JP5569749B2 - モータ - Google Patents

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Description

本発明は、自動車やトラック等に搭載され、また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能なモータに関する。
３相交流モータは従来より広く使用されている。図１１６はその概略的な構成を示す縦断面図の例である。８１１はモータ出力軸、８１２はロータコア、８１７および８１８はロータ表面に取り付けられたＮ極永久磁石およびＳ極永久磁石、８１３は軸受け、８１４はステータコア、８１５は巻線のコイルエンド、８１６はモータケースである。
図１１７は図１１６の断面ＡＡ−ＡＡを示す横断面図である。このモータは、３相交流、２極、１２スロットであり、巻線は全節巻、分布巻きである。ステータの歯は円周方向に、８２１、８２２、８２３、８２４、８２５、８２６、８２７、８２８、８２９、８２Ａ、８２Ｂ、８２Ｃである。各歯に挟まれた各スロットには３相の巻線が巻回され、Ｕ相巻線は８２Ｑから８２Ｋへ巻回する巻線と８２Ｄから８２Ｊへ巻回する巻線とであり、
Ｖ相巻線は８２Ｇから８２Ｐへ巻回する巻線と８２Ｈから８２Ｎへ巻回する巻線であり、
Ｗ相巻線は８２Ｌから８２Ｆへ巻回する巻線と、８２Ｍ、８２Ｅへ巻回する巻線である。各巻線のピッチは電気角で１８０°のピッチとなっている。
図１１８は巻線図であり、横軸にステータの回転方向の各位置を電気角角度で示している。なお、このモータは２極のモータの例なので機械角と電気角は一致している。ＵはＵ相巻線の端子でＵ相電流Ｉｕが通電され、ＶはＶ相巻線の端子でＶ相電流Ｉｖが通電され、ＷはＷ相巻線の端子でＷ相電流Ｉｗが通電され、Ｎは３相Ｙ結線の中性点である。８３１はＵ相巻線の渡り線、８３２はＶ相巻線の渡り線、８３３はＷ相巻線の渡り線である。
図１１９は３相巻線の結線図で、星形結線である。８３４はＵ相巻線、８３５はＶ相巻線、８３６はＷ相巻線である。図１１６から図１１９に示した表面磁石型のブラシレスモータは優れたモータとして広く活用されている。しかし、さらなる高性能化、小型化、低コスト化の観点では、用途にもよるが以下に示すような問題点がある。モータの基本的な特性として、力Ｆはフレミングの法則で表され、トルクＴは次式で表される。
Ｆ＝ＢＩＬ
Ｔ＝ＦＲ
ここで、Ｉは作用する電流、Ｌは有効に作用する巻線の長さ、Ｒはロータの半径である。
図１１７に示すモータの場合、歯の部分の磁性鋼板の最大磁束密度Ｂmax＝２[Ｔ]とし、ステータとロータの間のエアギャップ部近傍のスロットの円周方向長Ｗｓと歯の円周方向長Ｗｔが同一であると仮定すると、モータのトルクとして作用する平均磁束密度は１[Ｔ]となる。従って図１１７に示すモータの問題として、磁性材料として得られる最大磁束密度Ｂmax＝２[Ｔ]が十分に活用されていないという問題がある。モータの小型化の観点ではそのピークトルクが重要な特性であるが、ピークトルクも同じ観点で不十分である。
ステータの問題としては、図１１７から推察されるように、スロットの開口部が狭く、巻線の巻回のし難さから巻線の占積率が低くなるためトルクが低下する問題が有り、コイルエンドのロータ軸方向長さが長くなるためモータが大型化する問題が有り、巻線の生産性も低くなるため生産コストの問題がある。
図１１７に示すロータの問題としては、ロータ強度の問題およびその遠心力強度から最大許容回転数の問題がある。永久磁石８１７、８１８に作用する遠心力に耐えられる構成とする場合にはその補強コストの問題が発生する。モータの出力Ｐｏｕｔはトルクと回転角速度ωｍの積として表されるので、回転数制約は出力の制約となる問題がある。
また、表面磁石型のブラシレスモータの場合、界磁弱め制御が難しく、界磁制御による定出力制御が難しいという問題がある。
高性能な永久磁石型のブラシレスモータには、ネオジムＮｄ、鉄Ｆｅ、ボロンＢで構成されるいわゆる希土類磁石が一般的に使用されているが、高価な材料であり、コストの問題がある。特に近年では、資源枯渇の問題としても注目され、懸念されている。
また、モータは色々な負荷条件で使用され、電気自動車、ハイブリッド自動車などでは、最大トルクは大きく必要とするが、通常運転時は比較的軽負荷であって、軽負荷時のモータ効率が自動車の燃費として強く作用する。モータ効率の観点で、電流が巻線に流れることによるジュール損、界磁磁束が回転することに伴う鉄損、軸受けなどで発生する機械損があり、軽負荷では永久磁石界磁に伴う鉄損が問題となる運転領域も少なくない。特にモータが連れ回りをし、トルクを発生する必要のない運転領域では鉄損成分トルクが「引きづりトルク」とも言われ、永久磁石の磁束の存在そのものが問題になることもある。
図１１８の巻線図に示すように、全節巻、分布巻きであり、各巻線の配置が複雑で製作が難しいという問題、巻線の占積率が低下する問題、巻線の交差によりコイルエンド部が軸方向に長くなる問題などがある。
図１１９は前記モータを３相インバータで駆動する場合の構成を示している。８４Ｄはバッテリなどの直流電源、８４１、８４２、８４３、８４４、８４５、８４６はパワートランジスタ、８４７、８４８、８４９、８４Ａ、８４Ｂ、８４Ｃは各パワートランジスタに並列に配置されたダイオードである。８３４はＵ相巻線、８３５はＶ相巻線、８３６はＷ相巻線である。パワートランジスタ等が多く必要であり、そのコストの問題がある。また、巻線へ電流を供給するときに、２個のトランジスタが直列に接続されているので、トランジスタのオン損失に起因するインバータ効率の問題がある。当然であるが、モータとインバータを含む制御装置とがセットで、その性能、大きさ、コストの点で競争力が求められている。
他の従来モータの横断面図を図１２０に示す。スイッチトリラクタンスモータと言われるモータで、ステータに６個の磁極である歯、ロータに４個の磁極を持っている。多くの研究が成されているが、まだ実用化の例は少ない。
８６１はＡ相のステータ磁極であり、Ａ相の巻線８６７、８６８を図のシンボルで示す正負の方向に破線８６Ｎで示すように８６１へ集中して巻回する。８６４は負のＡ相のステータ磁極であり、Ａ相の巻線８６Ｅ、８６Ｄを図のシンボルで示す正負の方向に破線８６４で示すように８６４へ集中して巻回する。この２つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。図１２０に示すロータ回転位置θｒでＡ相の電流を流すと、矢印８６Ｍで示す磁束が発生し、吸引力が発生し、反時計回転方向ＣＣＷへトルクが発生する。
８６３はＢ相のステータ磁極であり、Ｂ相の巻線８６Ｂ、８６Ｃを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように８６３へ集中して巻回する。８６６は負のＢ相のステータ磁極であり、Ｂ相の巻線８６Ｊ、８６Ｈを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように８６６へ集中して巻回する。この２つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。
８６５はＣ相のステータ磁極であり、Ｃ相の巻線８６Ｇ、８６Ｆを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように８６５へ集中して巻回する。８６２は負のＣ相のステータ磁極であり、Ｃ相の巻線８６９、８６Ａを図のシンボルで示す正負の方向に破線で示すように８６２へ集中して巻回する。この２つの巻線は、電流の方向が一致するように、渡り線で直列に接続する。
図１２０に示すモータは、ロータ８６Ｌの回転位置θｒに応じてＡ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流を順次通電して、総合トルクとして連続トルクを生成する。Ａ相電流の向きは、２つの巻線の電流方向を同時に逆向きにしても、軟磁性体の吸引力でトルクを発生させるので、トルクの方向は変わらない。Ｂ相電流、Ｃ相電流についても同様である。ただし、ロータの鉄損を小さくするためには、ロータ磁極の交番回数を少なくするため、通常、図１２０に示す電流方向が知られている。
図１２０に示すスイッチトリラクタンスモータは、永久磁石を使用せず低コストであり、ステータの巻線は集中巻きで簡素な構成であり、ステータの突極とロータの突極とに作用する磁束は電磁鋼板の飽和磁束密度で作用するので高磁束密度の電磁気作用でのトルクを利用でき、また、ロータが堅牢なので高速回転が可能であると言う特徴がある。
図１２０に示すスイッチトリラクタンスモータの問題点は、回転に伴ってステータとロータ間に作用するラジアル力が、円周方向に９０°異なる位置へ変化するため、また、駆動電流がスイッチ的に作用させるため、特にステータのラジアル方向変形が大きく、振動、騒音が大きい問題がある。巻線の使用効率については、トルクを発生するために通電する電流が図１２０に図示する１２個の巻線の内の４個の巻線に通電され、４／１２＝１／３の巻線使用効率であり使用効率が低く、結果として巻線の発熱であるジュール損が大きくなる問題がある。
図３は図１２０のモータを駆動するインバータの例である。８７１、８７２、８７３、８７４、８７５、８７６はパワートランジスタ、８７７、８７８、８７９、８７Ａ、８７Ｂ、８７Ｃは各パワートランジスタと各巻線８７Ｄ、８７Ｅ、８７Ｆに逆並列に配置されたダイオードである。各パワートランジスタをオンさせて直流電源８４Ｄへ電気エネルギーを各巻線へ供給し、各パワートランジスタをオフさせた時には磁気エネルギーを直流電源８４Ｄへ返す。また、各トランジスタと巻線を介してフライホイール電流を流すこともできる。ここで、巻線８７ＤはＡ相の巻線８６７、８６８と８６Ｅ、８６Ｄとを渡り線で直列に巻回した巻線である。巻線８７ＥはＢ相の巻線８６Ｂ、８６Ｃと８６Ｊ、８６Ｈとを渡り線で直列に巻回した巻線である。巻線８７ＦはＣ相の巻線８６Ｇ、８６Ｆと８６９、８６Ａとを直列に巻回した巻線である。
特開２００５−１１０４３１号公報 特開２００２−２７２０７１号公報
スイッチトリラクタンス機の卵形線図と誤差要因に関する考察、電気学会論文誌、産業応用部門D、１２３巻２号、２００３年、ｐ８２〜８９、千葉明、深尾正著
上述したように従来のモータは、ステータ、ロータ、巻線等の機械構造的に高コスト、低性能及び大型化となり、また、インバータ等の制御回路においても高コスト、大型化となり、このため全体として高コスト、低性能及び大型化となる問題が生じていた。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、低コスト化、高性能化及び小型化を図ることができるモータを提供することを目的とする。
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明は、電気角で３６０°の間に、ステータの任意に定められるＭ個のステータ磁極と、ステータの磁極間の各スロットに電気角でほぼ１８０°ピッチに巻回した各相の巻線と、電気角で３６０°の間にロータの前記Ｍ個と個数が異なって任意に定められるＫ個のロータ磁極と、直流の電圧ＶＭを供給する直流電源ＰＳ１と、前記電圧ＶＭより大きな電圧である回生電圧ＶＨを供給する直流電源ＰＳ２と、前記各相の巻線へ前記直流電源ＰＳ１を使用して一方向の電流を増加させ、前記直流電源ＰＳ２を使用して一方向の電流を減少させ通電する各相の電流制御手段とを備え、前記各相の巻線の片端は前記直流電源ＰＳ１に接続し、前記巻線の他端にダイオードのアノードを接続し、前記ダイオードのカソードを前記直流電源ＰＳ２に接続するものであり、前記直流電源ＰＳ１の正極にコレクタが接続され且つ前記各相の巻線の片端にエミッタが接続されるスイッチング素子と、前記直流電源ＰＳ１の負極にアノードが接続され且つ前記各相の巻線の片端にカソードが接続される第２ダイオードとを備え、
前記直流電源ＰＳ１及びＰＳ２から前記各相の巻線への電流の通電経路は、３個以上の並列な通電経路を持っていて、前記電流制御手段で２個以上同時で並列に電力を供給し、前記直流電源ＰＳ２を使用して一方向の電流を減少させる場合は、前記スイッチング素子をオフして巻線間電圧を（前記直流電源ＰＳ２の高電圧−前記直流電源ＰＳ１の低電圧）となるようにしたことを特徴とする。ここで、Ｍは６以上の整数で、Ｋは２以上の整数である。
この構成によれば、モータはロータに高価な永久磁石を使用しないので安価である。また、ハイブリッド自動車の電気駆動モータとして使用して高速走行を内燃機関エンジンだけで走行する場合、モータが連れ回るのでモータの鉄損が問題となるが、本発明モータには永久磁石を使用していないので、いわゆる引きずりトルクと言われる鉄損の問題がない。また、鉄の飽和磁束密度である約２．０Ｔという高い磁束密度で作用し高トルクを発生することができる。また、ロータが堅牢なので、高速回転までの駆動が可能であり、高いパワー出力を得ることができる。各巻線は隣接する円周方向隣の両方のステータ磁極の駆動へ使用することが可能であり、使用効率が良い。これは具体的には、スイッチトリラクタンスモータに比較して巻線抵抗を１／２に低減することができる。ただし、コイルエンド部の巻線長は、やや長くなるという問題がある。
ステータの各相巻線に通電する電流は片方向電流であり、交流電流ではないので、電流制御手段としてのインバータを簡素化することができる。各ステータ磁極の磁束も、それぞれが片方向の磁束であり、ステータの鉄損を低減することができる。また、前記のように各巻線の結線はそれぞれの巻線が独立していて、その巻線の両隣のステータ磁極の駆動に使用することができる。巻線が兼用できるのでその電流を通電するパワートランジスタも共用でき、各パワートランジスタの稼働率も２倍にでき、パワートランジスタの電流容量を１／２にできる。例えば、Ｍ＝６、Ｋ＝４の時、巻線の数は３である。３個の巻線へ３個のトランジスタで、それぞれ独立に直流電流をオン、オフする制御で駆動する場合、ロータ磁極が回転してさしかかるステータ磁極の両隣の巻線へ同時に給電してトルクを発生することができる。３個のトランジスタでモータを回転駆動でき、しかも、３個中の２個のトランジスタで、２つの給電経路でモータへ給電することができる。通常の３相交流インバータは６個のトランジスタを使用して、給電経路が平均して１経路であることに比較して、（２経路給電）／（３個のトランジスタ）＝２／３と（１給電経路）／（６個のトランジスタ）＝１／６との比較となり、インバータの電流容量を１／４に低減できることになり、インバータの大幅な小型化、低コスト化、軽量化が可能である。この時、前者の駆動方法では、トランジスタの耐電圧が大きめになることには注意を要する。
また、３個の片方向電流を６個のトランジスタで制御するインバータの場合も、同様の理由で、電流容量を１／２にすることができ、インバータの大幅な小型化、低コスト化、軽量化が可能である。
なお、巻線の結線については、従来の３相交流モータの場合星形結線が良く用いられ、１相の電流が他の相の電流へも影響し、各巻線の電流を独立には制御できない構成となっている。また、各歯に巻線を集中巻きした従来のスイッチトリラクタンスモータは、隣接した２つのスロットへ巻線を巻回するので、その２つのスロットの電流を独立に制御することはできない。本発明モータは、従来モータでは制約されていた点が解消できている。
請求項２に記載の発明は、電気角３６０°の間の前記各ステータ磁極の磁極数であるＭの値が６で、前記各ロータ磁極の磁極数であるＫの値が４であることを特徴とする。
この構成によれば、巻線構成は、全節巻で集中巻の構成の巻線構成、環状の巻線構成、内外径に２個のモータを配置し、内外径の２個のステータのスロット間に巻線を巻回し、いわゆるトロイダル巻線とする巻線構成などが可能である。３相の直流電流のモータの構成とすることができる。また、同時に複数の電力供給経路を構成でき、モータ制御装置を低コストに構成することができる。
本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻き、片方向電流のモータで、電気角３６０°の間に４個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 図１のモータ巻線と組み合わせた本発明制御装置の例である。 図１のモータ巻線と組み合わせた本発明制御装置の例である。 図１のモータがＣＣＷのトルクを発生するときのロータ回転に伴う電流と磁束を示す図である。 本発明モータの電流とトルクの関係を示す図である。 図４のモータのロータ回転位置θｒと各巻線の電流およびＣＣＷ方向のトルクの関係を示す図である。 図１のモータが制動トルクを発生するときのロータ回転に伴う電流と磁束を示す図である。 図７のモータのロータ回転位置θｒと各巻線の電流およびＣＷ方向の制動トルクの関係を示す図である。 本発明の実施形態である３相のモータで、電気角３６０°の間に２個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置とを示す図である。 図９のモータを８極に多極化したモータのステータコアとロータコアの横断面を示す図である。 図９のモータがＣＣＷのトルクを発生するときのロータ回転に伴う電流と磁束を示す図である。 図１１のモータのロータ回転位置θｒと各巻線の電流およびＣＣＷ方向のトルクの関係を示す図である。 ステータをＳで示し、ロータをＲで示し、横軸をステータ磁極の数Ｍと縦軸をロータ磁極の数Ｋとの組み合わせをＳＭ−ＲＫのモータ形式として示した表である。 本発明の実施形態である３相、環状巻、片方向電流のモータで、電気角３６０°の間に４個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置を示す図である。 径方向に外径側モータと内径側モータとの２個のモータを複合的に配置し、両モータのステータを両モータの間に配置し、両モータのスロット間に同相の巻線を相互に配置した構成の本発明の実施形態である３相、８極の複合モータの横断面である。 図１５のモータに対し、両モータの円周方向位相が電気角で１８０°異なっている構成の本発明の実施形態である３相、８極の複合モータの横断面である。 図１のステータに比較し歯の先端部を２個に分けたステータで、１０個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 図１のステータに比較し歯の先端部を３個に分けたステータで、１６個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 図１のモータに集中巻の界磁巻線を付加した３相のモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 図１のモータに全節巻の界磁巻線を付加した３相のモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 界磁巻線の電流制御装置と、発電機として使用する場合の巻線と整流回路とを示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻きのモータで、ステータ磁極の先端部に永久磁石を配置し、電気角３６０°の間に４個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻きのモータで、ステータ磁極の先端部に永久磁石を配置し、電気角３６０°の間に４個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻きのモータで、ステータ磁極の先端部に永久磁石を配置し、電気角３６０°の間に２個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻きのモータで、ステータ磁極の先端部に永久磁石を配置し、電気角３６０°の間に２個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 永久磁石の界磁の強さＨと磁束密度Ｂとの関係を示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻きのモータで、ステータ磁極の軟鉄部の内部に永久磁石を配置し、電気角３６０°の間に２個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 ステータ磁極の軟鉄部の内部に配置する永久磁石の形態の例を示す図である。 ステータ磁極の軟鉄部の内部に配置する永久磁石の形態の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻きのモータで、ステータのバックヨーク部に永久磁石を配置し、電気角３６０°の間に４個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻きのモータで、ステータ磁極の一部に永久磁石を配置し、電気角３６０°の間に２個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、集中巻き、片方向電流のモータで、ロータの表面に１０極の永久磁石磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である４相、集中巻き、片方向電流のモータで、ロータの表面に１２極の永久磁石磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である５相、集中巻き、片方向電流のモータで、ロータの表面に１６極の永久磁石磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置および磁束の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、集中巻き、片方向電流のリニアモータで、電気角３６０°のスライダーの間に４個の磁極を備えるリニアモータの縦断面と横断面とを示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻き、片方向電流のモータで、電気角３６０°の間に３個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置の例を示す図である。 本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻き、片方向電流のモータで、電気角３６０°の間に５個のロータ磁極を備えるモータの横断面と各相の巻線配置の例を示す図である。 図１に示したモータに比較し、ロータ磁極の円周方向幅を変えた例、スロットの開口部形状を変えた例、ロータ磁極内部にスリットを配置した例を示す図である。 ステータをＳで示し、ロータをＲで示し、横軸をステータ磁極の数Ｍと縦軸をロータ磁極の数Ｋとの組み合わせを示すモータ形式ＳＭ−ＲＫが８Ｓ４Ｒの例の横断面を示す図である。 モータ形式が８Ｓ６Ｒで環状巻線であるモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１０Ｓ４Ｒのモータの横断面を示す図である。 図４１のモータのスロット開口部を小さくし、ロータ磁極の円周方向幅を大きくしたモータの横断面を示す図である。 図４２のモータのロータを２分割したモータの横断面を示す図である。 図４３のモータの２分割したロータ片の相対的位置関係を変更したモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１０Ｓ６Ｒのモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１０Ｓ８Ｒのモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１２Ｓ１０Ｒのモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１４Ｓ４Ｒのモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１４Ｓ６Ｒのモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１４Ｓ８Ｒのモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１４Ｓ１０Ｒのモータの横断面を示す図である。 モータ形式が１４Ｓ１２Ｒのモータの横断面を示す図である。 図１のモータに対し、ステータ磁極幅とロータ磁極幅とが大きいモータの横断面を示す図である。 図９の６Ｓ２Ｒのモータへ円周方向幅の小さい補助突極磁極を付加したモータの横断面を示す図である。 図５４のモータを８極に多極化したモータのステータコアとロータコアの横断面を示す図である。 図５３のモータの各ロータ回転位置θｒにおいて、ＣＣＷのトルクを発生する電流と磁束を示す横断面図である。 図５６のモータのロータ回転位置θｒと各巻線の電流およびＣＣＷ方向のトルクの関係を示す図である。 本発明モータのステータ磁極幅、スロット開口部幅、ロータの主突極磁極幅、ロータの補助突極磁極幅の関係を示すモータ横断面図である。 円周方向に隣接するロータ磁極が相反する方向へのトルクを発生しない条件を示すモータ横断面図である。 ロータの主突極磁極幅Ｈｍと補助突極磁極幅Ｈｈとスロット開口部幅Ｈｓとの好ましい関係を示す表である。 ロータの形状を機械的に変形する例を示す図である。 ロータの形状を機械的に変形する例を示す図である。 主突極磁極と補助突極磁極との円周方向配置が非対称な構造のモータ横断面図である。 モータ形式が１２Ｓ８Ｒのモータの横断面を示す図である。 図１のモータを２倍に多極化し、１／２のロータ磁極を円周方向にシフトしたモータの横断面図である。 ステータ磁極あるいはロータ磁極をスキューした構成あるいは変形した形状の例を示す図である。 ステータ磁極のロータに面する形状とロータ磁極のステータに面する形状とそれらの間に発生できるトルクの関係を示す図である。 ステータ磁極のロータに面する形状とロータ磁極のステータに面する形状とそれらの間に発生できるトルクの関係を示す図である。 スロット内の巻線配置と巻線形状の図である。 ロータ磁極の円周方向側面、ロータ軸方向側面に導体を配置する構成の例を示す図である。 ロータ磁極の円周方向端あるいはロータ軸方向端の軟磁性体内部へ導体を配置する構成の例を示す図である。 ステータコアのロータ軸方向端に軟磁性体を付加する構成を示す図である。 ステータコアのロータ軸方向端に軟磁性体と永久磁石とを付加する構成を示す図である。 ステータコアを磁気的に負バイアスをすることにより通過可能な磁束量を増加する磁気特性を示す図である。 ステータコアのロータ軸方向端に軟磁性体とバイアス用励磁電流を通電する巻線とを付加する構成を示す図である。 スロットの開口部へ永久磁石を、ステータ磁極を通過する磁束とは反対方向となるような方向に配置する構成を示す図である。 ロータ磁極のロータ軸方向端に軟磁性体を付加する構成を示す図である。 ステータ磁極とロータ磁極の間のエアギャップを等価的に小さくする構成を示す図である。 ロータ磁極へ巻線を追加し、ブラシとロータに取り付けたスリップリングを介して給電する構成を示す図である。 本発明モータの巻線を接触器により切り替えることにより、広範囲な回転数範囲の運転を実現する方法を示す図である。 スロット内の巻線線径を選択して電流密度の分布を変える方法、高磁束密度材の使用などによるスロット開口部近傍の漏れ磁束を低減する方法を示す図である。 従来の３相交流モータのスロットと巻線配置の関係を示す図である。 図８２のモータのコイルエンド近傍の形状を示す縦断面図である。 本発明の３相、４極のモータのロータ軸方向側面とコイルエンド部の巻線配置を示す図である。 本発明の３相、６極のモータのロータ軸方向側面とコイルエンド部の巻線配置を示す図である。 図８４のモータのＡＥ−ＡＥ断面の縦断面図である。 図８４のモータのＡＦ−ＡＦ断面の縦断面図である。 本発明モータのスロットのロータ軸方向端近傍のコア形状と巻線形状を示す図である。 図８６、図８７、図８８に示すステータをロータ軸方向から見た側面図である。 ステータコアを４分割する構成の本発明モータを示す図である。 図１５に示すモータの縦方向断面図の例である。 図９１のモータのステータとロータ支持構造について、それぞれを軸受けで軸方向の両側で支持する構成の縦断面図である。 図９２のモータにモータケースＥ１Ｄを付加した構成のモータの縦断面図である。 図５２のモータの各巻線をバイファイラ巻き、あるいは、並列した２つのコイルとした構成のモータの横断面図である。 図９４のモータを３個のパワートランジスタで駆動する制御装置の構成を示す図である。 図９４のモータを３個のパワートランジスタで駆動する制御装置の構成を示す図である。 図９４のモータを３個のパワートランジスタで駆動する制御装置の構成を示す図である。 本発明の３相のモータを駆動する制御装置の構成を示す図である。 ステータコアの側面に軟鉄と永久磁石を配置してロータとステータを通る磁束の量を制限する構成を示す図である。 スロットの開口部へ配置した永久磁石の磁束によりロータとステータを通る磁束の量を制限する構成を示す図である。 ８個のパワートランジスタで構成する制御装置と３相のモータの巻線の構成を示す図である。 １２個のパワートランジスタで構成する制御装置と３相のモータの巻線の構成を示す図である。 本発明の３相のモータで、ロータ磁極幅を７５としてラジアル方向吸引力の回転に伴う変化を緩やかに行う方法を示す図である。 図１０３のモータの各相巻線の電流とトルクを示す図である。 図１のモータのロータ磁極幅を４５°とし、ラジアル方向吸引力の回転に伴う変化を緩やかに行う方法を示す図である。 図１０５のモータの各相巻線の電流とトルクを示す図である。 本発明のモータの電流と電圧とを各巻線の鎖交磁束情報を使用して精密で高速に制御する制御装置の構成を示す図である。 モータを電流Ｉと電圧Ｖと各巻線の磁束鎖交数Ψと回転角速度ωｒで表現することを示す図である。 モータの各巻線電流Ｉと各ロータ回転角θｒの条件におけるモータの磁束鎖交数のデータをイメージとして示す表である。 モータの各トルクＴと各ロータ回転角θｒの条件におけるモータの磁束鎖交数Ψ、電流、電圧等のデータをイメージとして示す表である。 図１０７の制御装置へ、トルクの指令値からトルクの測定値を差し引いてフィードバックする構成を加えた制御装置の構成を示す図である。 低速回転では主突極磁極と補助突極磁極とで交互にトルクを発生し、高速では主突極磁極でトルクを発生する構成を示す図である。 低速回転では主突極磁極と補助突極磁極とで交互にトルクを発生し、高速になるに従い徐々にトルクの負担比率を変える特性を示す図である。 ロータ回転位置θｒと巻線の電流値と鎖交磁束の関係を示す図の例である。 図１等の本発明の３相のモータの各巻線のインダクタンス特性例を示す図である。 従来のモータの縦断面を示す図である。 従来のモータの横断面を示す図である。 図１１６、図１１７のモータの巻線図である。 ３相交流インバータの構成と３相交流モータの結線関係を示す図である。 従来のスイッチトリラクタンスモータの巻線の構成と磁束の例を示す図である。
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。本発明の実施形態のモータを図１に示す。Ａ０１、Ａ０２、Ａ０３、Ａ０４、Ａ０５、Ａ０６はステータ磁極であり、ステータ磁極の数Ｍは６である。Ａ０７、Ａ０８、Ａ０９、Ａ０Ａ、Ａ０Ｂ、Ａ０Ｃは、ステータ磁極に挟まれた各スロットである。Ａ０ＤとＡ０ＧはＡ相巻線であり破線で示すＡ０Ｌはコイルエンド部の巻線経路を示している。巻線経路Ａ０Ｌは円状のバックヨークの片側に配置しているが、半分ずつ両側へ配置することもできる。各相の巻線には、電流のシンボルで示しているように、そのシンボルの方向の片方向電流を通電して制御する。則ち、交流ではなく、直流電流制御である。この巻線は、電気角１８０°ピッチで全節巻で巻回し、それぞれ１個のスロットに集中して巻回しているので集中巻きである。Ａ０ＦとＡ０ＪはＢ相巻線であり破線で示すＡ０Ｍはコイルエンド部の巻線経路を示している。Ａ０ＨとＡ０ＥはＣ相巻線であり破線で示すＡ０Ｎはコイルエンド部の巻線経路を示している。
Ａ０Ｚはロータ軸である。ロータはＡ０Ｋで示す突極状のロータ磁極を円周上に４個等間隔に配置している。ロータ磁極の数Ｋは４である。図１ではステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅は、共に、電気角で３０°の例を示している。Ａ相の正の巻線中心からロータ磁極の反時計回転方向の端部までの角度をロータ回転位置θｒとする。
ここで、本発明で記述するモータのモデル形式に関する呼称方法について定義する。ステータ磁極の数Ｍで、ロータ磁極の数Ｋの場合、ＭＳＮＲと呼称することとする。具体的な例として、ステータ磁極の数Ｍ＝６で、ロータ磁極の数Ｋ＝４の場合、モータのモデル形式を６Ｓ４Ｒと呼称することとする。
図１のロータ回転位置θｒで反時計回転方向ＣＣＷのトルクＴを生成する場合、巻線シンボルの通り、Ａ相巻線Ａ０Ｄへ紙面の表側から紙面の裏側へ、Ａ相巻線Ａ０Ｇへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Ｉａを通電し、Ｃ相巻線Ａ０Ｈへ紙面の表側から紙面の裏側へ、Ｃ相巻線Ａ０Ｅへ紙面の裏側から紙面の表側へ直流電流Ｉｃを通電することにより、太線の矢印Ａ０Ｐで示す磁束が誘起され、ロータに反時計回転方向のトルクが生成する。この時、Ｂ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへは電流Ｉｂを流さない。また、太線の矢印Ａ０Ｐで示す磁束と直角な方向、すなわち、ステータ磁極Ａ０２、Ａ０３とＡ０５、Ａ０６の方向へは、電流ＩａとＩｃの起磁力が相殺しているので、磁束が発生しない。電流ＩａとＩｃの大きさが異なる場合は、その差分に比例した起磁力が作用するので、矢印Ａ０Ｐで示す磁束と直角な方向へ磁束が誘起する。
Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の巻線の各電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃに通電する制御装置の例を図２、図３に示す。各巻線の電流は直流であり、片方向電流なので、例えば、図２のように簡素な構成のインバータ（電流制御手段）とすることができる。５６１、５６２、５６３はそれぞれＡ相、Ｂ相、Ｃ相の巻線、５６４、５６５、５６６は電流を通電するトランジスタ、５６７、５６８、５６９はダイオードである。ダイオード５６７、５６８、５６９により集めた回生電流はコンデンサ５６Ｃへ充電し、ＤＣ−ＤＣコンバータであるトランジスタ５６Ａ、チョークコイルＬｄｃｃ、ダイオード５６Ｂにより電圧変換して直流電源５３Ａへ充電する。このＤＣ−ＤＣコンバータは良く使用されている一般的な構成であり、コンデンサ５６Ｃへ充電された電荷をトランジスタ５６ＡによりチョークコイルＬｄｃｃへ電流Ｉｒｃを通電し、この状態でトランジスタ５６Ａをオフする。この時、チョークコイルＬｄｃｃにたまった磁気エネルギーは、ダイオード５６Ｂを使用して電流Ｉｒｃの形で直流電源５３Ａへ充電することが出来る。ＶＭは直流電源５３Ａの電圧である。このようにしてモータの運動エネルギー、モータの磁気エネルギーを回生し、効率良く直流電源５３Ａへ回生する。
なお、図２の回生電圧ＶＨは、求められる回生特性に応じて設定することが可能である。特に、多極の本発明モータを高速で回転し使用する場合、電流を減少する時間の短縮が必要となる。電流の減少は巻線の磁気エネルギーの回生を意味し、前記回生電圧ＶＨが大きいほど電流減少時間を短縮できる。また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ等の変形も可能である。各トランジスタを保護するスナバ回路、逆方向電流阻止用のダイオードの追加なども必要に応じて行うことができる。
他の例として、図３は６個のトランジスタで３個の巻線の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを制御するインバータである。８４Ｄは直流電圧電源である。図１のＡ相巻線、Ｂ相巻線、Ｃ相巻線は図３の巻線８７Ｄ、８７Ｅ、８７Ｆに相当する。例えば、巻線８７Ｄへ電流を流す場合はトランジスタ８７１と８７２を制御して直流電圧の印加、回生、フライホイールの制御が可能である。８７７、８７８のダイオードは、巻線８７Ｄへ電流を通電中に、両トランジスタ８７１、８７２をオフすることにより、巻線８７Ｄのエネルギーを電源へ回生することができる。この時片方のトランジスタ、例えばトランジスタ８７２だけをオンすれば、巻線８７Ｄ、トランジスタ８７２、ダイオード８７８のループでフライホイール電流を流すこともできる。Ｂ相巻線８７Ｅ、トランジスタ８７３、８７４、ダイオード８７９、８７Ａについても同様な制御ができる。Ｃ相巻線８７Ｆ、トランジスタ８７５、８７６、ダイオード８７Ｂ、８７Ｃについても同様な制御ができる。ただし、各３相巻線へは片方向の電流しか通電できない。また、モータの都合などにより各トランジスタへ負の電圧が印加される恐れがある場合は、図２のダイオード５６Ｄに示すような保護ダイオードを、各トランジスタへ追加しても良い。本発明で他に示す片方向電流駆動用のインバータについても同様である。
また、図３のインバータにおいても、電流の減少時間を短縮するため、各ダイオードの接続先の電源を直流電源８４Ｄとは別の電源とし、回生電圧を大きくすることも可能である。
次に、ロータの回転位置θｒと各相巻線へ通電する電流について、反時計回転方向へ回転する場合の例を図４に示し説明する。図４の（ａ）は、図１と同じ回転位置θｒ＝３０°であり、前記のように、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧとＣ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅへ直流電流ＩａとＩｃを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向ＣＣＷのトルクＴを発生する。この時、Ｂ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへは通電しない。なお、図４の（ａ）の紙面で水平方向、すなわち、Ｂ相巻線Ａ０ＦからＡ０Ｊの方向への起磁力は、前記電流ＩａとＩｃとが逆方向に作用し、相殺しているので、水平方向の磁束は励磁されない。また、この時、Ｂ相電流Ｉｂは零であるが、Ｂ相巻線の電圧Ｖｂは、矢印で示す磁束φがＢ相巻線に鎖交しており、電圧Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄφ／ｄｔが発生する。ここで、Ｎｗは巻線の巻回数である。
図４の（ｂ）は、回転位置θｒ＝４５°であり、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧとＢ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへ直流電流ＩａとＩｂを通電し、矢印で示す磁束φを誘起し、反時計回転方向のトルクＴを発生する。Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅへは通電しない。
図４の（ｃ）は、回転位置θｒ＝６０°であり、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧとＢ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへ直流電流ＩａとＩｂを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクＴを発生する。Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅへは通電しない。
図４の（ｄ）は、回転位置θｒ＝３０°であり、Ｂ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０ＪとＣ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅへ直流電流ＩｂとＩｃを通電し、矢印で示す磁束を誘起し、反時計回転方向のトルクＴを発生する。Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０Ｇへは通電しない。このように、ロータ回転位置θｒにより通電する巻線を変えながら、連続的に回転トルクを得ることができる。トルク発生は、磁気的にロータ磁極を吸引するステータ磁極の円周方向の両側のスロットの巻線へ決められた方向の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電することにより、ステータ磁極とロータ磁極の間に磁束φを発生させ、回転トルクＴを得ている。
この時、特徴的なことは、各巻線の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃが片方向電流で、かつ、各巻線とその電流が２つの異なる電磁気的作用に関わっていて兼用していることである。そして、２つの巻線が２つの独立した電力の供給経路となっていて、それぞれの巻線が独立して同時に直流電源からモータへ電力を供給している。各巻線が２個のステータ磁極の駆動に兼用できるということは、その巻線の電流を駆動するパワートランジスタも兼用できるということでもある。また、リラクタンストルクは、磁束の方向に関係なく同一方向の吸引力を発生する特徴も活かしている。これらの結果、後に示す、モータの小型化、制御装置のパワートランジスタの電流容量の低減を可能としている。そして、これらの特徴は、図１に示したモータ以外の後に示す他のモータ形式へも適用できる。
なお、本発明のモータは、両方向へ電流を通電できる両方向電流制御手段でも、当然、制御することができ、本発明は両方向電流制御手段を排除するものではない。後で述べるように、正負の両方向の電流を通電することにより、平均モータ出力トルクの向上、モータのピーク出力トルクの向上、モータの定出力特性の改善などが可能な場合もある。
次に、このモータの発生するトルクＴについて定性的に考える。自動車用のモータにおいて、通常運転においてはモータに求められるトルクは最大トルクの１／２以下であって、最大トルクを使用する頻度は低く、最大トルク時のモータ効率はさほど問題にならない用途が少なからずある。このような用途でのモータの小型化、低コスト化は、最大トルクの特性が重要である。
今、トルク特性について、ステータの歯とロータの突極が相互に対向している部分の軟磁性体が磁気飽和していない線形動作領域Ａａと磁気飽和している非線形動作領域Ａｓとに分けて、図１のモータモデルで、ロータ回転位置θｒ＝３０°近傍で考える。
軟磁性体の磁気的な線形動作領域Ａａで、磁束密度をＢｘ、各相の巻線巻回数Ｎｗ、Ａ相巻線とＣ相巻線のそれぞれに通電する電流Ｉｘ、１相の巻線の電圧Ｖｘ、磁束密度の比例係数Ｋｂ、モータのロータ軸方向の厚みｔｃ、ロータの回転角速度ωｒ、ロータ半径Ｒとすると、磁束密度Ｂｘと鎖交磁束φは、概略的に、次式（１）〜（５）で与えられる。ただし、図１のＡ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃが一定でＢ相電流Ｉｂが零とした条件である。時間はｔで示す。
ωｒ＝ｄθｒ／ｄｔ （１）
Ｖｘ＝Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ （２）
＝Ｎｗ×ｄφ／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ （３）
＝Ｎｗ×ｄφ／ｄθｒ×ωｒ （４）
Ｂｘ＝Ｋｂ×Ｉｘ×Ｎｗ （５）
（４）の電圧式に表れる鎖交磁束φのロータ角度変化率ｄφ／ｄθｒは、次式（６）及び（７）となる。
ｄφ／ｄθｒ≒Δφ／Δθｒ
＝（ｔｃ×ωｒ×Δｔ×Ｒ×Ｂｘ）／（ωｒ×Δｔ）
＝（ｔｃ×ωｒ×Δｔ×Ｒ×Ｋｂ×Ｉｘ×Ｎｗ）／（ωｒ×Δｔ） （６）
＝ｔｃ×Ｒ×Ｋｂ×Ｉｘ×Ｎｗ （７）
この時、入力電力Ｐｉｎは、巻線抵抗Ｒａを零、鉄損Ｐｆｅを零、モータの機械損を零と仮定し、ロータとステータとの間のエアギャップは十分小さいとし、次式（８）となる。
Ｐｉｎ＝２×Ｖｘ×Ｉｘ＝２×Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ×Ｉｘ （８）
ここで、係数の２は、Ａ相巻線とＣ相巻線で電力を供給するので、片側の巻線の電力を計算し、２倍しているものである。
また、機械的な出力Ｐｏｕｔは次式（９）となる。
Ｐｏｕｔ＝Ｔ×ωｒ （９）
従って、これらの式から、線形動作領域ＡａにおけるモータのトルクＴは次式（１０）で与えられる。
Ｔ＝２×Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×ｄφ／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×（ｔｃ×Ｒ×Ｋｂ×Ｉｘ×Ｎｗ）×ωｒ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ×Ｋｂ×Ｎｗ×Ｉｘ２ （１０）
線形動作領域ＡａでのトルクＴは、磁束密度の比例係数Ｋｂに比例し、電流Ｉｘの二乗に比例する値となる。
図５に、図１などのリラクタンスモータの電流ＩｘとトルクＴの特性例を示す。図示する太線の特性Ｔｒｍが代表的なトルク特性である。この図の原点から動作点Ｔｎの領域は、モータの軟磁性体が磁気的にほぼ線形な領域で、電流とトルクが２次関数に近い特性となり、式（１０）で示されるような領域である。動作点Ｔｎからトルク飽和点Ｔｓの領域の特性は、ステータ磁極とロータ磁極とが対向しているエアギャップ部近傍が２．０Ｔでその近辺の軟磁性体が磁気飽和に近い磁性領域であり、次に説明する領域である。動作点Ｔｓより電流が大きい領域は、エアギャップの近傍だけでなく、バックヨークなどのモータ磁路のどこかが磁気飽和する領域である。このモータ磁路の磁気飽和領域では、電気エネルギーをモータの前記エアギャップ部に与えることが困難になっている領域でもある。
図５の特性Ｔｇｓは、ステータ磁極とロータ磁極とが対向しているエアギャップ長を特性Ｔｒｍのモータより１／２程度に小さくした特性である。このエアギャップ長を零に近ずけると特性Ｔｇｚに近づく特性となる。また、特性Ｔｓｐｍは、図１１７に示すような表面磁石形の同期モータのトルク特性で、例えば、ネオジム、鉄、ボロンＮｄＦｅＢ系の永久磁石で１．２Ｔ程度に動作する例である。この磁束密度は、１．２Ｔ程度と軟磁性体の２．０Ｔより小さいが、永久磁石表面の磁束に位置依存性があり、各巻線の鎖交磁束φの回転変化率ｄφ／ｄθｒは２倍に作用するので、特性Ｔｇｚより急勾配の特性となるように設計できる。例えば、ネオジム、鉄、ボロンＮｄＦｅＢ系の永久磁石の平均磁束密度が１．０Ｔの場合、図５の特性ＴｓｐｍとＴｇとは同じ勾配となる。これらの特性の勾配は、モータ設計の自由度がある。
一方、前記エアギャップ部近傍の軟磁性体が磁気飽和している非線形動作領域ＡｓでのトルクＴについて、飽和磁束密度をＢｓａｔとして求める。図５のトルク特性で動作点ＴｎからＴｓの領域である。鎖交磁束φのロータ角度変化率ｄφ／ｄθｒは次式（１１）となる。
ｄφ／ｄθｒ≒Δφ／Δθｒ
＝（ｔｃ×ωｒ×Δｔ×Ｒ×Ｂｓａｔ）／（ωｒ×Δｔ）
＝ｔｃ×Ｒ×Ｂｓａｔ （１１）
トルクを発生している巻線の電圧Ｖｘは、次式（１２）で与えられる。
Ｖｘ＝Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ
＝Ｎｗ×ｄφ／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ
＝Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ×Ｂｓａｔ×ωｒ （１２）
モータの入力Ｐｉｎおよび出力トルクＴは次式（１３）及び（１４）となる。
Ｐｉｎ＝２×Ｖｘ×Ｉｘ＝Ｔ×ωｒ （１３）
＝２×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ×Ｂｓａｔ×Ｉｘ×ωｒ （１４）
トルクＴは次式（１５）で与えられる。
Ｔ＝２×Ｎｗ×Ｖｘ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ×Ｂｓａｔ×ωｒ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ×Ｂｓａｔ×Ｉｘ （１５）
軟磁性体の非線形動作領域ＡｓでのトルクＴは、飽和磁束密度Ｂｓａｔと電流Ｉｘに比例した値になる。図５のトルク特性では、動作点ＴｎからＴｓの領域である。当然、この最大トルクＴは各相の巻線巻回数Ｎｗ、モータのロータ軸方向の厚みｔｃ、ロータ半径Ｒにも比例する。この結果から、モータの小型化、低コスト化を行うための重要な特性であるモータの最大トルクの特性は、飽和磁束密度Ｂｓａｔに大きく依存することが定性的に推測できる。ただし、（１１）式が成り立つ条件として、ステータとロータが対向する部分以外での磁気飽和は無いこと、図１のロータＡ０Ｋの円周方向の空間部の漏れ磁束密度が軟磁性体部の磁束密度に比較して十分に小さいことという条件が必要である。これらの条件については、比較するモータで同等であると仮定する。
また、各巻線に関わる磁気エネルギＥｗは、それぞれが次式（１６）で表される。
Ｅｗ＝１／２×Ｎｗ×φ×Ｉｘ （１６）
例えば、図４の（ａ）の状態で、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃが同じ値の電流Ｉｘであるときには、Ａ相巻線とＣ相巻線に（１６）式のエネルギーが存在し、２巻線なので、モータ全体の磁気エネルギーは（１６）式の２倍の磁気エネルギーとなる。この磁気エネルギーは電流を増加、減少するときに必要な電圧、電流、時間を計算するために必要となる。
モータの最大トルクは、モータとして動作する飽和磁束密度Ｂｓａｔが重要であり、図１のリラクタンスモータの動作点では最大の磁束密度を利用していると言える。通常の電磁鋼板で構成すれば、２Ｔ（テスラ）程度の磁束密度を活用することができる。図１１７に示す従来の表面磁石形の３相交流同期モータと比較して説明する。この永久磁石をネオジム、鉄、ボロンＮｄＦｅＢ系の構成の高性能磁石と仮定し、平均磁束密度が１Ｔとすると、図１１７のステータの各歯の磁束密度は限界の２Ｔとなる。図１１７のモータのトルク発生に作用する磁束密度はステータの歯とスロットの平均磁束密度で作用するので、おおよそ、歯の飽和磁束密度Ｂｓａｔの１／２である１Ｔで作用しており、図１のモータに比較し磁束密度の点では低い値となっている。しかし、図１１７の表面磁石形モータの各巻線の鎖交磁束の回転変化率は、図１のリラクタンスモータに比較し、２倍となる。２倍となる理由は良く知られているように、永久磁石の磁束は位置依存性が高く、リラクタンスモータは軟磁性体の範囲で磁束が自由に移動できることに起因する。結論として、図１に示すリラクタンスモータのトルクは図１１７に示す表面磁石形の３相交流同期モータに比較し、磁束密度の点では２倍だが、磁束の位置依存性の点では１／２となるので、合計では同等の値となると言える。ここで、ステータとロータ間のエアギャップは十分に小さく、図１のリラクタンスモータの励磁負担は小さいものと仮定している。また、図１のモータモデルで、ロータ回転位置θｒ＝３０°近傍でモータの最大トルクを出力する時、軟磁性体の飽和磁束密度Ｂｓａｔの限界まで使用しているとも言える。
次に図１に示すモータの駆動アルゴリズムについて図４に示し説明する。図４の（ａ）は図１と同じ位置であり、各電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、磁束φ、トルクＴは前記の通りであり、反時計回転方向のトルクＴを発生する。次に、図４の（ｂ）の回転位置θｒ＝４５°まで回転すると、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを通電することにより反時計回転方向ＣＣＷのトルクＴを発生する。さらに図４の（ｃ）の回転位置θｒ＝６０°の近辺でも、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを通電することにより反時計回転方向のトルクＴを発生する。そして、図４の（ｄ）の回転位置θｒ＝７５°まで回転すると、Ｂ相電流ＩｂとＣ相電流Ｉｃとを通電することにより反時計回転方向のトルクＴを発生する。以下同様に、図６に示すように、ロータの回転位置θｒに応じて各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを制御することにより連続的に回転トルクを発生し、回転することができる。反時計回転方向および時計回転方向の駆動が可能であり、また、力行、回生が可能である。
図１、図４に示すモータの電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃとトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｍの関係を図６に示す。図６の（Ａ）は図１の巻線Ａ０ＤとＡ０Ｇへ通電するＡ相電流Ｉａである。図６の（Ｃ）は図４の巻線Ａ０ＦとＡ０Ｊへ通電するＢ相電流Ｉｂである。図６の（Ｅ）は図４の巻線Ａ０ＨとＡ０Ｅへ通電するＣ相電流Ｉｃである。図６の（Ｂ）は図４のステータ磁極Ａ０１とＡ０４がロータへ与えるトルクＴａである。図６の（Ｄ）は図４のステータ磁極Ａ０３とＡ０６がロータへ与えるトルクＴｂである。図６の（Ｆ）は図４のステータ磁極Ａ０５とＡ０２がロータへ与えるトルクＴｃである。図６の（Ｇ）はトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを加えた値で、ロータの回転トルクＴｍである。図１のモータモデルは理解が容易なように、ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を３０°で作図しているので、各ステータ磁極が発生するトルクが他の相へ移行する部分でトルクが低下するトルクＴｍとなっている。ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を３０°より大きくすることにより、トルクの乗り継ぎ部分のトルク低下を低減することができる。
各相電流の通電、制御方法の基本的な例を図６に示した。しかし、必ずしもこの方法に限定されるわけではなく、各電流の位相、各電流の大きさなどを修正して、さらに効果的に駆動することもできる。例えば、ある程度以上の高速回転では各電流の増加、減少応答遅れが問題となるので、各相電流の位相を早めることは効果的である。巻線に同一の電流が流れている状態でも、回転位置によって磁束φの大きさが異なり、（１６）式で示される磁気エネルギが異なる。また、各巻線に誘起する電圧は回転と共に発生する。従って、電流の増加は、磁気エネルギが小さく、巻線に正の電圧が誘起していない区間で電圧を印加すれば、電流の増加を早めることができる。その意味で、各電流の位相を進めることは、電流の応答遅れを改善するために効果的である。
また、巻線に正確な電圧を正確な時間に与えるために、各巻線の鎖交磁束を推定計算し、巻線の電圧を計算し、正確な電圧をフィードフォワード制御により与えることができる。正確で、高速な応答の電流制御ができる。この制御方法については後に示す。
また、各ステータ磁極の磁束は電磁気上、基本の考え方は、トルクを発生させる対象とするステータ磁極の円周方向両隣の２個のスロットに、それぞれ逆方向の向きの電流を通電するものであるが、電流の大きさが異なっていても良く、また、３個の巻線全てに電流を通電しても良い。
また、図６でのＡ相電流Ｉａは、１５°から７５°まで一定電流を流し、７５°から１０５°までは電流を零とし、以下同様のサイクルとなっている。Ｂ相電流ＩｂはＡ相電流Ｉａに対して位相が３０°遅れた関係となり、Ｃ相電流ＩｃはＢ相電流Ｉｂに対して位相が３０°遅れた関係となっている。同時に２つの相の電流が流れるような関係となっていて、一つの相の電流が減少する時、他の一相の電流が増加する関係となっている。
また、原理的な考え方の他の１方法は、図６の破線で示すように、例えば１５°の点で電流ＩａとＩｃを増加して通電し、４５°の点で電流ＩａとＩｃを零Ａに減少し、直後に電流ＩｂとＩａ増加して通電し、７５°の点で電流ＩｂとＩａを零Ａに減少し、直後に電流ＩｃとＩｂ増加して通電し、１０５°の点で電流ＩｃとＩｂを零Ａに減少し、直後に電流ＩａとＩｃ増加して通電し、１３５°の点で電流ＩａとＩｃを零Ａに減少し、以下同様に通電することにより一定のトルクで反時計回転方向へ回り続けることができる。このようなアルゴリズムであれば、意図した方向の磁束だけが誘起される。なお、図６の破線で示す、一時的な電流の減少は、電流が零になるまで減少させるのではなく、その途中までの減少でもその効果が得られる。また、この時、ある回転以上の高速回転では、電流の応答性を向上するために、図６に示す電流位相より早める必要がある。
また、これらと異なる方法として、１相の電流だけを通電した場合には、２つの経路に磁束が誘起するような状態が発生し、動作が複雑となる。また、３相の巻線に電流を通電した場合にもそれらの電流の大きさにより種々の電磁気的作用を作り出すことができる。逆にそれらの種々の電磁気的作用を組み合わせてトルク発生することもできる。
次に、図１に示すモータがＣＣＷへ回転している場合に、ブレーキをかける、すなわち、回生制動を行う場合の動作について、図７、図８に示し、説明する。なお、トルクは電流にのみ依存し、回転方向、回転速度とは原理的に関係が無い。回転方向とトルク方向が一致していれば力行であり、回転方向とトルク方向が逆であれば回生の動作である。
図７、図８のモータの電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、ロータ回転角θｒおよびトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｍは、図１、図４、図６と同じである。図７の（ａ）のθｒ＝６０°では、ロータはＣＣＷへ回転していて、ＣＣＷのトルクを発生するためには、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、同時に、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電し、矢印で示す磁束を誘起してＣＷ方向のトルクＴを発生する。回転方向とトルクの発生方向とが逆方向であり、回生制動である。次に、図７の（ｂ）の回転位置θｒ＝７５°まで回転すると、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを通電することによりその後のＣＷのトルクＴを発生する準備をする。その回転角θｒ＝７５°から１０５°までは、図７の（ｃ）の回転位置θｒ＝９０°に代表されるように、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを通電することによりＣＷのトルクＴを発生する。そして、図４の（ｄ）の回転位置θｒ＝１０５°まで回転すると、Ｂ相電流ＩｂとＣ相電流Ｉｃとを通電することにより、回転位置θｒが１０５°から１３５°までの間ＣＷのトルクＴを発生するための準備をする。以下同様に、ロータの回転位置θｒに応じて各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを制御することにより連続的に回転トルクを発生し、回生制動を行うことができる。
図７に示したロータ回転位置θｒと電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃとトルクＴの関係を図８に示す。ロータはＣＣＷへ回転していて、ＣＣＷのトルクを発生する時の各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃとトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃである。なお、図８では、トルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ回生トルクなので負の値で示している。また、図８の電流およびトルクは、図６で示した力行時のタイミングに比較して３０°遅れた関係となっている。その理由は、図１のモータのＣＣＷトルクの発生する角度とＣＷトルクの発生する角度とが３０°ずれているためである。図８の（Ａ）は図７のＡ相巻線Ａ０ＤとＡ０Ｇへ通電するＡ相電流Ｉａである。図８の（Ｃ）は図７のＢ相巻線Ａ０ＦとＡ０Ｊへ通電するＢ相電流Ｉｂである。図８の（Ｅ）は図７のＣ相巻線Ａ０ＨとＡ０Ｅへ通電するＣ相電流Ｉｃである。図８の（Ｂ）は図７のステータ磁極Ａ０１とＡ０４がロータへ与えるトルクＴａである。図８の（Ｄ）は図７のステータ磁極Ａ０３とＡ０６がロータへ与えるトルクＴｂである。図８の（Ｆ）は図７のステータ磁極Ａ０５とＡ０２がロータへ与えるトルクＴｃである。図８の（Ｇ）はトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを加えた値で、ロータ全体の回転トルクＴｍである。
図７のモータモデルは理解が容易なように、ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を３０°で作図しているので、各ステータ磁極が発生するトルクが他の相へ移行する部分でトルクが低下するトルクＴｍとなっている。ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を３０°より大きくすることにより、トルクの乗り継ぎ部分のトルク低下を低減することができる。また、各相の電流は図８で示す各相の電流位相より少し早めの位相で増減した方が、各巻線に誘起する電圧の影響で、各相電流の増加および減少を早めることができる。また、ステータ磁極、ロータ磁極の特性にもよるが、図８に破線で示す様に、常に２相の電流が増減するように制御しても良い。
この図１に示すモータとその制御装置の大きな特徴は、各巻線電流が直流であること、各巻線の電流が隣接する両隣のステータ磁極のトルク発生に寄与できる構成で兼用していること、３個の直流電流の増減で時計回転方向ＣＷと反時計回転方向ＣＣＷ及び正トルクと逆トルクの４象限運転が可能なことである。
これらの特性は、モータ構成と制御装置構成が密接な関係となっていて、インバータの小型化を実現することができる。図２の制御装置の場合の例を挙げて説明する。直流電源５３Ａの電圧が２００Ｖで、各トランジスタの電流容量が１０Ａであると仮定する。今、図１に示すモータのロータがある回転数ωｒで回転していて、図４の（ａ）に示す回転位置θｒ＝３０°にさしかかった回転位置であり、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０Ｇすなわち巻線５６１とＣ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅすなわち巻線５６３のそれぞれの巻線へ１０Ａの電流が通電されると仮定する。この時、ステータ磁極と対向するロータ磁極との間の磁束密度は、１０Ａの電流により磁気飽和していて飽和磁束密度である約２．０Ｔであるものとする。Ａ相巻線とＣ相巻線の電圧Ｖｘは（１２）式で示される。ここで、図４の（ａ）に図示して示されるように、Ａ相巻線とＣ相巻線の鎖交磁束φは同じ値であり、鎖交磁束φの回転変化率ｄφ／ｄｔも同じ値である。そして、（１２）式で表される電圧が丁度２００Ｖであると仮定する。この時、インバータの出力であり、モータの入力出もある電力Ｐ１は、次式（１７）となる。
Ｐ１＝（２００Ｖ）×（１０Ａ）×（２巻線） （１７）
＝４０００ [ Ｗ ]
一方、図１１９に示すインバータは従来の３相交流インバータであり、通常良く使用されている。そして、このインバータに接続した３相交流モータを星形結線したものとについて、その最大出力について検証する。直流電源８４Ｄの電圧は２００Ｖとし、各トランジスタの電流容量は１０Ａとする。例えば、Ｕ相巻線８３４からＶ相巻線８３５へ２００Ｖを印加し、最大電流１０Ａを通電したと仮定すると、その時の出力Ｐ２は次式（１８）及び（１９）となる。
Ｐ２＝（２００Ｖ）×（１０Ａ） （１８）
＝２０００ [ Ｗ ] （１９）
なお、Ｕ相巻線８３４からＶ相巻線８３５とＷ相巻線８３６とへ半分ずつ通電する場合もおおよそ同程度の電力供給である。すなわち、図１１９のシステムにおいて、モータ巻線の誘起電圧が直流電源８４Ｄに近い値の時で、使用しているトランジスタの最大電流と３相正弦波電流のピーク電流とが同じになる程度に３相正弦波電流を通電すると、３相電流の位相に関わらず、おおよそ同程度のモータ出力が得られる。
図１のモータと図２の制御装置の組み合わせと図１１９の通常の３相交流モータとインバータとを比較すると、３個のトランジスタで４０００Ｗの出力と６個のトランジスタで２０００Ｗの出力であり、トランジスタ１個あたりの出力を比較すると、４倍となる。同一出力の条件で比較すると、図１のモータと図２の制御装置は、半分のトランジスタ数の３個で済み、かつ、トランジスタの電流容量は半分の５Ａで、同一出力の２０００Ｗを出力できることになる。
なおここで、図２の構成では、トランジスタ５６Ａなどで構成するＤＣ−ＤＣコンバータが必要であり、トランジスタ５６４、５６５、５６６の耐電圧は２００Ｖより大きな値が必要であることには注意を要する。
自動車用のバッテリ電圧１２Ｖで自動車の補機用のモータは、通常５０個から１００個以上も使用されている。図２のＤＣ−ＤＣコンバータを複数のモータで共用し、各モータの駆動をそれぞれ３個のトランジスタで駆動する場合、駆動装置を大幅に簡素化できる。
また、電気自動車、ハイブリッド自動車等において、自動車駆動用に２個以上のモータが使用されることも多い。通常、市街地走行モードでの燃費、即ち駆動効率が問題とされる。自動車の種類にもよるが、市街地走行モードではモータの最大トルクの１／２以下であることが多い。従って、回生時のモータ側発電容量、即ち、回生容量は急加速時の最大出力容量に比較して１／２以下の容量で十分である。自動車が急減速しなければならないときには、安全上の観点でも、機械式のブレーキ機能を併用して使用すれば良いと考えることが出来る。その様な観点で、図２に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のモータで共用することが可能であり、１台のモータ駆動用の駆動回路は、３個のトランジスタ５６４、５６５、５６６と３個のダイオード５６７、５６８、５６９であると見ることが出来る。従って、図２の破線に示すインバータはトランジスタ３個とダイオード３個でモータを１台駆動することが可能な簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。同時に、電流の順方向電圧降下、回生時のダイオードでの電圧降下も、図１１９に示すような通常の３相交流インバータに比較すると、約ｌ／２であり、効率が良く、発熱が少ないという点でもインバータの小型化が可能である。
次に、図３に示す制御装置の場合について説明する。直流の３相インバータである。８４Ｄは直流電圧源である。８７ＤはＡ相巻線でトランジスタ８７１と８７２で駆動する。８７ＥはＢ相巻線でトランジスタ８７３と８７４で駆動する。８７ＦはＣ相巻線でトランジスタ８７５と８７６で駆動する。そして、各巻線の前後には回生用のダイオードを取り付けている。図３の制御装置の場合、図２で示したようなＤＣ−ＤＣコンバータは不要となる。
今、直流電圧源８４Ｄの電圧が２００Ｖで、各トランジスタの電流容量が１０Ａの時、Ａ相巻線とＣ相巻線に最大電圧、最大電流を出力するとき、最大出力Ｐ３は、次式（２０）のようになる。
Ｐ３＝（２００Ｖ）×（１０Ａ）×（２巻線） （２０）
＝４０００ [ Ｗ ]
前記の図１１９の３相交流インバータへ３相交流モータを星形結線で接続した構成では、最大出力Ｐ２が２０００Ｗだったので、図１のモータと図３では２倍出力できることになる。同一出力の場合、１／２の電流容量すなわち５Ａの電流容量で同程度の出力が可能なことになる。モータシステムとして、この場合にも従来のモータシステムに比較して大幅な低コスト化が可能となる。
図１２０に示すスイッチトリラクタンスモータなど外観上は似ている部分もあるモータとその制御装置の提案が公知特許あるいは学会発表などで知られているが、インバータの電流容量を１／４あるいは１／２とできる提案は、直流モータシステム以外には無く、本発明のモータと制御装置は今までに存在しないモータシステムである。
なお、直流モータの場合でも、その可変速４象限運転には４個のトランジスタが必要である。そして、その各トランジスタの電流容量は、本発明モータと図３の制御装置で使用するトランジスタの電流容量の２倍の電流容量が必要であり、本発明のモータシステムの制御装置の方が相対的に６／（４×２）＝６／８の電流容量となり、低コスト化、小型化が可能である。また、直流モータの場合と、図１の本発明モータと図２の制御装置の組み合わせの場合には、３／８の電流容量となり、さらに低コスト化が可能である。
図１、図２、図３に示すモータシステムは、そのモータ特性からインバータを低コスト化、小型化できることについて説明したが、その他の特徴について以下に説明する。図１のモータは高価な希土類磁石を使用しないので安価であり、希土類金属の資源枯渇問題および価格高騰の問題も無い。図１２０のスイッチトリラクタンスモータに比較して、スロット内の巻線の太さを２倍にできるので巻線抵抗が小さい。ただし、図１のモータはコイルエンドが長い点が不利である点には注意を要し、ステータコアのロータ軸方向積厚が小さいモータでは多極化によりその負担を軽減する必要がある。図１のモータはロータが堅牢なので、高速回転を使用することが物理的に容易であり、高出力化が可能である。図１のモータのトルクは、ステータ磁極とロータ磁極との間に発生する吸引力を使用するもので、トルク発生原理が簡単であり、比較的トルクリップルの小さな特性を得易く、その点では低振動、低騒音とすることができる。但し、ラジアル方向の吸引力の急激な変動はステータコアの振動を引き起こすので注意を要する。図１のモータはリラクタンスモータなので、永久磁石を使用しておらず、電流を通電しないときにモータ内部で磁束は存在しないので、モータが連れ周りの状態で空転運転にあるときに不要な鉄損を発生することがない。これは、ハイブリッド自動車などに使用されて高速走行中にガソリンエンジンで走行する場合などに発生し、問題となり、重要な特性である。
なお、本発明の例について説明したが、種々の変形、複合が可能である。以下に、各種の変形の例について説明する。まず、図１に示すモータを始め、本発明で図示するモータの形状は１例を示しているので、種々の変形が可能である。ステータ磁極の円周方向幅Ｈｔは、例えば、ステータ磁極の数Ｍ＝６の時、構成の解りやすさのため、Ｈｔ＝３６０°／（６×２）＝３０°として図示しているが、このＨｔとロータ磁極幅Ｈｒを３０°より大きな角度とすることにより、そのステータ磁極がトルクを発生する円周方向幅を大きくすることができる。そして、ロータ磁極幅Ｈｒを３０°以上として、電流の切り替え部でより連続的な回転トルクを発生させることができる。
また逆に、各相巻線の電流の増加を容易にするためには、ステータ磁極とロータ磁極とが対向していない回転位置θｒでそのスロットの円周方向両隣のスロットの巻線に電流を供給すればよい。その目的のためには、ステータ磁極幅Ｈｔとロータ磁極幅Ｈｒが３０°より小さい方が都合がよい。結論として、種々の駆動方法により、ＨｔとＨｒの値を選択が必要であり、いずれの場合も本発明に含むものである。
また、スロットの開口部の広さを小さくし、同期電動機のように駆動することもできる。また、ロータ磁極は円周方向に均等に配置し、その円周方向幅は一定の幅のモデルを図１へ示しているが、トルクリップルを低減するために不均等配置であったり、低速回転での駆動方法と高速回転での駆動方法とを、トルクの発生あるいは振動低減などのために幅の広いロータ磁極と幅の狭いロータ磁極を配置することもできる。
また、ステータ磁極、ロータ磁極の形状についても、図１では単純な突極形状を示しているが、軸方向、円周方向、ラジアル方向に種々変形が可能である。特に、各ステータ磁極とロータ磁極の円周方向両端近傍で、ステータとロータとの間のエアギャップが大きくなるようにラジアル方向に変形することにより、ロータ磁極がステータ磁極にさしかかるときの磁束の急激な変化を低減し、ラジアル方向吸引力の急激な変化による振動、騒音を低減することができる。
また、各相の電流の値についても、図４、図１１等に、基本的なアルゴリズムとしてＯＮ、ＯＦＦ的に示しているが、吸引力の差で駆動することができるので、例えば全ての巻線に電流を通電し、各電流の差でトルクを発生させることもできる。すなわち、図４、図１１等で示したＡ相、Ｂ相、Ｃ相の各巻線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃへある重畳電流Ｉｓｅｔを重畳させ、加える方法である。前記重畳電流Ｉｓｅｔの値は、一定の電流値とする、あるいは、電流振幅値の一定割合の電流値とする、制御条件により規定するなどの種々方法が可能である。また、この重畳電流Ｉｓｅｔは、全ステータ磁極の磁束を励磁する界磁電流と考えることもできる。
この重畳電流Ｉｓｅｔは、モータ形式により長所、短所がある。例えば、本発明モータの一つの課題はモータの振動と騒音である。この課題の原因の一つは、モータのラジアル方向の吸引力の回転に伴う変化、電流の増減に伴う吸引力の変化である。この点で、各ステータ磁極をある程度励磁しておくことにより、ラジアル方向吸引力の変動を低減し、振動と騒音を低減することができる。また、各巻線電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの増減時の応答性を改善できる場合もある。
また、モータトルクＴは、図４、図１１等に示したときに一定トルクで、トルクリップルが零となるわけではない。漏れ磁束、軟磁性体の非線形性などがあるため、モータトルクＴは、正確には、各電流値Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃとロータの電気角の位相角θｒｅに依存した複雑な関数、値となる。従って、モータが一定のトルクＴを発生しながら回転するためには、図６、図１２に示すような各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃにトルク誤差を補正するような電流を加えた電流とする必要がある。
また、各相の電流値はステータ磁極の数Ｍ＝６でＡ相、Ｂ相、Ｃ相の３相である場合について多く記述しているが、３相以上の多相の場合については、相数に応じて各相電流を拡張して考える必要がある。
なお、モータの形態は、２極のモータを図示しているが、例えばモータの外径が１００ｍｍ以上に大きな場合などは多極化することが多く、例えば８極程度にすれば、全節巻巻線のコイルエンドの長さが１／４程度に短縮で、各相巻線のコイルエンドによる巻線抵抗の増加の割合などその負担を大幅に低減できる。
また、図１等では、コイルエンドの配置はスロットから一つの経路で示しているが、コイルエンドを２分割あるいは３分割して他の同一相のスロットへ巻回しても電磁気的には同一の作用であり、巻線経路を変形することができる。
また、図１等のモータでは、巻線は全節巻で巻線ピッチが１８０°で、かつ、集中巻きの例について示しているが、多少の変形は可能であり、ほぼ同等の効果が得られ、それらの変形したものも本発明に含むものである。この変形の一つはスロット形状であり、スロットを２個に分割し、分布巻きとすることもできる。巻線は複雑になるがトルクの変動が滑らかになると言う効果、一つの巻線量が多い場合は巻線挿入が容易となるという効果もある。
他の変形例として巻線ピッチも１８０°に限定するわけではなく、多少は短節巻としても類似の効果が得られる。円周方向に隣接するスロットの各相巻線が相互にオーバラップするように巻線を巻回する場合、巻線は複雑になるが、相電流が切り替わる時に、トルクの変動が滑らかになると言う効果を得ることも可能である。
次に、ステータ磁極の数Ｍ＝６でロータ磁極の数Ｋ＝２の本発明の例を図９に示す。説明を容易化するために２極のモータであり、モータのモデル形式は６Ｓ２Ｒである。
ステータ１１Ｆの各スロットには全節巻でかつ集中巻きの各巻線を巻回していて、１１１と１１４はＡ相の巻線、１１３と１１６はＢ相の巻線、１１５と１１２はＣ相の巻線である。各スロットに挟まれた各歯１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃはそれぞれ突極を構成している。歯の先端部の幅はＨｔ、スロットの開口部の幅はＨｓであり、両幅の和（Ｈｓ＋Ｈｔ）は電気角で６０°である。ロータの回転位置をθｒで示す。図１のステータに比較してステータ磁極の円周方向幅Ｈｔがスロットの開口部の幅Ｈｓより大きな形状としている。
ロータ１１Ｅは軟磁性体で構成された突極形状のロータである。１１Ｄの部分の大半は空間であり、回転時の風損を低減する等の目的等で非磁性体を埋め込むことも可能である。ロータ磁極の幅は図示するようにＨｍである。
図９のモータは、動作の説明が容易な２極のモータの例を示しているが、他の本発明モータと同様に多極化が可能であり、図１０に８極のモータに変形した例を示す。ステータ１２Ｔのスロットは１２１、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１２７、１２８、１２９、１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃ、１２Ｄ、１２Ｅ、１２Ｆ、１２Ｊ、１２Ｋ、１２Ｌ、１２Ｍ、１２Ｎ、１２Ｐ、１２Ｑ、１２Ｒ、１２Ｓであり、ロータ１２Ｕは８個の突極１２Ｖを持っている。
次に、図９のモータの作用について、図１１の（ａ）から（ｆ）に図解して説明する。スロットの開口部の幅Ｈｓは２０°、ロータ磁極の幅Ｈｍは４０°の例である。図１２に、水平軸に電気角で表したロータ回転位置θｒと各相の電流と各相のトルクを示す。Ａ相の電流はＩａ、Ｂ相の電流はＩｂ、Ｃ相の電流はＩｃである。
図９、図１０、図１１に示すモータのトルクは、巻線が全節巻でかつ集中巻きであり、ステータの歯１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃがほぼ全周に配置されていることから、トルクを発生させるために少なくとも２個の巻線に電流を流してトルクを生成する。そして、ステータの突極状の歯とロータの突極との間に吸引力を発生させてリラクタンストルクを得る。ステータの歯１１７と１１Ａとがロータ磁極１１Ｅとの間に発生するトルクをＴａ、ステータの歯１１９と１１Ｃとがロータ磁極１１Ｅとの間に発生するトルクをＴｂ、ステータの歯１１Ｂと１１８とがロータ磁極１１Ｅとの間に発生するトルクをＴｃとする。なお、この時、各吸引力は磁束の方向が正の場合も負の場合も同一の吸引力とトルクを発生する点には注意を要する。
ロータが図１１の（ａ）に示すθｒ＝３０°の回転位置近傍にあるときには、Ａ相巻線１３１へは正の電流Ｉａを流し、反対側のＡ相巻線１３４へは負の電流−Ｉａを流す。同時にＣ相巻線１３５へは正の電流Ｉｃを流し、反対側のＣ相巻線１３２へは負の電流−Ｉｃを流す。Ｂ相巻線１３３、１３６へは電流を流さない。各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは図１２の（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ）に示す電流である。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１Ａから１１７の方向へ太線の矢印で示す方向にＡ相電流Ｉａ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、歯１１Ａから歯１１７の方向に磁束が誘起される。そして、ロータには反時計回転方向ＣＣＷへ図１２の（Ｂ）に示すトルクＴａが発生する。ここで、ステータとロータの軟磁性体部の透磁率は十分に大きく、ステータとロータ間の広い空間部の透磁率は十分に小さく、ステータとロータ間の狭いエアギャップ部の磁気抵抗は十分に小さいと仮定する単純モデルでは、ステータの歯１１８、１１９、１１Ｂ、１１Ｃの近傍に作用する磁界の強さ[ Ａ／ｍ ]はほぼ零で、これらの歯をラジアル方向に通過する磁束はほぼ零で、トルクもほぼ零ある。
ロータがＣＣＷへ回転し、図１１の（ｂ）に示すθｒ＝５０°の回転位置近傍まで回転すると、Ｃ相巻線１３５へ正の電流Ｉｃを流しＣ相巻線１３２へは負の電流−Ｉｃを流す。同時にＢ相巻線１３３へ正の電流Ｉｂを流し、反対側のＢ相巻線１３６へは負の電流−Ｉｂを流す。Ａ相巻線１３１、１３４へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１８から１１Ｂの方向へ太線の矢印で示す方向にＢ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図１２の（Ｆ）に示すトルクＴｃが発生する。しかし、巻線１３２、１３５のスロット開口部近傍の空気部を磁束が通ることになり、磁気抵抗が大きいことから磁束密度は小さく、トルクＴｃは大きくない。そして、ロータ磁極１１Ｅがステータの歯１１８、１１Ｂへ近づくにつれトルクＴｃが急激に増加する。
ロータがＣＣＷへ回転し図１１の（ｃ）に示すθｒ＝７０°の回転位置近傍まで回転すると、同一の電流条件で、さらにロータはＣＣＷへトルクＴｃが発生し回転する。図１１の（ｄ）のロータ回転位置θｒ＝９０°からθｒ＝１１０°まで同様に図１２の（Ｆ）に示すトルクＴｃが発生する。
ロータが図１１の（ｅ）に示すθｒ＝１１０°の回転位置近傍まで回転すると、Ｂ相巻線１３３へ正の電流Ｉｂを流しＢ相巻線１３６へは負の電流−Ｉｂを流す。同時にＡ相巻線１３１へ正の電流Ｉａを流し、反対側のＡ相巻線１３４へは負の電流−Ｉａを流す。Ｃ相巻線１３１、１３４へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１Ｃから１１９の方向へ太線の矢印で示す方向にＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂの起磁力が作用し、矢印で示す方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図１２の（Ｄ）に示すトルクＴｂが発生する。θｒが１１０°から１２０°近傍までは、磁束が巻線１３３、１３６近傍の空気部を通るため、磁気抵抗が大きく発生トルクＴａは小さい。図１１の（ｆ）のロータ回転位置θｒ＝１３０°の近傍でトルクＴｂは急激に大きくなる。
ここで、図１１の（ａ）と（ｄ）ではロータの角度が６０°回転しているが類似の動作である。但し、ロータの磁束の方向は逆になっている。図１１の（ｂ）と（ｅ）ではロータの角度が６０°回転しているが類似の動作である。但し、ロータの磁束の方向は逆になっている。図１１の（ｃ）と（ｆ）ではロータの角度が６０°回転しているが類似の動作である。但し、ロータの磁束の方向は逆になっている。
図１１、図１２に示すように、ロータ回転位置θｒにより順次通電する電流を変えてロータを回転することができる。各歯の発生トルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを乗り継いだモータの合計トルクＴｍを図１２の（Ｇ）の実線に示す。ロータ磁極１１Ｅの回転方向端がスロットの開口部にさしかかるとトルクＴｍが低下している。この程度の部分的なトルク低下は問題ない用途も多い。このトルク低下を低減するためには、ステータもしくはロータをスキューする方法があり、その他の方法についても後述する。
図１１に示すこれらの動作で、ステータの各突極の磁束の方向は同一方向であり、ロータの磁束の方向は回転位置により反転し、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの方向は一方向の電流で駆動可能である。これらの３相の電流は、それぞれが２つの電流モードで使用していて、各巻線が兼用していることが重要なポイントである。また、これらの３種類の片方向電流を組み合わせることにより、時計回転方向トルクと反時計回転方向トルクを連続的に発生することができ、力行と回生も可能であることから４象限運転が可能であると言える。従って、図２の制御装置あるいは図３の制御装置により駆動することができ、制御装置の低コスト化、小型化が可能である。
電流の大きさについては、各相の電流の大きさを同一として説明したが、各相の電流バランスを変えたり、３相共に電流を流すことも可能である。ロータ磁極の幅Ｈｍ、歯の先端部の幅Ｈｔ、スロットの開口部の幅Ｈｓについても異なる値を取ることができる。ロータ磁極の幅Ｈｍを４０°以上とする場合で、モータのラジアル方向吸引力の変動を低減する制御法については、後に示す。ステータの歯の先端形状については単純な突極形状を図示し説明したが、スロットの開口部を狭くする構造、歯の円周方向端のロータとのエアギャップを広めにする構造等各種の変形が可能である。ロータ磁極の形状についても、同様に、種々変形が可能である。
また、図１、図９に示したモータの巻線の前記巻回方法は、重ね巻きのように説明したが、波巻きで巻回しても良い。なお、全節巻きの巻線は電気角で３６０°ピッチで、各スロットのロータ軸方向に行き来する巻線間のピッチは電気角で１８０°である。図１、図９では２極のモータなので重ね巻きと波巻きとの差異が解りにくいが、図１０の８極のモータのように多極化したときに重ね巻きと波巻きの巻線の差異が出る。Ａ相巻線を波巻きとした具体的な例を図１０に示す。１２１、１２７、１２Ｄ、１２ＭはＡ相巻線を巻回するスロットで、１２４、１２Ａ、１２Ｊ、１２Ｑは負のＡ相巻線を巻回するスロットである。実線で示す１２Ｘは紙面の表側のＡ相巻線のコイルエンドで破線で示す１２Ｙは紙面の裏側に配置するコイルエンドである。波巻きは、コイルエンド１２Ｘ、１２Ｙのようにステータコアのロータ軸方向の両端で交互に配置して一つの相の巻線を巻回する。他のＢ相、Ｃ相の巻線についてもそれぞれの相の波巻き巻線として同様に巻回する。
このように、スロットの外側の接続関係は自由度があり、重ね巻き、波巻き、あるいはその他の巻き方でも良い。電磁気的には同一の作用である。しかし、これらの巻線方法は、量産化、自動化のための巻線機の構造に深く関わっていて、生産方法によって選択する。本発明の図１０以外の他のモータについても同様である。また、一つの相の巻線が一つのスロットに巻回する集中巻きだけでなく、分布巻きも可能である。スロットの円周方向の間隔も均一とは限らない。例えば、同相の巻線を隣接する２つのスロットに巻回する分布巻きとし、これらの同相の隣接する巻線間の歯の円周方向幅を他よりも小さくする方法がある。
モータの形式として図１の６Ｓ４Ｒと図９の６Ｓ２Ｒの全節巻のモータについて説明したが、図１３に示す多くのモータ形式を同様に実現することができる。図１３の横軸はステータ磁極の数Ｍであり、縦軸はロータ磁極の数Ｋである。図１３ではＭの最大値１４まで、Ｋの最大値１４までの組み合わせのモータ形式を記載している。その中には、あるＭとＫの数の組み合わせの整数倍の組み合わせは、２極のモデルを４極、６極、８極・・・・と多極化したものも含まれている。多極化したものを除いても、さらに図１３の延長上のモータ形式が多く可能である。それらのものも本発明に含むものである。多少はＭとＫの数が大きくなっても、制御装置のパワートランジスタの数は増えるが、分散するだけで、制御装置の合計の出力容量は変わらないので、ＭとＫの数が小さいモータ形式のモータシステムと比較して、パワートランジスタの電圧、電流容量の合計は基本的に同等である。また、ＭとＫの数が大きいと、モータ全体で力の発生できるステータ磁極とロータ磁極との場所の数が増加し、それぞれの位相も異なる場合ではトルクリップルのキャンセル効果も得られ、メリットもある。ただし、ＭとＫの数が大きくなると制御装置が複雑になることは否定できず、ＭとＫの数を極端に大きくすることは得策ではない。ステータ磁極の数Ｍとロータ磁極の数Ｋのいくつかの組み合わせについては後に説明する。
次に巻線方法の異なる本発明のモータについて図１４に示し説明する。図１４のモータは図１のモータの巻線を環状巻きとしたモータである。ステータ磁極の数Ｍ＝６、ロータ磁極の数Ｋ＝４のモータである。巻線Ａ４１とＡ４２はＡ相の巻線で、環状巻とし集中的に巻回し、いわゆるトロイダル巻線をなしている。Ａ４７とＡ４８は負のＡ相巻線で、環状巻とし集中的に巻回している。巻線Ａ４５とＡ４６はＢ相の巻線で、環状巻とし集中的に巻回している。Ａ４ＢとＡ４Ｃは負のＢ相巻線で、環状巻とし集中的に巻回している。巻線Ａ４９とＡ４ＡはＣ相の巻線で、環状巻とし集中的に巻回している。Ａ４３とＡ４４は負のＣ相巻線で、環状巻とし集中的に巻回している。
ステータコアの外部に位置する巻線Ａ４２、Ａ４４、Ａ４６、Ａ４８、Ａ４Ａ、Ａ４Ｃは、いずれもその電磁気的な作用がステータの外側の空間部を通る閉磁路しか構成できないので、その磁気抵抗は大きく、これらの巻線の電流がモータ内部の磁気的作用に及ぼす影響は無視できるほどに小さい。従って、図１４のモータは図１のモータとほとんど同じ磁気特性を示す。
これらの６組の巻線は、それぞれ個々に片方向電流を通電制御することができる。図２の制御装置は３個の巻線の電流電圧を制御するが、この制御装置の相数を拡張し、パワートランジスタ６個用いた６相の制御装置とすればよい。図３の制御装置の場合も、素子を２倍にし、６相の制御装置とすればよい。なお、３相の制御装置を６相の制御装置とする場合、６個の各巻線の電圧を３相モータである場合と同じ電圧に設計すれば、パワートランジスタの数は２倍となるが、電流容量は１／２とできるので、制御装置の出力容量は同じであり、コスト的にも大差はない。
なお、モータ出力容量が同じであれば、多相化してもパワートランジスタの電流容量の総合計値は、原理的に同じにすることができる。従って、パワートランジスタの価格が電流容量に比例すると仮定すれば、相数にかかわらず、パワー部分の出力容量およびコストは同じとなる。ただし、例えば出力容量が１００Ｗ以下と小さいモータの場合には、部品点数がコストに影響する割合が大きくなるので、相数が大きくなるとコスト的な問題が発生することがある。
また、図１４の巻線は、巻線Ａ４１とＡ４２およびＡ４７とＡ４８を電流方向が一緒の方向となるように渡り線で直列に接続すれば、図１のＡ相巻線と等価な巻線となる。巻線Ａ４５とＡ４６およびＡ４ＢとＡ４Ｃについても電流方向が一緒の方向となるように渡り線で直列に接続すれば、図１のＢ相巻線と等価な巻線となる。巻線Ａ４９とＡ４ＡおよびＡ４３とＡ４４についても電流方向が一緒の方向となるように渡り線で直列に接続すれば、図１のＣ相巻線と等価な巻線となる。これらの巻線接続とした場合、図１４のモータは図１のモータと等価な３相のモータとなり、図２の３相の制御装置、あるいは、図３の３相の制御装置で駆動することができる。
図１４に示すモータにおいて、ステータコアの外側の巻線は電磁気的にはほとんど役に立っていないが、ステータコアのロータ軸方向積厚が小さく、また、極数が少ない場合は、環状巻の方が巻線長が短い場合もあり、巻線のまとまりも良いので実用的なモータ構造とすることができる。
図１４の環状巻のモータは、モータ形式６Ｓ４Ｒの場合の例であるが、図１３の示すような種々のモータ形式について実現することができる。さらに、図１３ではステータ磁極の数Ｍとロータ磁極の数Ｋが偶数の場合について示しているが、それぞれ奇数であっても、１個の巻線、あるいは数個の巻線が正負両方向の電流を通電できるようにすれば、他の部分についてはＭとＫの数が偶数の場合と同様に駆動することができ、ＭあるいはＫの数が奇数のモータについても本発明に含むものである。
次に異なる構成の本発明のモータを図１５に示し説明する。外径側と内径側とにモータを組み込んだ複合構造のモータである。図１５は８極のモータで、図９に示すモータを８極にし、最も外径側にロータＲ１を配置し、その内側にロータＲ１に対応するステータＳ１を配置し、ステータＳ１の内径側にステータＳ２を配置し、ステータＳ２の内径側にステータＳ２と作用するロータＲ２を配置している。すなわち、モータ形式６Ｓ２Ｒのモータを８極に多極化し、外形と内径に２個のモータを複合化して配置したモータである。なお、図１のロータ構成あるいは、その他のモータでも同様に実現できる。
図１５の構成では、外径側のステータＳ１と内径側のステータＳ２とが背中合わせに配置することになるので、背中合わせの外径側スロットと内径側のスロットの電流が丁度正負逆の電流となるように設計すれば、各相の巻線は背中合わせのスロット同士に巻回することが可能となり、巻線が簡素化し、コイルエンド長の短縮も期待できる。
巻線４６Ｂ、４６Ｈ、４６ＱはＡ相の巻線であり、電流の向きは巻線シンボルの方向で、片方向電流を通電する。巻線４６Ｅ、４６Ｌは負のＡ相の巻線である。巻線４６Ｄ、４６ＫはＢ相の巻線である。巻線４６Ｇ、４６Ｎは負のＢ相の巻線である。巻線４６Ｆ、４６ＭはＣ相の巻線である。巻線４６Ｃ、４６Ｊは負のＣ相の巻線である。これらの巻線を６相の巻線であるとして扱うことができる。従って、図２、図３の片方向電流の制御装置を６相化して図１５のモータへ接続し、制御することができる。そして、パワートランジスタの電流容量を通常使用されている３相交流インバータより大幅に小容量化できることにより、低コスト化、小型化が可能である。
あるいは、Ａ相の巻線と負のＡ相の巻線とを渡り線で電流方向が同一となるように直列に接続し、同様に、Ｂ相の巻線と負のＢ相の巻線とを接続し、Ｃ相と負のＣ相の巻線を接続しすることにより３相化し、図２、図３の３相の片方向電流の制御装置で駆動することができ、同様に低コスト化、小型化が可能である。
図１３に多くのモータ形式の一覧表を示したが、特にステータ磁極の数Ｍが大きくなると、全節巻の場合多くの巻線が交差することになり、巻線が複雑になってきて、その製作し易さが悪くなると同時に、コイルエンド部も大きくなりがちである。この点で、図１５の形式で構成する場合には、ステータ磁極の数Ｍが大きくなっても、各巻線は背中合わせのスロット間で巻線を巻回すればよいので、巻線の生産性が落ちることはなく、巻線が複雑になることもない。なお、環状巻の場合も、ステータ磁極の数Ｍが大きくなっても巻線が複雑にはならない。
また、外径側のモータと内径側のモータでは径が異なるため電磁気的な条件が異なり、両モータの電磁気的最適化を図ると両モータの電流が異なる値となり、前記巻線では不都合が発生する問題がある。この問題を解決するため、図１のモータで示したような全節巻きの巻線を追加して電磁気的なバランスを取ることも可能である。４６Ｒ、４６ＵはＡ相巻線、４６Ｓ、４６ＶはＢ相巻線、４６Ｔ、４６ＷはＣ相巻線である。これらの追加した巻線は、外径側のモータの電磁気的な作用に寄与し、両モータの最適化を図ることにより、高出力化、小型化、低コスト化を実現できる。
次に他の構成の複合モータの例を図１６に示し説明する。図１５と同様に、外径側と内径側とにモータを組み込んだ複合構造のモータであるが、外径側のモータと内径側のモータの位相が電気角で１８０°異なっている。図１６は８極のモータで、図９に示すモータを８極にし、最も外径側にロータＲ１を配置し、その内側にロータＲ１に対応するステータＳ３を配置し、ステータＳ３の内径側にステータＳ４を配置し、ステータＳ４の内径側にステータＳ４と作用するロータＲ２を配置している。すなわち、モータ形式６Ｓ２Ｒのモータを８極に多極化し、外形と内径に２個のモータを複合化して配置したモータである。なお、図１のロータ構成あるいは、その他のモータでも同様に実現できる。
ロータＲ１とロータＲ２は図１５のモータと同じである。ステータの歯Ｇ０８、Ｇ０９、Ｇ０Ａ、Ｇ０Ｂ、Ｇ０Ｃ、Ｇ０Ｄ、Ｇ０Ｅ、Ｇ０Ｆ、Ｇ０Ｇ、Ｇ０Ｈ、Ｇ０Ｊ、Ｇ０Ｋ、Ｇ０Ｌ、Ｇ０Ｍは、外径側のステータＳ３の歯と内径側のステータＳ４の歯とを一体化している。そして、外径側のステータＳ３の歯と内径側のステータＳ４との極性が逆特性としていて、例えば、外径側のロータＲ１のロータ磁極４６１を通る磁束はステータの歯Ｇ０８あるいはＧ０９を通り内径側のロータ２のロータ磁極４６６を通る構成としている。従って、ステータＳ３とステータＳ４のバックヨークは不要になり、前記の複合した歯Ｇ０９などが円周上に並んでいる。なお、これらの歯の固定は、何らかの固定手段を用いてロータ軸方向側面などから固定する必要がある。そして、固定手段の磁気特性については注意を要する。
図１６のモータの巻線は、外径側のステータＳ３の巻線と内径側のステータＳ４との巻線とが一体化し、共用した形態として構成できる。巻線のコイルエンド部を破線で示していて、Ｇ０２、Ｇ０５はＡ相巻線、Ｇ０３、Ｇ０６はＢ相巻線、Ｇ０１、Ｇ０４、Ｇ０７はＣ相巻線である。いずれも巻線のシンボルで表す片方向電流を通電する。これらの３相の電流を通電する図２、図３の片方向電流の制御装置で駆動することができ、前記と同様に低コスト化、小型化が可能である。なお、この時、図１５、図１６のモータの各巻線には片方向の電流を通電し、各ステータ磁極には片方向の磁束が通り、電磁気的に作用している。
なお、図１６の複合モータの場合、外径側のモータの磁束量と内径側のモータの磁束量を同じ値にする必要があり、内径側のモータの磁束量がやや過剰となりやすい。この対応として、図１５と図１６の両モータの中間的なモータを実現することもできる。すなわち、外径側ステータと内径側ステータの間に磁束量的なアンバランス分だけバックヨークを配置するものである。そして、図１６の巻線は２組に分け、外形側ステータのスロットと内径側ステータのスロットに、図１６の巻線と類似の巻線をそれぞれに適切な量を巻回すればよい。
また、図１５は外径方向と内径方向に２個のモータを効果的に配置したモータ構成であるが、ロータ軸方向にアキシャルギャップ構造のモータを２個配置し、両端がそれぞれのロータで、ロータ軸方向の中心にステータを背中合わせに配置することもできる。この組み合わせについても、図１５に示すモータの一変形であり、本発明に含むものである。
また、他の複合モータの形態として、ステータとロータの配置の組み合わせは、最も外側にステータＳ５を配置し、最も内径側にステータＳ６を配置し、Ｓ５とＳ６の間に、複合化したロータＲ３とＲ４を配置することも出来る。この時、ステータＳ５とＳ６には、図１６と類似の巻線を巻回すればよい。
次にステータ磁極の形状とロータ磁極の形状を工夫し、高トルク化する本発明について、図１７、図１８に示し説明する。図１７に示すモータは、図１のモータに比較し、各ステータの歯の先端部を２個に分けている。具体的にはＡ５１とＡ５２、Ａ５３とＡ５４、Ａ５５とＡ５６、Ａ５７とＡ５８、Ａ５９とＡ５Ａ、Ａ５ＢとＡ５Ｃである。ロータ磁極の数は図１のステータ磁極数４に増加した歯数６を加えた１０であり、ロータ磁極のピッチは、前記のステータの分割した歯のピッチとほぼ一致している。Ａ５ＫとコイルエンドＡ５ＳとＡ５ＮはＡ相巻線である。Ａ５ＭとコイルエンドＡ５ＴとＡ５ＱはＢ相巻線である。Ａ５ＰとコイルエンドＡ５ＵとＡ５ＬはＣ相巻線である。動作は、図４に示した動作と類似の動作であり、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃも同様の電流である。ただし、ロータの回転角は、ロータ磁極の円周方向幅が小さくなっているのでその分だけ回転角が小さくなる。以上の結果、図１７のモータは図４のモータに比較して、単純原理的にはトルクを発生する歯の数が２倍になっているのでトルクが２倍になり、回転速度は歯幅の比率だけ遅くなるモータである。
次に図１８のモータは、図１のモータに比較し、各ステータの歯の先端部を３個に分けている。具体的にはＡ６１とＡ６２とＡ６３、Ａ６４とＡ６５とＡ６６、Ａ６７とＡ６８とＡ６９、Ａ６ＡとＡ６ＢとＡ６Ｃ、Ａ６ＤとＡ６ＥとＡ６Ｆ、Ａ６ＧとＡ６ＨとＡ６Ｊである。ロータ磁極の数は図１のロータ磁極数４に増加した歯数６×２を加えた１６であり、ロータ磁極のピッチは、前記のステータの分割した歯のピッチとほぼ一致している。Ａ６ＲとコイルエンドＡ５ＳとＡ６ＵはＡ相巻線である。Ａ６ＴとコイルエンドＡ５ＴとＡ６ＷはＢ相巻線である。Ａ６ＶとコイルエンドＡ５ＵとＡ６ＳはＣ相巻線である。動作は、図４に示した動作と類似の動作であり、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃも同様の電流である。ただし、ロータの回転角は、ロータ磁極の円周方向幅が小さくなっているのでその分だけ回転角が小さくなる。以上の結果、図１８のモータは図４のモータに比較して、単純原理的には歯の数が３倍になっているのでトルクが３倍になり、回転速度は歯幅の比率だけ遅くなるモータである。
図１７、図１８に示したモータは、各ステータ磁極の歯の数を２倍あるいは３倍と増加し、トルク定数を大きくしたモータである。図１に示したモータに比較して、トルク定数、トルクの増加が見込め、モータの効率も向上する。ただし、モータのピークトルクは、ステータ磁極周辺、ロータ磁極周辺の漏れ磁束が発生するため磁気飽和が部分的に発生し、さほど向上しないことが多い。この対策として、前記の歯間の凹部に永久磁石をそのステータ磁極の磁束の方向とは反対方向に向けて配置することにより、歯間の漏れ磁束を低減することができ、トルクを向上することが可能である。また、前記歯の側面から前記凹部の底部へ磁石を配置して歯の部分へ通過する磁束の大きさを増大することにより、トルクを増加することもできる。また、両手法を使用することもできる。
次に、図１のモータに界磁巻線を付加したモータを図１９に示し説明する。具体的には、ステータＡ０Ｐ１において、ステータ磁極Ａ０１の周囲へ界磁巻線Ａ７２とＡ７３とを破線で示すように集中巻きに巻回し、ステータ磁極Ａ０２の周囲へ界磁巻線Ａ７５とＡ７４とを集中巻きに巻回し、ステータ磁極Ａ０３の周囲へ界磁巻線Ａ７６とＡ７７とを集中巻きに巻回し、ステータ磁極Ａ０４の周囲へ界磁巻線Ａ７９とＡ７８とを集中巻きに巻回し、ステータ磁極Ａ０５の周囲へ界磁巻線Ａ７ＡとＡ７Ｂとを集中巻きに巻回し、ステータ磁極Ａ０６の周囲へ界磁巻線Ａ７１とＡ７Ｃとを集中巻きに巻回している。電流の方向は各巻線のシンボルの方向である。それぞれの界磁巻線を電流の方向が同じになるように渡り線で直列に接続し、図２１に示すように界磁電流駆動回路により界磁電流Ｉｆを通電する。Ａ８７は直流電圧源、Ａ８８はフライホイールダイオード、Ａ８１、Ａ８２、Ａ８３、Ａ８４、Ａ８５、Ａ８６は図１９に示した各界磁巻線、Ａ８９は界磁電流駆動用トランジスタ、Ａ９２は界磁電流Ｉｆを検出する電流センサーである
前記界磁電流Ｉｆを通電し、他の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃが零の状態では、ロータＡ０Ｋ１において、太線の矢印で示す磁束Ａ７Ｄ、Ａ７Ｅが誘起し、回転トルクは相殺するので零となる。この状態でロータが反時計回転方向へ回転すると、それぞれの界磁巻線に鎖交する磁束は回転と共に変化するが、６個の界磁巻線に鎖交する総磁束は変化しない。従って、図２１に示すように界磁巻線を直列に接続して界磁電流Ｉｆを通電して反時計回転方向へ回転する場合、ステータ磁極Ａ０１、Ａ０４の磁束は増加するが、Ａ０２とＡ０５の磁束は減少し、総磁束は変化しない。この時、図２１の各巻線の磁気エネルギは巻線間で授受することになる。従って、直流電源側からモータの界磁巻線側への電力の授受は、原理的に発生しない。
図１のモータを高速回転で駆動する場合の一つの課題は、界磁磁束の供給及び回生の負担である。例えば、反時計回転方向に回転しているとき、ロータ磁極Ａ０Ｋがステータ磁極Ａ０１にさしかかる直前あるいは直後に巻線Ａ７２、Ａ７８と巻線Ａ７９、Ａ７３へ所定電流をできるだけ速やかに供給する必要がある。その後、ステータ磁極Ａ０１とロータ磁極Ａ０Ｋとの間に回転トルクが発生して回転し、これらの両磁極が真正面に対向する直前に巻線Ａ７２、Ａ７８と巻線Ａ７９、Ａ７３へ通電している電流をできるだけ速やかに零Ａに減少させる必要がある。すなわち、課題の一つは、所定のタイミングで電流を急激に立ち上げ、その後所定のタイミングで電流を急激に減少させることである。
図１９、図２１に示すように界磁電流Ｉｆが流れていて界磁磁束は確立している場合には、巻線Ａ７２、Ａ７８と巻線Ａ７９、Ａ７３の電流の増減に伴う磁束の増減が小さく、電圧の負担が小さいので電流制御が容易となる。また、図２１に示す６個の界磁巻線の合計電圧の変動は小さく、比較的細い巻線を多数回巻回することができ、界磁電流を比較的小さなトランジスタＡ８９で制御することができる。その結果、図２、図３の制御装置のトランジスタへの負担も軽減することができ、制御装置の小容量化が可能である。図２、図３の制御装置が供給する電力の力率が改善すると見ることもできる。
また、回生する場合、発電機として使用する場合にも、図１９、図２１の界磁巻線構成は力率を改善することができ、好都合である。
また、図１９に示す前記界磁巻線は各ステータ磁極に個々に界磁巻線を巻回したが、図２０に示すように全節巻の界磁巻線とすることもできる。Ｈ７１、Ｈ７４はＡ相の界磁巻線、Ｈ７５、Ｈ７２はＢ相の界磁巻線、Ｈ７３、Ｈ７６はＣ相の界磁巻線である。これらの３個の巻線を電流方向を合わせて直列に巻回し、界磁電流を通電する。なお、３個の巻線へ個別に電流を通電することも可能である。
これらの全節巻、集中巻きの界磁巻線の数は３個なので、図２１の制御へ適用する場合は、界磁巻線Ａ８１等の６個の巻線に変え、３個の直列巻線となる。また、界磁巻線を図１４に示すような環状巻の巻線で構成することもできる。また、図１５に示した様にモータを複合化し両モータのスロットへ相互に巻線を巻回する界磁巻線とすることもできる。
既に図１のモータの巻線へ通電する区間、方法について図４に示し説明したが、ある回転方向トルクを発生する場合、その回転方向に回転していて、ロータ磁極があるステータ磁極へさしかかるとき、そのステータ磁極の円周方向両隣のスロットの２個の巻線へ、それぞれ逆方向の電流を通電すればよい。そのためには、円周方向の各スロットの巻線に通電する電流の方向は、円周方向に隣接する各スロットに正電流と負電流とを交互に配置する。この時、円周方向に隣接する各ステータ磁極に、回転と共に順次誘起する磁束の方向も、正磁束と負磁束とを交互に誘起することになる。
本発明モータと制御装置でそれらの特長を発揮するためには次の条件が重要である。電流、電圧をより簡単に供給するために、各巻線の電流が片方向電流であること。各巻線とその電流が二つの電磁気的作用に兼用できるために、円周方向に隣接する各ステータ磁極の両隣のスロットの巻線電流の正負の方向は逆方向であること。これは、あるスロットの巻線の電流はそのスロットの両隣のステータ磁極がそれぞれにトルクを発生するときにそれぞれに寄与できること、すなわち、各巻線は２つの異なる作用に使用でき、兼用の巻線であることである。そして、ロータの回転に伴いこれらの動作を順次行うことにより、前記の巻線電流でロータの正転、逆転、正トルク、負トルクをほぼ連続的に発生できること、すなわち、４象限運転ができることである。また、ロータ磁極が軟鉄で構成され、磁束の方向が両方向に作ることができ、磁束の方向がどちらであっても吸引力が作用する点も重要である。
この時、両隣のステータ磁極の異なるそれぞれの作用に使用できるためには、モータの各巻線の結線を電流の独立制御が可能な結線としておく必要がある。各巻線の電流を独立に制御できる最も簡単な方法は、モータの各巻線ごとに個別のトランジスタで電圧、電流を印加できる方法で、具体例は図２、図３の巻線の結線である。直流電源に対して各巻線を並列に配置して個別に電流、電圧を印加している、あるいは、モータの各巻線を分離して個別に電流、電圧を印加している。なお、巻線が兼用できるということは、モータ巻線の実質的抵抗値を小さくできるということだけではなく、巻線の電流を駆動するパワートランジスタを兼用できるということでもある。
これらの条件が成立するとき、駆動する電流が直流であり、各電流はモータの異なるステータ磁極の駆動に兼用できるのでそのパワートランジスタも兼用できることになり全部のパワートランジスタの電流容量合計が低減でき、その結果制御装置を小型化できる。具体的には、図１、図９等に示す本発明モータと図２、図３等に示す制御装置、あるいはこれらを必要に応じて多相化した制御装置と組み合わせて、制御装置の大幅な低コスト化を実現することができる。また、制御装置の電流容量をどの程度低減できるかは、本発明モータの種類によって変わる。
図１のモータの場合、３個の巻線の内の２個の巻線がトルク発生に寄与し、そして、２個の巻線へ電力を供給する制御装置の経路が別経路であって、それぞれの２経路で同時に電力供給が可能である点が特徴的である。
これに対し、図１１９に示す従来の３相交流インバータと３相交流モータの場合、インバータの最大出力は直流電圧源の電圧と１個のトランジスタの電流容量の積であり、１つの電力供給経路分の出力しかで駆動できない。すなわち、６個のトランジスタで１つの電力供給経路分の出力しか供給、駆動できない。
なお、本発明のモータと制御装置で、ステータ磁極の数Ｍが大きな数である場合には、後で述べるように、３経路以上からの同時の電力供給も可能である。
各巻線の結線方法は、同一位相の巻線あるいは逆位相の巻線を電流方向が一致するように直列に接続することにより、電流を駆動するトランジスタ等の電流制御手段を簡素化できる。例えば、本発明モータである図１のモータを４極にした場合、円周上にＡ相巻線、Ｂ相巻線、Ｃ相巻線が２個ずつ配置するのでそれぞれの相の巻線を２個ずつ直列に巻回できる。６極の場合、同相の巻線を３個ずつ直列に巻回できる。当然、位相の異なる巻線へ通電する電流は異なる電流制御手段で別々に通電し、それぞれに電力を供給する。
図１４の環状巻の巻線のモータにおいて、巻線Ａ４１、Ａ４２と巻線Ａ４７、Ａ４８は逆相の電流であり、通電方向を合わせて、渡り線で直列に巻回することができる。
なお、図１のモータを反時計回転方向へ回転させるとき、ステータ磁極Ａ０１がロータ磁極Ａ０Ｋを吸引するとき、巻線Ａ０ＤとＡ０Ｅへ逆方向の電流を同時に通電するが、次に、ステータ磁極Ａ０２でロータ磁極Ａ０Ｋを吸引するときには、巻線Ａ０Ｅと巻線Ａ０Ｆへ電流を通電し巻線Ａ０Ｄへは通電しない。この場合において、巻線Ａ０ＤとＡ０Ｅは同じ大きさの電流を通電するときもあるが、異なる電流値であるときもある。このような電流の位相は同一位相でも逆相の位相でもない。巻線Ａ０Ｄに通電するＡ相電流Ｉａと巻線Ａ０Ｅの通電するＢ相電流Ｉｂは異なる位相の電流である。
図１、図９、図１４、図１５などに示したモータは、図２、図３に示すような制御装置で、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃを通電することによりモータを回転駆動することができる。この時、各巻線への電流の通電は、少なくとも２個以上の通電経路を持って、２個以上の電流制御手段で同時に電力を供給する構成としている。
例えば、図９８の制御装置で駆動する場合、２つの経路で電力を供給できるので、２個の電流制御手段は、（電流容量×電源電圧×２）の電力を供給することができる。図１１９に示す３相交流インバータが（電流容量×電源電圧×１）の電力供給であるのに比較して２倍の電力供給ができることになる。
図２、図３に示すような制御装置で、同時に２経路以上で電力供給が行える条件、すなわち制御装置の電流容量を低減できる条件として、前記したように、各巻線の電流が片方向電流であること、各巻線の電流が独立に制御できるモータの結線であって、円周方向に隣接する両隣のステータ磁極をそれぞれ２つのトルク発生モードで励磁でき、その巻線を両モードで兼用していることである。モータ特性と各巻線の結線および制御装置特性との全てが密接に関わっている。
例えば、図１２０に示すスイッチトリラクタンスモータは、図２、図３に示すような制御装置で駆動することはできるが、同時に２個の経路で電力供給をすることはできない。従って、本発明モータと制御装置のように、制御装置のトランジスタの電流容量を低減することはできない。図１２０のモータとは、巻線方法、渡り線の結線方法、電流の通電方法、制御方法などが異なる。そして両モータシステムは、モータ効率、モータサイズとコスト、制御装置効率、制御装置サイズとコストに大きな差がある。
既に説明したように、図１９に示すような界磁巻線を施すことができる。そして、図２１に示すように、これらの界磁巻線を電流方向が同一になるように渡り線で直列に接続し、界磁電流Ｉｆを流し、比較的簡単な発電機を構成することができる。巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧはＡ相巻線で、図２１の巻線Ａ９Ｌである。巻線Ａ０Ｆ、Ａ０ＪはＢ相巻線で、図２１の巻線Ａ９Ｍである。巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥはＣ相巻線で、図２１の巻線Ａ９Ｎである。Ａ９Ｈ、Ａ９Ｊ、Ａ９Ｋは整流用のダイオードであり、３相の電圧を整流して直流電圧、直流電流を得る。Ａ９Ｆは整流用のチョークコイル、Ａ９Ｐはコンデンサ、あるいは、バッテリなどである。Ａ９Ｑは負荷である。なお、整流ダイオードＡ９Ｈ、Ａ９Ｊ、Ａ９Ｋの替わりにＩＧＢＴ等の制御素子も使用できる。また、チョークコイルＡ９Ｆとコモン線Ａ９Ｒの間にＩＧＢＴ等の制御素子を追加し、チョークコイルＡ９ＦとコンデンサＡ９Ｐの間にダイオードを追加し、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもできる。ＤＣ−ＤＣコンバータをコンデンサＡ９Ｐの後段に配置することもできる。図２１に示すように、界磁巻線へ界磁電流Ｉｆを通電することにより比較的簡単な構成の発電機を構成することができる。
図１９のモータ構成における発電は、今、反時計回転方向ＣＣＷに回転しているとして、ロータ磁極Ａ０Ｋがステータ磁極Ａ０１にさしかかり、真正面に対向し、そのロータ位置からＣＣＷへ回転してステータ磁極とロータ磁極との対向面積が減少する時に、巻線Ａ０Ｄ、Ａ０Ｅおよび巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅに磁束の減少を妨げる方向に発電電圧が発生し、発電電流が流れる。他のステータ磁極と巻線についても同様である。また、発電電流は３相の内の２相の巻線に流れるので、効率も良い。
自動車用の発電機であるオルタネータは、例えば、１，０００ｒｐｍから１０，０００ｒｐｍ以上の広範囲な回転数領域において、バッテリの電圧である１２Ｖから１４Ｖ程度の発電が求められる。しかも、コスト要求のレベルが高く、簡素な構成で実現する必要がある。現状、世界の自動車で使用されているオルタネータの大半はランデル型と言われるもので、回転子側にクローポール構造のロータ磁極が配置され、そのクローポールの中に回転子軸を中心として巻回する直流界磁巻線が巻回されている。直流電流は固定子側からスリップリングとブラシを介して接触式で供給されている。固定子側の３相交流巻線に交流電圧が出力されるので、３相交流電圧をダイオードで整流して直流の１２Ｖを作っている。現状のオルタネータの問題として、スリップリングとブラシの寿命および信頼性問題およびロータの複雑さがある。また、ロータ構造の巻線と磁路の取り合いの関係からオルタネータの高出力化が難しい点も問題である。またロータのクローポール構造から、高速回転ではロータが変形する問題もあり、ステータとロータ間のエアギャップ拡大の問題もある。
図２１のＡ９３は電圧指令、Ａ９Ｇこの発電機の出力端子でＡ９Ｓは出力電圧信号、Ａ９Ａは加算機で電圧誤差を求め、比例、積分などの補償器Ａ９Ｂでその出力は界磁電流指令である。Ａ９Ｃは加算器で、界磁電流指令と界磁電流検出手段Ａ９２の出力との差から界磁電流誤差を求め、比例、積分等の補償器Ａ９Ｄ、Ａ９Ｅで界磁電流電圧指令を求め、パルス幅変調器でいわゆるＰＷＭ信号を作りトランジスタＡ８９の駆動信号を作る。このように、発電電圧を監視しながら、界磁電流Ｉｆを制御することにより、広範囲な回転領域で安定した定電圧の発電を行うことが可能である。能動的なパワー素子は界磁電流用のトランジスタＡ８９だけであり、また、発電機の巻線および整流器も簡単な構成で、低コストに実現できる。そして、界磁電流用のブラシ、スリップリングがないので、信頼性も向上する。振動、騒音については重要な課題であるが、各磁極形状なお、各部の詳細な構成については、種々の変形が可能である。
本発明のモータで構成するオルタネータの例は、図１９に示す界磁巻線付きのモータ構造を８極程度に多極化した構成であり、界磁巻線と発電用の巻線とが共に固定子側に配置でき、非接触型の高信頼でかつ簡素なオルタネータとすることができる。本発明で、界磁巻線を固定子側に配置でき、かつ直流で励磁できる理由は、本発明モータが片方向電流で機能し、各ステータ磁極を通過する磁束も片方向磁束であることに起因している。本発明モータ特有の特長である。従来の交流発電機でステータ側から界磁を励磁する場合には、３相交流の界磁電流が必要となり、複雑で高価なものとなってしまう。また、界磁巻線と発電巻線がステータ側にあるので、大型化、高出力化も比較的容易である。また、本発明モータのロータは鉄の塊なので大変堅牢に構成でき、高速回転でもロータの変形量は少なく、ステータとロータ間のエアギャップを工作、組立精度の限界まで小さくでき、モータの高効率化と高速化が可能である。以上示したように、図１９および図２１に示す本発明オルタネータの構成は、従来のランデル型オルタネータの大半の問題を解決できる。
なお、本発明モータは、前記の界磁巻線がない場合においても、モータの回生制動動作として、発電することもできる。すなわち、図１のモータと図２あるいは図３の制御装置で発電することも可能である。その動作状態は、図１のモータが回生制動を行う、図７、図８の場合と同じ動作であり、モータ側から直流電源側へエネルギーが回生される。すなわち発電する。ただし、このように、モータの駆動装置を使用して発電を行う場合は、図２１の構成に比較して、能動的なパワー素子であるトランジスタの数は増加し、やや高価になることが多い。
次に、本発明モータのステータ磁極の表面に永久磁石を付加したモータを図２２、図２３に示し説明する。図２２のモータは、図１に示したモータを基本構造とし、ステータ磁極の表面に永久磁石Ｂ０７、Ｂ０８、Ｂ０９、Ｂ０Ａ、Ｂ０Ｂ、Ｂ０Ｃを配置した構成である。Ｂ０１、Ｂ０２、Ｂ０３、Ｂ０４、Ｂ０５、Ｂ０６は、各ステータ磁極である。Ａ相巻線Ａ０ＤとＡ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、Ｂ相巻線Ａ０ＦとＡ０ＪへＢ相電流Ｉｂを通電し、Ｃ相巻線Ａ０ＨとＡ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電する。電流の方向は図示するシンボルの方向で、片方向電流を通電する。
永久磁石の磁極の方向は図示する方向であり、あるステータ磁極の永久磁石の方向は、そのステータ磁極の両隣のスロットの巻線へ図示する巻線シンボルの方向へ電流を流したときに印可する起磁力の方向である。本発明モータのステータ側磁束が３相の片方向電流により励磁し、各ステータ磁極の磁束が一方向磁束となるモータ構成なので、ステータ側に永久磁石を配置するモータ構成が可能となっている。
このモータ内の磁束は、磁路が複数有り、磁石の起磁力と電流の起磁力とが作用するので、単純ではない。図２２のロータ回転位置では太い矢印線Ｈ１１、Ｈ１２、Ｈ１３、Ｈ１４で示す磁束が誘起し、ロータの回転と共にそれぞれが変化する。モータのトルクは、式（１０）等で示したように、巻線の鎖交磁束の回転変化率とその巻線の電流とに比例する。図２２のロータ回転位置でＣＣＷのトルクを発生させる場合、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅへ鎖交する磁束の回転変化率が大きいので、Ｃ相電流Ｉｃを通電することによりＣＣＷのトルクを発生できる。磁束Ｈ１２はこの回転位置の前後では変化しないので、トルク発生には寄与していない。
なおこの時、永久磁石とロータ磁極が対向している部分の磁束密度は一定値Ｂｘで、ロータ磁極が対向していない部分の磁束は零であるかあるいはモータの作用に影響しないと仮定すると、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０Ｇの鎖交磁束はこのロータ回転位置前後では変化しないので、Ａ相電流Ｉａによるトルク発生は零となる。図１に示したモータとは異なる作用である。
しかし、現実のモータの磁気回路は前記仮定とは異なる状態であり、モータの磁気回路設計を適切に行うことにより、モータシステムとして都合の良い特性とすることができる。都合の良い特性とは、モータのトルクが大きく、制御装置のパワートランジスタの電流容量を小さくできることである。
図２６に永久磁石の磁界の強さＨと磁束密度Ｂとの特性の例を示す。Ｂｈの動作点の磁束密度Ｂｒは残留磁束密度で、Ｂｎの動作点は永久磁石の減磁限界点でありその磁束密度はＢ１４である。例えば、モータ電流が零の時の動作点をＢｋとし、各巻線の電流によりその動作点がＢｍからＢｊまで変化するように設計すれば、永久磁石の磁束密度はＢ１３からＢ１１まで変化するので、図２２のモータのトルク発生作用も前記の説明とは異なる動作となる。具体的には、図２２においてＣＣＷのトルクを発生する時、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、同時にＣ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥへＩａと同じ大きさのＣ相電流Ｉｃを通電すると永久磁石Ｂ０７とＢ０Ａは磁束を強める方向に起磁力が作用し、図２６の動作点Ｂｊに磁束密度が増加し、他の永久磁石Ｂ０８、Ｂ０９、Ｂ０Ｂ、Ｂ０Ｃへは起磁力が作用しないのでその動作点Ｂｋは変化しない。この時、磁束Ｈ１２の回転変化率は動作点の磁束密度の上昇値に比例して増加し、電流Ｉｃが発生するトルクが増加すると共に、電流Ｉａによりトルクが前記磁束Ｂ１１とＢ１２の差分に比例して発生できるようになる。
また、電流Ｉｃを電流Ｉａより大きくすると、（Ｉｃ−Ｉａ）に比例して永久磁石Ｂ０９とＢ０Ｃの磁束を弱める起磁力を発生することになり、それらの磁束密度がＢｍ点のＢ１３へ減少する。そして、永久磁石Ｂ０９とＢ０Ｃの磁束低下分だけ電流Ｉａによるトルクが増加する。なおこの時、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥのＣ相電流Ｉｃが発生するトルクＴｃは永久磁石特性で（Ｂ１１＋Ｂ１３）に比例し、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧのＡ相電流Ｉａが発生するトルクＴａは永久磁石Ｂ０７、Ｂ０Ａの磁束密度Ｂ１１と永久磁石Ｂ０９とＢ０Ｃの磁束密度Ｂ１３の差分（Ｂ１１−Ｂ１３）に比例する。このように、図２２のモータで、Ａ相巻線とＣ相巻線とからこのモータへ電力を供給することができ、制御装置のパワートランジスタの電流容量を低減することが可能である。
図２２のモータの特徴は、図２、図３などの制御装置で駆動でき、パワートランジスタの電流容量を低減できること、永久磁石の付加により図５の特性Ｔｒｍから特性Ｔｓｐｍの特性へトルクを増加し改善できることである。特に、小型のモータでは、低電流領域でのトルクの改善は顕著である。また、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃは、それぞれの電流がいわゆるトルク電流に相当し、永久磁石により各巻線のインダクタンスが小さくなるので電流の応答性が著しく改善され、モータの制御性を改善できる。
なお、この時、もしＢ相巻線Ａ０ＦとＡ０Ｊへ巻線シンボルと逆方向の電流−Ｉｂを通電することができれば、磁束Ｈ１１を強めることができるので、トルクを増加させることができる。また、図２２のモータは、巻線の結線を星形結線に変更し、図１１９で示す従来の３相交流インバータで駆動することもできる。
次に、図２３に示すモータについて説明する。このモータは図１のモータのステータ磁極表面に永久磁石を配置した構成である。各巻線の電流が各永久磁石の図２６の特性に与える影響は図２２のモータの場合と同じである。図２３の状態でＣＣＷのトルクを発生する場合、Ａ相巻線Ａ０ＤとＡ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、Ｃ相巻線Ａ０ＨとＡ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電する。この時、磁束Ｈ１５は強められ、磁束Ｈ１６は変化しない。図２３のモータのトルクは、図２２のモータのＡ相電流とＣ相電流との関係が逆になり、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧのＡ相電流Ｉａが発生するトルクＴａは永久磁石Ｆ６７、Ｆ６Ａの磁束密度Ｂ１１と永久磁石Ｆ６８、Ｆ６Ｂの磁束密度Ｂ１３の和（Ｂ１１＋Ｂ１３）に比例し、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥのＣ相電流Ｉｃが発生するトルクＴｃは永久磁石特性で（Ｂ１１−Ｂ１３）に比例する。図２３のモータの特徴は図２２のモータの特徴とほぼ同じである。
前記のように、図２２のモータ特性と図２３のモータ特性とでは、トルクを発生するステータ磁極の円周方向両隣のスロットに通電するＡ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃとのトルク発生比率、あるいは、誘起電圧の比率が逆の関係となっているので、この２種類のモータ構成をロータ軸方向へ重ねた構成とすることにより、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃとのバランスを改善することができる。この時、３相の各相の巻線は同一巻線をロータ軸方向へ貫通する。このバランスの改善により、制御装置のパワートランジスタの電流容量を低減することが可能である。
なお、この時、もしＢ相巻線Ａ０ＦとＡ０Ｊへ巻線シンボルと逆方向の電流−Ｉｂを通電することができれば、磁束Ｈ１１を強めることができるので、トルクを増加させることができる。また、図２３のモータは、巻線の結線を星形結線に変更し、図１１９で示す従来の３相交流インバータで駆動することもできる。
また、図２２、図２３のモータは、ステータ磁極表面の永久磁石の形状を変えることにより種々特性とすることができる。具体的には、ステータ磁極表面を永久磁石と軟磁性体とを混在させる構成であり、永久磁石の比率をＲｓｐｍとする。この比率をＲｓｐｍ＝１の時は図２２に示すようにステータ磁極表面を全て永久磁石とし、比率をＲｓｐｍ＝０．５の時永久磁石と軟磁性体が５０％ずつとし、比率をＲｓｐｍ＝０はステータ磁極の表面が図１のように全てが軟磁性体とする。比率Ｒｓｐｍを０から１まで可変することにより、図１のモータ特性から図２２のモータ特性までの中間の種々特性を得ることができる。
次に、図２４に示す本発明モータについて説明する。このモータは図２２のロータ磁極を変更していて、ロータ磁極の数Ｋが２で、ロータ磁極の円周方向幅を６０°と大きくしている。ステータの各巻線および電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは図２２と同じである。今、図２４の状態でＣＣＷへトルクを発生する場合、Ａ相巻線Ａ０ＤとＡ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、同時に、Ｃ相巻線Ａ０ＨとＡ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電する。そして、ロータ磁極が永久磁石Ｂ０７の正面に対向する位置までＣＣＷへ回転すると、Ｂ相巻線Ａ０ＦとＡ０ＪへＢ相電流Ｉｂを通電し、Ｃ相巻線Ａ０ＨとＡ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電する。同様に、ロータ磁極の回転と共に巻線を変更して電流を通電し、ロータ磁極を吸引して連続的にトルクを発生して回転することができる。ロータが１回転する間にロータの磁束方向が６度反転するが、同一のロータ磁極を同一方向に順次吸引して回転させるという観点では、同期電動機に類似した駆動法でもある。
また、巻線への電流の駆動方法は、３相巻線の内の１相の電流で順次回転トルクを発生することができ、また、前記のように２個の巻線に通でしながら順次回転トルクを発生することできる。なお、図示する巻線のシンボルと逆の方向の電流を駆動することが可能な場合は、例えば図２４の回転位置ではＢ相巻線へ逆方向の電流を通電すれば、この回転位置でＢ相電流もトルク発生に寄与させること可能である。
図２４のモータの特徴は、図２、図３などの制御装置で駆動でき、パワートランジスタの電流容量を低減できること、永久磁石の付加により図５の特性Ｔｒｍから特性Ｔｓｐｍの特性へトルクを増加し改善できることである。特に、小型のモータで、低電流領域でのトルクの改善は顕著である。
次に、図２５に本発明の他の例を示す。このモータは図２４の円筒状の６個の永久磁石を分離して配置した構成である。電磁気的な動作は図２４のモータとほとんど同じである。このようにステータ磁極の形状、ロータ磁極の形状は種々の形状に変形することが可能である。また前記のように、ステータ磁極表面の永久磁石は、軟磁性体のステータ磁極と混在させることも可能である。また、後に述べるように、永久磁石を軟磁性体の内部へ配置することも可能である。
以上示したように、ステータ磁極表面に永久磁石を付加するモータは種々の形態が可能である。各ステータ磁極、各永久磁石、ロータ磁極の各形状の自在性は大きく、トルク、コギングトルク、トルクリップルの観点で種々の工夫ができる。トルクの観点では、ステータ磁極、永久磁石の各磁極の円周方向幅、ロータ磁極の円周方向幅を変えることにより大きく特性を変えることができる。例えば、永久磁石の円周方向幅を図１のモータのように、電気角で３０°に狭くすることもできる。また、永久磁石磁極の境界部分はコギング等の低減のため、円弧状に滑らかな曲線形状で凹ませる、永久磁石表面形状をいわゆるかまぼこ形状としてトルクリップルを低減することが可能である。ステータ、ロータ共にスキューを施すことも可能である。ロータ磁極の表面形状も、例えば、いわゆるかまぼこ形状とすることもできる。変形の方向は、ラジアル方向、円周方向、ロータ軸方向に変形することができる。また、永久磁石の破損が心配される場合は、ステータの内周を樹脂等の透磁率の小さな物質で覆って保護することもできる。巻線の巻回方法についても、図１４、図１５の方法を採用することもできる。
また、図２２、図２５などに示したモータを多極化することも可能であり、後に述べるようなステータ磁極の数Ｍ、ロータ磁極の数Ｋが種々の値であるモータを実現することもできる。また、モータに求められる特性は用途により多様であり、回転数により異なるモータ特性が求められる場合には、例えば、ある回転数以上ではロータ磁極の数を８個から４個に変えるなど、機械的な構成を連動させて他の動力あるいは電気的なアクチュエータで変更することも可能である。
各永久磁石の減磁については、正常にトルクを発生する時には、磁石を強める方向に作用する点が特徴的である。ロータが堅牢なので、ステータとロータ間のエアギャップも小さくすることが可能である。従って、永久磁石を薄くして使用することができ、低コストにすることが可能である。しかし、誤ったモータ電流の制御が行われた時、パワートランジスタが壊れた時などは磁石が減磁する可能性があり、その対処法を考えておく必要がある。その一つの対処法は、後述するように、各相の巻線電流で着磁することができるような磁石設計をする方法である。正常に制御されている時には、減磁しないので、今までにない種々方法が可能となる。また、後述するように、モータの回転中に永久磁石の強さを変え、界磁弱め制御および定出力制御を行うことも可能となってくる。減磁および増磁の容易さ磁石設計を行うことが可能となる。この場合、磁界の強さＨが非常に大きいネオジム鉄ボロンＮｄＦｅＢ系の磁石だけでなく、いわゆるアルニコ磁石などの応用が可能である。
次に、永久磁石の一部あるいは全てをステータコアの内部に配置するモータである。具体的な例を図２７、図２８、図２９、図３０に示し、説明する。図２７に示すモータは、図１のモータのステータ磁極の先端部近傍に永久磁石を配置した構成である。Ｂ１１、Ｂ１２、Ｂ１３、Ｂ１４、Ｂ１５、Ｂ１６は永久磁石である。Ｂ１７、Ｂ１８、Ｂ１９、Ｂ１Ａ、Ｂ１Ｂ、Ｂ１Ｃはステータ磁極である。磁石の磁束方向は図示する方向であり、図１の磁束方向である。ステータ磁極及び各永久磁石の円周方向幅を小さくすることができ、逆に、大きくすることも可能である。
そして、ステータの磁気特性を永久磁石の特性と軟磁性体の特性との間の特性を実現することができる。ステータ磁極に求められる磁気特性は、用途により異なる。例えば、低速で高トルクが必要な場合は、ステータ磁極の磁束密度は、希土類磁石の磁束密度以上の磁束密度すなわち鉄の飽和磁束密度近傍の２．０Ｔ程度に高密度であって欲しい。パーメンジュール等の高磁束密度材を使用すれば２．５Ｔ程度の磁束密度も可能である。逆に、界磁弱め等を行って高速回転の運転を行いたい場合には、巻線電流が零である場合のステータ磁極表面の磁束密度は、例えば、０．５Ｔ程度あるいはそれ以下が都合がよい場合もある。永久磁石をコア内部へ配置する構造の場合は、図２７、図２８、図２９、図３０に示した様な構造により、種々磁気特性の設定、設計が可能である。
制御装置の観点でも、例えば図２７においてこのロータ回転位置θｒでＣＣＷのトルクを発生する場合、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、同時に、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電し磁束Ｂ１Ｄを強め、ＣＣＷのトルクを発生する。そしてこの時、逆に、他の方向の磁束Ｂ１Ｅ、Ｂ１Ｆはできる限り小さい値にしたい。それは、ＣＷのトルクを小さくするというだけでなく、Ｃ相巻線の電圧を大きくすることにもなる。Ｃ相巻線に発生する電圧は、主に、磁束Ｂ１Ｄの時間変化率と磁束Ｂ１Ｆの時間変化率を加えた値なので、ＣＣＷ時に負の電圧を発生する磁束Ｂ１Ｆは小さい値である方が良い。ステータ磁極表面における磁束Ｂ１Ｆの磁束密度が低い方が、Ａ相巻線とＣ相巻線とでよりバランス良く電力をモータへ供給することができる。各巻線電圧のバランスを良くすることは、直流電源とパワートランジスタの電圧限界があることから、制御装置のパワートランジスタの電流容量を低減することに繋がる。また、電圧バランスの観点では、Ｃ相電流ＩｃよりＡ相電流Ｉａを大きな値とする方が、磁束Ｂ１Ｆを低減する効果を発生することができるので望ましい。
なお、この時、Ｃ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへ巻線の電流方向シンボルで表す電流方向とは逆方向の電流−Ｉｃをさらに追加することにより発生トルクを増加させることができる点については、後に説明する。また、この電流−Ｉｃは、磁束Ｂ１Ｅ、Ｂ１Ｆを減少させる起磁力を発生する効果もある。
図２８の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、ステータ磁極のみを部分的に示していて、磁石を分割して配置する例である。ステータ磁極の磁束の量を任意に設計、選択することができる。図２８の（ｂ）では永久磁石を３個に分割しているが、さらに分割数を大きくする、あるいは、永久磁石間の軟鉄部の幅を広くすることなども可能である。図２９の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）も磁石の種々は一例である。軟鉄部は、さらに、各部にスリットを付加して、磁束の方向性を得ることもできる。図３０は、バックヨーク部に永久磁石を配置した例である。バックヨーク部に磁石を配置して各ステータ磁極へ磁束を供給することもできる。
次に、永久磁石を使用した具体的な例を図３１に示す。図３１のモータ形状は、図９のモータのステータ磁極の一部へ永久磁石Ｇ７１、Ｇ７２、Ｇ７３、Ｇ７４、Ｇ７５、Ｇ７６を付加し、ロータ磁極幅Ｈｍを約７５°とし、ロータ磁極の円周方向端の形状に丸みを持たせた形状としている。用途にもよるが、本発明モータの課題の一つは、各相電流の増加、減少を速やかに行い、高速回転の実現、あるいは、トルクを確保することである。また、他の課題の一つは、ラジアル方向の吸引力の変動をより滑らかに行い、振動、騒音を小さくすることである。図３１に示すモータは、図９のモータ特性である図１２の特性を改良している。
今、ＣＣＷのトルクを発生してＣＣＷへ回転することを考える。構造的にＣＣＷとＣＷでは異なる特性となっている。電気自動車あるいはハイブリッド自動車では、ＣＣＷとＣＷでは異なった使い方をする。エアコンのコンプレッサ用モータでは、片方向の回転だけを使用する。図３１の（ａ）のロータ回転位置θｒでは、Ａ相巻線１３１、１３４へＡ相電流Ｉａを通電し、同時に、Ｃ相巻線１３５、１３２へＣ相電流Ｉｃを通電し、磁束Ｇ７Ｆを励磁してＣＣＷのトルクを発生する。この時、電流ＩａとＩｃが同一振幅であれば、ステータ磁極Ｇ７ＤとＧ７Ａの間には起磁力が相殺し発生しないが、永久磁石Ｇ７１とＧ７４の間にはＧ７Ｆの磁束成分が発生している。この磁束Ｇ７Ｆはトルクは発生していない。
図３１の（ｂ）のロータ回転位置θｒでは、継続して、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃにより磁束Ｇ７Ｆを励磁してＣＣＷのトルクを発生する。この時も同様に、Ｇ７Ｆの磁束成分が発生している。この磁束Ｇ７Ｆはトルクは発生していない。
図３１の（ｃ）のロータ回転位置θｒでは、継続して、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃにより磁束Ｇ７Ｆを励磁してＣＣＷのトルクを発生する。しかし、高速で回転しているときには、このロータ回転位置θｒのあたりで、電流Ｉａを減少させる必要がある。このロータ回転位置θｒでは、永久磁石Ｇ７１とＧ７４によるＧ７Ｆの磁束成分が発生している。また、永久磁石Ｇ７５とＧ７２によるＧ７Ｇの磁束成分が発生し初めている。
図３１の（ｄ）のロータ回転位置θｒでは、Ａ相電流Ｉａが減少して零となり、Ｂ相巻線１３３、１３６へＢ相電流Ｉｂが通電され、磁束Ｇ７Ｈが励磁され、ＣＣＷのトルクを発生する。この時、永久磁石Ｇ７１とＧ７４によるＧ７Ｆの磁束成分と、永久磁石Ｇ７５とＧ７２によるＧ７Ｇの磁束成分とが発生している。
前記の図３１の（ｃ）から図３１の（ｄ）にかけて、Ａ相電流Ｉａが急激に減少して、磁束Ｇ７Ｅに伴う磁気エネルギーを直流電源へ回生する必要があるが、永久磁石Ｇ７２とＧ７５の磁束成分に伴う磁束エネルギーを回生する必要はない。図１１の（ｂ）では、ステータ磁極１１７を通る磁束の磁気エネルギー全てを回生する必要があったことに比較し、永久磁石Ｇ７２とＧ７５の磁束成分だけ回生エネルギーが軽減しており、Ａ相電流Ｉａの減少時間を短縮できることになる。すなわち、永久磁石Ｇ７２とＧ７５により励磁エネルギー増減する負担が軽減したわけである。
また、この時同時に、ステータとロータの間のラジアル方向吸引力は、前記の図３１の（ｃ）から図３１の（ｄ）にかけて、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃとが急激に減少したとしても、永久磁石Ｇ７１とＧ７４によるＧ７Ｆの磁束成分と、永久磁石Ｇ７５とＧ７２によるＧ７Ｇの磁束成分とが残っており、吸引力が零になるわけではない。図１１の（ｂ）において、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃとが急激に零になれば、ラジアル方向吸引力がほぼ零になることに比較すると、図３１の（ｃ）から図３１の（ｄ）の場合には、永久磁石Ｇ７１、Ｇ７４、Ｇ７５、Ｇ７２によりラジアル方向吸引力の変動を緩和していることになる。さらには、図３１の（ｄ）においてもＡ相電流Ｉａを零とせずに、ラジアル方向吸引力の変動を緩和する程度にＡ相電流の変化を緩やかに制御することもできる。
図３１の（ａ）から（ｄ）の動作の例について説明したが、この６０°の動作が同じように繰り返し、連続してロータを回転させることができる。
なお、前記の永久磁石の形状については、磁石の厚みについても、一部の磁石は厚く、他の磁石は薄い構造とし、磁石特性の異なる構造とすることもできる。また、希土類磁石、鋳造磁石、フェライト磁石、それらのいわゆるボンド磁石など、２種類以上の磁石を目的に応じて使用することができる。例えば、厚い希土類磁石は、常に高磁束密度の特性を発揮させ、他の部分は電流により磁束密度を可変して使用することができる。また、前記のように、磁石の一部の着磁と減磁とを、モータを運転中に、モータ駆動電流で行うことも可能である。また、磁石形状についても、磁石断面が矩形形状の例を多く示したが、三角形状、台形形状等種々形状とすることができる。なお、ステータ磁極近傍における永久磁石配置を、ステータ磁極の表面配置とステータ磁極の内部配置とを言い分けたが、図２８および図３１などの場合の様に軟鉄部がごく薄い形状であれば、電磁気的作用に大差があるわけではない。
次に、ロータ磁極の表面、あるいは、ロータ磁極の軟磁性体の内部に永久磁石を配置するモータ構成について説明する。図３２はステータ磁極数Ｍが６で、ロータ磁極数Ｋが１０で、ロータ表面に永久磁石を配置したモータである。ステータ磁極およびステータの各巻線は、図１で示したステータと同じである。Ｇ３Ｄ、Ｇ３Ｅ、Ｇ３Ｑなどに示すロータＧ３Ｍの永久磁石はその磁石磁束の方向を矢印で示し、永久磁石の内径側に永久磁石の内径側磁極であるＮ極あるいはＳ極を示している。
図３２の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、その順に、ロータＧ３Ｍが反時計回転方向ＣＣＷへ進んだ状態を示している。図３２の（ａ）でロータＧ３ＭがＣＣＷのトルクＴを発生するためには、Ｇ３ＤのＮ極磁石をＡ相巻線Ｇ３７、Ｇ３８の電流ＩａとＣ相巻線Ｇ３Ｂ、Ｇ３Ｃの電流Ｉｃでステータ磁極Ｇ３１の方向へ吸引すればよい。この時同時に、Ｇ３ＬのＳ極磁石を前記電流Ｉａ、Ｉｃでステータ磁極Ｇ３４の方向であるＣＣＷへ吸引している。また同時に、永久磁石Ｇ３ＲとＧ３Ｓは、それぞれ、ステータ磁極Ｇ３１とＧ３４とを反発し、ＣＣＷのトルクを発生している。なお、時計回転方向ＣＷへトルクを発生する場合は、逆の関係のステータ磁極とロータ磁極を選び、そのステータ磁極が起磁力を発生する電流を通電すればよい。
図３２の（ｂ）のロータ回転位置では、同様に、Ｂ相電流Ｉｂを巻線Ｇ３９、Ｇ３Ａに通電し、電流Ｉｃを通電し、ステータ磁極Ｇ３２とＳ極永久磁石Ｇ３Ｅとを吸引し、ステータ磁極Ｇ３５とＮ極永久磁石Ｇ３Ｆとを吸引し、ＣＣＷのトルクＴを発生する。
図３２の（ｃ）のロータ回転位置では、同様に、Ａ相電流Ｉａを通電し、Ｂ相電流Ｉｂを通電し、ステータ磁極Ｇ３３とＮ極永久磁石Ｇ３Ｈとを吸引し、ステータ磁極Ｇ３６とＳ極永久磁石Ｇ３Ｇとを吸引し、ＣＣＷのトルクＴを発生する。以下、同様に回転トルクを発生することができる。
図３２の（ｄ）は、ロータＧ３Ｘの永久磁石を変更したモータの例である。Ｎ極永久磁石Ｇ３Ｊ等は同じ構成とし、Ｓ極永久磁石に替えて軟磁性体の磁極Ｇ３Ｋとしている。この軟磁性体の磁極Ｇ３Ｋ等へは、Ｎ極磁石Ｇ３Ｊ等の磁束がステータを経由して通過するので、Ｓ極永久磁石が配置されている時と類似した磁束が通り、トルクの発生も類似している。磁石の数を少なくしたモータ構成例である。
また、ロータに配置する永久磁石はロータの軟磁性体の表面だけでなく、軟磁性体の内部へも配置することができる。種々方法で軟磁性体の内部へ永久磁石を配置することができ、図２７、図２８、図２９、図３０はステータ磁極の例であるが、ロータ磁極についても同様である。
次に図３３に、ステータ磁極数Ｍが８で、ロータ磁極数Ｋが１２で、ロータ表面に永久磁石を配置したモータを示す。この場合、ステータの各巻線はスロット数の関係から、図１で示した全節巻とすることできない。図３３に示すモータの巻線は、図１４に示した環状巻か、あるいは、図１５に示した様にモータを複合化し両モータのスロットへ相互に巻線を巻回する必要がある。図３３では、電磁気的に機能するために必要な巻線だけを示すことにする。
図３３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、その順に、ロータＧ４１がＣＣＷへ進んだ状態を示している。図３３の（ａ）のロータ回転位置では、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ４３とＧ４４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｂと磁石Ｇ４２の間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４３とＧ４Ａへ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｚと磁石Ｇ４Ｊの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４７とＧ４６へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｅと磁石Ｇ４Ｌの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４７とＧ４８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｆと磁石Ｇ４Ｍの間に吸引力を発生する。ここで、巻線Ｇ４３、Ｇ４８へ通電する電流は重なっているので、この両巻線へは他の巻線の２倍の電流を通電する必要がある。前記の４個のステータ磁極Ｇ４Ｂ、Ｇ４Ｚ、Ｇ４Ｇ、Ｇ４Ｆで発生するトルクの合計がモータトルクＴである。なお、前記のロータ磁極磁石Ｇ４２、Ｇ４Ａ、Ｇ４Ｕ、Ｇ４ＭのＣＣＷ側に配置する永久磁石も反発力でＣＣＷのトルクを発生している。
図３３の（ｂ）のロータ回転位置では、同様に、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ４３とＧ４４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｂと磁石Ｇ４２の間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４５とＧ４４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｃと磁石Ｇ４Ｖの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４９とＧ４８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｇと磁石Ｇ４Ｗの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４７とＧ４８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｆと磁石Ｇ４Ｍの間に吸引力を発生する。
図３３の（ｃ）のロータ回転位置では、同様に、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ４５とＧ４４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｃと磁石Ｇ４Ｙの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４５とＧ４６へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｄと磁石Ｇ４Ｋの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４９とＧ４８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｇと磁石Ｇ４Ｗの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４９とＧ４Ａへ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｈと磁石Ｇ４Ｐの間に吸引力を発生する。
図３３の（ｄ）のロータ回転位置では、同様に、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ４５とＧ４６へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｄと磁石Ｇ４Ｋの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４７とＧ４６へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｅと磁石Ｇ４Ｒの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４９とＧ４Ａへ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｈと磁石Ｇ４Ｐの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ４３とＧ４Ａへ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ４Ｊと磁石Ｇ４Ｑの間に吸引力を発生する。以下、同様に回転トルクを発生することができる。
次に図３４に、ステータ磁極数Ｍが１０で、ロータ磁極数Ｋが１６で、ロータ表面に永久磁石を配置したモータを示す。図３４のステータの各巻線は、図１で示した全節巻とすることもできるが、このロータ磁極数１６の場合は電気角で１８０°反対側のロータ磁極の向きが逆方向となるので、全節巻は採用できない。図３４に示すモータの巻線は、図１４に示した環状巻か、あるいは、図１５に示した様にモータを複合化し両モータのスロットへ相互に巻線を巻回する必要がある。図３４では、電磁気的に機能するために必要な巻線だけを示すことにする。
図３４の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、その順に、ロータＧＧ１がＣＣＷへ進んだ状態を示している。図３４の（ａ）のロータ回転位置では、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ５１とＧ５２へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｂと磁石Ｇ５Ｚの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５９とＧ５８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｕと磁石Ｇ５Ｖの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５７とＧ５８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｈと磁石Ｇ５Ｖの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５５とＧ５４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｅと磁石Ｇ５Ｍの間に吸引力を発生する。前記の４個のステータ磁極Ｇ５Ｂ、Ｇ５Ｕ、Ｇ５Ｈ、Ｇ５Ｅで発生するトルクの合計がモータトルクＴである。なお、前記のロータ磁極磁石Ｇ５Ｚ、Ｇ５Ｖ、Ｇ５Ｖ、Ｇ５ＭのＣＣＷ側に配置する永久磁石も反発力でＣＣＷのトルクを発生している。
図３４の（ｂ）のロータ回転位置では、同様に、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ５３とＧ５２へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｃと磁石Ｇ５Ｌの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５９とＧ５Ａへ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｊと磁石Ｇ５Ｒの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５９とＧ５８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｕと磁石Ｇ５Ｍの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５５とＧ５６へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｆと磁石Ｇ５Ｎの間に吸引力を発生する。
図３４の（ｃ）のロータ回転位置では、同様に、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ５３とＧ５２へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｃと磁石Ｇ５Ｔの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５９とＧ５Ａへ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｊと磁石Ｇ５Ｒの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５７とＧ５６へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｇと磁石Ｇ５Ｐの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５３とＧ５２へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｃと磁石Ｇ５Ｌの間に吸引力を発生する。
図３４の（ｄ）のロータ回転位置では、同様に、ＣＣＷのトルクを発生するために、巻線Ｇ５ＢとＧ５Ａへ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｋと磁石Ｇ５Ｓの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５７とＧ５８へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｈと磁石Ｇ５Ｑの間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５５とＧ５４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｅと磁石Ｇ５０の間に吸引力を発生する。同時に、巻線Ｇ５３とＧ５４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ｇ５Ｄと磁石Ｇ５Ｔの間に吸引力を発生する。以下、同様に回転トルクを発生することができる。
以上、ロータへ永久磁石を配置した本発明の例を示した。これらの例以外に、ステータ磁極の数Ｍとロータ磁極の数Ｋの種々組み合わせの構成も可能であり、ロータに永久磁石を配置したこれらの構成も本発明に含むものである。図３２、図３３、図３４では、ロータの全周に永久磁石を配置した例を示したが、ロータ表面の円周方向に分離して永久磁石を配置することもできる。また、円周方向に、永久磁石部と軟鉄部を配置した構成とすることもできる。各永久磁石の形状、軟鉄部の形状についても種々変形は可能である。
また、ステータ磁極あるいはロータ磁極に永久磁石を使用する本発明モータを発電機として使用する場合には、図２１に示した界磁電流Ｉｆなどの励磁電流を無くすことが可能な場合もある。また、各巻線の発電電圧を整流する場合に、正負両方向の電圧を活用するためには、いわゆる全波整流とする必要がある。
なお、ここまでに記述した各種構成のモータを複合することも可能である。例えば、８極のモータで、４極分についてはステータ磁極の表面が永久磁石である構成とし、残りの半分はステータ磁極が軟鉄で構成し、モータ全体の特性としては両者の中間の特性とすることができる。また、従来モータ技術との複合も可能である。種々の複合により各種構成のモータを実現することができる。
次に、リニアモータの構成について説明する。前記の種々モータを直線化することが可能である。図３５の（ａ）はリニアモータの縦断面図で、（ｂ）は横断面図である。また、図３５のリニアモータは図１のモータを図１５のモータのように外径側と内径側とにモータを構成し、さらにそのモータを直線化し、最後に円筒化した構成のリニアモータである。概略のリニアモータ構成として、中心側がステータで、外周側がスライダーとした構成の例である。Ｂ２６、Ｂ２５、Ｂ２４、Ｂ２３、Ｂ２３、Ｂ２２、Ｂ２１は円環状のステータ磁極である。Ｂ２１とＢ２７とは円環状の突極を成している。Ｂ２Ｔ、Ｂ２Ｃは円環状の巻線でＡ相巻線で、Ｂ２Ｑ、Ｂ２Ｋは負のＡ相巻線である。Ｂ２Ｒ、Ｂ２Ｌは円環状の巻線でＢ相巻線で、Ｂ２Ｎ、Ｂ２Ｈは負のＢ相巻線である。Ｂ２Ｐ、Ｂ２Ｊは円環状の巻線でＣ相巻線で、Ｂ２Ｓ、Ｂ２Ｍは負のＣ相巻線である。Ｂ２ＧとＢ２Ｂは円環状のスライダー磁極である。同様に、Ｂ２ＦとＢ２Ａ、Ｂ２ＥとＢ２９、Ｂ２１とＢ２７はそれぞれ円環状のスライダー磁極である。図３５の（ａ）はリニアモータの一部を図解していて、任意の長さの構成とすることができる。図３５の（ｂ）において、Ｂ２Ｕはスライダー磁極、Ｂ２Ｖはステータとスライダー間のエアギャップ、Ｂ２Ｈはステータ磁極である。力の発生は、図１のモータのトルク発生と同じ電磁気的作用であり、動きが円運動から直線化している。また、ステータとスライダとの間には、滑り軸受けあるいは転がり軸受けなどを配置し、相互の隙間を正確に保つと共に、案内する。また、電流の通電は、同相の巻線および逆相の巻線を渡り線で電流方向が同一となるように接続し、図２、図３のような制御装置で駆動することができ、低コストで小型のシステムとすることができる。各巻線はその２／３の巻線がトルク発生に寄与するので、高効率なリニアモータとすることができる。ステータ磁極に永久磁石を付加することによりさらに高トルク化することもできる。また、図３５のリニアモータは内径側と外径側とを逆にすることも可能であり、また、巻線側を可動部とすることもでき、種々変形が可能である。モータ形式の異なる他のモータのリニアモータ化、永久磁石の活用等も可能である。
次に、モータの各種形態について示す。ステータ磁極の数Ｍが６で、ロータ磁極の数Ｋが２あるいは４の場合については、図１から図１６等に示した。ステータ磁極の数Ｍが６で、ロータ磁極の数Ｋが３あるいは５の奇数の場合についても、図３６、図３７に示すように、本発明モータを実現することができる。
図３６はモータ形式６Ｓ３Ｒのモータである。このモータはロータ磁極数Ｋが３であり、非対称構造なので、全節巻は採用できない。図３６に示すモータの巻線は、図１４に示した環状巻か、あるいは、図１５に示した様にモータを複合化し両モータのスロットへ相互に巻線を巻回する必要がある。図３６では、電磁気的に機能するために必要な巻線だけを示すことにする。
図３６の（ａ）のロータ回転位置でＣＣＷのトルクを発生するためには、巻線Ｇ１１とＧ１６へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ａ０１とロータ磁極Ｇ１７の間に吸引力を発生させＣＣＷのトルクを得ることができる。図３６の（ｂ）のロータ回転位置でＣＣＷのトルクを発生するためには、巻線Ｇ１３とＧ１２へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ａ０３とロータ磁極Ｇ１８の間に吸引力を発生させＣＣＷのトルクを得ることができる。このように、ロータの回転に伴い、順次、通電する巻線を変えることにより連続したトルクを得ることができる。なおこのモータでは６個の巻線があり、各巻線は円周方向両側の２個のステータ磁極がそれぞれにトルクを発生するときに使用でき、各巻線が兼用している。
次に、図３７は、モータ形式６Ｓ５Ｒのモータである。このモータもロータ磁極数Ｋが５であり、非対称構造なので、全節巻は採用できない。図３６に示すモータの巻線は、図１４に示した環状巻か、あるいは、図１５に示した様にモータを複合化し両モータのスロットへ相互に巻線を巻回する必要がある。
図３７の（ａ）のロータ回転位置でＣＣＷのトルクを発生するためには、巻線Ｇ１１とＧ１４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ａ０６とロータ磁極Ｇ２５の間に吸引力を発生させＣＣＷのトルクを得ることができる。また、巻線Ｇ１５とＧ１４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ａ０５とロータ磁極Ｇ２４の間に吸引力を発生させＣＣＷのトルクを得ることができる。
図３７の（ｂ）のロータ回転位置までＣＣＷへ回転すると、巻線Ｇ１５とＧ１２へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ａ０４とロータ磁極Ｇ２３の間に吸引力を発生させＣＣＷのトルクを得ることができる。また、巻線Ｇ１５とＧ１４へ図示する方向の電流を通電し、ステータ磁極Ａ０５とロータ磁極Ｇ２４の間に吸引力を発生させＣＣＷのトルクを得ることができる。このように、ロータの回転に伴い、順次、通電する巻線を変えることにより連続したトルクを得ることができる。なおこのモータでは６個の巻線があり、各巻線は円周方向両側の２個のステータ磁極がそれぞれにトルクを発生するときに使用でき、各巻線が兼用している。
なお、図３６、図３７に示すモータは、ステータ磁極およびロータ磁極の円周方向の幅などを、必要に応じて、変更することができる。また、ステータ磁極およびロータ磁極の数を整数倍して、いわゆる多極化に相当する変形も可能である。図３６、図３７の基本形では幾何学的にアンバランスな構造も多極化することによりバランスを良くすることができる。磁気的にも、巻線の方向を変えて全磁束がバランスするように構成することができる。
また、Ｋが６以上の場合もトルクの発生が可能であり、特に低トルク域の場合にはトルクリップルの小さい運転が可能であるなどの特徴もある。しかし、大トルクを発生する場合には、ロータ磁極が近接するので、漏れ磁束が多くなり、不利である。
ロータ磁極の数Ｋが奇数の場合について示したが、ステータ磁極の数Ｍが奇数の場合についても本発明モータを実現することができる。但しその場合には、１個所で電流の方向に関してステータ磁極の起磁力発生に不都合が発生する。この対応策にはいくつかの方法があり、以下に示す。一つの方法は、不都合の発生するステータ磁極はモータとして使用しない。あるいは、一つの巻線の電流方向は、両方向に通電できるように制御する。あるいは、不規則性が発生するスロットに、電流方向が逆方向の２組の巻線を配置し、それぞれに片方向電流が通電できる様にする。この問題は、モータの一部の問題なので、多少のコスト的負担をすれば、種々の対応方法がある。ステータ磁極の数とロータ磁極の数の特定関係を実現したい場合、あるいはモータを実現する上での制約がある場合には、あえてＭおよびＫを奇数とすることも可能である。
また、具体的にステータ磁極の形状、スロット形状、ロータ磁極の形状などを変形したモータの例を図３８に示し説明する。このモータはモータ形式６Ｓ４Ｒで、全節巻の巻線である。破線はコイルエンドの配置を示している。巻線２２６と２２９はＡ相巻線で、巻線２２８と２２ＢはＢ相巻線で、巻線２２Ａと２２７はＣ相巻線である。各巻線の電流方向は、図示したシンボルの方向である。例えば、巻線２２６の電流方向は紙面の表側から紙面の裏側の方向である。巻線２２９の電流方向は紙面の裏側から紙面の表側の方向である。巻線の巻回方法についても、図１４に示した環状巻か、あるいは、図１５に示した様にモータを複合化し両モータのスロットへ相互に巻線を巻回するとすることもできる。
２２Ｃ、２２Ｄ、２２Ｅ、２２Ｆ、２２Ｇ、２２Ｈは各ステータ磁極である。ステータ磁極の形状についても種々の変形ができ、図１に示すモータのステータ磁極の円周方向幅は電気角でほぼ３０°であるが、この値に比較して、図３８のステータ磁極幅Ｈｔはむしろ６０°に近い。そして、各相巻線を配置している各スロットの開口部はつば状の形状２２２となっていて、スロット開口部の円周方向幅Ｈｓは巻線が挿入可能な程度に小さい例である。
ロータ磁極は、２２１が円周方向幅が広いロータ磁極幅Ｈｍで、２２５が狭いロータ磁極幅Ｈｈとしている。これらの形状としている狙いは、低速回転ではロータ回転位置に応じて両ステータ磁極を交互に駆動し、回転速度が高速になるにしたがい狭いロータ磁極２２５での駆動を減少し、広いロータ磁極での駆動を増加させるようにし、駆動アルゴリズムを単純化させて各巻線の電流の増減を少なくすること、鉄損を低減すること、振動および騒音を低減することなどを目的とする。
円周方向幅が広いロータ磁極には、スリット２２３、２２４を設けている。これは、ロータ磁極の磁束が過大とならないようにすること、ロータ磁極部の磁束の分布を均一化することなどの目的がある。ロータ磁極に種々形状のスリット、穴などを設けることができる。さらに、スリットへ閉回路を成した導体あるいは導体板を配置し、スリットを横切る磁束の変化を妨げるように導体の電流を誘起し、磁束の分布を制約することもできる。また、これらのスリットは２つのロータ磁極に４個ずつ分離した構成を記述しているが、これらのスリットが一方のロータ磁極から他方のロータ磁極まで繋がった４個のスリットであっても良い。
ここではロータの回転位置をＡ相巻線の中心位置からあるロータ磁極の反時計回転方向の角部までの角度としてθｒで示している。図３８の回転位置θｒでＣＣＷのトルクを発生する場合には、Ａ相巻線２２６、２２９へＡ相電流ＩａとＣ相巻線２２Ａ、２２７へ同一の大きさの電流Ｉｃを通電すればよい。電流Ｉａ、Ｉｃの大きさは概略としてトルク指令Ｔｃの大きさで決めることができるが、正確には空間部に漏れる漏れ磁束の影響および軟磁性体の磁気的な非線形性などによりロータ回転位置θｒの関数ともなる。そしてこの時、Ｂ相巻線２２８、２２Ｂの電流Ｉｂは零とする。しかしこれらの電流値についてもその目的により種々の値を取ることができる。例えば高速回転では、電流応答遅れ時間を考慮して位相を早めて各相電流を制御とすることが効果的である。また、各相のある大きさの電流をオフセット値として付加することもでき、モータ内のラジアル方向の吸引力の安定化することができ、振動と騒音を低減できる場合もある。同様に、モータ内の磁束の変化をよりスムーズに行うための電流制御法もある。また、後に示すが、この回転位置θｒにおいて、図３８に図示したＣ相電流の方向とは逆方向にＣ相電流Ｉｃを通電してモータトルクを増加させることもでき、モータの平均出力トルクを向上することも可能である。但しその場合には、制御装置の変更、増加が必要であり、一長一短である。以上のように、各相電流は種々の方法および値でモータを駆動することができるので、本発明で説明する基本的で静的なトルク発生のための電流通電方法および電流値を変形することが可能であり、本発明はそれらを排除するものではない。
次に、図３８に示すモータを円周方向に整数倍し、いわゆる多極化をすることも可能であり、多極化することによりコイルエンド部の長さを大幅に短縮でき、ステータのバックヨーク部の厚みも大幅に低減できるので、本発明の例として示し説明する２極のモータは、むしろ多極化することを想定している。
ここで示したこれらのモータ形状の変形は、本発明で示す他の種類のモータの場合にも同様のことが言え、本発明例に示す他のモータについて各部形状を変形したモータも本発明に含むものである。
次に、ステータ磁極の数Ｍが８の場合の本発明モータについて説明する。Ｍが８の場合の各スロットの巻線の電流方向は、図３９に図示するように隣接するスロットの巻線の電流方向が逆方向となるように配置することができる。しかし、電気角で１８０°の位置にある巻線Ｂ３ＨとＢ３Ｍの電流方向は同一方向であり、図１のステータのように全節巻で巻線を巻回することはできない。図１４のような環状巻線あるいは図１５のような複合モータの、巻線であれば、個々のスロットの巻線を巻回することができるので製作可能である。
この時、ロータ磁極の数Ｋは、２以上の整数で可能である。Ｋ＝２のモータ形式８Ｓ２Ｒの場合は、図９に示すロータ１１Ｅとなり、図９に示したモータのように、各ステータ磁極で順次吸引して駆動することができる。しかし、この場合には、磁束の方向が同一方向となるので、ステータのバックヨークとロータのバックヨークとの間に磁束のバイパス路を付加する必要がある。あるいは、図３９の（ａ）において、ロータ磁極Ｂ３ＢとＢ３Ｄを除去した構成とすることができる。トルク低下部については、漏れ磁束によるトルク発生、ロータのスキューあるいは後に述べる段スキューなどにより改善が可能である。
モータ形式８Ｓ２Ｒのモータの特徴は、６Ｓ２Ｒのモータに比較して隣接するステータ磁極のトルクとのオーバラップに関する自由度が高い点である。６Ｓ２Ｒのモータの場合、２つのステータ磁極でのトルク発生の移り変わりを行う回転位置の近傍において、２つのステータ磁極でそれぞれにトルクを発生する電流を重畳して通電するが、モータ構造によってはこの時、第３のステータ磁極で負トルクが発生する問題がある。
この問題点に対して、モータ形式８Ｓ２Ｒのモータでは、隣接する第１と第２のステータ磁極でトルク発生の移り変わりを行う回転位置の近傍において、これらの２つのステータ磁極でそれぞれにトルクを発生する電流を重畳して通電したときに、ロータ磁極が近接する第３のステータ磁極への起磁力がほとんど作用しないので、良好なトルク発生を実現することが容易である。
モータ形式８Ｓ４Ｒの例を図３９の（ａ）、（ｂ）に示す。このモータは、ロータが幾何学的にアンバランスな形状だが、図４に示す６Ｓ４Ｒと同様に駆動することができる。多極化すればロータバランスなどの問題は解消できる。今、ＣＣＷのトルクを発生する場合、図３９の（ａ）のロータ位置では、巻線Ｂ３ＮとＢ３Ｂへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３５とロータ磁極Ｂ３Ｂとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＱとＢ３Ｈへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３８とロータ磁極Ｂ３Ｄとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。
図３９の（ａ）のロータ位置からＣＣＷへ少し回転し、図３９の（ｂ）のロータ位置では、巻線Ｂ３ＪとＢ３Ｋへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３２とロータ磁極Ｂ３Ａとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＱとＢ３Ｐへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３７とロータ磁極Ｂ３Ｃとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。以下同様に、ロータ回転位置θｒに従って、通電すべき巻線を選択して回転トルクを得ることができる。
図３９の（ａ）、（ｂ）では、８個の巻線の内、４個の巻線の電流で駆動することができる。また、各巻線はその巻線の円周方向両隣のステータ磁極でそれぞれにトルクを発生するときに使用することができ、各巻線を兼用している。
次に、図４０に示すモータは、ステータは図３９と同じで、ロータ磁極の数Ｋが６の例である。モータ形式は、８Ｓ６Ｒである。図４０では環状巻の構成とし、バックヨークの背面側の巻線Ｂ３Ｘおよび破線で示す経路Ｂ３Ｙ等も付加して、ステータを少し具体的に示している。今、ＣＣＷのトルクを発生する場合、図４０の（ａ）のロータ位置では、巻線Ｂ３ＪとＢ３Ｈへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３１とロータ磁極Ｂ３Ｒとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＪとＢ３Ｋへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３２とロータ磁極Ｂ３Ｓとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＮとＢ３Ｍへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３５とロータ磁極Ｂ３Ｕとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＮとＢ３Ｐへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３６とロータ磁極Ｂ３Ｖとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。
図４０の（ａ）のロータ位置からＣＣＷへ少し回転し、図４０の（ｂ）のロータ位置では、巻線Ｂ３ＱとＢ３Ｈへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３８とロータ磁極Ｂ３Ｗとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＪとＢ３Ｈへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３１とロータ磁極Ｂ３Ｒとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＬとＢ３Ｍへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３４とロータ磁極Ｂ３Ｔとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、巻線Ｂ３ＮとＢ３Ｍへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、ステータ磁極Ｂ３５とロータ磁極Ｂ３Ｕとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。以下同様に、ロータ回転位置θｒに従って、通電すべき巻線を選択して回転トルクを得ることができる。
次に、ステータ磁極の数Ｍが１０の場合の本発明モータについて説明する。Ｍが１０の場合の各スロットの巻線の電流方向は、図４１に図示するように隣接するスロットの巻線の電流方向が逆方向となるように配置することができる。そして、電気角で１８０°の位置にある巻線、例えばＢ５ＭとＢ５Ｓの電流方向は反対方向となり、全節巻で巻線を巻回することができる。全節巻の場合は１０スロットに配置した巻線は、Ａ相巻線がＢ５ＭとＢ５Ｓ、Ｂ相巻線がＢ５ＰとＢ５Ｕ、Ｃ相巻線がＢ５ＲとＢ５Ｗ、Ｄ相巻線がＢ５ＴとＢ５Ｎ、Ｅ相巻線がＢ５ＶとＢ５Ｑと５組の巻線で構成する。また、図１４のような環状巻線あるいは図１５のような複合モータの巻線で巻回することもできる。
この時、ロータ磁極の数Ｋは、２以上の整数で可能である。Ｋ＝２のモータ形式１０Ｓ２Ｒの場合は、図９に示すロータ１１Ｅとなり、図９に示したモータのように各ステータ磁極で順次吸引して駆動することができる。トルク低下部については、漏れ磁束によるトルク発生、ロータのスキューあるいは後に述べる段スキューなどにより改善が可能である。
モータ形式１０Ｓ２Ｒのモータの特徴は、６Ｓ２Ｒのモータに比較して隣接するステータ磁極のトルクとのオーバラップに関する自由度が高い点である。６Ｓ２Ｒのモータの場合、２つのステータ磁極でのトルク発生の移り変わりを行う回転位置の近傍において、２つのステータ磁極でそれぞれにトルクを発生する電流を重畳して通電するが、モータ構造によってはこの時、第３のステータ磁極で負トルクが発生する問題がある。
この問題点に対して、モータ形式１０Ｓ２Ｒのモータでは、隣接する第１と第２のステータ磁極でトルク発生の移り変わりを行う回転位置の近傍において、これらの２つのステータ磁極でそれぞれにトルクを発生する電流を重畳して通電したときに、ロータ磁極が近接する第３のステータ磁極への起磁力がほとんど作用しないので、良好なトルク発生を実現することが容易である。また、モータ形式８Ｓ２Ｒのモータの場合には全節巻きが困難であり、磁束の向きについての工夫も必要であったが、モータ形式１０Ｓ２Ｒのモータはその点では簡潔である。ただし、５相のモータとなるので、巻線の利用率が下がり、制御装置もやや複雑になる。
図４１はモータ形式１０Ｓ４Ｒのモータ例である。このモータは、図４に示した方法と同様の方法で回転駆動することができる。ロータ回転位置θｒに応じて、ロータ磁極Ｂ５Ｅ、Ｂ５６とＢ５Ｃ、Ｂ５Ｄとを交互に図にシンボルで示す片方向電流を通電して励磁し、回転トルクを生成することができる。図２の制御装置を５相に拡張した制御装置で、図４１の各巻線に電流を通電してトルクを発生する時間的な割合は２／５であり、図３の従来例に比較してパワートランジスタの電流容量は（１／６）／（２／５）＝（１／２．４）倍となる。制御装置の低電流容量化が可能である。すなわち、小型化できる。
次に、図４１のステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を大きくしたモータの例を図４２の（ａ）に示す。Ｇ９１、Ｇ９２、Ｇ９３、Ｇ９４、Ｇ９５、Ｇ９６、Ｇ９７、Ｇ９８、Ｇ９９、Ｇ９Ａは１０個のステータ磁極である。各巻線は図４１と同じで、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相、Ｄ相、Ｅ相の各巻線は、Ｂ５ＭとＢ５Ｓ、Ｂ５ＰとＢ５Ｕ、Ｂ５ＲとＢ５Ｗ、Ｂ５ＴとＢ５Ｎ、Ｂ５ＶとＢ５Ｑの５個の巻線であり、それぞれの電流は図示するシンボルの方向の片方向電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ、Ｉｅを通電する。なお、全節巻のコイルエンド部の記述を省略している。
今、ＣＣＷのトルクを発生する場合、図４２の（ａ）のロータ位置では、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｄを通電し、太い矢印付き実線で示す磁束Ｇ９Ｆを励磁し、ステータ磁極Ｇ９１とロータ磁極Ｇ９Ｂとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９６とロータ磁極Ｇ９Ｄとの間にも前記磁束Ｇ９Ｆを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。一方、同時に、Ｂ相巻線Ｂ５Ｐ、Ｂ５ＵとＥ相巻線Ｂ５Ｖ、Ｂ５Ｑへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｇ９Ｇを励磁し、ステータ磁極Ｇ９３とロータ磁極Ｇ９Ｃとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９８とロータ磁極Ｇ９Ｅとの間にも前記磁束Ｇ９Ｇを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
ＣＣＷへ少し回転した図４２の（ｂ）のロータ位置では、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き実線Ｇ９Ｈで示す磁束を励磁し、ステータ磁極Ｇ９１とロータ磁極Ｇ９Ｂとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９６とロータ磁極Ｇ９Ｄとの間にも前記磁束Ｇ９Ｈを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。一方、同時に、Ｃ相巻線Ｂ５Ｒ、Ｂ５ＷとＥ相巻線Ｂ５Ｖ、Ｂ５Ｑへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｇ９Ｊを励磁し、ステータ磁極Ｇ９４とロータ磁極Ｇ９Ｃとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９９とロータ磁極Ｇ９Ｅとの間にも太い矢印付き破線で示す磁束を励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
図４２の（ｃ）のロータ位置では、Ｂ相巻線Ｂ５Ｐ、Ｂ５ＵとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き実線で示す磁束Ｇ９Ｋを励磁し、ステータ磁極Ｇ９２とロータ磁極Ｇ９Ｂとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９７とロータ磁極Ｇ９Ｄとの間にも太い矢印付き実線で示す磁束Ｇ９７を励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。一方、同時に、Ｃ相巻線Ｂ５Ｒ、Ｂ５ＷとＥ相巻線Ｂ５Ｖ、Ｂ５Ｑへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｇ９Ｌを励磁し、ステータ磁極Ｇ９４とロータ磁極Ｇ９Ｃとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９９とロータ磁極Ｇ９Ｅとの間にも太い矢印付き破線で示す磁束を励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
図４２の（ｄ）のロータ位置では、Ｂ相巻線Ｂ５Ｐ、Ｂ５ＵとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き実線で示す磁束Ｇ９Ｍを励磁し、ステータ磁極Ｇ９２とロータ磁極Ｇ９Ｂとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９７とロータ磁極Ｇ９Ｄとの間にも前記磁束Ｇ９Ｍを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。一方、同時に、Ｃ相巻線Ｂ５Ｒ、Ｂ５ＷとＥ相巻線Ｂ５Ｖ、Ｂ５Ｑへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｇ９Ｎを励磁し、ステータ磁極Ｇ９４とロータ磁極Ｇ９Ｃとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｇ９９とロータ磁極Ｇ９Ｅとの間にも前記破線で示す磁束Ｇ９Ｎを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。以下同様に、ロータ回転位置に応じて各相の電流を制御することにより回転トルクを発生することができる。ＣＣＷ、ＣＷの方向の回転で、正負のトルクを制御でき、いわゆる４象限運転が可能である。
図４２のモータは、以上示したように、４個のロータ磁極でトルクを発生し、ステータ磁極とロータ磁極の位相関係が２個のロータ磁極ずつ位相が異なるので、トルクリップルも低減される。また、大半の回転位置に置いて、５個の巻線の内４個の巻線の電流が回転トルク発生に関わっていて、効果的にトルクを発生しているとも言える。
しかし、図４２のモータ形式１０Ｓ４Ｒでは、図１１のモータ形式６Ｓ２Ｒに比較して２組の磁束の増減が交差して発生するので、各巻線の電流によるモータとのエネルギーの授受が複雑である。各巻線に発生する電圧が、図１１のモータ形式６Ｓ２Ｒの例の単純な重ね合わせとはならない場合がある。図４２の（ａ）の回転位置で回転している時に、太線の破線で示す磁束が増減すると、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎの誘起電圧が同じ値とならないことには注意を要する。
なお、図４２の（ｃ）に示すような、ロータ磁極の回転方向の円周方向端がステータのスロット開口部にさしかかるときには、その部分で発生するトルクが低下しがちである。このトルク低下の問題の対応策として、後に述べるロータのスキュー、ロータ形状に工夫をして漏れ磁束によるトルク発生などの種々方法がある。また、図４２あるいはその多相化したモータ形状で、５相の全節巻巻線を構成すると、コイルエンド部で各相巻線が交差し、コイルエンド部が大きくなりがちである。この点についても、図１５に示すように複合モータ化することにより、内外径の同相のスロット間に各相巻線を相互に巻回し、相数が多くなっても巻線を簡素化するなどの方法がある。図１４のような環状巻とする方法もある。
また、ロータ磁極の形状および位置を図４３あるいは図４４に示す形状に変形することもできる。
なお、図９に示す６Ｓ４Ｒのモータ形式を、図１０のモータのように円周上に４倍に多極化し、ステータ磁極の数Ｍを２４個とし、ロータ磁極の数Ｋを８とした場合は、３相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃで制御でき、２組の磁束が交差することもなく制御することが可能であり、図４２のモータのような電圧のアンバランスの問題は発生しない。すなわち、多極化により各相巻線の電流と鎖交磁束と関係が電磁気的に複雑になることはない。
次に、図４５はモータ形式１０Ｓ６Ｒのモータ例である。このモータのステータは、図４１から図４４のステータと同じ構成である。ロータ磁極の数Ｋは６であり、円周上に均等に配置した例である。図４５の（ａ）のロータ回転位置でＣＣＷのトルクを発生する場合、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｄを通電し、太い矢印付き実線で示す磁束Ｂ６Ａを励磁し、ステータ磁極Ｂ５１とロータ磁極Ｂ６１とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５６とロータ磁極Ｂ６４との間にも前記磁束Ｂ６Ａを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
一方、同時に、Ｃ相巻線Ｂ５Ｒ、Ｂ５ＷとＥ相巻線Ｂ５Ｖ、Ｂ５Ｑへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｂ６Ｂを励磁し、ステータ磁極Ｂ５４とロータ磁極Ｂ６３とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５９とロータ磁極Ｂ６６との間にも前記磁束Ｂ６Ｂを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
ＣＣＷへ少し回転した図４５の（ｂ）のロータ位置では、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｄを通電し、太い矢印付き実線で示す磁束Ｂ６Ａを励磁し、ステータ磁極Ｂ５１とロータ磁極Ｂ６１とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５６とロータ磁極Ｂ６４との間にも前記磁束Ｂ６Ａを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
一方、同時に、Ｂ相巻線Ｂ５Ｐ、Ｂ５ＵとＥ相巻線Ｂ５Ｖ、Ｂ５Ｑへ巻線シンボルの方向へ電流を通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｂ６Ｃを励磁し、ステータ磁極Ｂ５３とロータ磁極Ｂ６２とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５８とロータ磁極Ｂ６５との間にも前記磁束Ｂ６Ｃを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。以下同様に、ロータ回転位置に応じて各相の電流を制御することにより回転トルクを発生することができる。
図４６はモータ形式１０Ｓ８Ｒのモータ例である。このモータのステータは、図４１から図４５のステータと同じ構成である。ロータ磁極の数Ｋは８であり、円周上に均等に配置した例である。図４６の（ａ）のロータ回転位置でＣＣＷのトルクを発生する場合、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｄを通電し、太い矢印付き実線で示す磁束Ｂ７Ａを励磁し、ステータ磁極Ｂ５１とロータ磁極Ｂ７１とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５６とロータ磁極Ｂ７５との間にも前記磁束Ｂ７Ａを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
一方、同時に、Ｂ相巻線Ｂ５Ｐ、Ｂ５ＵとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉｂ、Ｉｄを通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｂ７Ｂを励磁し、ステータ磁極Ｂ５２とロータ磁極Ｂ７２とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５７とロータ磁極Ｂ７６との間にも前記磁束Ｂ５８を励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
ＣＣＷへ少し回転した図４５の（ｂ）のロータ位置では、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＤ相巻線Ｂ５Ｔ、Ｂ５Ｎへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｄを通電し、太い矢印付き実線で示す磁束Ｂ７Ａを励磁し、ステータ磁極Ｂ５１とロータ磁極Ｂ７１とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５６とロータ磁極Ｂ７５との間にも前記磁束Ｂ７Ａを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。
一方、同時に、Ａ相巻線Ｂ５Ｍ、Ｂ５ＳとＣ相巻線Ｂ５Ｒ、Ｂ５Ｗへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｃを通電し、太い矢印付き破線で示す磁束Ｂ７Ｃを励磁し、ステータ磁極Ｂ５Ａとロータ磁極Ｂ７８とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に、ステータ磁極Ｂ５５とロータ磁極Ｂ７４との間にも前記磁束Ｂ７Ｃを励磁しており、吸引力が発生し、ＣＣＷのトルクを発生する。以下同様に、ロータ回転位置に応じて各相の電流を制御することにより回転トルクを発生することができる。
次に、ステータ磁極の数Ｍが１２の場合の本発明モータについて説明する。その一つのモータは、図９、図１１に示したモータ形式６Ｓ２Ｒを４極の多極化したモータ形式１２Ｓ４Ｒであるが、モータ特性は６Ｓ２Ｒの特性である。他の一つは、図１の６Ｓ４Ｒのモータを４極に多極化したモータであり、モータ特性は図１の６Ｓ４Ｒの特性である。これらのモータは３相のモータである。但し、ロータ磁極の一部を円周方向に電気角で０°〜３０°程度シフトする、あるいは、ステータ磁極、ロータ磁極の一部の円周方向磁極幅を０°〜３０°程度拡大、縮小するなどの変形は可能である。トルクリップルの低減、振動、騒音の低減などが可能である。
Ｍが１２の場合の他のモータ例として、モータ形式１２Ｓ１０Ｒの例を図４７に示す。ステータ磁極は等間隔に配置していて、Ｂ８１、Ｂ８２、Ｂ８３、Ｂ８４、Ｂ８５、Ｂ８６、Ｂ８７、Ｂ８８、Ｂ８９、Ｂ８Ａ、Ｂ８Ｂ、Ｂ８Ｃである。この形状のモータの場合は、交流モータの場合、６相交流モータと考えることができるが、隣接するスロットへ片方向の電流を通電するという制約を設けると、１８０°反対側のスロットの電流方向が同一極性の電流となるので、全節巻の巻線を巻回することはできない。しかし、図１４のような環状巻、図１５のような複合モータでの相互のモータのスロット間での巻回により、モデル的に図４７に示す電流方向の巻線を巻回することができる。Ｂ８ＲはＡ相巻線でＡ相電流Ｉａを通電する。Ｂ８ＳはＢ相巻線でＢ相電流Ｉｂを通電する。Ｂ８ＴはＣ相巻線でＣ相電流Ｉｃを通電する。Ｂ８ＵはＤ相巻線でＤ相電流Ｉｄを通電する。Ｂ８ＶはＥ相巻線でＥ相電流Ｉｅを通電する。Ｂ８ＷはＦ相巻線でＦ相電流Ｉｆを通電する。Ｂ８ＸはＧ相巻線でＧ相電流Ｉｇを通電する。Ｂ８ＹはＨ相巻線でＨ相電流Ｉｈを通電する。Ｂ８ＺはＪ相巻線でＪ相電流Ｉｊを通電する。Ｂ８ＤはＫ相巻線でＫ相電流Ｉｋを通電する。Ｂ８ＥはＭ相巻線でＭ相電流Ｉｍを通電する。Ｂ８ＦはＮ相巻線でＮ相電流Ｉｎを通電する。
今、ＣＣＷのトルクを発生する場合、図４７のロータ位置では、Ａ相巻線Ｂ８ＲとＦ相巻線Ｂ８Ｆへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｆを通電し、磁束Ｂ８Ｇを励磁し、ステータ磁極Ｂ８Ｃとロータ磁極Ｂ８Ｋとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に並列して、Ａ相巻線Ｂ８ＲとＢ相巻線Ｂ８Ｓへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉａ、Ｉｂを通電し、磁束Ｂ８Ｈを励磁し、ステータ磁極Ｂ８１とロータ磁極Ｂ８Ｌとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に並列して、Ｃ相巻線Ｂ８ＴとＢ相巻線Ｂ８Ｓへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉｃ、Ｉｂを通電し、磁束Ｂ８Ｊを励磁し、ステータ磁極Ｂ８２とロータ磁極Ｂ８Ｍとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に並列して、Ｇ相巻線Ｂ８ＸとＦ相巻線Ｂ８Ｆへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉｇ、Ｉｆを通電し、磁束Ｊ１１を励磁し、ステータ磁極Ｂ８６とロータ磁極Ｂ８Ｎとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に並列して、Ｇ相巻線Ｂ８ＸとＨ相巻線Ｂ８Ｙへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉｇ、Ｉｈを通電し、磁束Ｊ１２を励磁し、ステータ磁極Ｂ８７とロータ磁極Ｂ８Ｐとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。この時同時に並列して、Ｊ相巻線Ｂ８ＺとＨ相巻線Ｂ８Ｙへ巻線シンボルの方向へ電流Ｉｊ、Ｉｈを通電し、磁束Ｊ１３を励磁し、ステータ磁極Ｂ８８とロータ磁極Ｂ８Ｑとを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。以下同様に、ロータ回転位置に応じて各相の電流を制御することにより回転トルクを発生することができる。
また、図４７において、各磁束Ｂ８Ｇ、Ｂ８Ｈ、Ｂ８Ｊ、Ｊ１１、Ｊ１２、Ｊ１３のラジアル方向の磁束の総和は零とならないときもあるが、他のステート磁極およびロータ磁極を経由して磁束を一巡させ、ループすることができる。また、前記の磁束を励磁するための電流は、必ずしも全部を通電する必要もなく、また、各電流の大きさも選択できる。従って、あるトルク発生するときに、このモータの各巻線の電流の値は、多くの組み合わせがあり、駆動方法は多様であると言える。インバータの負担低減、鉄損の低減、銅損の低減、巻線電圧の低減などの都合で選択することができる。
なお、図４７のモータにおいて、各スロットへ２組の巻線を挿入して１２相のモータとして動作させる、あるいは、一部の巻線は両方向電流を通電することができる構成とすることなどにより全節巻とすることもできる。
次に、ステータ磁極の数Ｍが１４の場合の本発明モータについて説明する。巻線は全節巻、図１４に示したような環状巻、図１５のような複合モータの巻線が可能である。しかし、７相モータとなり、全節巻の場合には各相の巻線が複雑に交差し、製作が容易ではない。その点で、図１４で示した環状巻、図１５で示した複合モータの巻線であれば、各相の巻線が干渉することはないので、相数が大きい場合でも巻線の製作は容易で、モータのコイルエンド部が大型化する問題もない。
全節巻の場合は、図４８に示すように、Ａ相巻線はＢ９Ｖ、Ｂ９Ｈで電流Ｉａを通電する。Ｂ相巻線はＢ９Ｘ、Ｂ９Ｋで電流Ｉｂを通電する。Ｃ相巻線はＢ９Ｚ、Ｂ９Ｍで電流Ｉｃを通電する。Ｄ相巻線はＢ９Ｇ、Ｂ９Ｐで電流Ｉｄを通電する。Ｅ相巻線はＢ９Ｊ、Ｂ９Ｗで電流Ｉｅを通電する。Ｆ相巻線はＢ９Ｌ、Ｂ９Ｙで電流Ｉｆを通電する。Ｇ相巻線はＢ９Ｎ、Ｂ９Ｆで電流Ｉｇを通電する。Ｂ９１、Ｂ９２、Ｂ９３、Ｂ９４、Ｂ９５、Ｂ９６、Ｂ９７、Ｂ９８、Ｂ９Ａ、Ｂ９Ｂ、Ｂ９Ｃ、Ｂ９Ｄ、Ｂ９Ｅはステータ磁極である。
図４８はモータ形式１４Ｓ４Ｒの例である。このモータは、図４のモータと同様に電流を通電して駆動することができる。しかし、図４のモータと異なる点はロータの外周で空きスペースが多く、何らかの他の用途にそのスペースが活用できる点である。ロータに形状制約がある場合に使用できる。
図４９はモータ形式１４Ｓ６Ｒの例である。このモータは、ロータ磁極が６個有り、各ロータ磁極のトルク発生区間を重複することができるので、図４８のモータに対し、より大きなトルクが得られる点と、トルクリップルを小さくできる特徴がある。
図５０はモータ形式１４Ｓ８Ｒの例である。このモータは、ロータ磁極が８個有り、ロータが回転するとき、４個のロータ磁極をトルク発生に使用でき、１４個の巻線の内８個の巻線の電流でトルクを発生することができる。モータのトルクが大きく、制御装置のパワートランジスタの電流容量を小さくすることができ、低コスト化、小型化ができる。
図５０のロータ回転位置でＣＣＷのトルクを発生する場合、Ａ相巻線Ｂ９Ｖ、Ｂ９Ｈへ電流Ｉａを通電し、同時にＥ相巻線はＢ９Ｊ、Ｂ９Ｗで電流Ｉｅを通電することにより、磁束Ｃ１７を励磁し、ステータ磁極Ｂ９１とロータ磁極Ｃ１１とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、磁束Ｃ１７により、ステータ磁極Ｂ９８とロータ磁極Ｃ１４とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。
この時同時に、Ｂ相巻線Ｂ９Ｖ、Ｂ９Ｈへ電流Ｉｂを通電し、同時にＦ相巻線はＢ９Ｌ、Ｂ９Ｙで電流Ｉｆを通電することにより、磁束Ｃ１８を励磁し、ステータ磁極Ｂ９３とロータ磁極Ｃ１２とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、磁束Ｃ１８により、ステータ磁極Ｂ９Ａとロータ磁極Ｃ１５とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。
また、この時同時に、Ｃ相巻線Ｂ９Ｚ、Ｂ９Ｍへ電流Ｉｃを通電し、同時にＧ相巻線はＢ９Ｎ、Ｂ９Ｆで電流Ｉｇを通電することにより、磁束Ｃ１９を励磁し、ステータ磁極Ｂ９５とロータ磁極Ｃ１３とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。同時に、磁束Ｃ１９により、ステータ磁極Ｂ９Ｃとロータ磁極Ｃ１６とを吸引させ、ＣＣＷのトルクを発生する。以下、ロータの回転位置に伴い、所望のトルクを発生することのできるステータ磁極を励磁することによりロータを順次回転することができる。正転、逆転、力行トルク、回生トルクの組み合わせでいわゆる４象限運転が可能である。
このように、図５０に示すモータでは、同時に４個のステータ磁極、あるいは、６個のステータ磁極でトルクを発生することができ、高トルク化が可能である。逆に、トルクを発生するステータ磁極を限定して、巻線の発生電圧を低減し、直流電源電圧の制約の中でより高速の回転を実現することもできる。また、制御装置の点でも、各巻線は片方向電流で、各巻線が両隣のステータ磁極を励磁できるように兼用しているので、複数の巻線経路から同時に電力をモータへ供給できるので、パワートランジスタの電流容量を低減することができ、制御装置の低コスト化、小型化も可能である。
次に、図５１はモータ形式１４Ｓ１０Ｒの例である。このモータは、図５０に示すモータと同じステータで、ロータには１０個のステータ磁極を持っている。例えば、図５１のロータ回転位置の状態でＣＣＷのトルクを発生する場合、矢印で示す磁束を図５０のモータの場合と同様な方法で励磁して吸引力を発生してＣＣＷのトルクを発生することができる。モータ特性は図５０のモータと類似している。
次に、図５２はモータ形式１４Ｓ１２Ｒの例である。このモータは、図５０に示すモータと同じステータで、ロータには１０個のステータ磁極を持っている。例えば、図５１のロータ回転位置の状態でＣＣＷのトルクを発生する場合、矢印で示す磁束を励磁して吸引力を発生してＣＣＷのトルクを発生することができる。しかし、図５２の磁束の分布は、図５０、図５１の場合と大分異なる。これは、ステータ磁極の数Ｍ＝１４とロータ磁極の数Ｋ＝１２とが近い数であることからこのような磁束分布となっていて、その磁束分布はいわゆるバーニアモータと言われるモータと類似している点がある。しかし、図５２のモータは、各巻線の電流方向が隣接するスロットの巻線の電流方向と逆方向である点、磁束の方向が異なる点、各ロータ磁極を各ステータ磁極が個別に励磁している点が異なる。その結果として、ステータのバックヨークを薄くできる点、制御装置を小型化できる点は異なる。図５２のモータのトルク特性等は、図５０、図５１のモータ特性と類似していて、大きなトルクを発生でき、また、トルク発生部を選択的に制御することもできる。
以上、図５０、図５１、図５２などに示したように、ステータ磁極の数Ｍおよびロータ磁極の数Ｋが大きな値である場合は、多くのステータ磁極でトルクを発生することができ、高トルク化が可能である場合が多い。
この時、各巻線電流は軟磁性体を励磁して磁束を誘起するわけであるが、各磁束は複数の巻線へ鎖交している場合が多く、相互インダクタンスが大きい。結果として、各巻線の電圧Ｖｚは鎖交する全磁束φａの影響を受け、その巻線の巻回数Ｎｗと前記全磁の時間変化率の積となる。巻線の電圧が特定の１個のステータ磁極の磁束だけを生成している場合の電圧よりも大きくなる。したがって、直流電源電圧の制約の中でモータを駆動する場合、駆動可能な回転速度ωｒが直流電源電圧により制約される。
この対応として、高速の回転速度ωｒで運転する場合には、トルクを発生するステータ磁極を限定して、巻線の発生電圧を低減し、直流電源電圧の制約の中でより高速の回転を実現することもできる。
また、制御装置の点では、各巻線に通電する電流は片方向電流で、各巻線が両隣のステータ磁極を励磁できるように兼用しているので、複数の巻線経路から同時に電力をモータへ供給できるので、パワートランジスタの電流容量を低減することができ、制御装置の低コスト化、小型化も可能である。
以上の具体的なモータ例では、ステータ磁極の数Ｍおよびロータ磁極の数Ｋが偶数である場合について多く説明した。しかし、ステータ磁極の数Ｍあるいはロータ磁極の数Ｋが奇数の場合についても、部分的な巻線が両方向電流での駆動が可能にするなど、部分的な変更により、本発明のモータとその制御装置の例で示した特徴の一部を矛盾無く得ることが可能であり、本発明に含むものである。
図３９などでは、ステータ磁極およびロータ磁極の円周方向幅は３６０°／（８×２）＝２２．５°の場合について示しているが、モータの要求特性により円周方向幅を大きくも小さくもできる。また、それぞれのピッチについても、トルクリップルの低減などの目的で円周方向に移動することができ、不等間隔に配置することもできる。またそれぞれの磁極の形状およびスロット形状についても円周方向、ロータ軸方向、ラジアル方向に変形が可能である。また、スキューを行う、あるいは、磁極の一部を削除することなども可能である。もちろん多極化することも可能である。また、多極化する時に、電気角３６０°の構成を全く同じ構成とするのではなく、円周方向に少しシフトして配置するなどの修正も可能である。また、円周方向に異なる構成のモータを複合的に配置することも可能である。また、ステータ磁極の数Ｍよりロータ磁極の数Ｋの方が大きくなる構成も実現可能である。
次に、ステータ磁極の角度で表す円周方向幅Ｈｔが３６０°／（２Ｍ）より大きい例について図５３に示す。このモータは、モータ形式６Ｓ４Ｒである。図１に示した６Ｓ４Ｒのモータのステータ磁極幅Ｈｔおよびロータ磁極幅Ｈｍは３０°であるのに対し、図５３のステータ磁極幅は４０°で、ロータ磁極幅も約４０°である。図１のモータではあるステータ磁極がロータ磁極を吸引してトルクを発生できる幅が３０°であったのに対し、図５３のモータでは４０°に広くなっている。従って、図５３のモータでは、２つのステータ磁極間でトルクの発生を乗り継ぐ場合に、片側の発生トルクを減少しながら他方の発生トルクを上昇させるように、余裕のある制御が可能である。ただし、スロットの面積が小さくなり、巻線抵抗が大きくなるなど、弊害もあり、トレードオフの関係になっている。
次に、本発明の他のモータ例を図５４に示す。図９の６Ｓ２Ｒのモータに対し、円周方向磁極幅の小さいロータ磁極１６２を追加している。その他は図９に示したモータと同じである。図５４のモータにおいて、円周方向磁極幅が広いロータ磁極１６１を主突極磁極と呼び、円周方向磁極幅が小さいロータ磁極１６２を補助突極磁極と呼ぶことにする。主突極磁極１６１の円周方向磁極幅Ｈｍは約４０°で、補助突極磁極１６２の円周方向磁極幅Ｈｈは約２０°である。この例では、ロータの４個の突極は相互に電気角で９０度の角度差を設け、等間隔に配置している。なお、図５４のモータは、図１の６Ｓ４Ｒのモータに対し、ロータ磁極の幅が２つの異なる値を持つモータの例でもある。
図５４では、説明を容易化するために２極の構成のモータを示している。しかし、現実には、４極、あるいは、８極など多極化して使用する。多極化によりコイルエンド部の短縮、あるいは、ステータのバックヨーク部の薄型化など、モータの小型化が可能である。図５４の２極のモータを８極に多極化した構成を図５５に示す。図１０のモータに比較し、ロータ１７１に補助突極磁極１７３を付加している。１７２は主突極磁極である。電気角３６０°の間に、ロータの４個の突極を相互に電気角で９０度の角度差を設け、等間隔に配置している。
図５４のモータ構成の目的は、図９のモータの特性である図１２の（Ｇ）で示したトルクの低下部を改善することである。図５４のモータの作用について、図５６の（ａ）から（ｆ）に図解して説明する。スロットの開口部の幅はＨｓは２０°、ロータの主突極磁極１６１の円周方向の幅Ｈｍは４０°、補助突極磁極１６２の円周方向の幅は２０°の例である。図５７に、水平軸に電気角で表したロータ回転位置θｒと各相の電流と各相のトルクを示す。Ａ相の電流はＩａ、Ｂ相の電流はＩｂ、Ｃ相の電流はＩｃである。
図５４、図５５、図５６に示すモータのトルクは、巻線が全節巻でかつ集中巻きであり、ステータの歯１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃがほぼ全周に配置されていることから、トルクを発生させるために少なくとも２個の巻線に電流を流してトルクを生成する。そして、ステータの突極状の歯とロータの突極との間に吸引力を発生させてリラクタンストルクを得る。各巻線の電流の方向は、巻線シンボルで示す電流方向である。したがって、各ステータ磁極の磁束の方向も片方向の磁束となる。
ステータ磁極１１Ｃと１１９とがロータ主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２との間に発生するトルクをＴａ、ステータ磁極１１８と１１Ｂとがロータ主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２との間に発生するトルクをＴｂ、ステータ磁極１１７と１１Ａとがロータ主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２との間に発生するトルクをＴｃとする。なお、この時、各吸引力は磁束の方向が正の場合も負の場合も同一の吸引力、トルクを発生することはリラクタンストルクの特徴的な点である。
ロータが図５６の（ａ）に示すθｒ＝３０°の回転位置近傍にあるときには、Ａ相巻線１１１へは正の電流Ｉａを流し、反対側のＡ相巻線１１４へは負の電流−Ｉａを流す。同時にＣ相巻線１１５へは正の電流Ｉｃを流し、反対側のＣ相巻線１１２へは負の電流−Ｉｃを流す。Ｂ相巻線１１３、１１６へは電流を流さない。各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは図５７の（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ）に示す電流である。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータ磁極１１Ａから１１７の方向へ太線の矢印で示す方向にＡ相電流Ｉａ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、ステータ磁極１１Ａからステータ磁極１１７の方向に磁束が誘起される。そして、ロータには反時計回転方向ＣＣＷへ図５７の（Ｆ）に示すトルクＴｃが発生する。ここで、ステータとロータの軟磁性体部の透磁率は十分に大きく、ステータとロータ間の広い空間部の透磁率は十分に小さく、ステータとロータ間の狭いエアギャップ部の磁気抵抗は十分に小さいと仮定する単純モデルでは、ステータ磁極１１８、１１９、１１Ｂ、１１Ｃの近傍に作用する磁界の強さＨ[ Ａ／ｍ ]はほぼ零で、これらのステータ磁極である各歯をラジアル方向に通過する磁束はほぼ零で、トルクもほぼ零ある。
ロータがＣＣＷへ回転し、図５６の（ｂ）に示すθｒ＝５０°の回転位置近傍まで回転すると、Ａ相巻線１１１へ正の電流Ｉａを流しＡ相巻線１１４へは負の電流−Ｉａを流す。同時にＢ相巻線１１３へ正の電流Ｉｂを流し、反対側のＢ相巻線１１６へは負の電流−Ｉｂを流す。Ｃ相巻線１１５、１１２へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１８から１１Ｂの方向へ太線の矢印で示す方向にＢ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、歯１１Ｃから歯１１９の方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図５７の（Ｂ）に示すトルクＴａが発生する。このモータモデルでは補助突極磁極１６２の円周方向の幅は２０°と狭いので、図５７の（Ｂ）に示すθｒ＝６０°近傍のトルクの幅は狭い。
ロータがＣＣＷへ回転し図５６の（ｃ）に示すθｒ＝７０°の回転位置近傍まで回転すると、Ｃ相巻線１１５へ正の電流Ｉｃを流しＣ相巻線１１２へは負の電流−Ｉｃを流す。同時にＢ相巻線１１３へ正の電流Ｉｂを流し、反対側のＢ相巻線１１６へは負の電流−Ｉｂを流す。Ａ相巻線１１１、１１４へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１８から１１Ｂの方向へ太線の矢印で示す方向にＢ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、歯１１８から歯１１Ｂの方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図５７の（Ｄ）に示すトルクＴｂが発生する。そして、ＣＣＷへ回転し、図５６の（ｄ）に示すθｒ＝９０°の回転位置へ回転する。
この図５４に示すモータは電気角で６０°の周期性があり、６０°の周期で類似の駆動を行うことができる。図５６の（ａ）のθｒ＝３０°での動作と、図５６の（ｄ）のθｒ＝９０°での動作とでの相対的な関係は、電流の向き、磁束の方向は逆であるが、トルクＴは共にＣＣＷの方向で同じ大きさである。このように、回転位置θｒが９０°から１５０°の間は、回転位置θｒが３０°から９０°の間のモータ動作と類似動作でトルクを発生し、回転することができる。同様に、１５０°から２１０°の間、２１０°から２７０°の間、２７０°から３３０°の間、３３０°から３０°の間も類似の動作で回転することができる。具体的には、図５７に示すように、ロータ回転位置θｒにより順次通電する電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを変えてトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを得、ロータを回転する。
そして、各歯の発生トルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを乗り継いだモータトルクＴｍを図５７の（Ｇ）の実線に示す。この図５７の（Ｇ）のトルクＴｍは、各相巻線の電流が切り替わるときに、わずかにトルクが低下する図の特性としている。このトルクＴｍは、図１２の（Ｇ）に示すトルクＴｍに比較して、トルクの落ち込みが改善している。また、さらに図５７の（Ｇ）に示すトルクＴｍの部分的なトルク低下を低減するためには、ロータの主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｍ、Ｈｈをやや広めに設定することにより、さらに改善することができる。
また、ロータ回転数が大きいときには、電流位相を早めたり、図６の破線で示したように電流波形を変更するなど、種々の工夫が可能である。
次に、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓとロータの主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍと補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈとモータの出力トルクＴとの関係について説明する。最初に、連続したトルクを発生できる条件について考える。図５８のロータ回転位置において、ＣＣＷの方向へ連続したモータトルクＴｍを発生できる条件について考える。今、主突極磁極１６１がＣＣＷへ回転していて歯１１７にさしかかり、歯１１７左端へ主突極磁極１６１の左端が一致する回転位置θｒである場合について考える。図５８の回転位置θｒは、丁度、主突極磁極１６１がＣＣＷの方向へトルクを発生できなくなる回転位置である。この回転位置θｒで補助突極磁極１６２がＣＣＷの方向へトルクを発生できる条件について考える。その条件は、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２の間の空隙部の幅と補助突極磁極１６２の幅との和Ｈｇが、次式（２１）及び（２２）に示すように、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓに６０°を加えた幅Ｈｆより大きいことである。
Ｈｇ＞Ｈｆ （２１）
（３６０°−（Ｈｍ＋Ｈｈ）×２）/４＋Ｈｈ＞６０°＋Ｈｓ （２２）
次に、図５９に示すように、補助突極磁極１６２がＣＣＷの方向へトルクを発生する時に主突極磁極１６１が時計回転方向ＣＷへトルクを発生しない条件について考える。その条件は、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２の間の空隙部の幅Ｈｂが次式（２３）及び（２４）に示すように、ステータの歯の幅Ｈｔより大きいことである。
Ｈｂ＞Ｈｔ （２３）
（３６０°−（Ｈｍ＋Ｈｈ）×２）/４＞６０°−Ｈｓ （２４）
例えば、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓと主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍを仮定し、条件に適合する補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈを求める場合、（２２）式と（２４）式より幅Ｈｈを次式で表すことができる。
Ｈｍ＋２Ｈｓ−６０°＜Ｈｈ＜−Ｈｍ＋２Ｈｓ＋６０° （２５）
また、条件を簡略化するため、主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍは次式（２６）に示すように、補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈより大きいものとする。
Ｈｍ＞Ｈｈ （２６）
また、主突極磁極と補助突極磁極とで少なくとも６０°の回転角を駆動するので次式（２７）の条件がある。
Ｈｍ＋Ｈｈ＞６０° （２７）
前記の（２５）、（２６）、（２７）式の条件を満たす具体的な各幅の例を図６０の表に示す。横軸をスロットの開口部の円周方向幅Ｈｓ、縦軸を主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍとし、表内に補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈの条件を満たす最小値Ｍｉｎと最大値Ｍａｘで示している。例えば、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓ＝１５°で主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍ＝５０°の時、条件を満たす補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈは最小値２０°から最大値４０°である。
図６０において、太線の２重の枠を示しているが、外側の太線枠は前記のＨｓ、Ｈｍ、Ｈｈの相関関係にやや余裕がある範囲である。内側の太線枠はさらに各値の選択の自由度が大きい範囲である。
なお、図５８の補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈは、最小値と最大値の範囲を多少はずれても実用的には使用できる場合もある。例えば、補助突極磁極１６２とステータの歯とは、図５８において補助突極磁極１６２と歯１１９とがラジアル方向に対向していなくて、多少離れていても吸引力、トルクを発生することができる。従って、単純にモデル的に作成した（２２）式で示されるＨｈより多少小さいＨｈの値でも連続的トルクの発生が可能である。またさらには、多少断続的なモータトルクでも使用できる用途は少なくないので、（２２）、（２４）式を多少はずれていても実用化可能である。
以上説明したように、図５４のモータ構成において、補助突極磁極１６２の働きは図９のモータにおけるトルク低下部でのトルク発生である。この結果、特に低速回転においてモータの全周に渡ってトルクの発生が可能となり、低速回転時の自在なモータ運転が可能となった。図５４のモータ運転方法の一つとして、回転が高速回転になってくると主突極磁極１６１でのトルク発生を主とし、補助突極磁極１６２のトルク発生を少なくし、十分に高速な回転では主突極磁極１６１だけによるトルク発生とし、積極的には補助突極磁極１６２のトルク発生を行わない方法とすることができる。主突極磁極１６１だけでの運転とすることにより、制御の煩雑さを低減し、より簡単な制御とすることが可能である。また、補助突極磁極１６２およびステータ磁極での磁束の変化が低減できるので、鉄損を低減する効果もある。
しかしながら、この時、３相の片方向電流を回転に伴って順次切り替えて行く制御行う場合、２つの電流の過渡的なアンバランスなどにより、補助突極磁極１６２へ磁束が誘起する現象が発生する。すなわち、補助突極磁極１６２が存在することによる弊害も発生する。従って、図９に示すモータの要求仕様が、図１２の（ｇ）のトルク低下部が多少改善する程度でよい場合には、図５４のモータの補助突極磁極１６２を部分的に削除することも可能である。具体的には、図５４に示す補助突極磁極１６２がロータ軸方向端から他端まで存在するのではなく、例えば、半分程度に削減することができる。また、図５５に示すように、多極のモータである場合には、円周上に補助突極磁極１７３が８個配置しているが、数を減らし、例えば４個にすることもできる。このように、補助突極磁極には長所と短所があるので、用途により補助突極磁極の量を可変することが可能である。
また、低速回転と高速回転でモータの電磁気的な作用を変える方法として、図５４に示すモータのように低速回転で高いトルクを発生できるロータと、図９、図１０のように多少トルクリップルは大きくなりがちだが、高速回転で大きな平均トルクが得られ、かつ、静粛な特性のロータとを同軸上に並列に有し、ステータとロータとを相対的にロータ軸方向に移動させることによりモータの電磁気特性を変更することもできる。
図５４、図５５などのモータを低速回転で駆動する場合には、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２とを交互に吸引して連続トルクを得ることができる。しかし、高速回転においては、時間的に短時間であれば惰性回転も可能であり、主突極磁極１６１だけで回転トルクを得た方が簡素であり、鉄損も小さく、振動、騒音も小さくできる。
この高速回転時に、より効果的に運転するためには、補助突極磁極１６２を排除し、主突極磁極１６２の円周方向幅が大きくなることが好ましい。主突極磁極１６２の円周方向幅が大きいと、トルクを発生する電流を増減する時間に余裕を持たせることができる。なお、ステータ磁極の円周方向幅Ｈｔは歯間の漏れ磁束が問題とならない程度に大きい方が制御上好ましい。
これらの要求に応えるため、回転中にロータ磁極の形状を変形することができれば良い。例えば、ステータ側にロータ軸方向の移動が可能な機構ＫＳを備え、ロータ側には回転自在ではあるがロータ軸方向へ前記機構ＫＳと連動した機構ＫＲを備え、この機構ＫＲの動きが補助突極磁極１６２のラジアル方向の移動と連動する構造とすれば、ステータ側の機構ＫＳを小型のサーボモータ等により駆動することにより、補助突極磁極１６２のラジアル方向の移動させることが可能となる。そして、補助突極磁極１６２の有無をステータ側から回転中に制御できることになる。図６１（ａ）に補助突極磁極１６２がラジアル方向へ移動するイメージを矢印線Ｆ４１と破線で示す。
あるいは、前記のロータ側機構ＫＲが補助突極磁極１６２を円周方向に移動することができる機構であれば、ステータ側の機構ＫＳを小型のサーボモータ等により駆動することにより補助突極磁極１６２を矢印Ｆ４２で示すように主突極磁極１６１と隣接させ、主突極磁極１６１の一部とし、実質的に主突極磁極１６１の幅を広げ、同時に、補助突極磁極１６２を排除したことになる。
また、主突極磁極１６１が、例えばＳＳ１とＳＳ２とに２分していて、図６１（ｂ）の矢印Ｆ４１で示す方向へ破線で示す突極ＳＳ１が移動すれば、実質的に主突極磁極１６１の円周方向幅を大きくできる。なお、通常高速回転では、制御装置の電源電圧が有限であることから、界磁弱めなどによって磁束量を減らし、モータ側の電圧が上昇しないように制御している。前記のように、高速回転で主突極磁極が円周方向へ２分して分けると、ロータ磁極１６１の円周方向の単位幅当たりの磁束量が減少し、電圧の面でも好ましい。
また、ステータ側からロータ側の一部を駆動する機構は、種々の方法があり、例えば、ロータ側へ小型のモータを内蔵し、そのモータの回転をステータ側から制御することによりロータ形状、ロータ磁極の位置などを変化させることも可能である。
次に、モータ特性を回転中に変更することのできる他の例を図６２に示す。Ｆ４３はロータ軸、Ｆ４Ｂは軸受けである。Ｆ４４はステータコアでＦ４５はコイルエンドである。Ｆ４６、Ｆ４７、Ｆ４８、Ｆ４９、Ｆ４Ａはロータユニットである。ステータとロータとのロータ軸方向の相対的な位置を、矢印で示すように変更することにより、モータの電磁気的特性を目的の特性が得られるように変更することができる。前記の目的の特性とは、例えば、低速回転では図１の４個のロータ突極を電気角３６０°の範囲に持つ特性で、中速では図９、図１０のように電気角３６０°の範囲に２個のロータ突極を持つ単純な特性で、さらに高速回転ではモータの全体の界磁磁束が減少するように図９、図１０のロータのロータ軸方向長さが縮小した電磁気特性を持つ様な特性である。その様な特性が得られれば、低速ではトルクリップルが小さく大きなトルクが得られ、中速では鉄損の少ない高効率な運転が実現し、さらに高速での界磁磁束を減少することによりモータの誘起電圧が過大とならないように適正に保ち、優れた定出力特性が得られる。また、比較的に電流容量の小さな制御装置で低速から高速まで良好な特性が得られることになる。
次に、ステータ磁極の円周方向幅Ｈｔとロータ磁極の円周方向幅Ｈｍ、Ｈｔとの関係について考える。例えば、図５４のロータ位置では、ステータ磁極１１８の円周方向範囲にロータ磁極１６２に入っているので、このような状態でＢ相巻線１１３、１１６の電流ＩｂとＣ相巻線１１５、１１２の電流Ｉｃを増減してもロータ磁極１６２がトルクを発生することはない。ロータが回転中でもステータ磁極１１８の範囲の中でＩｂ、Ｉｃを可変することにより他に悪影響しない制御が可能である。このように、ステータ磁極の円周方向幅Ｈｔとロータ磁極の円周方向幅Ｈｍ、Ｈｔとを異なる値として、意図しない負トルクの発生などの弊害を低減することができる。
次に、図９に示すモータをＣＣＷへ回転させ、図１１の（ｂ）の回転位置にさしかかったときにトルクが低下する問題の対応策について説明する。図６３に示すように、ロータ１３Ｅの円周方向端で、ロータの半径Ｒより内径側へ軟磁性体の突起部１５１、１５２、１５３、１５４を付加することにより、この回転位置近傍でトルクを増加し、改善することができる。ステータの歯１１８と突起部１５２との距離が短くなり、この間の磁気抵抗が小さくなる。ステータの歯１１Ｂと突起部１５３との関係も同様である。また、例えばＣＣＷ方向のトルクだけでよいモータの場合には、軟磁性体１５２と１５３を追加するだけでよい。
また、図４７に示すモータのように、ステータとロータ間のラジアル方向磁束の総和が零とならない場合には、そのアンバランス分だけ磁束を通すことができない場合がある。このようなアンバランスな関係の時、ステータとロータ間に何らかの磁気的なバイパス路を設けることにより、ステータ磁極とロータ磁極の間を通る磁束の量を増加させ、より効果的にトルクを発生できる構成とすることができる。また、他の方法として、ステータとロータ間の磁束量的な関係が逆の関係にあるモータを２個並列に配置し、それぞれ、ステータ同士、ロータ同士を磁気的に接続することにより、より効果的にトルクを発生することができる。
次に、ロータ磁極の円周方向位置を非対称に配置した例を図６４に示す。主突極磁極１６１が紙面の上側と下側へ向いているのに対し、補助突極磁極１６２は紙面の左右である水へ線に対して右上がりに傾いている。片方向回転の用途のモータなどにおいては、このように非対称なロータ磁極の配置により、片方向回転のトルク特性を改善することができる。
また、図６５に示すモータ形式１２Ｓ８Ｒのモータは、図１に示した６Ｓ４Ｒの２極のモータを４極化したモータで、ステータ磁極とロータ磁極の数が２倍となっている。しかし、ロータ磁極８個の配置は等間隔ではなく、４個のロータ磁極Ｃ７８、Ｃ７９、Ｃ７Ａ、Ｃ７Ｂについては他のステータ磁極Ｃ７４、Ｃ７５、Ｃ７６、Ｃ７７に対して時計回転方向ＣＷへ機械角で１５°、電気角で３０°シフトした例である。このように、一部の磁極の位置を円周方向にシフトすることにより、トルクリップルを低減することができる。しかし、トルク的なアンバランスの問題には気を付ける必要がある。
次に、ステータ磁極あるいはロータ磁極の相互に対向する面の形状について説明する。ステータとロータとの相対的な形状なので、どちらの形状であっても良い。また、ステータとロータの両方の形状が長方形を変形した形状であって、相対的に図６６に示すような形状の効果が得られる形状であっても良い。図６６の（Ｆ）は、図１に示すモータのロータ磁極Ａ０Ｋの外周面形状を水平展開して示す図である。ほぼ長方形の形状をしている。横軸はロータ回転位置θｒで０°から１８０°までの約半周を示している。上下方向はロータ軸方向である。図６６の（Ｅ）は（Ｆ）の形状をスキューした形状である。スキューは一般的にトルクリップルを低減する効果がある。しかし、トルクが少し低下する傾向があり、その点には注意が必要である。本発明モータの場合、トルクリップルを低減する効果とロータのトルク発生範囲を広げる効果が期待できる。図６６の（Ｄ）は、きめ細かく凹凸を作った磁極形状である。磁極内での磁束のロータ軸方向成分が小さく、電磁鋼板内での渦電流が少ない。またロータ軸方向に対称な構造なので、ロータ軸方向に作用する力も小さい。電磁気的には優れているが、きめ細かな構造なので、その製作には工夫が必要である。図６６の（Ｃ）は、いわゆる、段スキューと言っているもので、図６６の（Ｅ）と類似の効果があり、スキューを行うと不都合が発生する場合などに使用される。図６６の（Ｃ）の場合、ロータ軸方向に非対称であるため、ロータ軸方向振動が発生する場合がある。図６６の（Ｂ）は、ロータ軸方向に対称として段スキューを実現する構成である。
図６６の（Ａ）は円周方向の左側に長さＳｂの突起があり、円周方向の右にも長さＳｃの突起がある形状である。元の原形である図６６の（Ｆ）の磁極形状と円周方向位置が同じである部分のロータ軸方向長さはＳａの２倍で、円周方向である左右にロータ軸方向幅Ｓｄの突起がある。前記ＳｄよりＳａ×２の方が十分に大きいので、図６６の（Ｆ）の磁極と類似の特性であるが、円周方向の突起部が作用するので、ロータの円周方向のトルク発生範囲を長さＳｂあるいはＳｃだけ広げる効果がある。わずかな突起部なので、その突起部が発生できるトルクは大きくないが、トルクの発生範囲を広げる必要がある場合には有効である。例えば、図９のモータはトルク発生が困難な場所がいくつかあり、このような場合に、段スキューなどの構造は好適である。
また、図６６のロータ回転位置θｒが１８０°の近傍の各磁極形状のように、左右対称の形状であっても良い。この方が、ＣＣＷとＣＷの特性がより対称な特性とすることができる。ただし、電磁鋼板の形状を作成するときの金型の種類が増えるなどの製造的な負担はある。
なお、図６６では、ロータ磁極幅が３０°の例を示しているが、電気角で２０°から６０°くらいの値とすることができる。また、図９のモータモデルは、電気角３６０°の間に２個のロータ磁極を配置した構成であり、図１に示す４個のロータ磁極のモータモデルとは異なる。従って、図９のモータモデルの場合は、ロータ磁極幅Ｈｍは電気角で４０°から９０°位に設定するべきで、図６６の各種形状は、横軸のロータ回転位置θｒの角度を２倍程度に置き換えて見る必要がある。具体的には、例えば、横軸が３０°の点は４０°から９０°くらいに置き換え、９０°の位置は１８０°とし、１８０°の位置は３６０°とする。従って、例えば、ロータ磁極幅Ｈｍが電気角で６０°の時はロータ磁極間の空間部は電気角で１２０°となり、Ｈｍが８０°の時はロータ磁極間の空間部は１００°となる関係である。
次に、図９、図１１に示すような電気角で３６０°の間にステータ磁極が６個あり、ロータ磁極が２個の構成のモータで、例えばＣＣＷの方向へ途切れることなく連続的にトルクを発生する構造について説明する。例えば、図１１の（ｂ）では、スロットの開口部の幅Ｈｓは２０°なのでステータとロータ間のエアギャップ長に比べて矢印で示す磁束１１Ｘは小さく、発生トルクも零ではないが小さいという問題がある。６個のステータ磁極で３６０°の範囲をカバーするためには、１個のステータ磁極は６０°以上の範囲でトルクを発生する必要がある。
今、図９、図１１に示すように、ステータ磁極のロータへ向いた形状がほぼ長方形でその円周方向幅Ｈｔが電気角で４０°の場合について考えているので、ロータ磁極のステータへ向いた形状が図６６に示すロータ磁極形状について考える。
図６６の幅Ｓｆが電気角で４０°の時は次式となる。
Ｓｂ＋（Ｓｅ−Ｓｆ）／２＋Ｓｆ≧６０°
∴ Ｓｂ＋Ｓｅ／２≧４０°
図６６の幅Ｓｆが電気角で４０°より大きいときには次式となる。
Ｓｂ＋（Ｓｅ−Ｓｆ）／２＋４０°≧６０°
∴ Ｓｂ＋（Ｓｅ−Ｓｆ）／２≧２０°
この時、トルクの大きさについては、それぞれの磁極形状により異なる。また、円周方向に隣接するステータ磁極間でトルクの発生を引き継ぎながら回転するのであるから、多少の余裕を持たせたい場合は、前記条件式の６０°をやや大きい値とすればよい。設計的自由度がある。
前記例では、ステータ磁極が長方形で、ロータ磁極形状が図６６のような形状と想定して考えてみたが、両方の磁極形状が種々形状を成していても良い。例えば曲線形状を含む形状でも良く、ラジアル方向すなわちエアギャップが変化する構造でも良い。円周方向の力およびラジアル方向の力が回転と共に急激に変化しないような構造は、モータの振動低減のために重要なことであり、各磁極形状の工夫により改良できる。
また、図９、図１１に示すようなモータで途切れることなく連続的にトルクを発生する構造は、多極のモータである場合に、半分の数のロータ磁極を円周方向に電気角で２０°シフトしておく方法でも継続的なトルクを生成することができる。例えば、８極のモータの場合には、２極分のロータ磁極を最初の状態とし、次の２極分のロータ磁極をＣＣＷへ２０°シフトし、次の２極分のロータ磁極を最初の状態とし、次の２極分のロータ磁極をＣＣＷへ２０°シフトすれば、連続的にトルクを発生することができる。またこの構造は、ロータ中心点に対して点対称のロータ形状になるので、機械的なバランスの点でも優れている。また、円周方向へロータ磁極をシフトする方法と図６６の方法とを合成しても良い。
次に、図９に示した本発明モータの例について、ステータ磁極のロータに面する形状とロータ磁極のステータに面する形状とそれらの間に発生できるトルクの関係を図６７、図６８に示し説明する。図９に示すモータ形式６Ｓ２Ｒのモータのトルクは、図1に示すモータ形式６Ｓ４Ｒのモータとは異なり、ロータ磁極がスロット開口部にさしかかるときがトルクが低下し、トルクリップルの問題がある。一方、スロットの円周方向幅を小さくすると巻線スペースが小さくなる問題があり、スロット開口部だけを狭くしてもステータ磁極間の漏れ磁束の問題とステータ磁極の磁気飽和の問題がある。従って、図９に示すようなモータの場合、ステータ磁極の円周方向幅とスロット開口部の大きさとは、トルクと漏れ磁束に関してトレードオフの関係となっていて、それらの両立が難しいという問題がある。
図６７の（Ｓ１）は図９のステータ磁極１１７，１１８，１１９，１１Ａ、１１Ｂ，１１Ｃのロータに面する形状を直線状に平面展開した図である。水平軸はステータの円周方向位置の角度である。この水平軸は図１０の８極モータの場合では、電気角で示していることになる。縦軸はロータ軸方向である。図９のモータのステータ磁極のロータに面する形状は６個の長方形で示され、円周方向幅は４０°で、ステータ磁極間のスロット開口部の円周方向幅は２０°である。
図６７の（Ｒ１）は図９のロータ磁極１１Ｅのステータに面する形状を直線状に平面展開した図である。ここで、水平軸および縦軸は前記（Ｓ１）と同じである。ロータ磁極の円周方向幅は６０°で、ロータ軸方向幅はステータ磁極のロータ軸方向幅と同じである。
図６７の（Ｔ１）は、図９のモータのトルクであって、前記ステータ磁極形状（Ｓ１）である時に、前記ロータ磁極形状（Ｒ１）のロータ１１ＥをＣＣＷへ回転させたときのトルクを単純モデル化して表現したトルクである。単純モデル化とは、ステータとロータ間のエアギャップ長はほぼ零で、ステータとロータ近傍の空間の漏れ磁束はほとんど無いと仮定する物である。トルク（Ｔ１）の特性は、４０°の間は有効なトルクを発生することができ、２０°の間はトルクが零の特性となる。
図６７の（Ｓ２）は前記ステータ磁極（Ｓ１）を２０°スキューしたもので、その時のトルク（Ｔ２）は図示するように、台形状のトルク特性となり、トルクが零の部分はごく特定点だけとしている。しかし、図示するようにトルク低下部は、例えば４０°から８０°の範囲となり、広範囲になっている。なお、前記（Ｓ２）、（Ｒ２）において、ステータ磁極（Ｓ２）を長方形とし、ロータ磁極（Ｒ２）を２０°スキューした形状としても、トルク特性（Ｔ２）は同じである。
図６７の（Ｓ３）は前記ステータ磁極（Ｓ１）をほぼ６０°の幅としたもので、ステータ磁極の表面形状を円周方向幅いっぱいまで広げている。ロータ磁極（Ｒ３）は同じ形状である。この場合についてはステータ磁極間が円周方向に隣接しているので、前記の例の場合とは異なり、ステータ磁極間の漏れ磁束が発生するものとして考えると、ステータ磁極の磁路がロータ磁極１１Ｅの回転位置により磁気飽和することになる。このため、トルク特性（Ｔ３）は図示するように、ステータ磁極とロータ磁極との対向面積が小さい範囲では大きなトルクを発生、対向面積が大きくなると次第に磁気飽和によりトルクが低下する特性となる。
図６８のステータ磁極（Ｓ４）は、図６６の（Ｃ）の右端に示す形状であり、前記ステータ磁極（Ｓ１）と（Ｓ３）を組み合わせた変形形状でもある。ステータ磁極（Ｓ１）と（Ｓ３）を１／２ずつ組み合わせた形状である。そして、円周方向に隣接するステータ磁極はロータ軸方向に対称な形状とし、同時に、ロータ軸方向へシフトしている。この結果、ステータ磁極のロータ軸方向幅およびロータのロータ軸方向幅は、（Ｓ４），（Ｒ４）の図では約１．５倍に大きくなっている。この結果、トルク特性（Ｔ４）は、平均トルク、トルク低下部共にかなり改善されている。そして、ステータ磁極間の隙間を大きくすることができ、ステータ磁極間の漏れ磁束を前記（Ｓ３）に比較して大幅に低減できている。
図６８のステータ磁極（Ｓ５）は、前記（Ｓ４）を台形状とした例である。ロータ磁極（Ｒ５）は、前記（Ｒ４）と同じである。これらのトルク特性（Ｔ５）はすこし改善している。さらに、ステータ磁極の円周方向幅を広げ、円周方向に隣接するステータ磁極の相対的なロータ軸方向位置を離すことにより、トルクの増加とステータ磁極間の漏れ磁束の低減とを両立させることができる。すなわち、前記ステータ磁極（Ｓ１）では、トレードオフの関係となっていた、トルク増加とステータ磁極間の漏れ磁束低減とを、ステータ磁極（Ｓ５）の形状とすることにより両立させることができる。
ここで問題となる点は、ステータ磁極（Ｓ１）に比較してステータ磁極（Ｓ５）の形状がロータ軸方向に大きくなることである。しかし、ステータ磁極（Ｓ５）に３相巻線の経路を付記して示すように３相巻線の長さを短縮することができ、また、各ステータ磁極のロータ軸方向の凹み形状を設けることによりコイルエンド部のロータ軸方向への突き出し量を低減することもできる。また、３相巻線が交差する部分では、台形状のステータ磁極の先端側の空きスペースが活用できる点も巻線の配置、処理の点でモータ製作上効果的である。これらの結果、前記（Ｓ１）、（Ｒ１）、（Ｔ１）で示したモータより（Ｓ５）、（Ｒ５）、（Ｔ５）で示すモータの方がトルク特性、モータサイズ、コストなどの点で優れたモータとすることも可能である。
なお、ステータ磁極（Ｓ５）を電磁鋼板の積層した構成で製作する場合、積層方向に歯の円周方向幅が１枚ずつに異なる電磁鋼板を製作する必要がある。従って、電磁鋼板をプレス打ち抜きで製作する金型の工夫が必要である。既存技術で、スキューなどの電磁鋼板の積層構成を実現するため、電磁鋼板加工用の順相金型において、ステッピングモータなどを使用して金型の回転方向位置を１枚のプレス加工ごとに少しずつ回転させてスキューを行った積層コアを実現する技術がある。このような回転可能な金型を順相金型の２つのステーションに配置して、スロットの片側をプレス加工する回転可能な金型とスロットの反対側をプレス加工する回転可能な金型とを配置し、両金型を反対方向へ回転させながら加工することにより、１枚ずつ歯幅の異なる電磁鋼板のシートを製作し、積層することができる。この場合には、各電磁鋼板シート間の接合は、いわゆるダボと言われるカシメ構造を採用できる。
また他の方法として、スロットの片側のプレス加工が回転可能とし、他方のスロット加工は固定位置とし、歯幅の異なる電磁鋼板のシートを製作する。その後、積層する電磁鋼板のシートの整列を行い、電磁鋼板の積層体を作る。この場合には、前記のカシメ構造を採用できない。ただし、この場合にも、カシメ構造が採用できるように、順相金型のどこかで何らかの回転方向の位置合わせ機構を設ければ、前記のカシメ構造を採用できる。
また、図６８で示したモータは、比較的薄形のモータで効果的である。また、磁束が円周方向とラジアル方向の他に、ロータ軸方向成分も発生するので、磁束ロータ軸方向成分の変動による鉄損の増加などには注意を要し、必要に応じその対策を行う必要がある。例えば、バックヨークの一部に、ロータの軸方向の磁路を設ければよい。圧粉磁心などの３次元方向の磁束の増減が可能な材料を使用することもできる。
また、図６８では、ロータ磁極の円周方向幅は６０°の場合について示したが、各相のトルクがオーバラップできるようにするためには、６０°以上の大きさとすることももちろん可能である。
次に、本発明モータの漏れ磁束に関する対策の一つを図６９に示し説明する。モータの用途で、高い回転数で比較的大きなトルクを求められる用途は多い。本発明モータのピークトルクの制限は、トルク発生に寄与する磁束が通る磁路の一部が磁気飽和する点で制限されることが多い。そして、この磁気飽和は巻線の大電流による各部の漏れ磁束により総磁束φｓが増加して発生することが多い。従って、大きなピークトルクを得るためには、モータ各部の磁路断面積を十分に確保すると同時に、モータ各部の漏れ磁束を低減することが効果的である。また、高い回転数で大きなトルクを必要とする場合、漏れ磁束を低減することにより力率を改善することができ、モータ効率が向上する。
図６９の（ａ）は図９のモータ断面の一部を拡大した断面図であり、図９の巻線１１４は図６９の巻線Ｃ９２である。Ｃ９１はステータコアである。Ｃ９３は巻線Ｃ９２へ紙面の裏側から表側へ大きな電流を通電した時に、スロットの開口部に発生する漏れ磁束である。この漏れ磁束によりステータ磁極である歯が磁気飽和し、トルクの増加が難しくなる場合がある。
この対応策として、図６９の（ｂ）に示すように、平角導線Ｃ９４を使用すれば、漏れ磁束Ｃ９５の増減により平角導線Ｃ９４の中に渦電流が誘起し、漏れ磁束Ｃ９５を低減する作用が発生する。モータが静トルクを発生するとき、あるいは、低速で回転するときはほとんど効果がないが、高速回転で大きな電流を巻線に通電し、漏れ磁束Ｃ９５の周波数が上がり、電流値が大きくなると、平角導線Ｃ９４内の渦電流よる漏れ磁束の低減効果が出てくる。このように、平角導線Ｃ９４の使用によりモータ力率、効率の改善が可能である。
この時、漏れ磁束Ｃ９５はスロットの開口部近傍が一番多いので、スロットの内径側からスロットの外形までの長さ、すなわち、スロットの深さＣ９６に比較し、平角導線の幅Ｃ９７が１／４以上であれば、効果が期待できる。
次に、漏れ磁束を低減する他の方法について説明する。図７０は、ロータ磁極の円周方向に５０５、５０６、５０７、５０８で示す閉回路を構成する導体、あるいは、導体板を配置した構成である。これらの導体により、導体を通過する方向の漏れ磁束成分を導体内に誘起する電流により低減するものである。本発明モータでは、ロータ側の磁束がロータの回転と共に交番するので、漏れ磁束を低減する効果がある。図７０に示す以外の各種本発明モータへ適用できる。また、ロータの漏れ磁束は、ロータ磁極のロータ軸方向端からも発生するので、ロータのロータ軸方向端の電磁鋼板を導体板に変えることにより、ロータ軸方向からの漏れ磁束を低減することができる。
また、前記導体は図７１に示すようにロータ５０１へスリット５０９、５０Ｂ、５０Ｄ、５０Ｆを設け、そのスリットの中へ導体５０Ａ、５０Ｃ、５０Ｅ、５０Ｇを埋設することもできる。前記導体の固定が容易であり、高速回転用途へも適用できる。
次に、モータの最大トルクを向上させる方法について説明する。図５４に示す本発明のモータのトルク特性は、例えば、図５のような特性となる。電流Ｉの小さな０からＡ１の領域では（１０）式で示されるトルク特性を示し、電流の二乗関数のような特性を示す。モータの一部の磁束密度が飽和磁束密度に近づくような、図５のＡ１からＡ２の電流転領域では（１５）式で示されるように、電流の増加に伴いトルクもＴ１からＴ２へと増加し、電流の１次関数となるトルク特性を示す。そして、さらにＡ２以上の大きな電流値にすると、モータ内のステータ磁極とロータ磁極の間のエアギャップ部以外の場所で、モータの磁気回路の一部が磁気飽和する部分が発生し、電流に対するトルクの増加率が減少し、図５の電流Ａ２からＡ３の時のトルクＴ２からＴ３のような、トルクの飽和特性を示す。
ここで示す最大トルクの向上は、図５に示すトルク特性において、一点鎖線で示すように、Ｔ３のトルクをＴ４へ向上するものである。技術的には、モータ内部の磁気飽和を低減し、ステータ磁極とロータ磁極の間のエアギャップ部へより大きな磁気エネルギーを与えることが出来るように改良するものである。
最初に、モータのどの部分に磁気飽和が起きやすいかについて、図５４のモータ例について説明する。図５４は、主突極磁極１６１がステータの歯１１７、１１Ａと対向し、ステータの歯が磁気飽和する状態を示している。歯１１７を通る磁束は、歯１１Ａからロータの主突極磁極１６１を通り歯１１７を通る磁束成分、巻線１１１の電流によりスタータ磁極１１Ｃからそのスロットの開口部近傍を通りステータ磁極１１７へ入る漏れ磁束の成分、そして、巻線１１２の電流によりステータ磁極１１８からそのスロットの開口部近傍を通りステータ磁極１１７へ入る漏れ磁束の成分がある。トルク発生に寄与しない漏れ磁束成分が両隣のステータ磁極から加わるため、ロータの主突極磁極１６１を通る磁束より歯１１７を通る磁束の方が通過する磁束が多く、ステータ磁極１１７は磁気飽和しやすい。
一方、補助突極磁極１６２がトルクを発生するときには、その円周方向幅が小さいので、周囲のステータ磁極からの漏れ磁束により磁気飽和しやすい。説明したように、磁気飽和しやすい場所は、ステータの各歯とロータの補助突極磁極１６２である。以下、モータの最大トルクを向上する６種類の方法を示す。
最大トルク向上の第１の方法を図７２に示す。図７２の（ａ）は、図５４のモータの断面の１例である。２６２はステータコアの歯の部分、２６３は巻線のコイルエンド、２６１はロータコアである。図７２の（ｂ）は、ステータコアの歯の磁気飽和を低減するため、軟磁性体２６４をロータ軸方向に追加したものである。歯の磁路が太くなり、磁気飽和が低減される。なお、この時、磁束の流れがラジアル方向および円周方向だけでなくロータ軸方向にも通過することになるので、軟磁性体２６２、２６４が電磁鋼板の積層体である場合には渦電流損が増加する問題がある。したがって、図７２の（ｂ）の構成の場合、電磁鋼板の歯の部分にスリットを設けるあるいは切れ目を入れるなどの工夫が必要である。あるいは、軟磁性体粉末に電気絶縁皮膜を施して圧縮した圧粉磁心を用いるなど、渦電流低減対策が有効である。
最大トルク向上の第２の方法を図７３に示す。図７３の（ａ）は、破線部に示す２７１の軟磁性体と永久磁石を付加している。この破線部を拡大して図７３の（ｂ）に示す。２７２は永久磁石、２７１は軟磁性体である。図７３（ｂ）に示すモータの制御法の一つは、各スロットの電流の方向を固定し、直流で制御する。その場合、各歯に通る磁束の方向は一方向であり、特徴的である。そして、歯２６２を通る磁束２７５の方向とは逆の方向になるように永久磁石２７２の方向に構成し、磁束２７４を得る。
この時の歯２６２の磁気特性を図７４に示す。水平軸は磁界の強さＨ[Ａ／ｍ]、垂直軸は磁束密度Ｂ[Ｔ]である。最初に、軟磁性体２７３、永久磁石２７２が無い状態でモータに大きな電流が通電された場合、歯２６２の磁束密度は零からＢａ点まで変化し、磁束密度はＢ１となる。
次に、軟磁性体２７３、永久磁石２７２を付加した状態では、歯２６２には逆方向の磁束が通過するので、Ｂｂ点、あるいは、Ｂｃ点となっている。この状態で大きな電流が通電された場合、歯２６２の磁束密度は零からＢａ点まで変化し、磁束密度はＢ１とほぼ同じ値となる。しかし、磁束密度の変化は図７４に示すＢ３もしくはＢ４となり、前記のＢ１より大幅に増加することになる。例えばＢ１とＢ２がほぼ同じ値であれば、歯２６２へ２倍の磁束を通過させることが出来ることになる。トルクの増加で表現すると、図５において、Ｔ３のトルクをＴ４へ増加させることに相当する。なお、図７３の（ｂ）の構成の場合、歯２６２を通る磁束のロータ軸方向成分の時間変化率は単純原理的には少ないとも言えるが、無視できず、前記の切れ目、圧粉磁心などの渦電流低減対策も有効である。
最大トルク向上の第３の方法を図７５に示す。図７５の（ａ）は、図７３の（ｂ）に示した軟磁性体２７３と永久磁石２７２の代わりに、破線部に示す２９３の軟磁性体と励磁巻線を付加している。この破線部を拡大して図７５の（ｂ）に示す。２９２は軟磁性体、２９１は励磁巻線である。電磁気的な作用は図７３の軟磁性体２７３と永久磁石２７２と同様であり、ロータを通る磁束２７５とは反対方向の磁束２９４を作り出すことが出来る。そして、モータの最大トルクを向上させることができる。図７５の方法の特徴の一つは、電流の大きさを変えることにより磁気的な動作点を容易に変化させることができる点である。例えば、軽負荷の場合には電流を零にすることができ、不要な制御は行わず、大きなトルクが必要なときにだけ巻線２９１に必要に応じた電流を流すことができる。なお、図７３に示した方法でも、永久磁石２７２を他のアクチュエータで出し入れすることにより磁束２７４の大きさを制御することも可能であり、磁石の向きを反転することも可能である。また、図７３、図７５の方法は、軟磁性体、永久磁石、巻線の位置を、円周方向隣接する歯と複合させた変形など、種々の変形が可能である。また、モータを駆動するインバータについても、各巻線へ一方向電流しか流せないようなインバータだけでなく、自在な電流を流せるインバータまで種々インバータの活用が可能である。なお、図７３、図７５において、磁束２７４、２９４は比透磁率の大きい軟磁性体の中を通るだけなので、ロータからの磁束の流入により磁気飽和をしない範囲で使用すれば、これらの磁束を誘起する磁石２７２厚みは小さくても良く、巻線２９１の励磁電流も比較的小さな値となる。
最大トルク向上の第４の方法を図７６に示す。各スロットの開口部へ永久磁石３０１、３０２、３０３、３０４、３０５、３０６を配置する方法である。磁石の方向Ｎ、Ｓは、付記するように、各スロットの電流による起磁力とは反対方向にし、スロット開口部近傍の漏れ磁束を相殺し、低減している。この結果、図７３に示した構造の効果と同様に、各歯の磁束密度を低減することができ、モータの最大トルクを増加させることが出来る。特に、この方法は、モータのロータ軸方向の長さＷｔが大きくなっても適用できる技術である。従って、図７６の方式は出力の大きなモータでも採用しやすい技術である。一方、図７２、図７３、図７５の方法は、モータのロータ軸方向長さＷｔが大きくなると、次第にその効果の比率が小さくなる傾向があり、薄形の形状のモータで効果的な方法である。なお、図７６の６個の永久磁石３０１、３０２、３０３、３０４、３０５、３０６は、コスト的な都合等で３個に減らすこともできる。また、図７６に図示する永久磁石がロータ軸方向の一部だけに配置してもそれ相当の効果はある。また、各ステータ磁極間に配置できれば類似した効果が得られるので、ステータ磁極のロータ軸方向端に配置することもできる。
図７６のスロット形状と永久磁石の配置で分かるように、これらの永久磁石はスロット内のコイルを固定する部材としても活用することが出来る。また永久磁石の縦横寸法など形状の変形も可能である。なお、永久磁石の温度上昇による特性の変化については注意を要する。例えば、熱抵抗の大きな部材、あるいは、冷却用の液冷パイプを各スロットの永久磁石と巻線の間に配置することも可能である。
最大トルク向上の第５の方法を図７７に示す。図７７の（ａ）は、図５９の断面ＡＤ−ＡＤの断面図に磁気飽和を低減する軟磁性体３１１を付加した形状である。３１３はロータコアで、ロータコア３１３の両端は補助突極磁極１６２である。図７７の（ｂ）は、図７７の（ａ）の側面図である。図７７の（ｂ）の補助突極磁極１６２の形状のように、補助突極磁極１６２の先端からロータ中心に向かって台形形状となり、磁路を太くしている。補助突極磁極１６２の根元を太くすることにより磁気飽和を低減し、モータの最大トルクを向上している。
最大トルク向上の第６の方法を図７７に示す。補助突極磁極１６２の側面に磁気飽和を低減する軟磁性体３１１を追加している。補助突極磁極１６２の磁路が太くなり、磁気飽和が低減され、モータの最大トルクを向上することが出来る。軟磁性体３１１は補助突極磁極１６２の近傍に配置しているが、高速回転するときには大きな遠心力がかかり強度が必要となるので、８極などの多極のモータの場合、３１４の破線で示すように円周方向に環状に接続された軟磁性体とすることも出来る。なお、補助突極磁極１６２の近傍の軟磁性体は、前記の切れ目、圧粉磁心などの渦電流低減対策が有効である。また、軟磁性体を付加する場合は、磁束の方向の自由度があり、その磁路部分での磁束が交番する電流制御方法で駆動することも出来る。なお、モータの最大トルクの種々向上方法を示したが、最大トルクを向上させることにより、モータの小型化が可能となり、また低コスト化を実現することも出来る。
次に、本発明モータのステータとロータ間のエアギャップに関する技術について説明する。特に、永久磁石を使用しないリラクタンスモータは、エアギャップによって性能が大きく変わる。特に小型のモータほどエアギャップ部の励磁負担の割合が大きく、エアギャップの大きさが重要となる。図７８の（ａ）はモータの部分拡大図で、Ｄ５１がステータ磁極でＤ５２はロータ磁極である。図７８の紙面の水平軸はロータ軸方向で、上下方向はモータのラジアル方向、紙面の表から裏側は円周方向である。共に、電磁鋼板を８枚積層した構成をモデル的に示している。Ｄ５３はエアギャップである。電磁鋼板の厚みが０．３５ｍｍで、エアギャップが０．５ｍｍの例である。
図７８の（ｂ）は、Ｄ５４がステータ磁極の部分拡大図で、エアギャップ部Ｄ５６に面した形状は各電磁鋼板が図７８の（ａ）のステータ磁極Ｄ５１のロータ軸方向厚みに比較して約２倍に広げた形状としている。ロータ磁極Ｄ５５も同様に、ロータ磁極Ｄ５２に比較して約２倍に広げた形状としている。Ｄ５７、Ｄ５８、Ｄ５９、Ｄ５Ａはそれぞれの磁路の磁気飽和を避けるための軟磁性体である。図７８の（ｂ）の形状とすると、ステータ磁極Ｄ５４とロータ磁極Ｄ５５の間のエアギャップ部の磁気抵抗を低減することができる。図７８では整然とした形状であるが、さらに形状を工夫することにより、エアギャップ部の磁気抵抗を最小１／２に近い値まで低減できる。それは、エアギャップＤ５３の大きさを１／２近くに低減できたことと等価であり、各磁極形状の工夫のよりトルクの向上、力率の改善、効率の改善が期待できる。この時、図７８の（ｂ）は図７８の（ａ）に比較して体積は大きくなっているが、重量の増加はわずかであり、材料コストの増加もわずかである。
次に、本発明モータの高トルク化の一手法について説明する。図７９に、ステータは図１と同じステータで、各ロータ磁極に巻線を施した例を示す。Ｄ６９のロータ磁極の起磁力を発生する巻線Ｄ６１、Ｄ６２を巻回し、Ｄ６Ａのロータ磁極の起磁力を発生する巻線Ｄ６５、Ｄ６６を巻回している。Ｄ６Ｂのロータ磁極の起磁力を発生する巻線Ｄ６３、Ｄ６４を巻回し、Ｄ６Ｃのロータ磁極の起磁力を発生する巻線Ｄ６７、Ｄ６８を巻回している。これらの巻線へ通電する電流Ｉｒは、ロータ軸Ｄ６Ｈに取り付けたスリップリングＤ６Ｄ、Ｄ６ＥへブラシＤ６Ｆ、Ｄ６Ｇから供給する。ロータ磁極の磁束方向は、このモータの場合毎回転ごとに６回反転するので、その磁束方向に応じて変化する電流を与える必要がある。
このようなモータ構成とすると、ステータ側とロータ側とで起磁力を生成することができるので、大きなピークトルクを発生することができる。用途が電気自動車の場合を考えると、急な坂道を上がる時などに大きなモータトルクが必要である。しかし、その様な高トルク運転はごく少ない場合が多く、通常の運転ではブラシＤ６Ｆ、Ｄ６Ｇはスリップリングから浮かしておくことによりスリップリングとブラシの寿命を確保することもできる。この結果、ごくまれに使用する高トルク付加に対し、ロータへ巻線とスリップリングとブラシとを付加することにより比較的低コストで対応する方法である。
次に、本発明モータを巻線切り替えにより、広範囲に回転する方法、定出力範囲を拡大する方法について説明する。図８０は巻線切り替え手段の例である。Ｄ７１、Ｄ７２、Ｄ７３は、図１に示すモータ等の３相の巻線である。Ｄ７４、Ｄ７５、Ｄ７６はそれぞれの巻線の片端端子である。各巻線Ｄ７１、Ｄ７２、Ｄ７３は、図示するように、３個所から巻線を取り出せる構造となっていて、巻線選択手段Ｄ７Ａにより巻線のタップを選択できる構成としている。Ｄ７７、Ｄ７８、Ｄ７９は選択した各巻線タップに接続された各巻線の端子である。このような構成とすることにより、各巻線の巻回数は３通りの巻回数が選択できるので、より広い回転数範囲でトルクを出力できる。巻線電圧は巻線ターン数に比例するので、低速回転では全巻線ターンを使用し、高速回転では巻回数の少ないタップを使用する。定出力制御が必要な場合には、この巻線選択により定出力範囲を広げることができる。なお、具体的な前記の巻線タップの切り替えには、電磁接触器などが使用できる。この巻線の切り替え時には電流を確実に遮断することができれば、接触子は比較的小型化することができる。
また、モータ巻線の電圧を可変する方法として、ステータロータ間のエアギャップ長さを可変することもできる。具体的な方法は、例えば、ステータ軸方向長さＬｓよりロータの軸方向長さＬｒの方が２倍長い構造とし、ステータの内径が片端と他端とで１０ｍｍ異なるテーパ状の形状とし、ロータの片端直径はステータの内径よりエアギャップ長の２倍だけ小さい直径としロータのテーパは同一角度のテーパとする。そして、ロータに対するステータのロータ軸方向位置を相対的にステータの軸方向長さＬｓまで動かすことができる構造とする。このような構成で、ロータに対するステータのロータ軸方向位置を相対的にＬｓ動かすと、エアギャップの量が直径で１０ｍｍ大きくすることができる。片側のエアギャップ長で５ｍｍを可変できることになる。このようにエアギャップ長を可変することにより、ステータとロータ間の磁束を可変し、モータの誘起電圧を可変し、モータ回転数の可変範囲を広げることもできる。
また、ステータ各部の材料を特性により使い分けたり、巻線の直径についての工夫なども可能である。図８１にその例を示す。３５１はステータのバックヨーク部である。今、３５４の巻線に紙面の表側から裏側へ大きな電流を通電し、同時に、巻線３５５へ紙面の裏側から表側へ同一の大きさの電流が通電していると仮定する。両電流により３５６に示す磁束が歯３５２へ励磁され、両隣の歯からスロット開口部近傍を通り３５７、３５８の磁束が歯３５２を通る。このように、ロータ磁極を吸引するように作用するステータの歯３５２は、磁束が集まり、磁気飽和しやすくなる。漏れ磁束３５７、３５８を低減するためには、スロットの開口部の幅ＷＳＢが大きい方が良く、スロット形状は図８１のような形状となる。この時、歯の先端部は細くなり、ますます磁気飽和しやすくなるので、歯の先端部３５９の材料として高磁束密度材として知られているパーメンジュールを使用すると都合がよい。鉄とコバルトが５０％ずつ位で構成するパーメンジュールの最大磁束密度は約２．５Ｔ程度であり、都合がよいが高価でもある。歯の先端部だけであれば、多少高価でも使用できる用途はある。また、パーメンジュールの部品構造を３５Ａのような形状とし、歯全体の磁気飽和を低減することも可能である。
また、スロット内の巻線太さについても、スロットの開口部側の巻線を相対的に細い巻線とし、スロットの開口部近傍の磁束密度を上げることにより漏れ磁束３５７、３５８を低減することもできる。
また、本発明モータにおいて、ステータとロータの形状を運転状況に応じて形状変更を行うことも可能である。例えば具体的には、低速回転では図５４の形状をしていて、全周でほぼ一定のトルクを発生できる形状とし、ある回転数以上では補助突極磁極１６２を内径側へ移動させ、図９のモータと等価なモータとすることができる。図９のモータはトルクリップルが発生するが、シンプルな構成で、制御も比較的単純である。補助突極磁極１６２を移動する方法は、例えば、ロータ軸上のレバーを固定子側からある範囲でロータ軸方向へ移動できる構造とする。そして、そのレバーに前記補助突極磁極１６２が連結していて、前記レバーを移動することにより前記補助突極磁極１６２をラジアル方向に出入りできる構造とすればよい。
その様なモータとすることにより、低速ではトルクリップルの小さな構造のモータを実現し、高速回転では鉄損、パワートランジスタのスイッチングロス等が小さなモータを実現することができる。またこの時、主突極突極磁極１６１の磁極幅を連動して可変することも可能である。またこれらの移動、あるいは変形などの機構は、他の種々方法でも可能である。
また、前記の各種の磁気飽和問題の低減策などは組み合わせて使用し、構成することもできる。当然、それぞれの効果が得られる。
次に、モータの鉄損に関わる説明をする。本発明モータでは片方向電流制御するので、ステータ各部の磁束も片方向の磁束となる。従って、特ステータのヒステリシス損失は小さく、通常使用されている電磁鋼板が使用できる。しかしロータの磁束の方向は、図１のモータの場合、磁束の方向が１回転に６回変わる。本発明モータの鉄損を小さくするためには、ロータの材質をアモルファス金属にすることが鉄損低減に効果的である。鉄損の小さい軟磁性体としては、珪素Ｓｉの含有率を高めた電磁鋼板、方向性珪素鋼板、鉄粉の表面に電気抵抗の大きな膜を施し高圧プレスした圧粉磁心などがあり、それらを使用することもできる。
次に、巻線の問題点について検証する。その後に、巻線の問題点を解決する方法を示す。従来例として、図１１６、図１１７、図１１８を示して説明し、各巻線の配置が複雑で製作が難しいという問題、巻線の占積率が低下する問題、巻線の交差によりコイルエンド部が軸方向に長くなる問題について示した。図８２は図５４に示した２極のモータを４極化した本発明モータのステータ例であり、ロータ軸方向から見てその形状をモデル化した図である。図１１６、図１１８に示した従来技術で巻線を巻回した構成である。Ａ相巻線は、スロット３７１からスロット３７４へ巻回する巻線Ｈ８１とスロット３７７からスロット３７Ａへ巻回する巻線Ｈ８４である。Ｂ相巻線は、スロット３７３からスロット３７６へ巻回する巻線Ｈ８２とスロット３７９からスロット３７Ｃへ巻回する巻線Ｈ８６である。Ｃ相巻線は、スロット３７５からスロット３７８へ巻回する巻線Ｈ８３とスロット３７Ｂからスロット３７２へ巻回する巻線Ｈ８６である。
図８３は図８２のモータの断面ＡＧ−ＡＧの縦断面図である。３８１はステータコアで電磁鋼板をロータ軸方向へ積層している。３８４はスロット内の巻線、３８５、３８９はコイルエンドであり、ＬＣＥ１はステータコア３８１からの突き出し量であるコイルエンド長さである。３８６、３８７はスロット近傍でステータコア３８１と巻線との絶縁を保つための絶縁紙である。絶縁紙３８７は、通常、絶縁を確保するためステータコア３８１の端から１０ｍｍ程度突き出している。３８２はロータ、３８３はステータコア３８１とロータ３８２の間のエアギャップ部を指している。一点鎖線はロータの回転中心である。このような構成で、２極のモータ、６極のモータの場合も同様に巻回することが出来、また、コイルエンド各部の巻線はほぼ均一に全周へ分散される。しかし、コイルエンド部は複数の巻線が重なり、複雑な配置となり、生産性の問題がある。巻回の困難さから、スロット内の巻線占積率が低下する問題もある。コイルエンドのロータ軸方向の長さは、コイルエンド部の巻線が分散されているので、型などで成形することによりある程度短くできる。しかし、成形にも限界があり、コイルエンドが長いという問題はある。
次に、これらの問題を低減する巻線の巻回方法、巻線の配置方法について、図８４に示し説明する。図８４は、４極、１２スロットの本発明モータのステータ例をロータ軸方向から見て、巻線のスロット位置、コイルエンド部の巻線の配置関係をモデル的に示した図である。スロット３７１へ正のＡ相巻線、スロット３７４へ負のＡ相巻線を巻線３７Ｄで巻回する。そして、スロット３７７へ正のＡ相巻線、スロット３７Ａへ負のＡ相巻線を巻線３７Ｇで巻回する。同様に、スロット３７３へ正のＢ相巻線、スロット３７６へ負のＢ相巻線を巻線３７Ｅで巻回する。そして、スロット３７９へ正のＢ相巻線、スロット３７Ｃへ負のＢ相巻線を巻線３７Ｇで巻回する。同様に、スロット３７５へ正のＣ相巻線、スロット３７８へ負のＣ相巻線を巻線３７Ｆで巻回する。そして、スロット３７Ｂへ正のＣ相巻線、スロット３７２へ負のＣ相巻線を巻線３７Ｊで巻回する。
図８４における巻線の巻回順は、外径側に配置される巻線３７Ｄ、３７Ｆ、３７Ｈが巻線３７Ｅ、３７Ｇ、３７Ｊより先に巻回される。その理由は、例えば、巻線３７Ｅはスロット３７４、３７５のロータ軸方向の端面を覆うことになるので、巻線３７Ｅより巻線３７Ｄ、３７Ｆを巻回する必要がある。従って、例えば、巻線３７Ｄ、３７Ｆが巻回されていれば、巻線３７Ｈより先に巻線３７Ｅを巻回することは可能である。
図８４の様に集中巻線を外径側、内径側に仕分けして巻回出来るモータの極数は４の整数倍の極数である。この場合には、巻線の数が少なく、相互の物理的な干渉も少ないので、効率良く、高占積で巻線を巻回することが出来る。
図８５に、モータの極数が４の整数倍ではなく、６極のモータのステータの例を示す。Ａ相の巻線は、スロット７３１から７３４へ巻回される巻線７３Ｋ、スロット７３７から７３Ａへ巻回される巻線７３Ｎ、スロット７３Ｄから７３Ｇへ巻回される巻線７３Ｒである。Ｂ相の巻線は、スロット７３３から７３６へ巻回される巻線７３Ｌ、スロット７３９から７３Ｃへ巻回される巻線７３Ｐ、スロット７３Ｆから７３Ｊへ巻回される巻線７３Ｓである。Ｃ相の巻線は、スロット７３５から７３８へ巻回される巻線７３Ｍ、スロット７３Ｂから７３Ｅへ巻回される巻線７３Ｑ、スロット７３Ｈから７３２へ巻回される巻線７３Ｔである。これらの巻線の中で、巻線７３Ｔが他の巻線に比較して不規則な形状、配置となっている。このように、部分的に不規則にすれば、６極、１０極、１４極、１８極などでも類似の巻線とすることが出来る。
次に、図８４のモータのコイルエンド部近傍の巻線形状、コア形状を図８６、図８７、図８８、図８９に示し説明する。図８６は図８４の断面ＡＦ−ＡＦのスロット３７５側の断面図である。図８３のコイルエンド３８５を比較のため、破線で示している。３９１はステータコア、３９６、３９７、３９８は絶縁紙、３９４はスロット３７Ｂに巻回した巻線で３９５はそのコイルエンド部である。スロットの中程からステータコアのロータ軸方向端面に向かって徐々に外径側へ折り曲げられ、コイルエンド３９５に繋がっている。３９９は巻線３７Ｅであり、円周方向に向かって位置している。この結果、従来のコイルエンドのロータ軸方向長さＬＣＥ１に比較し図８６のコイルエンドの長さＬＣＥ２は大幅に短縮していることが分かる。
図８７は、図８４の断面ＡＥ−ＡＥのスロット３７６側の断面図である。４０Ｂはステータコア、４０３、４０４、４０５は絶縁紙、４０６はスロット３７６に巻回した巻線で４０２はそのコイルエンド部である。巻線４０６、４０２の形状を、このステータ側から見て円弧状の形状を直線展開した図８８に示す。図８８の水平軸は円周方向、上下方向はロータ軸方向である。４１１、４１２、４１３、４１４、４１５は各歯の内周側形状である。４１６、４１７は図８４の巻線３７Ｅであり、図８７の巻線４０６、４０２である。巻線４１６がスロットの中程から４１８の部分にさしかかると円周方向に折れ曲がり、コイルエンド部に繋がっている。折れ曲がり部４１９も同様である。円弧状に無理なく折れ曲がっているので、図８７に示すコイルエンド４０２のロータ軸方向の突き出し量を短く、ＬＣＥ２の大きさに抑えている。このようにコイルエンド近傍のステータコアのスロット形状を工夫することによりコイルエンドのロータ軸方向長さを短縮することが出来る。なお、巻線４０１は図８４の巻線３７Ｆであり、円周方向に向かって位置している。
図８９は、図８４と同じ部分のステータコアの形状を示す図である。７２４はステータコアで、図８４のコイルエンド部３７Ｄは図８９のコイルエンド部７２３である。破線で示す７２１は図８４のスロット３７１の形状である。太線７２２は、図８６のスロット形状３９Ｂのロータ軸方向端の形状である。従って、図８９の破線７２１から太線７２２にかけて曲面形状を成している。そして、巻線がスロット内部からステータコアのロータ軸方向側面に向かって、ステータコアの前記曲面形状に沿って、より容易に巻回できる形状としている。
なお、図８６の巻線３９４が折れ曲がる部分のステータコアの形状３９Ｂを滑らかな曲線、あるいは、円弧で示しているが、２段、多段の階段状の形状であっても同様の効果を得ることが出来る。例えば、図８７のステータコア４０Ｂの破線で示すスロット形状４０７の様な３段の形状である。ステータコアは積層電磁鋼板で構成することが多く、スロットの滑らかな形状変化は、電磁鋼板の打ち抜き用金型等のコスト的な負担が大きくなる。スロット形状４０７の様な形状であれば、３種類の電磁鋼板を積層することにより製作できるので、生産設備のコストを低減することが可能である。
さらに、図８７では、３９Ａの破線で示す近傍のバックヨーク部の円周方向磁路が減少しているので、円周方向磁路断面積を増加させるため、円環状の軟磁性体４０８を追加している。この軟磁性体４０８により、モータのロータ軸方向長さを増加させることなく、バックヨーク部の円周方向磁路を確保することが出来る。また、軟磁性体４０８は破線で示すように、ロータ軸方向に積層する電磁鋼板を折り曲げて構成すると、磁束も無理なく４０８の部分を通過することができ好適である。
次に、図８３に示す絶縁紙３８７、３８６の改良について説明する。図８３の場合は、スロットの断面形状がロータ軸方向にステータコア３８１の一端から他端まで同じ形状をしている。従って、絶縁紙３８６、３８７の端末処理はステータコア３８１のロータ軸方向端から１０ｍｍ程度突き出していることが多い。その理由は、ステータコア３８１のロータ軸方向端で端面に沿って広げると、絶縁紙の切れ目とステータコアの角部３８８との間の絶縁距離が短くなる問題、あるいは、スロット内部のロータ軸方向端の近傍で絶縁紙の分割などを行うとスロットの有効断面積が減少し巻線占積率が低下する問題がある。図８６の構成では、スロットの形状がロータ軸方向端に近づくとスロット断面積が広くなり、絶縁紙３９８と３９７のようにオーバーラップさせて、ステータコア３９１との絶縁距離を確保しながら、両絶縁紙を接続することが出来る。絶縁紙３９７は、ステータコア３９１のスロット形状３９Ｂに沿って配置できるので、コイルエンド３９５のロータ軸方向長さＬＣＥ２を短縮することが可能である。
図８７の構成においても同様に、スロット断面積が広くなり、絶縁紙４０５と４０４のようにオーバーラップさせて、ステータコア４０Ｂとの絶縁距離を確保しながら、スロット形状４０７に沿って両絶縁紙を接続することが出来る。
また、図８６、図８７に示すコイルエンド部の固定、放熱については、コイルエンドに密接してモータのフランジ部品を配置することにより、フランジ部品でコイルエンドを固定し、同時にコイルエンド部の熱をフランジ部品に伝えることにより効果的に行うことも出来る。
図８４に示す巻線の巻回方法は、各巻線が他の巻線との物理的干渉が少なく、巻線の巻回が容易であることから、生産性が高く、巻線の占積率を向上することも可能である。図８６、図８７に示すようにスロット形状の改良により、巻線の配置、構成を容易化することが出来、コイルエンド部３９５、３９９、４０１、４０２のロータ軸方向の突き出し量ＬＣＥ２を短縮することが出来、従来モータで課題であったコイルエンド部近傍の有効な利用率を大幅に改善している。結果としては、モータの小型化を実現したとも言える。
次に、本発明モータのステータコアを分割した構成について図９０に示し、説明する。図９０は８極の本発明モータのステータをロータ軸方向から見て、各巻線をモデル化した図である。１７１は８極のロータで、図５５に示したモータのロータと同じである。分割点４２Ｅ、４２Ｆ、４２Ｇ、４２Ｈの４個所で接合されたステータコアで構成されている。これらの分割点の形状を２重線で示しているが、種々形状に変形することも出来る。これらの分割ステータは、電気角で３６０°に分割しているので、各相の巻線は、それぞれ、同一の分割コアに巻回することが出来、それぞれの分割ステータを独立して製作できる。Ａ相の巻線はスロット４２１からスロット４２４へ巻回される。Ｂ相の巻線はスロット４２３からスロット４２６へ巻回される。Ｃ相の巻線はスロット４２５からスロット４２３へ巻回される。
例えば、４分割されたステータコアの一つに巻線を巻回する場合、９０°の円弧形状なので、スロットの開口部側が開放されており、環状のステータコアに巻線を巻回するより大幅に容易であり、自由度がある。従って、巻線を巻線機により直巻きすることも可能であり、スロット内の巻線占積率の向上も可能である。
また、ステータコアの分割は、電気角で３６０°、７２０°など電気角の整数倍で分割しても同様の効果が得られる。また、例えば、７２０°で分割したステータコアの場合、ステータあるいはロータの形状を７２０°の周期で変形することが可能となり、トルクリップルを低減するために２個の同相のロータ磁極を３６０とは少し異なるピッチとしてトルクリップルをキャンセルさせる手法などを採用することが可能となる。
また、前記分割点４２Ｅ、４２Ｆ、４２Ｇ、４２Ｈの合わせ面については、電磁鋼板の１枚ごとに、あるいは、数枚ごとに互い違いに凹凸上に組み合わせることにより、相互の磁気抵抗を支障がない程度に低減することができる。そして、隣接する分割コアの電磁鋼板が相互に、互い違いに凹凸上に組み合わせた部分をレーザ溶接などにより精度良く、強固に固定することもできる。また、各分割コアの機械的な固定には、ボルトによる圧接、接着剤による接着固定、ケーシングによる把持、レーザ溶接などによる溶接固定などの種々の方法が可能である。
次に、図１５、図１６に示した、２個のモータを複合して組み込むモータの機械的な支持構造について説明する。外径側と内径側にロータがあり、ステータをそれらの中間に配置しているので、精度良く実現する具体的な構成が簡単ではない。先に説明したように、ステータ磁極とロータ磁極との間のエアギャップ長はモータ特性を確保するためにできるだけ小さくする必要がある。
図９１に、図１５、図１６等の複合モータの縦断面図の例を示す。Ｅ０５はロータの出力軸、Ｅ０１は外径側に配置したロータＲ１、Ｅ０２は内側に配置したロータＲ２、Ｅ０３とＥ０４は背中合わせに一体化したステータＳ１とステータＳ２である。Ｅ０Ａはステータの巻線のコイルエンドを示している。Ｅ０６、Ｅ０７はロータを支える軸受けである。Ｅ０８は固定部であり、ステータＳ１、Ｓ２を接続していて、Ｅ０９の部分を固定してモータ全体を固定することができる。一点鎖線はロータの回転中心線である。
一方、高速回転を使用する場合には、軸受けの直径Ｄと回転数Ｎとの積Ｄ×Ｎの値が軸受けの寿命と信頼性に大きく関わることが知られている。すなわち、モータの回転数Ｎが大きい場合は、軸受けの直径は小さい方が好ましい。この観点で、軸受けＥ０Ｃの直径を小さくしている。また、軸受けの直径が大きくなると、コストも上がる問題もある。
この図９１のモータ構成は、Ｅ０１のロータＲ１とステータＳ１、Ｓ２とが片側から支持している構造なので、偏心などの誤差が発生しやすい。従って、ステータとロータの軸方向厚みを大きくすることはできない。扁平形状のモータの場合は、それなりに精度の維持が可能である。
図９２に示すモータは、ステータとロータの軸方向長さが図９１のモータの約２倍ほどに大きい場合のモータの例である。図９２のステータとロータ間のエアギャップを小さく保てるように、ステータとロータとの軸方向両端が破線で示す回転中心線へ精度良く支持できる構造としている。Ｅ１５はロータの出力軸、Ｅ１１は外径側に配置したロータＲ１、Ｅ１２は内側に配置したロータＲ２、Ｅ１３とＥ１４は背中合わせに一体化したステータＳ１とステータＳ２である。Ｅ１Ａはステータの巻線のコイルエンドを示している。Ｅ１６、Ｅ１Ｃはロータを支える軸受けである。ステータの他端も軸受けＥ１７でロータ軸中心へ支持している。Ｅ１８は固定部であり、ステータＳ１、Ｓ２を接続していて、Ｅ１９の部分を固定してモータ全体を固定することができる。
しかし、軸受けＥ１Ｃの内径が小さいので、モータ全体の支持剛性が制約される問題がある。この点については、軸受けＥ１Ｃの内径を許容できる程度に大きくして、モータ全体の剛性を挙げても良い。また、図９２のモータは外周のＥ１１がロータＲ１であり、回転部が露出しているので、注意を要する。
次に、図９２のモータの外周にモータケースと軸受けを追加したモータ構成を図９３に示す。Ｅ１Ｄはモータケースで、Ｅ１ＢはロータＥ１５を支持する軸受けである。Ｅ１８は固定部であり、Ｅ１９の部分を固定してモータ全体を固定することができる。また、図９３のモータの場合は、Ｅ２１の部分あるいは前フランジ部であるＥ２２の部分を固定することもできる。Ｅ２１の部分あるいはＥ２２の部分を固定する場合は、図１１６の従来モータの支持構造とほぼ同じ扱いができる。また、図９３のモータ構成の場合は、一点鎖線で示すロータ回転中心線に対してモータ各部の位置を精度良く保つことができるので、ステータとロータ間のエアギャップを小さく保つことができ、モータ性能を確保することができる。またこの時、使用している軸受けＥ１Ｃ、Ｅ１６、Ｅ１７、Ｅ１Ｂの各直径を、過大な大きさとせず、適切な直径となるように設計可能な構成なので、長寿命、高信頼なモータを設計可能である。
次に、インバータの構成を簡素化できるモータについて図９４、図９５に示し、説明する。図９４のモータは図５４のモータの巻線を、いわゆるバイファイラ巻きと言われる２重巻線に変更している。図５４の巻線１１１は図９４の巻線５２１と５２２に、巻線１１４は図９４の巻線５２７と５２８、変更している。そして、巻線５２１は巻線５２７と直列に巻回され、巻線５２２は巻線５２８と直列に巻回されている。両巻線５２１、５２２に鎖交する磁束を出来るだけ共通にしたいので、２本の電線を並列にして巻回することが電磁気的には好ましい。同様に他の巻線についても、図５４の巻線１１３は図９４の巻線５２５と５２６、巻線１１６は巻線５２Ｂと５２Ｃ、巻線１１５は巻線５２９と５２Ａ、巻線１１２は巻線５２３と５２４に置き換えている。図９４の巻線方法は、図９５に示すインバータで駆動することが出来るので、インバータが簡素になり、低コスト化が可能である。但し、バイファイラ巻きで同じ太さの巻線とすると、スロット断面積の大きさは制約されるので、各巻線の太さは約１／２の太さに細くなり、抵抗値が大きくなって銅損が増加し、モータ効率はやや低下する。なお、回生電流が流れる巻線の電流は比較的小さいので、バイファイラ巻きの２本の巻線の太さを異なる太さにして、前記のモータ効率の低下を最小限とすることもできる。
図９５に示すインバータと図９４の各巻線について説明する。５３Ａは直流電源で、５０Ｈｚ、６０Ｈｚの商用交流電源を直流に変換した直流電源、あるいは、バッテリなどの直流電源を指している。ＶＭは直流電源５３Ａの正極側、ＶＬは負極側を指している。図９５の巻線５３１は図９４の５２１と５２７で構成する巻線で、巻線５３２は５２２と５２８で構成する巻線である。この時、巻線５３１と５３２とは至近距離に並列に巻回することにより、両巻線に鎖交する磁束の大半を共通に鎖交する磁束とすることが出来る。また、両巻線５３１と５３２はその巻線のドットで示すように、極性が逆になるように配置している。なお、巻線５３１と５３２とが、図９４に示すようにスロット内で空間的に分離される場合には、スロットの奥に配置する５２２と５２８の巻線が図９５の回生用巻線５３２であることが、より多くの磁束をスロットの奥の巻線に鎖交することから、好ましい。同様に、巻線５３３は巻線５２５と５２Ｂで、巻線５３４は巻線５２６、５２Ｃである。巻線５３５は巻線５２９と５２３で、巻線５３６は巻線５２Ａと５２４である。
図９４に示すモータを図９５に示すインバータで駆動する方法は、ＣＣＷへ駆動するとき、図５６に示した方法と同様の方法で駆動することが出来る。ただし、モータの磁気エネルギを回生する方法が異なっている。具体的には、図５６の（ａ）の状態では、トランジスタ５３７により巻線５３１に電流を通電し、同時に、トランジスタ５３９により巻線５３５へ通電する。図５６の（ｂ）の状態では、トランジスタ５３９をオフしてその巻線５３５に鎖交する磁束の磁気エネルギーを、巻線５３６とダイオード５３Ｄを利用して電源５３Ａへ回生する。巻線５３５と５３６とは相互インダクタンスが大きく、大半の磁束が両巻線へ共通に鎖交しているのでエネルギーを供給し合うことが出来る。この時と前後して、トランジスタ５３８により巻線５３３に電流を通電し、図５６の（ｂ）の矢印で示す磁束を生成してＣＣＷのトルクを発生する。図５６の（ｃ）の状態では、トランジスタ５３７をオフしてその巻線５３１に鎖交する磁束の磁気エネルギーを、巻線５３２とダイオード５３Ｂを利用して電源５３Ａへ回生する。この時と前後して、トランジスタ５３９により巻線５３５に電流を通電し、図５６の（ｃ）の矢印で示す磁束を生成してＣＣＷのトルクを発生する。図５６の（ｄ）の状態まで回転すると、その回転位置は図５６の（ａ）の状態からＣＣＷの方向へ電気角で６０°進んだ回転位置であり、その後のＣＣＷ方向への回転は同様のアルゴリズムで駆動することになる。図９５に示すインバータはトランジスタ３個とダイオード３個で構成される簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。図９５に示すインバータは、トランジスタの個数が半減し、トランジスタの電流容量も半減することから、図９５のインバータの合計電流容量は約ｌ／４に小さくできることになる。また同時に、電流の順方向電圧降下、回生時のダイオードでの電圧降下も、図１１９に示すような通常の３相交流インバータに比較すると１／２となり、効率が良く、発熱が少ないという点でもインバータの小型化が可能である。
図９６に図９５のトランジスタにかかる瞬時過電圧を低減する例を示す。トランジスタ５３７に電流が流れている状態からオフ状態に変化すると、巻線５３１に鎖交している磁束の磁気エネルギーは、単純原理的には巻線５３２とダイオード５３Ｂにより電源５３Ａに回生される。しかし、巻線５３１の漏れ磁束成分等については、巻線５３２には鎖交しない磁束成分なので回生できない磁束成分が存在する。これらの漏れ磁束成分等は、トランジスタ５３７がオフ状態になるときに巻線５３１で瞬時の過大電圧を発生し、トランジスタ５３７へダメージを与えるという問題がある。図９６のダイオード５４１、５４２、５４３は各巻線５３１、５３３、５３５に発生する過大電圧を整流して集め、過電圧吸収回路である抵抗５４６、コンデンサ５４４、ツェナーダイオード５４５へ吸収させることが出来る。前記の漏れ磁束成分等の磁気エネルギーの総量は小さいので、比較的小規模の過電圧吸収回路で解決することが出来る。また、過電圧吸収回路は種々変形が可能である。
なお、図９４、図９５、図９６では、巻線が３個の場合について説明したが、４相、５相などの多相の場合についても、図９５、図９６の制御回路を拡張して、同様に実現することができる。
次に、図１、図９、図５４などに示すモータが数Ｗ程度の小容量モータである場合について、そのインバータの構成の例を図９７に示し、説明する。５５１、５５２、５５３は３相の巻線、５５４、５５５、５５６は電流を通電するトランジスタ、５５７、５５８、５５９はダイオード、５５Ａ、５５Ｂ、５５Ｃはモータの磁気エネルギを吸収する抵抗である。このようにモータの出力容量が小さいときには簡単な回路、抵抗でモータの磁気エネルギーを吸収させることにより、回路の簡素化が可能である。ここで、抵抗５５Ａ、５５Ｂ、５５Ｃは、コンデンサ、ツェナーダイオード等と組み合わせることも出来る。
次に、図１、図９、図５４などに示すモータが中容量以上のモータである場合について、そのインバータの構成の例を図２に示し、説明する。５６１、５６２、５６３は３相の巻線、５６４、５６５、５６６は電流を通電するトランジスタ、５６７、５６８、５６９はダイオードである。ダイオード５６７、５６８、５６９により集めた回生電流はコンデンサ５６Ｃへ充電し、ＤＣ−ＤＣコンバータであるトランジスタ５６Ａ、チョークコイルＬｄｃｃ、ダイオード５６Ｂにより電圧変換して直流電源５３Ａへ充電する。このＤＣ−ＤＣコンバータは良く使用されている一般的な構成であり、コンデンサ５６Ｃへ充電された電化をトランジスタ５６ＡによりチョークコイルＬｄｃｃへ電流Ｉｒｃを通電し、この状態でトランジスタ５６Ａをオフする。この時、チョークコイルＬｄｃｃにたまった磁気エネルギーは、ダイオード５６Ｂを使用して電流Ｉｒｃの形で直流電源５３Ａへ充電することが出来る。このようにしてモータの運動エネルギー、モータの磁気エネルギーを回生し、効率良く直流電源５３Ａへ回生する。なお、図２の回生電圧ＶＨは、求められる回生特性に応じて設定することが可能である。また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの変形も可能である。
電気自動車、ハイブリッド自動車等において、自動車駆動用に２個以上のモータが使用されることも多い。通常、市街地走行モードでの燃費、即ち駆動効率が問題とされる。自動車の種類にもよるが、市街地走行モードではモータの最大トルクの１／２以下であることが多い。従って、回生時のモータ側発電容量、即ち、回生容量は急加速時の最大出力容量に比較して１／２以下の容量で十分である。自動車が急減速しなければならないときには、安全上の観点でも、機械式のブレーキ機能を併用して使用すれば良いと考えることが出来る。その様な観点で、図２に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のモータで共用することが可能であり、１台のモータ駆動用の駆動回路は、３個のトランジスタ５６４、５６５、５６６と３個のダイオード５６７、５６８、５６９であると見ることが出来る。従って、図２の破線に示すインバータはトランジスタ３個とダイオード３個でモータを１台駆動することが可能な簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。同時に、電流の順方向電圧降下、回生時のダイオードでの電圧降下も、図１１９に示すような通常の３相交流インバータに比較すると、約ｌ／２であり、効率が良く、発熱が少ないという点でもインバータの小型化が可能である。
次に、図１、図９、図５４などに示すモータを駆動する他の回路を図９８に示し、説明する。図２に比較し、トランジスタ５７１とダイオード５７２が付加され、コンデンサ５７３の負側の接続点がコモン線ＶＬになっている。トランジスタ５７１が付加されることにより、巻線５６１、５６２、５６３の回生電圧を約（ＶＨ−ＶＬ）と大きな値とすることが可能となっている。回生する時間の短縮が可能である。
次に、図１、図９、図５４などに示すモータを先に示した図３のインバータで駆動する方法について説明する。図５４の３相巻線Ａ巻線、Ｂ巻線、Ｃ巻線は図３の巻線８７Ｄ、８７Ｅ、８７Ｆに相当する。例えば、巻線８７Ｄへ電流を流す場合はトランジスタ８７１と８７２を制御して直流電圧の印加、回生、フライホイールの制御が可能である。ただし、巻線８７Ｄへは片方向の電流しか通電できない。他の相の巻線電流についても同様である。モータの回転位置θｒと各相電流との関係は、図１１、図１２、図５６、図５７の関係などで通電すればよい。先に説明したように、図３のインバータで本発明モータを駆動した場合、従来インバータの合計電流容量に比較し、約１／２に小容量化できるので、制御装置の小型化、低コスト化が可能である。
次に、本発明モータを高トルク化する方法と高速回転の駆動とを両立させる方法について説明する。先に、高トルク化を実現する方法として図７３の（ｂ）で示した方法、図７６で示した方法により、ロータ側からの磁束をステータ磁極の軟磁性体部へより多く通す方法について示した。その結果、図５のトルクＴ２の動作点からトルクＴ４の動作点へ最大トルクを増加できることを示した。しかしこの時、磁束が増加するので、各巻線へ鎖交する磁束および電圧も増加することになる。従って、モータ回転数を高速回転まで駆動するという観点では、これらの方法はむしろ不利である。
この対策として、各巻線に鎖交する磁束の時間変化率を低減し、巻線の誘起電圧を低減し、高速回転までの駆動を容易化する方法を説明する。図９９は、図７３の（ｂ）に比較してロータ磁束６８１の方向を逆にしている。ロータ磁束６８１は各巻線の電流によって励磁しているので、モータの各巻線の電流方向を逆にし、磁束６８１の方向を逆向きとしている。永久磁石２７２により励起される磁束２７４と磁束６８１とが、歯２６２で同一の方向を向いており、歯が磁気飽和しやすい構成となっている。トルクを大きくする先の説明では、磁石２７２により初期動作点を図７４に示すＢｃ点とし、Ｂ４の磁束密度差で大きな磁束変化Ｂ４を得る方法を説明した。今、電流方向を逆にした場合は、初期動作点をＢｃとし、逆向き電流を各巻線へ通電した時の動作点をＢｂとすると、その磁束密度の差分はＢ５となり、小さな値とすることができる。巻線の誘起電圧は磁束の変化分に比例するので、高速回転がより容易となる。
ステータ磁極を通る磁束の変化分を小さくする他の方法を図１００へ示す。この構成は図７６に比較し、巻線の電流方向を逆にしている。この場合にも図７４において、ステータ磁極の磁束密度動作点がＢｃとなり、電流を通電したときの動作点がＢｂとすると、ステータ磁極の磁束密度の変化分がＢ５となり、巻線の誘起電圧が減少するので、その分高速回転が容易になる。
図７３の（ｂ）あるいは図７６に示すように作用させると、大きな磁束密度の差Ｂ４により大きなトルクを発生させることができ、一方、３相の電流方向を全て逆方向に切り替えて磁束密度の差をＢ５として誘起電圧を減少させることにより高速の回転を実現することができる。その様な制御が可能な制御装置の例を図１０１および図１０２に示す。両制御装置共に電流の方向を正と負の両方に通電することができる。モータは図１、図１０、図５４などに示す３相のモータの場合である。４相以上のモータ場合は相数に応じて回路を拡張すればよい。
図１０１に示す制御装置の場合、各巻線は星形結線となっていて、星形結線の中心ＫからトランジスタＥ５ＤとＥ５Ｆの中間点に接続している。従って、Ａ相巻線Ｅ５ＪへはトランジスタＥ５１、Ｅ５２により正の電流と負の電流を通電できる構成となっている。Ｂ相巻線Ｅ５Ｋ、Ｃ相巻線Ｅ５Ｌについても同様である。このような制御装置において、中速回転以下で大きなトルクが必要な場合は各相巻線へ図６に示したような電流を、ステータ磁極近傍の構成が図７３の（ｂ）あるいは図７６のように作用させて大きなトルクを出力することが可能である。そして一方、同じモータで高速回転を行うときには、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流の向きを逆向きにし、図９９あるいは図１００に示すように電流を通電して、磁束密度の変化分を小さくし、各巻線の誘起電圧を小さくし、高速回転まで容易に駆動することができる。
図１０２の制御装置は、各巻線５６１、５６２、５６３がそれぞれ４個のトランジスタにより、いわゆるＨブリッジの構成とし、各巻線へ正負の電流が自在に通電できる構成としている。この場合にも同様に、高トルクの時の通電と高速回転時の通電では電流の方向を逆とすることにより、両運転モードでの運転が可能な構成としている。なお、前記の両運転モードにおいても、その時点でのモータ電流制御は片方向電流制御となっている。また、モータは図１、図１０、図５４の様に永久磁石を使用しないモータ構成の場合は、リラクタンスモータなので、前記のどちらの運転モードにおいても同じモータ特性となる。
また、図１０１および図１０２に示すような両方向の電流が自由に通電できる制御装置の場合は、さらにモータトルクをさらに高トルク化することも可能である。より多くの巻線へ同時に電流を通電してトルクを発生することができるので、モータの連続出力トルクを向上することができる。また、制御装置としても、同時に複数の経路で電力供給をすることができるので、パワートランジスタの素子数は増加するが、合計の電流容量は低減できる効果がある。
例えば、図４の（ａ）では、Ｂ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへ逆向きのＢ相電流を通電すればトルクが増加する。図４の（ａ）、（ｄ）のロータ回転位置θｒでは、丁度境界位置にあるので、残りの１相の巻線へ電流を通電してもトルクは増加しない。図４の（ｃ）のロータ回転位置θｒでは、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅへ逆向きのＣ相電流を通電すればトルクが増加する。ただし、制御装置が高コスト化する問題はある。
また、図２２から図３４に示すような永久磁石を付加した構成のモータにおいては、特に平均トルクの向上に効果的である。例えば、図２３に示すモータの場合、このロータ回転位置θｒでＣＣＷのトルクを発生する場合、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電し、このモータのトルクを発生する。ここでさらに、残りのＢ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへその電流シンボルで示す電流方向の電流Ｉｃとは逆方向の電流−Ｉｃを通電することによりトルクを増加させることができる。この状態では、３個の巻線に電流を流してＣＣＷのトルクを発生しているので、モータのジュール損を低減でき、総合的にはモータの連続出力トルクを増加させることができる。
また、図１０１および図１０２に示す制御装置で、３個の巻線に自在な方向の電流を通電する場合、パワートランジスタの個数は増加するが、同時に複数の経路で電力供給をすることができるので、パワートランジスタの素子数は増加するが、合計の電流容量を低減できる効果がある。従って、低コスト化、小型化の可能性がある。
また、トルク増加を行った図７３で示したモータ、あるいは、図７６で示したモータ等のさらなる高トルク化も可能である。全ての巻線でトルクを発生する起磁力を発生するので、モータのジュール損を低減でき、モータの連続出力トルクを増加することができる。これらの高トルク化は、モータの設置スペースが限定されている様な用途には特に好適である。
なお、図９９あるいは図１００のモータ構成では、モータの電流が流れていない状態では、ロータに磁束は誘起せず、ロータが回転状態にあっても鉄損は発生しない。すなわち、いわゆるひきずりトルクは発生せず、損失は発生しない。これは、軽負荷で運転するときに重要な特性である。また、ハイブリッド自動車で、内燃機関のエンジンで高速走行を行うとき、モータも電流零の状態で連れ回りし、この時モータ損失が零であることは重要な特性である。
次に、本発明モータの内、永久磁石を付加したタイプにおける応用技術について説明する。図２３、図２７などに永久磁石を使用したモータを示した。これらのモータは永久磁石の使用により、高トルク化、高効率化が図れる。そして、本発明のモータが片方向電流で制御できることから、トルクを発生時には永久磁石を増磁する方向に電流を流し、起磁力をかけながら駆動することができることを示した。すなわち、永久磁石が減磁する方向には電流を通電しないような駆動が可能である。一方、従来の永久磁石応用モータの場合、加減速時に永久磁石を減磁する方向の起磁力も作用するので、減磁しないように十分に厚い磁石を使用したり、減磁しにくい高価な磁石を使用し、コスト的な問題がある。
本発明では、減磁しない方向の電流だけで制御できることから、減磁耐力の小さい安価な永久磁石の活用、磁石の薄型化が可能で、低コスト化が可能である。しかし、本発明モータは、永久磁石が減磁する方向の電流の通電ができないわけではないので、制御装置が誤動作した場合には、永久磁石が減磁する問題はある。また、モータ特性の他の要求として、高速回転では、磁石の磁束密度を低下できるように減磁して高速回転制御を行いたいという要求もある。
この対応として、永久磁石の減磁手段、着磁手段を制御装置に持たせることができれば、前記の問題を解決し、それ以外の要求にも応えることができる。具体的な方法は、モータの永久磁石を必要最小限の厚みの磁石とし、減磁着磁が比較的容易な特性とする。そして、永久磁石の減磁手段、着磁手段として、モータの駆動に使用するパワートランジスタを活用する方法である。モータは永久磁石の量を少なくでき、着磁手段、減磁手段として追加するハードウェアを要しないので、低コストである。
一方、永久磁石には種々の種類の永久磁石が使用できるが、例えば、アルミニウム、ニッケル、コバルトを含有するいわゆるアルニコ磁石は磁束密度が高く、保磁力は小さいのでこの目的には合っている。永久磁石の着磁は、例えば図２３の状態で永久磁石Ｆ６８とＦ６Ｂを着磁する場合、Ｂ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０ＪへＢ相電流Ｉｂを通電し、同時に、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電すればよい。この時、電流Ｉｂ、Ｉｃに求められる大きさは、モータの磁石特性により決められる。また、図２３の状態で永久磁石Ｆ６８とＦ６Ｂを減磁する場合には、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０Ｇへ電流Ｉａを通電すればよい。なお、着磁の電流は２個の巻線で行うことができ、減磁は１つの電流で行うことになるので、どちらかというと減磁能力が不足し易い。
また、複数の永久磁石の内、一部の永久磁石は、モータ電流では減磁しない特性とし、他の一部の永久磁石は減磁、増磁が容易な特性とし、永久磁石の磁力の可変を容易化することも可能である。なお、この増磁、減磁は、全ての磁石の強さを同程度に強める、あるいは、弱めることにより実現できる。しかし、増磁、減磁の目的は、モータ端子間電圧の調整なので、一部の磁石の強さを可変することにより目的を達成することもできる。強さを可変する磁石が特定の磁石であれば、モータ設計もより容易化でき、増磁、減磁の操作も単純化できる。
例えば、モータの制御装置が図２で減磁および増磁を行うことができ、その後、モータの回転制御もこの制御装置で行うことができる。もし、減磁電流が不足する場合、３個のパワートランジスタ５６４、５６５、５６６の電流容量を大きくしておけば良い。また、増磁、減磁に必要な電流は瞬時電流なので、電磁接触器、サイリスタなどの他の電力素子を付加して増磁、減磁の専用の機能ユニットを構成し、付加することも可能である。モータ制御用のインバータと並列に配置することになる。いずれにしても、本発明モータの磁石
増磁、減磁を具体的に行う方法は、増磁、減磁に都合の良いロータ回転位置θｒへ位置決めし、増磁、減磁に必要な大きさの電流を、必要最小限の時間以上に通電することにより実現できる。また、高速回転で運転するとき、磁石の磁束密度を低下できるように減磁する場合は、高速回転に入る前の回転中に、該当する永久磁石が減磁できる回転位置へ来たときに減磁電流を通電することにより減磁することができる。増磁についても同様であり、高速回転から低速回転にさしかかる時に、同様の方法で増磁電流により増磁することができる。
次に、本発明モータの駆動方法の例について説明する。先に説明したように、図９、図１０に示したようなモータの場合、図１１に示すように各ロータ回転位置θｒにおける各相電流を通電してモータを回転駆動することができる。各ステータ磁極が、順次、ロータ磁極を吸引して回転トルクを発生する。この時、ステータ磁極の円周方向の前後のスロットへ巻線した各巻線へ通電する電流方向が逆向きとなっていて、円周方向に隣接するステーテータ磁極の磁性はＮ極とＳ極とが交互になっている。従って、ロータの回転方向へ、ロータの回転に伴って、円周方向に隣接するステータ磁極を、励磁する磁束の方向を順次逆転しながら、順次励磁してロータ磁極を継続的に吸引し、継続的に回転トルクを発生して駆動する制御方法である。なお、この時、ロータ磁極の磁束は、回転と共に、磁束の方向が逆転する構成である。この時の各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと各ステータ磁極が発生するトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃは図１２のようになる。
本発明モータのこのような駆動方法は、ロータに同期して順次円周方向のスロットの巻線へ電流を通電する方法は、通常の同期電動機と類似する駆動法である。ただし、本発明では各相電流が片方向電流である。
図１２に示すような電流およびトルクの制御は、図１０７に示し、説明する制御装置により実現することができる。そして、図１２の電流、トルクに関わるデータはＤＡＴＡにその情報を格納しておくことにより実現する。
本発明モータの前記の電流制御、トルク制御を実現する具体的な速度制御装置の例を図１０７に示す。５９１が本発明モータで、図１、図９、図５４などの３相のモータを表している。このような３相のモータの制御の例を示す。本発明モータが片方向電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電して制御するシーケンス的で不連続な制御な面をもち、磁気的に非線形な領域を利用して駆動するモータであるため、従来の制御装置とは異なる点がある。５９２はＡ相巻線、５９３はＢ相巻線、５９４はＣ相巻線である。５９５はロータの回転位置θｒを検出する位置検出器である。５９６は位置検出器５９５のインターフェイスでロータ回転位置θｒおよびロータの回転速度ωｒを出力する。５９９は速度指令信号で、加算器５９Ａによりロータ回転速度ωｒとの差である速度誤差５９Ｂを求め、補償器５９Ｃへ出力する。補償器５９Ｃは、比例計算、積分計算、微分計算等を行い、それらの加算値をトルク指令信号ＴＣとして電流電圧演算器５９Ｇへ出力する。
電流電圧演算器５９Ｇは、トルク指令ＴＣを入力とし、ロータ回転位置θｒとロータ回転速度ωｒを入力し、後に述べるデータベースＤＡＴＡを使用して、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の電流指令Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃと３相の電圧指令Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃとを求め、出力する。
Ａ相電流指令ＩｃａはＡ相電流検出値Ｉｓａと加算器で差分を計算し、補償器Ｊ３１で補償計算を行い電圧指令Ｖｅａとし、Ａ相の電圧予測指令値Ｖｆａと加算してＡ相の電圧指令値Ｖｃａを電圧幅変調増幅器ＰＷＭへ出力する。Ｂ相電流指令ＩｃｂはＢ相電流検出値Ｉｓｂと加算器で差分を計算し、補償器Ｊ３２で補償計算を行い電圧指令Ｖｅｂとし、Ｂ相の電圧予測指令値Ｖｆｂと加算してＢ相の電圧指令値Ｖｃｂを電圧幅変調増幅器ＰＷＭへ出力する。Ｃ相電流指令ＩｃｃはＣ相電流検出値Ｉｓｃと加算器で差分を計算し、補償器Ｊ３３で補償計算を行い電圧指令Ｖｅｃとし、Ｃ相の電圧予測指令値Ｖｆｃと加算してＣ相の電圧指令値Ｖｃｃを電圧幅変調増幅器ＰＷＭへ出力する。
パルス電圧幅変調増幅器ＰＷＭの機能は、入力の電圧指令値Ｖｃａ、Ｖｃｂ、Ｖｃｃに比例して電圧時間幅を制御してパルス幅変調し入力の電圧指令値に比例した平均電圧を電力増幅して出力するもので、いわゆるＰＷＭ変調器と図２あるいは図３のようなパワートランジスタで電力増幅する機能とを合わせた機能である。３相電圧の入力Ｖｃａ、Ｖｃｂ、Ｖｃｃに応じて３相電圧と電流とをモータの各相の巻線へ供給する。なお、パワートランジスタのスイッチング損失を減らすため、あるいは、応答を良くするため種々の変調増幅器があり、特に増幅方法を限定するものではない。
各相のモータ電流は電流検出器で検出し、検出電流Ｉｓａ、Ｉｓｂ、Ｉｓｃを得、前記Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の電流指令Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃと加算器でその差分が得られ、それぞれ、Ａ相の補償器Ｊ３１、Ｂ相の補償器Ｊ３２、Ｃ相の補償器Ｊ３３で各相の電流誤差を補正する電圧成分を計算する。
そして、Ａ相巻線に印加されるべき電圧Ｖａｃは、補償器Ｊ３１の出力電圧と電圧指令Ｖｆａとを加算して電圧幅変調増幅器ＰＷＭへ与え、電力増幅してＡ相巻線へ電流、電圧を与える。Ｂ相巻線に印加されるべき電圧Ｖｃｂは、補償器Ｊ３１の出力電圧と電圧指令Ｖｆｂとを加算して電圧幅変調増幅器ＰＷＭへ与え、電力増幅してＢ相巻線へ電流、電圧を与える。Ｃ相巻線に印加されるべき電圧Ｖａｃは、補償器Ｊ３１の出力電圧と電圧指令Ｖｆｃとを加算して電圧幅変調増幅器ＰＷＭへ与え、電力増幅してＣ相巻線へ電流、電圧を与える。この結果、各巻線の電流値指令値Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃとその電流を通電するために必要な電圧値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃとを与えることができれば、正確で高応答な電流と電圧の制御が可能となる。
前記データベースＤＡＴＡの内容には、トルク指令ＴＣ、ロータ回転位置θｒ、ロータ回転速度ωｒが与えられた時に、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の電流指令Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃを計算して求めるためのデータを格納している。また、この時、３相の電圧指令Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃも計算して得られることが好ましい。そのデータベースＤＡＴＡの内容は数式であっても数値であっても良い。入力の全組み合わせに対する出力情報が記録されていても良い。但しその場合はデータ量が多くなり、コスト的な問題とがある。
次に、本発明モータを制御するための前記データベースＤＡＴＡを、事前に求める具体的な例について説明する。例えば、図４の（ａ）に示すモータで具体的な形状のモータについて、Ａ相、Ｃ相の電流値Ｉａ＝Ｉｃ＝Ｉｘ、Ｉｂ＝０、回転位置θｒ＝３０°とし、非線形有限要素法で磁場解析を行い、各相巻線に鎖交する鎖交磁束φｘを求める。同時にトルクＴｘも求められる。この条件では、Ａ相巻線、Ｃ相巻線に鎖交する磁束は等しく、Ｂ相巻線に鎖交する磁束はほぼ零である。このように、図１０９の表に示すように、モータ運転で使用する全ての条件の磁束鎖交数ΨとトルクＴを求める。行は、電流条件で、例えばＩｎは、３相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃのある組み合わせを意味している。列はロータ回転位置θｒで、θｍはそのある値を示している。Ψｍｎは、Ａ相巻線、Ｂ相巻線、Ｃ相巻線の磁束鎖交数Ψｍｎａ、Ψｍｎｂ、ΨｍｎｃとトルクＴｍｎを表している。磁束鎖交数Ψ＝Ｎｗ×φは巻線の巻回数Ｎｗと鎖交磁束φとの積なので、各相の鎖交磁束φｍｎａ、φｍｎｂ、φｍｎｃで表現しても良い。
ここで、３相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの組み合わせ条件は、それぞれ１０個の離散的な代表値を決めると、その全ての組み合わせは１０００通りできる。しかし、通常運転で使用しない組み合わせの電流値の組み合わせは省略することができる。ロータ回転位置θｒについては０°から３６０°まであるが、３相の磁気回路と巻線が対称的なことから同じデータが繰り返すことになり、１／２あるいは１／３あるいは１／６に省略することができる。このようにして、モータモデルを非線形有限要素法で磁場解析して、図１０９の表の全データを求める。
なお、図１０９のデータを使用して実際のモータの使用条件における各巻線の鎖交磁束などを求める方法は、保存するデータはとびとびの離散的なサンプル値なので、求める条件の近傍のデータ値から内挿計算して求める。求める条件の近傍のデータ値から比例計算すれば、ほとんどの場合、十分の精度が得られる。さらに具体的には、図１０９の表のデータには、計算しようとする変数の組み合わせＩａ、Ｉｂ、Ｉｃ、θｒの値と同じ値の時の鎖交磁束のデータなどは保存されていないので、最も近い変数の組み合わせの行列Ψｍｎのデータとその行列Ψｍｎの上下左右のデータから内挿計算して、任意のモータ動作点の条件に相当する磁束鎖交数Ψｍｎａ、Ψｍｎｂ、ΨｍｎｃとトルクＴｍｎの近似値を得ることができる。
次に、データベースの変換について説明する。図１０９の表データには、モータの全ての運転条件の近傍における磁束鎖交数とトルクのデータが、離散的に確保できているとして、図１０９の表から前記電流電圧演算器５９Ｇで求めようとした任意の回転位置θｒ、トルク指令値ＴＣの条件での各相電流指令値Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃと各相電圧指令値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃが、原理的には求められることになる。しかし、モータを運転するときにリアルタイムでそれらのデータを探し出し、計算することは難しい。この問題を解決するため、前記電流電圧演算器５９Ｇが必要とするデータが簡単に得られるようにデータベースを変換しておくと、モータ制御時に簡単な計算で必要な値を求めることができる。
その１例は、図１０９の表を図１１０の表に、図１０７の制御を行う前に、事前に、変換するもである。図１１０の表の行はトルク指令値ＴＣの条件で、列はロータ回転位置θｒの条件である。図１１０の表の各ますには、該当するトルク指令値ＴＣとロータ回転位置θｒにおける各相電流値と各相電圧値を計算するためのデータを格納する。この図１１０の表であれば、前記電流電圧演算器５９Ｇの入力であるトルク指令値ＴＣと回転位置θｒから求める該当するデータＰｍｎを探し出し、その上下左右のデータから内挿計算することにより、各相電流指令値Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃと各相電圧指令値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃの近似値を求めることができる。
なお、図１１０のデータＰｍｎには、種々の形態でデータを作ることができる。各相電流指令値Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃの情報は、その回転位置θｍでトルクＴｎが得られる各相電流である。また、各相電圧指令値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃを計算するためには（４）式より回転数ωｒの情報が必要である。一つの方法は、（４）式より、磁束鎖交数Ψの回転変化率（ｄΨ／ｄθｒ）の値を格納しておく方法である。その場合、（４）式に従い、前後左右の行列の磁束鎖交数の回転変化率から近似計算し、回転数ωｒを乗ずることにより各相の電圧指令値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃを求めることができる。なお、磁束鎖交数Ψは鎖交磁束φと巻回数Ｎｗの積、Ψ＝Ｎｗ×φなので、鎖交磁束φの回転変化率データ（ｄφ／ｄθｒ）でも良い。
なお、前記（ｄΨ／ｄθｒ）のデータが図１０７のデータに格納していない場合にも、図１１０の該当する行列のデータの前後左右の磁束鎖交数データから鎖交磁束の回転変化率を都度計算することも可能である。また、他の方法は、図１１０の各データ欄のそれぞれに、各回転数における各相電圧指令値を直接値として格納しておき、そのモータ回転数の各相電圧指令値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃを内挿計算して得る方法である。このように、図１１０のデータ形式だけでなく、種々のデータテーブルの作り方が可能である。
図１１０の表データが図１０７のＤＡＴＡの一例である。この表データを使用して、トルク指令値ＴＣ、回転位置θｒ、回転速度ｄθｒ／ｄｔ＝ωｒに応じた各相電流指令値Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃと各相電圧指令値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃの近似値を求めることができる。
なお、磁場解析の非線形有限要素法で求めるトルクＴｘは、（１０）式あるいは（１５）式と良く合うので、磁束鎖交数Ψから計算しても良い。本発明の方法で電流、電圧を求める場合、モータの軟磁性体が磁気飽和の非線形領域でも誤差は小さく、モータ内に永久磁石が含まれていても永久磁石を意識することなく扱うことができる。これは、扱う物理量が、電圧、電流、磁束、回転数の基本的物理量だけで計算しているために、誤差要素が少ないことによる。
古くから、誘導電動機、変圧器などはインダクタンスＬで表現されてきた。実際これらの古くからの機器は１．６Ｔ近傍の磁気的に線形な領域で使用されてきた。電流と磁束の比例係数としてのインダクタンスＬの値が一定値として扱われても問題が少なかった。しかし、近年の機器はインバータにより可変周波数制御がなされ、小型化、低コスト化要求により、連続定格トルクでは磁気的飽和の近傍の磁気的に非線形な領域で使用することが多くなっている。そして、多くのモータメーカは非線形有限要素法でモータ特性を求め、性能追求することが常識化している。磁気的に非線形な領域を使用するモータの場合、電流と磁束との比例定数であるインダクタンスＬの値が大きく変化する領域で使用していて、モータの電圧方程式などで矛盾が生じている。そして、インダクタンスＬが条件により変化する値であるとして、つじつまを合わせている。
単純な場合には、モータの巻線の電圧Ｖと電流Ｉと巻回数Ｎｗと磁束φとは次式（２８）及び（２９）の関係である。
Ｖ＝Ｌ×（ｄＩ／ｄｔ）＝Ｎｗ×（ｄφ／ｄｔ） （２８）
Ｌ×Ｉ＝Ｎｗ×φ＝Ψ （２９）
また、モータはモデル的表現として図１０８のように表現できる。モータの入力は電圧Ｖと電流Ｉで、モータ内部は電圧Ｖと電流Ｉと磁束鎖交数Ψと回転速度ωｒであり、モータ出力はトルクＴと回転速度ωｒである。ここで、（２９）式の様に電流Ｉと磁束鎖交数Ψとの係数としてのインダクタンスＬがあるが、非線形であれば比例定数としての意味はほとんど無い。
そして、図１０９に示したようなデータが非線形有限要素法で比較的容易に得られ、図１１０の表データに変換できるので、本発明の制御方法により、モータ開発からモータ制御までの一貫した開発が可能である。また、磁束鎖交数を用いた本発明の制御方法の妥当性については、電気学会論文誌Ｄ、産業応用部門誌、ＩＥＥＪ Ｔｒａｎｓ． ＩＡ，Ｖｏｌ．１２７，Ｎｏ．２，２００７，１５８ページから１６６ページに「シンクロナスリラクタンスモータの磁束鎖交数を用いたインダクタンス算定法とモデル化の提案」と題し、発明者らが報告している。従来の同期モータの例ではあるが、磁気飽和領域の非線形な領域においても磁束鎖交数から正確なトルクが算出可能であること、永久磁石をロータ内に内蔵したモータにおいても永久磁石を意識することなく磁束鎖交数を用いて正確なトルクが算出可能であること、磁束鎖交数から各巻線の電圧が算出できること等を示している。
次に、本発明モータを振動、騒音を小さく制御する方法について説明する。図１０３に示すモータは、図９に示したモータに比較して、ロータＪ６１のロータ磁極の円周方向幅Ｈｍを７５°に大きくしたモータである。ステータ磁極の円周方向幅Ｈｔは４０°で、スロット開口部の円周方向幅Ｈｓは２０°である。今、ロータにＣＣＷのトルクを発生し、ＣＣＷへ回転し、図１０３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の順に回転する時の各電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃとトルクＴとステータ側とロータ側との間に作用するラジアル方向吸引力ＦＳＲとの関係について説明する。解り易いように、２極のモータモデルで図解している。
図１０３の（ａ）のロータ回転位置θｒ＝３０°の状態では、Ａ相巻線１３１、１３４へＡ相電流Ｉａを通電し、同時に、Ｃ相巻線１３５、１３２へＣ相電流Ｉｃを通電し、破線で示す磁束Ｊ６２を励磁し、ＣＣＷのトルクＴａを発生している。この時、ステータ磁極１１７および１１Ａとロータとの間にはラジアル方向吸引力ＦＳＲが働いている。ステータ磁極１１Ｃおよび１１９の方向へは、電流ＩａとＩｃとの起磁力が相殺しているので、磁束は発生しない。図１０３に示す各ロータ回転位置θｒの各相の電流と発生するトルクを図１０４に示す。
図１０３の（ｂ）のロータ回転位置θｒ＝５５°まで回転すると、Ｃ相電流Ｉｃ２を通電し、同時にＢ相巻線１３３、１３６へＢ相電流Ｉｂ２を通電して磁束Ｊ６２を励磁し、ＣＣＷのトルクＴａを発生する。この時、磁束Ｊ６２を励磁する前記電流ＩａとＩｃの成分を零とすると、磁束Ｊ６２が急激に変化し、ラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に減少し、ステータとロータに振動を発生させることになる。
この対策として、図１０３の（ｂ）のロータ回転位置θｒ＝５５°では、ステータ磁極１１７、１１Ａがほとんどロータの凸部に対向しているので、磁束Ｊ６２はＣＣＷあるいはＣＷトルクのトルクを発生しない。磁束Ｊ６２がトルクを発生しない回転領域は図１０３の（ｃ）、（ｄ）のロータ回転位置まで続く。このことを利用して、ラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に減少しない程度の磁束Ｊ６２を維持するＡ相電流Ｉａ１とＣ相電流Ｉｃ１を通電する。結局、各相電流は、次式（３０）〜（３２）となる。
Ｉａ＝Ｉａ１ （３０）
Ｉｂ＝Ｉｂ２ （３１）
Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２ （３２）
とすることにより、図１０３の磁束Ｊ６３と磁束Ｊ６２の両方を励磁する。この時、磁束Ｊ６３によるトルクの発生と磁束Ｊ６２の最低量の維持とを両立させたことになる。なお、この時、ステータ磁極１１Ｃと１１９の方向への磁束は零である。これは、その方向の励磁電流が、次式（３３）となる。
Ｉａ＋Ｉｂ−Ｉｃ＝Ｉａ１＋Ｉｂ２−（Ｉｃ１＋Ｉｃ２） （３３）
＝０
これは、Ｉａ１とＩｃ１が等しく、Ｉｂ２とＩｃ２が等しいとしているので、零となるためである。
図１０３の（ｃ）のロータ回転位置θｒ＝７０°では、図１０３の（ｂ）の状態と同じ条件であり、ラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に減少しない程度に磁束Ｊ６２を減少させ、その後さらに磁束Ｊ６２を励磁する前記電流成分Ｉａ１とＩｃ１とを徐々に減少させる。この時、トルクを発生する電流Ｉｃ２とＩｂ２の成分は、トルクＴｃの発生に必要な電流値を通電する。
図１０３の（ｄ）のロータ回転位置θｒ＝９０°では、磁束Ｊ６２がＣＷのトルクを発生し始めるので、前記電流成分Ｉａ１とＩｃ１とを零とする。そして、トルクを発生する電流Ｉｃ２とＩｂ２の成分は、トルクＴｃの発生に必要な電流値を通電する。
なお、図１０３の（ｄ）の状態で、ＣＣＷのトルクが所望トルクＴ３となっていればよいのであるから、前記電流成分Ｉａ１とＩｃ１とが零ではなく多少のＣＷトルクＴ４を発生し、一方、ＣＣＷトルクを発生する電流Ｉｃ２とＩｂ２の成分がＣＷトルクを補う様にＣＣＷのトルクをＴ３からへ増加したトルクＴ５として、Ｔ５＝Ｔ３＋Ｔ４であっても良い。
また、図１０３の（ｂ）から（ｃ）、（ｄ）の間の各３相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、必ずしも（３０）、（３１）、（３２）式の値である必要はなく、基本的な考え方を示すものである。従って、所望トルクＴ３が得られ、ラジアル方向吸引力が急激に変動しない程度であればよいので、多少異なる値でも良い。
例えば、図１０３の（ｂ）、（ｃ）のロータ回転位置θｒでは、磁束Ｊ６２をＢ相電流ＩｂよりＣ相電流Ｉｃを大きくすることにより維持することもできる。すなわち、この方法でもトルク発生とラジアル方向吸引力ＦＳＲの急激な変動の抑制を実現できる。そして、この方法の場合、その間でＡ相電流を零とすることができる。このように、トルク発生とラジアル方向吸引力ＦＳＲの急激な変動の抑制とを両立する３相電流の値は、当然制約はあるが、多くの種類の値を取り得る。
また、振動、騒音はモータおよび周辺部品との共振周波数に関わって顕在化し、問題となることが多い。従って、ラジアル方向吸引力の増減は時間の関数として制御する必要があり、横軸をロータ回転位置θｒとした各電流波形はモータの回転数によって変化する。
図１０３の（ｄ）の状態は、図１０３の（ａ）の状態からＣＣＷへ６０°回転した位置であり、前記動作を繰り返し、連続的に回転させることができる。そして、ラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に変動しないように制御し、振動、騒音を低減することができる。なお、この時、トルク発生の観点では不要な電流も通電することになるので、効率と振動、騒音とのバランスでモータの各相電流を選択することになる。
なお、図１０３、図１０４では、このモータが発生する図１０４の（Ｇ）に示すトルクＴｍに大きなトルクリップルが発生しているが、図６６に示すスキューなどによりトルクリップルを低減することも可能である。
次に、図１０５に示すモータは、図１に示したモータのロータ磁極の円周方向幅を電気角で３０°から４５°に大きくしたモータ例である。図１０３、図１０４で説明したように、軸方向吸引力ＦＳＲの急激な変化を低減する駆動法を図１０５、図１０６に示し、説明する。本発明モータの振動、騒音を小さく制御する方法である。今、ロータにＣＣＷのトルクを発生し、ＣＣＷへ回転し、図１０５の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の順に回転する時の各電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃとトルクＴとステータ側とロータ側との間に作用するラジアル方向吸引力ＦＳＲとの関係について説明する。解り易いように、２極のモータモデルで図解している。
図１０５の（ａ）のロータ回転位置θｒ＝３０°の状態では、Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、同時に、Ｃ相巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥへＣ相電流Ｉｃを通電し、破線で示す磁束Ｋ１２を励磁し、ＣＣＷのトルクＴａを発生している。この時、ステータ磁極Ａ０１およびＡ０４とロータとの間にはラジアル方向吸引力ＦＳＲが働いている。ステータ磁極Ａ０６およびＡ０３の方向へは、電流ＩａとＩｃとの起磁力が相殺しているので、磁束は発生しない。図１０５に示す各ロータ回転位置θｒの各相の電流と発生するトルクを図１０６に示す。
図１０５の（ｂ）のロータ回転位置θｒ＝４５°まで回転すると、Ａ相電流Ｉａ３を通電し、同時にＢ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０ＪへＢ相電流Ｉｂ３を通電して磁束Ｋ１３を励磁し、ＣＣＷのトルクＴｂを発生する。この時、磁束Ｋ１３を励磁する前記電流ＩａとＩｃの成分を零とすると、磁束Ｋ１３が急激に変化し、ラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に減少し、ステータとロータに振動を発生させることになる。
この対策として、図１０５の（ｂ）のロータ回転位置θｒ＝４５°では、ステータ磁極Ａ０１、Ａ０４がほとんどロータの凸部に対向しているので、磁束Ｋ１２はＣＣＷあるいはＣＷトルクのトルクを発生しない。磁束Ｋ１２がトルクを発生しない回転領域は図１０５の（ｃ）のロータ回転位置θｒ＝６０°まで続く。このことを利用して、ラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に減少しない程度の磁束Ｋ１２を維持するＡ相電流Ｉａ４とＣ相電流Ｉｃ４を通電する。結局、各相電流は、次式となる。
Ｉａ＝Ｉａ３＋Ｉａ４
Ｉｂ＝Ｉｂ３
Ｉｃ＝Ｉｃ４
とすることにより、図１０５の磁束Ｋ１２と磁束Ｋ１３の両方を励磁する。この時、磁束Ｋ１３によるトルクの発生と磁束Ｋ１２の最低量の維持とを両立させたことになる。なお、この時、ステータ磁極Ａ０２とＡ０５の方向への磁束は零である。これは、その方向の励磁電流が、次式となる。
Ｉａ−Ｉｂ−Ｉｃ＝Ｉａ３＋Ｉａ４−Ｉｂ３−Ｉｃ４
＝０
これは、Ｉａ３とＩｂ３が等しく、Ｉａ４とＩｃ４が等しいとしているので、零となるためである。
図１０５の（ｃ）のロータ回転位置θｒ＝６０°では、前記Ａ相電流Ｉａ４とＣ相電流Ｉｃ４を零にし、磁束Ｋ１２を零とする。図１０５の（ｂ）の状態からＣＣＷへ１５°回転するまでの間に、前記Ａ相電流Ｉａ４とＣ相電流Ｉｃ４を緩やかに減少させる。この時、トルクを発生する電流Ｉａ３とＩｂ３の電流成分は、トルクＴｂの発生に必要な電流値を通電する。
図１０５の（ｄ）のロータ回転位置θｒ＝７５°では、Ｃ相電流ＩｃとＢ相電流Ｉｂを通電し、磁束Ｋ１１を励磁し、トルクＴｃが発生する。一方磁束Ｋ１３がＣＣＷのトルクを発生できない位置であり、磁束Ｋ１３の励磁電流成分であるＩａ３とＩｂ３をラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に減少しない程度に減少させ、その後、緩やかにさらに減少させ、ロータ回転位置θｒ＝９０°までに零とする。
図１０５での以下の回転では、同様に各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを制御は、同様の動作で連続的な回転を行うことができる。なお、各相電流の大きさについては、トルク電流成分は負荷トルクの大きさに応じて決められ、ラジアル方向吸引力ＦＳＲを発生する電流成分についてはトータルのラジアル方向吸引力ＦＳＲが急激に変化しないように、また、周辺部品と共振しないように決める必要がある。また、図１０５、図１０６で示した駆動法は１例であり、種々の変形が可能である。
次に、トルクを発生するロータ磁極を交互に選択して連続的なトルクを得るモータの駆動方法について説明する。モータは、例えば、図１に示したモータであり、図４および図６に示したロータ回転位置θｒと電流とトルクの関係である。このような関係の制御を実現する方法は、図１０７の制御装置で実現することができる。電流電圧演算器５９Ｇが制御対象のモータの電流と電圧の、図６に示すような制御アルゴリズムを記憶し、各電流の大きさ、各電圧の大きさは、トルク指令値ＴＣとロータ回転位置θｒとロータ速度ωｒと入力し、モータの各相電流指令値Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃと各相電圧指令値Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃを計算する。図１のモータの電流制御アルゴリズムは、駆動トルクを発生するロータ磁極がロータの回転と共に替わり、交互にトルクを発生するところが特徴的である。すなわち、ロータの回転と共に、ロータ磁極とステータ磁極が接近する組み合わせを全ステータ磁極の中から選択し、選択したステータ磁極の円周方向の前後の巻線へそれぞれ固有の電流方向の電流を通電する。それぞれのロータ磁極に生成するトルクはロータ回転角に対して間欠的ではあるが、ロータ全体としては複数のロータ磁極で生成するトルクはほぼ連続的なトルクとすることができる。
次に、低速回転ではロータ磁極を交互に選択して連続的なトルクを得るモータの駆動方法で回転し、ロータ回転数が上昇するに従い特定のロータ磁極での発生トルクを増加させ、他方のロータ磁極でのトルク発生を低減する方法について説明する。図５４に示すモータでは、ロータ磁極の円周方向磁極幅が広い主突極磁極１６１と円周方向磁極幅が狭い補助突極磁極１６２とでロータを構成している。そして、このモータが連続的にトルクを発生するためには、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２とが交互のトルクを発生する必要がある。ＣＣＷのトルクを発生する各相電流Ｉａ、Ｉｂ、ＩｃとトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃの関係を図５７に示した。低速回転では、このように、ロータ磁極の回転と共に、ロータ磁極が接近し、対向するステータ磁極を全ステータ磁極の中から選択し、選択したステータ磁極の円周方向の前後の巻線へそれぞれ固有の電流方向の電流を通電し、それぞれのロータ磁極に生成するトルクは間欠的ではあるが、ロータ全体としてはほぼ継続的な回転トルクを生成する。高速回転では主として、ロータ磁極の回転と共に、円周方向に隣接するステータ磁極を、励磁する磁束の方向を順次逆転しながら、順次励磁してロータ磁極をほぼ継続的に吸引し、ほぼ継続的に回転トルクを発生して駆動することができる。高速回転で使用するロータ磁極は主突極磁極１６１である。この高速回転での駆動は、図９のモータを図１１に示す電流とトルクのように制御するものである。図１１２において、ロータ回転位置θｒが０°から２１０°にかけては主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２と交互に使用したトルク発生を示し、２１０°以降は主突極磁極１６１だけでトルクを発生する時の電流とトルクの例を示している。
各相の電流は、低速回転から高速回転にかけては、図５７に示すような制御から徐々に図１２の制御へ移行することができる。あるいは、ある回転数までは図５７に示すような制御を行い、その回転数以上では図１２の制御へ切り替えても良い。高速回転では、発生トルクが間欠的であっても、トルクを発生する時間的な間隔が小さいので、トルク零の間は惰性で回転し、実用的な問題は少ない。図１１３には、主突極磁極１６１の駆動比率と補助突極磁極１６２の駆動比率の例を横軸を回転数にして示す。主突極磁極１６１の駆動比率は回転数０、Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３と共に、Ｒ０、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３と増加し、補助突極磁極１６２の駆動比率はＲ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７と減少し、両トルクを合計した平均トルクが同程度となるように重み付けをしている。
図５７に示す制御は、連続的なトルクを発生することは可能であるが、ステータ磁極とロータ磁極との吸引力の変動が大きく、また異なる部分で交互にラジアル方向力を発生するので、比較的剛性の低いステータコアの振動を引き起こしやすい。この点で、図１２の場合のステータ磁極とロータ磁極との吸引力は、交流同期電動機の様なラジアル吸引力となるので、比較的ラジアル吸引力変動が小さく、振動、騒音を低減できるので、高速回転での運転に好適である。また、図５７の制御では、ラジアル方向の電流の増減が多いので、鉄損の増大、制御装置のスイッチング損失、無効電力などが多くなる等の問題もある。
次に、図１０７、図１０８、図１０９、図１１０などに示した鎖交磁束φあるいは磁束鎖交数Ψしたモータ制御法について説明する。図１０７の制御装置で説明したように、また、（２）式で示すように、各巻線の電圧は主に鎖交磁束φの時間変化率（ｄφ／ｄｔ）に比例する。そして、（４）式に示すように、巻線の電圧は鎖交磁束φの回転変化率（ｄφ／ｄθ）と回転速度ωｒの積に比例する。一方、各巻線の各電流条件における鎖交磁束φは、モータを非線形有限要素法を使用して磁場解析することにより正確に求めることができる。この解析データを使用して、各巻線の鎖交磁束の回転変化率（ｄφ／ｄθ）を計算することができる。この結果、回転位置検出器を使用してモータの回転速度ωｒを得、巻線の鎖交磁束の回転変化率（ｄφ／ｄθ）と巻線の巻回数Ｎｗを乗じることにより、（４）式を使用してその巻線の電圧を正確に求めることができる。ただし、この計算は、各巻線の電流が一定の場合であり、電流値が変化する場合は電流の変化に伴う電圧成分も計算する必要がある。
各巻線の鎖交磁束φ、磁束鎖交数Ψは、ロータ回転位置θrと各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの関数である。従って関数を示すため、φ（θｒ、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）、Ψ（θｒ、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）と表記することができる。今、モータを制御しているとき、Δｔの短時間の間にロータ回転位置と各相電流が（θ１、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１）から（θ２、Ａ２、Ｂ２、Ｃ２）へ変化する場合には、その巻線の電圧Ｖｘは次式（３４）のように書ける。
Ｖｘ＝Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ
≒Ｎｗ×｛φ（θ２、Ａ２、Ｂ２、Ｃ２）
−φ（θ１、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１）｝／Δｔ （３４）
ここで、θ２はθ１に（Δｔ×ωｒ）を加えればよい。各電流値は時間Δｔ後の目標とする電流値であり、図１１０に示すデータテーブルから内挿計算して求めることができる。
この時、電流目標値は任意の値を選択できるわけではなく、（２８）式に示すように電流の変化率の最大値はその巻線に印加できる電圧の最大値で制限される。現在の電流値（Ａ１、Ｂ１、Ｃ１）から変化できる最大値の限界があるので、電流値（Ａ２、Ｂ２、Ｃ２）はその範囲に限定される。
前記（３４）式で示される電圧Ｖｘは大別して次の３つの電圧成分がある。一番目の電圧成分ＶＸ１は、各電流が一定であって、回転に伴って鎖交磁束φが変化する成分で、（１）式から（１５）式で示された値である。
二番目の電圧成分ＶＸ２は、各巻線の電流値が（Ａ１、Ｂ１、Ｃ１）から電流値（Ａ２、Ｂ２、Ｃ２）へ変化するときの鎖交磁束の変化に基づく電圧成分である。この電圧成分は、（２８）式で表され、インダクタンスＬは電流値が（Ａ１、Ｂ１、Ｃ１）の動作点におけるインクレメンタルなインダクタンスＬｉｎｃで求める必要がある。
三番目の電圧成分ＶＸ３は、図１の回転位置θｒの場合は、ステータ磁極Ａ０２とステータ磁極Ａ０５との間の磁束φｔの時間変化率に基づく電圧成分である。図１の状態でＣＣＷへトルクを発生する時、太線で示す磁束を誘起してＣＣＷのトルクを発生するが、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃの誤差などにより、ステータ磁極Ａ０２とステータ磁極Ａ０５との間の磁束φｔが発生する場合に、前記三番目の電圧ＶＸ３が発生する。
まとめると、各巻線の電圧は、各ロータ回転位置においてモータの制御で使用する電流状態における鎖交磁束が解れば、前記（３４）式により各巻線の電圧を計算することができる。なお、前記二番目の電圧成分ＶＸ２の電圧成分については、その時点での電流動作点におけるインクレメンタルなインダクタンスが解っていれば（２８）式で前記二番目の電圧成分ＶＸ２の電圧成分を計算することができる。
また、モータの各動作モード、すなわち、各トルク指令値ＴＣとロータ回転位置θｒとロータ回転速度ωｒにおける各巻線の電流値と電圧値を、各相の電流情報ＩＪと各相の電圧情報ＶＪとしてメモリに記憶しておいて、これらの離散的なデータからモータの動作状態の電流値、電圧値を内挿計算して使用し、モータを駆動することも可能である。これは、各巻線の電流情報と磁束鎖交数情報とトルク情報等の関係が各巻線の電圧方程式として表されるので、これらの関係はモータのトルク、ロータ回転位置などの駆動条件と各相巻線の電流情報ＩＪと各相巻線の電圧情報ＶＪとして置き換えてメモリに記憶させておくことも可能であることを意味している。
なお、鎖交磁束と電圧との関係を用いて説明したが、（２９）式の関係から鎖交磁束ではなく非線形なインダクタンスＬの値を使用して鎖交磁束φあるいは磁束鎖交数Ψを表現することも可能であり、等価である。ただし、このインダクタンスＬは各相の電流値と共に変化する値であり、取り扱いが複雑となることが多い。
次に、図１０７に示す制御装置に、トルクのフィードバック制御を付加した制御装置を図１１１に示す。図１０７の制御装置の場合、モータの電流値と電圧値を正確に与えて高速かつ高精度にモータを制御しようとするものである。しかし、制御装置の電源電圧が変動した場合、あるいは、モータのパラメータ等の情報に誤差があるいは温度等によって変動する場合などでは、モータの制御誤差が大きくなる問題がある。
図１１１に示す制御装置では、トルク検出装置Ｊ３Ｃが各３相の電流検出値Ｉｓａ、Ｉｓｂ、Ｉｓｃとロータ回転位置θｒを入力し、モータの各巻線の鎖交磁束などを格納した情報ＤＡＴＡを活用してモータトルクの推定値Ｔｓを検出する。トルク指令値ＴＣからトルク推定値Ｔｓを加算器Ｊ３Ｅで減算してフィードバックし、補償器Ｊ３Ｂで比例および積分などの補償演算等を行い、トルク誤差の補正値Ｔｃｍを電流電圧演算器Ｊ３Ｄへ出力する。電流電圧演算器Ｊ３Ｄでは、トルク誤差の補正値Ｔｃｍを３相の電流指令Ｉｃａ、Ｉｃｂ、Ｉｃｃあるいは３相の電圧指令Ｖｆａ、Ｖｆｂ、Ｖｆｃあるいは両方へ換算して加える。このようにして、電源電圧変動あるいはモータパラメータ誤差などでモータトルクに誤差が発生する場合に、そのトルク誤差をフィードバックできる構成とすることにより、モータの制御装置の制御精度を改善することができ、より高精度で高応答な制御を実現することができる。
なお、本発明モータの電流制御方法について種々の方法を示したが、特定区間ではオーバラップする２個のステータ磁極のトルクの両方を得るために、２つの電流成分を加算した電流を通電することもできる。また、振動、騒音を低減するために基本的なトルクを発生するための電流に他の成分の電流を重畳させることもできる。図９、図１０等のモータにおいて、オフセット的な電流を各３相電流に重畳して、ラジアル方向の吸引力の変化が小さくなるように制御することもできる。電流の増減時間を短縮するために有利な電流制御法もある。これらの種々目的の電流制御法ように、本発明で示す電流制御法を変形した電流制御法があり、それらの電流制御方法についても本発明に含むものである。
次に、ロータ回転位置θｒの検出を位置検出器ではなく、モータのインダクタンス、巻線電流および巻線電圧からロータ回転位置θｒを検出する方法について示す。いわゆるセンサレス位置検出、センサレス速度検出である。図１１４は、図５４、図５５に示したモータと類似形状のモータモデルを非線形有限要素法で磁場解析した特性である。横軸を電気角で表したロータ回転位置θｒ[°]、縦軸はＡ相巻線とＣ相巻線の鎖交磁束[ｍＷｂ]で示して、Ａ相とＣ相の電流値Ｉａ＝Ｉｃをパラメータとしている。極数は１４極で、主突極磁極１７２の電気角で表した円周方向幅Ｈｍは４０°、補助突極磁極１７３の円周方向幅Ｈｈは２０°、スロット開口部の円周方向幅Ｈｓは２０°、Ｂ相電流Ｉｂ＝０の例である。
図１１４の特性および図５４の２極モデルで説明することとし、ロータ回転位置θｒが０°から５０°まではＡ相とＣ相巻線とで励磁する主突極磁極１６１の鎖交磁束φがロータの回転と共に増加しＣＣＷのトルクを発生することができ、５０°から１００°まではＡ相とＣ相巻線の鎖交磁束φがロータの回転と共に減少しＣＷのトルクを発生することができる。そして、ロータ回転位置θｒが１００°の位置では補助突極磁極１６２がＡ相巻線とＣ相巻線に挟まれたステータ磁極１１７、１１Ａの近傍に来るので、１００°から１４０°の間ではＡ相とＣ相巻線の鎖交磁束φがロータの回転と共に増加しＣＣＷのトルクを発生し、１４０°から１８０°の間ではＡ相とＣ相巻線の鎖交磁束φがロータの回転と共に減少しＣＷのトルクを発生することができる。
この時、電流値ＩとトルクＴの関係は、図５のような関係であり、また、（１０）式あるいは（１５）式の関係であり、図１１４では特性の勾配と電流値の積に比例する。図１１４においてパラメータとしている電流値Ｉａ、Ｉｃの値が小さく磁気的に線形な領域では、特性の勾配が電流値と共に増加している。
このモータにおいて、Ｃ相巻線１１５、１１２へＣ相電流Ｉｃを通電し、同時に、Ｂ相巻線１１３、１１６へＢ相電流Ｉｂを通電したときの図１１４に相当する特性は、図１１４に比較して電気角で１２０°位相が遅れた特性となる。また、Ｂ相巻線１１３、１１６へＢ相電流Ｉｂを通電し、同時に、Ａ相巻線１１１、１１４へＡ相電流Ｉａを通電したときの図１１４に相当する特性は、図１１４に比較して電気角で２４０°位相が遅れた特性となる。従って、３相の内の２巻線に同一の電流を通電することにより、図１１４の特性と１２０°位相のずれた特性と２４０°位相のずれた特性の３種類の特性を得ることができる。
また、Ａ相、Ｃ相巻線へ通電している時のインダクタンスＬａ、Ｌｃは、概略的に図１１４に近い形となり、図１１５のＡ−Ｃ特性となる。横軸はロータ回転位置θｒである。Ｃ相、Ｂ相巻線へ通電している時のインダクタンスＬｃ、Ｌｂは、概略的に図１１５のＣ−Ｂ相特性となる。Ｂ相、Ａ相巻線へ通電している時のインダクタンスＬｂ、Ｌａは、概略的に図１１５のＢ−Ａ特性となる。それぞれが相対的に６０°の位相差を持つ特性となる。それぞれの特性の周期は、リラクタンスなので、電気角で１８０°周期である。
図１１４の鎖交磁束の特性、図１１５のインダクタンスの特性は、いずれも、２個の巻線に同じ大きさの電流を通電したときの特性であり、代表特性の一つに過ぎない。この他に、巻線１個だけに通電したときの特性、巻線３個に電流を通電したときの特性など、多くの特性がある。いずれの特性も、巻線の電圧、電流の値からロータ回転位置θｒを推測する情報として使用できる。図１１５において、各インダクタンス値の回転変化率（ｄＬ／ｄθｒ）、すなわち、図１１５における各特性の勾配もロータ回転位置θｒの特定のために使用することができる。
図１１５のインダクタンス特性から、ロータ回転位置θｒを推測する具体的な一方法は、任意のロータ回転位置θｒにおいて、先に示した方法で、３巻線のインダクタンスを計測する。そして、図１１５のインダクタンス特性と照合すれば、０°から１８０°のロータ回転位置θｒを特定することができる。しかし、ごく特定の回転位置に置いては、２個所の回転位置で同一のインダクタンスとなることがある。その様な特定のロータ回転位置についても検出する必要がある場合は、インダクタンス値の回転変化率（ｄＬ／ｄθｒ）、あるいは、他の条件でのインダクタンスを位置検出情報として付加することができる。
また、逆に、２個のインダクタンス特性からロータ回転位置θｒを推測するなど、種々の簡素化した方法も考えられる。また、例えば、５００回転／分から２０００回転／分の回転数の間で使用する用途について考えると、ある特定回転位置で、ロータ回転位置θｒが検出できなくとも、ロータ回転位置θｒを過去の履歴から推定することができるので、モータの回転数制御および電流、電圧制御にはほとんど問題にはならない。
図５４に示す本発明モータに限らず、種々の本発明モータは、それぞれに特有な磁気特性を示すので、それぞれの方法で、ロータ回転位置をモータ巻線の電圧、電流を計測し、求めることができる。図９に示すモータの場合は、図１１４、図１１５に相当する特性がさらに単純化している。本発明モータは、主に軟磁性体で構成され、突極形状を成していて、モータそのものが磁気抵抗変化型のレゾルバー位置検出器に類似した特性となっているので、従来のレゾルバー位置検出器に使用されてきた種々位置検出技術を応用し、使用できる。
また、インダクタンスの具体的な計測方法は、いわゆる外乱注入方式と言われる方法で、モータの制御電流、電圧に加え、計測のためのパルス状の電圧あるいは電流を加え、その時の電流、電圧の値から図１１５の関係を求め、ロータ回転位置θｒを検出することができる。あるいは、ロータ回転位置θｒの検出のために、モータ電流の制御周波数とは異なる周波数ｆｘの電流あるいは電圧をモータを駆動する電流、電圧に重畳して加え、モータ巻線から周波数ｆｘの信号を選択的に検出することにより図１１５のような特性を検出してロータ回転位置θｒを検出することができる。あるいは、モータトルクを発生するための電圧、電流の値を利用してロータ回転位置θｒを計測することもできる。
ロータの回転速度ωｒを推測する方法は、前記の方法で得た回転位置の時間変化率（ｄωｒ／ｄｔ）から計算することができる。他の方法として、図１１４に示したように、２個の電流が一定であるときに、ある巻線電流値で鎖交磁束が一定の勾配で変化する区間の回転変化率（ｄφ／ｄθｒ）が一定ｋｓとなっているので、この区間での巻線電圧Ｖｓを利用してロータ回転速度ωｒを検出することができる。すなわち、巻線の電流がある電流値Ｉｓである時の鎖交磁束回転変化率（ｄφ／ｄθｒ）の値ｋｓはモータ固有であり、既知なので、次式（３５）及び（３６）のようにロータ回転速度ωｒを検出することができる。
Ｖｓ＝Ｎｗ×（ｄφ／ｄｔ）
＝Ｎｗ×（ｄφ／ｄθｒ）×（ｄθｒ／ｄｔ） （３５）
∴ ωｒ＝ｄθｒ／ｄｔ
＝Ｖｓ／Ｎｗ／（ｄφ／ｄθｒ）
＝Ｖｓ／（Ｎｗ×ｋｓ） （３６）
また、図９、図１０に示すモータにおいて、ロータの回転位置、回転速度を検出する具体的な一方法は、３相巻線の全てに、ある程度の磁束密度となる一定の電流を通電してロータを回転し、その時の各相巻線の電圧を計測することにより検出する方法である。この時、それぞれの巻線にほぼ矩形の電圧が発生するので、その電圧の大きさと極性が切り替わるタイミングを計測することにより、ロータの速度と位置を計測することができる。電圧の大きさは、磁束密度と回転速度に比例するので、回転速度の検出に利用できる。電圧の切り替わり点は、ステータ磁極の円周方向両端へロータ磁極の円周方向両端が対向する位置なので、その電圧極性の切り替わりの時点で、ロータがどの位置にあるかが推測できる。
これらの関係を利用して、モータの駆動電流と位置検出用の電流が重畳した状態で、前記の信号成分を検出することにより、モータの運転中にロータ回転位置、ロータ回転速度を検出することができる。また、３相巻線の内の１線に電流を通電するときのロータ回転位置と電圧特性、２線へ電流を通電するときのロータ回転位置と電圧特性も、それぞれ固有の特性を持っているので利用することができる。
このように、モータの巻線の電圧、電流から求めたロータの回転位置θｒおよび速度情報を用いて、図１０７、図１１１に示すような制御装置で本発明モータのトルク制御、あるいは、速度制御、あるいは、位置制御などを行うことができる。位置検出器を使用しないので、位置検出センサー、位置検出器用の配線、コネクターなどが不要であり、システムの信頼性を高めることができる。低コスト化も可能であり、小型化できることも多い。
以上、本発明に関する種々形態の例について説明したが、本発明を種々変形することも可能であり、本発明に含むものである。例えば、モータの極数についての制約はなく、ロータの種々構造、種々形状のロータについて適用可能である。各種のトルクリップル低減技術を本発明モータへ適用することもできる。例えば、ステータ磁極、ロータ磁極の形状を周方向に滑らかにする方法、径方向に滑らかにする方法、円周方向に一部のロータ磁極を移動させて配置し、トルクリップル成分をキャンセルする方法などがある。
モータの形態についても種々形態が可能であり、ステータとロータとの間のエアギャップ形状で表現して、エアギャップ形状が円筒形であるインナーロータ型モータ、アウターロータ型モータ、あるいはエアギャップ形状が円盤状であるアキシャルギャップ型モータ等にも変形できる。また、リニアモータにも変形できる。また、エアギャップ形状が円筒形状をややテーパ状に変形したモータ形状も可能である。また、本発明のモータを含む複数のモータを複合して製作することが可能である。また、本発明モータの一部を省略して削除した構造も可能である。
軟磁性体としては通常の珪素鋼板を使用する他に、アモルファス電磁鋼板、粉状の粉末軟鉄を圧縮成形した圧紛磁心等の使用が可能である。特に小型のモータにおいては、電磁鋼板を打ち抜き加工、折り曲げ加工、鍛造加工を行なうことにより３次元形状部品を形成し、前述の本発明モータの一部の形状を成すこともできる。
本発明のモータは、特にロータが堅牢であり、高速回転を使用した高出力化も可能である。この高速化に関しては、モータの風損が問題となることがあり、ロータ外周形状を円形に近づける、あるいは、ステータ側の内周を円形形状にするなどの風損低減策が有効である。また、ステータ、ロータのロータ軸方向スペースの排除等も効果的である。騒音低減の効果もある。
本発明の制御装置についても、主に３相の片方向電流を制御する装置について説明したが、４相以上の他相のモータの場合は４相以上の制御装置も、技術的に拡張することにより実現することができる。電力制御素子については従来のパワートランジスタの場合について示したが、サイリスタなどの電力素子、あるいは、ＳｉＣ、ＧａＮ等の新たな技術を適用した電力素子を使用することもできる。モータに通電する電流波形については、各相の電流が特定の形状である例について説明したが、正弦波電流で制御など、各種波形の電流で制御することも可能である。これらの種々変形したモータのついても、本発明モータの主旨の変形技術は本発明に含むものである。
本発明のモータとその駆動装置からなるモータシステムは低コストで小型化、軽量化、高効率化が可能である。従って、電気自動車、ハイブリッド自動車等の環境問題、資源問題に対応した機器等に効果的に使用することができる。同様に、産業用機器、家庭電化製品への適用も可能である。
具体的には、幅広い本発明のモータは高価な希土類永久磁石を使用しなくとも駆動することができ、低コストであり、昨今課題となっている希土類金属等の資源問題もない。そして、制御装置は、本発明モータと組み合わせることにより複数経路で電力供給が同時に可能であり、制御装置の単位出力当たりのコスト、重量などを大幅に低減することが可能である。
Ａ０１、Ａ０２、Ａ０３、Ａ０４、Ａ０５、Ａ０６ ステータ磁極
Ａ０７、Ａ０８、Ａ０９、Ａ０Ａ、Ａ０Ｂ、Ａ０Ｃ スロット
Ａ０Ｄ、Ａ０Ｇ Ａ相巻線
Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊ Ｂ相巻線
Ａ０Ｈ、Ａ０Ｅ Ｃ相巻線
Ａ０Ｌ Ａ相巻線のコイルエンド
Ａ０Ｍ Ｂ相巻線のコイルエンド
Ａ０Ｎ Ｃ相巻線のコイルエンド
Ａ０Ｐ Ａ相電流とＣ相電流で励磁される磁束
Ａ０Ｋ ロータ磁極
Ａ０Ｚ ロータ軸
θｒ ロータ回転位置
１１７、１１８、１１９、１１A、１１B、１１C ステータ磁極
１１７、１１４ Ａ相巻線
１１３、１１６ Ｂ相巻線
１１５、１１２ Ｃ相巻線
１１Ｄ 空間
１１Ｅ ロータ磁極

Claims (2)

  1. 電気角で３６０°の間に、ステータの任意に定められるＭ個のステータ磁極と、
    ステータの磁極間の各スロットに電気角でほぼ１８０°ピッチに巻回した各相の巻線と、
    電気角で３６０°の間にロータの前記Ｍ個と個数が異なって任意に定められるＫ個のロータ磁極と、
    直流の電圧ＶＭを供給する直流電源ＰＳ１と、
    前記電圧ＶＭより大きな電圧である回生電圧ＶＨを供給する直流電源ＰＳ２と、
    前記各相の巻線へ前記直流電源ＰＳ１を使用して一方向の電流を増加させ、前記直流電源ＰＳ２を使用して一方向の電流を減少させ通電する各相の電流制御手段とを備え、
    前記各相の巻線の片端は前記直流電源ＰＳ１に接続し、前記巻線の他端にダイオードのアノードを接続し、前記ダイオードのカソードを前記直流電源ＰＳ２に接続するものであり、前記直流電源ＰＳ１の正極にコレクタが接続され且つ前記各相の巻線の片端にエミッタが接続されるスイッチング素子と、前記直流電源ＰＳ１の負極にアノードが接続され且つ前記各相の巻線の片端にカソードが接続される第２ダイオードとを備え、
    前記直流電源ＰＳ１及びＰＳ２から前記各相の巻線への電流の通電経路は、３個以上の並列な通電経路を持っていて、前記電流制御手段で２個以上同時で並列に電力を供給し、前記直流電源ＰＳ２を使用して一方向の電流を減少させる場合は、前記スイッチング素子をオフして巻線間電圧を（前記直流電源ＰＳ２の高電圧−前記直流電源ＰＳ１の低電圧）となるようにしたことを特徴とするモータ。ここで、Ｍは６以上の整数で、Ｋは２以上の整数である。
  2. 電気角３６０°の間の前記各ステータ磁極の磁極数であるＭの値が６で、前記各ロータ磁極の磁極数であるＫの値が４であることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
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