JP3173433B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマグネトロンを用い
た高周波加熱装置のマグネトロンの駆動用電源の電力制
御に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高周波加熱装置の要部回路図を図
７に示す。２５は機器全体の制御を司る機器制御回路で
ある。３２は珪素鋼板をコアとした磁気漏洩型の昇圧ト
ランスである。商用電源１から機器制御回路２５の指令
信号によってオン／オフされるリレー３１がオンされる
と、昇圧トランス３２の１次巻線２８に商用周波数の電
圧が印加され２次巻線２９には高圧が発生する。２次巻
線２９は方端がシャーシアース２６となっている。さら
にコンデンサ３３とダイオード３４からなる高圧回路１
６によって半波倍電圧され、マグネトロン２４のアノー
ド−カソード間には電源周波数の半周期ごとに約４ｋＶ
の高圧が発生する。ここでもダイオード３４の方端のカ
ソードはシャーシアース２６となっている。

【０００３】一方、３次巻線からはマグネトロン２４の
ヒーターに電力が供給され、カソードを傍熱することに
よって電子の放射が容易な状態にする。

【０００４】そして、ここでもダイオード３４の片端の
アノードはシャーシアース２６となっているため、マグ
ネトロンのカットオフ電圧を超えるとカソードから照射
した電子がアノードに到達し、高圧回路および２次巻線
２９で閉ループを形成しアノード−カソード間にマグネ
トロン電流（アノード電流）が流れる。このとき発生す
る電力はある変換効率をもってマイクロ波に変換されオ
ーブン庫内の食品は誘電加熱される。

【０００５】これが、最も現在一般的に使用されている
電子レンジの駆動電源回路である。この回路では動作の
エージングが進むにつれマグネトロンのマグネットが温
度上昇し前述したカットオフ電圧が下がっていく。しか
し、磁気漏洩型の昇圧トランスの電気的特性によりアノ
ード電流はわずかに微増するかたちでほぼ一定に固定さ
れ、入力電流は漸減していき温度飽和するまで減少す
る。

【０００６】さらに従来の高周波加熱装置の要部回路図
を図８に示す。これは１石式電圧共振型インバータ回路
を用いたマグネトロン駆動用電源である。１は商用電
源、２は全波整流をおこなうダイオードブリッジで商用
電源１を全波整流して直流電源を得る。チョークコイル
３は電流の変動を平滑し、平滑コンデンサ４は電圧の変
動を平滑する。これらのキャパシタとインダクタ及びダ
イオードブリッジから構成される整流フィルター部５は
単方向電圧を後段の回路に供給する。この整流フィルタ
ー部５から磁気漏洩型の昇圧トランス７の巻線にエネル
ギーが蓄積される。昇圧トランス７の１次巻線２８とそ
れに並列に配された共振コンデンサ６はタンク回路を構
成し、昇圧トランス７の巻線に蓄積されたエネルギーで
共振する。半導体スイッチング素子８とそれに並列に配
されたダイオード９からなるスイッチング手段は前記タ
ンク回路に直列に接続される。ここで示したタンク回
路、スイッチング手段によって構成されるインバータ部
１０によって商用周波数の交流電源は高周波電源に変換
される。

【０００７】昇圧トランス７の２次側は、２次巻線２９
と３次巻線３０を具備している。２次巻線２９に誘起さ
れた電圧はコンデンサ１４、１５とダイオード１２、１
３からなる全波倍電圧整流回路の機能を果たす高圧回路
１６によって直流高圧電圧に変換されマグネトロン２４
のアノード−カソード間に４ｋＶ程度の高電圧を印加す
る構成となっている。このようにしてインバータ電源回
路１８は構成されている。

【０００８】第１のカレントトランス１７はマグネトロ
ン２４に流れるアノード電流やその他の高圧回路１６の
枝路に流れる電流を、その２次巻線に発生する電圧とし
て検出し、インバータ電源回路１８を制御するインバー
タ制御部１１に伝送する。

【０００９】ここで第１のカレントトランス１７は機器
シャーシに結合されて構成されるシャーシアース２６を
アース電位とする高圧回路１６等の回路系と、半導体ス
イッチング素子８のエミッタラインからなるアース２７
をアース電位にもつインバータ制御部１１を電気的に絶
縁して信号を伝達する機能を有している。ここで第１の
カレントトランス１７の１次側の検出電流は数百ｍＡ程
度の平均電流が流れる。

【００１０】インバータ制御部１１は第１のカレントト
ランス１７の２次側からの信号がほぼ一定になるように
負帰還制御をかけて半導体スイッチング素子８のオン時
間をコントロールしてインバータ部１０から昇圧トラン
ス７の２次側に伝達する電力を制御している。

【００１１】さらに、機器制御回路２５から伝送される
信号はフォトカプラー１９を用いてインバータ制御部１
１と電気的に絶縁されている。

【００１２】この場合においても、制御則からすると動
作エージングをすると前述した従来例と同様アノード電
流はわずかに微増するかたちでほぼ一定に固定され、入
力電流は漸減していき温度飽和するまで減少する。

【００１３】この漸減特性は温度が高くなってくると入
力電流を下げて減定格して各電気部品の温度責務を軽減
する制御となっており、機器にとっては非常に負担の軽
い電力制御方法であることが言える。特に密閉状態で機
器が設置され、冷却風の吸排気が滞り冷却能力が低下し
た場合など非常に温度的に厳しい環境になるが、そのと
きも入力電流が著しく下がり機器の各電気部品が過度に
温度上昇することを防止することができる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
図７、図８で示すようなマグネトロン駆動電源では、上
述したように機器の入力電流の漸減特性があるため、機
器が十分雰囲気中に温度が馴染んだ冷時の状態から、動
作を開始して温度飽和するまでに１．５〜２．０Ａも減
少することがわかっている。また、電気用品取締法では
高周波出力を測定するタイミングはこの温度飽和の状態
である。

【００１５】一方、屋内配線に設置されている電流ブレ
ーカは一般的に日本国内では１５Ａを下限としている。
そしてまだまだ１５Ａブレーカを使用している使用者も
多いのが事実である。

【００１６】このようなことから、高周波出力が大きい
仕様の高周波加熱装置を考えると図９に示すように
（ｂ）時点で高周波出力が決定されるとすると加熱開始
から（ａ）時点までは斜線で示したように１５Ａを超え
ることになり市場での電流ブレーカの遮断が予測され商
品として性能を満足することはできない。

【００１７】すなわち、自ずと加熱開始時点で１５Ａを
わずかに下回る程度に設計しなければならないという制
約条件が存在することになる。よほど入力電力を高周波
出力へと変換する効率の優れた電源、マグネトロン、食
品への給電システムを達成しない限り最高高周波出力は
せいぜい６００〜７００Ｗが限界となり高周波加熱装置
の高出力化の障害となっていた。ま一方、入力電流一定
で制御すると、機器にとって非常に負担の少ない電力の
漸減特性を利用することができず温度性能を満足するう
えで不利であった。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、マイクロ波を放射するマグネトロンと、商
用電源を全波整流しかつ高周波成分を除去して直流電源
に変換する整流フィルター部と、少なくとも１個の半導
体スイッチング素子をオン／オフして直流電源を高周波
電力に変換するインバータ部と、インバータ部の高周波
電力を昇圧する昇圧トランスと、昇圧トランスの出力を
整流または逓倍電圧整流して高圧直流電圧に変換しマグ
ネトロンに高圧直流電圧を印加する高圧回路と、高圧回
路の枝路に流れる電流を検出する第１のカレントトラン
スと、機器の入力電流を検出する第２のカレントトラン
スと、半導体スイッチング素子をオン／オフ制御するイ
ンバータ制御部と、マイクロコンピューターと、マイク
ロコンピューターを用い前記第１のカレントトランスま
たは第２のカレントトランスを選択的に一定に制御して
前記インバータ制御部に前記マグネトロンのマイクロ波
出力の制御指令信号を送出しかつ高周波加熱装置全体の
制御を司る機器制御回路とを備え、マイクロコンピュー
ターは第１のカレントトランスから得られた信号をアナ
ログ値からデジタル値に変換する第１のＡ／Ｄコンバー
タと、第２のカレントトランスから得られた信号をアナ
ログ値からデジタル値に変換する第２のＡ／Ｄコンバー
タと、高周波出力を決定する基準値と、入力電流の上限
を決定するリミット値と、第１のＡ／Ｄコンバータの出
力と基準値との差分値を引数として電力制御ループに負
帰還制御がかかるような所定の補正値を導出する変換関
数を具備した第１の変換関数部と、第２のＡ／Ｄコンバ
ータの出力とリミット値との差分値を引数として電力制
御ループに負帰還制御がかかるような所定の補正値を導
出する変換関数を具備した第２の変換関数部と、第１の
変換関数部または第２の変換関数部の出力を選択的に累
積加算する積分部と、積分部の出力をパルス幅変調信号
に変換するＰＷＭ信号部を有し、積分部は第２のＡ／Ｄ
コンバータの出力がリミット値以上のとき第２のＡ／Ｄ
コンバータの出力を選択し、第１のＡ／Ｄコンバータの
出力が基準値より大きいとき第１のＡ／Ｄコンバータの
出力を選択する構成としたものである。

【００１９】上記発明によれば、入力電流がある所定の
リミット値を超えると第２の変換関数部の出力が選択さ
れリミット値近傍で一定制御されるため、電流ブレーカ
が遮断するような大電流が流れないような入力電流一定
制御の構成となっている。

【００２０】一方、ある程度動作エージングが進み、高
圧回路の枝路に流れる電流が増加してきて、第１のＡ／
Ｄコンバータの出力が基準値より大きくなると、第１の
Ａ／Ｄコンバータの出力を選択してその後は従来通りの
漸減特性をもった電力制御に切り替わり温度飽和値まで
下がる。

【００２１】このように、入力電流をリミットする機能
を加えることにより、電流ブレーカの遮断を危惧せず温
度飽和値における入力電流をさらに高い値に設定でき、
１５Ａという入力電流の制限枠内でさらなる高出力化が
実現可能となる。また機器にとって非常に負担の少ない
電力の漸減特性をも積極的に活用することができる。

【００２２】

【発明の実施の形態】本発明は、マイクロ波を放射する
マグネトロンと、商用電源を全波整流しかつ高周波成分
を除去して直流電源に変換する整流フィルター部と、少
なくとも１個の半導体スイッチング素子をオン／オフし
て直流電源を高周波電力に変換するインバータ部と、イ
ンバータ部の高周波電力を昇圧する昇圧トランスと、昇
圧トランスの出力を整流または逓倍電圧整流して高圧直
流電圧に変換しマグネトロンに高圧直流電圧を印加する
高圧回路と、高圧回路の枝路に流れる電流を検出する第
１のカレントトランスと、機器の入力電流を検出する第
２のカレントトランスと、半導体スイッチング素子をオ
ン／オフ制御するインバータ制御部と、マイクロコンピ
ューターと、マイクロコンピューターを用い前記第１の
カレントトランスまたは第２のカレントトランスを選択
的に一定に制御して前記インバータ制御部に前記マグネ
トロンのマイクロ波出力の制御指令信号を送出しかつ高
周波加熱装置全体の制御を司る機器制御回路とを備え、
マイクロコンピューターは第１のカレントトランスから
得られた信号をアナログ値からデジタル値に変換する第
１のＡ／Ｄコンバータと、第２のカレントトランスから
得られた信号をアナログ値からデジタル値に変換する第
２のＡ／Ｄコンバータと、高周波出力を決定する基準値
と、入力電流の上限を決定するリミット値と、第１のＡ
／Ｄコンバータの出力と基準値との差分値を引数として
電力制御ループに負帰還制御がかかるような所定の補正
値を導出する変換関数を具備した第１の変換関数部と、
第２のＡ／Ｄコンバータの出力とリミット値との差分値
を引数として電力制御ループに負帰還制御がかかるよう
な所定の補正値を導出する変換関数を具備した第２の変
換関数部と、第１の変換関数部または第２の変換関数部
の出力を選択的に累積加算する積分部と、積分部の出力
をパルス幅変調信号に変換するＰＷＭ信号部を有し、積
分部は第２のＡ／Ｄコンバータの出力がリミット値以上
のとき第２のＡ／Ｄコンバータの出力を選択し、第１の
Ａ／Ｄコンバータの出力が基準値より大きいとき第１の
Ａ／Ｄコンバータの出力を選択する構成としたものであ
る。

【００２３】そして、総入力電流が高いときは第２のＡ
／Ｄコンバータの出力が一定、すなわち入力電流が一定
になる電力制御を選択し、温度が十分暖まってくると、
第１のＡ／Ｄコンバータの出力が一定、すなわち高圧回
路の枝路に流れる電流を一定になるような電力制御を選
択することになり、漸減特性を維持しつつ初期の過大入
力電流の発生を抑制する機能があるため高周波加熱装置
の高出力化を容易に実現することができる。

【００２４】

【実施例】

（実施例１）以下、本発明の実施例について図面を参照
して説明する。図１は本発明の実施例のマグネトロン駆
動用電源の回路図である。図８、において同一機能、同
一部品については番号を統一し説明を省く。

【００２５】従来例と異なる所は回路電流を検出するカ
レントトランスが第１のカレントトランス１７と第２の
カレントトランス３５を具備しているところにある。

【００２６】第１のカレントトランス１７は高圧回路１
６のダイオード１３の電流を検出する。この電流は平均
電流的にはアノード電流とほぼ比例した関係になってい
る。

【００２７】第２のカレントトランス３５は、機器のマ
グネトロン駆動電流に流れる電流と、庫内照明用のラン
プ、機器制御回路２５に流れる電流、電波ムラ解消用の
ために食品の載置台を加熱中に回転させるターンテーブ
ルモーター等々の機器負荷６１に流れる電流を合わせた
機器としての総入力電流を検出する。

【００２８】第１のカレントトランス１７と並列に負荷
抵抗３２が配置されている。この両端の電圧はカレント
トランス１７の１次側に流れる電流の交流成分に一致す
る電圧波形を表す。これをダイオードブリッジ３７で全
波整流し、抵抗３８とコンデンサ５９で形成されるロー
パスフィルター５９で高周波成分を除去した円滑な平均
値波形がコンデンサ５９両端に得られる。ちなみに、放
電抵抗３９はコンデンサ５９の充電電荷を放電するもの
である。

【００２９】コンデンサ３６の両端の電圧は第２のコネ
クター２１に結合され機器制御回路２５に入力される。
ここで(b)端子は信号。(c)端子は基線となり機器制御回
路２５のGNDラインに結合される。(a)端子は機器制御回
路２５で信号処理して、フォトカプラー１９を介してイ
ンバータ制御部１１を駆動する制御信号を送出する信号
線に結合されている。

【００３０】一方、第２のカレントトランス３５と並列
に負荷抵抗４１が配置されている。この両端の電圧はカ
レントトランス３５の１次側に流れる電流の交流成分に
一致する電圧波形を表す。これをダイオードブリッジ４
２で全波整流し、抵抗４４とコンデンサ４５で形成され
るローパスフィルター６０で高周波成分を除去した円滑
な平均値波形がコンデンサ４５両端に得られる。同様に
放電抵抗３９はコンデンサ４５の充電電荷を放電するも
のである。ここでコンデンサ４５の両端の電圧は機器に
流れる総入力電流を表しており、機器制御回路２５に結
合されている。

【００３１】ここで、機器制御回路２５は負帰還制御を
行いインバータ電源回路１８の電力制御をインバータ制
御部１１と機能分担しておこなうことと合わせて機器全
体の制御を司る制御部の機能を担っている。

【００３２】昨今においてはマイクロコンピューターに
よる制御が主流化し、本発明においてもマイクロコンピ
ューターを用いた制御を実施例に置く。そうすることに
よって、電力制御機能全体がマイクロコンピューターの
内部にプログラムとして包含されるためインバータ制御
部１１の機能を機器制御回路２５に移すことによって全
く回路規模（実装面積）は増加することがないという画
期的効果が見出せる。

【００３３】まず、マイクロコンピューターを含む機器
制御回路２５における本発明の電力制御を図２を用いて
説明する。

【００３４】第１のカレントトランス１７に流れる交流
電流Ｉａは２次巻線の両端の抵抗３２に所定のゲインを
もって電圧に変換される。ローパスフィルター５９と放
電抵抗３８でリップルの高周波成分は除去され電源周期
の変動を持った電圧が機器制御回路２５内に存在するマ
イクロコンピューター４６の第１のＡ／Ｄコンバータ４
７に入力され、その信号の平均値を読みとる。第１のＡ
／Ｄコンバータ４７の出力をＶｉａｄとする。

【００３５】第２のカレントトランス３５に流れる交流
電流Ｉｉｎは２次巻線の両端の抵抗４１に所定のゲイン
をもって電圧に変換される。ローパスフィルター６０と
放電抵抗４３でリップルの高周波成分は除去され電源周
期の変動を持った電圧が機器制御回路２５内に存在する
マイクロコンピューター４６の第２のＡ／Ｄコンバータ
４９に入力され、その信号の平均値を読みとる。第２の
Ａ／Ｄコンバータ４９の出力をＶｉｉｎとする。

【００３６】一方、マイクロ波出力の大きさを決定する
基準値３９はＶｒｅｆとして表現される。マイクロコン
ピューター４６は（Ｖｆｅｆ−Ｖｉａｄ）の演算を行
い、その演算結果は第１の変換関数部４７に入力され
る。第１の変換関数部４０は（Ｖｆｅｆ−Ｖｉａｄ）か
ら微少変動値dDを演算、変換しスイッチ５５を経由して
積分部５６に出力する。積分部５６はｄＤを累積加算す
ることによって積分を実行し、積分の時間分解能はＶｉ
ａｄが平均値を読み、かつ第１および第２のＡ／Ｄコン
バータの入力が電源周期の１／２の周期をもっているこ
とから半電源周期ごとに演算する。演算結果Ｉｄｄ（∫
ｄＤdt）はＰＷＭ信号部５６でＩｄｄに応じたデューテ
ィー比τを持ったＰＷＭ信号に変換される。

【００３７】また、機器への総入力電流の大きさを決定
するリミット値５０はｌｉｍｉｔとして表現される。マ
イクロコンピューター４６は（Ｖｉｉｎ−ｌｉｍｉｔ）
の演算を行い、その演算結果は第２の変換関数部５２に
入力される。第２の変換関数部５２は（Ｖｉｉｎ−ｌｉ
ｍｉｔ）から微少変動値dDを演算、変換しスイッチ５５
を経由して積分部５６に出力する。積分部５６はｄＤを
累積加算することによって積分を実行し、積分の時間分
解能はＶｉｉｎが平均値を読み、かつ第１および第２の
Ａ／Ｄコンバータの入力が電源周期の１／２の周期をも
っていることから半電源周期ごとに演算する。演算結果
Ｉｄｄ（∫ｄＤdt）はＰＷＭ信号部５６でＩｄｄに応じ
たデューティー比τを持ったＰＷＭ信号に変換される。

【００３８】ここで示したτと機器としてのふるまいを
表したものが図３である。（ａ）図は積分部５６の出力
である積分出力ＩｄｄとＰＷＭ信号部５７の出力である
ＰＷＭ信号のデューティー比τの関係を示した図で比例
関係にある。次に（ｂ）図はＰＷＭ信号のデューティー
比τと制御対象となる電流（高圧回路の枝路に流れる電
流や入力電流）の関係を表したものである。これについ
ても比例関係にある。従って、積分部５６の出力に比例
して電流、すなわちインバータ電源回路１８が扱う電力
（高周波出力）が変化することになる。

【００３９】ここで変換関数部の働きを説明しておく。
図４は第１の変換関数部５１の入出力の関係を表した図
である。図では（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）という引数とし
た事例をあげている。この引数に対して複数の範囲群を
設けている。引数が−１〜−２以下の場合、関数出力ｄ
Ｄは−１、引数が＋１〜＋２の場合は＋１、引数が−１
〜＋１の場合は０、引数が−２〜−４の場合は−２、引
数が＋２〜＋４の場合は＋２引数、引数が−４以下の場
合は−５、引数が＋４以上の場合は＋５に設定してい
る。このように範囲群に対して各々出力値に重み付けを
している。この変換関数を用いた場合のマイクロコンピ
ューター４６内の時系列的な各パラメーターの変化が図
５である。（ａ）図に示すように、あるタイミングで高
周波出力を決定する基準値３９のＶｒｅｆが変化する
時、それにしたがって各パラメーターがどのように変化
するかを示すものである。ｄＤの動きとしては変換関数
により（ｃ）図のように挙動する。Ｉｄｄ、τはそれを
累積加算した（ｄ）、（ｅ）波形のようになる。ＰＷＭ
信号によってインバータ電源回路１８は駆動制御され
（ｂ）図に示すようなＶｉａｄ波形となる。

【００４０】（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）が大きい場合負帰
還量が大きくなるため高周波出力を代表するパラメータ
ーＶｉａｄは速やかに目標値に接近し安定化しているこ
とがわかる。

【００４１】ここでは第１のカレントトランス１７の信
号の流れに沿って説明したが、第２のカレントトランス
３５の信号の流れにそっても全く同様の特性となる。

【００４２】ちなみに、本事例では（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａ
ｄ）、（Ｖｉｉｎ−ｌｉｍｉｔ）としたが減算を逆にし
て、変換関数の変換特性を反転させても同じ結果となる
ことは自明である。

【００４３】図２に戻り、本制御則では、Ｖｉｉｎがリ
ミット値５０のレベルより高い時、コンパレータ５４が
作動してＲ−Ｓフリップフロップ５８のＱ出力が“Ｈ”
となりスイッチ５５はＨ側に接続される。すると、第２
のカレントトランス３５の信号の流れにそって負帰還電
力制御がかかりＶｉｉｎすなわち総入力電流Ｉｉｎは一
定に維持される。

【００４４】逆に、Ｖｉａｄが基準値４８のレベルより
高い時、コンパレータ５４が作動してＲ−Ｓフリップフ
ロップ５８のＱ出力を“Ｌ”となりスイッチ５５はＬ側
に接続される。すると、第１のカレントトランス１７の
信号の流れにそって負帰還電力制御がかかりＶｉａｄす
なわち高圧回路１６の枝路に流れる電流Ｉａは一定に維
持される。

【００４５】図６は高周波出力を従来より、大きく設定
した場合である。ここで、本制御則によると入力電流が
高い時点では、第２のカレントトランス３５の信号系の
制御が働き総入力電流は１５Ａを少し下回る辺りで維持
されている。その間、マグネトロン２４のアノード−カ
ソード間の電圧が温度ドリフトで下がりＩａは増加して
いく。そし（ａ）点で今度は（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）の
関係となり第１のカレントトランス１７の信号系の制御
が働きＩａがほぼ一定になるような制御にかわる。

【００４６】高周波加熱装置の高周波出力が（ｂ）時点
で決定されるとすると加熱開始から（ａ）時点までは１
５Ａを超えることなく一定に維持され、それ以降はＩａ
一定の漸減特性へと遷移する。従って、非常に高出力を
実現できることとあわせて、市場での過電流によるブレ
ーカの遮断も発生させず、機器にとって温度責務が緩い
入力電流漸減特性を得ることができる。

【００４７】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、機器の総
入力電流が大きいときには電流を一定に制限し、温度が
あたたまりマグネトロンのアノード−カソード間の電圧
が下がってくると昇圧トランスの２次側の高圧回路の枝
路に流れる電流をほぼ一定に制御する入力電流漸減特性
へと移行させられるため、１５Ａ超の過電流が流れて屋
内配線のブレーカが遮断することなく、大きな高周波出
力を設計でき、かつ機器の温度責務としての負担を大幅
に軽減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図２】同主要回路部の回路図

【図３】（ａ）同ＰＷＭ信号のデューティー比と積分出
力の関係を示す図 （ｂ）同制御対象電流とＰＷＭ信号のデューティー比の
関係を示す図

【図４】同補正値ｄＤと（Ｖｒｅｆ−Ｖｉａｄ）の関係
を示す特性図

【図５】（ａ）基準値Ｖｒｅｆの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｂ）Ａ／Ｄ変換部の出力Ｖｉａｄの時間推移を示すタ
イミングチャート （ｃ）同変換関数部の出力ｄＤの時間推移を示すタイミ
ングチャート （ｄ）同積分部の出力Ｉｄｄの時間推移を示すタイミン
グチャート （ｅ）同ＰＷＭ信号部の出力τの時間推移を示すタイミ
ングチャート

【図６】同アノード電流（２次側電流）と総入力電流の
タイミングチャート

【図７】従来の高周波加熱装置のマグネトロン駆動電源
回路の回路図

【図８】従来のインバータを用いた高周波加熱装置のマ
グネトロン駆動電源回路の回路図

【図９】同アノード電流（２次側電流）と総入力電流の
タイミングチャート

【符号の説明】

５ 整流フィルター部 ７ 昇圧トランス １０ インバータ部 １１ インバータ制御部 １６ 高圧回路 １７ 第１のカレントトランス ２４ マグネトロン ２５ 機器制御回路 ３５ 第２のカレントトランス ４６ マイクロコンピューター ４７ 第１のＡ／Ｄコンバータ ４８ 基準値 ４９ 第２のＡ／Ｄコンバータ ５０ リミット値 ５１ 第１の変換関数部 ５２ 第２の変換関数部 ５６ 積分部 ５７ ＰＷＭ信号部

フロントページの続き (72)発明者 安井 健治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 石尾 嘉朗 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−245963（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−62789（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−104497（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−96947（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/66 - 6/68

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】マイクロ波を放射するマグネトロンと、商
   用電源を全波整流しかつ高周波成分を除去して直流電源
   に変換する整流フィルター部と、少なくとも１個の半導
   体スイッチング素子をオン／オフして直流電源を高周波
   電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部の高
   周波電力を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランス
   の出力を整流または逓倍電圧整流して高圧直流電圧に変
   換し前記マグネトロンに高圧直流電圧を印加する高圧回
   路と、前記高圧回路の枝路に流れる電流を検出する第１
   のカレントトランスと、機器の入力電流を検出する第２
   のカレントトランスと、前記半導体スイッチング素子を
   オン／オフ制御するインバータ制御部と、マイクロコン
   ピューターと、前記マイクロコンピューターを用い前記
   第１のカレントトランスまたは第２のカレントトランス
   を選択的に一定に制御して前記インバータ制御部に前記
   マグネトロンのマイクロ波出力の制御指令信号を送出し
   かつ高周波加熱装置全体の制御を司る機器制御回路とを
   備え、前記マイクロコンピューターは前記第１のカレン
   トトランスから得られた信号をアナログ値からデジタル
   値に変換する第１のＡ／Ｄコンバータと、前記第２のカ
   レントトランスから得られた信号をアナログ値からデジ
   タル値に変換する第２のＡ／Ｄコンバータと、高周波出
   力を決定する基準値と、入力電流の上限を決定するリミ
   ット値と、前記第１のＡ／Ｄコンバータの出力と基準値
   との差分値を引数として電力制御ループに負帰還制御が
   かかるような所定の補正値を導出する変換関数を具備し
   た第１の変換関数部と、前記第２のＡ／Ｄコンバータの
   出力とリミット値との差分値を引数として電力制御ルー
   プに負帰還制御がかかるような所定の補正値を導出する
   変換関数を具備した第２の変換関数部と、前記第１の変
   換関数部または前記第２の変換関数部の出力を選択的に
   累積加算する積分部と、前記積分部の出力をパルス幅変
   調信号に変換するＰＷＭ信号部を有し、前記積分部は前
   記第２のＡ／Ｄコンバータの出力がリミット値以上のと
   き前記第２のＡ／Ｄコンバータの出力を選択し、前記第
   １のＡ／Ｄコンバータの出力が前記基準値より大きいと
   き前記第１のＡ／Ｄコンバータの出力を選択する構成と
   した高周波加熱装置。