JP5792639B2 - アレーアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、アレー状に配列された複数のアンテナにより通信するアレーアンテナに関する。

近年、無線ＬＡＮ（Local Area Network）、携帯電話、地上デジタル放送のモバイル受信機等、アダプティブアレーアンテナを応用した無線機器の使用が日常化してきている傾向にあり、結果、これら無線機器の低コスト化の必要性が益々高まってきている。しかし、アダプティブアレーアンテナは、原理的に、フィルタ、アンプ、ダウンコンバータ、Ａ／Ｄコンバータ等のアナログ回路がアンテナ数分必要となるので、例えば単一アンテナの無線機器と比較すると、高コストになるという問題があった。

そこで、これを解決する方法として、例えばスイッチによる時分割多重を用いて、アナログ回路を削減する方式（C-TDM-AAA：Conventional Time-Division Multiplexing Adaptive Array Antenna）のアダプティブアレーアンテナが過去に提案されている（非特許文献１参照）。非特許文献１では、無線機器が使用する帯域幅とスイッチ切換速度、フィルタ帯域幅、サンプリング速度が満たすべき条件に関して詳細に検討がなされ、適切なタイミングでスイッチ切り換え、サンプリングを行った場合、各アンテナの受信信号が完全に再生可能であることが示されている。

A CMA Adaptive Array Antenna System with a Single Receiver Using Time-Division Multiplexing,（IEICE Trans. Commun., vol. E84-B, no. 6, pp. 1637-1646, June 2001.）

このような受信回路共用型のアダプティブアレーアンテナでは、取得した受信信号に対し、種々の適宜演算を加えて、アダプティブ処理に必要なデータを取り込む必要が生じてくる。このとき、演算に必要となる所望信号が、演算で定義されたタイミングからずれてしまうと、正確に演算を行うことができなくなり、ひいては電波到来方向を精度よく求めることができない問題に繋がる懸念があった。

本発明の目的は、演算の精度を確保することができるアレーアンテナを提供することにある。

前記問題点を解決するために、本発明では、複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重式のアレーアンテナにおいて、前記受信回路で取り込んだ信号を複数の前記アンテナの信号として並び替え、この並び替え信号を処理する信号処理回路を備え、前記並び替え信号が前記信号処理回路での処理に必要なタイミングをとるように、当該並び替え信号の受信タイミングを補正するタイミング補正部を、更に備え、前記タイミング補正部は、前記並び替え信号をアップサンプリング周期によってサンプリングするアップサンプリング部と、アップサンプリング後の信号をフィルタするフィルタ部とを備え、前記アップサンプリング部は、前記並び替えの複数の各信号系列に対し、異なるレートでアップサンプリングすることを要旨とする。

本発明の構成によれば、複数のアンテナで１つの受信回路を共用した時分割多重式のアレーアンテナにおいて、各アンテナから受信回路を経て取り込んだ信号を、各アンテナの信号として並び替え、これら信号を処理することで電波受信する。このとき、並び替え信号をタイミング補正部によって補正するので、並び替え信号が信号処理に必要な好適なタイミングに調整される。よって、並び替え信号の精度が向上し、ひいては電波の受信精度も確保される。

この構成によれば、並び替え信号のタイミング補正にアップサンプリングを使用するので、並び替え信号を精度よくタイミング補正することが可能となる。
この構成によれば、アップサンプリング部において各信号系列のレートが必要最低限のレートに設定されるので、アップサンプリングにかかる処理負荷を軽減することが可能となる。

本発明では、前記タイミング補正部は、前記フィルタ部を通過した後の信号を間引きして、信号を簡素化するデシメーション部を備えたことを要旨とする。この構成によれば、タイミング補正後の信号のデータ量が軽くなるので、タイミング補正後の信号を使用する以降の処理の負荷を低く抑えることが可能となる。

本発明では、前記フィルタ部は、コサインロールオフフィルタであることを要旨とする。この構成によれば、フィルタ部を簡素に構成することが可能となる。
本発明では、前記並び替えの複数の信号系列のうち、タイミング補正を行う必要のない信号系列を遅延し、当該信号を前記タイミング補正後の信号に同期させて出力する遅延部を備えたことを要旨とする。この構成によれば、最低限必要な信号系列のみタイミング補正するので、タイミング補正にかかる処理負荷を軽減することが可能となる。また、ひいてはアンテナの消費電力削減や回路構成の簡素化にも寄与する。

本発明では、前記遅延部は、前記並び替えの複数の各信号系列において、最後に並び替えられる信号系列に対してタイミング補正を実行させないことを要旨とする。この構成によれば、複数の信号系列において最後の並び替え信号を取り込む信号系列を遅延することになるので、データ遅延を最小にすることが可能となる。

本発明では、Ｋをアンテナ数、Ｔ_Ｓをアップサンプリング前のサンプリング周期、ｎを０，１，…，Ｋ−１とし、タイミング補正を行わない信号系列と、その他の各信号系列とのタイミングのズレ時間をｎＴ_Ｓ／Ｋとし、ｎとＫの最大公約数をｒとすると、各信号系列のアップサンプリングのレートがＫ／ｒにより設定されていることを要旨とする。この構成によれば、各信号系列のアップサンプリングのレートを上記の式を満たすように設定すれば、各信号系列のレートを必要なレートに適宜設定することが可能となる。

本発明では、前記信号処理回路は、次信号のＯＮ時間と重複しない範囲で前記スイッチのＯＮ時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、受信回路内のフィルタを通過する際の波形なまりを信号から取り除くことができる計算式により重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離する演算処理部を備えたことを要旨とする。この構成によれば、複数のアンテナの特定の１つをスイッチにて受信回路に接続する際、スイッチのＯＮ時間を長くとるので、スイッチの切り換えによる電力損失を抑制することが可能となる。ところで、スイッチのＯＮ時間を長くとると、その背反として、各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまい、これが受信特性の劣化に繋がってしまう。しかし、本構成の場合には、この重畳信号に演算を施すことにより、重畳信号を各アンテナの受信信号に分離するので、各アンテナの受信信号を取得することが可能となる。よって、時分割多重式のアレーアンテナの受信特性の劣化も抑制することが可能となる。

本発明では、複数の前記アンテナをアダプティブ処理することによって通信するアダプティブ方式であることを要旨とする。この構成によれば、アレーアンテナをアダプティブアレーアンテナとしたので、アンテナの指向性を受信電波に応じた向きに設定することが可能となる。
前記問題点を解決するために、本発明では、複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重式のアレーアンテナにおいて、前記受信回路で取り込んだ信号を複数の前記アンテナの信号として並び替え、この並び替え信号を処理する信号処理回路を備え、前記並び替え信号が前記信号処理回路での処理に必要なタイミングをとるように、当該並び替え信号の受信タイミングを補正するタイミング補正部と、当該タイミング補正部に設けられ、前記並び替え信号をアップサンプリング周期によってサンプリングするアップサンプリング部と、前記並び替えの複数の信号系列のうち、タイミング補正を行う必要のない信号系列を遅延し、当該信号を前記タイミング補正後の信号に同期させて出力する遅延部とを、更に備え、Ｋをアンテナ数、Ｔ _Ｓ をアップサンプリング前のサンプリング周期、ｎを０，１，…，Ｋ−１とし、タイミング補正を行わない信号系列と、その他の各信号系列とのタイミングのズレ時間をｎＴ _Ｓ ／Ｋとし、ｎとＫの最大公約数をｒとすると、各信号系列のアップサンプリングのレートがＫ／ｒにより設定されていることを要旨とする。
前記問題点を解決するために、本発明では、複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重式のアレーアンテナにおいて、前記受信回路で取り込んだ信号を複数の前記アンテナの信号として並び替え、この並び替え信号を処理する信号処理回路を備え、前記並び替え信号が前記信号処理回路での処理に必要なタイミングをとるように、当該並び替え信号の受信タイミングを補正するタイミング補正部を、更に備え、前記信号処理回路は、次信号のＯＮ時間と重複しない範囲で前記スイッチのＯＮ時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、受信回路内のフィルタを通過する際の波形なまりを信号から取り除くことができる計算式により重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離する演算処理部を備えたことを要旨とする。

本発明によれば、時分割多重式のアレーアンテナにおいて、演算の精度を確保することができる。

第１実施形態の時分割多重アダプティブアレーアンテナの回路構成図。 スイッチ制御信号の時間波形図。 スイッチ制御信号のｒ番目の時間波形図。 第２バンドパスフィルタ通過後の出力信号の振幅スペクトル。 サンプリング信号の時間波形図。 タイミング補正の具体的な処理内容を示す説明図。 第２実施形態の時分割多重アダプティブアレーアンテナの回路構成図。 タイミング補正の具体的な処理内容を示す説明図。 第３実施形態のタイミング補正の具体的な処理内容を示す説明図。

（第１実施形態）
以下、本発明を時分割多重アダプティブアレーアンテナに具体化した第１実施形態を図１〜図６に従って説明する。

図１に示すように、アダプティブアレーアンテナ１は、複数のアンテナ（アンテナ素子）２を備え、各アンテナ２の重み付けを伝播環境に応じてアダプティブ制御することにより、目的の希望波の到来方向に指向性を向けたり、不要な電波の到来方向にヌル点を向けて除去したりすることで、高い通信特性を持つアンテナとして機能する。本例のアダプティブアレーアンテナ１は、信号を時間単位で区切り、１つの伝送路で通信する時分割多重式でもある。

このアダプティブアレーアンテナ１において、アンテナ２の個数をＫ（Ｋは任意の奇数）とすると、ｋ番目のアンテナ２の受信信号は、次式(1)のように表される。

ここで、ｆ_ｋ(ｔ)は、ｋ番目のアンテナ２における受信ベースバンド信号である。また、cos(ω_ｃｔ)は、搬送波の角周波数を表す。

各アンテナ２には、通過帯域がＷの第１バンドパスフィルタ３が各々接続されている。これら第１バンドパスフィルタ３は、アンテナ２で受信した受信信号ｆ_ｋ(ｔ)cos(ω_ｃｔ)を通過帯域幅Ｗでフィルタし、Ｗに準じた周波数のみ通過させる。本例のアダプティブアレーアンテナ１では、各アンテナ２に必要とされるのは第１バンドパスフィルタ３のみであり、その他の回路ブロック、つまりアナログ回路からなる受信回路４は複数のアンテナ２で共用されている。

受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の周波数帯域幅Ｗ"は、第１バンドパスフィルタ３の通過帯域幅Ｗよりも小さい。よって、受信信号ｆ_ｋ(ｔ)cos(ω_ｃｔ)は、第１バンドパスフィルタ３をそのまま通過する。

複数のこれら第１バンドパスフィルタ３には、第１バンドパスフィルタ３の接続を選択的に切り換えるスイッチ回路５が接続されている。スイッチ回路５は、受信回路４の１構成要素であって、第１バンドパスフィルタ３ごとにスイッチ６を複数有する。これらスイッチ６は、クロック回路７から入力するスイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)にてスイッチ制御される。

ここで、図２及び図３に示すように、ｋ番目のスイッチ６を、矩形波状のＯＮ時間τ、周期Ｔ_ｓで切換えを行うとすると、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)は、次式(2)により表される。なお、次式のｒは、任意の整数である。

ここで、スイッチ切換周波数をＷ’（Ｗ’＝１／Ｔ_Ｓ）とすると、スイッチ切換周期Ｔ_Ｓは、Ｗ’＞Ｗを満たすように適切に設定する必要がある。式(2)は、フーリエ級数展開の形式により、次式(3)〜(5)のように表すことが可能である。なお、次式のｎは、スイッチ切換周波数Ｗ’のｎ倍高調波成分を表す整数であり、Ψは、スイッチ６のＯＮ時間比率である。

各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ)cos(ｊω_ｃｔ)は、スイッチ通過時にスイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)を乗算された後、Ｋ個のアンテナ２からの信号が合成される。この合成信号ｈ(ｔ)は、次式(6)のように表される。

受信回路４には、周波数帯域幅がＫＷ’の第２バンドパスフィルタ８が設けられている。第２バンドパスフィルタ８は、１つのみ設けられ、複数のスイッチ６において共用されている。本例の場合、第２バンドパスフィルタ８は、図４に示すように、理想的な周波数特性Ｂ(ω)を有するフィルタとする。

合成信号ｈ(ｔ)は、第２バンドパスフィルタ８を通過すると、出力信号ｈ’(ｔ)として出力される。出力信号ｈ’(ｔ)は、次式(7)，(8)のように表される。

なお、第２バンドパスフィルタ８の出力信号ｈ’(ｔ)が式(7)で表される理由は、本願出願人が平成２３年８月３１日付けで出願した特願２０１１−１８９７６０にて詳細を開示しているので、ここでは説明を省略する。

図１に示すように、受信回路４には、出力信号ｈ’(ｔ)を増幅するアンプ９と、増幅後の出力信号ｈ’(ｔ)をＩＦ（Intermediate Frequency）周波数にダウンコンバートするコンバータ１０と、ＩＦ周波数の信号を通過させるＩＦバンドパスフィルタ１１と、ＩＦ周波数を直交ダウンコンバートする一対のコンバータ１２，１２とが設けられている。各コンバータ１２，１２には、各コンバータ１２，１２からの出力をフィルタリングするローパスフィルタ１３，１３が接続されている。各ローパスフィルタ１３，１３には、フィルタリングされた信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１４，１４が各々接続されている。

Ａ／Ｄコンバータ１４が出力するベースバンド信号ｈ"(ｔ)は、アンプの増幅やフィルタの損失を無視すれば、次式(9)のように表される。

ベースバンド信号ｈ"(ｔ)は、Ａ／Ｄコンバータ１４において、周期Ｔ_Ｓでサンプリングされる。このサンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)は、次式(10)のように表される。

図５に示すように、サンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)は、それぞれＴ_Ｓ／Ｋずつタイミングのずれた信号である。実際には、Ａ／Ｄコンバータ１４は、次式(11)で表されるｚ(ｔ)でサンプリングを行う。

図１に示すように、受信回路４には、Ａ／Ｄコンバータ１４から出力されたサンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)をアンテナ２ごとの信号として並べ替える並び替え部１５が設けられている。並び替え部１５は、同一の時間軸に並ぶサンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)を、各アンテナ２の受信信号に並べ替えるものであって、複数のスイッチ１６，１６…としてイメージできる。並び替え部１５は、サンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)の信号がどのアンテナ２からの信号かを区分けし、これを各スイッチ１６，１６…からの並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)として出力する。なお、並び替え部１５が信号処理回路を構成する。

受信回路４には、並び替え部１５から出力される並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のタイミングを補正するタイミング補正部１７が設けられている。ここで、例えば各スイッチから出力される並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)は、演算で定義されたタイミングに揃っていないと、計算に誤差が生じ、これが電波到来方向の測定悪化に影響する。よって、タイミング補正部１７は、各並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)が演算の定義に準じた規則正しいタイミングで並ぶ信号群となるように、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)の受信タイミングを補正する。

タイミング補正部１７には、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)を各々の信号系列（データ系列）においてアップサンプリングするアップサンプリング部１８と、アップサンプリング後の信号をフィルタするコサインロールオフフィルタ部１９と、フィルタリング後の信号を所定間隔で間引きするデシメーション部２０とが設けられている。コサインロールオフフィルタ部１９は、ナイキストフィルタの一種である。なお、コサインロールオフフィルタ部１９がフィルタ部を構成する。

図６に示すように、アップサンプリング部１８は、それぞれの並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)、つまり各信号系列に対し、サンプリング周期において信号を受けていないタイミングの箇所に「０」を入れることにより、サンプリング周波数を上げ、これをアップサンプリング信号Ｓspとしてコサインロールオフフィルタ部１９に出力する。コサインロールオフフィルタ部１９は、アップサンプリング信号Ｓspの「０」の箇所を補完データで埋めて、これをフィルタ通過信号Ｓftとしてデシメーション部２０に出力する。デシメーション部２０は、フィルタ通過信号Ｓftを所定ブロックの間隔で間引きし、これをタイミング補正後のサンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)として出力する。なお、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)が重畳信号に相当する。

ベースバンド信号ｈ"(ｔ)を並び替え部１５においてサンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)でサンプルし、タイミング補正部１７を経て出力されたサンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)は、次式(12)，(13)のように表される。

サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)は、式(13)からも分かる通り、各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)が混在された形で得られる。ここで、一見、スイッチ６のＯＮ時間τを、τ＜（Ｔ_Ｓ／Ｋ）とすれば、２つのスイッチ６が同時に接続されることはなく、受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の混合は生じないように思われるが、実際にはフィルタを通過する際の波形なまりにより、受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の混合が生じてしまう。よって、この混合信号から各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を抽出する必要がある。

そこで、本例のアダプティブアレーアンテナ１には、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離抽出する演算処理部２１が設けられている。本例の演算処理部２１は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を入力すると、次式(14)〜(16)を用いて演算を行うことにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離し、アンテナ２ごとにＩ相信号及びＱ相信号を出力する。なお、演算処理部２１が信号処理回路を構成する。

なお、式(14)〜(16)に記載の各記号は、次式(17)〜(23)により表される。

なお、式(14)〜式(16)を導き出す原理は、前述の特願２０１１−１８９７６０にて詳細を開示しているので、ここでは説明を省略する。

アダプティブアレーアンテナ１には、アダプティブ処理を行い、アダプティブアレーアンテナ１の機能（動作状態）を設定するアダプティブプロセッサ２２が設けられている。アダプティブプロセッサ２２は、演算処理部２１から入力したアンテナ２ごとのＩ相信号及びＱ相信号を基に、アダプティブ処理にて希望波や不要な電波を検出し、アダプティブアレーアンテナ１の機能を設定する。なお、アダプティブプロセッサ２２が信号処理回路を構成する。

次に、本例の時分割多重アダプティブアレーアンテナ１の動作を、図６を用いて説明する。なお、本例の場合、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のタイミングを補正する点に特徴があるので、この部を主に説明する。また、図６の場合、アンテナ数は３とする。

図６に示すように、Ａ／Ｄコンバータ１４は、ベースバンド信号ｈ"(ｔ)を周期Ｔ_Ｓでサンプリングし、これをサンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)として並び替え部１５に出力する。ここでは、ｘ(０)〜ｘ(６)の６つのデータが出力されるとする。並び替え部１５は、このサンプリング信号ｚ_ｉ(ｔ)を、３つのスイッチ１６ａ，１６ｂ，１６ｃを順に繰り返しオンするイメージで分けることにより、各アンテナ２における並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)として出力する。

アップサンプリング部１８は、並び替え部１５から入力した各並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)をアップサンプリングする。このとき、アップサンプリング部１８は、各並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)に対し、サンプリング周波数のタイミングにおいてデータのない箇所に「０」のデータを挿し込むことにより、周期を上げたアップサンプリング信号Ｓspを生成し、これをコサインロールオフフィルタ部１９に出力する。

アップサンプリング部１８は、並び替え部１５のスイッチ１６ａから入力した信号を第１アップサンプリング信号Ｓsp1に変換し、並び替え部１５のスイッチ１６ｂから入力した信号を第２アップサンプリング信号Ｓsp2に変換し、並び替え部１５のスイッチ１６ｃから入力した信号を第３アップサンプリング信号Ｓsp3に変換する。第１アップサンプリング信号Ｓsp1は、入力の時系列順に紙面右から「ｘ(０)，０，０，ｘ(３)，０，０，ｘ(６)」のデータが並ぶ信号である。第２アップサンプリング信号Ｓsp2は、入力の時系列順に紙面右から「０，ｘ(１)，０，０，ｘ(４)，０，０」のデータが並ぶ信号である。第３アップサンプリング信号Ｓsp3は、入力の時系列順に紙面右から「０，０，ｘ(２)，０，０，ｘ(５)，０」のデータが並ぶ信号である。これらアップサンプリング信号Ｓsp1〜Ｓsp3は、時間軸方向（周期ごと）に並ぶ各データがアップサンプリング周期で並ぶので、演算の定義にかかるタイミングが揃った信号として出力される。

コサインロールオフフィルタ部１９は、アップサンプリング部１８から入力した各アップサンプリング信号Ｓsp1〜Ｓsp3をフィルタリングする。このとき、コサインロールオフフィルタ部１９は、各アップサンプリング信号Ｓsp1〜Ｓsp3の「０」の箇所に補完データを入れることにより、フィルタ通過信号Ｓftを生成する。補完データは、図中に示すｘ_−１(ｔ)、ｘ_０(ｔ)、ｘ_１(ｔ)であって（ｔ＝０，１…）、同一ブロック内において存在する実データに関係する情報値である。

コサインロールオフフィルタ部１９は、第１アップサンプリング信号Ｓsp1を第１フィルタ通過信号Ｓft1に変換し、第２アップサンプリング信号Ｓsp2を第２フィルタ通過信号Ｓft2に変換し、第３アップサンプリング信号Ｓsp3を第３フィルタ通過信号Ｓft3に変換する。第１フィルタ通過信号Ｓft1は、入力の時系列順に紙面右から「ｘ(０)，ｘ_−１(１)，ｘ_−１(２)，ｘ(３)，ｘ_−１(４)，ｘ_−１(５)，ｘ(６)」のデータが並ぶ信号である。第２フィルタ通過信号Ｓft2は、入力の時系列順に紙面右から「ｘ_０(０)，ｘ(１)，ｘ_０(２)，ｘ_０(３)，ｘ(４)，ｘ_０(５)，ｘ_０(６)」のデータが並ぶ信号である。第３フィルタ通過信号Ｓft3は、入力の時系列順に紙面右から「ｘ_１(０)，ｘ_１(１)，ｘ(２)，ｘ_１(３)，ｘ_１(４)，ｘ(５)，ｘ_１(６)」のデータが並ぶ信号である。

デシメーション部２０は、コサインロールオフフィルタ部１９から入力した各フィルタ通過信号Ｓft1〜Ｓft3を所定のブロック間隔で間引くことにより、各フィルタ通過信号Ｓft1〜Ｓft3を簡素化する。本例の場合、紙面右から３列目と６列目のブロックが抽出され、これがタイミング補正後のサンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)として生成される。そして、デシメーション部２０は、このタイミング補正のサンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を演算処理部２１に出力する。

ところで、実際には、フィルタを通過する際の波形なまりを原因として、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)には受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の混合が発生している。よって、演算処理部２１は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算することにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から各アンテナ２，２…の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を抽出する。即ち、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算する演算を実施することにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に含まれる各アンテナ２，２…の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を分離する。そして、アダプティブプロセッサ２２は、各々分離された受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)を基に、電波到来方向や、不要な電波を除去するための受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ)の重み付けを算出する。

ところで、行列Φは並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のタイミングが揃っていることを条件として求まる計算式であるため、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のタイミングがずれると、その分だけ信号抽出の精度が悪化する懸念がある。そこで、本例においては、並び替え部１５の下段にタイミング補正部１７を設け、並び替え部１５から出力される並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)の発生タイミングをタイミング補正部１７によって補正するので、タイミングの揃った並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)にて電波到来方向等が演算される。よって、信号抽出の精度が確保され、ひいては電波到来方向等の正確な推定に効果が高くなる。

ここで、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)のＯＮ時間（パルス幅）τにより、Ａ／Ｄコンバータ１４でサンプリングされたサンプル信号ｘ_ｉ(t)に含まれる受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(Δｔ)がどのように変化するのかを考える。いま、スイッチ６のＯＮ時間τが非常に短い、つまりτ≒０の場合を考える。このとき、Ψ＝τ／Ｔ_ｓ≒０となるので、sinc｛nπΨ｝≒１により、行列Ｓ≒Ｉが導かれる。よって、式(19)は、次式(24)のように表される。

よって、τが非常に小さい場合には、サンプル信号であるベクトルＸ(ｔ)、つまりサンプル信号ｘ_ｉ(t)を要素とするベクトルは、各アンテナ２の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(ｔ) のベクトルＦ(Δｔ)のスカラー倍となる。即ち、サンプル信号ｘ_ｉ(t)は、それぞれ１種類の受信ベースバンド信号ｆ_ｋ(Δｔ)のみを含み、混合された状態ではないことが分かる。

ちなみに、背景技術に記載した非特許文献１は、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)がデルタ関数であり、本検討におけるτ≒０の場合に相当する。即ち、非特許文献１では、サンプル信号のベクトルＸ(ｔ)において、ベクトルＦ(Δｔ)が混合された状態とならないように、あえてτ≒０としていると考えられる。

しかし、式(24)を見てみると、ベクトルＸ(ｔ)に含まれるベクトルＦ(Δｔ)の大きさは、τに比例することが分かる。このことから、スイッチ６の切り換えによる電力損失を抑制するには、τをなるべく大きくすること、つまりスイッチ６が常にいずれかのアンテナ２に接続されていることが望ましいと予測される。このため、本例のアダプティブプロセッサ２２は、スイッチ制御信号ｇ_ｋ(ｔ)のＯＮ時間τを、次信号のτと重複しない範囲で、なるべく長く設定している。このように、ＯＮ時間τ（或いはＯＮ時間比率Ψ）を任意に設定可能な点で、本例は有効であると考えられる。

本実施形態の構成によれば、以下に記載の効果を得ることができる。
（１）並び替え部１５と演算処理部２１との間に、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のタイミングを補正するタイミング補正部１７を設け、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)が後段の演算処理部２１の演算に必要なタイミングをとるように、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)をタイミング補正部１７でタイミング補正する。このため、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)の抽出精度が向上し、ひいては電波到来方向等の推定精度も向上することができる。

（２）タイミング補正の処理にアップサンプリング（アップサンプリング部１８）とフィルタ（コサインロールオフフィルタ部１９）とを用いたので、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のタイミングを補正する際、データを変えてしまうことなく他のタイミングに変更することができる。よって、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)を精度よくタイミング補正することができ、ひいては電波到来方向等の精度確保に寄与する。

（３）コサインロールオフフィルタ部１９を通過したフィルタ通過信号Ｓftをデシメーション部２０によって間引きする。このため、タイミング補正後のサンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)のデータ量が軽く済むので、以降の演算の負荷を低く抑えることができる。

（４）タイミング補正のフィルタとして、ナイキストフィルタの一種であるコサインロールフィルタを用いたので、フィルタ部を簡素に構成することができる。
（５）複数のアンテナ２の中の特定の１つをスイッチ６にて受信回路４に接続する際、スイッチ６のＯＮ時間τを長くとるので、スイッチ６の切り換え時における電力損失を抑制することができる。また、スイッチ６における電力損失抑制を狙ってスイッチ６のＯＮ時間τを長くとると、その背反として、各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)が混ざり合ってしまい、これが受信特性の劣化に繋がる。しかし、本例の場合は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算する演算を施すことにより、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)に分離するので、問題なく各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)も取得することができる。よって、SNRの劣化も最小限に抑えることが可能となるので、時分割多重アダプティブアレーアンテナ１の受信特性も確保することができる。

（６）第２バンドパスフィルタ８の周波数帯域幅ＫＷ’は、第１バンドパスフィルタ３の通過帯域幅Ｗではなく、スイッチ６の切換周波数Ｗ’に係数のＫを乗算した値に設定されている。このため、スイッチ６の切り換え速度を、細かな値設定を行うことなしに任意に設定することができる。即ち、スイッチ６の切換周期が１値に限定されず、他の値でも許容可能となるので、この点で効果が高いと言える。

（７）スイッチ６の切換周波数Ｗ’とＯＮ時間τとを用いて求められた行列Φを用いて、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)を分離するので、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を精度よく各アンテナ２の受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)に分離することができる。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態を図７及び図８に従って説明する。なお、第２実施形態は、第１実施形態のタイミング補正のかけ方を変更したのみの構成であり、他の基本的な構成は同じである。よって、第１実施形態と同一部分には同じ符号を付して詳しい説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。

図７に示すように、本例の時分割多重アダプティブアレーアンテナ１は、複数の並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のうち、１つの信号系列を除いてタイミング補正を行う実施例である。タイミング補正しない信号系列は、第１実施形態で説明したデシメーションにおいて、補完データではなく実データが含まれる信号系列を言う。受信回路４には、タイミング補正を行わない信号系列に遅延部（遅延素子）２５が接続されている。本例の遅延部２５は、並び替え部１５の複数のスイッチ１６，１６…のうち、最後に並べ替えを行うスイッチ１６ｚに接続されている。

さて、図８に示すように、例えばアンテナ２が３つの場合、並び替え部１５から並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)が出力される際、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のうち、デシメーションで補完データが入る第１並び替え信号ｘ’_１(ｔ)及び第２並び替え信号ｘ’_２(ｔ)はタイミング補正部１７に出力される。一方、デシメーションで補完データが入らず実データのみが含まれる第３並び替え信号ｘ’_３(ｔ)はそのまま遅延部２５に出力される。ここで、どの並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)を遅延部２５に通すのかは、どのブロックをデシメーションするかによって決まる。

タイミング補正部１７は、入力した第１並び替え信号ｘ’_１(ｔ)及び第２並び替え信号ｘ’_２(ｔ)を、第１実施形態で説明した手順に沿い、アップサンプリングするとともにコサインロールオフフィルタに通し、第１フィルタ通過信号Ｓft1及び第２フィルタ通過信号Ｓft2に変換する。

一方、遅延部２５は、並び替え部１５から第３並び替え信号ｘ’_３(ｔ)を入力すると、この第３並び替え信号ｘ’_３(ｔ)の出力を遅延する。そして、遅延部２５は、第１フィルタ通過信号Ｓft1及び第２フィルタ通過信号Ｓft2が生成されるタイミングで、第３並び替え信号ｘ’_３(ｔ)をデシメーション部２０に出力する。続いて、デシメーション部２０は、第１フィルタ通過信号Ｓft1、第２フィルタ通過信号Ｓft2及び第３並び替え信号ｘ’_３(ｔ)をデシメーションして、タイミング補正後のサンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)を生成する。

以上により、本例においては、複数の並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のうち、アップサンプリング及びコサインロールオフフィルタの処理の必要がある信号系列をタイミング補正部１７に接続し、これら必要のない信号系列を遅延部２５に接続する。そして、複数の並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)のうち、特定の信号系列のみにおいてタイミング補正を行う。このため、無駄にタイミング補正の計算を行う必要がないので、タイミング補正に係る計算負荷を軽減することが可能となり、ひいては消費電力の軽減や回路規模の小型化に繋がる。

本実施形態の構成によれば、第１実施形態に記載の（１）〜（７）に加え、以下に記載の効果を得ることができる。
（８）並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)の各信号系列において、タイミング補正する必要のない信号系列に遅延部２５を接続し、この信号系列を除いた系列でのみタイミング補正を行う。このため、最低限必要な信号系列のみタイミング補正するので、タイミング補正にかかる処理負荷を軽減することができる。また、ひいてはアダプティブアレーアンテナ１の消費電力削減や回路構成の簡素化にも寄与する。

（９）並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)の複数の信号系列のうち、最後に並び替えが行われる箇所に遅延部２５が接続されるので、タイミング補正にかかるデータ遅延を最小に抑えることができる。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態を図９に従って説明する。なお、第３実施形態においても、第１及び第２実施形態と異なる部分についてのみ説明する。なお、図９の例では、アンテナ数を８としている。

図９に示すように、本例のタイミング補正部１７は、各信号系列（各データ系列）に対して、異なるレート（サンプリング周期）でアップサンプリングして、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)をタイミング補正する。本例のアップサンプリング部１８は、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)において実データが出現するタイミングと、デシメーションで信号を抽出するタイミングとにサンプリング周期がくるレートで、並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)をアップサンプリングする。即ち、アップサンプリング部１８は、各並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)において必要最小限のレートで各並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)をアップサンプリングする。

本例の場合、第８スイッチ１６ｈの信号系列を基準（１周期）とすると、第１スイッチ１６ａ、第３スイッチ１６ｃ、第５スイッチ１６ｅ及び第７スイッチ１６ｇの信号系列が１／８周期に設定され、第２スイッチ１６ｂ及び第６スイッチ１６ｆが１／４周期に設定され、第４スイッチ１６ｄの信号系列が１／２周期に設定されている。また、本例の第８スイッチ１６ｈの信号系列は、アップサンプリングしない信号系列、つまり並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)を遅延する信号系列となっている。

ここで、Ｋをアンテナ数とし、Ｔ_Ｓをアップサンプリング前のサンプリング周期とし、ｎを０，１，…，Ｋ−１とし、タイミング補正を行わない信号系列と、その他の各信号系列とのタイミングのズレ時間をｎＴ_Ｓ／Ｋとすると、各信号系列のアップサンプリングのレートは、次式(25)により求まる。なお、次式のｒは、ｎとＫの最大公約数である。

このように、アップサンプリングのレートを、式(25)を満たす値に設定すれば、デシメーションの対象となるブロックに必ずデータが乗るようになる。図９の例では、紙面右から８番目のブロックと、紙面右から１６番目のブロックとに、実データ若しくは「０」のデータが乗るようになる。よって、以降の処理において問題なくデシメーションを実施することが可能である。

さて、本例の場合、並び替え部１５が並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)を出力すると、アップサンプリング部１８は、各並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)を信号系列ごとに各々異なるレートでアップサンプリングする。例えば、８番目のスイッチ１６ｈの信号系列を基準の１周期とすると、第１スイッチ１６ａ、第３スイッチ１６ｃ、第５スイッチ１６ｅ及び第７スイッチ１６ｇの各信号系列は、１／８周期のレートで信号をアップサンプリングし、第２スイッチ１６ｂ及び第６スイッチ１６ｆの各信号系列は、１／４周期のレートで信号をアップサンプリングし、第４スイッチ１６ｄの信号系列は、１／２周期のレートで信号をアップサンプリングする。

以上により、本例においては、アップサンプリング部１８は必要最小限のレートでアップサンプリングを行うだけで済むので、アップサンプリング部１８の処理負荷を軽減することが可能となる。このため、時分割多重アダプティブアレーアンテナ１にタイミング補正を実施させる場合であっても、このときにかかる処理負荷を少なく抑えることが可能となり、ひいては消費電力の軽減や回路規模の小型化に一層効果が高くなる。

本実施形態の構成によれば、第１及び第２実施形態に記載の（１）〜（９）に加え、以下の効果を得ることができる。
（１０）並び替え信号ｘ’_ｉ(ｔ)の各信号系列に対し、異なるレートでアップサンプリングを行う。このため、アップサンプリングにおける各信号系列のレートが必要最小限のレートに設定されるので、アップサンプリングにかかる処理負荷を軽減することができる。

（１１）各信号系列のアップサンプリングのレートを、上記式(25)を満たすように設定すれば、各信号系列のレートを必要なレートに適宜設定することができる。
なお、実施形態はこれまでに述べた構成に限らず、以下の態様に変更してもよい。

・各実施形態において、タイミング補正部１７は、アップサンプリングによりタイミング補正する方式に限定されず、例えば線形補完など、他の方式を採用可能である。
・各実施形態において、フィルタ部は、コサインロールオフフィルタに限定されず、他の種類に変更してもよい。

・各実施形態において、タイミング補正部１７は、デシメーション部２０を省略した構成でもよい。
・第２実施形態においては、複数の信号系列において、遅延する系列は適宜変更可能である。

・第３実施形態において、レートの基準となる信号系列は、信号が遅延される系列に限定されず、他と同じようにアップサンプリングされる系列としてもよい。
・各実施形態において、受信回路４の構成は、実施形態に述べた構成例に限定されず、他の回路構成に変更可能である。

・各実施形態において、受信回路４は、直交ダウンコンバータ１２，１２ではなく、通常のコンバータにて信号をダウンコンバートする回路でもよい。
・各実施形態において、受信回路４は、ベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータ１４でサンプルする構成に限らず、例えばＩＦ信号をサンプルする構成や、第２バンドパスフィルタ８から出力される（Radio Frequency）信号をサンプルする構成でもよい。

・各実施形態において、アンテナ素子数Ｋは、任意の奇数に限らず、任意の偶数であってもよい。
・各実施形態において、スイッチ６のＯＮ時間τ（ＯＮ時間比率Ψ）は、実施形態に述べた例に限定されず、他の時間幅に適宜変更可能である。

・各実施形態において、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)を再生（分離）する演算は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)に行列Φを乗算する方法に限定されない。要は、サンプル信号ｘ_ｉ(ｔ)から受信信号ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)を分離できれば、他の演算方法に適宜変更可能である。即ち、演算処理部２１は、式(14)〜(16)を用いた演算を行うものに限定されず、電波到来方向の推定等、アダプティブ処理に与える影響を低減するものであれば、他の演算に変更可能である。

・各実施形態において、第２バンドパスフィルタ８の周波数帯域幅は、例えば第１バンドパスフィルタ３の周波数帯域に係数のＫを乗算した値でもよい。
・各実施形態において、アレーアンテナは、アダプティブ方式のアンテナに限定されず、例えば固定アンテナを使用したアレーアンテナでもよい。

・各実施形態において、時分割多重アダプティブアレーアンテナ１は、車両や電子キーの受信機として使用されることに限定されず、他の機器や装置に適宜応用可能である。
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想について、それらの効果とともに以下に追記する。

（イ）前記アレーアンテナにおいて、前記受信回路は、少なくともフィルタ及びＡ／Ｄコンバータを備えた回路である。この構成によれば、フィルタやＡ／Ｄコンバータ等の部品群を、アンテナごとに設ける必要がないので、装置構成の簡素化や部品コスト削減に効果が高いと言える。

（ロ）前記アレーアンテナにおいて、前記スイッチの接続状態を、次スイッチがＯＮされる直前まで維持することにより、当該スイッチのＯＮ時間を長くとる。この構成によれば、スイッチのＯＮ時間を極力長くとるので、電力損失抑制に一層寄与する。

（ハ）前記アレーアンテナにおいて、前記受信回路のバンドパスフィルタの帯域幅は、前記アンテナのそれぞれに設けられたバンドパスフィルタの帯域幅ではなく、前記スイッチの切換周波数に係数を乗算した値に設定されている。この構成によれば、スイッチの切り換え速度を、細かい設定することなしに任意に設定することが可能となる。即ち、スイッチの切換周期が１値に限定されずに済み、他の値でも許容可能となるので、この点で効果が高いと言える。

（二）前記アレーアンテナにおいて、前記演算は、前記スイッチの切換周波数と当該スイッチのＯＮ時間とから求められた行列を用いて前記重畳信号に処理を加える演算である。この構成によれば、スイッチの切換周波数とＯＮ時間とから求められた行列で演算を行うので、重畳信号を精度よく各アンテナの受信信号に分離することが可能となる。

１…時分割多重アダプティブアレーアンテナ、２…アンテナ、４…受信回路、６…スイッチ、１５…信号処理回路を構成する並び替え部、１７…タイミング補正部、１８…アップサンプリング部、１９…フィルタ部及びコサインロールオフフィルタを構成するコサインロールオフフィルタ部、２０…デシメーション部、２１…信号処理回路を構成する演算処理部、２２…信号処理回路を構成するアダプティブプロセッサ、２５…遅延部、ｘ’_ｉ(ｔ)…並び替え信号、ｆ_ｋ(ｔ) cos(ω_ｃt)…受信信号、τ…ＯＮ時間、ｘ_ｉ(ｔ)…重畳信号としてのサンプル信号。

Claims (10)

1. 複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重式のアレーアンテナにおいて、
   前記受信回路で取り込んだ信号を複数の前記アンテナの信号として並び替え、この並び替え信号を処理する信号処理回路を備え、
   前記並び替え信号が前記信号処理回路での処理に必要なタイミングをとるように、当該並び替え信号の受信タイミングを補正するタイミング補正部を、更に備え、
   前記タイミング補正部は、
   前記並び替え信号をアップサンプリング周期によってサンプリングするアップサンプリング部と、
   アップサンプリング後の信号をフィルタするフィルタ部とを備え、
   前記アップサンプリング部は、前記並び替えの複数の各信号系列に対し、異なるレートでアップサンプリングする
   ことを特徴とするアレーアンテナ。
2. 前記タイミング補正部は、
   前記フィルタ部を通過した後の信号を間引きして、信号を簡素化するデシメーション部を備えた
   ことを特徴とする請求項１に記載のアレーアンテナ。
3. 前記フィルタ部は、コサインロールオフフィルタである
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のアレーアンテナ。
4. 前記並び替えの複数の信号系列のうち、タイミング補正を行う必要のない信号系列を遅延し、当該信号を前記タイミング補正後の信号に同期させて出力する遅延部を備えた
   ことを特徴とする請求項１〜３のうちいずれか一項に記載のアレーアンテナ。
5. 前記遅延部は、前記並び替えの複数の各信号系列において、最後に並び替えられる信号系列に対してタイミング補正を実行させない
   ことを特徴とする請求項４に記載のアレーアンテナ。
6. Ｋをアンテナ数、Ｔ_Ｓをアップサンプリング前のサンプリング周期、ｎを０，１，…，Ｋ−１とし、タイミング補正を行わない信号系列と、その他の各信号系列とのタイミングのズレ時間をｎＴ_Ｓ／Ｋとし、ｎとＫの最大公約数をｒとすると、各信号系列のアップサンプリングのレートがＫ／ｒにより設定されている
   ことを特徴とする請求項４又は５に記載のアレーアンテナ。
7. 前記信号処理回路は、
   次信号のＯＮ時間と重複しない範囲で前記スイッチのＯＮ時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、受信回路内のフィルタを通過する際の波形なまりを信号から取り除くことができる計算式により重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離する演算処理部を備えた
   ことを特徴とする請求項１〜６のうちいずれか一項に記載のアレーアンテナ。
8. 複数の前記アンテナをアダプティブ処理することによって通信するアダプティブ方式である
   ことを特徴とする請求項１〜７のうちいずれか一項に記載のアレーアンテナ。
9. 複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重式のアレーアンテナにおいて、
   前記受信回路で取り込んだ信号を複数の前記アンテナの信号として並び替え、この並び替え信号を処理する信号処理回路を備え、
   前記並び替え信号が前記信号処理回路での処理に必要なタイミングをとるように、当該並び替え信号の受信タイミングを補正するタイミング補正部と、
   当該タイミング補正部に設けられ、前記並び替え信号をアップサンプリング周期によってサンプリングするアップサンプリング部と、
   前記並び替えの複数の信号系列のうち、タイミング補正を行う必要のない信号系列を遅延し、当該信号を前記タイミング補正後の信号に同期させて出力する遅延部とを、更に備え、
   Ｋをアンテナ数、Ｔ _Ｓ をアップサンプリング前のサンプリング周期、ｎを０，１，…，Ｋ−１とし、タイミング補正を行わない信号系列と、その他の各信号系列とのタイミングのズレ時間をｎＴ _Ｓ ／Ｋとし、ｎとＫの最大公約数をｒとすると、各信号系列のアップサンプリングのレートがＫ／ｒにより設定されている
   ことを特徴とするアレーアンテナ。
10. 複数のアンテナの特定の１つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで１つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重式のアレーアンテナにおいて、
    前記受信回路で取り込んだ信号を複数の前記アンテナの信号として並び替え、この並び替え信号を処理する信号処理回路を備え、
    前記並び替え信号が前記信号処理回路での処理に必要なタイミングをとるように、当該並び替え信号の受信タイミングを補正するタイミング補正部を、更に備え、
    前記信号処理回路は、
    次信号のＯＮ時間と重複しない範囲で前記スイッチのＯＮ時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、受信回路内のフィルタを通過する際の波形なまりを信号から取り除くことができる計算式により重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離する演算処理部を備えた
    ことを特徴とするアレーアンテナ。