JP5667474B2 - 電流出力型サーボ加速度計用出力回路 - Google Patents

Description

本発明は電流出力型サーボ加速度計用出力回路に関する。

＜サーボ加速度計７０＞
まず、電流出力型サーボ加速度計（以下、単に「サーボ加速度計」という）７０について説明する（図７参照）。円形状の枠体１１の枠内に位置する振子１２はその周の一部が弦で切り欠かれた略円板状とされ、その切り欠き部が一対のヒンジ１３を介して枠体１１に連結されて枠体１１に支持されている。枠体１１、振子１２及びヒンジ１３は一体形成され、その材料にはクオーツが使用されている。なお、ヒンジ１３は振子１２の所要の振れを可能とすべく、肉薄とされている。

枠体１１の両板面には第一ハウジング１４及び第二ハウジング１５がそれぞれ対接され、これら一対の第一，第二ハウジング１４，１５によって枠体１１は挟持されている。第一，第二ハウジング１４，１５は共に一端側が開放され、他端側が閉塞された略円筒形とされ、その一端側が枠体１１に対接されている。第一，第二ハウジング１４，１５は磁気ヨークに兼用されるもので、磁性材によって構成され、その材料としては磁性を有し、かつ熱膨張係数が小さいインバー材が使用されている。

第一，第二ハウジング１４，１５の内部には、その中心部に例えばサマリウム系希土類コバルト磁石よりなる円柱状の第一，第二永久磁石１６，１７がそれぞれ取り付けられている。この例では第一，第二永久磁石１６，１７はそれぞれ円板状のボトムポールピース１８，１９を介して第一，第二ハウジング１４，１５の閉塞部１４ａ，１５ａに同軸心的に立設され、さらにそれら第一，第二永久磁石１６，１７の各上面に、周縁部が肉厚とされた円板状のポールピース２１，２２がそれぞれ配設されている。

第一，第二永久磁石１６，１７とボトムポールピース１８，１９とポールピース２１，２２とは例えば接着により組み立てられる。ボトムポールピース１８，１９及びポールピース２１，２２は電磁軟鉄材（ＪＩＳ Ｃ ２５０３相当）によって形成され、ボトムポールピース１８，１９は第一，第二ハウジング１４，１５の閉塞部１４ａ，１５ａに接着あるいはレーザ溶接等によってそれぞれ取り付け固定されている。なお、このボトムポールピース１８，１９は第一，第二ハウジング１４，１５と第一，第二永久磁石１６，１７との熱膨張の差を緩和する機能を有するものである。

第一永久磁石１６は例えばポールピース２１と対接する側がＮ極、ボトムポールピース１８と対接する側がＳ極とされ、これらと第一ハウジング１４とによって主要な磁気回路が構成され、かつ第一ハウジング１４の開口部内周面と第一永久磁石１６との間、即ちこの例ではポールピース２１の外周面との間に第一磁気空隙２３が形成されている。第二ハウジング１５側においても同様に第二磁気空隙２４が形成されている。

第一，第二磁気空隙２３，２４にはボビン２５，２６にそれぞれ巻回された第一，第二コイル２７，２８がそれぞれ位置されている。第一，第二コイル２７，２８は第一，第二永久磁石１６，１７と同軸心とされ、振子１２の両板面にそれぞれ取り付けられている。なお、ボビン２５，２６の振子１２側の端面は取り付け板２５ａ，２６ａによりそれぞれ蓋されており、これら取り付け板２５ａ，２６ａがそれぞれ振子１２に接着固定されて、第一，第二コイル２７，２８が振子１２に取り付けられている。

振子１２の変位（振れ）はこの例では静電容量型の変位検出器（図８の変位検出器７２参照）によって検出される。振子１２の両板面にはそれぞれ第一，第二コイル２７，２８の回りにおいて円弧状に電極２９ａ，２９ｂが金めっき等により形成され、これら電極２９ａ，２９ｂと対向する電極が第一，第二ハウジング１４，１５によって構成されている。第一，第二ハウジング１４，１５の開口部端面には振子１２の電極２９ａ，２９ｂが形成された角度範囲と対応する部分において、図７に示したように外周側から順次、枠体当接面１４ｂ，１５ｂ、逃げ１４ｃ，１５ｃ及び電極面１４ｄ，１５ｄが形成され、電極面１４ｄ，１５ｄは振子１２の電極２９ａ，２９ｂとそれぞれ所要量離間されている。

上記のような構成を有するサーボ加速度計では、Ｘ方向の入力加速度により振子１２が振れ、その振れが電極２９ａ，電極面１４ｄ間及び電極２９ｂ，電極面１５ｄ間の静電容量の変化により検出される。電極面１４ｄ，１５ｄは共通電位とされ、電極２９ａ，２９ｂの検出信号が所要の電気回路により差動増幅されて、第一，第二コイル２７，２８に電極２９ａ，２９ｂの静電容量差に基づいた電流が流される。この第一，第二コイル２７，２８に流れる電流と第一，第二永久磁石１６，１７による磁界との作用により、振子１２は元に戻り、零点付近で平衡する。この時の電流は振子１２に加わった加速度に比例し、この電流から入力加速度が求められる。

＜出力回路７６＞
第一，第二コイル２７，２８を流れる電流から入力加速度を求める出力回路７６について説明する（図８参照）。なお、図７の第一，第二コイル２７，２８は、図８のトルカコイル７４に対応する。発振器７１は交流を変位検出器７２に供給する。変位検出器７２は、上述の方法により、振子１２の振れ（変位）を検出し、検出信号を出力増幅器７３に出力する。出力増幅器７３は、検出信号を増幅し、トルカコイル７４に供給する。トルカコイル７４を流れた電流は出力回路７６に供給される。出力回路７６の加速度測定用端子７６３ａ、７６３ｂ間の電圧を測定する。加速度はトルカコイル７４を流れる電流に比例し、電圧もこの電流に比例するため、読取抵抗７６１の電圧を測定することで、加速度を測定する。

サーボ加速度計は、高感度でバイアス出力（零点不平衡：水平姿勢での出力）が安定しているため、地球重力を利用した傾斜計測や非常に緩やかの動きに対する加速度の計測に用いられることも多い。上述の出力回路を備えるサーボ加速度計を傾斜や緩やかな動き（以下「傾斜等」という）の計測に用いる場合、サーボ加速度計を取り付けた車両の運行や電動装置の運転に伴う振動（例えば、ドリルによる掘削を行う掘削機の運行や掘削に伴う振動）が、傾斜等の計測にとって計測上のノイズとなる。この場合、ノイズを除去するために、トルカコイル７４の出力に対し、ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」という）を接続する。例えば、図９のように読取抵抗８６１にフィルタ・キャパシタ（以下、単に「キャパシタ」という）８６２を並列に接続することで、ＬＰＦを構成し、傾斜・直線加速度測定用端子８６３ａ、８６３ｂ間（つまり、読取抵抗８６１の両端）の電圧を測定する。このような構成により、トルカコイル７４の出力からノイズを除去することができる。

しかし、振動が大きい場合には、その振動がサーボ加速度計や他の計測機器に与える影響を知るために、振動成分の測定を必要とすることがある。

図１０の出力回路９６は、抵抗９６５とキャパシタ９６２を用いて、後付けのＣＲ型のＬＰＦを構成する。傾斜・直線加速度測定用端子９６３ａ、９６３ｂ間（つまり、キャパシタ９６２の両端）の電圧を測定することで、トルカコイル７４の出力の内、傾斜等の計測に用いられる成分（以下、「傾斜等成分」または「直流成分」という）を測定することができる。また、振動加速度測定用端子９６４ａ、９６４ｂ間の電圧を測定することで、ＬＰＦの前でトルカコイル７４の出力（前述の直流成分と、振動の計測に用いられる成分（以下「振動成分」または「交流成分」という）とが含まれる）を測定することができる。なお、傾斜・直線加速度測定用端子９６３ｂと振動加速度測定用端子９６４ｂを同一端子としている。このような構成によって、交流成分と直流成分とを含む電圧を測定することができ、振動計測用のサーボ加速度計を新たに設けずとも、交流成分を測定することができる。なお、異なる周波数成分やレンジの信号を同時に測定する従来技術として特許文献１〜３が知られている。

特開２００４−２５８０１９号公報 特開平６−１６０１７０号公報 特開平１０−２８２１３６号公報

しかし、振動が大きい環境においては、トルカコイル７４の出力が大きくなるので、出力値が計測レンジを超えないように（つまり、出力値が飽和しないように）、振動加速度測定用端子９６４ａ、９６４ｂ間の計測レンジも大きくする必要がある。読取抵抗９６１の抵抗値Ｒｍを小さくし、読取抵抗９６１にかかる電圧を下げることで、計測レンジを大きくすることができる。しかし、読取抵抗９６１の抵抗値Ｒｍを小さくして計測レンジを大きくすると、直流成分に対する感度が低下する（Ｓ／Ｎ比が悪くなる）。逆に直流成分に対する感度を高く（Ｓ／Ｎ比を良く）しようとすると、読取抵抗９６１の抵抗値Ｒｍを大きくする必要があり、計測レンジが小さくなり、交流成分に対して出力値が飽和し、適切に交流成分を測定することができない。また、交流成分の出力値が飽和することで、直流成分の出力値にも影響を与える。つまり、交流成分の出力値をＬＰＦを介して平均化して直流成分を測定するため、交流成分の出力値が飽和すると、適切に直流成分を測定することができない。よって、従来技術では、高いレベル（例えば、数１０Ｇｒｍｓ）のランダム振動下において、微小な傾斜（例えば、０．０１度以下の傾斜）を測定することはできない。

なお、特許文献１〜３は、何れも加速度計等のセンサからの出力を受けた後の処理のため、図１０の後付のＣＲ型のＬＰＦと同様の問題がある。

なお、図９のように読取抵抗８６１にキャパシタ８６２を並列に接続する場合、カットオフ周波数以上において、キャパシタ８６２のインピーダンスが減少し、出力回路８６の負荷抵抗が減少するため、その周波数帯域での振動加速度に対して計測レンジが増大する。そのため、読取抵抗８６１の抵抗値Ｒｍを大きくしてＳ／Ｎ比を確保したまま、交流成分を除去して大きな振動による出力値の飽和を防ぐことができる。しかし、図９のサーボ加速度計８０の場合、読取抵抗８６１の両端の出力で、振動成分が減衰するため（言い換えると、振動成分がキャパシタ８６２を介してグランドに流れてしまうため）、振動成分をサーボ加速度計８０で測定することはできない。また、読取抵抗８６１の両端の出力で振動成分が減衰するため、ＬＰＦの前で振動成分を測定することはできず、ＬＰＦの後にハイパスフィルタ（以下「ＨＰＦ」という）やアンプを接続しても振動成分は周波数が高くなるにつれて減衰するためＳ／Ｎ比が十分に取れない。よって、傾斜等計測用のサーボ加速度計と振動計測用のサーボ加速度計を設けなければならず、コストが高くなる。また、振動計測用のサーボ加速度計のための設置スペースが必要になる。

このような問題を鑑みて、本発明は、高精度の傾斜等測定（例えば、０．０１度以下の傾斜測定）と振動測定（例えば、数１０Ｇｒｍｓの振動の測定）を同時に行うことができるサーボ加速度計に用いる出力回路を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明の第一の態様によれば、電流出力型サーボ加速度計用出力回路は、第一読取抵抗と、第一読取抵抗に並列に接続される第二読取抵抗とキャパシタからなる第一ローパスフィルタと、第一読取抵抗の両端の電圧を測定するための傾斜・直線加速度測定用端子と、キャパシタに直列に接続される第二読取抵抗の両端の電圧を測定するための振動加速度測定用端子と、を備える。

上記の課題を解決するために、本発明の第二の態様によれば、電流出力型サーボ加速度計用出力回路は、第一読取抵抗と、第一読取抵抗に並列に接続されるキャパシタからなる第一ローパスフィルタと、第一読取抵抗の両端の電圧を測定するための傾斜・直線加速度測定用端子と、キャパシタを流れる電流を電圧に変換するオペアンプからなる電流・電圧変換回路と、電流・電圧変換回路の出力側に設けられる振動加速度測定用端子と、を備える。

１台のサーボ加速度計で高精度の傾斜等測定と振動測定を行うことができるという効果を奏する。

サーボ加速度計１００の回路図。 図２Ａは傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂの周波数特性を示す図、図２Ｂは傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂの出力例を示す図、図２Ｃは振動加速度測定用端子１６４ｅ、１６４ｆの周波数特性を示す図、図２Ｄは振動加速度測定用端子１６４ｅ、１６４ｆの出力例を示す図。 サーボ加速度計２００の回路図。 図４Ａは第二読取抵抗１６４ａの両端における周波数特性を示す図、図４Ｂは交流周波数特性補正回路２６４ｃの出力端２６４ｅにおける周波数特性を示す図、図４Ｃは補正後の周波数特性を示す図。 サーボ加速度計３００の回路図。 図６Ａは電流・電圧変換回路３６４ｄの出力端３６４ｅにおける周波数特性を示す図、図６Ｂは傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂの周波数特性を示す図。 サーボ加速度計７０の構成図。 サーボ加速度計７０の回路図。 サーボ加速度計８０の回路図。 サーボ加速度計９０の回路図。 サーボ加速度計１００の出力例を示す図。

以下、本発明の実施形態について、説明する。

＜第一実施形態に係るサーボ加速度計１００＞
第一実施形態に係るサーボ加速度計１００を説明する（図１参照）。従来のサーボ加速度計７０とは、出力回路１６０が異なる。出力回路１６０は第一読取抵抗１６１とフィルタ・キャパシタ１６２（以下、単に「キャパシタ１６２」という）と傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂと第二読取抵抗１６４ａと振動加速度測定用端子１６４ｅ、１６４ｆとからなる。なお、本実施形態においては、傾斜・直線加速度測定用端子１６３ｂと振動加速度測定用端子１６４ｆを同一端子としているが、別端子として設けてもよい。

第一読取抵抗１６１と、第一読取抵抗１６１に並列に接続される第二読取抵抗１６４ａとキャパシタ１６２からなる第一ローパスフィルタを用いて、トルカコイル７４の出力をフィルタリングする（図２Ａ参照）。言い換えると、第一ローパスフィルタは、第二読取抵抗１６４ａ及びキャパシタ１６２との直列接続と、第一読取抵抗１６１との並列接続からなる。トルカコイル７４を流れる電流に含まれる直流成分を測定するために、トルカコイル７４に直列に接続される第一読取抵抗１６１の両端の電圧を、傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂを用いて測定する。なお、傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂが、第一読取抵抗１６１の両端の電圧を測定するために、第一読取抵抗１６１の両端が設けられる。このような構成により、第一ローパスフィルタを介してトルカコイル７４の出力から直流成分を測定することができる（図２Ｂ参照）。

一方、振動加速度測定用端子１６４ｅ、１６４ｆ間の電圧を測定することにより、キャパシタ１６２を流れる電流を測定する。具体的には、第二読取抵抗１６４ａが、第一読取抵抗１６１に対し並列に、かつ、キャパシタ１６２に対し直列に接続される。トルカコイル７４を流れる電流に含まれる交流成分を測定するために、振動加速度測定用端子１６４ｅ、１６４ｆを用いて第二読取抵抗１６４ａの両端の電圧を測定する。なお、振動加速度測定用端子１６４ｅ、１６４ｆが、第二読取抵抗１６４ａの両端の電圧を測定するために、第二読取抵抗１６４ａの両端に設けられる。このとき、キャパシタ１６２はＨＰＦとして機能する（図２Ｃ参照）。このような構成により、キャパシタ１６２に流れる電流を計測することによって、第一ローパスフィルタで除去している振動成分を取り出す（図２Ｄ参照）。

なお、図２はトルカコイルの抵抗値Ｒｔ＝２００Ω、第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍ＝２０００Ω、第二読取抵抗の抵抗値Ｒａ＝１０Ωの場合の周波数特性、出力例、計測レンジを示す。傾斜・直線に対する加速度を測定する場合には、高精度の測定を行う必要があるため、第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍは大きな値（例えば、数ｋΩ〜数１０ｋΩ）を用いる。一方、振動に対する加速度を測定する場合には、出力値が飽和せずに、振動の大きさの概要を測定することができればよいので、第二読取抵抗の抵抗値Ｒａは小さな値（例えば１０〜１０００Ω）を用いる。

振子１２の機械的な振れ幅（以下「メカニカルレンジ」という）が充分に確保されている場合（例えば、数１００［ｍ／ｓ^２］、数１０［Ｇ］の加速度に対して、図７Ａにおいて振子１２の電極２９ａ，２９ｂと電極面１４ｄ，１５ｄとが接触しない程度に充分に離れている場合）、直流最大計測レンジは、最大出力電圧（Ｖｍａｘ）と電流感度（ＳＦｃ）と負荷抵抗（トルカコイルの抵抗値Ｒｔ＋第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍ）によって制約され、以下の式によって表される。

また、交流最大計測レンジは、計測レンジは最大出力電圧（Ｖｍａｘ）と電流感度（ＳＦｃ）と負荷抵抗（トルカコイルの抵抗値Ｒｔと第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍと第二読取抵抗の抵抗値Ｒａとの合成抵抗）によって制約され、以下の式によって表される。

よって、直流最大計測レンジと交流最大計測レンジの比は、以下の式によって表される。

直流最大計測レンジと交流最大計測レンジの比は、トルカコイルの抵抗値Ｒｔと第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍと第二読取抵抗の抵抗値Ｒａによって制約される。

トルカコイルの抵抗値Ｒｔはサーボ加速度計の設計により特定されるが、第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍ及び第二読取抵抗の抵抗値Ｒａは、１０Ω〜数１０ｋΩ等の幅広い抵抗値とすることができる。但し、直流成分に対して高精度とし、大きな交流成分に対して出力値が飽和しないようにするためには、第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍを第二読取抵抗Ｒａの抵抗値よりも大きいものとする必要がある。例えば、抵抗値Ｒｍを抵抗値Ｒａの１０〜１０００倍とする。このように、抵抗値Ｒｍ及び抵抗値Ｒａを適宜設定することで、容易に電圧感度及び計測レンジを変更することができる（後述する図１１参照）。

例えば、図２の場合（トルカコイルの抵抗値Ｒｔ＝２００Ω、第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍ＝２０００Ω、第二読取抵抗の抵抗値Ｒａ＝１０Ω）は、レンジ比は約１０．５倍となる。言い換えると、直流成分の計測レンジに対して、最大約１０．５倍の振動下においても微小な傾斜計測が可能となる。また、例えば、トルカコイルの抵抗値Ｒｔ＝１００Ω、第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍ＝７５００Ω、第二読取抵抗の抵抗値Ｒａ＝１０Ωのとき、レンジの比は７７５倍となる。言い換えると、直流成分の計測レンジに対して、最大約７７５倍の振動下においても微小な傾斜計測が可能となる。このように、第一読取抵抗の抵抗値Ｒｍを大きくとり、第二読取抵抗の抵抗値Ｒａを小さくとることで、直流最大計測レンジと交流最大計測レンジの比を大きくすることができる。

＜効果＞
このような出力回路を用いることで、１台のサーボ加速度計で高精度の傾斜等測定と振動測定を行うことができるという効果を奏する。第一ローパスフィルタを用いることにより、カットオフ周波数以下の振動に対して、電圧感度が増加し、ＤＣ加速度（地球重力下で傾斜により印加される加速度）で最大の電圧感度となる。一方、カットオフ周波数以上の周波数では周波数が高くなるにつれてキャパシタ１６２のインピーダンスが低下することにより感度が低下するが、計測レンジは広くなり、出力値が飽和することなく振動成分を測定することができる。よって、計測レンジが広いサーボ加速度計を構成することができる。例えば、１０μＧ〜数１０Ｇ等の６桁以上の計測レンジを持つサーボ加速度計を構成することができ、高いレベルのランダム振動下において（例えば、測定可能な振動最大加速度が数１０Ｇｒｍｓであり、振動周波数が５０〜５００Ｈｚである環境において）、その振動を測定しつつ、地球重力を利用して微小な傾斜角（傾斜最大加速度を１Ｇとし、分解能を０．０１度以下とする）の測定を行うことができる。

なお、特許文献１〜３等の従来技術では、ここまで微小な傾斜角を測定することはできない。仮に、測定することができるようにした場合、交流成分を測定する際に出力値が計測レンジ以上となり飽和する。また、特許文献１〜３等の従来技術の場合、アンプを介して加速度計の出力を複数のフィルタに入力しているため、アンプ回路のバイアス及びゲイン変動の影響を受けて、高精度の加速度計測を行うことができない。一方、本実施形態では、アンプを介さず第一読取抵抗に流れる電流を測定するため、アンプ回路及びゲイン変動の影響を受けずに、出力の安定を保ちながら大きな電圧を得ることができる。

＜第二実施形態に係るサーボ加速度計２００＞
第二実施形態に係るサーボ加速度計２００を説明する（図３参照）。サーボ加速度計１００とは、出力回路２６０が異なる。出力回路２６０は第一読取抵抗１６１とキャパシタ１６２と傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂと第二読取抵抗１６４ａと交流周波数特性補正回路２６４ｃと振動加速度測定用端子２６４ｅとからなる。

交流周波数特性補正回路２６４ｃはキャパシタ１６２に流れる電流をフィルタリングし、増幅するアクティブ型の第二ローパスフィルタである。トルカコイル７４を流れる電流に含まれる交流成分を測定するために、第二ローパスフィルタの出力値を測定する。そのために、振動加速度測定用端子２６４ｅが、この第二ローパスフィルタの出力側に設けられる。第二読取抵抗１６４ａの両端の電圧を増幅して測定することによって、キャパシタ１６２に流れる電流を測定する。

第一実施形態で説明したように、キャパシタ１６２はＨＰＦとして機能する（図４Ａ参照）ので、アクティブ型の第二ローパスフィルタである交流周波数特性補正回路２６４ｃを介して（図４Ｂ参照）、キャパシタ１６２を流れる電流を補正する（図４Ｃ参照）。

＜効果＞
第一実施形態と同様の効果を得ることができる。さらに、第一実施形態では、交流成分はＨＰＦとして機能するキャパシタ１６２のカットオフ周波数以下では流れる信号が小さくなるが、本実施形態では、キャパシタ１６２を流れる電流に対して、アクティブ型のＬＰＦを接続しているため、信号を大きくしつつ、出力信号を平坦に近づけることができる。

低周波の振動は、振幅が大きくとも加速度としては小さいので、振動が機器に与える影響は少ない。そのため、第一実施形態では、キャパシタ１６２のカットオフ周波数以下の信号が減衰するが、その点を無視している。本実施形態では、アクティブ型のＬＰＦを追加することで減衰した信号を補っている。なお、アクティブ型のＬＰＦをもってしても補うことができない低い振動については、直流成分として、傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂの出力値として測定されるため、交流成分として測定できなくとも問題ない。

＜第三実施形態に係るサーボ加速度計３００＞
第三実施形態に係るサーボ加速度計３００を説明する（図５参照）。サーボ加速度計１００とは、出力回路３６０が異なる。出力回路３６０は第一読取抵抗１６１とキャパシタ１６２と傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂと電流・電圧変換回路３６４ｄと振動加速度測定用端子３６４ｅとからなる。

つまり、第三実施形態の出力回路３６０は、第二読取抵抗に代えて、キャパシタ１６２に流れる電流を電圧に変換するオペアンプからなる電流・電圧変換回路３６４ｄを有する。振動加速度測定用端子３６４ｅが、この電流・電圧変換回路３６４ｄの出力側に設けられる。そして、電流・電圧変換回路３６４ｄの出力値を測定することによって、キャパシタ１６２に流れる電流を測定する。図６Ａは、キャパシタ１６２と電流・電圧変換回路３６４ｄを介した場合の電流・電圧変換回路３６４ｄの出力端３６４ｅにおける周波数特性を示す。

電流・電圧変換回路３６４ｄ内のオペアンプが正常に動作している場合、正負の入力端子間の電圧が０Ｖ（イマジナリーショート）となるように、出力端子から反転入力端子にフィードバック電流が流れ、出力端子にはキャパシタ１６２に流れる電流に比例した電圧が出力される。そのため、電流・電圧変換回路３６４ｄの出力値を測定することによって、キャパシタ１６２に流れる電流を測定することができる。

本実施形態では、第一読取抵抗１６１と、第一読取抵抗１６１に並列に接続されるキャパシタ１６２からなる第一ローパスフィルタを構成し、第一実施形態の場合と同様に、傾斜・直線加速度測定用端子１６３ａ、１６３ｂ間において、第一実施形態と同様の出力を得ることができる（図６Ｂ参照）。なお、言い換えると、第一ローパスフィルタは、キャパシタ１６２と、第一読取抵抗１６１との並列接続からなる。

＜効果＞
実施形態１の効果を得ることができる。さらに、電流・電圧変換回路３６４ｄを用いてキャパシタ１６２を流れる電流を測定するため、キャパシタ１６２を流れる電流が小さい場合（例えば、μＡ、ｎＡやｐＡの場合）にも高精度で測定することができる。

＜シミュレーション結果＞
図１１に第一実施形態に係るサーボ加速度計１００の出力例を示す。但し、サーボ加速度計１００の電源電圧を±１５Ｖとし、第一読取抵抗１６１の両端の最大出力電圧は±１２Ｖである。なお、図中、Ｃｆはキャパシタ１６２の静電容量を、Ｖ１は直流成分が１Ｇ（重力加速度分）入力されたときの第一読取抵抗１６１の両端に係る電圧を、Ｖ２は交流成分が１Ｇ（ピーク）入力されたときの第二読取抵抗１６４ａの両端に係るピーク電圧を、ｆｃ１は第一ローパスフィルタのカットオフ周波数を（図２（Ａ）参照）、ｆｃ２は第一ローパスフィルタの遷移域と減衰域との境目の周波数を（図２（Ａ）参照）表す。第二読取抵抗１６４ａの両端において読取可能な最大振動成分は（（１２[Ｖ]−Ｖ１[Ｖ]）／Ｖ２）[Ｇ]となる。

＜その他の変形例＞
本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能である。また例えば、出力回路を除くサーボ加速度計の構成は、上記の従来技術（特許文献１〜３や図７、図８）に限定されるものではなく、適宜変更が可能である。また、例えば、第二実施形態における第二ローパスフィルタは必ずしもアクディブ型である必要はない。但し、アクティブ型でない場合には、出力される電圧が非常に小さくなり、適切な測定ができない場合がある。また、上記の各サーボ加速度計は、その内部に電圧計を備え、傾斜・直線加速度測定用端子及び振動加速度測定用端子の電圧を測定し、加速度として出力する構成としてもよい。

１００，２００，３００ サーボ加速度計
１６０，２６０，３６０ 出力回路
１６１ 第一読取抵抗
１６２ フィルタ・キャパシタ
１６３ａ，１６３ｂ 傾斜・直線加速度測定用端子
１６４ａ 第二読取抵抗
１６４ｅ，１６４ｆ，２６４ｅ，３６４ｅ 振動加速度測定用端子
２６４ｃ 交流周波数特性補正回路（第二ローパスフィルタ）
３６４ｄ 電流・電圧変換回路

Claims (3)

1. 電流出力型サーボ加速度計用出力回路であって、
   第一読取抵抗と、前記第一読取抵抗に並列に接続される第二読取抵抗とキャパシタからなる第一ローパスフィルタと、
   前記第一読取抵抗の両端の電圧を測定するための傾斜・直線加速度測定用端子と、
   前記キャパシタに直列に接続される前記第二読取抵抗の両端の電圧を測定するための振動加速度測定用端子と、
   前記キャパシタに流れる電流をフィルタリングし、増幅するアクティブ型の第二ローパスフィルタと、を備え、
   前記振動加速度測定用端子は、前記第二ローパスフィルタの出力側に設けられる、
   電流出力型サーボ加速度計用出力回路。
2. 請求項１記載の電流出力型サーボ加速度計用出力回路であって、
   前記第一読取抵抗の抵抗値は、前記第二読取抵抗の抵抗値の１０〜１０００倍である、
   電流出力型サーボ加速度計用出力回路。
3. 電流出力型サーボ加速度計用出力回路であって、
   第一読取抵抗と、前記第一読取抵抗に並列に接続されるキャパシタからなる第一ローパスフィルタと、
   前記第一読取抵抗の両端の電圧を測定するための傾斜・直線加速度測定用端子と、
   前記キャパシタを流れる電流を電圧に変換するオペアンプからなる電流・電圧変換回路と、
   前記電流・電圧変換回路の出力側に設けられる振動加速度測定用端子と、を備える、
   電流出力型サーボ加速度計用出力回路。

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