JP5723379B2 - マイクロ波源のための高周波陰極加熱器電源 - Google Patents

マイクロ波源のための高周波陰極加熱器電源 Download PDF

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Description

本発明は、マイクロ波源のための高周波陰極加熱器電源に関する。
無線周波数（ＲＦ）加熱は、金属融解、溶接、木材乾燥、及び食品調製のような多岐にわたる産業処理用途に使用されている。必要とされる出力電力は、数キロワットからメガワット領域内の数値にまでわたる。周波数範囲は、三極真空管又は四極真空管を用いた場合に数百キロヘルツから数十メガヘルツまでとすることができる。５００ＭＨｚを超える周波数範囲のＲＦのマイクロ波用途では、マグネトロンを使用するのが通常であるが、必須ではない。
熱電子管は、熱陰極を加熱するのに加熱器電源を必要とし、高電力熱電子管においては、陰極は、直接に加熱され、すなわち、加熱器は、陰極として作用する。本出願を通して「陰極」、「陰極加熱器」、又は「加熱器」という用語の使用は、別途状況によって必要とされない場合、この定義を意味する。そのような管に使用されるトリウムタングステン又は純タングステン陰極では、必要とされる加熱器電力は、通常は非常に高く、例えば、１２０Ａにおいて１２Ｖであり、０．１オームという比較的低い負荷抵抗を意味する。マイクロ波発生器の同じく実用的かつ便利な実施形態は、多くの場合に、加熱器回路が接地電位ではなく２０ｋＶ又はそれよりも高いｅｈｔ電位で作動することを必要とする。
すなわち、そのような実施形態では、陰極電源は、数ｋＷの電力を＞２０ｋＶの電圧絶縁で低抵抗負荷に供給すべきである。この電力は、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚで作動し、大きい間隔を有して構成され、かつ高電圧絶縁を与えるために典型的には油中に浸漬される大電力周波数トランスを用いて供給されることが公知である。一般的に、陰極に印加される電圧は、作動中に注意深く制御かつ調節する必要があり、典型的に主トランスの１次上で作動するサイリスタレギュレータが、この機能に対して使用される。
マグネトロンの最も壊れやすい構成要素の１つである陰極が、所要の放射性能を維持しながら過熱を回避し、加熱不足を回避することによってアーク放電を阻止することでその設計温度で作動して陰極の寿命を延ばすことは重要である。当業技術では、高温計を用いて陰極温度をモニタすることが求められるが、マグネトロンを使用すると、高温計の窓が塞がれ、誤った温度示度を招くことは公知である。代替的に、試行錯誤ベースで開発された変化する供給電力スケジュールをマグネトロンの予熱及び作動中に適用することができる。
更に、加熱器電流を供給するための公知のトランスは高価で非常に大きく、上記に提供した例では０．０７ｍ3の容積を占有し、１００ｋｇの重量がある。更に、電力調整のためのサイリスタコントローラは、限られた制御機能及び貧弱な過渡応答特性を有する点で問題である。
ＰＣＴ／ＧＢ２００９／０５０９４２
本発明の目的は、従来技術における上述の欠点を少なくとも改善することである。
本発明により、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）インバータ手段と、ＳＭＰＳインバータ手段によって給電されるように配置された１次巻線、１次巻線の１次磁心アセンブリを通過するモニタ巻線、及び陰極加熱器への接続に向けて配置された２次巻線を含む絶縁トランス手段と、１次巻線内の電流をモニタするように配置された電流モニタ手段と、陰極加熱器にわたる電圧を示すモニタ巻線からの第１の入力信号及び陰極加熱器を通る電流を示す電流モニタ手段からの第２の入力信号を受け取るように配置された信号処理手段とを含むマイクロ波源のための陰極加熱器電源を提供し、信号処理手段は、第１の入力信号及び第２の入力信号から信号処理手段によって判断される陰極加熱器のモニタされた抵抗又は陰極加熱器に供給されるモニタされた電力に基づいて、陰極加熱器に供給される電力を制御する制御信号をＳＭＰＳインバータ手段に出力するように配置される。
便利な態様においては、モニタ巻線は、単一巻回巻線である。
便利な態様においては、１次巻線は、単層巻線である。
有利な態様においては、信号処理手段は、モニタ巻線からの第１の入力信号及び電流モニタ手段からの第２の入力信号を受け取って第１の入力信号と第２の入力信号の割算又は積を含む比較信号を出力するように配置されたモニタ及び制御手段と、モニタ及び制御手段からの比較信号及び基準電圧手段からの基準信号を受け取り、比較信号と基準信号の比較に基づいて、ＳＭＰＳインバータ手段によって陰極加熱器に供給される電力を制御する制御信号をＳＭＰＳインバータ手段に出力するように配置された誤差増幅器手段とを含む。
便利な態様においては、ＳＭＰＳインバータ手段によって陰極加熱器に供給される電力は、ＳＭＰＳインバータ手段の負荷サイクルを制御することによって制御される。
有利な態様においては、陰極加熱器電源は、ＳＭＰＳインバータ手段と１次巻線の間に直列に接続したコンデンサー手段を含む。
便利な態様においては、陰極加熱器電源は、陰極加熱器にＡＣ電力を供給するためのものであり、コンデンサー手段は、１次巻線に給電する１次回路が、検出可能な静止点を有する疑似正弦１次電流波形をもたらす共振回路であるようなものである。
有利な態様においては、２次巻線は、単一巻回巻線である。
便利な態様においては、モニタ及び制御手段は、電流モニタ手段に接続されて１次電流の波形の静止点を判断するように配置された微分器手段と、電流モニタ手段に接続した入力及び静止点における１次電流をサンプリングするために微分器手段からの有効化入力を有する第１のサンプル及びホールド手段への出力を有する第１の全波整流器手段と、モニタ巻線に接続した入力及び静止点における１次電圧をサンプリングするために微分器手段からの有効化入力を有する第２のサンプル及びホールド手段への出力を有する第２の全波整流器手段と、第１のサンプル及びホールド手段及び第２のサンプル及びホールド手段からの信号を受け取って処理し、ＳＭＰＳインバータ手段に制御信号を出力するように配置された乗算器／割算器モジュールとを含む。
便利な態様においては、陰極加熱器電源は、陰極加熱器にＤＣ電力を供給するためのものであり、かつ２次巻線と加熱される陰極加熱器の間に直列に接続されるように配置された同期整流器手段及びインダクタンス手段を更に含み、２次巻線は、電流がそこを交互に流れるように配置された２つの単一巻回巻線を含む。
有利な態様においては、インダクタンス手段は、加熱される陰極加熱器に２次巻線を接続するように配置された接続リードを取り囲む誘導磁心を含む。
便利な態様においては、信号処理手段は、電流モニタ手段の出力に接続した入力を有する第１の全波整流器手段と、モニタ巻線の出力に接続した入力を有する第２の全波整流器手段と、第１の全波整流器手段の第１の出力に接続した入力を有する第１の積分器手段と、第２の全波整流器手段の第１及び第２の出力に接続したそれぞれの入力を有する第２の積分器手段と、第１の積分器手段の出力、第１の全波整流器手段の第２の出力、及び第２の積分器手段の第１及び第２の出力にそれぞれ接続した４つのそれぞれの入力、及び誤差増幅器手段に接続した出力を有する乗算器／割算器モジュールとを含む。
有利な態様においては、信号処理手段は、デジタル信号処理手段である。
ここで、本発明を一例として添付図面を参照して以下に説明する。
図では、類似の参照番号は類似の部分を表している。
本発明によるＡＣ加熱器電源の実施形態の回路図である。 図１の回路によって生成される波形の図である。 図１の抵抗又は電力モニタリング及び制御回路をより詳細に示す回路図である。 本発明によるＤＣ加熱器電源の実施形態の回路図である。 図４の回路によって生成される波形の図である。 図４の抵抗又は電力モニタリング及び制御回路をより詳細に示す回路図である。 図４の同期整流器に適する駆動回路の回路図である。 図１から図３のＡＣ加熱器電源に適するトランスの斜視図である。 図８のトランスの垂直断面図である。 図４から図７のＤＣ加熱器電源に適するトランスの斜視図である。 図１０のトランスの垂直断面図である。 遮蔽カバーが取り外された図１０のトランスの斜視図である。 ＰＣＢが取り外された図１２のトランスの斜視図である。 本発明の加熱器電源をそのデジタル制御を提供するためにモデル化するのに有用なブロック図である。
ＡＣ陰極加熱電源
本発明によるＡＣ陰極加熱電源の基本回路図を図１に示しており、対応する波形を図２に示している。
図１を参照すると、電子管加熱器１１を加熱するためのＡＣ陰極加熱電源１０は、絶縁トランス１２を含み、その２次巻線１２１は、加熱器に電気接続され、そのＮ個の１次巻線１２２は、１次からのトランス比がＮ：１の降圧であるように「スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）」インバータＨ−ブリッジ１３に電気接続され、かつそれによって給電される。更に、絶縁トランス１２は、１次巻線１２２の各磁心アセンブリを通る単一巻回モニタ巻線１２３を含む。モニタ巻線は、抵抗又は電力モニタ及び制御回路のモジュール１４の第１の入力に電気接続される。１次巻線内の電流をモニタするように配置された電流モニタ１４１は、モジュール１４の第１の入力に電気接続される。モジュール１４の出力は、誤差増幅器又は比較器１３１の１つの入力に電気接続され、誤差増幅器への第２の入力は、可変基準電圧モジュール１３２によって供給される。誤差増幅器の出力は、ＳＭＰＳインバータＨ−ブリッジ１３の制御入力に電気接続される。ＳＭＰＳインバータＨ−ブリッジ１３の電力入力は、主電源の制御入力及び制御出力に接続される。コンデンサー１４２は、ＳＭＰＳインバータＨ−ブリッジ１３の２つの出力の一方と１次巻線１２２との間に直列に接続される。
より高い周波数で作動する時には、陰極加熱器１１を含むマグネトロンの端子における電圧は、陰極加熱器１１の陰極抵抗（Ｒｈ）１１１に与えられるものと同じ電圧Ｖｈではない場合がある。これは、電子管加熱器接続の不可避のインダクタンス１１２と、有意な電子管インダクタンス（Ｌｔ）を十分にもたらすことができる加熱器自体とによるものである。例示的に、英国チェルムスフォード所在の「ｅ２ｖ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｐｌｃ」から入手可能な公知のマグネトロンＢＭ７５Ｌは、１０ｍオーム前後の低温抵抗と１００ｍオーム前後の高温作動抵抗とを有する。陰極アセンブリインダクタンスは、０．５μＨ程度のものである。通常の５０／６０Ｈｚの値では、このインダクタンスのリアクタンスは、０．１６ｍオーム前後でしかないが、例えば、１５ｋＨｚでは、インダクタンスは４７ｍオームであり、所要の高温作動抵抗のもののほぼ半分である。
相互接続インダクタンス及び図１に回路迷走インダクタンス（Ｌｓ）として示すトランス（Ｔｆｍｒ１）漏れインダクタンス１２４が容易に１μＨに近づく可能性がある点で更に別の付加的な問題が生じ、それによって電子管インダクタンス（Ｌｔ）１１２によって引き起こされる問題が悪化する。
陰極加熱器１１の電気抵抗（Ｒｈ）１１１もまた、高周波数において導体内で発生する表皮効果又は近接効果に起因して変化する可能性がある。しかし、タングステンのような一般的な管陰極に使用される材料の比較的貧弱な導電率、及び＞１８００℃というその高い作動温度は、一般的に、着目する周波数範囲にわたる周波数関連の効果に起因する陰極の抵抗変化を最小限にしかもたらさない。
陰極の予熱中に、インバータ１３は、陰極１１を加熱するための電力を供給する。しかし、電子管への全陽極入力電力（この電力は数百キロワットである可能性がある）で作動する状態で、回路作動の結果として、陰極に更に別の電力が給送されるか、又はそこから電力が除去される可能性があり、陰極加熱器の温度に変化がもたらされる。放射及び陰極寿命は、温度に依存するので、陰極温度を指定された最適値に保つことが非常に望ましい。
陰極１１は、有意な抵抗温度係数を有する材料で作られるので、陰極の抵抗変化を用いて陰極温度変化をモニタすることができる。
マグネトロンの場合には、陽極電流が流れ始める時の戻り衝突電力が、陰極への所要加熱電力のうちの約７０％に寄与する可能性があり、いずれの調節も行われない場合には、陰極は過熱することになる。陰極の電気抵抗を感知することにより、この付加的な加熱を補償するように主電源からの入力電力を低減することができ、従って、供給される電力に対して温度を一定に保つために調節が行われた場合には、測定される陰極抵抗は一定になる。
最適な抵抗は、デバイスへの陽極入力電力に依存することが抵抗制御を使用して見出される。すなわち、所要の抵抗及び従って陰極温度は、陽極電力と共に変化する。しかし、抵抗は、システムの性能を最適化するあらゆる所要値に設定することができる。
従って、必ずしも単一の最適温度及び従って単一の最適放射電流が存在するとは限らない。性能の一部の態様に対して、陰極温度は、特定の作動シナリオに適合するように変更することができる。
温度は抵抗に関連し、従って、抵抗制御は、固定値ではなく事前プログラムされた一連の値に設定することができる。従って、例えば、ユーザが高電力を必要とする場合には、高い抵抗を設定することができ、より高い温度及び従ってより多くの放射を意味する。逆に、ユーザが低電力で長期にわたる稼働を望む場合には、低い抵抗及び従って温度及び放射が適切であろう。
デジタル実施は、様々なオプションを制御システム内に容易にプログラムすることを可能にする。
電子管が、陰極を持たない種類のものであり、その電力入力が、陽極入力電力によって影響を受ける場合には、インバータ１３を通じて管陰極１１に一定の電力を印加することによって十分な制御を実施することができる。
「スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）」インバータ１３の駆動電圧波形２１を図２に示している。対応する１次電流Ｉｐを有する図２に示す形状のピーク出力１次電圧Ｖｐをもたらす電圧波形２２を生成することが好適である。この波形は、＋Ｅｄｋ、ゼロ、及び−Ｅｄｋを通る出力サイクルをもたらす公知の形状のものであり、出力インピーダンスは、シンク電流又はソース電流のいずれの場合にも、これらの状態のうちのいずれにおいても低くなければならない。通常、インバータは、整流された３相主電源から作動することになり、従って、電圧｜Ｅｄｃ｜は、５６０Ｖ程度のものになる。上述のように、インバータ１３は、コントローラＶＲ１を通じて基準電圧供給源１３２に一方の入力が接続した誤差増幅器１３１を組み込んでいる。出力電力又は負荷の抵抗設定を設定するのに基準電圧供給源１３２を使用することができる。電力又は負荷抵抗に比例する信号を既知の基準１３２と比較する誤差増幅器１３１を用いて電力又は抵抗の制御が行われる。誤差増幅器の出力は、図２に示すようにＴ１／Ｔ２という比である負荷サイクルを公知の方式で変更して電力又は抵抗を設定値に維持することを可能にする信号をもたらす。
ＤＣ阻止コンデンサー１４２のキャパシタンスＣｂは、ＦがＳＭＰＳ１３の作動周波数である場合に、キャパシタンスＣｂの共振周波数ω0及び全インダクタンス（Ｌｓ＋Ｎ2Ｌｔ）が約２πＦ／１．１５であるような共振回路をもたらすように選択される。それによって丸い疑似正弦形状のものである１次電流Ｉｐがもたらされ、従って、電流の変化率がゼロ、すなわち、ｄＩｐ／ｄｔ＝０、すなわち、波形内の静止点である電流Ｉｐのピーク値Ｉｐｋを検出及びサンプリングすることが比較的容易である。
ｄＩｐ／ｄｔ＝０である場合には、誘導子Ｌｓ及びＬｔ内の誘導電圧はゼロになり、従って、この時は、トランスの１次で見られる電圧Ｖｐは、負荷にわたる電圧Ｖｈにトランス比Ｎ2を乗じたものであることになる。
本発明では、電力又は抵抗のフィードバックをもたらす信号の感知は、絶縁トランス（Ｔｆｍｒ１）１２の１次側に実施される。この実施は、非常に低い損失及び適度に十分に制御された残留値を有するトランスを必要とする。本発明の方法を使用すると、トランスの２次側において複雑なモニタ回路を必要としない。
電圧及び電流の１次信号をモニタすることにより、電力又は抵抗に比例するフィードバック信号を取得することができる。
同様に図１に示すように、インバータＨブリッジ１３から給電される１次の周りに配置された変流器の形態にある公知の電流モニタ１４１が、１次電流Ｉｐをモニタする。絶縁トランス（Ｔｆｍｒ１）は、非常に低い損失及び高い値のシャントインダクタンスを有するように設計されるので、電流Ｉｐは、加熱器電流Ｉｈの忠実な再現物であるが、絶縁トランス（Ｔｆｍｒ１）１２の比Ｎで振幅が縮小される。このモニタ１４１からの出力は、電流モニタリング信号Ｖａの基準を構成する。
トランス（Ｔｆｍｒ１）１２の１次巻線１２２の近くの単一巻回ピックアップ巻線１２３によって電圧モニタリング信号Ｖｂが得られる。モニタ巻線１２３が１次磁心の近くにあり、軽度に負荷がかけられた場合は（Ｒｌｏａｄ＞５００*Ｎ2*Ｒｂ）、モニタ巻線は、トランスに印加された電圧Ｖｐの忠実な表現を与えることになる。印加電圧Ｖｐは、トランス比Ｎで降圧されることになり、電力又は抵抗の計算のための電圧モニタリング信号Ｖｂがもたらされる。
モニタリング信号Ｖｂ及びＶａの利用可能性により、かつ絶縁トランス（ｔｆｍｒ１）１２における低損失の理由から、陰極加熱器に印加される電力を調整して、抵抗及び従って温度を一定に維持するためにインバータモジュール１３による使用のための割算器回路を用いてＶｂ／Ｖａの比を取ることにより、加熱器の抵抗を計算することができる。
陰極加熱器に印加される電力を判断するためには、積Ｖａ*Ｖｂを計算してＩｐ*Ｖｐ及び従ってＩｈ*Ｖｈを判断するための乗算器が必要とされ、同時にＶｂ／Ｖａを計算してＶｐ／Ｉｐ及び従ってＶｈ／Ｉｈを計算するための割算機能が必要である。
ＤＣ陰極加熱電源
図４にはＤＣ陰極加熱電源システムの基本構成を示しており、図５に対応する波形を示している。
図４を参照すると、電子管加熱器４１を加熱するためのＤＣ陰極加熱電源４０は、絶縁トランス４２を含み、その２次巻線４２１は、同期整流器ＴＲ１及びＴＲ２を通じて陰極加熱器４１に電気接続され、その１次巻線４２２は、「スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）」インバータＨブリッジ４３に電気接続され、かつそれによって給電される。更に、絶縁トランス４２は、１次巻線４２２の各磁心アセンブリを通るモニタ巻線４２３を含む。モニタ巻線は、抵抗又は電力制御及びモニタ回路モジュール４４の第１の入力に電気接続される。１次巻線４２２内の電流をモニタするように配置された電流モニタ４４１は、モジュール４４の第２の入力に電気接続される。モジュール４４の出力は、誤差増幅器又は比較器４３１の一方の入力に電気接続され、誤差増幅器の第２の入力は、可変基準電圧モジュール４３２によって供給される。誤差増幅器の出力は、ＳＭＰＳインバータＨブリッジ４３の制御入力に電気接続される。ＳＭＰＳインバータＨブリッジ４３の電力入力は、主電源の制御入力及び制御出力に接続される。コンデンサー４４２は、ＳＭＰＳインバータＨブリッジ４３の２つの出力の一方と１次巻線４２２との間に直列に接続される。
２次巻線４２１からのＤＣ出力を供給するために、チョークＬ１及びＬ２入力フィルタを有する全波プッシュプル同期整流器ＴＲ１及びＴＲ２が使用される。ここで重要な点として、トランス（Ｔｆｍｒ１）４２の挙動は、前に説明したＡＣ加熱器電源に使用されるトランス１２とは異なっている。トランス漏れインダクタンス（Ｌｓｓ１及びＬｓｓ２）は、その中にＤＣ成分を有する電流を有し、一方、１次漏れインダクタンス（Ｌｓｐ１）のみが、その中に流れる電流のＡＣ成分を有する。
２次漏れインダクタンス（Ｌｓｓ１及びＬｓｓ２）が、２次巻線４２１の近接性に起因して密に結合され、高い電圧絶縁の必要性の理由から比較的大きいことは回避不能である。本明細書では、適切な構成方法は、トランスの構成及び設計の記述の中で説明する。
整流器ＴＲ１及びＴＲ２の追加は、仮に回避段階が取られなかった場合は有意な損失を招く可能性がある。例えば、「ｅ２ｖ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｐｌｃ」からの公知のＢＭ７５Ｌマグネトロンに対する１２０Ａにおける１２Ｖの給電では、ダイオードＴＲ１及びＴＲ２内の１Ｖまで又はそれよりも多い降圧は、有意な電力損失を意味し、トランスの１次巻線４２２における電力又は抵抗の測定をより効果の低いものにすることになる。
整流器の損失問題を解消するために、ＭＯＳＦＥＴによる同期整流が使用される。この実施は、絶縁トランス（Ｔｆｍｒ１）４２の２次側における異常に高い漏れインダクタンスを考慮に入れるようにＦＥＴへの駆動を最適化する。
図５を参照すると、（ａ）にインバータ波形５１が示されている。阻止コンデンサーＣｂ１４２を通じるトランス駆動波形５２を（ｂ）に示している。駆動におけるドループΔＶは、コンデンサーＣｂが各インバータパルスオフ整流で呈するインピーダンスによって生成される。時間Ｔｏｆｆ＋ｎ*Ｔ２／２（この場合、ｎは、ゼロを含むいずれかの整数値である）におけるコンデンサーＣｂ上の電圧は、整流器の整流が望ましく高速に発生することを保証するように設計される。時間Ｔ４中には、漏れインダクタンス及びその間の結合に起因して、電流は、一方の整流器内で降下し、同時に他方では増大することになる。従って、両方の整流器ＴＲ１及びＴＲ２は、期間Ｔ４にわたって通電し、従って、各整流器は、期間Ｔ４中にトリガすべきである。従って、整流器ＴＲ１及びＴＲ２の通電において重ね合わせが必要である。重ね合わせ時間Ｔ４は、Ｃｂ上の電圧ドループΔＶの値とインダクタンスＬｓｓ１及びＬｓｓ２及びその結合度とによって判断される。得られる１次電流波形５３を（ｃ）に示しており、同期整流器に必要とされる駆動５４、５５を（ｄ）及び（ｅ）に示している。整流作用は、チョーク入力（ｆ）において電圧５６を生成する。この回路の利点は、漏れインダクタンスＬｓｓ１及びＬｓｓ２内のエネルギが損失なしに回復し、従って、１次における電力又は抵抗のモニタリングをより有効にする点である。慎重な選択により、コンデンサーＣｂは、望ましくは、ＡＣ又はＤＣのいずれの用途においても同じ値を有することができ、従って、ＡＣ用途又はＤＣ用途において同じ加熱器インバータを使用することができる。
同期整流器ＴＲ１、ＴＲ２に適する駆動回路７１を図７に示している。同様に図４を参照すると、駆動回路を作動させる電力は、更に別の２次巻線（ＴｆｍｒＳ３）４２４によって供給される。再度図７を参照すると、更に別の２次巻線４２４は、フィルタコンデンサーＣ１と並列の整流器ＢＲ１と、抵抗Ｒ７のレギュレータダイオードチェーンと、駆動回路に向けて＋５Ｖ及び＋１２ＶのＬＴレールに給電する２つのダイオードＤ１及びＤ２とに給電する。同期整流器ＦＥＴのＴＲ１ａとＴＲ１ｂ及びＴＲ２ａとＴＲ２ｂは、各機能に対して並列に接続されるように例示しているが、設計出力電流の要件によって判断される通りに１つ又は複数のＦＥＴを使用することができる。同期整流器ＦＥＴの対は、Ｄ４、Ｒ１、Ｒ２及びＤ６、Ｒ５、Ｒ６を通じてＦＥＴにゲート駆動を供給するＭＡＸ４４２２のようなドライバチップＩＣ２及びＩＣ３によって駆動される。７８ＨＣ０８のようなＡＮＤゲートＩＣ１ａ及びＩＣ１ｂは、ドライバ回路を制御して、ＬＴレール電圧が確立されるまで信号がドライバチップＩＣ２及びＩＣ３に印加されるのを阻止する。図７に示すＤ７、Ｄ８、Ｒ８、Ｒ９、及びＣ２の遅延回路７２は、必要な遅延を与えて＋１２Ｖ及び＋５Ｖレールが確立されるのを可能にする。
電流モニタＣＴs1及びＣＴs2は、各同期整流器ＴＲ１及びＴＲ２への電流をモニタする。電流が所定の整流器ＴＲ１及びＴＲ２内に流れる時にのみ電流モニタがＡＮＤゲート（ＩＣ１ａ又はＩＣ１ｂ）に信号を出力するように、各電流モニタ上で整流負荷Ｄ３、Ｒ１０及びＤ５、Ｒ１１が使用される。
起動中に、同期整流器ＴＲ１及びＴＲ２は、両方共にそのドレインソース間の急激なスイッチング電圧増大を受ける。ゲート内の付加的な回路ＴＲ３、Ｒ３及びＴＲ４、Ｒ４は、ゲート電圧を増大させて同期整流器ＴＲ１及びＴＲ２の望ましくない起動をもたらす場合があるミラーキャパシタンス電流がＦＥＴ内で発生するのを阻止する。ＬＴ供給レール（＋１２Ｖ及び＋５Ｖ）が確立された状態で、ドライバチップＩＣ２及びＩＣ３の出力抵抗は、この擬似起動を阻止するのに十分である。
回路構成は、ＬＴが確立されている間に、回路が、ＴＲ１及びＴＲ２内の通電中に１Ｖ前後のダイオード電圧降下を有する通常の整流器としての挙動を示すようなものである。ＬＴが確立された後にトリガ回路が有効にされると、トリガ波形が取って代わり、同期整流器内の電圧降下を２５ｍＶ又はそれ未満程度まで低下させる。
トランスの構成
ＡＣ加熱電源
いずれのＳＭＰＳもより高い周波数で作動させる時には、低い周波数における作動と比較してトランスのボルト／巻回が増大する。最終的に、適切な設計選択により、低電圧巻線を単一巻回まで減数することができ、本発明に使用するためのトランスの設計ではこの特性を利用する。
適切な絶縁トランス（Ｔｆｍｒ１）１２を図８に示しており、この絶縁トランスは、銅管１２１のループを含む単一巻回２次巻線を有する。高い周波数では表皮効果及び近接効果に起因して、いずれの電流も、円形断面を有する導体の面を流れる傾向を有する。従って、ほぼ表皮深度の壁厚を有する管状導体は、銅の区域を非常に有効に利用する。１５ｋＨｚでは、表皮深度は０．５ｍｍ程度のものであり、０．５ｍｍと１ｍｍの間の標準のセントラルヒーティング銅管は、本出願に対して理想的な導体を構成する。管の製作は、セントラルヒーティング継手に使用されることになる標準の半田付け末端給送用具を使用することができ、又は管は、所要のＵ字形状に事前成形することができる。
別の重要な要件は、２次巻線１２１と１次巻線１２２の間の電圧ホールドオフが非常に高いことである。しかし、トランスが小型であることも望ましい。「ｅ２ｖ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ ｐｌｃ」から入手可能なＢＭ７５Ｌマグネトロンに対する例として、２５ｋＶまでの作動電圧が望ましい。高電圧設計では、円形断面の導体の使用は、面の半径が増大する時に所定の幾何学構成に対する電気応力が低減することから理想的である。従って、円形断面の単一の導体は、高電圧絶縁要件を含むシステムでは理想的な巻線形状を構成する。
図８及び図９を参照すると、架橋部分によって一端で接合された２つの平行な脚部分を含む２次巻線１２１を構成するＵ字形単管が、適切なエポキシ樹脂９５内に封入される。加熱器及び陰極への接続のためのねじ込みインサート８２は、Ｕ字形管１２１の自由端内に鑞付けされる。Ｕ字形管１２１の自由端の間隔８１は、ＲＦ管加熱器及び陰極端子に直接に接続されるようなものとすることができる。樹脂９５は、排水に使用される種類の標準のプラスチックパイプ継手から作られたモールド工具によって封入することができる。そのようなパイプ継手は、一般的に、高電圧において最も有利な電気絶縁特性を有する高温ＰＶＣから作られる。直線パイプ８７及び９０°肘部８９の適切な選択により、適切なモールドを単管１２１の周囲に構築することができる。巻線１２２を有する１次磁心は、上述のように形成されたＵ字形モールドの架橋部分の上に適合するように、脚部分のうちの１つの上に捩じ込むことができる。モールド成形後に、工具に使用されるプラスチックのパイプ及び肘部を残置し、電気絶縁回路の付加的な部分を形成することができる。
単一の磁心を使用する代わりに、Ｍ個の幅狭の磁心が使用され、図１及び図８から図１３に図示の実施形態では、Ｍ＝２である。これらの磁心は、単一のより長い磁心の場合よりも容易に９０°肘部９０の周りを通過し、これら磁心の１次巻線１２２が、直列に接続される。それらは、例えば、ホットメルト接着剤８５を用いて定位置に保持することができる。
材料サイズは、エポキシ９５の厚み及び面軌道距離８３が所要ｅｈｔ電圧に十分な電気絶縁をもたらすように選択される。例えば、絶縁が２５ｋＶであり、出力が１２０Ａにおいて１２Ｖである場合には、単一巻回１２１に対して１５ｍｍ径、１ｍｍ厚の銅管を用い、モールド工具８７及び８９に対して３２ｍｍＰＶＣ水回り用具を用いることができる。得られるエポキシの厚みは８ｍｍ程度であり、沿面距離８３は１２０ｍｍである。
得られるトランスサイズは、作動周波数の選択と併せて、１次巻線１２２のＭ個の磁心におけるアモルファス磁心の使用を可能にする。これらの磁心は、比較的低いピーク電束密度で作動し、従って、損失は非常に低い。更に、磁心巻線１２２は、適切なサイズのワイヤの単層巻線とすることができる。例えば、ＢＭ７５Ｌでは、１６２ｍｍ2の磁気磁心面積及び磁気長さ２２５ｍｍが適切な選択であることが証明されている。明らかなように、全体の構造は、平滑型及び／又は円型の周囲を有する構成要素を有する。単層巻線１２２及び円形断面の２次導体１２１は、ＤＣ抵抗の近くに１５ｋＨｚのＡＣ抵抗を設け、それによって銅の可能な限り最良の利用を与える。同様にそのような形状は、所定の材料容積内で最も低い電気応力を得る最適な方法を意味する。従って、その電力収量及びｅｈｔ絶縁に対して、このトランスは、非常に軽量かつ小型である。例えば、「ｅ２ｖ ＢＭ７５Ｌ」マグネトロンに適するトランスは、重量が１ｋｇしかなく、最大出力において＜１５Ｗの全損失のみを有する。
図１は、モニタリング目的に使用される単一巻回１次巻線１２３を示している。この巻線は、磁心をモールド成形アセンブリに装着した後でかつ磁心を堅固に固定するのに使用されるホットメルト接着剤８５の最終付加の前に、１次巻線１２２のＭ個の磁心を通して巻かれる。
ＤＣ加熱電源整流器及びトランス構成
ＤＣ加熱電源に適するトランス４２は、ＡＣ電源に使用されるトランス１２と同様である。同期整流器を有する全体のアセンブリを図１０に斜視に示しており、垂直断面図を図１１に示している。図１２は、図１０及び図１１ではＰＣＢ１２４１を含む回路を遮蔽している遮蔽金属ボックス１０９のないトランス４２の斜視図である。図１２は、遮蔽金属ボックス１０９のない増幅器又はＰＣＢ１２４１の斜視図である。
ＡＣ電源のためのトランス１２とＤＣ電源のためのトランス４２の間の主な相違点は、ＤＣ電源のためのトランス４２が２つの２次巻線管４２１を有する点である。単一の巻線が使用される場合、すなわち、Ｎ：１の降圧の場合には、ブリッジ整流器を必要とすることになり、電流は、直列の２つの整流器を通じて流れることになる。高電流低電圧用途では、２次巻線の各々が単一の関連整流器を有するプッシュプルの２次が使用される。それによって電流は、単一の整流器を通じてしか流れないので、損失が低減する。この場合、所要のトランスは、Ｎ：１：１の降圧のものである巻線を有し、各巻回における電流は、最大電流の半分である。２つの個々の２次巻線は、一緒に通電せず、入力される給電の交替する半サイクルで通電する。
２つの２次巻線管４２１の間にはＶｈの約３倍のピーク電圧しか存在しないので、２つの２次巻線管４２１は、これらの間の結合を最大にするために密に離間される。２つの２次巻線管４２１内の電流は、０．７Ｉｈ程度まで低減されるので、これらの２次巻線管４２１は、ＡＣ電源のためのトランスの２次巻線と比較して小さい直径のものとすることができる。２つの２次巻線管４２１の密な近接性、及びこれらの２次巻線４２１が断面において同様に円形であることは、モールド１１７及び１１９の外側層内及びエポキシ充填物１１５内の電界応力が依然として適切に低いことを保証する。
同期整流器システムＴＲ１、ＴＲ２の全体のアセンブリは、遮蔽金属ボックス１０９内にある。第１及び第２の平滑化チョークＬ１及びＬ２は、２次巻線から管加熱器及び陰極への接続リード１１２３、１１２５の上に適合する２つの磁心アセンブリ１０２１で作られる。磁心アセンブリ１０２１は、大きい半径の磁心１１２７の内側にそれと同心の小さい半径の磁心１１２９を有する粉末鉄磁心のような適切な材料のグループ分けされたトロイドを含む。この構成は、インダクタンスを増大させるのみならず、構造にある一定の剛性度を与える。図１１には２つの磁心サイズを示すが、必要に応じて２つよりも多いサイズを使用することができ、又は利用可能な場合は単一の大きい磁心を使用することができる。同心クランプ１０３１は、各磁心アセンブリを遮蔽金属ボックス１０９に対して保持する。接続リード１１２３、１１２５は、ＤＣを使用する場合は最大導体断面が利用されることになることから中実ロッドとすることができる。磁心アセンブリ１０２１は、望ましいインダクタンスを取得するのに十分な長さのものであるという条件の下で、マグネトロン端子に到達することが望ましい場合にはより長くすることができる。この解決法は、特定の設計を完成させる上で非常に有利である。
遮蔽金属ボックス１０９の蓋１３３３は、トランス（Ｔｆｍｒ１ｓ１及びＴｒｆｍ１ｓ２）４２と第２の平滑化チョークＬ２の間の接続部のうちの１つを形成する。ＴＲ１ｎのドレインとＴｆｍｒ１ｓ１との間及びＴＲ２ｎのドレインとＴｔｆｒｍ１ｓ２の間の接続部は、それぞれ平坦な銅ストリップ１３３５、１２３７で作られる。更に別の銅ストリップ１３３９は、Ｌ１とＴｒ１ｎのソースとの間、Ｔｒ２ｎのソースとＬ１の間の接続部を構成する。高電流に対する接続部は、ＡＣ用途に使用されるものと類似の方式でＴｆｍｒ１の２次管４２１上に作られ、伴う電流に対する確実な適合を保証する適切なサイズのネジ山、例えば、１２０Ａに対するＭ６で螺刻された図８におけるような半田付け又は鑞付けされた固定ブッシュを有する。
銅接続ストリップの上方に装着された制御ＰＣＢ１２４１上には、同期整流器ＴＲ１、ＴＲ２に対する制御器が装着される。Ｔｒ１ｎ及びＴｒ２ｎのソースに給電する主管の周りには、２つの電流モニタＣＴs1及びＣＴs2１２４３、１２４５が装着される。システムの全ての要素の間の接続部が堅固に固定されることを保証するために、Ｕ字形の２次巻線の自由端を架橋する固定ブロック１２４７が使用される。
制御ＰＣＢ１２４１に給電するために、単一巻回巻線４２４は、Ｔｆｍｒ１の２次管４２１のうちの１つの中心を通じて給電される。この巻回４２４は、２次管４２１のうちの１つの上の固定ブッシュ１１５１内の小さい（１ｍｍ）中心孔で管を出入りする。
陰極加熱器電源を図１０から図１３のトランスとの併用で説明したが、この陰極加熱器電源は、例えば、ＰＣＴ／ＧＢ２００９／０５０９４２に説明されているトランスのような他のトランスと併用することができることは理解されるであろう。３相電源では、各相に対して１つの３つのトランスを使用することができることが理解されるであろう。
電力及び抵抗の制御
ＡＣ加熱又はＤＣ加熱のいずれが使用される場合であっても、トランス及び整流器は、非常に僅かな損失しか招かない手法で達成される。その結果、トランスの１次１２２、４２２において電圧及び電流を測定し、これらの測定値から負荷電力及び／又は２次抵抗を計算することができる。これらの計算は、アナログ手段又はデジタル手段のいずれによっても実施することができる。
図１のＡＣ加熱器電源を用いた加熱器の電力及び／又は抵抗の測定のための回路を図３により詳細に示している。
図１及び図３を参照すると、電流モニタ１４１の出力は、微分器１４６の入力及び全波整流器１４４の入力に接続される。モニタ巻線１２３の出力は、第２の全波整流器１４５の入力に接続される。第１の全波整流器１４４の第１の出力は、第１のサンプル及びホールド増幅器ＳＨ１の入力に接続され、第２の全波整流器１４５の第１の出力は、第２のサンプル及びホールド増幅器ＳＨ２の入力に接続される。微分器１４６の出力は、第１及び第２のサンプル及びホールド増幅器ＳＨ１、ＳＨ２のそれぞれの制御入力に接続される。第１及び第２の全波整流器１４４、１４５それぞれの第２の出力、並びに第１及び第２のサンプル及びホールド増幅器ＳＨ１、ＳＨ２それぞれの第２の出力は、乗算器／割算器モジュール１４３の４つのそれぞれの入力に接続される。乗算器／割算器モジュール１４３の出力は、加熱器電源のパルス幅変調器に対するものである。
上述したようにかつ図２に示すように、絶縁トランス１２を通る１次電流Ｉｐは、疑似正弦波形２３のものである。ｄｉ／ｄｔ＝ゼロである１次波形２３上の点は、微分器回路１４６を使用することによって検出される。微分器回路の出力は、ｄｉ／ｄｔ＝ゼロである時に、モニタ巻線１２３からの電圧モニタ出力と電流モニタ１４１からの電流モニタ出力とをそれぞれ取得する２つのサンプル及びホールド増幅器ＳＨ１、ＳＨ２を有効にする。ｄｉ／ｄｔ＝ゼロである時には、インダクタンスＬｓ及びＬｔ内の電圧降下はゼロになり（誘導子電圧＝Ｌ*ｄｉ／ｄｔであることから）、従って、電流及び電圧の値は、陰極加熱器１１の負荷Ｒｈに印加された値にトランス比Ｎ2を乗算したものになる。
ＡＤ５３４のようなアナログ乗算器チップ１４３を使用することにより、Ｒｈ内の電力（すなわち、Ｖａ*Ｖｂ）に比例する電圧を取得することができる。それとは逆に、アナログ乗算器チップ「ＡＤ５３４」１４３は、負荷Ｒｈの抵抗（すなわち、Ｖｂ／Ｖａ）に比例する電圧を取得することができるように割算を行うようにプログラムすることができる。図３は、各信号Ｖａ及びＶｂが、第１及び第２の全波整流器１４４、１４５それぞれによって整流されることを示している。この解決法により、乗算器及び／又は割算器１４３によって＋ｖｅの数値を処理することしか必要とされず、それによって実施がより単純になる。
ＤＣ加熱器に対しては、異なる方法が実施され、図４の測定システムを図６により詳細に例示している。
図６及び図４を参照すると、電流モニタ４４１の出力は、第１の全波整流器４４４の入力に接続される。モニタ巻線４２３の出力は、第２の全波整流器４４５の入力に接続される。第１の全波整流器４４４の第１の出力は、第１の積分器４４６の入力に接続され、第２の全波整流器１４５の第１及び第２の出力は、第２の積分器４４７のそれぞれの入力に接続される。第１の積分器４４６の出力、第１の全波整流器４４４の第２の出力、及び第２の積分器４４７の第１及び第２の出力は、それぞれ、乗算器／割算器モジュール４４３の４つのそれぞれの入力に接続される。乗算器／割算器モジュール４４３の出力は、図４に示す誤差増幅器４３１に対するものである。
上述のように、トランス４２、整流器４４４、４４５、及びモニタ４４１、４２３は非常に効率的であり、実質的に損失を伴わない。その結果、機器内の電力の流れは、陰極加熱器４１の負荷Ｒｈ内でのみ消散される。従って、電流モニタ４４１及び単一巻回電圧モニタ４２３からの出力を積分器４４６、４４７によって整流及び平滑化することにより、積Ｖａ*Ｖｂによる電力又は割算Ｖｂ／Ｖａによる抵抗を取得することができる。
ＡＣ加熱器システムとＤＣ加熱器システムの間の主な相違点は、ＡＣ電源回路のサンプル及びホールド増幅器ＳＨ１及びＳＨ２が、ＤＣ電源回路内の積分器４４６、４４７のように再構成する必要がない点である。
デジタルコントローラの実施
加熱器電源のＡＣ及びＤＣ変体の両方に対して、測定する必要があるパラメータは、負荷電圧及び負荷電流である。負荷電圧及び負荷電流は、上述のように１次側のパラメータの測定から導出される。ＡＣ変体とＤＣ変体の間の相違点は、単純にサンプリングのタイミングである。ＡＣ変体とＤＣ変体の両方に対して同じソフトウエアバージョンを使用することができる。負荷のどちらの変体が接続されるかをＤＳＰプロセッサに示す上で小さいスイッチ又はジャンパを使用することができる。必要な測定値がデジタル化された状態で、接続した負荷変体に適する方法を用いて負荷抵抗を計算することができる。ＤＣ変体では、計算は、単純にＲ負荷＝Ｖｈ／Ｉｈである。ＡＣバージョンでは、電圧は、ｄｉ／ｄｔ＝０においてサンプリングすることができる。抵抗の計算は、ＤＣバージョンにおけるものと同じである。
陰極の動的モデル
図１４は、ＤＳＰソフトウエアによって実施される陰極加熱器抵抗コントローラのコントローラブロック図、並びにマグネトロン陰極構造の簡略化した熱力学モデルを示している。このモデルは、タングステン陰極の熱質量１４０１及び作動点付近の熱抵抗の線形近似に基づいている。陰極のラプラス領域動的モデルが、コントローラ設計の基礎であり、ＰＩコントローラ定数に関して所要の閉ループ応答を得るのに使用される。ｉload及びＶloadにおける変換器／測定利得は、ＤＳＰによって相殺されることから示していない。αは、タングステン陰極フィルタにおける抵抗の温度係数であり、ｉload及びＶloadのサンプリングも示していない。このモデルでは、ｔｅｍＴ4は、作動点付近で線形であると仮定され、抵抗率の熱係数は、作動点付近で線形であると仮定される。
ＤＳＰデジタルコントローラの実施
図１４に示す２つの多段ＰＩコントローラ１４０２、１４０３は、ＤＳＰソフトウエアに実施される。両方のコントローラは、インバータのスイッチング周波数に等しいサンプリング周波数を有する。システムの力学は、陰極の熱時定数に依存する。従って、システムの閉ループ帯域幅は、コントローラサンプリング周波数よりもかなり低いことになる。これは、コントローラを連続領域内で設計することができ、双１次変換を用いてコントローラ定数をデジタル実施に向けて変換することができることを意味する。負荷抵抗誤差信号は、抵抗コントローラＣresistance１４０２に渡される。抵抗コントローラ１４０２の出力は、電力要求Ｐdemandであり、そこから要求電流が、ｉdemand＝Ｐdemand／Ｖloadによって計算される。次に、要求電流ｉdemandは、負荷電流ＣCurrentを制御する第２の多段ＰＩ制御ループ１４０３に対する要求信号として使用される。電流コントローラ１４０３の出力は、インバータ１３、４３におけるＰＷＭ発生器に給電する負荷要求ｄｕｔｙである。制御構造は、ＡＣ変体とＤＣ変体の両方に対して同一である。ＰＩ制御ループのデジタル実施は十分に理解されており、それにつては本明細書では解説しない。
１１ 陰極加熱器
１２ 絶縁トランス
１３ ＳＭＰＳインバータ
１４，１３１，１３２ 信号処理モジュール
１２１ ２次巻線
１２２ １次巻線
１２３ モニタ巻線
１４１ 電流モニタ

Claims (14)

  1. マイクロ波源のための陰極加熱器電源であって、
    スイッチモード電源ＳＭＰＳインバータ手段と、
    前記ＳＭＰＳインバータ手段によって給電されるように配置された１次巻線、
    前記１次巻線の１次磁心アセンブリを通過するモニタ巻線、及び
    陰極加熱器への接続に向けて配置された２次巻線、
    を含む絶縁トランス手段と、
    前記１次巻線内の電流をモニタするように配置された電流モニタ手段と、
    前記陰極加熱器にわたる電圧を示す前記モニタ巻線からの第１の入力信号及び該陰極加熱器を通る電流を示す前記電流モニタ手段からの第２の入力信号を受け取るように配置され、該第１の入力信号及び該第２の入力信号に基づいて該陰極加熱器に供給される電力を制御する制御信号を前記ＳＭＰＳインバータ手段に出力するように配置された信号処理手段と、
    を含むことを特徴とする電源。
  2. 前記信号処理手段は、前記陰極加熱器のモニタされた抵抗又は該陰極加熱器に供給されるモニタされた電力を判断するように配置されることを特徴とする請求項１に記載の陰極加熱器電源。
  3. 前記モニタ巻線は、単一巻回巻線であることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の陰極加熱器電源。
  4. 前記１次巻線は、単層巻線であることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の陰極加熱器電源。
  5. 前記信号処理手段は、
    前記モニタ巻線からの前記第１の入力信号及び前記電流モニタ手段からの前記第２の入力信号を受け取り、かつ該第１の入力信号と該第２の入力信号の割算又は積を含む比較信号を出力するように配置されたモニタ及び制御手段と、
    前記モニタ及び制御手段からの前記比較信号及び基準電圧手段からの基準信号を受け取り、かつ該比較信号と該基準信号の比較に基づいて前記ＳＭＰＳインバータ手段によって前記陰極加熱器に供給される電力を制御する制御信号を該ＳＭＰＳインバータ手段に出力するように配置された誤差増幅器手段と、
    を含む、
    ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の陰極加熱器電源。
  6. ＳＭＰＳインバータ手段によって前記陰極加熱器に供給される前記電力は、該ＳＭＰＳインバータ手段の負荷サイクルを制御することによって制御されることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の陰極加熱器電源。
  7. 前記ＳＭＰＳインバータ手段と前記１次巻線の間に直列に接続されたコンデンサー手段を含むことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の陰極加熱器電源。
  8. 前記コンデンサー手段は、前記１次巻線に給電する１次回路を、検出可能な静止点を有する疑似正弦１次電流波形をもたらす共振回路とすることを特徴とする前記陰極加熱器にＡＣ電力を供給するための請求項７に記載の陰極加熱器電源。
  9. 前記２次巻線は、単一巻回巻線であることを特徴とする請求項８に記載の陰極加熱器電源。
  10. 前記モニタ及び制御手段は、
    前記電流モニタ手段に接続され、かつ前記１次電流の波形の静止点を判断するように配置された微分器手段と、
    前記電流モニタ手段に接続した入力と、前記静止点で前記１次電流をサンプリングするために前記微分器手段からの有効化入力を有する第１のサンプル及びホールド手段への出力とを有する第１の全波整流器手段と、
    前記モニタ巻線に接続した入力と、前記静止点で１次電圧をサンプリングするために前記微分器手段からの有効化入力を有する第２のサンプル及びホールド手段への出力とを有する第２の全波整流器手段と、
    前記第１のサンプル及びホールド手段及び前記第２のサンプル及びホールド手段からの信号を受け取って処理し、かつ前記ＳＭＰＳインバータ手段に制御信号を出力するように配置された乗算器／割算器モジュールと、
    を含む、
    ことを特徴とする請求項８又は請求項９に記載の陰極加熱器電源。
  11. 前記２次巻線と加熱される前記陰極加熱器の間に直列に接続されるように配置された同期整流器手段及びインダクタンス手段を更に含み、
    前記２次巻線は、電流がそこを交互に流れるように配置された２つの単一巻回巻線を含む、
    ことを特徴とする前記陰極加熱器にＤＣ電力を供給するための請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の陰極加熱器電源。
  12. 前記インダクタンス手段は、加熱される前記陰極加熱器に前記２次巻線を接続するように配置された接続リードを取り囲む誘導磁心を含むことを特徴とする請求項１１に記載の陰極加熱器電源。
  13. 前記信号処理手段は、
    前記電流モニタ手段の出力に接続された入力を有する第１の全波整流器手段と、
    前記モニタ巻線の出力に接続された入力を有する第２の全波整流器手段と、
    前記第１の全波整流器手段の第１の出力に接続された入力を有する第１の積分器手段と、
    前記第２の全波整流器手段の第１及び第２の出力に接続されたそれぞれの入力を有する第２の積分器手段と、
    前記第１の積分器手段の出力、前記第１の全波整流器手段の第２の出力、及び前記第２の積分器手段の第１及び第２の出力にそれぞれに接続された４つのそれぞれの入力と、誤差増幅器手段に接続された出力とを有する乗算器／割算器モジュールと、
    を含む、
    ことを特徴とする請求項１１又は請求項１２に記載の陰極加熱器電源。
  14. 前記信号処理手段は、デジタル信号処理手段であることを特徴とする請求項１から請求項９又は請求項１１から請求項１２のいずれか１項に記載の陰極加熱器電源。
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