の電圧がＶｐｕｌｓより小さい区間をオン、Ｖｐｕｌｓより大きい区間をオフとする矩形波を形成し、これをＰＷＭ信号としてモータ駆動回路２へ出力する。この矩形波のオン区間の電圧はＶＤＤに等しく、オフ区間の電圧は零となる。ＰＷＭ信号発生部４３の入力側から見た電圧減算部の出力電位Ｖｐｕｌｓと、三角波のピーク電圧（ロジック電源ＶＤＤ）との関係を次式に示す。
Ｄｐｗｍ＝Ｖｐｕｌｓ／ＶＤＤ ・・・（７）

なお、モータ駆動回路２が供給する直流電圧Ｖｃｃは、モータドライバー電源ＥｍにＰＷＭ信号のデューティ比Ｄｐｗｍを乗じた値になり、次式で示される。
Ｖｃｃ＝Ｄｐｗｍ・Ｅｍ ・・・（８）
従って、式（６）を基準電圧Ｖｃｔｌについて展開し、式（７）、式（８）を代入すると、基準電圧Ｖｃｔｌは次式のようになる。
Ｖｃｔｌ＝（Ｖｐｕｌｓ−Ｒｆ・Ｅｂ／Ｒｅ）・Ｒｄ／Ｒｆ
＝（Ｄｐｗｍ・ＶＤＤ−Ｒｆ・Ｅｂ／Ｒｅ）・Ｒｄ／Ｒｆ
＝（（Ｖｃｃ／Ｅｍ）・ＶＤＤ−Ｒｆ・Ｅｂ／Ｒｅ）・Ｒｄ／Ｒｆ
・・・（９）

式（９）の基準電圧Ｖｃｔｌについては、例えば、モータ仕様書のパラメータから得られるＤｐｗｍの値を用いて、算出することができる。具体的な仕様の一例を用いて、これを説明する。次表のモータ仕様は、定格電圧Ｅｍのときの最大回転数がＮ１またはＮ２になることを意味している。

（表１）
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項目 記号 モータ仕様
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定格電圧 Ｅｍ １２ （Ｖ） ：ドライバ電源電圧
定格回転数 Ｎ２ １１６００（ｒｍｓ）
定格トルク Ｔ２ ３０ （ｇｆ・ｃｍ）
無負荷回転数 Ｎ１ １４０００（ｒｍｓ）
逆起電圧定数 Ｖｎ ０．８６ （Ｖ／１０^３ｒｐｍ）
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（無負荷時の場合）
デューティ比Ｄｐｗｍが１００％であるとき、回転数は最大となり、Ｎ１の値となる。モータ回転数を目標回転数Ｎｍにするためのデューティ比Ｄｐｗｍは、次式で表される。
Ｄｐｗｍ＝Ｎｍ／Ｎ１ ・・・（１０）
ここで、目標回転数Ｎｍを、式（１）の逆起電圧Ｅａで表すと、
Ｄｐｗｍ＝（Ｅａ／Ｖｎ）・１０００／Ｎ１ ・・・（１１）
となる。直流電圧Ｖｃｃの式（８）に、上式を代入すると
Ｖｃｃ＝（（Ｅａ／Ｖｎ）・１０００／Ｎ１）・Ｅｍ ・・・（１２）
となり、基準電圧Ｖｃｔｌの式（９）は、以下のように表される。
Ｖｃｔｌ＝（（Ｖｃｃ／Ｅｍ）・ＶＤＤ−Ｒｆ・Ｅｂ／Ｒｅ）・Ｒｄ／Ｒｆ
＝（（（Ｅａ／Ｖｎ）・１０００／Ｎ１）・ＶＤＤ−Ｒｆ・Ｅｂ／Ｒｅ）
・Ｒｄ／Ｒｆ ・・・（１３）

式（１３）の変数は逆起電圧Ｅａと差電圧Ｅｂであるが、どちらも目標回転数Ｎｍから式（１）及び式（５）より求めることができる。従って、基準電圧Ｖｃｔｌを具体的なモータ仕様書のパラメータから算出することができる。

なお、負荷時には、最大回転数Ｎｍａｘは負荷トルクにより変化するため、予めモータ負荷となる機構部の負荷トルクを試算しておく。負荷トルクと最大回転数とは反比例の関係にあるので、負荷トルクが大きくなると、最大回転数が無負荷回転数Ｎ１を基準に減少する。表１のモータ仕様の例では、１ｇｆ・ｃｍ当りの回転数の変化量Ｎｔは、
Ｎｔ＝（Ｎ２−Ｎ１）／Ｔ２＝（１１６００−１４０００）／３０
＝−８０（ｒｐｍ／（ｇｆ・ｃｍ）） ・・・（１４）
となる。そして、モータ出力から見た機構部の負荷トルクＴｍが１０ｇｆ・ｃｍであるとすると、最大回転数Ｎｍａｘは、
Ｎｍａｘ＝Ｎ２−Ｔｍ・Ｎｔ＝１４０００＋１０・（−８０）
＝１３２００ｒｐｍ ・・・（１５）
となる。従って、１０ｇｆ・ｃｍの負荷トルクの場合、１３２００ｒｐｍ以上の回転はできず、デューティ比Ｄｐｗｍが１００％であるＶＣＣを印加した時の最大回転数は１３２００ｒｐｍとなる。この最大回転数を用いれば式（１３）と同様に、負荷時における基準電圧Ｖｃｔｌを算出することができる。

＜回転制御装置の動作説明＞
まず、電圧制御回路４の基準電圧指令部４１が電圧減算部４２へ、目標回転数Ｎｍに応じた基準電圧Ｖｃｔｌを指令する。例えば、直流モータＭが停止している状態では、モータには逆起電圧Ｅａが生じないため、式（５）に基づき検出される差電圧Ｅｂは零になる。よって、モータ駆動開始の際、電圧減算部４２からＰＷＭ信号発生部４３へは、式（６）により基準電圧Ｖｃｔｌに比例した電位Ｖｐｕｌｓが出力される。そして、ＰＷＭ信号発生部４３では、出力電位Ｖｐｕｌｓに基づくデューティ比のＰＷＭ信号が生成される。モータ駆動回路２は、ブリッジ回路１に向けてＰＷＭ信号のデューティ比Ｄｐｗｍの直流電圧Ｖｃｃを供給する。

また、直流モータＭがある回転数Ｎｍで正転している状態では、式（１）のように回転数Ｎｍに比例した逆起電圧Ｅａが生じる。すると、逆起電圧Ｅａによりブリッジ回路１の平衡状態が崩れて、差電圧検出回路３がその逆起電圧Ｅａに起因して生じるブリッジ回路１の差電圧Ｅｂを検出する。この差電圧Ｅｂ（Ｅ１−ＶＭ）は負の値をとる。

検出された差電圧Ｅｂは、電圧減算部４２で基準電圧Ｖｃｔｌに加算される。言い換えると、電圧減算部４２では、基準電圧Ｖｃｔｌから検出された差電圧Ｅｂの絶対値が差し引かれる。つまり、差電圧Ｅｂが電圧減算部４２の帰還利得に加えられる。これにより、電圧減算部４２の出力電位Ｖｐｕｌｓは、実際にモータＭに生じている逆起電圧値Ｅａに起因する差電圧Ｅｂが反映された値になる。この出力電位Ｖｐｕｌｓを用いて、ＰＷＭ信号を発生させて、ブリッジ回路１にそのデューティ比Ｄｐｗｍの直流電圧が印加される。モータ速度が目標回転数Ｎｍに向かって正転の回転数が増加していくと、検出される差電圧Ｅｂの絶対値も増加して、出力電位Ｖｐｕｌｓは減少する。そして、モータ速度が目標回転数Ｎｍに達すると、電圧減算部４２の出力電位Ｖｐｕｌｓがある値になる。この出力電位Ｖｐｕｌｓに基づくデューティ比Ｄｐｗｍは、ちょうどモータを目標回転数Ｎｍで回転するために必要な直流電圧を生じ得るデューティ比Ｄｐｗｍになる。このようにブリッジ回路１の差電圧Ｅｂの検出値を電圧減算部４２の帰還利得に加えることによって、検出される差電圧Ｅｂが目標回転数Ｎｍで回転した際の計算上の差電圧Ｅｂ’と一致するように、モータに印加される直流電圧Ｖｃｃを制御することができる。

本実施形態によれば、基準電圧Ｖｃｔｌから検出された差電圧Ｅｂの絶対値を差し引いたものを電圧減算部４２の出力電位Ｖｃｔｌとして用いるようにしたので、ＰＷＭ信号発生部４３や、モータ駆動回路２を既存の回路のままとすることができる。特に、モータ駆動回路２は、ブリッジ回路１にそのＰＷＭ信号のデューティ比Ｄｐｗｍの直流電圧を印加させる回路であるから、既存のモータドライバー（フルブリッジ・モータドライバーＩＣ等）の入出力をそのまま利用できる。従って、モータドライバーを含めたトランジスタレベルの制御回路を一から設計する必要がなく、簡単な部品構成で動作するオペアンプレベルのモータ回転制御装置を提供できる。

また、差電圧検出回路３の出力ラインに反転アンプ５を挿入するだけで、モータの逆転動作においても、同じ制御装置を用いて、直流モータＭの回転制御を同様に実行することができる。モータが逆転する場合、ブリッジ回路１には正負が反対のＶＣＣが印加される。そのため、差電圧検出回路で検出される差電圧Ｅｂが正の値をとる。図２に反転アンプ５を追加した制御回路１１０の構成を示す。反転アンプ５は、モータドライバーＩＣに入力される正転、逆転の制御信号に応じて、オンオフすることが可能なスイッチＳＷを有する。このスイッチＳＷのオンオフに応じて、反転アンプ５が差電圧Ｅｂの正負の符号を反転させるようになっている。その結果、モータＭの回転方向が逆転の場合であっても、同じ差電圧検出回路３の検出値Ｅｂを用いて、本発明の回転制御を行うことができる。

１ ブリッジ回路
２ モータ駆動回路
３ 差電圧検出回路
４ 電圧制御回路
５ 反転アンプ
１０ 直流モータ回転制御装置
４１ 基準電圧指令部
４２ 電圧減算部
４３ ＰＷＭ信号発生部
Ｄｐｗｍ デューティ比
Ｅ１ 接続点
Ｅｂ 差電圧（差電圧の検出値）
Ｅｂ’ 差電圧（差電圧の計算値）
Ｎｍ 目標回転数
Ｒａ 直流モータの内部抵抗
Ｒｓ 第１抵抗
Ｒ１ 第２抵抗
Ｒ２ 第３抵抗
Ｖｃｔｌ 基準電圧
Ｖｎ 逆起電圧定数
ＶＭ 接続点
Ｖｐｕｌｓ電圧減算部の出力電位

Claims (1)

1. 第１抵抗及び直流モータの直列接続と、第２抵抗及び第３抵抗の直列接続とを並列に接続してなるブリッジ回路と、
   前記第１抵抗及び直流モータの直列接続の両端に直流電圧を印加するモータ駆動回路と、
   前記第１抵抗及び直流モータの接続点と、他の第２抵抗及び第３抵抗の接続点の二つの接続点の差電圧を負の値で検出する差電圧検出回路と、
   検出された前記差電圧に基づいて前記モータ駆動回路の出力電圧値を制御する電圧制御回路と、
   を備える直流モータ回転制御装置であって、
   前記電圧制御回路は、
   目標回転数（Ｎｍ）で前記直流モータを回転させた際の前記ブリッジ回路の差電圧の計算値（Ｅｂ’）に基づく基準電圧（Ｖｃｔｌ）を算出し、正の値で出力する基準電圧指令部と、
   オペアンプの加算回路からなり、前記基準電圧（Ｖｃｔｌ）に前記差電圧の検出値（Ｅｂ）を加算した値を前記オペアンプの反転入力端子へ入力し、出力電位（Ｖｐｕｌｓ）を出力する電圧減算部と、
   前記電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生部と、を有し、
   前記モータ駆動回路は、前記ＰＷＭ信号で動作するスイッチング素子を有し、該スイッチング素子のオンオフ切換えによって前記デューティ比に応じた直流電圧を前記ブリッジ回路に印加し、
   前記差電圧検出回路は、さらに、前記直流モータの逆回転の制御信号を受ける間だけ、前記ブリッジ回路の差電圧の検出値（Ｅｂ）の正負の値を反転させる反転アンプを含み、
   前記直流モータの逆回転の間も、反転により得られた負の値で前記ブリッジ回路の差電圧の検出値（Ｅｂ）を検出することを特徴とする直流モータ回転制御装置。

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