JP5591554B2 - 駆動回路、駆動装置、及び画像形成装置 - Google Patents
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Description
また、本願の他の態様に係る駆動回路は、基準電圧出力端子を有し、基準電圧を生成して前記基準電圧出力端子から出力する基準電圧発生回路と、前記基準電圧が入力され、被駆動素子を前記基準電圧に応じた駆動量で駆動させる駆動回路部とを備え、前記基準電圧発生回路は、第1の電圧を生成するレギュレータ電圧発生部と、第1の電位供給部と第2の電位供給部とから電位が供給され、前記第1の電圧及び温度に応じた第2の電圧を生成する温度補償部と、前記第2の電圧を増倍して前記基準電圧を生成し、前記基準電圧を前記基準電圧出力端子に供給する電圧増倍部とを備え、前記温度補償部は、前記第2の電圧の温度係数として正の温度係数を与える温度補償回路であって、前記温度補償回路の前記正の温度係数は、前記第1の電圧に応じて設定され、前記電圧増倍部は、前記温度補償回路の前記正の温度係数とは独立に、前記基準電圧を設定することを特徴としている。
《1−1》第1の実施形態の構成
電子写真方式のプリンタ装置(例えば、LEDプリンタ)においては、露光用プリントヘッド(例えば、LEDヘッド)が、帯電器によって一様帯電した感光体ドラムの表面に、プリント情報に応じた光を選択的に照射することによって、感光体ドラムの表面に静電潜像を形成する。その後、現像装置が、感光体ドラムの表面の静電潜像にトナーを付着させてトナー像を形成し、転写器が、感光体ドラムの表面に形成されたトナー像を用紙に転写させ、定着器が、用紙上に転写されたトナー像を加熱・加圧してトナー像を定着させる。
図4は、第1の実施形態のLEDヘッドの動作を示すタイミングチャートである。図4に示されるように、先ず、LEDプリンタの印刷動作開始に伴い、LEDプリンタ内で同期信号SG3が生成され、画像処理部(図示せず)に伝達される。それと同期して、LEDヘッド100に、クロック信号HD−CLKと印刷データ信号HD−DATAが入力される。A4サイズの用紙に1インチ当たり600ドットの解像度で印刷可能なLEDヘッドの場合には、LEDの総数は4992ドットである。そのため、クロック信号HD−CLKの発生パルス数は、4992クロックであり、4992クロックのクロック信号HD−CLKの送出が完了すると、ラッチ信号HD−LOADが発生して、LEDヘッド100内のシフトレジスタ31にシフト入力された印刷データはラッチ回路32にラッチされる。次に、LEDプリンタ内でLED駆動のためにストローブ信号HD−STB−Nが発生し、このストローブ信号がLowレベルとなっている期間に、LEDは発光して感光体ドラムに光照射する。
図5は、比較例の基準電圧発生回路90の構成を概略的に示す回路図である。図5において、図3の構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。図5に示されるように、比較例の基準電圧発生回路90は、レギュレータ回路41と、NPNバイポーラトランジスタ42と、抵抗61,62とを有している。レギュレータ回路41の電源端子41aは、電源VDDに接続され、グランド端子41cは、ドライバIC部のグランドGNDに接続されている。レギュレータ回路41の出力端子41bは、NPNバイポーラトランジスタ42のベース端子42bに接続され、NPNバイポーラトランジスタ42のコレクタ端子42cは、電源VDDに接続され、エミッタ端子42eは、抵抗61,62の直列接続回路を介してグランドGNDに接続されている。また、抵抗61と抵抗62の接続中点は、VREFa端子に接続されている。
V2=V1−Vbe (式1)
これより、図5の比較例の基準電圧発生回路のVREF端子の電圧Vraは以下の式2で与えられる。
Vra=V2×R61/(R61+R62)
=(V1−Vbe)×R61/(R61+R62) (式2)
電位V1はレギュレータ回路41の出力電圧であって、その電圧値は既知であり、NPNバイポーラトランジスタ42のベース・エミッタ間電圧Vbeの特性もまた既知であって、Vbe≒0.6Vと考えてよい。また、NPNバイポーラトランジスタ42のベース・エミッタ間電圧Vbeは温度増加に対してその電圧が減少する負の温度依存性を持ち、その値は約−2[mV/℃]である。また、抵抗R61,R62の両方について、同一材料のものを用いる又は同一品種のものを選択することで、式2の第2列右辺の中の温度依存性を示す項「R61/(R61+R62)」はキャンセルされ、抵抗R61,R62からなる分圧回路に起因する温度依存性は生じなくすることができる。
〈数値例1(比較例)〉
V1=1.4[V]とするとき、温度係数Tcは、以下のように算出される。
Tc=1/(1.4[V]−0.6[V])×2[mV/℃]
=+0.25[%/℃]
R1=0とした場合のVREFa端子の基準電圧Vraは、以下のように算出される。
Vra=V1−Vbe
=0.8[V]
V1=1.2[V]とするとき、温度係数Tcは、以下のように算出される。
Tc=1/(1.2[V]−0.6[V])×2[mV/℃]
=+0.33[%/℃]
R1=0とした場合のVREFa端子の基準電圧Vraは、以下のように算出される。
Vra=V1−Vbe
=0.6[V]
V1=0.9[V]とするとき、温度係数Tcは、以下のように算出される。
Tc=1/(0.9[V]−0.6[V])×2[mV/℃]
=+0.66[%/℃]
R1=0とした場合のVREFa端子の電圧Vraは、以下のように算出される。
Vra=V1−Vbe
=0.3[V]
V1=0.8[V]とするとき、温度係数Tcは、以下のように算出される。
Tc=1/(0.8[V]−0.6[V])×2[mV/℃]
=+1.0[%/℃]
R1=0とした場合のVREFa端子の電圧Vraは、以下のように算出される。
Vra=V1−Vbe
=0.2[V]
図3に示されるように、第1の実施形態における基準電圧発生回路40は、レギュレータ電圧発生部51と、温度補償部52と、電圧増倍部53とを備えている。第1の実施形態における基準電圧発生回路40は、電圧増倍部53が追加されている点が、図5に示される比較例の基準電圧発生回路90と相違する。レギュレータ電圧発生部51及び温度補償部52は、図5に示される従来の構成と同様であり、電位V2の温度係数Tcは、式4で与えられる。
Vr={1+(R2/R1)}×V2 (式5)
式1から、
V2=V1−Vbe
であるので、式5及び式1から、以下の式6が得られる。
Vr={1+(R2/R1)}×(V1−Vbe) (式6)
〈数値例5(第1の実施形態)〉
V1=0.8[V]とするとき、温度係数Tcは、以下のように算出される。
Tc={1/(0.8[V]−0.6[V])}×2[mV/℃]
=+1.0[%/℃]
R2/R1=5とした場合のVREF端子の電圧Vrは、以下のように算出される。
Vr=(1+R2/R1)×(V1−Vbe)
=(1+5)×(0.8[V]−0.6[V])
=1.2[V]
第1の実施形態における基準電圧発生回路40(図3)に用いるレギュレータ電圧発生部51(レギュレータ回路41)は入力される電源電圧の変動によらず所定の出力電圧が得られるものであり、その出力電圧の温度係数は略ゼロに構成されている。また、温度補償部52で用いられるNPNバイポーラトランジスタ42のベース・エミッタ間電圧Vbeの値及びその温度係数Tcは既知であって、そのバラッキも比較的小さくすることができる。
《2−1》第2の実施形態の構成
図6は、本発明に係る第2の実施形態の駆動装置としてのLEDヘッド200の構成を概略的に示すブロック図である。図6において、図2(第1の実施形態)のLEDヘッド100の構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。第2の実施形態のLEDヘッド200は、基準電圧発生回路70a(又は70b又は70c)の構成が、第1の実施形態のLEDヘッド100の基準電圧発生回路40と相違する。
《2−2−1》レギュレータ電圧発生部71の動作
図8において説明したレギュレータ回路41において、その端子ノードVoに生じる出力電圧Voを計算する。そのために、まず、電流I1を求める。電子物性の理論で知られているように、NPNバイポーラトランジスタのエミッタ電流Ieとベース・エミッタ間電圧Vbeとの間には以下に示す式7が成立する。
Ie≒Is*exp(qVbe/(kT)) (式7)
ここで、Isは、飽和電流であり、NPNバイポーラトランジスタの素子面積に比例して決まる定数である。また、「exp()」は、指数関数を示す。また、qは、電子の電荷であり、q=1.6*10−19[C]である。kは、ボルツマン定数であり、k=1.38*10−23[J/K]である。Tは、絶対温度であり、室温25[℃]において約298[K]である。
Vbe=(kT/q)*ln(Ie/Is) (式8)
なお、「ln()」は、自然対数関数を示す。ここで、NPNバイポーラトランジスタ104,105について、エミッタ間電圧をVbe1,Vbe2、エミッタ電流をIe1,Ie2、飽和電流をIs1,Is2と記載することにする。このとき、式8から、NPNバイポーラトランジスタ104,105について以下に示す式9、式10が成り立つ。
Vbe1=(kT/q)*ln(Ie1/Is1) (式9)
Vbe2=(kT/q)*ln(Ie2/Is2) (式10)
ΔVbe=Vbe1−Vbe2 (式11)
式11に、式9及び式10を代入して整理すると、以下の式12が得られる。
ΔVbe
=(kT/q)×[ln(Ie1/Is1)−ln(Ie2/Is2)]
=(kT/q)×ln[(Is2/Is1)*(Ie1/Ie2)] (式12)
Is2=Is1×N (式13)
ΔVbe=(kT/q)×ln(N) (式14)
I1=ΔVbe/R21
=(1/R21)×(kT/q)×ln(N) (式15)
ドレーン電流I1は、抵抗値R22の抵抗106を介して流れるので、Vo端子の電位Voは、以下の式16で得られる。
Vo=I1×R22+Vbe1
=(R22/R2)×(kT/q)×ln(N)+Vbe1 (式16)
I1=ΔVbe/R21
=(1/R21)×(kT/q)×ln(N) (式17)
そこで、I3=I1と設定するとき、電圧Vregは、以下の式18で与えられる。
Vreg=I3×R23
=(R23/R21)×(kT/q)×ln(N) (式18)
電圧Vregは絶対温度Tに比例しているので、その温度係数は(1/T)であって、室温において約+0.33[%/℃]と計算される。
ベース・エミッタ間電圧Vbe1を0.6[V]とするとき、その温度係数Tcは、以下の式19で得られる。
Tc=−2[mV/℃]/0.6[V]
=−2×10−3[V/℃]/0.6[V]
=−0.33[%/℃] (式19)
Tc=+0.33[%/℃] (式20)
NPNバイポーラトランジスタ42の電流増幅率は大きく、そのエミッタ・コレクタ電流に比べてベース電流は小さい。この結果、図7のNPNバイポーラトランジスタ42のコレクタ電流は、エミッタ電流Ieと略等しい。また、NPNバイポーラトランジスタ42のコレクタ電流は、PMOSトランジスタ81のドレーン電流に相当し、PMOSトランジスタ81,82とは、ゲート・ソース間電圧が等しく設定されて、カレントミラー回路を構成している。その結果、PMOSトランジスタ81,82のドレーン電流を略等しくすることができる。そのため、以下の式22とすることができる。
Ie≒Iy (式22)
Ie=V2/R11 (式23)
また、基準電圧は次式で表される。
Vr=Iy×R12 (式24)
式23及び式24から、次式25が成り立つ。
Vr=(R12/R11)×V2 (式25)
式25から、電圧増倍部73は、電位V2を(R12/R11)倍に増倍した出力電位Vrを生じさせることがわかる。例えば、図7において抵抗値R11とR12の比を1:2とした場合には、電圧V2に対して2倍の基準電圧Vrを得ることができる。
V2=V1−Vbe
である。これより、VREF端子の電位Vrは、以下の式26で求めることができる。
Vr=(R12/R11)×(V1−Vbe) (式26)
図8の抵抗値R23を調整することで、Vreg=1.2[V]に設定する場合、
V1=Vregであるので、∂Vreg/∂Tは、式28から、以下のように得られる。
(∂Vreg/∂T)=Tc×Vreg
=0.33×10−2[/℃]×1.2[V]
=0.4×10−2[V/℃]
式21から、温度係数Tcは、以下のようになる。
Tc
={1/(Vreg−Vbe)}×(∂Vreg/∂T−∂Vbe/∂T)
={1/(1.2[V]−0.6[V])}×(0.4×10−2+2×10−3)[V/℃]
=1×10−2[/℃]
=+1[%/℃]
このとき、式26から
Vr=(R12/R11)×(Vreg−Vbe)
であるので、
R12/R11=2とすることで、基準電圧Vrは、次式で得られる。
Vr=2×(1.2[V]−0.6[V])
=1.2[V]
図8のR23を調整することで、Vreg=1.8[V]に設定する場合、
V1=Vregであるので、∂Vreg/∂Tは、式28から、以下のように得られる。
(∂Vreg/∂T)=Tc×Vreg
=0.33×10−2[/℃]×1.8[V]
=0.6×10−2[V/℃]
式21から、温度係数Tcは、以下のようになる。
Tc
={1/(Vreg−Vbe)}×(∂Vreg/∂T−∂Vbe/∂T)
=(1/(1.8[V]−0.6[V]))×(0.6×10−2+2×10−3)
=0.66×10−2
=+0.66[%/℃]
このとき、式26から、
Vr=(R12/R11)×(Vreg−Vbe)
であるので、
R12/R11=1とすることで、基準電圧Vrは、次式で得られる。
Vr=1×(1.8[V]−0.6[V])
=1.2[V]
図10は、第2の実施形態におけるドライバIC部の一部の構成を概略的に示す回路図である。図10において、図6の構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。図10は、代表して1個のドット(例えば、1個のLEDの駆動回路)について記載されている。図10のフリップフロップ回路111は、図2におけるラッチ回路32に対応しており、図10のインバータ回路33は、図2のインバータ回路33に対応し、図10のNAND回路34は、図2のNAND回路34に対応する。LED駆動回路35は、駆動用のPMOSトランジスタ112を有し、LEDアレイは、LED113を有する。
Ir=Vr/Rr (式29)
以上に説明したように、第2の実施形態の駆動回路の構成(図7)とすることで、基準電圧Vrの温度係数の値のみならず、その電圧値をも所望の値に設定することができる。これにより、図5に示される比較例の場合のように基準電圧Vraの値が微小となってしまい、ノイズ電圧の影響によって駆動電流が変動するといった事態は生じない。加えて、第2の実施形態の基準電圧発生回路70aにおいては、演算増幅器のようなチップ占有面積の大きい構成を不要としているので、演算増幅器を追加することに起因するコストアップを回避できる。
図11は、第2の実施形態の変形例における基準電圧発生回路70bの構成を概略的に示す回路図である。図12は、図11の基準電圧発生回路70bの特性を示すグラフである。図11において、図7(第2の実施形態)に示される構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。図11に示されるように、図11の基準電圧発生回路70bは、バイポーラトランジスタ42のベース端子42bとエミッタ端子42eとを接続する抵抗値R13の抵抗84をさらに備えた点が、図12の基準電圧発生回路70aと相違する。
図13は、第2の実施形態の他の変形例における基準電圧発生回路70cの構成を概略的に示す回路図である。図13において、図7(第2の実施形態)に示される構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。図13に示されるように、基準電圧発生回路70cは、レギュレータ回路41と、NPNバイポーラトランジスタ42と、抵抗43,83,91,92と、PNPトランジスタ93,94とを有している。レギュレータ回路41の電源端子41aは、電源VDDに接続され、そのグランド端子41cはグランドGNDに接続されている。レギュレータ回路41の出力端子41bは、NPNバイポーラトランジスタ42のベース端子42bに接続され、NPNバイポーラトランジスタ42のエミッタ端子42eは、抵抗43を介してグランドGNDに接続されている。PNPトランジスタ93,94のエミッタ端子93e,94eはそれぞれ抵抗91,92を介して電源VDDに接続されている。また、PNPトランジスタ93,94のベース端子93b,94bは、互いに接続されており、且つ、PNPトランジスタ93のコレクタ端子93c及びNPNバイポーラトランジスタ42のコレクタ端子42cに接続されている。一方、PNPトランジスタ94のコレクタ端子94cは、抵抗83を介してグランドGNDに接続される。また、PNPトランジスタ94のコレクタ端子は、図13で示される回路のVREF端子に接続されている。
《3−1》第3の実施形態の構成
図14は、本発明に係る第3の実施形態の駆動装置としてのLEDヘッド300の構成を概略的に示すブロック図である。図14において、図2の構成と同一又は対応する構成には、同じ符号を付す。図14に示されるように、図14のLEDヘッド300は、ドライバIC部のLED駆動回路35a及び制御電圧発生回路36aが、図2のものと相違する。
図15において、NPNバイポーラトランジスタ123のベース電流は、NPNバイポーラトランジスタ123のエミッタ電流及びコレクタ電流に比べて、無視できるほど小さいので、レギュレータ回路出力電圧Vregと基準電流Irの関係を次式30で表すことができる。
Ir=(Vreg−Vbe)/R11 (式30)
ここで、Vbeは、NPNバイポーラトランジスタ123のベース・エミッタ間電圧を示し、R11は、抵抗124の抵抗値を示す。ここで、レギュレータ回路41の働きにより、レギュレータ回路出力電圧Vregは所定値に設定することができる。また、ベース・エミッタ間電圧Vbeは所定値にすることができ、典型例では、約0.6[V]である。このため、基準電流Irは、抵抗値R11を調整することによって所望の値に設定することができる。
Io=K×Ir (式31)
Ir=(Vreg−Vbe)/R11
であるので、次式32が成立する。
Io=K×(Vreg−Vbe)/R11 (式32)
Vreg=1.2[V]、Vbe=0.6[V]とするとき、LED駆動電流Ioの温度係数Tcは、以下のようになる。
Tc=1/(1.2[V]−0.6[V])×{−(−2[mV/℃])}
=+0.33[%/℃]
この場合、LED駆動電流Ioは、抵抗R11、ミラー比Kを適切に選ぶことで設定可能であり、前述した温度係数の値とは独立に調整することができる。
以上詳細に説明したように、第3の実施形態の駆動回路によれば、LED駆動電流Ioの温度係数TcとLED駆動電流Ioとを独立に所望の値に設定することができる。したがって、第3の実施形態の駆動回路によれば、図5の比較例の場合のようにLED駆動電流の指令値である基準電圧Vrが微小となってしまい、ノイズ電圧の影響によってLED駆動電流が大きく変動してしまうという問題を解決できる。
第1乃至第3の実施形態のLEDヘッドは、電子写真プリンタの露光工程で用いる光源、すなわち、LEDプリントヘッドとして利用することができる。以下に、第1〜第3の実施形態のいずれかを、タンデムカラープリンタに適用した場合を説明する。図16は、第1乃至第3の実施形態のLEDヘッドが適用可能なカラー画像形成装置としてのLEDプリンタの構成を概略的に示す縦断面図である。
Claims (7)
- 基準電圧出力端子を有し、基準電圧を生成して前記基準電圧出力端子から出力する基準電圧発生回路と、
前記基準電圧が入力され、被駆動素子を前記基準電圧に応じた駆動量で駆動させる駆動回路部と
を備え、
前記基準電圧発生回路は、
第1の電圧を生成するレギュレータ電圧発生部と、
第1の電位供給部と第2の電位供給部とから電位が供給され、前記第1の電圧及び温度に応じた第2の電圧を生成する温度補償部と、
前記第2の電圧を増倍して前記基準電圧を生成し、前記基準電圧を前記基準電圧出力端子に供給する電圧増倍部と
を備え、
前記温度補償部は、ベース端子とコレクタ端子とエミッタ端子とを持つバイポーラトランジスタと、第3の抵抗とを有し、
前記バイポーラトランジスタ及び前記第3の抵抗は、前記エミッタ端子と前記第3の抵抗とを接続してなるエミッタフォロワ回路を形成し、
前記ベース端子に前記第1の電圧が印加され、
前記エミッタ端子は前記第3の抵抗を介して前記第2の電位供給部に接続され、
前記電圧増倍部は、第1の電位供給部の電位が印加される電源側端子を有するカレントミラー回路と、前記カレントミラー回路の従属側端子と前記第2の電位供給部との間に接続された第4の抵抗とを有し、
前記バイポーラトランジスタの前記コレクタ端子と前記カレントミラー回路の制御側端子とが接続され、
前記温度補償部は、前記バイポーラトランジスタの前記ベース端子と前記エミッタ端子とを接続する第5の抵抗をさらに備えた
ことを特徴とする駆動回路。 - 前記電圧増倍部は、
前記第1の電位供給部と前記カレントミラー回路の制御側の電源側端子との間に配置された第6の抵抗と、
前記第1の電位供給部と前記カレントミラー回路の従属側の電源側端子との間に配置された第7の抵抗と
をさらに有することを特徴とする請求項1に記載の駆動回路。 - 前記駆動回路部は、
前記基準電圧に応じた値の制御電圧を生成する制御電圧発生回路と、
前記制御電圧に応じた駆動量で前記被駆動素子を駆動させる素子駆動部と
を有することを特徴とする請求項1又は2に記載の駆動回路。 - 前記制御電圧発生回路は、第1被制御端子と第2被制御端子と制御端子とを持つ第1導電型トランジスタと、ベース端子とコレクタ端子とエミッタ端子とを持つバイポーラトランジスタと、第8の抵抗とを有し、
前記バイポーラトランジスタのエミッタ端子と前記第8の抵抗とを接続してエミッタフォロワ回路を形成し、
前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子と前記第1の電位供給部との間に前記第1導電型トランジスタの第1被制御端子と第2被制御端子が接続され、
前記第1被制御端子は前記第1の電位供給部に接続され、
前記バイポーラトランジスタのコレクタ端子と前記第2被制御端子と前記制御端子とは、互いに接続され、
前記制御電圧は、前記第2被制御端子に発生する
ことを特徴とする請求項3に記載の駆動回路。 - 請求項1乃至4のいずれか1項に記載の駆動回路を備えたことを特徴とする駆動装置。
- 請求項5に記載の駆動装置を備えた露光用プリントヘッドを有することを特徴とする画像形成装置。
- 基準電圧出力端子を有し、基準電圧を生成して前記基準電圧出力端子から出力する基準電圧発生回路と、
前記基準電圧が入力され、被駆動素子を前記基準電圧に応じた駆動量で駆動させる駆動回路部と
を備え、
前記基準電圧発生回路は、
第1の電圧を生成するレギュレータ電圧発生部と、
第1の電位供給部と第2の電位供給部とから電位が供給され、前記第1の電圧及び温度に応じた第2の電圧を生成する温度補償部と、
前記第2の電圧を増倍して前記基準電圧を生成し、前記基準電圧を前記基準電圧出力端子に供給する電圧増倍部と
を備え、
前記温度補償部は、前記第2の電圧の温度係数として正の温度係数を与える温度補償回路であって、前記温度補償回路の前記正の温度係数は、前記第1の電圧に応じて設定され、
前記電圧増倍部は、前記温度補償回路の前記正の温度係数とは独立に、前記基準電圧を設定する
ことを特徴とする駆動回路。
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