JP2012114975A - モータ - Google Patents

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Abstract

【課題】全節巻きリラクタンスモータの電磁気的特性は複雑であり、効果的に制御できるモータシステムとする。また、このモータの高効率化、小型化を実現する。
【解決手段】全節巻きリラクタンスモータにおいて、一つの相の一組のステータ磁極にだけ電磁気的に作用する一組の電流成分を想定し、３相各相の電流成分を制御することにより他の相との電磁気的相互作用の無い正確な電流制御を実現し、より正確なトルク制御、速度制御を行うことのできるモータシステムを実現する。また、前記の電流、電圧制御により制御回路の小型化と効果的な界磁手段を付加したモータ構成による高効率化を実現する。
【選択図】図１６

Description

本発明は、自動車やトラック等に搭載されるモータに関する。また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能である。
図８５のモータの横断面図に示すようなスイッチトリラクタンスモータが研究、開発されてきた。図８５に示すモータ例は、ステータ８６Ｋに６個のステータ磁極である歯８６１、８６２、８６３、８６４、８６５、８６６と、ロータに４個の突極状の磁極を持っている。これらはいずれも軟磁性体で構成する。
Ｕ相のステータ磁極８６１には、８６７と８６８および破線８６Ｎで示すＵ相巻線を集中巻の巻線ＵＳ１としている。８６４もＵ相のステータ磁極であり、８６Ｄと８６Ｅおよび破線８６Ｐで示す集中巻の巻線ＵＳ２としている。巻線ＵＳ１とＵＳ２は直列に接続していて、電流を通電すると８６Ｍに示す磁束φｕを励磁し、ロータの突極８６Ｌと８６Ｑに吸引力を発生し、矢印で示す反時計回転方向（ＣＣＷ）のトルクを発生する。
８６３はＶ相のステータ磁極であり、Ｖ相の巻線８６Ｂと８６Ｃおよび破線で示すように集中巻の巻線ＶＳ１としている。８６６もＶ相のステータ磁極であり、８６Ｈと８６Ｊおよび破線で示す集中巻の巻線ＶＳ２としている。巻線ＶＳ１とＶＳ２は直列に接続していて、電流を通電することにより、ロータの近接する突極に磁束φｖを励磁し、その吸引力によりトルクを発生する。
８６５はＷ相のステータ磁極であり、Ｗ相の巻線８６Ｆと８６Ｇおよび破線で示すように集中巻の巻線ＷＳ１としている。８６２もＷ相のステータ磁極であり、８６９と８６Ａおよび破線で示す集中巻の巻線ＷＳ２としている。巻線ＷＳ１とＷＳ２は直列に接続していて、電流を通電することにより、ロータの近接する突極に磁束φｗを励磁し、その吸引力によりトルクを発生する。
図８５に示すスイッチトリラクタンスモータは、ロータの回転に伴い、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相を順次励磁することにより連続的な回転トルクを生成することができる。このモータの特徴は、永久磁石を使用せず低コストであり、ステータの巻線は集中巻きで簡素な構成であり、ステータの突極とロータの突極とに作用する磁束は電磁鋼板の飽和磁束密度で作用するので高磁束密度の電磁気作用でのトルクを利用できる。また、ロータが堅牢なので高速回転が可能であることなどである。
特開平８−１２６２７３号公報（図１３） 特許第３１５７１６２号公報（図４）
図８５のスイッチトリラクタンスモータの問題点は、回転に伴ってステータとロータ間に作用するラジアル力が、円周方向に９０°異なる位置へ変化するため、また、駆動電流がスイッチ的に作用させるため、特にステータのラジアル方向変形が大きく、振動、騒音が大きい問題がある。巻線の使用効率については、トルクを発生するために通電する電流が図８５に図示する１２個の巻線の内の４個の巻線に通電され、４／１２＝１／３の巻線使用効率であり使用効率が低く、結果として巻線の発熱であるジュール損が大きくなる問題がある。
他の従来モータの横断面図を図８６に示す。スイッチトリラクタンスモータで、各相の巻線を全節巻きとしたモータである。Ｍ１１とＭ１４はＡ相巻線で、全節巻きで巻回している。Ｍ１３とＭ１６はＢ相巻線で、全節巻きで巻回している。Ｍ１５とＭ１２はＣ相巻線で、全節巻きで巻回している。
今、８６Ｍで示す磁束をステータ磁極８６１と８６４へ生成させる場合、前記Ａ相巻線Ｍ１１、Ｍ１４と前記Ｃ相巻線Ｍ１５、Ｍ１２の２組の巻線へ電流を通電して磁束８６Ｍを励磁する。ステータ磁極８６３と８６６へ磁束を生成する場合、前記Ｂ相巻線Ｍ１３、Ｍ１６と前記Ａ相巻線Ｍ１１、Ｍ１４との２組の巻線へ電流を通電して磁束を励磁する。ステータ磁極８６５と８６２磁束を生成する場合、前記Ｃ相巻線Ｍ１５、Ｍ１２と前記Ａ相巻線Ｍ１１、Ｍ１４との２組の巻線へ電流を通電して磁束を励磁する。
図８６に示すスイッチトリラクタンスモータは、図８５に示したモータと比較して、各ステータ磁極を励磁する巻線がそれぞれ円周方向に隣接するステータ磁極の励磁にも共用できる構成となっているので、スロット内の巻線抵抗が約１／２となり小さい特徴がある。また、低速回転では前記説明のごとく、ステータ磁極でロータ突極を順次励磁することにより回転トルクを生成できる。しかし、低速回転から高速回転になると、前記のように磁束が複数の巻線に鎖交するので複雑な挙動を示し、電流の通電が難しく、低速回転以外ではトルク発生が難しいという問題がある。
また、図８６に示すスイッチトリラクタンスモータは、全節巻き巻線のコイルエンド部が長くなるので、モータのロータ軸方向長が大きくなる問題、スロット部以外の巻線長が長くなるため巻線抵抗が大きくなる問題もある。また、図８５に示すスイッチトリラクタンスモータの前記問題点についても、図８６に示すスイッチトリラクタンスモータの共通の問題である。図８６に示すスイッチトリラクタンスモータが実用化された例を、筆者らは知らない。
本発明の目的は、図８６に示すスイッチトリラクタンスモータなどの諸問題を解決し、競争力の高いモータ技術を提案することである。モータと発電機の諸構成、および、それら構成に密接に関連した独特の方法で制御するモータシステムを提案する。
請求項１に記載の発明は、電気角３６０°の間に配置する（４×ＮＮ１＋２）個のステータ磁極と、前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、前記各ステータ磁極の間のスロットに配置する各相の全節巻き巻線と、電気角３６０°の間に配置する２以上の偶数の数のロータ突極と、前記の各全節巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ１とを備え、前記の各ステータ磁極について、その円周方向両隣に位置する２個の全節巻き巻線に通電すべき２個の電流成分指令ＩＦｏを求めて制御するモータの構成である。ここで、ＮＮ１は１以上の整数である。
この構成によれば、複雑な電磁気的現象および各相の電流とトルクの関係を簡明な関係で制御できるので、正確に制御を行えるモータとすることができる。
請求項２に記載の発明は、電気角３６０°の間に配置する（８×ＮＮ２）個のステータ磁極と、前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、前記各ステータ磁極の間のスロットに配置する各相の全節巻き巻線と、電気角３６０°の間に配置する２個以上のロータ突極と、前記の全節巻き巻線の内、少なくとも１個の全節巻線へ正負両方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ２と、その他の全節巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ３とを備え、前記の各ステータ磁極について、その円周方向両隣に位置する２個の全節巻き巻線に通電すべき２個の電流成分指令ＩＦｏを求めて制御するモータの構成である。
この構成によれば、複雑な電磁気的現象および各相の電流とトルクの関係を簡明な関係で制御できるので、正確に制御を行えるモータとすることができる。
請求項３に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、各相の電流成分指令ＩＦｏを作成する電流成分指令手段ＩＦＯと、各相の電流を検出する電流検出手段ＩＳと、各相の電流検出手段ＩＳの出力である電流検出値Ｉｓから各ステータ磁極の前記電流成分検出値ＩＦｓを作成する電流成分検出手段ＩＦＳと、各相の電流成分指令ＩＦｏと電流成分検出値ＩＦｓから電圧指令Ｖｏを作成する電圧成分合成手段ＶＲＯとを備える構成のモータである。
この構成によれば、各相の電流成分を正確に制御することができるので、正確に制御を行えるモータとすることができる。
請求項４に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、各相の電流成分指令ＩＦｏを作成する電流成分指令手段ＩＦＯと、各相の電流成分指令ＩＦｏを合成して各相の電流指令Ｉｏを作成する電流成分合成手段ＩＲＯと、各相の電流検出値Ｉｓを検出する電流検出手段ＩＳと、各相の電流指令Ｉｏと電流検出値Ｉｓとから電圧指令Ｖｏを作成する電圧指令手段ＶＯとを備える構成のモータである。
この構成によれば、各相の電流成分に基づいて、各相の相電流を正確に制御することができるので、制御を正確に行えるモータとすることができる。
請求項５に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、各相の電流成分指令ＩＦｏを作成する電流成分指令手段ＩＦＯと、各相の電流を検出する電流検出手段ＩＳと、各相の電流検出手段ＩＳの電流検出値Ｉｓから各ステータ磁極の電流成分検出値ＩＦｓを作成する電流成分検出手段ＩＦＳと、各相の電流成分指令ＩＦｏと電流成分検出値ＩＦｓから電圧指令Ｖ１ｏを作成する電圧指令手段Ｖ１Ｏと、各相の電流成分指令ＩＦｏを合成して各相の電流指令Ｉｏを作成する電流成分合成手段ＩＲＯと、各相の電流指令Ｉｏと電流検出値Ｉｓとから電圧指令Ｖ２ｏを作成する電圧指令手段Ｖ２Ｏと、各相の電圧指令Ｖ１ｏと電圧指令Ｖ２ｏを合成して電圧複合指令Ｖ１２ｏを作成する電圧複合指令手段Ｖ１２Ｏとを備える構成のモータである。
この構成によれば、各相の電流成分と相電流との両方を制御することができるので、両制御法の特徴を得ることができる。
請求項６に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、各相の電流検出値Ｉｓとロータ回転位置θｒとからモータのトルク検出値Ｔｓを作成するトルク検出手段ＴＳと、トルク指令Ｔｏとトルク信号Ｔｓからトルク補正指令ＴＣｏを作成するトルク補正手段ＴＣＯとを備える構成のモータである。
この構成によれば、トルクを正確に制御できるモータとすることができ、高精度化を図ることができる。
請求項７に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、ステータ磁極の円周方向幅を電気角でＨｔとし、ロータ磁極の円周方向幅を電気角でＨｍとして、ＨｔとＨｍとの小さい方の角度をＨｎとする時、ロータの回転に伴って各相の巻線に通電する電流の通電角幅が電気角で２×Ｈｎより大きくなるように制御する構成のモータである。
この構成によれば、各相のステータ磁極がトルクを発生するタイミングよりも早く該当する巻線の電流を増加させるので、高速回転においても十分なトルクを得ることのできるモータとすることができる。
請求項８に記載の発明は、請求項１に係る発明において、前記電力変換器ＰＡ１は、一端を電源ＶＳ１の正側に接続し、他端を巻線ＷＷ１へ接続したトランジスタＴＲ１と、一端を電源ＶＳ１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ１へ接続したトランジスタＴＲ２と、トランジスタＴＲ１と巻線ＷＷ１の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ１の負側に接続したダイオードＤＤ１と、トランジスタＴＲ２と巻線ＷＷ１の接続点にアノードを接続し、他端のカソードを電源ＶＳ１の正側に接続したダイオードＤＤ２とを備え、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、前記の制御において必要とする電流と電圧を供給することができるモータ構成とすることができる。
請求項９に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、前記の各全節巻き巻線へ片方向の電流であって、正の電圧ＶＰＡ４を供給する電力変換器ＰＡ４と、前記の各全節巻き巻線へ片方向の電流であって、負の電圧−ＶＰＡ５を供給する電力変換器ＰＡ５とを備え、前記前記電圧ＶＰＡ４が前記電圧ＶＰＡ５より大きく、前記電力変換器ＰＡ４と電力変換器ＰＡ５とが一つの全節巻き巻線へ正と負の電圧を供給してその片方向電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、モータの各巻線に鎖交する磁束の関係が大変複雑であるが、モータの磁気エネルギーの回生すなわち無効電流分に制約されることなく、トルクを発生する巻線へ電流を供給することができ、所望のモータトルクを得ることができる。
請求項１０に記載の発明は、請求項９に係る発明において、各相巻線へ負の電圧を供給する電力変換器ＰＡ８は、電流を通電することにより電圧降下を示す電圧降下手段である構成のモータである。
この構成によれば、モータの各巻線に鎖交する磁束の関係が大変複雑であるが、モータの磁気エネルギーの回生すなわち無効電流分に制約されることなく、トルクを発生する巻線へ電流を供給することができ、所望のモータトルクを得ることができる。
請求項１１に記載の発明は、同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ２、ＷＷ３と、電力を供給する電源ＶＳ１と、一端を電源ＶＳ１の正側に接続し、他端を巻線ＷＷ２へ接続したトランジスタＴＲ１と、一端を電源ＶＳ１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ２へ接続したトランジスタＴＲ２と、トランジスタＴＲ１と巻線ＷＷ２の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ１の負側に接続したダイオードＤＤ１と、トランジスタＴＲ２と巻線ＷＷ２の接続点に巻線ＷＷ３の一端を接続し、巻線ＷＷ３の他端をアノードを接続し、他端のカソードを電源ＶＳ１の正側に接続したダイオードＤＤ２とを備え、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、モータの各巻線に鎖交する磁束の関係が大変複雑であるが、モータの磁気エネルギーの回生すなわち無効電流分に制約されることなく、トルクを発生する巻線へ電流を供給することができ、所望のモータトルクを得ることができる。
請求項１２に記載の発明は、請求項９に係る発明において、一つの相の巻線ＷＷ４と、電力を供給する電源ＶＳ３と、電源ＶＳ３に直列に接続した電源ＶＳ４と、一端を電源ＶＳ４の正側に接続し、他端を巻線ＷＷ４へ接続したトランジスタＴＲ３と、一端を電源ＶＳ３の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ４へ接続したトランジスタＴＲ４と、トランジスタＴＲ３と巻線ＷＷ４の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ３の負側に接続したダイオードＤＤ３と、トランジスタＴＲ４と巻線ＷＷ４の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ３の正側に接続したダイオードＤＤ４とを備え、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、モータの各巻線に鎖交する磁束の関係が大変複雑であるが、モータの磁気エネルギーの回生すなわち無効電流分に制約されることなく、トルクを発生する巻線へ電流を供給することができ、所望のモータトルクを得ることができる。
請求項１３に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、一つの相の巻線ＷＷ５と、電力を供給する電源ＶＳ５と、電源ＶＳ５に直列に接続した電源ＶＳ６と、一端を電源ＶＳ５の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ５へ接続したトランジスタＴＲ５と、トランジスタＴＲ５と巻線ＷＷ５の接続点に接続点にアノードを接続しカソードを電源ＶＳ６の正側に接続したダイオードＤＤ５とを備え、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、各相電流の通電は１個のトランジスタで行うことができるので、制御回路を簡素な構成とすることができる。
請求項１４に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ７、ＷＷ８と、電力を供給する電源ＶＳ７と、電源ＶＳ７に直列に接続した電源ＶＳ８と、一端を電源ＶＳ７の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ７へ接続したトランジスタＴＲ７と、トランジスタＴＲ７と巻線ＷＷ７の接続点に接続点に巻線ＷＷ８を接続し、巻線ＷＷ８の他端にアノードを接続しカソードを電源ＶＳ８の正側に接続したダイオードＤＤ７とを備え、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、各相電流の通電は１個のトランジスタで行うことができるので、制御回路を簡素な構成とすることができる。また、モータの各巻線に鎖交する磁束の関係が大変複雑であるが、モータの磁気エネルギーの回生すなわち無効電流分に制約されることなく、トルクを発生する巻線へ電流を供給することができ、所望のモータトルクを得ることができる。
請求項１５に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ１１、ＷＷ１２と、電力を供給する電源ＶＳ１１と、一端を電源ＶＳ１１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ１１へ接続したトランジスタＴＲ１１と、電源ＶＳ１１の正側と負側の間に巻線ＷＷ１２と直列にダイオードＤＤ１１を備え、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、各相巻線は少し複雑になるものの、各相電流の通電は１個のトランジスタで行うことができるので、制御回路を簡素な構成とすることができる。
請求項１６に記載の発明は、請求項１５に係る発明において、巻線ＷＷ１１の巻き回数より巻線ＷＷ１２の巻き回数の方が大きい構成のモータである。
この構成によれば、モータの各巻線に鎖交する磁束の関係が大変複雑であるが、モータの磁気エネルギーの回生すなわち無効電流分に制約されることなく、トルクを発生する巻線へ電流を供給することができ、所望のモータトルクを得ることができる。
請求項１７に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、一つの相の巻線ＷＷ１３へ負の電圧を供給する電力変換器ＰＡ１３は、パルス幅変調などによりトランジスタ１３のオンとオフとの電圧幅の比率を可変することにより電力変換器ＰＡ１３の出力電圧の平均電圧を所定値ＶＬＶに制限して制御し、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、パルス幅変調などの電圧制御を回生側の電圧制御に適用することにより、モータの磁気エネルギーの回生すなわち無効電流分に制約されることなく、トルクを発生する巻線へ電流を供給することができ、所望のモータトルクを得ることができる。
請求項１８に記載の発明は、請求項１７に係る発明において、ＮＮ３個の相があり、ＮＮ３個の相の電流を制御し、これらのＮＮ３個の電流誤差の中でより大きな電流誤差である相の電圧制御を優先して制御する構成のモータである。ここで、ＮＮ３は６以上の整数である。
この構成によれば、電流誤差の中でより大きな電流誤差優先して制御するので、誤差の少ない制御ができる。
請求項１９に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、ステータ磁極の磁束を励磁する界磁電流成分ＩＦＣを全てのステータ磁極の電流として加えて制御する構成のモータである。
この構成によれば、励磁電流成分を全ステータ磁極へ通電しておくので、トルク応答性に優れたモータとすることができる。
請求項２０に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、モータの各ステータ磁極の界磁電流成分を通電する界磁巻線を全て直列に接続して界磁電流成分を制御する構成のモータである。
この構成によれば、界磁巻線により界磁電流を通電して、界磁エネルギーをモータの中で内部循環させることができるので、各相電流の力率を改善でき、トルク応答性に優れたモータとすることができる。
請求項２１に記載の発明は、請求項２０に係る発明において、各ステータ磁極のそれぞれに集中巻きの界磁巻線を巻回し、各ステータ磁極に巻回した界磁巻線を直列に接続して界磁電流成分を制御する構成のモータである。
この構成によれば、全節巻きの相電流の巻線に対し、短節で集中巻きの界磁巻線として直列に接続するので巻線長の短い簡素な構成の界磁巻線とすることができる。
請求項２２に記載の発明は、請求項２０に係る発明において、直列に接続した前記界磁巻線に直列にダイオードを接続し、これらの両端を接続して閉回路とする構成のモータである。
この構成によれば、界磁巻線専用の制御回路が簡単になり、低コストなモータ構成とすることができる。
請求項２３に記載の発明は、電気角３６０°の間に配置する（２×ＮＮ４）個のステータ磁極と、前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、前記各ステータ磁極に集中巻きした各相の集中巻き巻線と、電気角３６０°の間に配置する２個以上のロータ突極と、前記の各集中巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ９と、各ステータ磁極の界磁電流成分を通電する界磁巻線を全て直列に接続して界磁電流成分を制御する構成のモータである。
この構成によれば、短節で集中巻きの各相の巻線と界磁巻線とを巻回し、力率の良いモータを実現することができる。
請求項２４に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、ステータ磁極に永久磁石を備える構成のモータである。
この構成によれば、永久磁石により界磁磁束を得ることができるので力率の良いモータを得ることができる。また、通常運転では、永久磁石が減磁する方向には起磁力が作用しないので、磁石量を少なくできる。
請求項２５に記載の発明は、請求項２４に係る発明において、円周方向に電気角で１８０°離れた同一相の２個のステータ磁極の内、片方のステータ磁極に永久磁石を備える構成のモータである。
この構成によれば、永久磁石の数を少なくすることができるので、低コストなモータとすることができる。
請求項２６に記載の発明は、請求項２４に係る発明において、モータの極対数が２以上で、各相のステータ磁極の内、２個以上の同相のステータ磁極に永久磁石を備える構成のモータである。
この構成によれば、適度な量の永久磁石の磁束を活用でき、また、永久磁石な数を少なくすることができるので、モータ性能を適正化でき、また、低コストなモータとすることができる。
請求項２７に記載の発明は、電気角３６０°の間に配置する（２×ＮＮ４）個のステータ磁極と、前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、前記各ステータ磁極に集中巻きした各相の集中巻き巻線と、電気角３６０°の間に配置する２個以上のロータ突極と、前記の各集中巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ９と、ステータ磁極に配置した永久磁石を備える構成のモータである。ここで、ＮＮ４は２以上の整数である。
この構成によれば、集中巻きの各相の巻線をステータ磁極へ巻回し、永久磁石を付加し、力率の良いモータを実現することができる。
請求項２８に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、トルク情報Ｔｏとロータ回転位置情報θｓを使用して各相の前記電流成分指令ＩＦｏを求めて制御する構成のモータである。
この構成によれば、ステータ磁極の磁束密度を負にバイアスして使用するので、大きな磁束をステータ磁束へ通過させることができるようになり、モータのピークトルクを増加させることができる。
請求項２９に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、トルク情報Ｔｏとロータ回転位置情報θｓを使用して各相の前記電流成分指令ＩＦｏを求めて制御する構成のモータである。
この構成によれば、正確なトルク制御と電流制御を行うことができるので、高精度なモータとすることができる。
請求項３０に記載の発明は、請求項２９に係る発明において、界磁電流成分ＩＦＣを制御する構成のモータである。
この構成によれば、界磁電流成分ＩＦＣも制御できるので高精度なモータとすることができる。、
請求項３１に記載の発明は、請求項２９に係る発明において、回転角位置θｒに応じて特定の相のステータ磁極の界磁磁束成分を低減する特定界磁低減手段を備え、特定のステータ磁極の界磁磁束を低減して制御する構成のモータである。
この構成によれば、不要で有害な磁束を低減することができるので、巻線電圧のバランスを改良することができ、制御装置の小型化ができる。
請求項３２に記載の発明は、請求項３１に係る発明において、各相電流が増加あるいは減少するタイミングにおいて、特定のステータ磁極の界磁磁束を低減して制御する構成のモータである。
この構成によれば、不要で有害な磁束を低減することができるので、巻線電圧のバランスを改良することができ、制御装置の小型化ができる。
請求項３３に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、トルク情報Ｔｏとロータ回転位置情報θｓに対応する各相巻線に鎖交する磁束の情報φｄａを備え、この磁束情報φｄａを使用して制御する構成のモータである。
この構成によれば、非線形ナインダクタンスを使用せず、磁束情報を使用してモータを制御するので、高精度化ができる。
請求項３４に記載の発明は、請求項３３に係る発明において、各ロータ回転数ωｒに応じたトルク最大値の情報Ｔｍａｘを備え、このトルク最大値情報Ｔｍａｘを使用して制御する構成のモータである。
この構成によれば、モータへの要求トルクが大きくなる制御領域においても、モータのトルク最大値まで効果的に制御できるモータとすることができる。
請求項３５に記載の発明は、請求項３３に係る発明において、磁束情報φｄａと回転角速度ωｒ情報を使用して各相巻線の電圧予測値ＶＦＦを求め、この電圧予測値ＶＦＦを使用して制御する構成のモータである。
この構成によれば、正確な電圧予測値ＶＦＦを使用して制御することができるので、より広範囲なトルク、回転数の領域を高精度に制御できるモータとすることができる。
請求項３６に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、モータの外径側へ配置した第１のロータと、モータの内径側へ配置した第２のロータと、第１のロータと第２のロータとの径方向の中間であって、その外径側へ配置した第１のステータとその内径側へ同一位相のステータ磁極を配置した第２のステータと、径方向に隣接する第１のステータのスロットとその背面に配置した第２のステータのスロットとの間へ巻回した巻線とを備える構成のモータである。
この構成によれば、巻線の長さを短くできるので、ジュール損が小さく、高効率なモータを実現できる。また、モータの複合化により出力密度の高いモータとすることができる。
請求項３７に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、モータの外径側へ配置した第１のロータと、モータの内径側へ配置した第２のロータと、第１のロータと第２のロータとの径方向の中間であって、その外径側へ配置した第１のステータとその内径側へ電気角で１８０°の位相差を持つステータ磁極を配置した第２のステータと、径方向に隣接する第１のステータのスロットおよび第２のステータのスロットとのいずれかのスロットの間へ巻回した巻線とを備える構成のモータである。
この構成によれば、ステータのバックヨークの不要なモータ、あるいは、ステータのバックヨークの小さな複合モータとすることができるので、トルクの向上ができる。
請求項３８に記載の発明は、請求項３６または３７に係る発明において、第１のステータのスロットの円周方向位置と第２のステータのスロットの円周方向位置とが異なっている構成のモータである。
この構成によれば、ステータのバックヨーク寸法を小さくすることができるので、トルクの向上ができる。
請求項３９に記載の発明は、請求項３６、３７、３８のいずれか一つに係る発明において、界磁電流成分を通電することのできる界磁巻線を備える構成のモータである。
この構成によれば、界磁巻線を備える複合モータなので、その各相巻線の電流、電圧の力率を改善することができる。
請求項４０に記載の発明は、請求項３６、３７、３８のいずれか一つに係る発明において、界磁電流成分を通電することのできる界磁巻線Ｗｆと、同一のスロットに巻回した該当する相の電流を通電する巻線Ｗａｂｃとダイオードを直列に巻回していて磁気エネルギーを回生することのできる回生巻線Ｗｒｅとを備える構成のモータである。
この構成によれば、界磁巻線Ｗｆと回生巻線Ｗｒｅとを備える構成とすることにより、その各相巻線の電流、電圧の力率を改善することができる。そして、制御回路を簡素化することができる。
請求項４１に記載の発明は、請求項３６、３７、３８のいずれか一つに係る発明において、モータのロータ軸方向両側に配置した軸受けと、モータの外周に配置し、前記両側の軸受けを支持するモータケースと、前記モータケースと接続部ＭＣＷで結合して固定するステータと、前記接続部ＭＣＷとはロータ軸方向とは反対側の接続部ＭＲＲで前記第１のロータと前記第２のロータとを接続するロータ接続部を備える構成のモータである。
この構成によれば、複合モータでありながら、ロータ軸剛性の高いモータ構成を実現できる。振動、騒音も低減できる。
請求項４２に記載の発明は、請求項４１に係る発明において、前記ステータに巻回した巻線のロータ軸方向端から前記接続部ＭＣＷへ、あるいは、その近傍へ効率良く熱を伝えることのできる熱伝達部材を備える構成のモータである。
この構成によれば、モータの発熱を熱伝導の大きい巻線を利用して伝達することにより冷却効率を改善し、モータ出力を向上できる。
請求項４３に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、各相のステータ磁極のロータに対向する形状がロータ軸方向に大小の形状となる台形形状であり、各ステータ磁極の前記台形形状が、円周方向に前記大小関係が交互に逆方向に並んでいる構成のモータである。
この構成によれば、ステータ磁極のロータに対向する形状を台形化することにより、各相巻線の長さを短縮することができ、高効率化を図ることができる。
請求項４４に記載の発明は、請求項４３に係る発明において、前記ステータ磁極のロータ方向位置が、交互にロータ軸方向の反対方向にずれた位置である構成のモータである。 この構成によれば、スロット開口部の漏れ磁束とトルク低下との背反関係を解消することができ、高トルク化と低トルクリップル化と巻線長の短縮とを実現できる。
請求項４５に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、前記ロータ突極が円周方向の片方向に傾き、前記ステータ磁極がロータ突極の傾きとは反対方向に傾いている構成のモータである。
この構成によれば、片方向回転のトルクを向上することができる。
請求項４６に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、電磁鋼板と非磁性体とがロータ軸方向に積層された構成のステータとロータを備える構成のモータである。 この構成によれば、ステータとロータとの間のエアギャップを等価的に短縮することができ、トルクの向上および部品製作容易化と組立の容易化とを実現できる。
請求項４７に記載の発明は、請求項２４に係る発明において、該当するステータ磁極がロータ突極と対向するロータ回転位置θｒの近傍でそのステータ磁極を励磁する電流成分を通電してステータ磁極に取り付けた永久磁石を着磁、あるいは、増磁する構成のモータである。
この構成によれば、永久磁石の着磁、あるいは、増磁することができる。
請求項４８に記載の発明は、請求項２４に係る発明において、該当するステータ磁極がロータ突極と対向するロータ回転位置θｒの近傍で、そのステータ磁極を通過する磁束に電気角的にほぼ９０°の位相差を持っていてそのステータ磁極の磁束の方向とは反対方向に励磁できる巻線に通電して永久磁石を消磁、あるいは、減磁する構成のモータである。 この構成によれば、永久磁石を消磁、あるいは、減磁することができる。
請求項４９に記載の発明は、請求項２４に係る発明において、各ステータ磁極の永久磁石へ起磁力を印可する励磁巻線と、励磁巻線へ永久磁石が減磁する方向の電流を通電できる電流通電手段とを備え、ステータ磁極の永久磁石の消磁、あるいは、減磁を行う構成のモータである。
この構成によれば、永久磁石を消磁、あるいは、減磁することができる。また、各相巻線を使用して、永久磁石の着磁、あるいは、増磁することができる。
請求項５０に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ１１、ＷＷ１２と、電力を供給する電源ＶＳ１１と、一端を電源ＶＳ１１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ１１へ接続したトランジスタＴＲ１１と、トランジスタＴＲ１１に並列に接続したダイオード１２と、電源ＶＳ１１の正側へ巻線ＷＷ１２を接続し、巻線ＷＷ１２の他端とたと電源ＶＳ１１の負側との間に配置したトランジスタＴＲ１２と、トランジスタＴＲ１２に並列に接続したダイオード１１とを備え、他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御する構成のモータである。
この構成によれば、各スロットに負方向電流成分を通電することができるので、界磁弱め作用、トルクの向上、永久磁石の可変などを行うことができる。
請求項５１に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、片方向の電流を供給する前記電力変換器ＰＡ１、あるいは、前記電力変換器ＰＡ３とは逆方向の電流を通電する電力変換器ＰＡ１０を備える構成の発電機である。
この構成によれば、各スロットに負方向電流成分を通電することができるので、界磁弱め作用、トルクの向上、永久磁石の可変などを行うことができる。
請求項５２に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、各ステータ磁極へ界磁電流成分を通電することのできる界磁巻線を備え、前記電力変換器ＰＡ１、あるいは、電力変換器ＰＡ２と電力変換器ＰＡ３は整流器である構成のモータである。
この構成によれば、従来の同期発電機のようなスリップリングは不要で、ロータが堅牢なので高速回転まで使用でき、簡単な回路構成で実現できる発電機を実現することができる。高信頼、高出力、低コストである。
請求項５３に記載の発明は、請求項１または２に係る発明において、ステータ磁極に配置した永久磁石を備え、前記電力変換器ＰＡ１、あるいは、電力変換器ＰＡ２と電力変換器ＰＡ３は整流器である構成の発電機である。
この構成によれば、従来の同期発電機のようなスリップリングは不要で、ロータが堅牢なので高速回転まで使用でき、簡単な回路構成で実現できる発電機を実現することができる。高信頼、高出力、低コストである。
請求項５４に記載の発明は、請求項２３または２７に係る発明において、前記電力変換器ＰＡ９は整流器である構成の発電機である。
この構成によれば、従来の同期発電機のようなスリップリングは不要で、ロータが堅牢なので高速回転まで使用でき、簡単な回路構成で実現できる発電機を実現することができる。高信頼、高出力、低コストである。
本発明の実施形態である３相、全節巻、集中巻き、片方向電流のモータの、回転角位置θｒ＝１５°における横断面および磁束を例を示す図である。 図１の回転角位置をθｒ＝３０°に変えた例である。 図１の回転角位置をθｒ＝４５°に変えた例である。 図１の回転角位置をθｒ＝５２．５°に変えた例である。 図１の回転角位置をθｒ＝６０°に変えた例である。 図１の回転角位置をθｒ＝６７．５°に変えた例である。 図１の回転角位置をθｒ＝７５°に変えた例である。 図１の回転角位置をθｒ＝９０°に変えた例である。 図１の各巻線へ片方向電流を通電する制御回路の例である。 図１のモータの低速回転での通電電流の例である。 図８５のモータの電磁気的構成を表す図である。 図１のモータの電磁気的構成を表す図である。 相電流の順変換と電流成分の電磁気的構成を表す図である。 軟磁性体の磁気特性を示す図である。 本発明モータの電流とトルクの関係を示す図の例である。 各ステータ磁極の電流成分とその構成を示す図である。 図１６のモータ構成で、ロータ回転角位置θｒ＝３０°の図である。 各ステータ磁極の発生トルクの回転領域とそのトルク式を示す表である。 電気角３６０°の間に、ステータ磁極が１０個で、ロータ突極が６個のモータの例である。 電気角３６０°の間に、ステータ磁極が１０個で、ロータ突極が８個のモータの例である。 電気角３６０°の間に、ステータ磁極が６個で、ロータ突極が２個のモータの例である。 図２１のモータ構成で、ロータ回転角位置θｒ＝５０°の図である。 図２１のモータの各相電流と各相トルクの例である。 電気角３６０°の間に、ステータ磁極が８個で、ロータ突極が６個のモータの例である。 図２４のモータの電流を通電する制御回路の例である。 本発明モータの電流と電圧を制御する全体の概略を示す図である。 各相の電流成分を制御してモータの電流と電圧を制御するブロックダイアグラムである。 各相の相電流を制御してモータの電流と電圧を制御するブロックダイアグラムである。 各相の電流成分と相電流との両方を制御してモータの電流と電圧を制御するブロックダイアグラムである。 図２７の制御回路で図１のモータの電流を制御する例である。 図２７の制御回路で図１のモータの電流を制御する例である。 トルク制御を示す図の例である。 図２１のモータの電流と電圧の例である。 電圧の問題を示すタイムチャートである。 本発明モータの電圧制御を模式的に示す図である。 電圧の問題を低減する制御回路の例である。 電圧の問題を低減する巻線と制御回路の例である。 電圧の問題を低減する制御回路の例である。 各相の電流をそれぞれ１個のトランジスタで制御する制御回路の例である。 ３相交流電圧、電流の制御回路と３相同期電動機の星形結線の巻線とを示す図である。 電圧の問題を低減する巻線と制御回路の例である。 各スロットに２個の巻線を配置する本発明モータの巻線とその電流と電圧を制御する制御回路を示す図である。 図３５に各相の電圧、電流を制限する機能を付加した図である。 図２７において、各相の電流誤差に応じて、相互に他の相の電圧、電流を制限する機能を付加した構成を示す図である。 界磁電流成分を各相の電流に付加した電流を示すタイムチャートである。 図１のモータ構成に界磁巻線を付加した構成のモータである。 界磁巻線とその電流を通電する回路を示す図である。 界磁巻線とその電流を通電する回路を示す図である。 図４８の各界磁巻線の電圧を示すタイムチャートである。 界磁巻線とその電流を通電する回路を示す図である。 図１のモータ構成に、永久磁石を付加したモータの構成である。 各種の磁石配置の例である。 ２個の同相のステータ磁極の片方に永久磁石を配置した構成の例である。 図１のモータを８極に多極化し、それらのステータ磁極の一部に永久磁石を配置した構成を示す図である。 図１のモータのスロット開口部の近傍に、各ステータ磁極の磁束方向とは反対の向きに永久磁石を配置した構成の例である。 各相の電流成分と界磁電流成分と各巻線の電圧とを計算するブロックダイアグラムである。 モータの電圧、電流、磁束鎖交数、インダクタンス、回転角速度、トルクの入出力関係を模式的に示す図である。 ロータの回転角位置θｒと各相の電流値によって決まる磁束鎖交数等の情報を表にした構成を示す図である。 図５８のデータの内、トルク情報と電流情報とを入れ替えた構成の表である。 一般的な定出力特性のモータの回転数と最大トルク、最大パワーの関係を示す図である。 本発明モータを外径側と内径側に、２個複合化したモータ構成の横断面図である。 外径側のモータと内径側のモータとの関係が、図６１に示すモータに比較し、円周方向に電気角で１８０°位相が異なる構成のモータである。 図６１の複合モータで内径側モータのスロット位置が、円周方向に１／２スロットピッチＣＣＷへシフトした構成のモータである。 図６１の複合モータで、バックヨーク部のロータ軸方向に軟磁性体を付加した構成のモータである。 図６１の複合モータで、各相の巻線に加え、界磁巻線と回生電流用の巻線とを付加した構成のモータである。 図６１の複合モータの縦断面の例である。 図６１の複合モータで、ロータ軸剛性の高い構成のモータの縦断面の例である。 図６７の複合モータで、モータの熱放散を効果的に行う例を示す図である。 図１のステータ磁極のロータに対向する面の円周方向形状を、直線状に展開した展開図である。 図６９のステータ磁極形状を台形形状とし、円周方向に交互に向かい合う配置とした構成である。 図７０のステータ磁極形状を、交互にロータ軸方向にシフトした構成である。 図７１のステータ磁極形状の円周方向幅を広げた構成とし、各相巻線の配置関係を付加した図である。 図１のモータのステータ磁極とロータ突極を相互に逆方向の円周方向に傾けた構成を示す図である。 ステータ磁極とロータ突極との間のエアギャップを等価的に低減する方法を示す図である。 図５１のモータの永久磁石を着磁、あるいは、増磁する方法の例を示すである。 図５１のモータの永久磁石を消磁、あるいは、減磁する方法の例を示すである。 永久磁石を消磁、あるいは、減磁する制御回路と巻線の間系を示すである。 各ステータ磁極に巻回した巻線を直列に接続し、電流を通電して消磁、あるいは、減磁する方法の例を示すである。 各ステータ磁極に巻回した巻線を直列に接続し、電流を通電して着磁、あるいは、増磁する方法の例を示すである。 図１のモータの各スロットへ２個の巻線を並列に巻回し、２個の巻線へ相互に逆方向へトランジスタを接続し、このトランジスタで片方向電流を通電する構成を示す図である。 図１のモータの各相巻線へ各相電流を通電すると共に、負の界磁電流成分も通電できる構成の制御回路例を示す図である。 図４６、図５１などのモータを発電機として使用する場合の整流回路と各相巻線の接続関係の例を示す図である。 図２４のモータへ界磁巻線あるいは永久磁石を付加して発電機として使用する場合の、整流回路と各相巻線の接続関係の例を示す図である。 図１９のモータへ界磁巻線あるいは永久磁石を付加して発電機として使用する場合の、整流回路と各相巻線の接続関係の例を示す図である。 従来の集中巻線を巻回するスイッチトリラクタンスモータの構成を示す横断面図の例である。 従来の全節巻き巻線を巻回するスイッチトリラクタンスモータの構成を示す横断面図の例である。
本発明のモータ実施例の横断面を図１に示す。
このモータの構成は、各相の巻線を全節巻きとしたスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲＭと呼ぶ）である。Ａ０ＤとＡ０Ｇは破線で示すコイルエンドＡ０Ｌで接続された全節巻線で、Ａ相巻線Ｗａである。Ａ０ＦとＡ０Ｊは破線で示すコイルエンドＡ０Ｍで接続された全節巻線で、Ｂ相巻線Ｗｂである。Ａ０ＨとＡ０Ｅは破線で示すコイルエンドＡ０Ｎで接続された全節巻線で、Ｃ相巻線Ｗｃである。これらのＡ相、Ｂ相、Ｃ相の巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃへはそれぞれ片方向電流を通電する。図１の巻線シンボルで示すように、×マークの巻線の電流方向は、紙面で表側から裏側へ通電する。黒点マークの巻線の電流方向は、紙面で裏側から表側へ通電する。
Ａ０１とＡ０４は、Ａ相巻線とＣ相巻線に挟まれたＡＣ相のステータ磁極である。Ａ０３とＡ０６は、Ｂ相巻線とＡ相巻線に挟まれたＢＡ相のステータ磁極である。Ａ０５とＡ０２は、Ｃ相巻線とＢ相巻線に挟まれたＣＢ相のステータ磁極である。
ロータは、４個のロータ突極を９０°ごとに配置している。材質は軟磁性体で、電磁鋼板を積層して製作できる。Ａ０Ｚはロータ軸である。ロータの回転位置はＡ相巻線の円周方向角度を基準としてロータ突極の反時計回転方向ＣＣＷの角部の回転角度を示し、図１に示す回転角度θｒで示すことにする。図１では、θｒ＝１５°である。モータケース、軸受けなどは省略していて、記載していない。
なお、図１に示す全節巻きＳＲＭの最小構成は、６個のステータ磁極と４個のロータ突極の構成である。本発明では、図１で示す機械角３６０°を電気角３６０°として表現する。そして、ロータ突極が４個なので紛らわしいが、図１に示すモータ構成を「２極の全節巻きＳＲＭ」と表現する。本発明では、表現の容易さのため図１などの２極のモータで説明する。実際の実用的なモータは、モータの大きさ、用途にもよるが、例えば図１のモータを４倍程度に多極化した８極構成などを想定する。
各ステータ磁極の円周方向幅は、ステータ磁極とロータ突極が対向するエアギャップ面の円周方向角度で表現して、電気角で３０°の例を示している。各巻線を配置しているスロットＡ０７、Ａ０８、Ａ０９、Ａ０Ａ、Ａ０Ｂ、Ａ０Ｃの円周方向幅も電気角で３０°である。ロータ突極の円周方向幅も電気角で３０°の例を示している。これらの円周方向幅は、小さくする、あるいは、大きくすることによりモータ特性を変えることができるので、モータの要求仕様により種々の円周方向幅の値を選択することができる。
また、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の全節巻き巻線は、鼓状巻、波巻き、環状巻など電磁気的に等価な種々巻線方法を採用することができる。図８に環状巻線とした例を示す。Ｂ相巻線Ａ０Ｆは破線Ｆ５２と巻線Ｆ５１に示すように、スロットＡ０９からその外径側へ環状に巻線を巻回している。環状巻線Ａ０Ｆと環状巻線Ａ０Ｊを直列に接続すると、図１の全節巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊと電磁気的に同一の効果となる。図８に示す他の相の環状巻線についても同様である。
次に図９に、図１のモータに電流を通電する回路の例を示す。８７Ｇは電源である。８７ＤはＡ相巻線、８７ＥはＢ相巻線、８７ＦはＣ相巻線である。８７１と８７２はトランジスタで、両トランジスタをオンすることにより電源８７Ｇの電圧を印加し、Ａ相巻線８７Ｄに流れるＡ相電流Ｉａを増加させる。両トランジスタをオフすると、ダイオード８７７、８７８を経由してＡ相電流Ｉａが流れ、Ａ相電流Ｉａを減少させると共にＡ相巻線８７Ｄの磁気エネルギーを電源へ回生する。両トランジスタ８７１、８７２の片方だけがオンすると、フライホイール電流を通電する状態となる。すなわち、トランジスタ８７１だけをオンすると、Ａ相電流Ｉａはトランジスタ８７１と巻線８７Ｄとダイオード８７７を通って一巡する電流となり、電源８７Ｇとは分離した状態になる。このように、力行とフライホイールと回生の３種類の通電モードを選択してＡ相電流Ｉａの増減を制御することができる。
８７ＥはＢ相巻線で、Ａ相と同様に、トランジスタ８７３と８７４でＢ相電流Ｉｂを制御する。８７９、８７Ａは回生用のダイオードである。８７ＦはＣ相巻線で、Ａ相と同様に、トランジスタ８７５と８７６でＣ相電流Ｉｃを制御する。８７Ｂ、８７Ｃは回生用のダイオードである。なお、電流通電用のトランジスタは、各種の半導体などが使用できる。例えば、ＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、ＳｉＣを活用したトランジスタなどである。
次に、図１に示すモータの各回転位置θｒにおけるトルクの発生に関し、静的なトルク特性について説明する。単純には、図１０に示すようにＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃを通電することができれば、各回転位置θｒにおいてトルクを発生できる。順を追って説明する。
図１はθｒ＝１５°であり、巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧへＡ相電流Ｉａを通電し、同時に、巻線Ａ０Ｈ、Ａ０ＥへＡ相電流Ｉａと同じ大きさのＣ相電流Ｉｃを通電する。Ｂ相電流Ｉｂは零とする。この時、両電流Ｉａ、Ｉｃにより、Ｆ０１で示す磁束φａｃが誘起し、吸引力が生成され、矢印で示すＣＣＷのトルクが発生する。破線の矢印方向のＦ０３の磁束φｃｂは、アンペアの法則「磁界の強さをある閉路について周回積分した値は、その閉路に鎖交する電流値の合計となる」に従って、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃとが同じ大きさで逆方向に鎖交することから鎖交する電流値の合計が零となり、磁束Ｆ０３は零となる。ＢＡ相のステータ磁極Ａ０３からＡ０６へ向かう磁束φｂａも同じ関係なので零となる。図２はθｒ＝３０°であり、図１の動作が継続する。
図３はθｒ＝４５°であり、この回転位置まで来るとＡＣ相ステータ磁極Ａ０１とＡ０４では回転トルクを発生することはできない。両電流Ｉａ、Ｉｃを零とすると同時に、Ｂ相電流ＩｂとＡ相電流Ｉａとに同じ値の電流を通電する。この時、Ａ相電流Ｉａは、結局、通電状態が継続することになる。両電流Ｉｂ、Ｉａにより、ＢＡ相ステータ磁極Ａ０３、Ａ０６へＦ２１で示す磁束φａｃが誘起し、吸引力が生成され、矢印で示すＣＣＷのトルクが発生する。他のＡＣ相、ＣＢ相のステータ磁極の方向へは、アンペアの法則より磁束が発生しない。図４はθｒ＝５２．５°であり、図３の動作が継続する。図５はθｒ＝６０°であり、図４の動作が継続する。図６はθｒ＝６７．５°であり、図５の動作が継続する。
図７はθｒ＝７５°であり、この回転位置まで来るとＢＡ相ステータ磁極Ａ０３とＡ０６では回転トルクを発生することはできない。両電流Ｉｂ、Ｉａを零とすると同時に、Ｃ相電流ＩｃとＢ相電流Ｉｂとに同じ値の電流を通電する。この時、Ｂ相電流Ｉｂは、結局、通電状態が継続することになる。両電流Ｉｃ、Ｉｂにより、ＣＢ相ステータ磁極Ａ０５、Ａ０２へＦ４１で示す磁束φｃｂが誘起し、吸引力が生成され、矢印で示すＣＣＷのトルクが発生する。他のＢＡ相、ＡＣ相のステータ磁極の方向へは、アンペアの法則より磁束が発生しない。図８はθｒ＝９０°であり、図７の動作が継続する。図８のロータ回転位置θｒ＝９０°からＣＣＷへ１５°進むとθｒ＝１０５°となり、その状態は図１のロータ回転位置θｒ＝１５°と全く同じ状態となる。
以上示したように、モータの通電サイクルを一巡したことになり、図１から図８までの通電サイクルを繰り返すことにより連続的にＣＣＷのトルクを生成することができることになる。しかし、Ａ相巻線Ｗａ、Ｂ相巻線Ｗｂ、Ｃ相巻線Ｗｃは相互に複雑な磁気的な結合関係となっていて、前記の方法では回転速度が速くなると期待する電流を通電できないという問題がある。後にこの詳細な分析結果と解決策を示す。
次に、全節巻きＳＲＭの特徴について考える。ＳＲＭの共通の特徴は、永久磁石を使用せずにモータを構成できるので低コストである。ロータが堅牢なので、高速回転が可能である。全節巻きＳＲＭは、図８５に示す集中巻きＳＲＭに比較して、スロット内の巻線断面積を２倍にできるので巻線抵抗を約１／２に小さくでき、ジュール損の低減によりモータの小型化、低コスト化が可能である。
また、図１で示したように、モータのＡ相巻線Ｗａ、Ｂ相巻線Ｗｂ、Ｃ相巻線Ｗｃの内に２個の巻線に通電することによりトルクを発生する。この時、図９に示した回路のように、３個の巻線と回路が相互に独立している場合には、２個の巻線と回路から並列に給電できることになる。これは、図８５に示す集中巻きＳＲＭの場合に比較し、トランジスタの電流容量を１／２にできることを意味し、制御回路を１／２に小型化できることになる。永久磁石を使用するブラシレスモータを星形結線として６個のトランジスタで３相交流電流を通電する場合に比較しても、同様の理由で、制御回路を１／２に小型化できる可能性がある。要約すると、図１のモータを図９などの回路で効果的に制御することができれば、モータと制御回路の小型化、低コスト化の可能性がある。後に具体的なモータ構造を含む制御の方法などを示す。
次に、全節巻きＳＲＭの問題点とその分析について、改めて、説明する。第１の問題点は、各相の巻線間に複雑に鎖交する磁束に起因する問題である。図８５に示した従来の集中巻きＳＲＭのＵ相の磁束φｕ、Ｖ相の磁束φｖ、Ｗ相の磁束φｗは、それぞれが独立していて、相互に干渉することはない。具体的には、一つの相の磁束が他の相の巻線へ鎖交することはない。この磁気的関係は、定性的に、図１１の様に表現できる。ＭＫ１はＵ相の磁気回路で、ステータ磁極８６１、８６４とステータのバックヨークとロータ突極８６Ｌ、８６Ｑとで構成される磁気的な閉回路をイメージしている。図８５の磁束８６Ｍが図１１のＵ相磁束φｕである。ＭＫ４はＵ相の巻線で、図８５の巻線８６７、８６８と８６Ｅ、８６Ｄを直列に接続した巻線に相当する。
ＭＫ２はＶ相の磁気回路で、ステータ磁極８６３、８６６とステータのバックヨークとＶ相のステータ磁極に対向するロータ突極とで構成される磁気的な閉回路をイメージしている。Ｖ相磁束φｖについてもＵ相と同様である。ＭＫ５はＶ相の巻線で、図８５の巻線８６Ｂ、８６Ｃと８６Ｊ、８６Ｈを直列に接続した巻線に相当する。
ＭＫ３はＷ相の磁気回路で、ステータ磁極８６５、８６２とステータのバックヨークとＷ相のステータ磁極に対向するロータ突極とで構成される磁気的な閉回路をイメージしている。Ｗ相磁束φｗについてもＵ相と同様である。ＭＫ６はＷ相の巻線で、図８５の巻線８６Ｆ、８６Ｇと８６Ａ、８６９を直列に接続した巻線に相当する。
このような図１１の磁気的関係は、各相の電流、磁束、電圧が相関で独立しているのでその制御的な困難さは少ない。各巻線のインダクタンスは自己インダクタンスである。
図８５の集中巻きＳＲＭに対し、図１に示す全節巻きＳＲＭの磁気的な結合関係は複雑である。Ｆ０１のＡＣ相の磁束φａｃは、Ａ０ＤとＡ０ＧのＡ相巻線ＷａのＡ相電流ＩａとＡ０ＨとＡ０ＥのＣ相巻線ＷｃのＣ相電流Ｉｃによって励磁することができると説明した。しかし、この磁束φａｃは、Ａ０ＦとＡ０ＪのＢ相巻線Ｗｂとも鎖交しており、Ｂ相電流Ｉｂの影響も受ける。逆に、ＡＣ相の磁束φａｃは各相巻線に鎖交しているので、Ａ相巻線ＷａのＡ相電圧Ｖａ、Ｂ相巻線ＷｂのＢ相電圧Ｖｂ、Ｃ相巻線ＷｃのＣ相電圧Ｖｃに影響する。この関係は、Ｆ０２のＢＡ相磁束φｂａ、Ｆ０３のＣＢ相磁束φｃｂについても同様で、各相巻線との相互の複雑な鎖交関係である。３相で３線の相互インダクタンスの構成となっている。
集中巻きＳＲＭの電磁気的モデルである図１１に相当する図として、全節巻きＳＲＭの電磁気的モデルを図１２に示す。
ＭＴ１はＡＣ相の磁気回路で、ＡＣ相ステータ磁極Ａ０１、Ａ０４とステータのバックヨークとＡＣ相のステータ磁極に対向するロータ突極とで構成される磁気的な閉回路をイメージしている。図１の磁束Ｆ０１が図１２のＡＣ相磁束φａｃである。
ＭＴ２はＢＡ相の磁気回路で、ＢＡ相ステータ磁極Ａ０３、Ａ０６とステータのバックヨークとＢＡ相のステータ磁極に対向するロータ突極とで構成される磁気的な閉回路をイメージしている。図１の磁束Ｆ０２が図１２のＢＡ相磁束φｂａである。
ＭＴ３はＣＢ相の磁気回路で、ＣＢ相ステータ磁極Ａ０５、Ａ０２とステータのバックヨークとＣＢ相のステータ磁極に対向するロータ突極とで構成される磁気的な閉回路をイメージしている。図１の磁束Ｆ０３が図１２のＣＢ相磁束φｃｂである。
ＭＴ４はＡ相の巻線で、図１の巻線Ａ０ＤとＡ０ＧのＡ相全節巻き巻線Ｗａに相当する。ＭＴ５はＢ相の巻線で、図１の巻線Ａ０ＦとＡ０ＪのＢ相全節巻き巻線Ｗｂに相当する。ＭＴ６はＣ相の巻線で、図１の巻線Ａ０ＨとＡ０ＥのＣ相全節巻き巻線Ｗｃに相当する。各相巻線の巻き方向がそれぞれに異なっている。
図１２に示すように、各磁気回路ＭＴ１、ＭＴ２、ＭＴ３に各３相巻線を巻回した構成で、３巻線の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃが３個の磁束φａｃ、φｂｃ、φｃｂに影響を与える。３巻線の相互インダクタンスが３個組み合わされている。逆に、３個の磁束φａｃ、φｂｃ、φｃｂが３巻線それぞれに鎖交しており、３巻線の電圧に影響を与える。例えば、ＡＣ磁束φａｃが発生する電圧（Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ）は、正負の符号は異なるが同じ大きさの電圧が３巻線に発生することになる。
なお、図１２では、各巻線の漏れ磁束と巻線抵抗は零として無視して説明した。また、図１において、例えば、ステータ磁極Ａ０６からステータ磁極Ａ０１へ向かう磁束成分は、Ｆ０１のＡＣ相磁束φａｃとＦ０２のＢＡ相磁束φｂａに分解して考えることができ、表現できる。
全節巻きＳＲＭの電磁気的モデルである図１２は、集中巻きＳＲＭの電磁気的モデルである図１１に比較して、各相の相互関係が複雑な構成であることが良く解る。一見して類似しているようにも見える両モータは、全く異なる電磁気特性を示すことを明らかにした。このような図１２の構成で、３個の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃにより３個の磁束φａｃ、φｂｃ、φｃｂを自在に制御することが可能であって、かつ、３個の巻線の制御回路および電源電圧の都合上を含めて３個の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを自在に制御することが可能であれば、図１に示すモータの特長を生かしたモータシステムの実現が可能となる。
次に全節巻きＳＲＭの第２の問題点は、軟磁性体の磁気的に非線形な領域の特性を電圧方程式として扱う技術的な方法の問題と全節巻きＳＲＭの特性の数式化の問題である。
図１４に軟磁性体の磁気特性の例を示す。横軸は磁界の強さＨで、縦軸は磁束密度である。今、磁界の強さＨ＝Ｉｆｏで磁束密度Ｂｆｏの動作点ＨＢ１を、磁気飽和と呼ぶことにする。変圧器などの磁気設計を行う場合などは、磁気飽和の７０〜８０％程度で設計することが多い。しかし、モータは小型化、軽量化、低コスト化の追求が進み、磁気飽和の点ＨＢ１を超えた磁気設計を行うことが少なくない。特にリラクタンスモータは磁気抵抗の差で力を発生するので、磁気飽和領域を使用することが多い。ただし、小さなモータであれば、最大電流を通電しても磁気飽和しない。
前記のように、軟磁性体の磁気飽和領域での動作を前提とするモータの特性式に、電流と磁束の比例定数であるインダクタンスＬあるいは相互インダクタンスＭを使用してモータ特性を論ずることに無理がある。また２個以上の多数の巻線に複数の磁束が鎖交する場合の表現方法としても難しさがある。非線形なインダクタンスＬあるいは相互インダクタンスＭを使用したモータの特性式では、その特性を把握することが難しい。また、何らかの改善策の立案に対して、その妥当性の評価が難しい。
次に、全節巻きＳＲＭの第３の問題点は、相互インダクタンスに起因して各巻線間の電圧の相互作用があり、電流の具体的な制御回路における制約の問題がある。例えば、一つの巻線で電流を減少させている間には、他の相の巻線の電流を増加できないような制約関係が発生する。モータの改良、あるいは、電力変換器の改良、あるいは、電流制御アルゴリズムの改良が必要となる。
次に、全節巻きＳＲＭの第４の問題点は、各相巻線の周辺で部分的に発生する漏れ磁束の問題と磁気飽和の問題である。多くのモータ用途では、連続出力トルクの数倍のピークトルクを必要とすることが多い。
図１５にモータのトルク特性の例を示す。横軸はモータの電流Ｉｘで縦軸はトルクＴである。太線で示す特性Ｔｒｍはモータ特性の例である。電流Ｉｘの小さな領域からＩｘ＝Ａ２の動作点Ｔｎｂまでは電流Ｉｘの増加と共にほぼ比例的にトルクＴが増加する特性である。動作点Ｔｎｂより動作点Ｔｎｃにかけては、電流Ｉｘの増加に対してトルク増加が少なく、いわゆるトルク飽和の領域となっている。このような特性で、動作点ＴｎｂのトルクＴ２がこのモータのピークトルクである。モータ特性として、ピークトルクを大きくできればモータの小型化、低コスト化が可能となり、重要な特性である。
図１に示す全節巻きＳＲＭのスロットの巻線に電流を通電すると、スロットの開口部近傍には漏れ磁束が発生する。例えば、Ａ０ＨのＣ相巻線にＣ相電流Ｉｃを通電すると、Ｆ０１のＡＣ相磁束φａｃなどの他に、ステータ磁極Ａ０４の先端近傍からステータ磁極Ａ０５にかけて、スロットＡ０Ｂの開口部近傍で磁束φｙｙが誘起する。この磁束φｙｙは漏れ磁束であり、ステータ磁極Ａ０４、Ａ０５を早め、図１５で示したピークトルクＴ２を低下させてしまう。筆者らの有限要素法解析および試作モータの評価でも、全節巻きＳＲＭの問題の一つであった。
次に、全節巻きＳＲＭの第５の問題点は、各相巻線の抵抗値の問題である。全節巻きＳＲＭのスロット内の巻線断面積Ｓｆｆは、集中巻きＳＲＭのスロット内の巻線断面積Ｓｓｓに比較して２倍にできるので巻線抵抗を約１／２に小さくでき、ジュール損の低減によりモータの小型化、低コスト化が可能である。しかし、コイルエンド部が長くなるので、モータのロータ軸方向長が大きくなる問題、スロット部以外の巻線長が長くなるため巻線抵抗が大きくなる問題もある。
次に、全節巻きＳＲＭの第６の問題点は、ステータ磁極とロータ突極の間のエアギャップ長と磁束を誘起する励磁電流負担との問題である。図１５で示すように、電流の小さな領域、例えば、電流ＩｘがＡ１以下の領域ではトルクが小さい。エアギャップ長が大きくなるとＡ１、Ａｇの値も大きくなる傾向がある。エアギャップ長が小さくなると、モータの機械的精度を高くする必要が出てきて、ロータの遠心力に起因した膨張による外径寸法の増大も問題となる。なお、図１５の特性Ｔｇｚは、ステータ磁極とロータ突極の間のエアギャップが零である場合の、トルクの理論的理想曲線である。特に、電流が小さい領域ではトルクが小さく、動作点Ｔｎａ辺りまでの領域ではトルクが電流の二乗特性となる。理論的理想曲線とトルク特性Ｔｒｍとの電流差はＡｇである。
以上、全節巻きＳＲＭの各種の問題点を示したように、従来モータとは異なる面があり、本発明モータは前記の各問題を解決するため、モータの構造とその電流を通電する回路と電圧、電流の制御アルゴリズムとが密接に関わるモータシステムの構成を提案する。
次に、全節巻きＳＲＭの問題点を解決する方法を示す。まず、図１、図１２で示した各相巻線と各磁束との相互作用の問題について、相関の相互作用のない複数の非干渉電流成分に分解して表現し、制御する方法を考える。複数の非干渉電流成分を合成すると、則ち電流成分の逆変換により、図１、図１２で示したＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃとなる。また、電流成分の順変換の方法を明らかにする。複数の非干渉電流成分の電圧方程式を明らかにする。各相の電流と電圧の特性を一般式として明らかにする。モータのトルク、パワーを明らかにする。また、磁気的に非線形であることを前提とし、非線形なインダクタンスＬあるいは非線形な相互インダクタンスＭを使用しない表現とする。代わりに、磁気的に非線形な領域の特性を明らかにするため、磁束φあるいは磁束鎖交数Ψを用いる。なお、現代では、モータの特性解析に有限要素法などを用いることが多く、各ロータ回転位置での各相電流値における磁束データを容易に得ることができる。
従って、モータの各変数の組み合わせ条件における磁束データをテーブル化することは比較的容易である。この結果、物理原則に忠実な表現、制御を実現することになり、誤差の少ない表現、制御とすることができる。
具体的な非干渉電流成分の例を図１６に示す。ＦＤ２とＦＤ８は全節巻きの電流成分Ｉａｃであり、ＦＤ９とＦＤ３は全節巻きの電流成分Ｉｃａであり、ＩａｃとＩｃａは同じ電流値とする。Ｆ０６とＦＤＦは全節巻きの電流成分Ｉｂａであり、ＦＤ１とＦＤ７は全節巻きの電流成分Ｉａｂであり、ＩｂａとＩａｂは同じ電流値とする。ＦＤＤとＦＤ４は全節巻きの電流成分Ｉｃｂであり、ＦＤ５とＦＤＥは全節巻きの電流成分Ｉｂｃであり、ＩｃｂとＩｂｃは同じ電流値とする。
Ｉａｃ＝Ｉｃａ （１）
Ｉｂａ＝Ｉａｂ （２）
Ｉｃｂ＝Ｉｂｃ （３）
Ａ相の電流Ｉａ、Ｂ相の電流Ｉｂ、Ｃ相の電流Ｉｃは、各スロットの電流の合計であり、次に示す電流成分の逆変換の式が成り立つ。
Ｉａ＝Ｉａｃ＋Ｉａｂ （４）
Ｉｂ＝Ｉｂａ＋Ｉｂｃ （５）
Ｉｃ＝Ｉｃｂ＋Ｉｃａ （６）
図１６と（１）式から（６）式による電磁気的な特性について説明する。電流成分ＩａｃとＩｃａは同じ電流値なので、ステータ磁極Ａ０４からＡ０１の方向のＦＤＡＣで示すＡＣ相磁束φａｃを励磁する起磁力ＨＡＣａｃを、アンペアの法則に従って生成する。
ＨＡＣａｃ＝Ｎｗ×（Ｉａｃ＋Ｉｃａ）＝２×Ｎｗ×Ｉａｃ （７）
一方、これらの電流成分ＩａｃとＩｃａがＦＤＢＡのＢＡ相磁束φｂａを励磁する起磁力ＨＢＡａｃは、アンペアの法則でその経路に鎖交する電流が零となる。
また、これらの電流成分ＩａｃとＩｃａがＦＤＣＢのＣＢ相磁束φｃｂを励磁する起磁力ＨＣＢａｃも、アンペアの法則でその経路に鎖交する電流が零となる。
ＨＢＡａｃ＝Ｎｗ×（Ｉａｃ−Ｉｃａ）＝０ （８）
ＨＣＢａｃ＝Ｎｗ×（Ｉｃａ−Ｉａｃ）＝０ （９）
従って、電流成分ＩａｃとＩｃａはＡＣ相磁束φａｃを励磁するが他のＢＡ相磁束φｂａ、ＣＢ相磁束φｃｂには電磁気的に影響しない特性である。なお、図１６には、各ステータ磁極の磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂと各電流成分Ｉａｃ、Ｉａｂ、Ｉｂａ、Ｉｂｃ、Ｉｃｂ、Ｉｃａを分かり易いように付記している。
電流成分ＩｂａとＩａｂも同じ電流値なので、ステータ磁極Ａ０６からＡ０３の方向のＦＤＢＡで示すＢＡ相磁束φｂａを励磁する起磁力ＨＢＡｂａを、アンペアの法則に従って生成する。また、これらの電流成分ＩｂａとＩａｂがＡＣ相磁束φａｃを励磁する起磁力ＨＡＣｂａとＣＢ相磁束φｃｂを励磁する起磁力ＨＣＢｂａは、アンペアの法則でその経路に鎖交する電流が零となる。
ＨＢＡｂａ＝Ｎｗ×（Ｉｂａ＋Ｉａｂ）＝２×Ｎｗ×Ｉｂａ （１０）
ＨＡＣｂａ＝Ｎｗ×（Ｉａｂ−Ｉｂａ）＝０ （１１）
ＨＣＢｂａ＝Ｎｗ×（Ｉｂａ−Ｉａｂ）＝０ （１２）
電流成分ＩｃｂとＩｂｃも同じ電流値なので、ステータ磁極Ａ０２からＡ０５の方向のＦＤＣＢで示すＢＡ相磁束φｃｂを励磁する起磁力ＨＣＢｃｂを、アンペアの法則に従って生成する。また、これらの電流成分ＩｃｂとＩｂｃがＡＣ相磁束φａｃを励磁する起磁力ＨＡＣｃｂとＢＡ相磁束φｂａを励磁する起磁力ＨＢＡｃｂは、アンペアの法則でその経路に鎖交する電流が零となる。
ＨＣＢｃｂ＝Ｎｗ×（Ｉｃｂ＋Ｉｂｃ）＝２×Ｎｗ×Ｉｃｂ （１３）
ＨＡＣｃｂ＝Ｎｗ×（Ｉｃｂ−Ｉｂｃ）＝０ （１４）
ＨＢＡｃｂ＝Ｎｗ×（Ｉｂｃ−Ｉｃｂ）＝０ （１５）
これらを合計して、φａｃを励磁する起磁力は（７）式と（１１）式と（１４）式により、次式となる。
ＨＡＣａｃ＋ＨＡＣｂａ＋ＨＡＣｃｂ＝２×Ｎｗ×Ｉａｃ （１６）
同様に合計して、φｂａを励磁する起磁力は（８）式と（１０）式と（１４）式により、次式となる。
ＨＢＡａｃ＋ＨＢＡｂａ＋ＨＢＡｃｂ＝２×Ｎｗ×Ｉｂａ （１７）
同様に合計して、φｃｂを励磁する起磁力は（９）式と（１２）式と（１３）式により、次式となる。
ＨＣＢａｃ＋ＨＣＢｂａ＋ＨＣＢｃｂ＝２×Ｎｗ×Ｉｃｂ （１８）
以上、（１６）式、（１７）式、（１８）式から、図１６で示す磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂは、電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂにより、それぞれ独立に制御できることが解る。これは、図１２で示した各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの複雑な相互作用を解消できることでもある。さらに、図１２において、磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂを同時に自在に制御できるので、図２の磁束Ｆ０１、Ｆ０２、Ｆ０３を同時に自在にその大きさ制御でき、ＣＣＷのトルクとＣＷのトルクとの差分でモータを駆動することもできる。３相を交互に制御するだけでなく、３相を同時に連続的に制御することが容易となる。
また、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを各電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂへ変換する方法は、（１）式から（３）式と（４）式から（６）式の逆変換式を使用して、次式の各相電流の順変換式となる。
Ｉａｃ＝（Ｉａ−Ｉｂ＋Ｉｃ）／２ （１９）
Ｉｂａ＝（Ｉａ＋Ｉｂ−Ｉｃ）／２ （２０）
Ｉｃｂ＝（−Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｃ）／２ （２１）
従って、各相の電流とＩａ、Ｉｂ、Ｉｃと各電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂとの相互変換は、（４）式、（５）式、（６）式の逆変換式と（１９）式、（２０）式、（２１）式の順変換式を使用して容易に行うことができる。
図１と図１６および前記逆変換式、順変換式の関係は、図１２の電磁気的な複雑な関係を図１３に示す簡素な関係に置き換えたと考えることができる。ＭＦ１は電流の座標を変換する電流座標変換器であり、具体的な機能は（４）式、（５）式、（６）式で示す電流値の逆変換と（１９）式、（２０）式、（２１）式で示す電流値の順変換である。ＭＦ２は仮想の巻線ＷａｃとＷｃａを直列に接続した巻線で、電流Ｉａｃを通電する。ＭＦ３は仮想の巻線ＷｂａとＷａｂを直列に接続した巻線で、電流Ｉｂａを通電する。ＭＦ４は仮想の巻線ＷｃｂとＷｂｃを直列に接続した巻線で、電流Ｉｃｂを通電する。各相の磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂを同時に自在に制御できる。各電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂは、図１３のような構成が可能な電流値と定義して求める値である。
次に、各電流成分Ｉａｃ、Ｉｃａ、Ｉｂａ、Ｉａｂ、Ｉｃｂ、Ｉｂｃとこれらの電流を通電する巻線があるとした時のそれぞれの電圧Ｖａｃ、Ｖｃａ、Ｖｂａ、Ｖａｂ、Ｖｃｂ、Ｖｂｃについて説明する。電流成分Ｉａｃを通電する巻線ＷａｃとＩｃａを通電する巻線Ｗｃａが存在すると仮定してそれぞれの電圧ＶａｃとＶｃａする。電圧Ｖａｃは、図１６において巻線ＦＤ２とＦＤ８を全節巻きとした巻線の電圧であり、磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂと鎖交していて複雑である。電圧Ｖｃａは、図１６において巻線ＦＤ９とＦＤ３を全節巻きとした巻線の電圧であり、磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂと鎖交していて、この値も複雑である。しかし、これらの全節巻線ＷａｃとＷｃａを２個直列に接続すると、磁束φｂａ、φｃｂはキャンセルされて鎖交しない構成である。
今、これらの全節巻線を２個直列に接続した巻線の両端間電圧をＶ２ａｃとすると、磁束φａｃに鎖交する次式となる。
Ｖ２ａｃ＝Ｖａｃ+ Ｖｃａ
＝２×（Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ＋Ｉａｃ×Ｒａｃ） （２２）
ここで、Ｒａｃは仮想の全節巻線の抵抗値である。
ＢＡ相、ＣＢ相も同様の関係となっており、次式となる。
Ｖ２ｂａ＝Ｖｂａ＋Ｖａｂ
＝２×（Ｎｗ×ｄφｂａ／ｄｔ＋Ｉｂａ×Ｒｂａ） （２３）
Ｖ２ｃｂ＝Ｖｃｂ＋Ｖｂｃ
＝２×（Ｎｗ×ｄφｃｂ／ｄｔ＋Ｉｃｂ×Ｒｃｂ） （２４）
ここで、Ｒｂａ、Ｒｃｂは仮想の全節巻線の抵抗値である。
次に、入力パワーＰｉｎは３相の電圧と電流の積和であり、次式となる。
Ｐｉｎ＝Ｖ２ａｃ×Ｉａｃ＋Ｖ２ｂａ×Ｉｂａ＋Ｖ２ｃｂ×Ｉｃｂ （２５）
＝２×（Ｎｗ×Ｉａｃ×ｄφａｃ／ｄｔ＋Ｉａｃ２×Ｒａｃ）
＋２×（Ｎｗ×Ｉｂａ×ｄφｂａ／ｄｔ＋Ｉｂａ２×Ｒｂａ）
＋２×（Ｎｗ×Ｉｃｂ×ｄφｃｂ／ｄｔ＋Ｉｃｂ２×Ｒｃｂ） （２６）
ここで、各磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂについては後に示す。
次に、トルクＴはモータのパワーを回転角速度ωｒで徐すれば良いので、次式となる。 Ｔ＝Ｐｉｎ／ωｒ （２７）
但し、ここでは、巻線抵抗、鉄損、機械損は無視している。また、モータ内の磁気エネルギーについても、各巻線電流が十分に大きい領域であることを想定し、無視している。正確には次式の関係である。
[ 入力パワーＰｉｎ] ＝Ｔ×ωｒ＋[ モータ内磁気エネルギーの時間変化分]
＋[ ジュール損] ＋[ 鉄損] ＋[ その他機械損等] （２８）
また、ここでは定性的な関係を示しており、空隙部の漏れ磁束、軟磁性体の非線形性などに起因する誤差も発生する。より正確な制御は、後に示すように、モータの有限要素法などの解析により容易に得られる各電流条件における磁束データ等をデータベースとして持ち、その磁束データを各式に当てはめることなどにより実現することができる。
次に、ＡＣ相の磁束φａｃ、ＡＣ相の全節巻線ＷａｃとＷｃａを２個直列に接続した仮想巻線のインダクタンスＬａｃ、この仮想巻線の電圧Ｖ２ａｃ、ＡＣ相のパワーＰａｃ、ＡＣ相のトルクＴａｃについてその具体的な値を求める。
モータモデルは、図１のモータを図１６の電流成分に変換したモデルである。モータパラメータは、ステータ磁極とロータ突極が対向する部分のエアギャップ長をＬｇａｐ、ステータおよびロータのロータ軸方向長さをｔｃ、ロータ半径をＲ、真空透磁率μｏ＝４π×１０-7とする。今、モータのバックヨーク、ステータ磁極、ロータ突極など軟磁性体部の比透磁率は十分に大きく、磁気抵抗は零であると仮定する。
まず最初に、電流の大きさの条件として各相の電流値は小さく、各軟磁性体の磁束密度は比較的小さいので、軟磁性体が磁気的にほぼ線形である動作領域について各値を求める。ＡＣ相のエアギャップ部の磁界の強さＨａｃと磁束密度Ｂａｃと磁束φａｃは次式となる。
２×Ｌｇａｐ×Ｈａｃ＝Ｎｗ×（Ｉａｃ＋Ｉｃａ）＝２×Ｎｗ×Ｉａｃ （２９）
Ｂａｃ＝μｏ×Ｈａｃ
＝μｏ×Ｎｗ×Ｉａｃ／Ｌｇａｐ （３０）
φａｃ＝Ｂａｃ×Ｓａｃ
＝μｏ×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×Ｉａｃ×（θｒ−θｏｆｆ） （３１）
ここで、ＳａｃはＡＣ相のステータ磁極とロータ突極が対向する部分の面積であり、（θｒ−θｏｆｆ）はＡＣ相のステータ磁極とロータ突極とが対向する部分の円周方向回転角の幅である。θｏｆｆはＡＣ相固有の回転位置のオフセット量であり、図１の場合はθｏｆｆ＝１５°である。そして、この（３１）式は（θｒ−θｏｆｆ）が０°から３０°の間で成り立つ式である。すなわち、θｒが１５°から４５°の間ではＣＣＷのトルクを発生することが可能である。
次に、ＡＣ相の全節巻線ＷａｃとＷｃａを２個直列に接続した仮想巻線のインダクタンスＬａｃを求めるために、ＡＣ相の磁束鎖交数Ψａｃを（３１）式を使用して求める。
Ｌａｃ×Ｉａｃ＝２×Ｎｗ×φａｃ＝Ψａｃ （３２）
Ｌａｃ＝２×Ｎｗ×φａｃ／Ｉａｃ （３３）
＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ×（θｒ−θｏｆｆ） （３４）
ここで、インダクタンスＬａｃはロータの回転位置θｒに依存して大きく変化するので、電流制御においては回転位置θｒに応じて電流制御のパラメータを適正に可変することが好ましい。また、このインダクタンスＬａｃは電流Ｉａｃが小さく、軟磁性体が磁気飽和しない領域で成り立つ式である。
次に、ＡＣ相ステータ磁極の巻線ＷａｃとＷｃａの直列電圧Ｖ２ａｃ＝Ｖａｃ＋Ｖｃａは、（３１）式を使用して次式となる。
Ｖ２ａｃ＝２×Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ （３５）
＝２×Ｎｗ×ｄ｛μｏ×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×Ｉａｃ×（θｒ−θｏｆｆ）｝／ｄｔ （３６）
＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ
×ｄ｛Ｉａｃ×（θｒ−θｏｆｆ）｝／ｄｔ （３７）
＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ
×｛（ｄＩａｃ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉａｃ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （３８）
もし（３８）式で、ＡＣ相のステータ磁極の電流成分Ｉａｃが一定である期間については、微分式の第１項が零となり、電圧Ｖａｃが簡略化できて、回転角速度ωｒに比例する次式となる。電圧成分が軽減できる。
Ｖ２ａｃ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉａｃ
×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ （３９）
＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉａｃ×ωｒ （４０）
次に、ＡＣ相のパワー入力ＰａｃとＡＣ相のトルクＴａｃを求める。
なお、軟磁性体が磁気的に線形な領域であり、また、図１においてθｒが１５°から４５°の間で成り立つ。
Ｐａｃ＝Ｖ２ａｃ×Ｉａｃ
＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉａｃ
×｛（ｄＩａｃ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉａｃ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （４１）
Ｔａｃ＝Ｐａｃ／ωｒ
＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉａｃ
×｛（ｄＩａｃ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉａｃ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝／ωｒ （４２）
ここで、損失分等は無視しており、正確には（２８）式の関係である。
以上、ＡＣ相のθｒが１５°から４５°の範囲における磁束密度Ｂａｃ、磁束φａｃ、仮想巻線の電圧Ｖ２ａｃパワーＰａｃ、トルクＴａｃの具体的な値を求めた。なお、この範囲ではＡＣ相ステータ磁極はＣＣＷトルクを発生することができる。
次に、前記ＡＣ相と同様に、ＢＡ相について磁界の強さＨｂａ、磁束密度Ｂｂａ、磁束φｂａ、インダクタンスＬｂａ、仮想巻線の電圧Ｖ２ｂａ、パワーＰｂａ、トルクＴｂａを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＢＡ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝４５°となる。ロータ回転位置θｒが４５°から７５°の範囲における各値である。ＢＡ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＣＷトルクを発生することができる。電流の大きさの条件は、電流値は小さく、軟磁性体が磁気的にほぼ線形である動作領域について求める。
２×Ｌｇａｐ×Ｈｂａ＝Ｎｗ×（Ｉｂａ＋Ｉａｂ）＝２×Ｎｗ×Ｉｂａ （４８）
Ｂｂａ＝μｏ×Ｎｗ×Ｉｂａ／Ｌｇａｐ （４９）
φｂａ＝μｏ×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×Ｉｂａ×（θｒ−θｏｆｆ） （５０）
Ｌｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ×（θｒ−θｏｆｆ） （５１）
Ｖ２ｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ
×｛（ｄＩｂａ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｂａ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （５２）
Ｐｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｂａ
×｛（ｄＩｂａ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｂａ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （５３）
Ｔｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｂａ
×｛（ｄＩｂａ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｂａ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝／ωｒ （５４）
次に、同様に、ＣＢ相について磁界の強さＨｃｂ、磁束密度Ｂｃｂ、磁束φｃｂ、インダクタンスＬｃｂ、仮想巻線の電圧Ｖ２ｃｂ、パワーＰｃｂ、トルクＴｃｂを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＣＢ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝７５°となる。ロータ回転位置θｒが７５°から１０５°の範囲における各値である。ＣＢ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＣＷトルクを発生することができる。電流の大きさの条件は、電流値は小さく、軟磁性体が磁気的にほぼ線形である動作領域について求める。
２×Ｌｇａｐ×Ｈｃｂ＝Ｎｗ×（Ｉｃｂ＋Ｉｂｃ）＝２×Ｎｗ×Ｉｃｂ （５５）
Ｂｃｂ＝μｏ×Ｎｗ×Ｉｃｂ／Ｌｇａｐ （５６）
φｃｂ＝μｏ×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×Ｉｃｂ×（θｒ−θｏｆｆ） （５７）
Ｌｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ×（θｒ−θｏｆｆ） （５８）
Ｖ２ｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ
×｛（ｄＩｃｂ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｃｂ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （５９）
Ｐｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｃｂ
×｛（ｄＩｃｂ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｃｂ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （６０）
Ｔｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｃｂ
×｛（ｄＩｃｂ／ｄｔ×（θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｃｂ×ｄ（θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝／ωｒ （６１）
次に、ＣＷのトルクを発生するロータ回転位置θｒの領域についての特性を示す。ＡＣ相について磁界の強さＨａｃ、磁束密度Ｂａｃ、磁束φａｃ、インダクタンスＬａｃ、仮想巻線の電圧Ｖ２ａｃ、パワーＰａｃ、トルクＴａｃを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＡＣ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝１５°となる。ロータ回転位置θｒが４５°から７５°の範囲における各値である。ＡＣ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＷトルクを発生することができる。電流の大きさの条件は、電流値は小さく、軟磁性体が磁気的にほぼ線形である動作領域について求める。
２×Ｌｇａｐ×Ｈａｃ＝Ｎｗ×（Ｉａｃ＋Ｉｃａ）＝２×Ｎｗ×Ｉａｃ （６２）
Ｂａｃ＝μｏ×Ｎｗ×Ｉａｃ／Ｌｇａｐ （６３）
φａｃ＝μｏ×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×Ｉａｃ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ） （６４）
Ｌａｃ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×（９０°−θｒ−θｏｆｆ） （６５）
Ｖ２ａｃ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ
×｛（ｄＩａｃ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉａｃ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （６６）
Ｐａｃ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉａｃ
×｛（ｄＩａｃ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉａｃ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （６７）
Ｔａｃ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉａｃ
×｛（ｄＩａｃ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉａｃ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝／ωｒ （６８）
次に、ＢＡ相について、ＣＷのトルクを発生するロータ回転位置θｒの領域の磁界の強さＨａｃ、磁束密度Ｂｂａ、磁束φｂａ、インダクタンスＬｂａ、仮想巻線の電圧Ｖ２ｂａ、パワーＰｂａ、トルクＴｂａを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＢＡ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝４５°となる。ロータ回転位置θｒが７５°から１０５°の範囲における各値である。ＢＡ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＷトルクを発生することができる。電流の大きさの条件は、電流値は小さく、軟磁性体が磁気的にほぼ線形である動作領域について求める。
２×Ｌｇａｐ×Ｈｂａ＝Ｎｗ×（Ｉｂａ＋Ｉａｂ）
＝２×Ｎｗ×Ｉｂａ （６９）
Ｂｂａ＝μｏ×Ｎｗ×Ｉｂａ／Ｌｇａｐ （７０）
φｂａ＝μｏ×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×Ｉｂａ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ） （７１）
Ｌｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×（９０°−θｒ−θｏｆｆ） （７２）
Ｖ２ｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ
×｛（ｄＩｂａ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｂａ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （７３）
Ｐｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｂａ
×｛（ｄＩｂａ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｂａ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （７４）
Ｔｂａ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｂａ
×｛（ｄＩｂａ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｂａ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝／ωｒ （７５）
次に、ＣＢ相について、ＣＷのトルクを発生するロータ回転位置θｒの領域の磁界の強さＨｃｂ、磁束密度Ｂｃｂ、磁束φｃｂ、インダクタンスＬｃｂ、仮想巻線の電圧Ｖ２ｃｂ、パワーＰｃｂ、トルクＴｃｂを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＣＢ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝７５°となる。ロータ回転位置θｒが１０５°から１３５°の範囲における各値である。ＣＢ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＷトルクを発生することができる。電流の大きさの条件は、電流値は小さく、軟磁性体が磁気的にほぼ線形である動作領域について求める。
２×Ｌｇａｐ×Ｈｂａ＝Ｎｗ×（Ｉｃｂ＋Ｉｂｃ）
＝２×Ｎｗ×Ｉｃｂ （７６）
Ｂｂａ＝μｏ×Ｎｗ×Ｉｃｂ／Ｌｇａｐ （７７）
φｃｂ＝μｏ×Ｎｗ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×Ｉｃｂ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ） （７８）
Ｌｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×ｔｃ×Ｒ／Ｌｇａｐ
×（９０°−θｒ−θｏｆｆ） （７９）
Ｖ２ｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ
×｛（ｄＩｃｂ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｃｂ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （８０）
Ｐｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｃｂ
×｛（ｄＩｃｂ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｃｂ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝ （８１）
Ｔｃｂ＝２×μｏ×Ｎｗ2 ×Ｒ×ｔｃ／Ｌｇａｐ×Ｉｃｂ
×｛（ｄＩｃｂ／ｄｔ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）
＋Ｉｃｂ×ｄ（９０°−θｒ−θｏｆｆ）／ｄｔ｝／ωｒ （８２）
次に、電流の大きさの条件として、各相の電流値が大きく、各軟磁性体が磁気飽和する程度の大きな磁束密度となっていて、軟磁性体が磁気的に非線形である動作領域について、各値を求める。例えば、図１４において、軟磁性体の動作点がＨＢ１より右側に位置するような動作点である。但し、磁気飽和はステータ磁極の先端部とロータ突極の先端部のみであり、バックヨーク、ステータ磁極の磁路、ロータ突極の磁路などは軟磁性体部の比透磁率は十分に大きく、磁気抵抗は零であると仮定する。近似式として求める。
ＡＣ相について磁束密度Ｂａｃ、磁束φａｃ、平均インダクタンスＬａｃ、仮想巻線の電圧Ｖ２ａｃ、パワーＰａｃ、トルクＴａｃを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＡＣ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝１５°となる。ロータ回転位置θｒが１５°から４５°の範囲における各値である。ＡＣ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＣＷトルクを発生することができる。
軟磁性体の最大磁束密度をＢｍａｘとするとＡＣ相磁束φａｃは次式となる。
Ｂａｃ＝Ｂｍａｘ （８３）
φａｃ＝Ｂａｃ×Ｓａｃ
＝Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ （８４）
インダクタンスＬａｃは次式となる。
Ｌａｃ＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ／Ｉａｃ （８５）
ただし、このインダクタンスＬａｃは平均インダクタンスであって、動作点における（微小磁束増加／微小電流増加）はほとんど零に近く、動作点の微少範囲におけるインダクタンスは零である。
ＡＣ相ステータ磁極の仮想巻線ＷａｃとＷｃａの直列電圧Ｖ２ａｃ＝Ｖａｃ＋Ｖｃａは次式となる。
Ｖ２ａｃ＝２×Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ （８６）
＝２×Ｎｗ×ｄ（Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ）／ｄｔ
＝２×Ｎｗ×ｄ（Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ）／ｄθｒ
×ｄθｒ／ｄｔ
＝２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （８７）
ＡＣ相ステータ磁極へ電流成分Ｉａｃを通電する場合、その入力パワーＰｉｎ、発生するトルクＴａｃは、次の通りである。
Ｐｉｎ＝Ｖ２ａｃ×Ｉａｃ （８８）
Ｔａｃ＝Ｐｉｎ／ωｒ
＝Ｖ２ａｃ×Ｉａｃ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×Ｉａｃ （８９）
ここでは、巻線抵抗、鉄損、機械損等は無視している。
なお、（８９）式では電流Ｉａｃが大きいことを想定し、ステータ磁極とロータ突極の間の磁気抵抗を無視した。しかし、図１５の電流値Ａｇに示したように、特にリラクタンスモータでは無視できない値である。Ａｇは図１５で示す電流値Ａｇで、エアギャップ部の磁束を励磁する励磁電流である。このＡｇの値は、エアギャップ長Ｌｇａｐの間の磁束を励磁する起磁力なので、概略、次式となる。
Ｈ×Ｌｇａｐ＝Ｎｗ×Ａｇ
Ｂｍａｘ＝μｏ×Ｈ＝μｏ×Ｎｗ×Ａｇ／Ｌｇａｐ
Ａｇ＝Ｂｍａｘ×Ｌｇａｐ／（μｏ×Ｎｗ） （９０）
そして、（８９）式のトルクは、正確には、Ｉａｃの代わりに（Ｉａｃ−Ａｇ）と置き換える必要がある。以降に示す非線形領域のトルク式についても同様である。
次に、前記ＡＣ相と同様に、ＢＡ相について磁束密度Ｂｂａ、磁束φｂａ、平均インダクタンスＬｂａ、仮想巻線の電圧Ｖ２ｂａ、パワーＰｂａ、トルクＴｂａを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＢＡ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝４５°となる。ロータ回転位置θｒが４５°から７５°の範囲における各値である。ＢＡ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＣＷトルクを発生することができる。電流の大きさの条件は、電流値Ｉｂａが大きく、軟磁性体が磁気的に非線形である動作領域について求める。
Ｂｂａ＝Ｂｍａｘ （９１）
φｂａ＝Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ （９２）
Ｌｂａ＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ／Ｉｂａ （９３）
Ｖ２ｂａ＝２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （９４）
Ｐｉｎ＝Ｖ２ｂａ×Ｉｂａ （９５）
Ｔｂａ＝２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×Ｉｂａ （９６）
同様に、ＣＢ相について磁束密度Ｂｃｂ、磁束φｃｂ、平均インダクタンスＬｃｂ、仮想巻線の電圧Ｖ２ｃｂ、パワーＰｃｂ、トルクＴｃｂを求める。ロータ回転位置θｒが７５°から１０５°の範囲における各値である。
Ｂｃｂ＝Ｂｍａｘ （９７）
φｃｂ＝Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ （９８）
Ｌｃｂ＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ／Ｉｃｂ （９９）
Ｖ２ｃｂ＝２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （１００）
Ｐｉｎ＝Ｖ２ｃｂ×Ｉｃｂ （１０１）
Ｔｃｂ＝２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×Ｉｃｂ （１０２）
次に、ＣＷのトルクを発生するロータ回転位置θｒの領域についての特性を示す。ＡＣ相について磁界の強さＨａｃ、磁束密度Ｂａｃ、磁束φａｃ、インダクタンスＬａｃ、仮想巻線の電圧Ｖ２ａｃ、パワーＰａｃ、トルクＴａｃを求める。モータモデルは、図１、図１６のモータで、ＡＣ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝１５°となる。ロータ回転位置θｒが４５°から７５°の範囲における各値である。ＡＣ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＷトルクを発生することができる。電流の大きさの条件は、電流値Ｉｂａが大きく、軟磁性体が磁気的に非線形である動作領域について求める。
Ｂａｃ＝Ｂｍａｘ （１０３）
φａｃ＝Ｂｍａｘ×Ｒ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ （１０４）
Ｌａｃ＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ
×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ／Ｉａｃ （１０５）
Ｖ２ａｃ＝−２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （１０６）
Ｐｉｎ＝−Ｖ２ａｃ×Ｉａｃ （１０７）
Ｔａｃ＝−２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×Ｉａｃ （１０８）
同様に、ＢＡ相については次式となる。ＢＡ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝４５°となる。ロータ回転位置θｒが７５°から１０５°の範囲における各値である。ＢＡ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＷトルクを発生することができる。
Ｂｂａ＝Ｂｍａｘ （１０９）
φｂａ＝Ｂｍａｘ×Ｒ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ （１１０）
Ｌｂａ＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ
×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ／Ｉｂａ （１１１）
Ｖ２ｂａ＝−２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （１１２）
Ｐｉｎ＝−Ｖ２ｂａ×Ｉｂａ （１１３）
Ｔｂａ＝−２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×Ｉｂａ （１１４）
同様に、ＣＢ相については次式となる。ＣＢ相固有の回転位置のオフセット量はθｏｆｆ＝４５°となる。ロータ回転位置θｒが１０５°から１３５°の範囲における各値である。ＣＢ相のステータ磁極は、この回転範囲ではＣＷトルクを発生することができる。
Ｂｃｂ＝Ｂｍａｘ （１１５）
φｃｂ＝Ｂｍａｘ×Ｒ×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ （１１６）
Ｌｃｂ＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ
×（９０°−θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ／Ｉｃｂ （１１７）
Ｖ２ｃｂ＝−２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （１１８）
Ｐｉｎ＝−Ｖ２ｂａ×Ｉｃｂ （１１９）
Ｔｃｂ＝−２×Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×Ｉｃｂ （１２０）
以上、図１、図１６に示したモータの各相ステータ磁極が発生するトルク特性について説明した。まとめると、図１８に各ステータ磁極が発生するトルクとその制御可能な回転角範囲と該当するトルク式を示す。各行列に２個の式を記載していて、左側の式が軟磁性体が線形である領域のトルク式、右側の式が軟磁性体が磁気飽和していて非線形である領域のトルク式である。例えば、ＣＣＷトルクの行で、ＡＣ相の列では、（４２）式が磁気的に線形な領域の式で、（８９）式が磁束密度が高く非線形な領域の式である。
図１８で「零トルク」と示したそれぞれのステータ磁極がトルクを発生できない領域もある。例えば、図１７のロータ回転位置θｒでは、ＭＵ１はＢＡ相磁束φｂａであるが、ロータ突極との間に広い空隙があるため磁束密度は小さくなる。従って、電流成分Ｉｂａを通電してもＢＡ相磁束φｂａは小さく、その発生するトルクはほとんど零である。
図１８に示す各式は、（４）式、（５）式、（６）式の逆変換の式、（１９）式、（２０）式、（２１）式の順変換の式で示す電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂを用いて制御する方法であり、これらの仮想上の電流成分でモータの発生トルクなどのモータ特性を十分に表現できること、そしてその妥当性を示した。特に各電流成分の値とモータトルクとの関係が明確である点に意味がある。
また、この方法に拠れば、必要に応じて複数のステータ磁極に磁束を発生させて、同時に複数のトルク成分を発生させることも可能である。例えば、図１の状態において、磁束Ｆ０１、Ｆ０２、Ｆ０３のそれぞれを同時に並行して、任意の磁界の強さで磁束を励磁して制御することができる。
次に、図１に示したモータのＡ相巻線の電圧Ｖａ、Ｂ相巻線の電圧Ｖｂ、Ｃ相巻線の電圧Ｖｃを求める。
Ｖａ＝Ｎｗ×（ｄφａｃ／ｄｔ＋ｄφｂａ／ｄｔ−ｄφｃｂ／ｄｔ） （１２１）
＝（Ｖ２ａｃ＋Ｖ２ｂａ−Ｖ２ｃｂ）／２ （１２２）
Ｖｂ＝Ｎｗ×（−ｄφａｃ／ｄｔ＋ｄφｂａ／ｄｔ＋ｄφｃｂ／ｄｔ）（１２３）
＝（−Ｖ２ａｃ＋Ｖ２ｂａ＋Ｖ２ｃｂ）／２ （１２４）
Ｖｃ＝Ｎｗ×（ｄφａｃ／ｄｔ−ｄφｂａ／ｄｔ＋ｄφｃｂ／ｄｔ） （１２５）
＝（Ｖ２ａｃ−Ｖ２ｂａ＋Ｖ２ｃｂ）／２
（１２２）式、（１２４）式は電圧の逆変換の式である。電圧の順変換の式は次式となる。
Ｖ２ａｃ＝Ｖａ＋Ｖｃ （１２６）
Ｖ２ｂａ＝Ｖｂ＋Ｖａ （１２７）
Ｖ２ｃｂ＝Ｖｃ＋Ｖｂ （１２８）
図１に示したモータの３相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと３相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃで表す入力電力Ｐｉｎ、トルクＴは次式となる。
Ｐｉｎ＝Ｖａ×Ｉａ＋Ｖｂ×Ｉｂ＋Ｖｃ×Ｉｃ （１２９）
Ｔ＝Ｐｉｎ／ωｒ （１３０）
ただし、各相の巻線抵抗を無視する。Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒｃ＝０である。（１２１）式から（１３０）式の各変数φａｃ、φｂａ、φｃｂなどには、これまでに求めた各変数の式を代入すれば、具体的な値を求めることができる。
以上により、図１、図１６の両電流座標による電流、磁束、電圧、パワー、トルクの各値を示した。両電流座標の各値は相互に変換可能で、物理的、数学的に同じ意味を示している。
（実施例１）
次に、請求項１について具体的に説明する。
対象とするモータ構成は、ステータ磁極の数が（４×ＮＮ１＋２）個のモータである。図１のモータは、整数ＮＮ１＝１でステータ磁極の数が６の場合である。整数ＮＮ１＝２でステータ磁極の数が１０の場合の例を図１９、図２０に示す。整数ＮＮ１を３以上の整数とすることもできる。各ステータ磁極に挟まれたスロットには、巻線のピッチが電気角で１８０°の全節巻き巻線を巻回する。
この条件に合うモータ構成は、ステータ磁極間のスロットに通電する片方向電流の向きを、円周方向に正方向と負方向と、交互に全周に配置することができる。
同時に、各ステータ磁極の磁束の方向は、電気角で１８０°円周方向に異なるステータ磁極の磁束の方向と逆方向にすることができる。例えば、図１で既に説明したように、ロータ回転位置θｒに応じて、Ａ相巻線ＷａへＡ相電流Ｉａ、Ｂ相巻線ＷｂへＢ相電流Ｉｂ、Ｃ相巻線ＷｃへＣ相電流Ｉｃを通電することにより、磁束Ｆ０１、Ｆ０２、Ｆ０３のように、片方向のステータ磁極から反対方向のステータ磁極へ磁束を通すことができる。
ロータには２以上の偶数の数の突極があり、図１の場合は４個の突極である。ロータ突極の数は種々の値を採ることができる。ロータ突極の数により、モータの特性は変わるが、ステータの基本機能である起磁力の発生機能と磁束の通過機能は同じである。
各巻線へ片方向電流を通電できる電力変換器が必要である。図９、図４２などの構成であり、後に説明する。モータの各巻線がその円周方向の両隣に位置する２個のステータ磁極に共用できる構成であることから、図９、図４２の複数経路から並列に電力供給ができることになる。その結果、３相交流電圧、電流で駆動する３相交流モータの場合に比較して、図９、図４２の各トランジスタの電流容量を大幅に低減することが可能である。
そして、この構成のモータの電圧、電流特性は図１２の等価モデルで説明したように大変複雑であり、特に低速回転以外では制御が難解である。しかし、（１）式から（１３０）式に示したように、各相の電流を各ステータ磁極の両隣に流れる正の電流成分と負の電流成分とに分解し、すなわち、電流座標を変換して各ステータ磁極にだけ作用する電流成分を制御することにより、明快な制御が可能となる。
図１の３相の全節巻きＳＲＭについて詳細に示したが、図１９はステータ磁極の数が１０個でＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ相の５相のモータである。ＢＦ１、ＢＦ６はＡＤ相のステータ磁極、ＢＦ３、ＢＦ８はＢＥ相のステータ磁極、ＢＦ５、ＢＦＡはＣＡ相のステータ磁極、ＢＦ７、ＢＦ２はＤＢ相のステータ磁極、ＢＦ９、ＢＦ４はＥＣ相のステータ磁極である。ステータ磁極の間のスロットには、Ａ相の全節巻き巻線ＢＦＭ、ＢＦＳ、Ｂ相の全節巻き巻線ＢＦＰ、ＢＦＵ、Ｃ相の全節巻き巻線ＢＦＲ、ＢＦＷ、Ｄ相の全節巻き巻線ＢＦＴ、ＢＦＮ、Ｅ相の全節巻き巻線ＢＦＶ、ＢＦＱ、を配置している。そして、各相巻線に通電する電流は図のシンボルに示すように片方向の電流である。Ｂ６１、Ｂ６２などのロータ突極の数は６である。
この図１９の５相のモータについても、図１の３相のモータと同様の方法で、各ステータ磁極の電流成分、磁束密度、磁束、電圧、パワー、トルクを求めることができる。電流の順変換式、逆変換式、および、電圧の順変換式、逆変換式も同様に求めることができる。ロータの突極の数により、各相の式における回転位置のオフセット量θｏｆｆの値が変わり、各相ごとにその相のステータ磁極とロータ突極が対向するロータ回転位置θｒにより決める必要がある。
図２０は、図１９のモータにおいてロータ突極の数を８個とした例である。図２０のＢ７１、Ｂ７３がロータ突極である。図１９の場合と同様に、各相の式におけるにおける回転位置のオフセット量θｏｆｆの値を、各相ごとにその相のステータ磁極とロータ突極が対向するロータ回転位置θｒにより決める必要がある。
次に、図２１に示すモータは、ステータ磁極の数が６で、ロータ突極ＭＪＥの数が２個のモータである。ＭＪ７とＭＪＡはＡＣ相のステータ磁極で磁束φａｃが通過し、ＭＪ９とＭＪＣはＢＡ相のステータ磁極で磁束φｂａが通過し、ＭＪＢとＭＪ８はＣＢ相のステータ磁極で磁束φｃｂが通過する。各ステータ磁極に挟まれた各スロットには、破線で示すようなコイルエンドで接続する全節巻きの各相巻線を配置している。ＭＪ１とＭＪ４はＡ相電流Ｉａを通電するＡ相巻線、ＭＪ３とＭＪ６はＢ相電流Ｉｂを通電するＢ相巻線、ＭＪ５とＭＪ２はＣ相電流Ｉｃを通電するＣ相巻線である。各ステータ磁極のピッチは円周角でＨＭ＝６０°で、ステータ磁極の内周部の円周方向幅Ｈｔ、スロット開口部の円周方向幅はＨｓである。図２１では、Ｈｔ＝４０°、Ｈｓ＝２０°の例を示している。ロータ突極の数が２個なので、図１に比較してステータ磁極の幅Ｈｔを大きくしている。
この図２１のモータのＣＣＷの低速回転数でのほぼ静的なトルク発生は、図２３のタイムチャートに示すように、ロータ回転位置θｒ＝１０°の位置では、Ａ相巻線とＣ相巻線に同じ大きさの電流Ｉａ＝Ｉｃを通電し、Ｂ相電流を零とすることにより、ＣＣＷのトルクＴａｃを発生することができる。ロータ回転位置θｒ＝７０°の位置では、Ｃ相巻線とＢ相巻線に同じ大きさの電流Ｉｃ＝Ｉｂを通電し、Ａ相電流を零とすることにより、ＣＣＷのトルクＴｃｂを発生することができる。ロータ回転位置θｒ＝１３０°の位置では、Ｂ相巻線とＡ相巻線に同じ大きさの電流Ｉｂ＝Ｉａを通電し、Ｃ相電流を零とすることにより、ＣＣＷのトルクＴｂａを発生することができる。
上記のように、ロータのＣＣＷの回転に伴って同期して、ＣＣＷ方向のステータ磁極を、順次励磁することによりこのロータをＣＣＷ方向へ回転させることができる。合計のトルクＴｍは、スロット開口部でのトルクが減少することから、トルクリップルを含む特性となる。
ＣＷのトルクを発生する場合は、同様に、図２１の状態でＢ相巻線とＡ相巻線に同じ大きさの電流Ｉｂ＝Ｉａを通電し、Ｃ相電流を零とする。そして、ロータのＣＷの回転に伴って同期して、ＣＷ方向のステータ磁極を、順次励磁することによりこのロータをＣＷ方向へ回転させることができる。
図２１のモータは電気角３６０°の範囲においてロータ突極の数が２であり、図１のモータに比較して、ロータの回転に伴う電流の通電方法が簡素である。各相の電流の通電各幅は約１２０°で図１のモータに比較して約２倍の角度幅となり、周波数は１／２となる。構造的な差異として、図１に示した全節巻きＳＲＭと比較すると、図２１のモータはロータの円周方向幅を電気角で６０°以上に大きくすることが可能である。これは、高速回転において、負トルクを発生させずに通電電流を減少させることのできる時間幅を大きくできるので、高速回転でのトルク発生上重要な特性である。
図２１の静的なトルクは前記の様に発生させることができ、また、図２１のロータ突極の数は２個であり簡素である。しかし、ロータ突極は２個のステータ磁極に対向しており、各ステータ磁極の磁束が図１２に示した様に３個の全節巻き巻線に鎖交していることに変わりはない。３個の巻線が鎖交する複雑な電磁気作用となっている。
ロータの磁極幅が６０度を超えると、３相の磁束φａｃ、φｂａ、φｃｂが同時に存在する回転位置も出てくる。従って、（１）式から（１３０）式に示した方法でより正確に制御する必要がある。
図２１のモータの問題点は、図２２に示すロータ回転位置θｒ＝５０°の近辺でＣＣＷのトルク生成が小さくなることである。図２３の合計トルクＴｍが示すスロット開口部でのトルクリップル特性である。このトルクリップルを低減させるためには、スロット開口部の幅Ｈｓを小さくすればよいことになるが、同時に、スロット開口部の漏れ磁束が増加する問題が発生する。この問題は、低トルクの範囲は目立たないが、電流が大きくなるとステータ磁極の磁気飽和が発生し、モータのピークトルクが著しく低下する問題となる。トルクリップルとピークトルクが背反関係となっている。なお、この背反関係を解消する一つの方法を、後に図７２に示し、説明する。
なお、図２１のモータは従来の３相交流電圧、３相交流電流の同期電動機と類似したトルク発生順である。しかし、図２１の各巻線電流が片方向電流であるという点は、明らかに異なる。例えば、図９の制御回路のトランジスタ電流容量を低減することができる。後に、図３９、図４２などに示すように、制御回路のさらなる簡素化の可能性もある。各ステータ磁極の磁束方向は一方向であり、ステータの軟磁性体のヒステリシス損失を１／４に低減することができる。
なお、図１、図１９、図２０、図２１などのモータは多極化することもできる。図１のモータを２倍に多極化したモータは、例えば、ステータ磁極の数が１２でロータ突極の数が８の構成である。図２１のモータを２倍に多極化したモータは、ステータ磁極の数が１２でロータ突極の数が４の構成である。さらに、３倍、４倍と多極化することができる。このように多極化したモータ構成も本発明に含むものである。
（実施例２）
次に、請求項２について具体的に説明する。
対象とするモータ構成は、ステータ磁極の数が（８×ＮＮ２）個のモータである。
図２４のモータは、整数ＮＮ２＝１でステータ磁極の数が８の場合である。整数ＮＮ２＝２でステータ磁極の数が１６とするなど、正の整数のＮＮ２を選択することができる。各ステータ磁極に挟まれたスロットには、巻線のピッチが電気角で１８０°の全節巻き巻線を巻回する。この条件に合うモータ構成は、ステータ磁極間のスロットに通電する片方向電流の向きを、円周方向に正方向と負方向と、交互に通電して各ステータ磁極がトルクを発生する。同時に、各ステータ磁極の磁束の方向は、電気角で１８０°円周方向に異なるステータ磁極の磁束の方向と逆方向にして、磁束を２個のロータ突極を通過させてトルクを発生する。
しかし、図２４に示すモータのＤ相のＢ８Ｑ、Ｂ８Ｌの巻線へは、ロータ回転位置θｒによって正の電流と負の電流とを通電する必要がある。
図２４において、Ｂ８ＨとＢ８ＭはＡ相巻線Ｗａで片方向電流であるＡ相電流Ｉａを通電し、Ｂ８ＮとＢ８ＪはＢ相巻線Ｗｂで片方向電流であるＢ相電流Ｉｂを通電し、Ｂ８ＫとＢ８ＰはＣ相巻線Ｗｃで片方向電流であるＣ相電流Ｉｃを通電する。前記のように、Ｂ８ＬとＢ８Ｑで構成するＤ相巻線Ｗｄへは、ロータ回転位置θｒによって正の電流と負の電流とを通電する。
Ｂ８１とＢ８５はＡＢ相のステータ磁極で、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂにより励磁することができる。Ｂ８６とＢ８２はＢＣ相のステータ磁極で、Ｂ相電流ＩｂとＣ相電流Ｉｃにより励磁することができる。Ｂ８３とＢ８７はＣＤ相のステータ磁極で、Ｃ相電流ＩｃとＤ相電流Ｉｄにより励磁することができる。この時、Ｄ相電流Ｉｄは、図２４においてＢ８Ｑが紙面の表側から裏側の方向の電流で、Ｂ８Ｌが紙面の裏側から表側の方向の電流である必要がある。Ｂ８４とＢ８８はＤＡ相のステータ磁極で、Ｄ相電流ＩｄとＡ相電流Ｉａにより励磁することができる。この時、Ｄ相電流Ｉｄは、図２４においてＢ８Ｑが紙面の裏側から表側の方向の電流で、Ｂ８Ｌが紙面の表側から裏側の方向の電流である必要がある。このように、Ｄ相電流Ｉｄは、ＣＤ相ステータ磁極を励磁する時とＤＡ相のステータ磁極を励磁する時とでは電流方向を逆方向とする必要がある。
図２５に具体的な制御回路の例を示す。
ＦＪ９はＡ相巻線、ＦＪＡはＢ相巻線、ＦＪＢはＣ相巻線で、先に説明した図９と同じ構成である。ＦＪＣはＤ相巻線で、トランジスタＦＪ１とＦＪ４をオンすることによりＤ相巻線へ正の電流を通電し、トランジスタＦＪ７とＦＪ２をオンすることによりＤ相巻線へ負の電流を通電することができる。ＦＪ５、ＦＪ６、ＦＪ７、ＦＪ８は逆方向電流を通電するダイオードである。このように、Ｄ相電流Ｉｄを正あるいは負の両方向の電流を通電することができる構成として、図２４に示すモータのトルクを連続的に発生することができる。
ロータ突極の数は２個以上の種々の値を採ることができる。ロータ突極の数により、モータの特性は変わるが、ステータの基本機能である起磁力の発生機能と磁束の通過機能は同じである。図２５の回路においても、複数経路からの電力供給が可能であり、トランジスタの電流容量を低減することが可能である。図２５以外の電流制御回路の構成も可能である。なお、整数ＮＮ２が大きく、ステータ磁極の数が大きい方が相対的に両方向電流を制御する回路負担が小さくなる。ただし、素子数が増えると複雑化する面もある。
図９に示す構成のモータの電圧、電流特性についても、図１２の等価モデルで説明したように大変複雑であり、特に低速回転以外では制御が難解である。しかし、（１）式から（１３０）式に示したように、各相の電流を各ステータ磁極の両隣に流れる正の電流成分と負の電流成分とに分解し、すなわち、電流座標を変換して各ステータ磁極にだけ作用する電流成分を制御することにより、明快な制御が可能となる。ただし、４相の巻線電流の制御に変形する必要がある。
（実施例３）
次に、請求項３について具体的に説明する。
図２６はモータとその制御回路の概略構成の例を示す図であり、図１に示すモータとその制御回路の例である。Ａ６９はモータを表していて、Ａ６ＡはＡ相巻線でＡ６８はＡ相電流Ｉａの検出手段であり、Ａ６ＦはＡ相電流検出値Ｉａｓである。Ａ６ＢはＢ相巻線でＡ６７はＢ相電流Ｉｂの検出手段であり、Ａ６ＧはＢ相電流検出値Ｉｂｓである。Ａ６ＣはＣ相巻線でＡ６６はＣ相電流Ｉｃの検出手段であり、Ａ６ＨはＣ相電流検出値Ｉｃｓである。Ａ６Ｄはロータの回転位置θｒを検出する位置検出手段で、Ａ６Ｅはそのインターフェイスで、Ａ６Ｍはロータ回転位置θｒ、Ａ６Ｎは回転角速度ωｒである。Ａ６０は速度指令ωｏで、Ａ６１は速度誤差Ｅｒｅを検出する加算器である。Ａ６２は速度誤差Ｅｒｅを入力とし、トルクに関する指令情報Ａ６Ｊを出力するトルク制御手段である。
Ａ６３は、トルクの指令情報Ａ６Ｊを入力とし、電流に関する指令情報を出力する電流制御手段である。この電流制御手段Ａ６３は、ロータ回転位置θｒ、回転角速度ωｒ、および、モータに関するＤＡＴＡのデータ情報Ａ６Ｌも入力とする。
Ａ６４は電流の指令情報を入力とし、モータの電圧に関する指令情報を出力する電圧制御手段である。この電圧制御手段Ａ６４は、モータのＡ相電流検出値Ｉａｓ、Ｂ相電流検出値Ｉｂｓ、Ｃ相電流検出値Ｉｃｓ、および、ロータ回転位置θｒ、回転角速度ωｒ、各種モータ情報Ａ６Ｋを入力とする。
Ａ６５は３相の電圧と電流を制御する電力変換器である。入力信号によりパルス幅変調などを行なうことによりトランジスタでのオン、オフ制御により平均電圧を供給できるように変調し、トランジスタなどの電力素子で電力をモータの各相巻線へ与える。
前記変調は種々の変調方式を使用することができる。電力素子の部分は主にトランジスタとダイオードで構成できて、図９、図ＥＰ、図４２、図８０、図８１などの種々の構成とすることができる。また、図１に示すモータの特性を（１）式から（１３０）式に例として示したが、実際のモータ特性は空隙部の漏れ磁束、磁気飽和などの磁気的非線形性など、あるいは、永久磁石を使用する場合にはその非線形性に起因して、非線形なモータ特性となることが多い。その意味でより精密な制御とするためには、モータモデルを有限要素法などで解析した磁束データ、あるいは、磁束鎖交数データ、あるいは、非線形なインダクタンスデータなどを基礎データＤＡＴＡとして備え活用して、（１）式から（１３０）式などに適宜当てはめて制御する方法が高精度化のために有効である。
図２７は、図２６の電流制御手段Ａ６３と電圧制御手段Ａ６４を具体化した構成の例を示す図である。ＭＮＱは、トルクの指令情報Ａ６Ｊを入力として、ＡＣ相電流成分指令Ｉａｃｏ、ＢＡ相電流成分指令Ｉｂａｏ、ＣＢ相電流成分指令Ｉｃｂｏを求める。
ＡＥ５は、（１９）式、（２０）式、（２１）式で計算する電流の順変換手段である。その出力ＭＮＫはＡＣ相電流成分検出値Ｉａｃｓ、ＭＮＬはＢＡ相電流成分検出値Ｉｂａｓ、ＭＮＭはＣＢ相電流成分検出値Ｉｃｂｓである。
ＭＮＡはＡＣ相電流成分指令ＩａｃｏとＡＣ相電流成分検出値Ｉａｃｓとの差分を求め、補償器ＭＮ１でＡＣ相電圧成分指令ＶＦａｃｏ求める。
ＭＮＢはＢＡ相電流成分指令ＩｂａｏとＢＡ相電流成分検出値Ｉｂａｓとの差分を求め、補償器ＭＮ２でＢＡ相電圧成分指令ＶＦｂａｏ求める。
ＭＮＣはＣＢ相電流成分指令ＩｃｂｏとＣＢ相電流成分検出値Ｉｃｂｓとの差分を求め、補償器ＭＮ３でＣＢ相電圧成分指令ＶＦｃｂｏ求める。破線ＭＮ４で示す範囲は、電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂで制御する範囲を示している。
ＭＮＤはＡＣ相電圧成分指令ＶＦａｃｏとＢＡ相電圧成分指令ＶＦｂａｏとを加え、ＣＢ相電圧成分指令ＶＦｃｂｏを減じ、補償器ＭＮ５でＡ相巻線ＷａのＡ相電圧指令Ｖａｏを求める。ＭＮＥはＢＡ相電圧成分指令ＶＦｂａｏとＣＢ相電圧成分指令ＶＦｃｂｏとを加え、ＡＣ相電圧成分指令ＶＦａｃｏを減じ、補償器ＭＮ６でＢ相巻線ＷｂのＢ相電圧指令Ｖｂｏを求める。ＭＮＦはＣＢ相電圧成分指令ＶＦｃｂｏとＡＣ相電圧成分指令ＶＦａｃｏとを加え、ＢＡ相電圧成分指令ＶＦｂａｏを減じ、補償器ＭＮ７でＣ相巻線ＷｃのＣ相電圧指令Ｖｃｏを求める。これらは、（１２１）式、（１２３）式、（１２５）式に基づいた構成としている。破線ＭＮ８で示す範囲は、各電圧成分を合成して各相の電圧指令を作る制御範囲を示している。電圧の逆変換でもある。
なお、各補償器は、比例成分、積分成分、微分成分などを求め加算する、いわゆる、ＰＩＤ補償器などであり、リミッターなどを加えた種々形態の補償器を使用することができる。特に本発明モータでは、ステータ磁極とロータ突極とが対向する面積によりインダクタンスが大幅に変化する特性であり、回転位置θｒに応じて補償器のパラメータを可変することが有効である。また、回転数ωｒが大きい高速回転数では補償器の積分効果が変化するので、高速回転では積分動作を行わないなど、回転数ωｒに応じて補償器のパラメータを可変することが有効である。
また、Ａ８Ａは各巻線の電圧を求める電圧フィードフォワード手段であり、Ａ８ＲはＡ相巻線のフィードフォワード電圧、Ａ８ＳはＢ相巻線のフィードフォワード電圧、Ａ８ＴはＣ相巻線のフィードフォワード電圧である。
ＭＮＧ、ＭＮＨ、ＭＮＪは各相のフィードフォワード電圧をそれぞれに加える加算器である。特に、モータの回転数ωｒが高速になると、電流のフィードバック制御による電流制御の精度が保てなくなり、電流制御誤差が大きくなる。前記電圧フィードフォワード手段Ａ８Ａにおいて、（１）式から（１３０）式に記載した電圧に関わる式、および、前記基礎データＤＡＴＡを使用して各相巻線の電圧予想値をフィードフォワード電圧として与えることにより正確な電流制御が可能となる。また、Ａ６５は、各相の巻線の電圧指令を入力とし、電圧増幅する前記電力変換器である。
図２７の構成で制御を行うとにより、各相巻線の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを直接制御するのではなく、ＡＣ相ステータ磁極、ＢＡ相ステータ磁極、ＣＢ相ステータ磁極の電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂをフィードバックして制御するので、各ステータ磁極にかかる起磁力、磁束密度、磁束を直接的に制御することになる。また、ＭＮ１、ＭＮ２、ＭＮ３の各補償器は各ステータ磁極に作用する電流成分の誤差について補償制御することになるので、各ステータ磁極の電磁気的作用をより正確に制御することができる。その結果、モータのより正確なトルク制御、速度制御を実現できる。これは、図１２に示すような各相巻線の複雑な電磁気的な関係を解消し、簡潔に制御することが可能になるとも言える。
（実施例４）
次に、請求項４について具体的に説明する。
図２８は、図２６の電流制御手段Ａ６３と電圧制御手段Ａ６４を具体化した構成の例を示す図である。図２７の構成とは、電流の制御方法が異なる。
Ａ７３、Ａ７４、Ａ７５はＡＣ相、ＢＡ相、ＣＢ相の電流成分指令手段であり、図２７のＭＮＱを詳しく記述した例で、同じ機能である。電流成分指令手段Ａ７３は、トルクの指令情報Ａ６Ｊを入力として、Ａ６Ｍのロータ回転位置θｒに基づき、ＡＣ相ステータ磁極の電流成分ＩａｃとＩｃａを求める。具体的には、電流成分Ｉａｃ、Ｉｃａの電流パターンと電流の大きさを求める。なお、Ｉａｃ＝Ｉｃａである。これらの値は、Ａ６Ｌに示すように、前記基礎データＤＡＴＡを使用してより正確に求めることができる。Ａ６Ｎのロータ回転数ωｒの値によって、前記の電流パターンと電流の大きさを修正することもできる。
Ａ７４はＢＡ相の電流成分指令手段であり、Ａ７３と同様の機能である。
Ａ７５はＣＢ相の電流成分指令手段であり、Ａ７３と同様の機能である。
Ａ７６は、ＡＣ相電流成分指令ＩａｃとＢＡ相電流指令Ｉａｂとを加えてＡ相電流Ｉａを作成する（４）式の電流逆変換機能である。
Ａ７７は、ＢＡ相電流指令ＩｂａとＣＢ相電流成分指令Ｉｂｃとを加えてＢ相電流Ｉｂを作成する（５）式の電流逆変換機能である。
Ａ７８は、ＣＢ相電流成分指令ＩｃｂとＡＣ相電流指令Ｉｃａとを加えてＣ相電流Ｉｃを作成する（６）式の電流の逆変換機能である。
Ａ８１はＡ相電流ＩａへＡ６ＦのＡ相電流検出値Ｉａｓを減算し、フィードバックしてＡ相電流誤差を求め、補償器Ａ８４でＡ相電圧指令Ｖａｏを作る。
Ａ８２はＢ相電流ＩｂへＡ６ＧのＢ相電流検出値Ｉｂｓを減算し、フィードバックしてＢ相電流誤差を求め、補償器Ａ８５でＢ相電圧指令Ｖｂｏを作る。
Ａ８３はＣ相電流ＩｃへＡ６ＨのＣ相電流検出値Ｉｃｓを減算し、フィードバックしてＣ相電流誤差を求め、補償器Ａ８６でＣ相電圧指令Ｖｃｏを作る。
Ａ８７は加算器で、前記Ａ相電圧指令Ｖａｏと前記Ａ相フィードフォワード電圧とを加算し、前記電力変換器Ａ６５へ出力する。
Ａ８８は加算器で、前記Ｂ相電圧指令Ｖｂｏと前記Ｂ相フィードフォワード電圧とを加算し、前記電力変換器Ａ６５へ出力する。
Ａ８９は加算器で、前記Ｃ相電圧指令Ｖｃｏと前記Ｃ相フィードフォワード電圧とを加算し、前記電力変換器Ａ６５へ出力する。
図２８の構成で制御を行うとにより、所望のトルクを得るためのＡＣ相、ＢＡ相、ＣＢ相の電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂを求め、これら電流成分から逆変換してＡ相、Ｂ相、Ｃ相の電流値Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを求める。そして、これらの電流値Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃをそれぞれフィードバック制御して通電する。これらの制御の結果として、各ステータ磁極にかかる起磁力、磁束密度、磁束を制御できることになる。そして、モータのより正確なトルク制御、速度制御を実現できる。これは、図１２に示すような各相巻線の複雑な電磁気的な関係を解消し、簡潔に制御することが可能になるとも言える。
図２８の制御と図２７の制御との差異は、各相の電流成分でフィードバックして制御するか、各相の電流でフィードバックして制御するかの違いである。勿論、目的とすることは同じであるが、補償器の配置と作用の違いで、特徴が出てくる。モータの要求仕様で使い分けることになる。
（実施例５）
次に、請求項５について具体的に説明する。
図２９は、図２６の電流制御手段Ａ６３と電圧制御手段Ａ６４を具体化した構成の例を示す図である。そして、図２９は、図２７の構成と図２８の構成とを複合化した構成である。図２９の加算器ＭＮＡ、ＭＮＢ、ＭＮＣ、ＭＮＤ、ＭＮＥ、ＭＮＦ、および、補償器ＭＮ５、ＭＮ６、ＭＮ７は図２７の同一符号の加算器、補償器と同一配置、同一機能である。また、図２９の加算器Ａ７６、Ａ７７、Ａ７８、Ａ８１、Ａ８２、Ａ８３、および、補償器Ａ８４、Ａ８５、Ａ８６は、図２８の同一符号の加算器、補償器と同一配置、同一機能である。
図２９の加算器ＭＭＧは、補償器ＭＮ５の出力であるＡ相電圧指令Ｖａｏ成分と補償器Ａ８４の出力であるＡ相電圧指令Ｖａｏ成分とＡ相巻線のフィードフォワード電圧Ａ８Ｒとを加算し、Ａ相電圧指令Ｖａｏとして前記電力変換器Ａ６５へ出力する。
加算器ＭＭＨは、補償器ＭＮ６の出力であるＢ相電圧指令Ｖｂｏ成分と補償器Ａ８５の出力であるＢ相電圧指令Ｖｂｏ成分とＢ相巻線のフィードフォワード電圧Ａ８Ｓとを加算し、Ｂ相電圧指令Ｖｂｏとして前記電力変換器Ａ６５へ出力する。
加算器ＭＭＪは、補償器ＭＮ７の出力であるＣ相電圧指令Ｖｃｏ成分と補償器Ａ８６の出力であるＣ相電圧指令Ｖｃｏ成分とＣ相巻線のフィードフォワード電圧Ａ８Ｔとを加算し、Ｃ相電圧指令Ｖｃｏとして前記電力変換器Ａ６５へ出力する。
図２９の構成で制御を行うとにより、図２７の構成と図２８の構成とを複合化した構成であることから、両方の特徴を持った構成とすることができる。また、各補償器のパラメータの設定次第で、図２７の構成に近い特性、あるいは、図２８の構成に近い特性とすることもできる。モータの要求仕様により特性を選択できる。いずれの方法においても、各ステータ磁極にかかる起磁力、磁束密度、磁束をより容易に制御できることになる。そして、モータのより正確なトルク制御、速度制御を実現できる。これは、図１２に示すような各相巻線の複雑な電磁気的な関係を解消し、簡潔に制御することが可能になるとも言える。
なお、図２８の制御と図２７の制御および図２９の制御は、相数により各構成を拡張して実現することができる。前記の（１）式から（１３０）式についても、相数により各構成を拡張して実現することができる。例えば図１９のように、ステータ磁極の数が１０個の場合にはステータが５相であり、５相の式、５相の制御構成とする必要がある。また、前記の各式、各制御構成は変形、応用が可能であり、それらについても本発明の主旨の範囲で本発明に含むものである。
次に、図２８、図２７、図２９の制御における具体的な電流値の例を図３０に示す。
図３０の横軸はロータ回転角θｒで、縦軸は各電流の電流の大きさである。図１のモータについて、図１６に示す電流成分を想定し、ＣＣＷに一定トルクで回転する動作について考える。図１の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと図１６の各電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂとの関係は、（１）式から（６）式および（１９）式、（２０）式、（２１）式に示した関係である。各相電流と各電流成分との間の順変換および逆変換は容易にできる。
まず、図１、図２のθｒ＝１５°から４５°の間で比較的小さなトルクを発生する場合は、電流ＩａｃとＩｃａを通電することにより（４２）式のトルクが発生する。ＡＣ相のステータ磁極Ａ０１とロータ突極Ａ０Ｋの間でＦ０１で示す磁束φａｃが発生し、ＣＣＷのトルクが生成する。
次に、図３、図４、図５、図６のθｒ＝４５°から７５°の間は、電流ＩｂａとＩａｂを通電することにより（５４）式のトルクが発生する。ＢＡ相のステータ磁極とロータ突極との間で磁束φｂａが発生し、ＣＣＷのトルクが生成する。ここで、電流ＩａｃとＩｃａは、図２に示す近傍のθｒ＝２０°の辺りから４５°の間において通電しても、ＢＡ相ステータ磁極の周辺は空隙となっているので、負トルクを発生するなどの害はない。それで、ある程度の高速回転を想定し、θｒ＝２０°の辺りから４５°の間で電流ＩｂａとＩａｂを事前に通電しておくことにする。結局、電流ＩｂａとＩａｂはθｒ＝２０°から７５°の間で通電することになる。
次に、図７、図８のθｒ＝７５°から１０５°の間は、電流ＩｃｂとＩｂｃを通電することにより（６１）式のトルクが発生する。ＣＢ相のステータ磁極とロータ突極の間で磁束φｃｂが発生し、ＣＣＷのトルクが生成する。ここで、電流ＩｃｂとＩｂｃは図５６に示す近傍のθｒ＝５０°の辺りから図５、図６とθｒ＝７５°までの間において通電しても、ＢＡ相ステータ磁極の周辺は空隙となっているので、負トルクを発生するなどの害はない。それで、あるていどの高速回転を想定し、θｒ＝５０°の辺りから７５°の間で電流ＩｃｂとＩｂｃを事前に通電しておくことにする。結局、電流ＩｃｂとＩｂｃはθｒ＝５０°から１０５°の間で通電することになる。
また、このような事前に通電する電流成分については、電流Ｉａｃについても同様である。θｒ＝−１０°の辺りから１５°の間で電流ＩａｃとＩｃａを事前に進み電流ＩＦＰとして通電しておくことにする。結局、電流ＩａｃとＩｃａはθｒ＝−１０°から４５°の間で通電することになる。
同様に、θｒ＝１０５°以降も各電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂを図３０に示すように通電することによりほぼ均一のトルク発生してＣＣＷへ連続的に回転することができる。この時、図１の各相の巻線に通電する電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは（４）式、（５）式、（６）式で示され、図３０に示す電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの値となる。各電流共にほとんどの期間で電流を通電し、一部の期間で電流の値が大きくなっている。
このような波形の電流であっても、各ステータ磁極が全区間において負のトルク、すなわち、ＣＷのトルクを発生することはない。しかも、高速回転における電流増加に対する余裕も持っている。例えばＣＣＷのトルクを生成するときに、図４、図５、図６などに示すθｒ＝５５°から６７．５°の範囲においては、Ａ相電流Ｉａを通電しているときにＣ相電流Ｉｃを通電するとＡＣ相ステータ磁極がＣＷのトルク成分を発生するようにも思える。しかし、前記の本発明制御では図３０に示したように、θｒ＝５５°から６７．５°の範囲において、Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃとの両方を通電しているが、この間でＡＣ相ステータ磁極がＣＷのトルクを発生することはない。
なお、先に説明した、事前に通電する電流成分である進み電流ＩＦＰについては、各電流の立ち上がりの遅れを防ぐためだけではなく、２種類の電圧成分の重なりを避ける意味もある。例えば、ＡＣ相のステータ磁極について（３８）式の電圧Ｖ２ａｃは、微分式の第１項と微分式の第２項の和として表される。微分式の第１項は電流Ｉａｃの増加に伴う電圧成分で、微分式の第２項はロータ回転位置θｒの時間変化率、すなわち、回転数ωｒに比例する電圧成分である。もし、電流Ｉａｃをθｒ＝−１０°の辺りから増加して、θｒ＝１５°の近傍では電流Ｉａｃが一定であれば、（３８）式の電圧Ｖ２ａｃはθｒ＝１５°の近傍で（４０）式に低減することができる。
なお、現実には、各相の電流が大きくなった場合、各ステータ磁極間のスロット開口部などの漏れ磁束が無視できないほど大きな値になり、その電圧成分が（３８）式の微分式の第１項に加わることになる。この微分式の第１項は電流制御上、無視できない電圧成分である。また、進み電流ＩＦＰは、ステータ磁極とロータ突極が対向する前に通電するのでその時点でトルクを発生しない。しかし、（１３１）式で示すこの磁気エネルギーＥＬＩは、その後、ステータ磁極とロータ突極が対向する時に有効に活用されトルクに変換される。
ＥＬＩ＝（進み電流×漏れ磁束などの鎖交磁束
×磁束が鎖交する巻き回数）／２ （１３１）
この進み電流ＩＦＰとその電圧は、トルク発生に有効なエネルギーであって、無駄なエネルギーではない。むしろ、図１０の通電方法では使用していない時間帯を活用して、進み電流ＩＦＰを通電し、電源からモータへ磁気エネルギーＥＬＩを供給しており、図９などの制御回路のエネルギー伝達効率を増加していると見ることができる。例えば、図５から図６の状態において、ＣＢ相のステータ磁極Ａ０５、Ａ０２をＣＢ相電流成分Ｉｃｂ、Ｉｂｃへ進み電流ＩＦＰを通電して励磁することは、この回転位置θｒでＣＢ相のステータ磁極Ａ０５、Ａ０２を磁気エネルギーを溜めることができるチョークコイルとして活用していると言うこともできる。
図１０に示した低速回転での電流通電方法では、トルクの発生開始のタイミングと電流増加のタイミングが一致している。例えば、ＡＣ相のステータ磁極について、電圧Ｖ２ａｃを示す（３８）式は、微分式の第１項と微分式の第２項とが同じタイミングで大きな値を示すことになる。従って、回転数ωｒが大きくなるにつれ各相巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃの各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが大きくなり、電流の増加が制限されるのでトルクが減少することになる。
また、図１０に示した電流通電方法では、回転数が上昇すると、ごく短時間にある相の電流を減少させながら他相の電流を増加させる必要があり、ある回転数以上では困難である。また、ステータ磁極の幅を３０°より広くすると、負トルクの発生する角度範囲が増加するなどモータの構造的な制約も発生する。
本発明の方法では、必要な相の電流成分のみをある許容時間範囲で増減することが可能となり、前記の時間的な不都合を解消できる。また、本発明の方法では、必要な相の電流成分のみを必要な回転角で通電することを前提とするので、ステータ磁極幅を広くすることあるいはロータ突極幅を広くすることなどが可能となり、モータ設計上の構造的制約を大幅に低減することができる。その結果、電流を増加する回転角範囲、電流を減少するための回転角範囲をそれぞれに確保できるようになり、トルクの増加、制御装置の電流容量の低減も可能となる。
また、事前に通電する進み電流ＩＦＰは、回転数が小さいときにはその角度幅を小さくすることが巻線抵抗でのジュール損低減の上で効果的である。さらに極低速回転においては（３８）式の微分式の第１項で示される電圧成分が小さいので、事前に通電する各相の進み電流ＩＦＰは不要である。図１０に示すような電流で連続的トルクを発生することができる。
次に、図２８、図２７、図２９の制御における具体的な電流値の他の例を図３１に示す。図３１は、図３０に比較して発生するトルクが大きい電流領域で、各相の電流によって励磁する磁束の磁束密度が飽和磁束密度となるような電流領域での動作の例である。
最初に、ＡＣ相ステータ磁極の電流成分Ｉａｃ、Ｉｃａについて考える。
図７はロータ回転位置θｒ＝７５°であるが、そのロータ突極のＣＷ側隣のロータ突極にとってはθｒ＝−１５°である。そのロータ回転位置からＣＣＷのθｒ＝−１０°辺りからＡＣ相のステータ磁極Ａ０１の周辺は空隙となり、負トルクを発生するなどの害はない。それで、あるていどの高速回転を想定し、θｒ＝−１０°の辺りから１５°の間で電流ＩａｃとＩｃａを進み電流ＩＦＰとして通電しておくことにする。この電流の大きさはＩＦ１で、ＡＣ相ステータ磁極がロータ突極と対向する時に磁束密度が軟磁性体の飽和磁束密度となる程度の電流とする。電流値ＩＦ１は界磁電流と考えることもできる。
図１、図２のθｒ＝１５°から４５°の間ではＡＣ相ステータ磁極がロータ突極と対向し、電流ＩａｃとＩｃａとして図示するＩＦ２電流を通電することにより（８９）式のトルクが発生する。ＡＣ相のステータ磁極Ａ０１とロータ突極Ａ０Ｋの間でＦ０１で示す磁束φａｃが発生し、ＣＣＷのトルクが生成する。
ＢＡ相のステータ磁極の電流ＩｂａとＩａｂについても、ＡＣ相と同様の動作を行い、ＡＣ相に対して位相が３０°遅れた図３１の電流Ｉｂａ、Ｉａｂとなる。
ＣＢ相のステータ磁極の電流ＩｃｂとＩｂｃについても、ＢＡ相と同様の動作を行い、ＢＡ相に対して位相が３０°遅れた図３１の電流Ｉｃｂ、Ｉｂｃとなる。この時、図３１の各相の巻線に通電する電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、（４）式、（５）式、（６）式で示され、図３１に示す電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの値となる。各電流共にほとんどの期間で電流を通電し、一部の期間で電流の値が大きくなっている。
このような波形の電流であっても、各ステータ磁極が全区間において負のトルク、すなわち、ＣＷのトルクを発生することはない。しかも、高速回転における電流増加に対する余裕も持っている。なお、前記電流値ＩＦ１の通電開始位相と電流の大きさは、モータ固有の特性とトルクの大きさおよび回転数ωｒによってより適切に設定することができる。 Ａ相巻線Ｗａの電圧Ｖａは（１２２）式で表され、単純ではないが、おおよそ図３１の電圧Ｖａとなる。Ｂ相巻線Ｗｂの電圧Ｖｂは（１２４）式で表され、Ｃ相巻線Ｗｃの電圧Ｖｃは（１２２）式で表され、おおよそ図３１の電圧Ｖｂ、Ｖｃとなる。
以上説明したように、図２８、図２７、図２９などのように制御することにより、全節巻きＳＲＭの複雑な電磁気関係に関する前記第１の問題点、磁気非線形に関する前記第２の問題点を改善することができる。
（実施例６）
次に、請求項６について具体的に説明する。
図３２は、図２６に示すトルク制御手段Ａ６２の出力であるＡ６Ｊのトルク指令Ｔｏを、より正確に制御するための補償制御の一例である。
ＡＥ４は、ＡＣ相の電流成分検出値Ｉａｃｓ、ＢＡ相の電流成分検出値Ｉｂａｓ、ＣＢ相の電流成分検出値Ｉｃｂｓとロータ回転位置θｒの情報からモータのトルク推定値ＭＬ３を計算するトルク検出手段ＴＳである。例えば、ロータ回転位置θｒに応じて、（４２）式、（５４）式、（６１）式、あるいは、（６８）式、（７５）式、（８２）式、あるいは、（８９）式、（９６）式、（１０２）式、あるいは、（１０８）式、（１１４）式、（１２０）式により求めることができる。より正確にモータトルクを推測する方法として、ロータ回転位置θｒと各相電流あるいは各相電流成分の組み合わせに関するデータベースを有限要素法等により表形式で作成しておき、検出したロータ回転位置θｒと各相の電流成分検出値Ｉａｃｓ、Ｉｂａｓ、Ｉｃｂｓに応じてたトルクを有限量のデータベースの値から内挿計算して求める方法である。
ＡＥ１はＡ６Ｊのトルク指令情報からトルク推定値ＭＬ３を減算してトルク誤差を求める。ＡＥ３は補償器でトルク誤差補償値を求め、ＡＥ２はトルク指令情報Ａ６Ｊにトルク誤差補償値を加え、新たなトルク指令値を電流制御手段Ａ６３へ出力し、その電流制御手段Ａ６３より３相の電流指令値ＭＬ１、ＭＬ２、ＭＬ３が出力される。このようにモータのトルク値を推定し、トルク誤差を補償して制御することにより、電流、電圧、トルクの非線形な特性を補償して制御することが可能である。特に、回転数が高い領域では、電流の制約条件などによりトルクリップルが増加する傾向にあり、図３２の様なトルクの補償制御の構成が効果的である。
次に、図２１に示すロータ突極が電気角３６０°の範囲に２個のモータ構成の場合について、図３３に例を示し説明する。低速回転数の時には図２３に示す電流で制御できるが、回転数が大きくなる場合には各相の電流成分Ｉａｃ、Ｉｃｂ、Ｉｂａを図３３のようにする。例えば、図２１のＭＪ７で示すＡＣ相ステータ磁極にロータ突極ＭＪＥが対向し始めるθｒ＝１０°より電気角で４０°程度早いタイミングでＡＣ相電流成分Ｉａｃの通電を開始し、電流増加の割合を小さくしている。他の相の電流成分Ｉｃｂ、Ｉｂａも電気角で６０°の位相差があるが、同様の電流である。このとき、各相の電流Ｉａ、Ｉｃ、Ｉｂは図３３に示すような電流となる。ある程度回転数が上昇しても、電圧的に無理なく通電することができる。図２３の通電方法では、回転数が上昇すると、電圧的な負担が大きくなり、電流の制限が発生する。
ただし、図３３の通電方法では、各相の電流Ｉａ、Ｉｃ、Ｉｂの電流最大値が大きくなる問題がある。この対応として、通電電流が通電可能な最大電流に近づくと、トランジスタの電流負担が解消されるように修正することも可能である。例えば、電流Ｉａ、Ｉｃ、Ｉｂの電流最大値が大きくなる部分では、２個の電流成分のそれぞれを少しづつ減少する、あるいは、電流位相を修正するなどである。
（実施例７）
次に、請求項７について具体的に説明する。
図３０と図３１の例に示したように、図１等に示す全節巻きＳＲＭでは、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの通電幅は電気角で約８５°であり、電流を通電していない区間の幅は約５°である。従来の各相電流の通電角の幅より大きく、逆に、通電していない区間は狭い。これは、ステータ磁極の円周方向幅を電気角でＨｔとし、ロータ磁極の円周方向幅を電気角でＨｍとして、ＨｔとＨｍとの小さい方の角度をＨｎとする時、ロータの回転に伴って各相の巻線に通電する電流の通電角幅が電気角で２×Ｈｎより大きい関係であるとも言える。図２１に示したモータの図３３の電流特性も同様に、ロータの磁極幅が電気角で約６０°であるのに対して相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃオンである通電幅は電気角で約１６０°で、相電流がオフの区間は電気角で約２０°である。
このように、各相の電流は片方向電流の電流で制御し、吸引力でトルクを発生する構造でありながら、大半の時間において各相の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと電流Ｉａ、Ｉｂ、ｉｃを有効に活用してトルクを発生させている。図３０、図３１、図３３において、各相のステータ磁極はＣＣＷのトルクだけを発生し、ＣＷのトルクを発生する区間は無い。特に、極低速回転数から回転数が上昇するにつれ、各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの通電幅を広くし有効に活用することができる。
既に説明したように、進み電流ＩＦＰを通電し、電源からモータへ磁気エネルギーＥＬＩを供給しており、図９などの制御回路のエネルギー伝達効率を増加していると見ることができる。以上のことから、トルク発生に該当するステータ磁極とロータ突極とが対向し始めるタイミングより早い時間にこれらが吸引する電流成分を通電することは、電流の増加時間を確保できること、巻線電圧の電流増加成分と回転角速度成分とが重ならないようにして制御回路の電圧負担を軽減できること、電源側からモータ側へのエネルギー供給を増加できることの観点で有効である。なお、前記吸引力とは、例えば永久磁石のＮ極とＮ極とが反発する反発力ではなく、Ｎ極とＳ極が引き合う吸引力との意味である。
（実施例８）
次に、請求項８について説明する。
図９は、ＮＮ１が１で、ステータ磁極の数が電気角３６０°の間に６個である図１、図１６などのモータの電流を制御する制御回路の例である。図９の動作については、先に説明したように、８７ＤのＡ相巻線Ｗａへトランジスタ８７１と８７２をオンすることにより電圧を印加し、Ａ相電流Ｉａを増加させる。トランジスタ８７１と８７２のどちらか片方だけがオンの状態では、Ａ相巻線Ｗａとオンしているトランジスタとダイオードとで閉回路を成し、通電状態が継続する。そして、両トランジスタがオフの状態では、ダイオード８７７と８７８を介して電源８７Ｇへ逆方向に電流通電し、Ａ相巻線Ｗａの磁気エネルギーが電源側へ回生し、Ａ相電流Ｉａが減少する。このようにしてＡ相電流Ｉａの増減、エネルギーの供給と回生を行うことができる。
Ｂ相電流ＩｂとＣ相電流Ｉｃについても同様に制御できる。また、ＮＮ１が２以上の５相、７相などにおいても、同様に制御回路の相数を増加することにより実現できる。
これらの各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、ｉｃは、（４）式、（５）式、（６）式で求められる各相電流であって、各電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、ｉｃｂを通電するための手段として通電されるものである。また、各相の電流は、図１３に示した複雑な電磁気的な関係であるが、図９に示すように電気的には分離している。従って、電気的に、３相の電流を並行して、かつ独立に通電することができる。また、図９で通電する電流は片方向電流である。これらは、従来の３相交流モータを星形結線等で制御する３相交流電流、電圧とは異なる動作である。
次に、図３４において、図１０に示した極低速回転などでの通電方法である場合などに発生し易い、制御電圧の飽和の問題点例について示し、説明する。特に、大きな電流、大きな電流で高速回転を行うときに発生し易い。図３４はロータ回転位置θｒが２０°から７０°の範囲を拡大して示していて、図１および図１６のモータがＣＣＷの一定トルクを発生しながら、ＣＣＷへ一定回転数で回転している状態を想定している。ここでは、ＡＣ相ステータ磁極のトルクとＢＡ相ステータ磁極のトルクとが重複できるようなモータモデルとして、各相ステータ磁極の円周方向幅Ｈｔ＝３５°で、各ロータ突極の円周方向幅Ｈｍ＝３５°のモータモデルについて説明する。
図１０のθｒが２０°から７０°の間の電流成分は、図３４に示す電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂである。Ｉａｃは４２．５°から４７．５°にかけて減少し、Ｉｂａは４２．５°から４７．５°にかけて増加し、Ｉｃｂはこの間で零である。この時、ロータの回転位置は、図１、図２、図３、図４で示す回転位置である。Ｆ０１で示すＡＣ相磁束φａｃは図３４に示すように、θｒが１２．５°から４２．５度まで、ステータ磁極とロータ突極とが対向する面積が増加するにつれて増加し、４２．５°からＡＣ相電流Ｉａｃが減少するとφａｃもほぼ比例して減少する。Ｆ０２で示すＢＡ相磁束φｂａは図３４に示すように、θｒが４２．５°から７２．５度まで、ステータ磁極とロータ突極とが対向する面積が増加するにつれて増加し、７２．５°からＢＡ相電流Ｉｂａが減少するとφｂａもほぼ比例して減少する。ＣＢ相磁束φｃｂはθｒが図３４のタイムチャートで示す２０°から７０°の範囲では零である。
今、図９に示す制御回路で各相巻線の電圧、電流を供給することにする。Ｖｓは電源８７Ｇの直流電圧の値である。前記の回転動作の時、８７ＤのＡ相巻線Ｗａの電圧Ｖａは図３４のＶａ、８７ＥのＢ相巻線Ｗｂの電圧Ｖｂは図３４のＶｂ、８７ＦのＣ相巻線Ｗｃの電圧Ｖｃは図３４のＶｃの電圧波形になる。図９の制御回路はパルス幅変調（ＰＷＭ）などにより、各トランジスタのオンとオフとにより時間幅が制御された矩形状の細かなパルス電圧が与えられるが、図３４ではＰＷＭ電圧の平均値を示すことにする。
図３４の電圧Ｖａは、回転位置θｒが２０°から４２．５°の間では、Ｖ１Ｒとなる。このＶａの誘起電圧成分Ｖｒａは（１２１）式で与えられるが、図３４に示したようにこの範囲ではＡＣ相磁束φａｃだけが存在するという条件とする。
そして、（８４）式が代入できる。
Ｖｒａ＝Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ （１３２）
＝Ｎｗ×ｄ｛Ｂｍａｘ×Ｒ×（θｒ−θｏｆｆ）×ｔｃ｝／ｄｔ
＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （１３３）
このＶｒａの値は、モータ誘起電圧であり、回転角速度ωｒに比例する値となる。
今、トランジスタ８７１、８７２およびダイオード８７７、８７８の平均的な電圧降下を概略値としてＶＴＤとし、巻線抵抗をＲａとする。そして、（１３３）式の電圧を含め、前記トランジスタのオンデューティが丁度５０％で運転できていると仮定する。この時、Ａ相電圧Ｖ１Ｒは次式となる。
Ｖｓ／２＝Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ＋ＶＴＤ＋Ｉａ×Ｒａ （１３４）
Ｖａ＝Ｖ１Ｒ＝Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ＋Ｉａ×Ｒａ
＝Ｖｓ／２−ＶＴＤ （１３５）
この間の回転位置θｒが２０°から４２．５°では、Ｃ相電流ＩｃがＡ相電流と同じで、ほぼ同一条件なので、次式となる。
Ｖｃ＝Ｖ１Ｒ＝Ｖｓ／２−ＶＴＤ （１３６）
この時、Ｂ相巻線には電流が流れておらず、Ｂ相電圧Ｖｂは次式となる。
Ｖｂ＝−Ｖ２Ｒ＝−Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ
＝−（Ｖｓ／２−ＶＴＤ−Ｉａ×Ｒａ） （１３７）
以上のように、図３４で回転位置θｒが２０°から４２．５°の間では、Ａ相電圧Ｖａ、Ｃ相電圧Ｖｃは（１３５）式、（１３６）式であり、Ｂ相電圧Ｖｂは（１３７）式であり、いずれも電源電圧Ｖｓの近傍なので、図９の制御回路で電流の増減が自在に可能である。電流の制御性に問題はない。ただし、Ｂ相電圧Ｖｂは、正負の符号だけでなく、電圧振幅もＶａ、Ｖｃとは少し異なることに注意を要する。
次に、図３４でθｒが４２．５°から４７．５°の間の各相の電圧について同様に考えてみる。ステータ磁極幅が３５°とすると図２の状態はθｒ＝４７．５°であり、その近傍の動作である。この間では、ＡＣ相電流Ｉａｃを急激に減少させ、並行して、ＢＡ電流成分Ｉｂａを増加させようとしている。低速回転でモータの誘起電圧が小さい範囲では問題ないが、誘起電圧が大きくなってくると、図９の電源電圧Ｖｓの制約があるため、電源電圧の飽和の問題が発生し、複雑な電圧挙動となる。
例えば、今、ＡＣ相磁束φａｃを急激に低減するためにＩａとＩｃを低減し、トランジスタ８７１と８７２および８７５と８７６をオフとし、φｂａとφｃｂが零であるとすると、Ａ相巻線電圧Ｖａ、Ｃ相電圧Ｖｃは次式となる。
Ｖｓ＝−（Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ＋ＶＴＤ＋Ｉａ×Ｒａ） （１３８）
Ｖａ＝−Ｖ３Ｒ
＝−（Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ＋Ｉａ×Ｒａ）
＝Ｖｓ＋ＶＴＤ （１３９）
Ｖｃ＝Ｖｓ＋ＶＴＤ （１４０）
この時、Ｂ相電圧Ｖｂは（１３８）式を代入し、次式となる。
Ｖｂ＝Ｖ４Ｒ
＝−Ｎｗ×ｄφａｃ／ｄｔ
＝Ｖｓ＋ＶＴＤ＋Ｉａ×Ｒａ （１４１）
（１４１）式に示すように、θｒ＝４２．５の近傍でＢ相電流Ｉｂを増加しようとするタイミングで、Ｂ相の電圧Ｖｂは電源電圧Ｖｓを超えていて、トランジスタ８７３、８７４をオンしてもＢ相電流Ｉｂを通電できない状況となる。特に、通電電流が大きく、高速回転で、巻線抵抗Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃが大きい場合はこの電圧飽和の現象が顕著となり、問題である。
また、図９の制御回路で、例えば、トランジスタ８７１、８７２をオンし、Ａ相電流Ｉａを単純に増加するタイミングでは、他相の巻線に与える電圧Ｖｒａは次式となり、
Ｖｒａ＝Ｖｓ−ＶＴＤ−Ｉａ×Ｒａ （１４２）
電源電圧を超えることはない。特に、抵抗電圧降下（Ｉａ×Ｒａ）が大きければ、他相へ与える影響はその分だけ小さい。（１４１）式に示すように、電流を急速に減少させるときに他相の巻線へ与える電圧影響が大きい。図３０、図３１、図３３などに示すような電流制御を行う場合には、各相の電流の増加の位相と各相の電流の減少の位相とが異なるようにするなどの工夫が必要となる。
（実施例９）
次に、請求項９について説明する。
図３５は、図２６の電力変換器Ａ６５の構成を示す図である。ＦＥ４は図２６の電圧制御手段Ａ６４であり、ＦＥ５はＡ相電圧指令Ｖａｏ、ＦＥ６はＢ相電圧指令Ｖｂｏ、ＦＥ７はＣ相電圧指令Ｖｃｏである。８７ＤはＡ相巻線Ｗａ、８７ＥはＢ相巻線Ｗｂ、８７ＦはＣ相巻線Ｗｃである。ＦＥ８はＡ相の正の電圧を作成する電力変換部で、ＦＥ９はＡ相の負の電圧を作成する電力変換部であり、加算部ＦＥＡで合成されＡ相巻線８７Ｄへ電圧を供給し、Ａ相電流Ｉａを通電する。ＦＥＣはＢ相の正の電圧を作成する電力変換部で、ＦＥＤはＢ相の負の電圧を作成する電力変換部であり、加算部ＦＥＥで合成されＢ相巻線８７Ｅへ電圧を供給し、Ｂ相電流Ｉｂを通電する。ＦＥＧはＣ相の正の電圧を作成する電力変換部で、ＦＥＨはＣ相の負の電圧を作成する電力変換部であり、加算部ＦＥＪで合成されＣ相巻線８７Ｆへ電圧を供給し、Ｃ相電流Ｉｃを通電する。
ここで、破線で示すＦＥＢはＡ相の電力変換器であり、例えば、図８のトランジスタ８７１、８７２とダイオード８７７、８７８を示している。モータ構成と制御回路がより密接な関係の構成では、ＦＥＢにモータの巻線構成も含む場合もある。破線で示すＦＥＦとＦＥＫは、Ａ相と同様に、Ｂ相とＣ相の電力変換部であ。
このような構成において、正の電圧を作成する電力変換部ＦＥ８、ＦＥＣ、ＦＥＧの最大電圧が、負の電圧を作成する電力変換部ＦＥ９、ＦＥＤ、ＦＥＨの電圧振幅よりも大きい構成とする。正の電圧を作成する電力変換部の電圧の方が大きければ、（１４１）式で示したような電力変換器Ａ６５内での電圧飽和の問題を軽減することができる。
（実施例１０）
次に、請求項１０について具体的に説明する。
図３６では、図３５の正の電圧を作成する電力変換部ＦＥ８、ＦＥＣ、ＦＥＧがトランジスタＦＫ７、ＦＫ８、ＦＫ９である。図３５の負の電圧を作成する電力変換部ＦＥ９、ＦＥＤ、ＦＥＨに相当するＡ相の電力変換部は、ダイオードＦＫＤと抵抗ＦＫ４、ツェナーダイオードＦＫＧ、トランジスタＦＫＡなどの組み合わせである。トランジスタＦＫ７がオフした時にＡ相巻線８７Ｄに流れているＡ相電流Ｉａをこれらの素子ＦＫ４、ＦＫＧ、ＦＫＡへ通電し、Ａ相巻線８７Ｄの磁気エネルギーを消費し、Ａ相電流Ｉａを減少させる。この時、抵抗ＦＫ４の両端に発生する電圧が電源８７Ｇの電圧よりも小さくなるように、抵抗ＦＫ４の抵抗値、ツェナーダイオードＦＫＧの電圧などを設定する。
Ｂ相巻線８７Ｅについても同様に、負の電圧を作成する電力変換部をダイオードＦＫＥと抵抗ＦＫ５、ツェナーダイオードＦＫＨ、トランジスタＦＫＢで構成する。Ｃ相巻線８７Ｆについても同様に、負の電圧を作成する電力変換部をダイオードＦＫＦと抵抗ＦＫ６、ツェナーダイオードＦＫＪ、トランジスタＦＫＣで構成する。
図３６の様な構成は、ファンなどの小型モータ用途で片方向回転で使用する場合などに効果的である。特に、後に述べる界磁巻線を付加した構成では、モータ内の界磁エネルギーが界磁巻線を介してモータ内で循環するので、図３６の回路内で消費するエネルギーを小さくすることができ、効果的である。
（実施例１１）
次に、請求項１１について具体的に説明する。
図３７の構成では、Ａ相巻線を同一スロットに２個巻回し、それらの巻線ＦＬ１とＦＬ４を直列に接続している。模式的には、図１６のような巻線配置である。同一スロットの２巻線は、できるだけ鎖交磁束が共通になるように、２巻線を並行して巻回するいわゆるバイファイラ巻きとしても良い。図３７では、図３５のＡ相の正の電圧を作成する電力変換部ＦＥ８がトランジスタＦＬＡ、ＦＬＢである。両トランジスタをオンすることにより電源８７Ｇの電圧Ｖｓを巻線ＦＬ１に印加する。
負の電圧を作成する電力変換部ＦＥ９は、図３７では、トランジスタＦＬＡ、ＦＬＢのオフ動作とダイオードＦＬＧ、ＦＬＨおよび、巻線ＦＬ１とＦＬ４による電圧分割である。両トランジスタをオフすることにより、巻線ＦＬ１ととＦＬ４が逆方向に電源８７Ｇの電圧Ｖｓに制限される。
両トランジスタをオンするときにＡ相巻線に鎖交する磁束が増加する変化率ＦＦＤより、両トランジスタをオフするときにＡ相巻線に鎖交する磁束が減少する変化率ＦＢＤの方が小さくなるように設定したことになる。その比率は次式となる。 ＦＢＤ／ＦＦＤ＝（巻線ＦＬ１の巻き回数）／（巻線ＦＬ１とＦＬ４の合計巻き回数） このことから、Ａ相巻線の電流を減少させるときに他相に与える電圧影響を低減した構成であると言える。
Ｂ相巻線ＦＬ２、ＦＬ５についても同様であり、トランジスタＦＬＣ、ＦＬＤにより正の電圧を与え、両トランジスタのオフによりダイオードＦＬＪ、ＦＬＫを介して磁気エネルギーを電源８７Ｇへ回生する。Ｃ相巻線ＦＬ３、ＦＬ６についても同様であり、トランジスタＦＬＥ、ＦＬＦにより正の電圧を与え、両トランジスタのオフによりダイオードＦＬＬ、ＦＬＭを介して磁気エネルギーを電源８７Ｇへ回生する。
（実施例１２）
次に、請求項１２について具体的に説明する。
図３８は、図９で示した制御回路に電源８４Ｄを追加し、トランジスタ８７１、８７３、８７５のコレクタの接続先を電源８４Ｄの正側に変更しており。この構成により、各相巻線の電流を増加するときの電圧ＶＦＤの方が各相巻線の電流を減少するときの電圧ＶＢＤより、電源８４Ｄの電圧だけ大きくできることになる。従って、電流を減少させるときに他相に与える電圧影響を低減した構成であると言える。
（実施例１３）
次に、請求項１３について具体的に説明する。
図３９は、３相の各相巻線の電圧、電流を３個のトランジスタ５６４、５６５、５６６と３個のダイオード５６７、５６８、５６９で制御する構成である。５６Ｃは回生される磁気エネルギーを充電して溜めるコンデンサである。トランジスタ５６ＡとチョークコイルＬＤｃｃとダイオード５６Ｂはコンデンサ５６Ｃの電荷を電源８７Ｇへ移動させる。破線で囲うＦＰ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成となっている。破線ＦＰ１は一つの電源の機能でもあり、図３８の電源８４Ｄのように、バッテリなどの電源に置き換えることもできる。
８７ＤのＡ相巻線にトランジスタ５６４で電圧を印加し、Ａ相電流Ｉａを増加させることができる。トランジスタ５６４をオフすることによりダイオード５６７を介してＡ相巻線８７Ｄに負の電圧を印加し、Ａ相電流Ｉａを減少させることができる。
８７ＥのＢ相巻線についても、トランジスタ５６５とダイオード５６８によりその電流Ｉｂを、Ｉａと同様に、増減して制御することができる。８７ＦのＣ相巻線についても、トランジスタ５６６とダイオード５６９によりその電流Ｉｂを、Ｉａと同様に、増減して制御することができる。なお、各トランジスタに負の電圧が印加されないように保護用のダイオード５６Ｄを付加しても良い。
次に、図３９の制御回路構成は、従来システムに比較し、原理的にその全体の電流容量を小さくできること、小型化できること、効率を上げることができることの可能性について説明する。今、図３９の直流電源８７Ｇの電圧が２００Ｖで、各トランジスタの電流容量が１０Ａであると仮定する。例えば、図２に示すモータのロータがある回転数ωｒで回転していて、図２に示す回転位置θｒ＝３０°にさしかかった回転位置であり、ＡＣ相の磁束φａｃだけが発生しているとすると、（８４）式、（８７）式からＡ相巻線の電圧ＶａとＣ相巻線の電圧Ｖｃは次式となる。
Ｖａ＝Ｖｃ＝Ｎｗ×Ｂｍａｘ×Ｒ×ｔｃ×ωｒ （１４３）
ここで、（１４３）式で表される電圧が丁度２００Ｖであると仮定する。この時、インバータの出力であり、モータの入力出もある電力Ｐ１は、次式となる。
Ｐ１＝（２００Ｖ）×（１０Ａ）×（２巻線）
＝４０００[ Ｗ ] （１４４）
一方、図４０に従来のブラシレスモータなどの３相交流モータを星形結線した巻線８３４、８３５、８３６と６個のトランジスタ８４１、８４２、８４３、８４４、８４５、８４６と６個のダイオード８４７、８４８、８４９、８４Ａ、８４Ｂ、８４Ｃとで構成する３相交流電圧、電流の制御回路を示す。この場合にも、直流電源８７Ｇの電圧が２００Ｖで、各トランジスタの電流容量が１０Ａであるとする。例えば、Ｕ相巻線８３４からＶ相巻線８３５へ２００Ｖを印加し、最大電流１０Ａを通電したと仮定すると、その時の出力Ｐ２は次式となる。
Ｐ２＝（２００Ｖ）×（１０Ａ）
＝２０００[ Ｗ ] （１４５）
なお、Ｕ相巻線８３４からＶ相巻線８３５とＷ相巻線８３６とへ半分づつ通電する場合もおおよそ同程度の電力供給である。すなわち、図４０のシステムにおいて、モータ巻線の誘起電圧が直流電源８７Ｇに近い値の時で、使用しているトランジスタの最大電流と３相正弦波電流のピーク電流とが同じになる程度に３相正弦波電流を通電すると、３相電流の位相に関わらず、おおよそ同程度のモータ出力が得られる。
図２のモータと図３９の制御回路の組み合わせと図４０の通常の３相交流モータと制御回路とを比較すると、３個のトランジスタで４０００Ｗの出力と６個のトランジスタで２０００Ｗの出力であり、トランジスタ１個あたりの出力を比較すると、４倍となる。同一出力の条件で比較すると、図２のモータと図３９の制御回路は、半分のトランジスタ数の３個で済み、かつ、トランジスタの電流容量は半分の５Ａで、同一出力の２０００Ｗを出力できることになる。
なおここで、図３９の構成では、トランジスタ５６Ａなどで構成するＤＣ−ＤＣコンバータが必要であり、トランジスタ５６４、５６５、５６６の耐電圧は２００Ｖより大きな値が必要であることには注意を要する。
説明したように、図３９などのモータ各相の電流が片方向電流なので、それぞれについて、１個のトランジスタと１個のダイオードという簡素な構成で電流を増減することが可能である。そして、図３９などのモータの各ステータ磁極が隣接する２個の巻線によって同時に励磁できる点が大きな特徴である。２個の巻線から電力の供給が可能な構成となっている。そして、各巻線がそれぞれ円周方向両隣のステータ磁極の励磁に兼用して使用することができ、３巻線で３組のステータ磁極を励磁している。その結果、３相交流用の制御回路のトランジスタの総電流容量に比較して、図２のモータと図３９の制御回路のトランジスタの総電流容量は、１／４にできる可能性がある。
なお、図３９の制御回路構成ではトランジスタの素子数が少ないが、図４０および図９に比較して、各トランジスタの電圧負担が増加することになる。しかし、ＩＧＢＴなどの一般的な傾向として、耐電圧の増加に対するコスト的な負担は小さい傾向があり、電圧負担の増加によるコスト負担は小さい。そして、技術的な傾向として高耐圧化の技術が充実してきている。一方、電気自動車、ハイブリッド自動車におけるバッテリの電圧は、その製作性、安全性、共通化などの都合により、バッテリの電圧を自在に変えることが難しくなっている。その様な背景が、図３９のような制御回路構成の妥当性の理由の一つとなっている。
また、図９の構成のトランジスタの総電流容量は、同様に比較、計算して、従来の図４０の１／２にできる可能性がある。そして、図９の構成における各トランジスタの電圧負担は、図３９の構成に比較して約１／２である。
また、図３９の構成で、破線で示すＤＣ−ＤＣコンバータＦＰ１の電圧を電源８７Ｇの電圧より小さくすることにより、電流を減少させるときに他相に与える電圧影響を低減した構成とすることができる。
（実施例１４）
次に、請求項１４について具体的に説明する。
図４１は、電源８７Ｇと電源ＦＮＥの２個の電源があり、電源ＦＮＥの電圧ＶＳＳ２を電源８７Ｇの電圧ＶＳＳ１より小さくできない場合の例である。図４１では、図３７の場合と同様に、Ａ相巻線を同一スロットに２個巻回し、それらの巻線ＦＮ１とＦＮ２を直列に接続している。
トランジスタＦＮＡをオンすることにより電源８７Ｇの電圧Ｖｓを巻線ＦＮ１に印加する。トランジスタＦＮＡをオフすることにより、巻線ＦＮ１とＦＮ２がダイオードＦＮ７を介して逆方向に電源ＦＮＥの電圧ＶＳＳ２に制限される。
トランジスタＦＮＡをオンするときにＡ相巻線に鎖交する磁束が増加する変化率ＦＦＤより、トランジスタＦＮＡをオフするときにＡ相巻線に鎖交する磁束が減少する変化率ＦＢＤの方が小さくなるように設定するためには、次式の関係式とすればよい。
ＶＳＳ１＞ＶＳＳ２×
（ＦＮ１の巻き回数）／（ＦＮ１とＦＮ２の総巻き回数） （１４６）
Ｂ相巻線ＦＮ３、ＦＮ４についても同様であり、トランジスタＦＮＢにより正の電圧を与え、トランジスタＦＮＢのオフによりダイオードＦＮ８を介して磁気エネルギーを電源ＦＮＥへ回生する。Ｃ相巻線ＦＮ５、ＦＮ６についても同様であり、トランジスタＦＮＣにより正の電圧を与え、トランジスタＦＮＣのオフによりダイオードＦＮ９を介して磁気エネルギーを電源ＦＮＥへ回生する。図４１の構成は、電流を減少させるときに他相に与える電圧影響を低減した構成であると言える。
（実施例１５）
次に、請求項１５、１６について具体的に説明する。
図４２は、制御回路の構成をより簡素化できる構成である。図１のモータ構成において、Ａ０ＤのＡ相巻線Ｗａを同一スロットで並行に巻回する２巻線に分離する。他の相も同様である。模式的には、図１６のＡ相巻線ＦＤ１、ＦＤ２のような構成である。図１６の前記説明では電流成分を表現するための仮想の巻線として表現したが、図４２の制御回路との組み合わせとする場合は並行して巻回する実体の巻線である。なお、同一スロットの２巻線は、できるだけ鎖交磁束が共通になるように、２巻線を並行して巻回するいわゆるバイファイラ巻きとしても良い。
図４２の５３１と５３２はＡ相巻線で、巻始めの点で示すシンボルのように、これらの両巻線は磁束の鎖交する方向が逆方向となるように配置している。
トランジスタ５３７をオンすることにより巻線５３１に電源８７Ｇの電圧が印加され、Ａ相電流Ｉａが増加する。トランジスタ５３７をオフすることにより電流Ｉａが遮断され、同時に、巻線５３１と５３２に鎖交する磁束φｚの磁気エネルギーはダイオード５３Ｂを介して電源８７Ｇへ電流Ｉ２ａが流れる。この時、磁束φｚが鎖交する電流がＩ２ａだけである場合には、次式となる。
Ｖｓ＝−Ｎｗ×ｄφｚ−ＶＤｚ−Ｉａ×Ｒ２ａ （１４７）
ここで、Ｖｓは電源８７Ｇの電圧、ＶＤｚはダイオード５３Ｂの順方向電圧降下、Ｒ２ａは巻線５３２の抵抗値である。
同様に、５３３と５３４はＢ相巻線で、５３８は駆動用のトランジスタ、５３Ｃは回生用のダイオードである。５３５と５３６はＣ相巻線で、５３９は駆動用のトランジスタ、５３Ｄは回生用のダイオードである。
図４２に示す制御回路構成は、図９に示した制御回路構成に比較して、トランジスタとダイオードの数が半分であり、大幅な素子数の削減である。また、図３９の場合と同様に、２組の巻線から並行して電力を供給できるので、制御回路のトランジスタの総電流容量は、１／４にできる可能性がある。また、各相電流を通電するときに、各巻線に直列に接続している半導体は１個であり、図４０、図９などでは各巻線に直列に接続している半導体は２個であることに比較し、半導体損失が小さく制御回路の効率が良く、モータシステム全体としての効率も改善する。このように、図４０に示すような、従来の３相交流電圧、電流のモータシステムに比較しても、簡素化、高効率化、低コスト化、小型化の可能性がある。
なお、図１、図１６などに示すモータはリラクタンスモータであり、界磁磁束を励磁するための励磁電流成分の負担があるが、後に記述する界磁巻線の活用、永久磁石の活用などにより、界磁磁束の負担を軽減する方法もある。また、図４２では各スロットの巻線を２個に分割するので、各巻線の抵抗値が大きくなる問題はある。また、図４２の各トランジスタに印加される電圧は図９、図４０の場合に比較して大きくなる問題はある。また、各相電流の制御において、各相電流をフライホイール電流として、電源８７Ｇから切り離した状態とすることはできないという問題がある。しかし、これらの問題点については、それぞれにその問題を軽減する方法がある。
また、図４２において、各相の１次側の巻線５３１、５３３、５３５の巻き回数より２次側の巻線５３２、５３４、５３６の巻き回数を小さくすることにより、電流を減少させるときに他相に与える電圧影響を低減した構成とすることもできる。
なお、図４２の各巻線対は、各鎖交磁束が完全に両巻線に鎖交しているわけではなく、両巻線にはそれぞれ各巻線個別にわずかな漏れ磁束成分なども発生する。従って、各トランジスタがオフするときに、各トランジスタに瞬時過電圧がかかる場合がある。各トランジスタに印加する前記瞬時過電圧を吸収する目的で、例えば、ダイオード５４１、５４２、５４３とツェナーダイオード５４４を付加しても良い。これらに流れる電流は小さく、ノイズフィルターのような機能である。また、図４２では、巻線が３対の場合について説明したが、４相、５相などの多相の場合についても、図４２の制御回路を相数に応じて拡張して、同様に実現することができる。
（実施例１６）
次に、請求項１７について具体的に説明する。図４３は、図３５において一部の機能を追加している。ＦＳ１はＡ相電圧を制限するＡ相電圧制限信号ＶＡＬ１であり、ＦＳ４はＡ相電圧制限手段で、ＦＥ５のＡ相電圧指令Ｖａｏを制限する。
ＦＳ２はＢ相電圧を制限するＢ相電圧制限信号ＶＢＬ１であり、ＦＳ５はＢ相電圧制限手段で、ＦＥ６のＢ相電圧指令Ｖｂｏを制限する。ＦＳ３はＣ相電圧を制限するＣ相電圧制限信号ＶＣＬ１であり、ＦＳ６はＣ相電圧制限手段で、ＦＥ７のＣ相電圧指令Ｖｃｏを制限する。このように、各相の巻線を励磁する電圧を、各相電流の変化の状態、各相巻線の電圧印加状況、ロータ回転位置θｒ、ロータ回転角速度ωｒなどに応じて制限する機能を持つ。このことにより、各相の電圧制御が、電圧飽和の問題で各相相互に阻害することなく電圧制御を実現する。
例えば、図６においてＣＣＷへ大きな平均トルク、かつ、高速で回転している場合について考えてみる。この回転位置θｒでは、Ｂ相電流ＩｂとＡ相電流Ｉａでトルクを発生している。次の動作としては、この回転位置θｒ辺りでＦ２１のＢＡ相磁束φｂａを減少させ、Ａ０２、Ａ０５のＣＢ相ステータ磁極の励磁を開始してＣＢ相の電流成分Ｉｃｂを通電し、トルク発生の準備が必要である。
具体的には、もしこの二つの動作が重なった場合、Ａ０ＤのＡ相電流Ｉａを減少し、同時にＡＯＨのＣ相電流Ｉｃを増加する必要がある。ＢＡ相磁束φｂａが減少すると、ＡＯＨのＣ相巻線には、正の誘起電圧Ｖｃが発生する。
もし、ＢＡ相磁束φｂａの減少が急激であれば、正の誘起電圧Ｖｃが大きくなり、Ｃ相電流Ｉｃを増加することが困難になるという問題が発生する。この電圧飽和の問題が発生しないようにする一つの方法は、ＢＡ相磁束φｂａの減少とＣ相電流Ｉｃの増加とが異なる時間帯で動作すればよい。他の方法は、両動作が並行して進む場合に、ＢＡ相磁束φｂａの減少とＣ相電流Ｉｃの増加との両方が、片方に偏らず、バランス良く行う方法である。図４３および図４４は、後者のバランス良く行う方法を示している。
（実施例１７）
次に、請求項１８について具体的に説明する。
図４４は、図２７、図２８、図２９などの各相の電圧司令部において、各相の電圧をバランス良く保つ機能を追加した図である。ＦＲ１はＡ相の電圧指令成分であり、Ａ相電流Ｉａの制御誤差に基づいて作られている。ＦＲ２はＢ相の電圧指令成分であり、Ｂ相電流Ｉｂの制御誤差に基づいて作られている。ＦＲ３はＣ相の電圧指令成分であり、Ｃ相電流Ｉｃの制御誤差に基づいて作られている。これらの情報と回転位置θｒと回転角速度ωｒをＦＲ４の電圧制限論理部へ入力し、ＦＲ５のＡ相電圧制限信号ＶＡＬ２、ＦＲ６のＢ相電圧制限信号ＶＢＬ２、ＦＲ７のＣ相電圧制限信号ＶＣＬ２を出力する。
ＦＲ８はＡ相電圧制限手段で、Ａ相電圧指令成分ＦＲ１に電圧制約を加える。
ＦＲ９はＢ相電圧制限手段で、Ｂ相電圧指令成分ＦＲ２に電圧制約を加える。
ＦＲＡはＣ相電圧制限手段で、Ｃ相電圧指令成分ＦＲ３に電圧制約を加える。
ＦＲＣは新たなＡ相電圧指令、ＦＲＤは新たなＢ相電圧指令、ＦＲＥは新たなＣ相電圧指令である。
図４４の構成により、一つの相の磁束φｂａの減少と他の相の電流Ｉｃの増加との両方が、片方に偏らず、バランス良く行うことができる。このような電圧制限機能は、図２７、図２８、図２９などの種々の制御回路構成に適用できる。また、有限要素法などによりモータの磁束データを活用することにより、（１２１）式から（１２５）式へ適用してより正確に各巻線の電圧を推測計算することができる。具体的には、例えば式中のｄφａｃ／ｄｔは、（φａｃの微小磁束変化）／（微小時間）として計算し、代入すればよい。
また、各相の電流はロータの回転と共に繰り返し通電するので、電圧飽和などの問題が発生するときに、その次の電流サイクルで各相の電流成分の通電位相を変えて、より通電しやすい電流サイクルに修正して制御することもできる。
（実施例１８）
次に、請求項１９について具体的に説明する。
図４５は、図３０に示した各相の電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂへ各ステータ磁極の磁束を励磁する界磁励磁電流成分ＩＦＣを付加した図である。結果として、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃへも（ＩＦＣ×２）の界磁励磁電流成分が付加されることになる。
軟磁性体の磁界の強さと磁束密度の関係は一般的に図１４のような特性を示している。従って、例えば、ロータが停止している状態では、界磁励磁電流成分を通電した後の電流増加に伴う電圧は、比較的小さい。
そして、小型モータ以外では、連続定格電流に対して界磁励磁電流成分は小さいので、常時、界磁励磁電流成分を通電しても大きな負担ではない。それで、図１４に示すように、界磁励磁電流成分を常時通電することにより、トルク発生のために電流を増加するときの電圧負担を軽減することができる。（３８）式、（５２）式、（５９）式などに示した各巻線の電圧は、回転に伴う電圧成分が主となり、（８７）式、（９４）式、（１００）式などの電流の増減に左右されない電圧となる。なお、これらの式はモデル的な単純式であり、実際にはスロット開口部の漏れ磁束に起因する電圧成分などが無視できない程度に加わることになり、それらの成分については別途、モータの状態に応じて勘案する必要はある。
（実施例１９）
次に、請求項２０、２１について具体的に説明する。
図４６は、図１に示したモータ構成に界磁磁束を励磁する界磁電流Ｉｆｆを通電する巻線を付加した構成である。Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ｂ相巻線Ａ０Ｆ、Ｃ相巻線Ａ０Ｈはそれぞれ全節巻線である。界磁巻線は、各ステータ磁極に集中的に巻回していて、いわゆる集中巻線の形態とした例である。
Ａ０１のＡＣ相ステータ磁極には巻線ＦＺ１とＦＺ２と破線ＦＺ３で示す集中巻きとし、電流の方向は電流のシンボルを図示するように、Ａ相電流Ｉａ、Ｃ相電流Ｉｃとそれぞれ同一方向である。同様に、Ａ０４のＡＣ相ステータ磁極には巻線ＦＺ９とＦＺＡとで示す集中巻きとする。
Ａ０３のＢＡ相ステータ磁極には巻線ＦＺＣとＦＺＢとで示す集中巻きとし、Ａ０６のＢＡ相ステータ磁極には巻線ＦＺ５とＦＺ６とで示す集中巻きとする。
Ａ０５のＣＢ相ステータ磁極には巻線ＦＺ８とＦＺ７とで示す集中巻きとし、Ａ０２のＢＡ相ステータ磁極には巻線ＦＺＤとＦＺ４とで示す集中巻きとする。
ＦＺＥとＦＺＦとＦＺＧとＦＺＨおよびＦＺＪは各集中巻き巻線の繋ぎの線であり、電流方向を合わせて直列に接続している。ＦＺＫとＦＺＬは界磁巻線の端子である。
界磁巻線は全てのステータ磁極に巻回し、電流の方向は各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと同一方向で、各界磁巻線を直列に接続する。従って、巻き方は特に限定されず、全節巻きでも集中巻きでも良い。また、環状巻、波巻き、鼓状巻などの巻き方も限定されず、どの巻き方でも良い。
各相巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃは通電電流の方向と大きさが限定されるが界磁巻線は限定が少ない。特に、図４６に示した、各ステータ磁極に集中巻き巻線を巻回した構成は、トータルでの巻線長を短くでき、コイルエンドのロータ軸方向の突き出しも小さく、各集中巻き巻線の間の接続も容易で巻線の製作性の点でも優れている。
次に、界磁電流Ｉｆｆを通電する具体的な回路の例を図４７に示す。Ｌ１１とＬ１４はＡＣ相の界磁巻線、Ｌ１３とｌ１６はＢＡ相の界磁巻線、Ｌ１５とＬ１２はＣＢ相の界磁巻線である。トランジスタＬ１７で制御して界磁電流Ｉｆｆを制御する。Ｌ１８はフライホイールダイオードである。
図４８は他の界磁電流制御回路である。トランジスタＬ２１とＬ２２の両方をオンすることにより界磁巻線へ電圧を印加し、どちらかのトランジスタだけがオンの時はフライホイールモードとなり、この両動作は図４７の制御回路とほぼ同じである。両トランジスタがオフの時にはダイオードＬ２３とＬ２４を介して逆方向の電圧すなわち負の電圧がかかるので、界磁電流Ｉｆｆを急激に減少させることができる。モータの制御において、界磁電流Ｉｆｆを急激に減少させる必要がある場合は、図４８の方が適している。
次に、この界磁巻線の電磁気的な動作について説明する。図４９は、図４６において、直列に接続した界磁巻線に一定の界磁電流を通電して、各相の巻線Ａ０Ｄ、Ａ０Ｆ、Ａ０Ｈの電流は零とした時の界磁巻線の電圧関係を示している。ステータ磁極周辺の漏れ磁束は零とするなど、理想化したモデルにおける電圧関係である。
（Ｖｆ１＋Ｖｆ４）は、図４８に示すＡＣ相ステータ磁極の２個の界磁巻線Ｌ１１の電圧Ｖｆ１と界磁巻線Ｌ１４の電圧Ｖｆ４の和である。
（Ｖｆ３＋Ｖｆ６）は、図４８に示すＢＡ相ステータ磁極の２個の界磁巻線Ｌ１３の電圧Ｖｆ３と界磁巻線Ｌ１６の電圧Ｖｆ６の和である。
（Ｖｆ５＋Ｖｆ２）は、図４８に示すＣＢ相ステータ磁極の２個の界磁巻線Ｌ１５の電圧Ｖｆ５と界磁巻線Ｌ１２の電圧Ｖｆ２の和である。
一定の界磁電流を通電しているので、各界磁巻線のパワー入出力は、常に何れかの巻線のパワーが負で何れかの巻線が正であって、各界磁巻線間で界磁エネルギーが循環していることになる。全巻線両端の電圧は図４９のＶａｌｌで、全巻線の抵抗と界磁電流の積であり、抵抗電圧降下分である。このように、界磁エネルギーがモータ内で循環すれば、図９などの制御回路で各相の巻線Ａ０Ｄ、Ａ０Ｆ、Ａ０Ｈの電流を制御する場合、それらの電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの無効電流分を低減できるので、図９などの制御回路の電流を低減でき、電圧負担も低減できる。低コスト化も可能となる。
なお、界磁電流Ｉｆｆの値は、制御方法により種々の値を採ることができる。各ステータ磁極へ印加される起磁力は、後に示すように、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと界磁電流Ｉｆｆの合成値が与えられることになる。
例えば、低速回転で出力トルクが大きいときには、界磁電流Ｉｆｆにより各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの電流負担を軽減できるので、効果的である。中速回転では、界磁電流Ｉｆｆにより３相巻線の誘起電圧に偏り現象を引き起こすので、問題もある。高速回転においては、界磁電流Ｉｆｆにより、各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの無効電流成分を低減できるので効果的である。このような事情で、回転数ωｒ、負荷トルクの大きさにより界磁電流Ｉｆｆの大きさを可変制御する。
（実施例２０）
次に、請求項２２について具体的に説明する。
図５０は、図４８の全界磁巻線をダイオードＬ１８を介して閉回路とした構成である。各界磁巻線には並列に各相の巻線を巻回しているので、界磁エネルギーは各相の巻線側から供給することができる。シャント抵抗器による界磁電流の値を検出するなどの何らかの方法での界磁電流成分を検出することができる。あるいは、磁束の大きさをホール素子などで検出する、あるいは、巻線の誘起電圧検出で磁束を認識することができる。この界磁電流成分などの大小に応じて、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃにより界磁エネルギーを界磁巻線へ供給することが可能である。このように界磁巻線へ界磁エネルギーを間接的に供給することができる。この場合は、図５０に示すように、界磁電流駆動にトランジスタが不要になり、簡素化、低コスト化を実現できる。
（実施例２１）
次に、請求項２３について具体的に説明する。
図８５に示したスイッチトリラクタンスモータへ図４６に示すような界磁巻線を付加した構成である。このような構成とすることにより、モータの界磁電流負担を界磁巻線で受け持つことができ、前記と同様に、各相巻線の電流負担および電圧負担を軽減できる。
（実施例２２）
次に、請求項２４について具体的に説明する。
図５１は、図１の各ステータ磁極へ同一極性方向の永久磁石を追加した構成である。図４６で示した界磁巻線が作用する起磁力の方向と同じ方向である。永久磁石Ｂ１７、Ｂ１８、Ｂ１９、Ｂ１Ａ、Ｂ１Ｂ、Ｂ１Ｃ、Ｂ１Ｄ、Ｂ１Ｅ、Ｂ１Ｆ、Ｂ１Ｇ、Ｂ１Ｈ、Ｂ１Ｊを各ステータ磁極に配置している。このような構成とすることにより、ロータ突極が近接すると磁束が発生する。従って、前記の界磁巻線の作用を発生することになる。
図１に示したモータの各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの界磁電流負担を永久磁石で受け持つことができ、前記と同様に、各相巻線の各相電流負担および電圧負担を軽減できる。また、各相電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂを制御することにより、各ステータ磁極の磁束φｃａ、φｂａ、φｃｂの強めおよび弱めも行うことができる。
永久磁石の配置の方法は、図５２の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に例を示すように種々の構成が実現できる。これらはステータ磁極Ｂ１１の先端部近傍を拡大して示した図である。Ｌ４１、Ｌ４２、Ｌ４３、Ｌ４４、Ｌ４５、Ｌ４６、Ｌ４７、Ｌ４８、Ｌ４９、Ｌ４Ａは永久磁石である。ステータ磁極の表面に永久磁石を貼り付けることもできる。図５１の構成は、比較的大きな磁束が得られる構成である。永久磁石の配置構成により、永久磁石特性とリラクタンス特性との比率を選択することができる。ＣＣＷのトルクとＣＷのトルクとが対象ではない特性とすることもできる。
なお、各相電流が零の時に、各ロータ突極に永久磁石の作用で発生するトルクは、ＣＣＷとＣＷのトルクがバランスしているので、おおよそ零である。ラジアル方向の力も、従来のモータと同様にキャンセルする構成である。また、永久磁石の種類は、ネオジム系の永久磁石、サマリウム系の永久磁石、フェライト磁石、鋳造磁石などの種々永久磁石を使用することができる。
図１、図５１などのモータでは、トルク発生には吸引力を使用して作っている。そして、永久磁石のＮ極同士は反発する力が発生するが、その様な反発力は使用せずにモータトルクを発生することができる。これは、モータ電流を適正に制御すれば、永久磁石を減磁させるような起磁力がかからないことを意味している。従来のブラシレスモータでは、永久磁石が減磁しないようにモータ構造、磁石厚みなどを設計している。
図５１のモータでは、減磁の心配が不要なので、永久磁石の厚みを限界まで薄くできることになる。磁石の保持力を大きくするためにデスプロシウム、テレビウムなどが使用されていて、資源問題が顕在化しているが、それらの問題も軽減できる。このように、使用する永久磁石の量を少なくすることができ、コスト的に有利である。
また、永久磁石の厚みを薄くできるので、万が一、永久磁石が減磁した場合においても比較的容易に着磁することができる。モータの制御装置で通常の電流を通電することによる着磁も可能である。さらには、後で述べるように、永久磁石の磁気特性を可変制御し、ステータ磁極の磁束の大きさを可変制御することも可能である。
低速回転では永久磁石を強め、高速回転では磁石を弱めることにより、定出力特性を示すモータ運転が容易となる。なお、永久磁石と界磁巻線とを併用して、両方の特徴を発揮することも可能である。
（実施例２３）
次に、請求項２５について具体的に説明する。
図５３は、ＡＣ相のステータ磁極Ｂ１７とＢ１Ａの片側Ｂ１７にだけ永久磁石Ｂ１１を配置している。永久磁石Ｂ１１が発生する磁束はＢ１８、Ｂ１Ｂのステータ磁極へも通過することになるが、磁石個数を低減することができる。ＢＡ相ステータ磁極Ｂ１９、Ｂ１Ｃについても同様である。ＣＢ相ステータ磁極Ｂ１Ｂ、Ｂ１８についても同様である。
（実施例２４）
次に、請求項２６について具体的に説明する。
図５４は、図１のモータを８極にし、一部のステータ磁極へＳ極永久磁石とＮ極永久磁石を追加した図である。全周は電気角で３６０°×４＝１４４０°である。ステータ磁極の数は２４個でロータ突極Ｌ７７の数は１６個である。Ｌ７Ｃ、Ｌ７Ｅ、Ｌ７Ｈ、Ｌ７Ｌは電気角で３６０°ピッチのステータ磁極で、いずれもＡＣ相ステータ磁極である。Ｌ７Ａの内径側はＳ極磁石で、Ｌ７Ｂの内径側はＮ極磁石で、いずれも、ＡＣ相ステータ磁極Ｌ７Ｃ、Ｌ７Ｄに取り付けている。同様に、Ｌ７ＪのＳ極磁石とＬ７ＧのＮ極磁石をＢＡ相のステータ磁極に取り付けている。同様に、Ｌ７ＫのＳ極磁石とＬ７ＭのＮ極磁石をＣＢ相のステータ磁極に取り付けている。
このように、永久磁石をステータ磁極の一部に取り付けることにより、永久磁石特性とリラクタンス特性との比率を選択して設計することができる。磁石の個数を少なくすることができるので、コストを低減する効果もある。なお、図５４の場合には、永久磁石を付加したステータ磁極と永久磁石を付加していないステータ磁極の両方について、ロータが磁気的な中心となるようにバランスを取った配置としている。このような構成とすることにより、部分的な磁石付加であっても、ステータ磁極の各相関の干渉の少ない特性としている。
（実施例２５）
次に、請求項２７について具体的に説明する。
図８５は、各ステータ磁極へ集中巻線を施した構成のモータであり、このようなモータへ図５１、図５２に示すような永久磁石を付加することができる。永久磁石により、モータの界磁電流負担を界磁巻線で受け持つことができ、前記と同様に、各相巻線の電流負担および電圧負担を軽減できる。
（実施例２６）
次に、請求項２８について具体的に説明する。
図５５は、図１のモータに比較し、各スロットの開口部へ永久磁石Ｌ８Ｄ、Ｌ８Ｅ、Ｌ８Ｆ、Ｌ８Ｇ、Ｌ８Ｈ、Ｌ８Ｊを付加している。各ステータ磁極の磁束の方向は２重線の矢印で示す方向であり、破線の矢印で示す各永久磁石の磁束の方向とはステータ磁極の部分で反対向きとなるように配置している。従って、モータの電流が流れていない状態では、各ステータ磁極はそれぞれに磁束密度は逆方向にバイアスされている。そして、２重線で示す磁束をより多く通すことが可能となる。
図１５においてモータのトルク特性を示したが、動作点Ｔｎｂの辺りでステータ磁極が磁気飽和の状態となり、トルクの上昇率が低下している。図５５のように永久磁石を付加した場合、ステータ磁極を通過できる２重線で示す磁束を増加することができるので、図１５のトルク特性が破線で示すように拡大し、動作点Ｔｎｄまでトルクを発生できるようになる。このようにモータのピークトルクを増大させることができるので、モータの小型化、軽量化が可能となる。なお、図５５での永久磁石の形状が磁極の方向に長い形状となっているが、８極程度に多極化したモータではスロット開口部が狭いので、その側面形状は、図５５の形状より正方形に近い形状となる。また、スロット開口部近傍では電流通電時に漏れ磁束も発生するが、この永久磁石の磁束の方向は漏れ磁束とは反対向きなので、漏れ磁束を低減する効果もある。
（実施例２７）
次に、請求項２９について具体的に説明する。
図５６は、図２６における電流制御手段Ａ６３の例をより具体的に示す図である。また、図２７に示す電圧フィードフォワード手段Ａ８Ａも付加して示している。図５６では、図２６のＡ６０で示す速度指令ωｏとロータ速度ωｒの値からトルク制御手段Ａ６２で作られたＡ６Ｊのトルク指令情報Ｔｏを入力とし、具体的な各相の電流成分の指令値Ｉａｃｏ、Ｉｂａｏ、Ｉｃｂｏを出力する。また、界磁電流成分の制御と各相の電圧フィードフォワード値についても示している。
ＦＱ１はトルク変換手段で、まず、Ａ６Ｍのロータ回転位置θｒにより各相の電流制御領域を認識する。そして、Ａ６Ｊのトルク指令情報Ｔｏに基づいて、（４２）式、（５４）式、（６１）式、（６８）式、（７５）式、（８２）式、（９０）式、（９６）式、（１０２）式、（１０８）式、（１１４）式、（１２０）式を選択して通電すべき電流成分とその大きさを決定する。１個の電流成分だけで駆動する方法、複数の電流成分を並行して通電する方法があり、回転角位置θｒによっても変化する。電流の応答性および応答遅れ時間があるのでロータ回転角速度ωｒを考慮する必要もある。トルク変換手段ＦＱ１の出力ＦＱ４はＡＣ相の電流成分Ｉａｃｊ、ＢＡ相の電流成分Ｉｂａｊ、ＣＢ相の電流成分Ｉｃｂｊである。
具体的には、例えば、図５に示すθｒ＝６０°の回転位置で、ＣＣＷへωｒで回転し、ＣＣＷのトルク指令Ｔｏは比較的小さく軟磁性体の磁気的成形領域のトルクであるとする。電流は図１６に示す各相の電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂで表現する。
図５の磁束Ｆ２１がＣＣＷトルクを発生できるので、電流成分Ｉｂａを流せばよい。（５４）式にトルクＴｂａと電流成分Ｉｂａの関係が示されているので、電流成分Ｉｂａの値を計算できる。もしこの時、ＡＣ相の電流成分Ｉａｃが流れていればＡ２２の磁束により負トルク（−Ｔｎａｃ）を発生しているので、この負トルクを相殺するために、ＢＡ相トルクＴｂａにトルクＴｎａｃを加えて（５４）式で計算すればよい。
また、ロータ回転角速度ωｒが大きければ、次のサイクルではＣＢ相のステータ磁極Ａ０２、Ａ０５でトルクを発生する必要があるので、この回転位置θｒ＝６０°で事前に電流成分Ｉｃｂを通電しておく。なお、この回転位置では、ＣＢ相のステータ磁極Ａ０２、Ａ０５がロータ突極と対向していないので、電流成分Ｉｃｂはトルクを発生しない。この時点での電流成分Ｉｃｂの大きさは、トルク予測値などから決定すればよい。
前記のように、各相の電流成分Ｉａｃｊ、Ｉｂａｊ、Ｉｃｂｊを決定し、出力する。これらの電流値の例を、図３０の回転角位置θｒ＝６０°に示す。実際に、電力変換器Ａ６５で通電する電流、モータの巻線へ通電する電流は、既に説明したように、図３０の相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃである。
このように、トルク指令情報Ｔｏに応じて各相の電流指令値を決定することができる。回転角位置θｒによって、計算する内容が変化していく。図１に示すモータの場合、その制御周期は電気角で９０°であり、また、ＡＣ相とＢＡ相とＣＢ相は電気角で３０°の位相差を持っているが同じ作用である。
また、後に示すように、トルク指令情報Ｔｏと回転角位置θｒに応じた各相電流情報を、前記のような方法で求め、メモリ上に記憶させておき、メモリ情報を使用して各相電流指令を出力しても良い。なお、メモリ上の情報は、データ量の制約で離散的なデータとなるが、離散データの間の値は内挿計算により求めることにより、近似的に連続的な値として使用することができる。
（実施例２８）
次に、請求項３０について具体的に説明する。
図５６のＦＱＥは界磁制御情報Ｆｏで、ＦＱ２は界磁制御手段である。界磁制御手段ＦＱ２の出力は、各相の界磁の励磁に関する電流成分で、ＦＱ７はＡＣ相の界磁電流成分Ｉａｃｋ、ＦＱ８はＢＡ相の界磁電流成分Ｉｂａｋ、ＦＱ９はＣＢ相の界磁電流成分Ｉｃｂｋである。また、ＦＱＤは界磁電流指令である。
例えば、図１のモータにおいて、全ステータ磁極に一定の界磁電流成分ＩＦＣを通電する場合には、Ｉａｃｋ＝Ｉｂａｋ＝Ｉｃｂｋ＝ＩＦＣとして、電流合成手段ＦＱ３へ出力する。
電流合成手段ＦＱ３では、前記電流成分Ｉａｃｊ、Ｉｂａｊ、Ｉｃｂｊと界磁電流成分とを加算し、ＦＱＡ、ＦＱＢ、ＦＱＣの電流成分指令Ｉａｃｏ、Ｉｂａｏ、Ｉｃｂｏとして出力する。
Ｉａｃｏ＝Ｉａｃｊ＋Ｉａｃｋ （１４８）
Ｉｂａｏ＝Ｉｂａｊ＋Ｉｂａｋ （１４９）
Ｉｃｂｏ＝Ｉｃｂｊ＋Ｉｃｂｋ （１５０）
また、いずれかの相のステータ磁極の界磁電流成分を通電する場合は、（１４８）式、（１４９）式、（１５０）式にその値を設定すればよい。例えば、図５において、ＣＢ相ステータ磁極Ａ０２、Ａ０５はθｒ＝７５°になるとステータ磁極とロータ磁極が対向し始めるので、図５のθｒ＝６０°でＣＢ相の界磁電流成分を事前に通電する場合に（１５０）式のＩｃｂｋの値を設定する。
界磁電流成分を早めに通電することは、（３８）式等の各相の電圧成分の式、および、（１２１）式から（１２５）式に示す各巻線電圧の式から重要である。例えば、（５９）式のＣＢ相の電圧式では、微分項の第１項と第２項が重ならないようにすることが制御回路の電圧負担の上で効果がある。微分項の第１項は、物理的には電流の微分式（ｄＩｃｂ／ｄｔ）は電流の変化に伴う磁束の時間変化率（ｄφｃｂ／ｄｔ）を意味している。従って、図１４の磁気飽和の非線形な関係から、界磁電流成分だけでも早めに通電することは電圧負担の上で効果的である。
なお、界磁電流成分の大きさおよび通電タイミングは、モータの発生トルクおよび回転数の条件により変えることができる。例えば、低速回転で高トルクの場合には、界磁電流が必要な相にだけ大きな界磁電流成分を通電し、他の相には界磁電流を通電せず、ジュール損を低減する方がよい。中速回転では早めの位相で界磁電流成分を通電する必要がある。高速回転では、全ての相に常時、適度な大きさの界磁電流成分を与えるのも一方法である。
次に、図４６に示すような界磁巻線を巻回している構成のモータでは、モータの発生トルクおよび回転数の条件により、ＦＱＤの界磁電流成分指令Ｉｆｆを出力する。この電流は、図４７、図４８、図５０、図７７などの制御回路で制御することができる。
（実施例２９）
次に、請求項３１について具体的に説明する。
図４６などのように各ステータ磁極に界磁巻線を巻回して界磁電流を通電する構成、あるいは、図５１、図５２などのようにステータ磁極の永久磁石を配置する構成は、界磁磁束を励磁する起磁力分を負担できるので効果的であるが、不都合な面もある。それは、電圧の偏りの問題である。
例えば、図４６のモータ構成で、図５のロータ回転位置θｒ＝６０°で、あるトルクを発生して、ＣＣＷへある回転速度で回転している状態を想定する。
界磁電流Ｉｆｆは、図５のＡＣ相のステータ磁極とロータ突極が対向している部分では、軟磁性体の最大磁束密度をＢｍａｘの約５０％の磁束密度に励磁する大きさであると仮定する。Ａ相巻線Ａ０Ｄ、Ａ０ＧとＢ相巻線Ａ０Ｆ、Ａ０Ｊへは、ＢＡ相のステータ磁極とロータ突極が対向している部分で軟磁性体の最大磁束密度Ｂｍａｘとなる程度の同じ大きさの電流が流れていると仮定する。
図５の破線ＭＲ１で示すＣＢ相の磁束φｃｂは零であると仮定し、（１２２）式、（１２４）式からＡ相電圧Ｖａ、Ｂ相電圧Ｖｂは次式となる。
Ｖａ＝（Ｖ２ａｃ＋Ｖ２ｂａ）／２ （１５１）
Ｖｂ＝（−Ｖ２ａｃ＋Ｖ２ｂａ）／２ （１５２）
もし、界磁電流Ｉｆｆが零であれば、図５の磁束Ａ２２は零であり、Ｖ２ＡＣも零なので、Ａ相電圧ＶａとＢ相電圧Ｖｂは等しい電圧となる。いま、その電圧が例えば１００Ｖであると仮定する。磁束Ａ２２のステータ磁極とロータ突極が対向する部分の磁束密度が、界磁電流Ｉｆｆにより（Ｂｍａｘ／２）となる場合には、（１５１）式、（１５２）式からＡ相電圧Ｖａは１５０ＶでＢ相電圧Ｖｂは５０Ｖということになる。このように、Ａ相電圧Ｖａが５０Ｖ増加し、Ｂ相電圧Ｖｂが５０Ｖ減少し、両電圧に偏りが発生する。この現象は、エネルギー的には、Ａ２２のＡＣ相磁束φａｃに関わって、Ａ相巻線Ｗａが次式のパワーＰａｃｘを磁束φａｃに対して出力し、Ｂ相巻線Ｗｂが次式のパワーＰａｃｘを磁束φａｃに対して回生していると考えることのできる現象である。
Ｐａｃｘ＝ｄφａｃ／ｄｔ×Ｎｗ×Ｉｂａ （１５３）
この現象は、界磁電流Ｉｆｆによる磁束密度が最大磁束密度Ｂｍａｘに比較して小さければ問題は小さい。しかし、軟磁性体の最大磁束密度Ｂｍａｘに比較して無視できない大きさとなる場合には、Ａ相巻線ＷａとＢ相巻線Ｗｂの両巻線からモータへ電力を並行してバランス良く供給するためには、制御装置の電圧および電流容量に関わって問題となる。 この問題を解決するためには、図５の状態において、Ａ２２のＡＣ相磁束φａｃを無くすか、あるいは、減少させれば良い。各ロータ回転位置において、トルク発生に不要で有害な磁束を無くすか、あるいは、減少させればよい。図５の状態では、図５６におけるＢＡ相の界磁電流成分である前記Ｉｂａｋを負の値として、界磁電流ＩｆｆによるＡ２２のＡＣ相磁束φａｃを無くすか、あるいは、減少させればよい。
前記のように、図５のモータに図４６に示すような界磁巻線が付加されていて、界磁電流Ｉｆｆ通電している場合には、２個の巻線に電圧偏りを発生させるため、特定の界磁磁束が有害である。図５の状態では、Ａ２２のＡＣ相磁束φａｃが不要である。なお、Ｆ２１のＡＢ相磁束φａｂはＣＣＷトルクを発生させるために有効である。特定のステータ磁極の不要な磁束を低減する二つの方法がある。
第１の特定ステータ磁極の界磁弱め方法は、片方向電流である各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃにより負の電流成分を作り出す方法である。図５の状態では、Ａ０ＦのＢ相電流Ｉｂを通電すれば、Ａ２２のＡＣ相磁束φａｃを弱めることができる。ただしこの時、Ｆ２１のＢＡ相磁束φｂａとＭＲ１のＣＢ相磁束が強められることには注意を要する。
今、界磁巻線による各ステータ磁極の界磁起磁力が電流成分で５Ａ（５アンペア）である場合の例について考えてみる。それは、ＩａｃとＩｃａの界磁電流成分が５Ａであることと等価であり、Ｉｂ＝１０ＡとすることによりＡＣ相ステータ磁極の起磁力をキャンセルできる。この状態、すなわち、
Ｉａ＝０Ａ （１５４）
Ｉｂ＝１０Ａ
Ｉｃ＝０Ａ
を（１９）式、（２０）式、（２１）式で電流成分に順変換すると、
Ｉａｃ＝−５Ａ （１５５）
Ｉｂａ＝５Ａ
Ｉｃｂ＝５Ａ
となる。ＡＣ相が弱められ、ＢＡ相、ＣＢ相が強められていることが確認できる。
この状態では、Ａ２２のφａｃが零となるようにキャンセルしているので、ＡＣ相ステータ磁極が発生するトルクは零である。ＭＲ１のＣＢ相磁束φｃｂは空間が多いので小さく、ＣＢ相ステータ磁極の発生するトルクもほぼ零である。Ｆ２１のφｂａは界磁励磁成分の５Ａと計算したＩｂａ＝５Ａとが加わっており、磁束が発生していて、ＢＡ相ステータ磁極はＩｂａ＝１０Ａに相当するトルクが発生している。そして、この時、（１５１）式、（１５２）式で示した前記の電圧偏りの問題は、φａｃが零となるのでキャンセルしている。
さらにＣＣＷトルクを増加させる場合は、ＢＡ相電流成分Ｉｂａを増加させれば良い。例えばＩｂａを１０Ａ追加する場合は、
Ｉａｃ＝−５Ａ （１５６）
Ｉｂａ＝５＋１０＝１５Ａ
Ｉｃｂ＝５Ａ
であり、（４）式、（５）式、（６）式で各相の電流に逆変換すると、次の値式となる。 Ｉａ＝１０Ａ （１５７）
Ｉｂ＝２０Ａ
Ｉｃ＝０Ａ
なお、前記の説明は、（１５７）式などの値である各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃで設定しても、（１５６）式などの値である電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂで設定しても、これらの値は相互変換できるので、同じことである。各相の電流成分で設定する場合は、「弱め界磁に該当するステータ磁極の電流成分を負の値としてそのステータ磁極の界磁磁束を弱める」と考えることができる。図５に示す各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃで設定する場合は、「弱めたい磁束を逆方向に励磁できる巻線に電流を通電する」と言える。これらの両表現は、同じ内容である。また、トルクを増加する場合には、さらに、該当する電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂを増加すればよい。
次に、該当する特定のステータ磁極の電流成分だけを負とする場合について考える。例えば、ＡＣ相ステータ磁極の界磁を弱めたいので、次のように設定する。
Ｉａｃ＝−１０Ａ （１５８）
Ｉｂａ＝０Ａ
Ｉｃｂ＝０Ａ
（４）式、（５）式、（６）式で各相の電流に逆変換すると、次の値式となる。
Ｉａ＝−１０Ａ （１５９）
Ｉｂ＝０Ａ
Ｉｃ＝−１０Ａ
Ａ相電流ＩａとＣ相電流Ｉｃは負の値となり、片方向電流という考え方に反することになり、負の電流を通電できない。このように、モータトルクが小さい一部の領域では、小さいトルクの発生と電圧の偏り低減とが両立し難い領域がある。しかし、この領域は、回転数が中速回転から高速回転にかける低トルク領域なので、ある程度トルクリップルが発生する通電方法により、モータの平均トルクを得ることができ、実害は少ない。
また、トルクリップルが問題となる場合は、ロータ軸に慣性体を付加するなどの他の改善策もある。
次に、第２の特定ステータ磁極の界磁弱め方法は、後に示す図８０、図８１などにより、（１５９）式などの負の相電流を回路追加により通電する方法である。なお、この追加回路の機能は界磁電流成分を打ち消すことなので、電流容量は小さく、制御回路のコストアップの程度、大型化の程度は小さい。
以上、図５のモータに界磁巻線が付加された構成について、トルクを発生する電流を通電する２個の巻線の電圧の偏りの低減する方法について説明した。この電圧の偏りを低減する方法は、図５１、図５２などのようにステータ磁極の永久磁石を配置する構成の場合についても同様であり、適用することができる。また、前記の「第１の特定ステータ磁極の界磁弱め方法」と「第２の特定ステータ磁極の界磁弱め方法」とを併用することもできる。
（実施例３０）
次に、請求項３２について具体的に説明する。
前記２個の巻線の電圧の偏りの問題は、（１２１）式から（１２５）式の各相の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが電源電圧近くまで大きくなるときに問題となる。その観点では、（３８）式などの各電流成分の電圧Ｖ２ａｃ、Ｖ２ｂａ、Ｖ２ｃｂの電圧がどのような特性であるかと言うことと関係がある。（３８）式では、微分の第１項の（ｄＩａｃ／ｄｔ）が問題である。また、（ｄＩａｃ／ｄｔ）に伴って、スロットの開口部に漏れ磁束が発生することから、（３８）式では記載していない各相電流の増減に伴う電圧成分も無視できない。これらの電圧負担の問題を軽減する方法として、（１５４）式、（１５５）式などで示した電圧偏りの低減を各相電流の増減のタイミングに行う実用的で、効果的である。この方法により、電源電圧の負担を軽減することができる。
（実施例３１）
次に、請求項３３について具体的に説明する。
まず、基本に戻って、モータの電流と電圧と磁束と回転数およびトルクについて考えてみる。図１１のＭＫ１に示すような単純な磁気回路の場合は、モータの巻線の電圧Ｖと電流Ｉと巻回数Ｎｗと磁束φとは次式の関係である。
Ｖ＝Ｌ×（ｄＩ／ｄｔ）＝Ｎｗ×（ｄφ／ｄｔ） （１６０）
Ｌ×Ｉ＝Ｎｗ×φ＝Ψ （１６１）
Ψは磁束鎖交数である。
また、モータはモデル的表現として図５７のように表現できる。モータの入力は電圧Ｖと電流Ｉで、モータ内部は電圧Ｖと電流Ｉと磁束鎖交数Ψと回転速度ωｒであり、モータ出力はトルクＴと回転速度ωｒである。ここで、（１６１）式の様に電流Ｉと磁束鎖交数Ψとの係数としてのインダクタンスＬを使用しているが、磁気的に非線形であれば比例定数としての意味はほとんど無い。
ここで、磁束鎖交数Ψは、モータの非線形有限要素法などによる磁場解析（ＦＥＭ）でトルクを計算するときに、計算内部の情報として比較的容易に得られる情報である。また近年では、ＦＥＭなどでモータ特性を評価して開発することは常識化している。
コンピュータで計算する磁束鎖交数の具体的な構成例を図５８の表に示す。表の列はロータ回転角位置θｒで有限な数の値を選んでいる。表の行は電流情報で、例えばＩ２は、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの一つの組み合わせである。例えば、θｒ＝θ２、Ｉ＝Ｉ２の条件では、Ψ２２のデータが該当し、その内容は各相の巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃの磁束鎖交数Ψａ、Ψｂ、Ψｃおよびそのトルクなどの関連情報ＸＡＢＣである。これらの変数θｒ、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの組み合わせの数は、各変数を１０個の離散的な数とすると、１００００個の組み合わせの数となる。Ψ２２などのデータの数が５個とし、各データ長が２バイトであるとすると、図５８の総データ量は１００ｋバイトとなる。実際には前記の各変数の組み合わせは数分の一とすることもできるが、１００ｋバイトであったとしても、そのメモリ容量は現代の高集積エレクトロニクス技術では問題とならない。
これらのことから、（１６１）式のインダクタンスＬは非線形なので使用せず、モータを図５７に示すように、電圧Ｖと電流Ｉと磁束鎖交数Ψと回転角周波数ωｒで表現することの合理性が理解できる。また、図５８に示したようなデータが非線形有限要素法で比較的容易に得られ、後に説明する図５９の表データに変換できるので、モータ開発からモータ制御までの一貫した開発が可能である。
また、磁束鎖交数Ψを用いた本発明の制御方法の妥当性については、電気学会論文誌Ｄ、産業応用部門誌、ＩＥＥＪ Ｔｒａｎｓ． ＩＡ、Ｖｏｌ．１２７、Ｎｏ．２、２００７、１５８ページから１６６ページに「シンクロナスリラクタンスモータの磁束鎖交数を用いたインダクタンス算定法とモデル化の提案」と題し、発明者らが報告している。従来の同期モータの例ではあるが、磁気飽和領域の非線形な領域においても磁束鎖交数から正確なトルクが算出可能であること、永久磁石をロータ内に内蔵したモータにおいても永久磁石を意識することなく磁束鎖交数を用いて正確なトルクが算出可能であること、磁束鎖交数から各巻線の電圧が算出できること等を示している。
次に、図５８で説明したモータの各変数θｒ、Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃなどに対する各磁束鎖交数、トルクなどを示す表は、図５９の表に作り変えることができる。表の列は、図５８と同じで、ロータ回転角位置θｒで有限な数の値を選んでいる。表の行はモータトルクで、例えば、図２６、図５６などのＡ６Ｊのトルク指令Ｔｏに相当する。例えば、行列の情報Ｐ２２は、各相の巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃの該当する電流値Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと磁束鎖交数Ψａ、Ψｂ、Ψｃなどである。図５９の表は、図５８の表における電流情報とトルク情報を入れ替えた構成である。図５９を使用すれば、トルク指令Ｔｏに対応して通電すべき各相の電流値が分かる。
図５６などの説明においては、（４２）式などのトルクと電流から各相の電流を決定する方法について説明した。図５９の表を使用する制御方法は、同一の内容の制御を図５６に示すＤＡＴＡのメモリ上へ記憶することにより単純化する方法である。モータ制御を行うときには前記の計算などは行わず、計算の結果だけを、あるいは、実測の結果だけをＤＡＴＡのメモリ上へ記憶する方法である。図５９に示したように、トルク指令Ｔｏとロータ回転角位置θｒに対応する各相の電流値をメモリ上に記憶させればよい。これらの各相の電流値は、有限個数の離散的な値であっても内挿計算を行うことにより、誤差の少ない制御を行うことができる。また、トルク指令Ｔｏとロータ回転角位置θｒとロータ回転角周波数ωｒに対応する各相の電圧情報を付加することもできる。
また、ロータ回転角周波数ωｒに対応して、制御各部の動作遅れを考慮した位相進み制御を付加することもできる。このように図２７、図５６などで示した制御の結果を記憶して制御することが可能である。これらの方法についても本発明に含むものである。
また、磁束の情報としては、鎖交磁束φの回転変化率（ｄφ／ｄθ）をデータのメモリへ記憶する方法でも良い。巻線の電圧Ｖは次式となるので、鎖交磁束φの代わりに鎖交磁束の回転変化率（ｄφ／ｄθ）を使用することができる。
Ｖ＝Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ
＝Ｎｗ×ｄφ／ｄθ×ｄθ／ｄｔ
＝Ｎｗ×ｄφ／ｄθ×ωｒ
同様に、（Ｎｗ×ｄφ／ｄθ）などの電圧に比例した情報などをデータのメモリへ記憶する方法でも良い。後に示す、電圧フィードフォワードとして使用することができる。これらの磁束の情報を使用した方法についても本発明に含むものである。
なお、図５８、図５９で説明した磁束鎖交数Ψは、（１６１）式の関係であるから、鎖交磁束φの値を代わりに使用しても良い。また、インダクタンスＬは非線形であるが、電流値Ｉが決まればその動作点の平均インダクタンスＬはΨ／Ｉなので、各電流値における平均インダクタンスを磁束鎖交数Ψの代わりに図５８、図５９のデータとしても、等価に使用することができる。これらも本発明に含むものである。
（実施例３２）
次に、請求項３４について具体的に説明する。
図６０は、モータの各回転数における最大トルクＭ７２と最大パワーＭ７１の例を示す図である。横軸はロータ回転角周波数ωｒで、縦軸はパワーおよびトルクである。図６０は典型的な定出力特性で、基底回転数ωｒ２より大きな回転数では次第に最大トルクが低下する特性となっている。このような場合、図２６、図５６の制御において、Ａ６Ｊのトルク指令Ｔｏは速度誤差に基づいて計算されるが、高速回転では最大トルクが図６０のように制限されているので、電流の制御が可能であるかどうかを検証する必要がある。
上記の問題を解決する方法として、図５６のトルク変換手段ＦＱ１および界磁制御手段ＦＱ２において、トルク指令Ｔｏを図６０に示すような最大トルクの特性と比較し、トルク指令Ｔｏが最大トルクの値を超えている場合には最大トルク値に置き換えて制御する必要がある。このようなトルク指令Ｔｏの置き換えにより、電圧、電流の制御において、矛盾のない制御を行うことができる。なお、図６０の特性は、制御プログラム上の式、あるいは、図５９のような表などの形態で記憶することができる。
（実施例３３）
次に、請求項３５について具体的に説明する。
Ａ相巻線Ｗａについて考えると、図５９の表でトルク指令に対応するＡ相電流Ｉａは分かるが、Ａ相電圧Ｖａは分からない。Ａ相電圧Ｖａは（３８）式、（１２２）式などに示すように複雑な値である。特に、リラクタンスモータは電流値により軟磁性体部の磁束密度が変化するので、複雑な電圧値となる傾向がある。電流制御において、電流値のフィードバックだけで電流を制御するとその電流応答遅れが問題となることがある。特に回転数が大きくなると電流応答の遅れ時間がモータトルク特性に大きく影響し、期待するトルクが出ないなどの問題となる。
この問題の対応として、図２７、図５６などに示す電圧フィードフォワード手段Ａ８Ａが有効である。先に述べたように、図５９には、ロータ回転角位置θｒとトルク値に対応する各相の巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃの磁束鎖交数Ψａ、Ψｂ、Ψｃも記憶することができる。この磁束鎖交数を使用して各相巻線の電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを求める。今、コンピュータにより、サンプル時間Δｔで各巻線の電流、電圧を制御するものとする。先回の制御した時点ｔ１における各相巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃの鎖交磁束をΨａ１、Ψｂ１、Ψｃ１とし、今回の制御する動作点での磁束鎖交数がΨａ２、Ψｂ２、Ψｃ２であるとすると各相巻線の電圧は次式となる。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄφａ／ｄｔ
≒（Ψａ２−Ψａ１）／Δｔ （１６２）
Ｖｂ≒（Ψｂ２−Ψｂ１）／Δｔ
Ｖｃ≒（Ψｃ２−Ψｃ１）／Δｔ
これらの値を図２７、図５６などに示す各相の電圧フィードフォワード量Ｖａｆ、Ｖｂｆ、Ｖｃｆとして制御することにより、より正確で、高応答な電流制御を実現することができる。そして、より正確で、高応答なモータのトルクを得ることができる。
なお、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは電流成分Ｉａｃ、Ｉｂａ、Ｉｃｂと相互変換できるので、トルク変換手段ＦＱ１および界磁制御手段ＦＱ２においては、どちらの値で計算しても良い。また、各相巻線の電圧についても電流成分に関する電圧Ｖ２ａｃ、Ｖ２ｂａ、Ｖ２ｃｂで計算しても良い。また、（１６２）式などをさらに高精度化するため、（２２）式、（２３）式、（２４）式に示すような抵抗電圧降下、および、漏れ磁束の電圧成分を付加することもできる。
（実施例３４）
次に、請求項３６について具体的に説明する。
図６１は、外径側と内径側とに２個のモータを組み込んだ複合構造のモータである。図６１は８極のモータで、図１に示すモータを８極にし、最も外径側にロータＲ１を配置し、その内側にロータＲ１に対応するステータＳ１を配置し、ステータＳ１の内径側にステータＳ２を配置し、ステータＳ２の内径側にステータＳ２と作用するロータＲ２を配置している。すなわち、図１のモータを８極に多極化し、外形と内径に２個のモータを複合化して配置したモータである。なお、巻線は図１のロータ構成あるいは、その他のモータでも同様に実現できる。
図６１の構成では、外径側のステータＳ１と内径側のステータＳ２とがステータバックヨークを中心に背中合わせに配置することになる。背中合わせの外径側スロットと内径側のスロットの電流が丁度正負が逆の電流となるように設計すれば、各相の巻線は背中合わせのスロット同士に巻回することが可能となり、巻線が簡素化し、コイルエンド長の短縮も期待できる。ステータＳ１のステータ磁極とステータＳ２のステータ磁極とは、背中合わせに、同相のステータ磁極となる。巻線形状は、いわゆるトロイダル巻線となる。前記の全節巻きＳＲＭの第５の問題点を解消できることになる。
４６１、４６２、４６３、４６４、４６５などはロータＲ１の突極である。４６Ａ、４６Ｂ、４６Ｃ、４６ＤなどはロータＲ２の突極である。
巻線４６Ｋ、４６Ｎ、４６Ｒ、４６Ｕ、４６ＸはＡ相の巻線であり、電流の向きは巻線シンボルの方向で、片方向電流を通電する。Ａ相の各巻線は円周方向に電気角で１８０°ピッチで配置している。各Ａ相巻線は電流方向を合わせて直列に巻回することができる。 また、それぞれの巻線を独立にして電流を通電することもできる。その場合、トランジスタの素子数が増加することになるが、電源電圧に合わせて巻き回数を適正化すれば、全トランジスタの総電流容量は同じ値にすることもできる。
巻線４６Ｍ、４６Ｑ、４６Ｔ、４６ＷはＢ相の巻線である。位相は異なるが、Ａ相巻線と同様である。巻線４６Ｌ、４６Ｐ、４６Ｓ、４６Ｖ、はＣ相の巻線である。位相は異なるが、Ａ相巻線と同様である。また、ＡＣ相の磁束の一部を４ＡＸと４ＡＹの矢印線に図示する。同一相の外径側モータの磁束と内径側モータの磁束とが、ステータのバックヨーク部で並行して通ることになる。
また、外径側のモータと内径側のモータでは径が異なるため電磁気的な条件が異なり、両モータの電磁気的最適化を図ると両モータの電流が異なる値となり、前記巻線では不都合が発生する問題がある。具体的には、外径側のステータＳ１のスロット断面積が相対的に大きくなる。この問題を解決するため、図１のＡ０Ｌ、Ａ０Ｍ、Ａ０Ｎで示したような全節巻きの巻線を追加して電磁気的なバランスを取ることも可能である。図６１に示す４Ａ２、４６ＺはＡ相巻線、４Ａ３、４Ａ５はＢ相巻線、４Ａ４、４Ａ６はＣ相巻線である。これらの追加した巻線は、外径側のモータの電磁気的な作用に寄与し、両モータの電磁気的な適正化を図ることにより、高出力化、小型化、低コスト化を実現できる。
（実施例３５）
次に、請求項３７について具体的に説明する。
図６２のモータは、図６１のモータに比較して、外径側のステータ磁極と、バックヨークを中心に背中合わせに配置する内径側のステータ磁極との位相差が電気角で１８０°異なるステータ磁極の配置である。
巻線ＬＡＢ、ＬＡ５はＡ相の巻線である。巻線ＬＡ３、ＬＡ６はＢ相の巻線である。巻線ＬＡ１、ＬＡ４、ＬＡ７はＣ相の巻線である。各相の巻線ピッチは電気角で１８０°の全節巻きである。
ＬＡＡ、ＬＡＤはＡＣ相ステータ磁極である。ＬＡＣ、ＬＡＦはＢＡ相ステータ磁極である。ＬＡＢ、ＬＡＥはＣＢ相ステータ磁極である。図６２にＡＣ相の磁束の一部をＬＡＸとＬＡＹの矢印線で図示する。外径側ステータ磁極と内径側ステータ磁極が逆相となるので、図示するように、磁束が外径側モータから内径側モータへ通ることになる。従って、両ステータのバックヨークが必要なくなり、図６２に図示するようなステータの磁路形状となる。ただし、各ステータ磁極は非磁性体で固定する必要がある。
この図６２のモータ構成はステータのバックヨークが無くなるので、外径側のロータＲ１の内径ＤＲ１と内径側ロータＲ２の外径ＤＲ２との差を、図６１の構成に比較して小さくすることができる。その点ではモータのトルクを大きくすることができる。しかし、巻線のコイルエンド部が長くなるので、図６１の構成に比較して巻線抵抗は増加する。
前記ＤＲ１とＤＲ２との差に起因して、外径のモータと内径のモータとでは磁束の大きさの差が発生しやすい。この対応として、破線で示すＬＡＵ、ＬＡＶ、ＬＡＷなどのように、両ステータのバックヨークを少し設け、前記の磁束の大きさの差を解消することもできる。モータ全体の磁気的な適正化を図れるので、トルクを増加することができる。また、ステータの各ステータ磁極を軟磁性体で結合できるので、ステータ製作の容易化を図ることができ、ステータの剛性も改善できる。
（実施例３６）
次に、請求項３８について具体的に説明する。
図６３は、図６１のモータに比較して、内径側のステータＳ２の円周方向位置をＣＣＷへスロットピッチの１／２シフトしている。そして、スロットの奥の形状を半円形に変形している。４６Ｕ、４６ＲはＡ相巻線、４６Ｑ、４６ＴはＢ相巻線、４６Ｓ、４６ＰはＣ相巻線である。このような形状に変形することにより、両ステータのバックヨーク磁路を広くすることができる。その結果、内径側のロータＲ２の外径を大きくすることができている。そして、前記のように、モータ全体のトルクを改善することができる。なお、スロットの形状は、バックヨークの磁路断面積が増加するように、台形など他の種々形状としても良い。
また、図６４の（ａ）に図６１の断面ＡＡ−ＡＡを、図６４の（ｂ）に図６１の断面ＢＢ−ＢＢを示す。図６１のモータのロータ軸方向側面で、巻線のコイルエンド部の円周方向側面に軟磁性体ＬＧ１を付加することにより、両ステータのバックヨーク部の磁路断面積を拡大した構成としている。ＬＧ２、ＬＧ３、ＬＧ４は巻線で、ＬＧ５はステータの積層電磁鋼板等の軟磁性体である。この構成の結果、両ステータのバックヨークの径方向寸法を縮小することができ、内径側ロータＲ２の外形寸法を大きくできる。そして、モータ全体のトルクを改善することができる。
（実施例３７）
次に、請求項３９、４０について具体的に説明する。
図６５では、図６１に比較して、界磁巻線ＬＤＨ、ＬＤ２、ＬＤ５、ＬＤ９、ＬＤＢ、ＬＤＥを追加している。これらの界磁巻線はシンボルで示す電流方向を合わせて直列に巻回する。図４６で示した界磁巻線と同様の作用を行うことができる。界磁巻線の電流は、図４７、図４８、図５０などの回路で通電することができる。
さらに、回生巻線ＬＤＧ、ＬＤ１、ＬＤ４、ＬＤ７、ＬＤＡ、ＬＤＤなどを追加することができる。これらの回生巻線は図４２における回線巻線５３２、５３４、５３６に相当する巻線である。図４２に示す制御回路により電流を通電することができる。
これらの界磁巻線、回生巻線はどちらか片方を設けること、あるいは、両方を設けることが可能である。単純モデル的には、各相巻線を直列に接続した界磁巻線も回生動作が可能である。しかし、各巻線の漏れインダクタンス成分などもあるため、相互インダクタンス成分だけでなく自己インダクタンス成分もあるので、界磁巻線と回生巻線とが回生時に異なる作用を行う。
（実施例３８）
次に、請求項４１について具体的に説明する。
図６６は、図６１に示す複合モータの縦断面の例である。ＬＥ２は外径側のステータＳ１と内径側のステータＳ２とを構成する軟磁性体である。ＬＥ４はステータの巻線である。ＭＡ５は両ステータを支持し、固定するステータ固定部材である。ＭＡ９は機械本体などの固定部である。ステータ固定部材ＭＡ５は、ボルトなどにより固定部ＭＡ９へ固定する。ＬＥ１は外径側のロータＲ１で、ＬＥ３は内径側のロータＲ２である。Ｒ１とＲ２はロータ出力軸ＬＥＢと一体となった回転部材で支持され、ステータ固定部材ＭＡ５が軸受けＭＡ７とＭＡ８とで回転部材を支持している。
図６６の構成は、扁平なモータ形状である場合には、比較的、簡素な構成を実現できる。しかし、ロータ出力軸に剛性が必要な場合、あるいは、ロータ軸が高速回転で使用される場合は、ロータ剛性が不足し、振動、騒音などの問題を発生することがある。図６６の複合モータでは構造が複雑となるため、ロータの支持が片持ち構成となり、ステータの支持側とロータ出力軸が反対側であることが原因である。
この問題の対策として、図６７に示すような構成とする。ＬＥＡは機械本体などの固定部である。ＬＥ５はモータケースで、ステータコアＬＥ２を支持すると共に、固定部ＬＥＡへ固定している。ロータ出力軸ＬＥＥとロータ軸の後端ＬＥ７は、それぞれ、軸受けＬＢＣ、ＬＢＤでモータケースＬＥ５で支持されている。
その結果、ロータ軸をロータ軸方向の両端で支持することにより支持剛性を向上することができる。そして、ロータの振動も低減することができる。また、モータの固定側とロータ出力軸の方向を同一方向としている。複合モータは内部構造が複雑になるが、このような構成とすることにより、精密用途にも使用でき、低騒音化を図ることができる。
（実施例３９）
次に、請求項４２について具体的に説明する。
図６８は図６７を部分的に拡大して示す図である。巻線ＬＥ４の発熱ＱＷは大きく、熱をどのように放熱するかが大きな課題である。
巻線ＬＥ４は銅あるいはまれにアルミであり、いずれも熱伝導性に優れている。巻線ＬＥ４にＬＦ４を密着し、ＬＦ４をモータケースＬＥ５へ密着する。ＬＦ４は熱抵抗が小さい熱伝導部材で、粘土状の物質、ワニス、薄い電気絶縁体などである。モータケースＬＥ５の熱は、ステータ固定部材ＬＥＡの方へ、矢印ＬＦ２で示すように伝達する。
巻線の発熱ＱＷと軟磁性体の鉄損などの発熱ＱＦを熱伝導性の良い巻線を積極的に利用して熱伝達することにより、効率の良い放熱が可能となる。特に、ステータのロータ軸方向厚みの小さい、薄形のモータでは、巻線を熱伝導体として効果的に活用できる。また、ステータ固定部材ＬＥＡを冷却能力の高い構成とし、モータケースＬＥ５が部分的に穴が明いた形状とし、ステータ固定部材ＬＥＡと熱伝導部材ＬＦ４とが直接接触する構成とすることにより、さらに熱伝達特性を改良することもできる。
また、ステータ固定部材ＬＥＡとモータケースＬＥ５の材質、形状は特に限定しないが、熱伝達効率の良い構成が望ましい。また、液冷技術、ヒートパイプなども使用できる。また、ヒートシンクＬＦ１を取り付け、ＬＦ３で示す放熱経路のように放熱することもできる。
（実施例４０）
次に、請求項４３について具体的に説明する。
図２１は、電気角で３６０°の間にステータ磁極が６個で、ロータ突極が２個の構成の例である。この構成の問題点の一つは、ステータの開口部にロータ突極が差し掛かるときにトルクが低下することと、ステータ開口部を小さくするとその部分での漏れ磁束が増加することである。このトルク低下と漏れ磁束増加が、開口部の大きさに関して背反関係となっている。開口部を大きくすると漏れ磁束は減少するがその部分でのトルクが低下する関係である。
図６９は、図２１のステータの内周面形状を直線展開した図である。紙面の横方向はロータ円周方向で、縦方向はロータ軸方向である。ＬＨ１とＬＨ４はＡＣ相ステータ磁極、ＬＨ３とＬＨ６はＢＡ相ステータ磁極、ＬＨ５とＬＨ２はＣＢ相ステータ磁極である。図６９では、各ステータ磁極にスキューを加え、トルクリップルを低減している。段スキューとすることもできる。このようなスキューは、漏れ磁束を増加させずにトルクリップルを低減する一つの方法である。
図７０は、各ステータ磁極の形状を台形形状としている。ＬＪ１とＬＪ４はＡＣ相ステータ磁極、ＬＪ３とＬＪ６はＢＡ相ステータ磁極、ＬＪ５とＬＪ２はＣＢ相ステータ磁極である。ＬＪ７はＡ相巻線Ｗａ、ＬＪ８はＢ相巻線、ＬＪ９はＣ相巻線である。このような形状の軟磁性体を作る方法については課題が残るが、電磁気的には図６９と同じトルクリップル低減効果がある。さらに、図６９のモータに比較して、巻線の配置構成が容易であるという特徴がある。台形形状に添った巻線形状とでき、巻線長を短縮できる。
（実施例４１）
次に、請求項４４について具体的に説明する。
図７１は、図７０に示すステータ磁極の配置に対して、ステータ開口部が大きくなる方向に、ステータ磁極を交互にロータ軸方向にずらした構成である。この形状から分かるように、原理的にトルクの大きさは変えず、開口部の漏れ磁束を低減することができる構成である。
次に、図７２の構成は、図７０のステータ開口部の大きさと同程度に各ステータ磁極の円周方向幅を広げた構成である。従って、図６９、図７０の構成と同程度のスロット開口部の漏れ磁束でありながら、トルクリップルを低減できる構成である。前記の背反関係を解消できる構成である。同時に、ステータ磁極の円周方向幅を広げているので、平均トルクも増加している。また、ＡＣ相ステータ磁極であるＬＪ１とＬＪ４とがロータ軸方向に対称な配置となっているので、ロータ軸方向の力もキャンセルすることができる。
また、各相の巻線が交差する部分は、巻線の処理上、スペースが必要であるが、丁度、ステータ磁極の台形形状の短辺側になり、スペースが確保できているので、製作性が良く、コイルエンドのロータ軸方向長の短縮も可能である。
図２１の構成のモータを、図７０の様なステータの配置構成、巻線の配置構成とすることにより、トルクリップルが小さく、スロット開口部の漏れ磁束が過大ではないのでステータ磁極の磁気飽和問題を軽減し、巻線の長さを低減できるので巻線抵抗を小さくし、巻線の製作性に優れたモータを実現することができる。
（実施例４２）
次に、請求項４５について具体的に説明する。
図７３は、ステータ磁極ＬＬ２とロータ突極ＬＬ４を部分的に拡大して示した図で、円周方向に相互に反対方向に傾けた構成としている。ＬＬ１はステータのバックヨーク、ＬＬ３はロータのバックヨークである。このような構成とすることにより、矢印ＬＬ５、ＬＬ６に示す部分の漏れ磁束を低減することができる。
この部分の漏れ磁束はトルク発生にも少しは寄与しているが、減少すればトルクが低下するものでもない。漏れ磁束を低減することにより、ステータ磁極とロータ突極の磁気飽和を低減することができる。その結果、ピークトルクの増加、トルクが大きいときのトルクリップルの低減が可能となる。ただし、この効果はＣＣＷのトルクにだけ有効な構成で、ＣＷ方向トルクは逆効果である。片方向トルクを優先したモータ構成である。しかし、片方向回転の用途は、ブロワー、コンプレッサー、発電機、さらには、電気自動車の駆動用モータなど多くの用途があり、いずれも効率が求められ、重要である。
（実施例４３）
次に、請求項４６について具体的に説明する。
図７４の（ａ）は、ステータとロータとが対向する部分を部分的に拡大した図である。Ｄ５１はステータ磁極の電磁鋼板などの軟磁性体で、Ｄ５３は樹脂、空間などの非磁性体である。Ｄ５２はロータ突極の電磁鋼板などの軟磁性体で、Ｄ５４は樹脂、空間などの非磁性体である。Ｄ５５はエアギャップ部である。
リラクタンスモータのトルクは、（２９）式、（３０）式、（３１）式、（４２）式などに示したように、前記のエアギャップ長Ｌｇａｐを小さくするとトルクを増加できる。これは、エアギャップ部Ｄ５５の磁気的な抵抗を小さくすればトルクを増加できるとも言える。図７４の（ａ）の構成は、ステータ磁極とロータ突極が対向する磁路断面積を広げることにより磁気抵抗を小さくしている。等価的にエアギャップ長Ｌｇａｐを小さくしたと言い換えることもできる。図１５のトルク特性において、電流成分Ａｇの値を小さくした効果でもある。
一方、エアギャップ長Ｌｇａｐを、例えば０．２ｍｍなどに小さくする技術は、ロータ強度の問題、ゴミなどの異物混入対策上の問題、部品加工精度および組立の問題などがある。前記のような構成により、等価的にエアギャップ長Ｌｇａｐを小さくすることは効果的である。ただし、ステータとロータの磁性体の体積は増加するので、総合的配慮が必要である。
図７４の（ｂ）は（ａ）に比較して、ステータ磁極の先端部形状を変形し、ロータ突極の先端部形状も変形している。エアギャップ部Ｄ５８を除く空間部を樹脂などで充填しても良い。Ｄ５６、Ｄ５９、Ｄ５Ｂはステータ磁極の軟磁性体である。Ｄ５７、Ｄ５Ａ、Ｄ５Ｃはロータ突極の軟磁性体である。図７４の（ｂ）は（ａ）と同様の効果を得る構成例である。
（実施例４４）
次に、請求項４７について具体的に説明する。
図７５は、図５１と同じ構成のモータで、ＡＣ相ステータ磁極の永久磁石Ｂ１７、Ｂ１８、Ｂ１Ｄ、Ｂ１Ｅを着磁あるいは増磁する方法を示す図である。ロータ回転角位置θｒ＝３０°の位置でＡ０ＤのＡ相電流ＩａとＡ０ＨのＣ相電流Ｉｃに同じ値の電流を通電することにより、ＬＮ１の破線の矢印線で示す起磁力を生成し、ＡＣ相ステータ磁極の前記永久磁石を着磁あるいは増磁することができる。増磁の場合には、電流の大きさを増磁の程度に応じて適正な大きさとする必要がある。この適正の大きさの電流値は、一般的に永久磁石の種類、磁化の履歴により変わる。
この着磁の時、ＢＡ相の方向の起磁力ＬＮ２およびＣＢ相の方向の起磁力ＬＮ３は零であり、それらの永久磁石への磁気的な影響はない。また、ＡＣ相ステータ磁極の磁石の着磁、増磁は、θｒ＝１２０°、２１０°、３００°の位置でも、ロータは同じ関係になるので、同様の動作を行うことができる。
なお、先に説明したように、本発明モータの磁石は、トルク発生時に減磁することがないので、必要な磁束を生成する最小限の薄磁石で構成することができる。従って、磁石の着磁、減磁を比較的容易に行うことができるので、モータのトルクを発生する制御装置で着磁、減磁も可能である。
次に、ＢＡ相のステータ磁極の永久磁石Ｂ１Ｂ、Ｂ１Ｃ、Ｂ１Ｈ、Ｂ１Ｊの着磁あるいは増磁は、θｒ＝４５°の位置で、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂに同じ値の電流を通電することにより、ＡＣ相の場合と同様に行うことができる。ＣＢ相のステータ磁極の永久磁石Ｂ１Ｆ、Ｂ１Ｇ、Ｂ１９、Ｂ１Ａの着磁あるいは増磁は、θｒ＝９０°の位置で、Ｃ相電流ＩｃとＢ相電流Ｉｂに同じ値の電流を通電することにより、ＡＣ相の場合と同様に行うことができる。
また、着磁と増磁は、ロータの回転中に全相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを流し続けて行うこともできる。この方法は、図６０の回転数−トルク特性において、回転角周波数がωｒ２からωｒ４の領域でモータを運転する場合、界磁磁束の可変が効果的である。ただし、その場合には、特定のロータ位置で２個の巻線を使用して励磁する場合の１／２の起磁力が各永久磁石に作用することになり、起磁力は低下する。
（実施例４５）
次に、請求項４８、４９について具体的に説明する。
図７６は、図７５と同様の構成のモータで、ＡＣ相ステータ磁極の永久磁石Ｂ１７、Ｂ１８、Ｂ１Ｄ、Ｂ１Ｅを消磁あるいは減磁する方法を示す図である。ロータ回転角位置θｒ＝３０°の位置でＡＯＦのＢ相電流Ｉｂを通電することにより、ＬＰ１の破線の矢印線で示す起磁力を生成し、ＡＣ相ステータ磁極の前記永久磁石を消磁あるいは減磁することができる。減磁の場合には、電流の大きさを減磁の程度に応じて適正な大きさとする必要がある。この時、ＬＰ２、ＬＰ３で示す起磁力も同じ値となるが、ロータ突極がＢＡ相ステータ磁極およびＣＢ相ステータ磁極の方向へは向いていないので、これらの永久磁石に作用する磁界の強さは小さい。従って、ＢＡ相とＣＢ相の永久磁石は増磁しない構成とすることができる。
次に、ＢＡ相のステータ磁極の永久磁石Ｂ１Ｂ、Ｂ１Ｃ、Ｂ１Ｈ、Ｂ１Ｊの消磁あるいは減磁は、θｒ＝４５°の位置で、Ｃ相電流Ｉｃを通電することにより、ＡＣ相の場合と同様に行うことができる。ＣＢ相のステータ磁極の永久磁石Ｂ１Ｆ、Ｂ１Ｇ、Ｂ１９、Ｂ１Ａの着磁あるいは増磁は、θｒ＝９０°の位置で、Ａ相電流Ｉａを通電することにより、ＡＣ相の場合と同様に行うことができる。
以上のように、モータのトルクを発生する制御装置と巻線を使用して、各ステータ磁極の永久磁石を消磁、あるいは、減磁することができる。ただし、これらの動作は、ロータの特定回転位置で行う必要があり、その点には注意を要する。
図７６の永久磁石の消磁、減磁は励磁巻線を付加して行うこともできる。図７７の巻線Ｍ９１、Ｍ９２、Ｍ９３、Ｍ９４、Ｍ９５、Ｍ９６は図４８などに示した界磁巻線と同じ配置の励磁用の巻線である。トランジスタＭ９９とＭ９８をオンすることにより各ステータ磁極の永久磁石を減磁する方向の励磁電流を通電して、各ステータ磁極の永久磁石を消磁あるいは減磁することができる。ロータの回転中に励磁電流を通電すれば、一斉に消磁あるいは減磁することができる。図７８に、図５１の永久磁石を備えるモータへ図７７の励磁巻線を図４６の界磁巻線と同様に取り付けたモータの断面図を示す。
永久磁石を減磁する方向の励磁電流は図の電流シンボルで示すように、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃとは逆向きの電流方向となる。そして、この励磁電流による起磁力の方向は、図７８の中央部近傍に示す３個の太い破線矢印の方向である。
各ステータ磁極の永久磁石を回転中に着磁あるいは増磁する場合は、図７５の説明で述べたように、各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電すればよい。このように、高速回転中においても永久磁石の強さを可変できる。
図６０の回転数−トルク特性において、回転角周波数がωｒ２からωｒ４の領域でモータを運転する場合、界磁磁束の可変が効果的である。このようにモータを高速で回転中に永久磁石の磁束量を可変する場合には、この永久磁石の可変機能が優れている。
一般的に、界磁電流などによる界磁磁束の制御では、界磁の強め、弱めに関わる電流を流し続ける必要があり、界磁の損失が無視できない。この点、永久磁石の可変機能があれば、界磁損失を大幅に低減することが可能となる。
なお、着磁、減磁は短時間で行えるで、各巻線は細い巻線で構成できる。各トランジスタの放熱の熱設計についてもその負担は小さく、冷却部等の小型化が可能である。また、各ステータ磁極の永久磁石の磁束を弱めて運転したい場合に、前記励磁電流を通電することもできる。
また、界磁電流程度の大きさの小容量のトランジスタＭ９７とＭ９Ｅ（図７７参照）を追加して、両トランジスタをオンすることにより永久磁石の磁束方向、すなわち、各ステータ磁極の磁束方向に通電して励磁して界磁磁束を強めることも可能である。さらには、トランジスタＭ９７とＭ９Ｅの電流容量を大きくして各永久磁石の着磁あるいは増磁をさせることもできる。その場合には、図７７の回路と巻線で消磁、減磁だけでなく、着磁、減磁も行うことになる。特に、各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃよりも永久磁石の消磁、着磁の電流が大きくなる場合には、図７７の回路と巻線を界磁用永久磁石の可変回路として使用できる。その励磁電流による起磁力の方向は、図７９の中央部近傍に示す３個の太い破線矢印の方向である。
（実施例４６）
次に、請求項５０について具体的に説明する。
図８０は、図４２の構成にトランジスタＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３とダイオードＭＰ４、ＭＰ５、ＭＰ６を追加した図である。なお、図４２に示される瞬時過電圧を吸収する目的のダイオード５４１、５４２、５４３とツェナーダイオード５４４は省略している。
図８０の５３１と５３２はＡ相巻線で、巻始めの点で示すシンボルのように、これらの両巻線は磁束の鎖交する方向が逆方向となるように配置している。トランジスタ５３７をオンすることにより巻線５３１に電源８７Ｇの電圧が印加され、Ａ相電流Ｉａが増加する。トランジスタ５３７をオフすることにより電流Ｉａが遮断され、同時に、巻線５３１と５３２に鎖交する磁束φｚの磁気エネルギーはダイオード５３Ｂを介して電源８７Ｇへ電流Ｉ２ａが流れる。この動作は、図４２の場合と同じである。
図８０ではトランジスタＭＰ１とダイオードＭＰ４を対称の構成に追加しており、Ａ相巻線のスロットへ負の電流成分Ｉｎａも通電することができる。この負の電流成分Ｉｎａにより、次に説明する界磁弱め作用、トルクの向上、永久磁石の可変などの機能として作用させることができる。なお、図８０においても、各トランジスタが積極的に通電する電流は片方向電流である。
前記の負の電流成分Ｉｎａによる界磁弱め作用とは、図４６のように界磁巻線を付加したモータ、あるいは、図５１のようにステータ磁極へ永久磁石を付加したモータにおいて、不要で有害な磁束を低減する作用である。（１５１）式、（１５２）式で説明した電圧偏りの問題を低減する方法を界磁弱め作用と称している。図８０の構成では、各相の負の電流を追加した各トランジスタで自在に通電できるので界磁弱め作用を実現できる。
例えば、図５の回転位置θｒ＝６０°で、ＣＷしていて、ＣＷトルクを発生する場合を仮定する。ＢＡ相磁束はＣＷトルクを発生するために必要であって、ＢＡ相の電流成分Ｉｂａは２０Ａであると仮定する。ＡＣ相の磁束は図５１のような永久磁石によって作られていて、この磁束成分は不要であるので−５ＡのＡＣ相電流成分Ｉａｃは−５Ａとする。ＣＢ相の磁束は次のトルク発生サイクルで使用するので界磁巻線の起磁力はそのままとする。各電流成分は次式の値となる。
Ｉａｃ＝−５Ａ （１６３）
Ｉｂａ＝２０Ａ
Ｉｃｂ＝０
（４）式、（５）式、（６）式の逆変換式で各相電流を求めると次式の値となる。
Ｉａ＝１５Ａ （１６４）
Ｉｂ＝２０Ａ
Ｉｃ＝−５Ａ
（１６４）式などの電流を図８０の制御回路で通電することにより、前記の電圧偏りの問題を低減することができる。なお、Ｂ相の負の電流成分についても、Ａ相の場合と同様に、トランジスタＭＰ２により通電することができる。Ｃ相の負の電流成分についても、Ａ相の場合と同様に、トランジスタＭＰ３により通電することができる。
また一般的に、界磁電流Ｉｆｆは連続トルク電流の１／３程度であることが多く、また、ピークトルクは連続トルクの３倍程度とすると、界磁電流成分はトルク電流成分の１／９となる。このような構成の場合、追加するトランジスタＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３の電流容量は、トルク電流用トランジスタ５３７、５３８、５３９の１／９程度の電流容量となり、相対的に小さなトランジスタなので、追加のコストアップの比率は小さい。
仮に、連続トルク電流が界磁電流Ｉｆｆの３／２程度で、かつ、ピークトルクが連続トルク３／２程度のモータであるとすると、２／３×２／３＝４／９となる。このように界磁負担の大きいモータの場合であっても、負の界磁電流成分を通電する追加回路の電流容量は相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの１／２以下である。
次に、図８０の回路構成によるトルク向上の方法について説明する。例えば、図５の状態においてＣＷトルクはＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂによって得ることができるが、この状態で負のＣ相電流を通電することによりトルクを向上することができる。その状態では３個の巻線全てがトルク発生に寄与しており、モータ効率を向上することができる。
次に、図８０の回路構成による永久磁石の強さの可変、すなわち、着磁、消磁などについて説明する。各相のスロットに負の電流を通電することができるので、図７７、図７８で示したように、各ステータ磁極に各相のステータ磁極の磁束方向とは逆方向の起磁力を発生させ、各永久磁石を消磁あるいは減磁することが可能である。トランジスタＭＰ１、ＭＰ２、ＭＰ３により負の電流成分を通電する。
また、各永久磁石の着磁あるいは増磁は、トランジスタ５３７、５３８、５３９により各相へ正の電流を通電することにより実現することができる。これらの永久磁石の強さの可変は、３相全相の電流を並行して制御することができるので、高速回転で回転中にも行うことができる。
（実施例４７）
次に、請求項５１について具体的に説明する。図８１は３個の巻線の電流を制御するために１２個のトランジスタを作用させる制御回路構成である。ＭＳＸはＡ相巻線である。トランジスタＭＳ１とＭＳ４をオンすることによりＡ相電流Ｉａを通電する。
負のＡ相電流を通電する場合は、トランジスタＭＳ３とＭＳ２をオンして通電する。ＭＳＹはＢ相巻線である。トランジスタＭＳ５とＭＳ８をオンすることによりＢ相電流Ｉｂを通電する。負のＢ相電流を通電する場合は、トランジスタＭＳ７とＭＳ６をオンして通電する。ＭＳＺはＣ相巻線である。トランジスタＭＳ９とＭＳＣをオンすることによりＣ相電流Ｉｃを通電する。負のＣ相電流を通電する場合は、トランジスタＭＳＢとＭＳＡをオンして通電する。
図８１の制御回路では、各相の巻線へ正の電流と負の電流を通電することができ、定性的には図８０と同じ動作を行うことができる。すなわち、界磁弱め作用、トルクの向上、永久磁石の可変を行うことができる。図８１の制御回路の構成では、各相のスロットに巻回する巻線を、図８１のように２組に分割する必要がない。従って、図８０の構成に比較して、図８１の構成の場合は各相巻線の抵抗を小さくすることができる。モータの効率を改善することができる。
図８１の構成で界磁弱め作用を行う場合は、図８０の制御回路の場合と同様に、トランジスタＭＳ３、ＭＳ２、ＭＳ７、ＭＳ６、ＭＳＰ、ＭＳＡの電流容量は小さくすることができる。その制御回路構成は、図９の制御回路構成に比較して、１／１０から１／２程度の回路付加となる。しかし、制御回路が複雑になることは否めない。
（実施例４８）
次に、請求項５２、５３、５４について具体的に説明する。
図８２は、図４６などの界磁巻線を備えたモータ、あるいは、図５１などの永久磁石を備えるモータを使用して発電する場合の回路構成である。ＬＵ１はＡ相巻線Ｗａ、ＬＵ２はＢ相巻線Ｗｂ、ＬＵ３はＣ相巻線Ｗｃで、それぞれへダイオードＬＵ４、ＬＵ５、ＬＵ６を取り付け、直流に整流している。ＬＵ７は出力電圧を安定するコンデンサである。整流器の出力側へは、コンデンサＬＵ７を取り付けず、電圧を安定化するＤＣ−ＤＣコンバータなどを取り付けても良い。
図４６などの界磁巻線を備えた構成の場合には、界磁回路として図４７、図４８などの界磁回路で界磁電流を制御できる。界磁回路は、回転数と負荷電流に応じて界磁電流を制御することにより、出力電圧の安定化を図ることができる。また、発電機の場合、最初の起動時にバッテリなどで界磁巻線へ短時間だけ界磁電流を与えるだけで、その後は発電電力を使用して自己励磁により運転を継続することができる。
図５１などの永久磁石を備えたモータを使用する場合は、界磁電流の負担が無く、効率の良い運転ができる。発電動作では、負荷電流が流れることにより界磁磁束が強められるので、少量の永久磁石でも発電を行うことができる。
また、図５０の界磁回路を付加することにより、より安定化と高出力化を図ることもできる。図５０の界磁回路では界磁エネルギーがモータ内で循環するので、電圧と出力電流の安定化を図ることができる。
また、図４６、図５１の各相巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃを図８５の様な集中巻き構成とすることもできる。また、いずれの構成の場合にも、振動および騒音を低減するための対策が必要な場合もある。多極構成のモータの場合、一部のステータ磁極、あるいは、ロータ突極を円周方向にシフトすることにより、発電の位相を変え、作用する力の分散を図ることができる。その場合、各位相の電圧ごとに整流回路を設け、平均化を図ることもできる。
図８３は、図２４のモータに界磁巻線あるいは永久磁石を付加した構成のモータの出力側の整流回路の例である。ＬＶ１はＡ相巻線、ＬＶ２はＢ相巻線、ＬＶ３はＣ相巻線、ＬＶ４はＤ相巻線である。ＬＶ５、ＬＶ６、ＬＶ７、ＬＶ８、ＬＶ９、ＬＶＡ、ＬＶＢは整流用のダイオードである。
図８４は、図１９のモータに永久磁石を付加した構成のモータと出力側の整流回路の例である。同図の（ａ）に示すＢＦ１、ＢＦ２、ＢＦ３、ＢＦ４、ＢＦ５、ＢＦ６、ＢＦ７、ＢＦ８、ＢＦ９、ＢＦＡは永久磁石である。同図の（ｂ）に示すＬＹ１はＡ相巻線、ＬＹ２はＢ相巻線、ＬＹ３はＣ相巻線、ＬＹ４はＤ相巻線、ＬＹ５はＥ相巻線である。ＬＹ６、ＬＹ７、ＬＹ８、ＬＹ９、ＬＹＡは整流用のダイオードである。なお、図８３あるいは図８４のモータ構成は、動作周波数の素数が大きくなり、さらに多極化することにより、振動、騒音の低減に有利である。
以上、本発明の種々形態について説明した。最初に、全節巻きスイッチトリラクタンスモータの問題点として第１から第６までの問題点をあげた。第１と第３の磁束の複雑な鎖交関係と相互インダクタンスについては、電流成分で考える新しい手法を提案した。第２の問題点である軟磁性体の非線形性については、有限要素法などで得られる磁束情報を活用した制御法を提案した。第４の漏れ磁束と磁気飽和の問題については、図７２などに示すステータ磁極の配置方法、図７３の漏れ磁束を低減するステータ磁極とロータ突極の形状などを提案した。第５の巻線抵抗の問題については、図６１などの巻線長を短くする複合モータの構成を提案した。第６のステータ磁極とロータ突極の間のエアギャップ長と磁束の問題については、図７４のエアギャップを等価的に低減する方法、界磁巻線を設ける方法、永久磁石を使用する方法などを提案した。
前記の本発明モータの説明では、図１のモータ断面図に示すような、電気角３６０°の間に６個のステータ磁極を円周方向に等分に配置し、４個のロータ突極を円周方向に等分に配置した構成について主に説明した。これらのモータは多極化することができ、他の相数のモータを同じ構成技術で製作することもできる。また、ロータに対向するステータ磁極先端部の円周方向幅は電気角で３０°の例を示したが、３０°以下の磁極幅とすることも３０度以上の磁極幅とすることもできる。ロータ突極の円周方向突極幅についても、３０°以下の磁極幅とすることも３０度以上の磁極幅とすることもできる。また、特に多極のモータの場合、各ステータ磁極の円周方向配置を、トルクリップル低減のために、等分ではない配置とすることもできる。
また、図１６に示した本発明の電流成分のモータモデルは、磁束との関係を図１３のように模式的に表せることを示した。ここで、この図１３の右側部分のＭＦ２の電流成分ＩａｃとＡＣ相の磁束φａｃとの関係などは、図８５の集中巻きモータを模式的に表した図１１のＭＫ４の電流ＩｕとＵ相磁束φｕとの関係などと類似している部分がある。図１モータと図８５のモータとでは、全節巻きと集中巻きなので、巻線の接続関係が異なる。
これらの間で、等価的には図８５のモータの電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、（１）式、（２）式、（３）式から次式のように置き換えることもできる。
Ｉｕ＝Ｉａｃ＝Ｉｃａ （１６５）
Ｉｖ＝Ｉｂａ＝Ｉａｂ （１６６）
Ｉｗ＝Ｉｃｂ＝Ｉｂｃ （１６７）
なお、図８５のＵ相巻線は、巻線８６７、８６８と巻線８６Ｅ、８６Ｄとを磁束方向を合わせて直列に接続し、その電流をＩｕとしている。Ｖ相巻線、Ｗ相巻線も同様である。 そしてそれらの巻線電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとすると、（２２）式、（２３）式、（２４）式より次の電圧式のように置き換えることもできる。
Ｖｕ＝Ｖ２ａｃ （１６８）
Ｖｖ＝Ｖ２ｂａ （１６９）
Ｖｗ＝Ｖ２ｃｂ （１７０）
このように、（１６５）式、（１６６）式、（１６７）式、（１６８）式、（１６９）式、（１７０）式のように置き換えて、図１などのモータの電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃおよび電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを制御することも可能である。このような方法も本発明の技術であり、本発明に含むものとする。
また、全節巻きスイッチトリラクタンスモータにおいて、各ステータ磁極を励磁する電流成分を基本とした種々技術について記載したが、この方法を実現する具体化手段には種々の方法がある。本発明で示した理論式を忠実にソフトウェアで構成する方法、ハードウェアで構成する方法、ソフトウェアとハードウェアを混在する方法、使用するモータ固有のデータをメモリマップに記憶させる方法、等価な機能を制御アルゴリズムとメモリ上のデータに置き換える方法などである。これらの種々変形したモータのついても、本発明モータの主旨の変形技術は本発明に含むものである。
本発明モータは、従来の３相交流電圧、電流のモータとは異なり、断続的なトルクとなりがちである。その特性から、低速回転での制御法、中速回転での制御法、高速回転で断続的な制御法などをつなぎ合わせて制御することもできる。また、回転位置θｒによって巻線インダクタンスが大きく変化すること、および、回転数によって制御周波数が上昇することから、状態に応じて制御パラメータを可変して制御することもできる。
また、一つのステータ磁極の先端部を多歯化することによるトルク向上、あるいは、ロータ突極の先端部を多歯化することによるトルク向上なども可能である。また、アウターロータモータ、アキシャルギャップ型モータ、リニアモータ、各種モータの複合化されたモータ等への応用が可能である。これらの種々変形したモータのついても、本発明モータの主旨の変形技術は本発明に含むものである。
本発明では、片方向電流を通電する全節巻きのスイッチトリラクタンスモータなどの諸問題を解決することができる。その結果、従来は困難であった高速回転、高トルクでの運転が可能となる。また、従来のスイッチングリラクタンスモータに比較してモータの巻線抵抗を小さできるので、モータの効率を改善することができ、モータの小型化、低コスト化ができる。また、電流容量の小さな制御回路で駆動することができるので、その小型化、低コスト化ができる。また、永久磁石を使用しないか、あるいは、使用量の低減が可能であり、希土類金属の資源問題を軽減することもできる。
これらの特徴から、競争力の高いモータ技術とすることができ、電気自動車の駆動用モータ、産業用モータ、家電用モータ等へ幅広く使用することができる。
Ａ０１、Ａ０４ ＡＣ相のステータ磁極
Ａ０３、Ａ０６ ＢＡ相のステータ磁極
Ａ０５、ＡＯ２ ＣＢ相のステータ磁極
ＦＤＡＣ ＡＣ相の磁束φａｃ
ＦＤＢＡ ＢＡ相の磁束φｂａ
ＦＤＣＢ ＣＢ相の磁束φｃｂ
ＦＤ２、ＦＤ８ ＡＣ相の電流成分Ｉａｃ
ＦＤ９、ＦＤ３ ＡＣ相の電流成分Ｉｃａ
ＦＤ６、ＦＤＦ ＢＡ相の電流成分Ｉｂａ
ＦＤ１、ＦＤ８ ＢＡ相の電流成分Ｉａｂ
ＦＤＤ、ＦＤ４ ＣＢ相の電流成分Ｉｃｂ
ＦＤ５、ＦＤＥ ＣＢ相の電流成分Ｉｂｃ
ＡＯＬ ロータの突極
θｒ ロータの回転角位置
ωｒ ロータの回転角周波数

Claims (54)

  1. 電気角３６０°の間に配置する（４×ＮＮ１＋２）個のステータ磁極と、
    前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、
    前記各ステータ磁極の間のスロットに配置する各相の全節巻き巻線と、
    電気角３６０°の間に配置する２以上の偶数の数のロータ突極と、
    前記の各全節巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ１とを備え、
    前記の各ステータ磁極について、その円周方向両隣に位置する２個の全節巻き巻線に通電すべき２個の電流成分指令ＩＦｏを求めて制御することを特徴とするモータ。
    ここで、ＮＮ１は１以上の整数である。
  2. 電気角３６０°の間に配置する（８×ＮＮ２）個のステータ磁極と、
    前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、
    前記各ステータ磁極の間のスロットに配置する各相の全節巻き巻線と、
    電気角３６０°の間に配置する２個以上のロータ突極と、
    前記の全節巻き巻線の内、少なくとも１個の全節巻線へ正負両方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ２と、
    その他の全節巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ３とを備え、
    前記の各ステータ磁極について、その円周方向両隣に位置する２個の全節巻き巻線に通電すべき２個の電流成分指令ＩＦｏを求めて制御することを特徴とするモータ。
    ここで、ＮＮ２は１以上の整数である。
  3. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    各相の電流成分指令ＩＦｏを作成する電流成分指令手段ＩＦＯと、
    各相の電流を検出する電流検出手段ＩＳと、
    各相の電流検出手段ＩＳの出力である電流検出値Ｉｓから各ステータ磁極の前記電流成分検出値ＩＦｓを作成する電流成分検出手段ＩＦＳと、
    各相の電流成分指令ＩＦｏと電流成分検出値ＩＦｓから電圧指令Ｖｏを作成する電圧成分合成手段ＶＲＯとを備えることを特徴とするモータ。
  4. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    各相の電流成分指令ＩＦｏを作成する電流成分指令手段ＩＦＯと、
    各相の電流成分指令ＩＦｏを合成して各相の電流指令Ｉｏを作成する電流成分合成手段ＩＲＯと、
    各相の電流検出値Ｉｓを検出する電流検出手段ＩＳと、
    各相の電流指令Ｉｏと電流検出値Ｉｓとから電圧指令Ｖｏを作成する電圧指令手段ＶＯとを備えることを特徴とするモータ。
  5. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    各相の電流成分指令ＩＦｏを作成する電流成分指令手段ＩＦＯと、
    各相の電流を検出する電流検出手段ＩＳと、
    各相の電流検出手段ＩＳの電流検出値Ｉｓから各ステータ磁極の電流成分検出値ＩＦｓを作成する電流成分検出手段ＩＦＳと、
    各相の電流成分指令ＩＦｏと電流成分検出値ＩＦｓから電圧指令Ｖ１ｏを作成する電圧指令手段Ｖ１Ｏと、
    各相の電流成分指令ＩＦｏを合成して各相の電流指令Ｉｏを作成する電流成分合成手段ＩＲＯと、
    各相の電流指令Ｉｏと電流検出値Ｉｓとから電圧指令Ｖ２ｏを作成する電圧指令手段Ｖ２Ｏと、
    各相の電圧指令Ｖ１ｏと電圧指令Ｖ２ｏを合成して電圧複合指令Ｖ１２ｏを作成する電圧複合指令手段Ｖ１２Ｏとを備えることを特徴とするモータ。
  6. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    各相の電流検出値Ｉｓとロータ回転位置θｒとからモータのトルク検出値Ｔｓを作成するトルク検出手段ＴＳと、
    トルク指令Ｔｏとトルク信号Ｔｓからトルク補正指令ＴＣｏを作成するトルク補正手段ＴＣＯとを備えることを特徴とするモータ。
  7. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    ステータ磁極の円周方向幅を電気角でＨｔとし、ロータ磁極の円周方向幅を電気角でＨｍとして、ＨｔとＨｍとの小さい方の角度をＨｎとする時、ロータの回転に伴って各相の巻線に通電する電流の通電角幅が電気角で２×Ｈｎより大きいことを特徴とするモータ。
  8. 請求項１に記載したモータにおいて、
    前記電力変換器ＰＡ１は、一端を電源ＶＳ１の正側に接続し、他端を巻線ＷＷ１へ接続したトランジスタＴＲ１と、
    一端を電源ＶＳ１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ１へ接続したトランジスタＴＲ２と、
    トランジスタＴＲ１と巻線ＷＷ１の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ１の負側に接続したダイオードＤＤ１と、
    トランジスタＴＲ２と巻線ＷＷ１の接続点にアノードを接続し、他端のカソードを電源ＶＳ１の正側に接続したダイオードＤＤ２とを備え、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  9. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    前記の各全節巻き巻線へ片方向の電流であって、正の電圧ＶＰＡ４を供給する電力変換器ＰＡ４と、
    前記の各全節巻き巻線へ片方向の電流であって、負の電圧−ＶＰＡ５を供給する電力変換器ＰＡ５とを備え、
    前記前記電圧ＶＰＡ４が前記電圧ＶＰＡ５より大きく、
    前記電力変換器ＰＡ４と電力変換器ＰＡ５とが一つの全節巻き巻線へ正と負の電圧を供給してその片方向電流を制御することを特徴とするモータ。
  10. 請求項９に記載したモータにおいて、
    各相巻線へ負の電圧を供給する電力変換器ＰＡ８は、電流を通電することにより電圧降下を示す電圧降下手段であることを特徴とするモータ。
  11. 請求項９に記載したモータにおいて、
    同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ２、ＷＷ３と、
    電力を供給する電源ＶＳ１と、
    一端を電源ＶＳ１の正側に接続し、他端を巻線ＷＷ２へ接続したトランジスタＴＲ１と、
    一端を電源ＶＳ１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ２へ接続したトランジスタＴＲ２と、
    トランジスタＴＲ１と巻線ＷＷ２の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ１の負側に接続したダイオードＤＤ１と、
    トランジスタＴＲ２と巻線ＷＷ２の接続点に巻線ＷＷ３の一端を接続し、巻線ＷＷ３の他端をアノードを接続し、他端のカソードを電源ＶＳ１の正側に接続したダイオードＤＤ２とを備え、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  12. 請求項９に記載したモータにおいて、
    一つの相の巻線ＷＷ４と、
    電力を供給する電源ＶＳ３と、
    電源ＶＳ３に直列に接続した電源ＶＳ４と、
    一端を電源ＶＳ４の正側に接続し、他端を巻線ＷＷ４へ接続したトランジスタＴＲ３と、
    一端を電源ＶＳ３の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ４へ接続したトランジスタＴＲ４と、
    トランジスタＴＲ３と巻線ＷＷ４の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ３の負側に接続したダイオードＤＤ３と、
    トランジスタＴＲ４と巻線ＷＷ４の接続点にカソードを接続し、他端のアノードを電源ＶＳ３の正側に接続したダイオードＤＤ４とを備え、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  13. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    一つの相の巻線ＷＷ５と、
    電力を供給する電源ＶＳ５と、
    電源ＶＳ５に直列に接続した電源ＶＳ６と、
    一端を電源ＶＳ５の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ５へ接続したトランジスタＴＲ５と、
    トランジスタＴＲ５と巻線ＷＷ５の接続点に接続点にアノードを接続しカソードを電源ＶＳ６の正側に接続したダイオードＤＤ５とを備え、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  14. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ７、ＷＷ８と、
    電力を供給する電源ＶＳ７と、
    電源ＶＳ７に直列に接続した電源ＶＳ８と、
    一端を電源ＶＳ７の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ７へ接続したトランジスタＴＲ７と、
    トランジスタＴＲ７と巻線ＷＷ７の接続点に接続点に巻線ＷＷ８を接続し、巻線ＷＷ８の他端にアノードを接続しカソードを電源ＶＳ８の正側に接続したダイオードＤＤ７とを備え、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  15. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ１１、ＷＷ１２と、
    電力を供給する電源ＶＳ１１と、
    一端を電源ＶＳ１１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ１１へ接続したトランジスタＴＲ１１と、
    電源ＶＳ１１の正側と負側の間に巻線ＷＷ１２と直列にダイオードＤＤ１１を備え、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  16. 請求項１５に記載したモータにおいて、
    巻線ＷＷ１１の巻き回数より巻線ＷＷ１２の巻き回数の方が大きいことを特徴とするモータ。
  17. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    一つの相の巻線ＷＷ１３へ負の電圧を供給する電力変換器ＰＡ１３は、パルス幅変調などによりトランジスタ１３のオンとオフとの電圧幅の比率を可変することにより電力変換器ＰＡ１３の出力電圧の平均電圧を所定値ＶＬＶに制限して制御し、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  18. 請求項１７に記載したモータにおいて、
    ＮＮ３個の相があり、ＮＮ３個の相の電流を制御し、これらのＮＮ３個の電流誤差の中でより大きな電流誤差である相の電圧制御を優先して制御することを特徴とするモータ。 ここで、ＮＮ３は６以上の整数である。
  19. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    ステータ磁極の磁束を励磁する界磁電流成分ＩＦＣを全てのステータ磁極の電流として加えて制御することを特徴とするモータ。
  20. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    モータの各ステータ磁極の界磁電流成分を通電する界磁巻線を全て直列に接続して界磁電流成分を制御することを特徴とするモータ。
  21. 請求項２０に記載したモータにおいて、
    各ステータ磁極のそれぞれに集中巻きの界磁巻線を巻回し、
    各ステータ磁極に巻回した界磁巻線を直列に接続して界磁電流成分を制御することを特徴とするモータ。
  22. 請求項２０に記載したモータにおいて、
    直列に接続した前記界磁巻線に直列にダイオードを接続し、これらの両端を接続して閉回路とすることを特徴とするモータ。
  23. 電気角３６０°の間に配置する（２×ＮＮ４）個のステータ磁極と、
    前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、
    前記各ステータ磁極に集中巻きした各相の集中巻き巻線と、
    電気角３６０°の間に配置する２個以上のロータ突極と、
    前記の各集中巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ９とを備え、
    各ステータ磁極の界磁電流成分を通電する界磁巻線を全て直列に接続して界磁電流成分を制御することを特徴とするモータ。
    ここで、ＮＮ４は２以上の整数である。
  24. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    ステータ磁極に永久磁石を備えることを特徴とするモータ。
  25. 請求項２４に記載したモータにおいて、
    円周方向に電気角で１８０°離れた同一相の２個のステータ磁極の内、片方のステータ磁極に永久磁石を備えることを特徴とするモータ。
  26. 請求項２４に記載したモータにおいて、
    モータの極対数が２以上で、
    各相のステータ磁極の内、２個以上の同相のステータ磁極に永久磁石を備えることを特徴とするモータ。
  27. 電気角３６０°の間に配置する（２×ＮＮ４）個のステータ磁極と、
    前記各ステータ磁極を磁気的に連結するバックヨークと、
    前記各ステータ磁極に集中巻きした各相の集中巻き巻線と、
    電気角３６０°の間に配置する２個以上のロータ突極と、
    前記の各集中巻き巻線へ片方向の電流を供給する電力変換器ＰＡ９と、
    ステータ磁極に配置した永久磁石とを備えることを特徴とするモータ。
    ここで、ＮＮ４は２以上の整数である。
  28. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    ステータ磁極間に配置した永久磁石を備えることを特徴とするモータ。
  29. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    トルク情報Ｔｏとロータ回転位置情報θｓを使用して各相の前記電流成分指令ＩＦｏを求めて制御することを特徴とするモータ。
  30. 請求項２９に記載したモータにおいて、
    界磁電流成分ＩＦＣを制御することを特徴とするモータ。
  31. 請求項２９に記載したモータにおいて、
    回転角位置θｒに応じて特定の相のステータ磁極の界磁磁束成分を低減する特定界磁低減手段を備え、
    特定のステータ磁極の界磁磁束を低減して制御することを特徴とするモータ。
  32. 請求項３１に記載したモータにおいて、
    各相電流が増加あるいは減少するタイミングにおいて特定のステータ磁極の界磁磁束を低減して制御することを特徴とするモータ。
  33. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    トルク情報Ｔｏとロータ回転位置情報θｓに対応する各相巻線に鎖交する磁束の情報φｄａを備え、この磁束情報φｄａを使用して制御することを特徴とするモータ。
  34. 請求項３３に記載したモータにおいて、
    各ロータ回転数ωｒに応じたトルク最大値の情報Ｔｍａｘを備え、このトルク最大値情報Ｔｍａｘを使用して制御することを特徴とするモータ。
  35. 請求項３３に記載したモータにおいて、
    磁束情報φｄａと回転角速度ωｒ情報を使用して各相巻線の電圧予測値ＶＦＦを求め、この電圧予測値ＶＦＦを使用して制御することを特徴とするモータ。
  36. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    モータの外径側へ配置した第１のロータと、
    モータの内径側へ配置した第２のロータと、
    第１のロータと第２のロータとの径方向の中間であって、その外径側へ配置した第１のステータとその内径側へ同一位相のステータ磁極を配置した第２のステータと、
    径方向に隣接する第１のステータのスロットとその背面に配置した第２のステータのスロットとの間へ巻回した巻線とを備えることを特徴とするモータ。
  37. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    モータの外径側へ配置した第１のロータと、
    モータの内径側へ配置した第２のロータと、
    第１のロータと第２のロータとの径方向の中間であって、その外径側へ配置した第１のステータとその内径側へ電気角で１８０°の位相差を持つステータ磁極を配置した第２のステータと、
    径方向に隣接する第１のステータのスロットおよび第２のステータのスロットとのいずれかのスロットの間へ巻回した巻線とを備えることを特徴とするモータ。
  38. 請求項３６または３７に記載したモータにおいて、
    第１のステータのスロットの円周方向位置と第２のステータのスロットの円周方向位置とが異なっていることを特徴とするモータ。
  39. 請求項３６、３７、３８のいずれか一つに記載したモータにおいて、
    界磁電流成分を通電することのできる界磁巻線を備えることを特徴とするモータ。
  40. 請求項３６、３７、３８のいずれか一つに記載したモータにおいて、
    界磁電流成分を通電することのできる界磁巻線Ｗｆと、
    同一のスロットに巻回した該当する相の電流を通電する巻線Ｗａｂｃとダイオードを直列に巻回していて磁気エネルギーを回生することのできる回生巻線Ｗｒｅとを備えることを特徴とするモータ。
  41. 請求項３６、３７、３８のいずれか一つに記載したモータにおいて、
    モータのロータ軸方向両側に配置した軸受けと
    モータの外周に配置し、前記両側の軸受けを支持するモータケースと、
    前記モータケースと接続部ＭＣＷで結合して固定するステータと、
    前記接続部ＭＣＷとはロータ軸方向とは反対側の接続部ＭＲＲで前記第１のロータと前記第２のロータとを接続するロータ接続部を備えることを特徴とするモータ。
  42. 請求項４１に記載したモータにおいて、
    前記ステータに巻回した巻線のロータ軸方向端から前記接続部ＭＣＷへ、あるいは、その近傍へ効率良く熱を伝えることのできる熱伝達部材を備えることを特徴とするモータ。
  43. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    各相のステータ磁極のロータに対向する形状がロータ軸方向に大小の形状となる台形形状であり、各ステータ磁極の前記台形形状が、円周方向に前記大小関係が交互に逆方向に並んでいることを特徴とするモータ。
  44. 請求項４３に記載したモータにおいて、
    前記ステータ磁極のロータ方向位置が、交互にロータ軸方向の反対方向にずれた位置であることを特徴とするモータ。
  45. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    前記ロータ突極が円周方向の片方向に傾き、前記ステータ磁極がロータ突極の傾きとは反対方向に傾いていることを特徴とするモータ。
  46. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    電磁鋼板と非磁性体とがロータ軸方向に積層された構成のステータとロータを備えることを特徴とするモータ。
  47. 請求項２４に記載したモータにおいて、
    該当するステータ磁極がロータ突極と対向するロータ回転位置θｒの近傍でそのステータ磁極を励磁する電流成分を通電してステータ磁極に取り付けた永久磁石を着磁、あるいは、増磁することを特徴とするモータ。
  48. 請求項２４に記載したモータにおいて、
    該当するステータ磁極がロータ突極と対向するロータ回転位置θｒの近傍で、そのステータ磁極を通過する磁束に電気角的にほぼ９０°の位相差を持っていてそのステータ磁極の磁束の方向とは反対方向に励磁できる巻線に通電して永久磁石を消磁、あるいは、減磁することを特徴とするモータ。
  49. 請求項２４に記載したモータにおいて、
    各ステータ磁極の永久磁石へ起磁力を印可する励磁巻線と、
    励磁巻線へ永久磁石が減磁する方向の電流を通電できる電流通電手段とを備え、
    ステータ磁極の永久磁石の消磁、あるいは、減磁を行うことを特徴とするモータ。
  50. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    同一のスロットに巻回した２個の同一相の巻線ＷＷ１１、ＷＷ１２と、
    電力を供給する電源ＶＳ１１と、
    一端を電源ＶＳ１１の負側に接続し、他端を巻線ＷＷ１１へ接続したトランジスタＴＲ１１と、
    トランジスタＴＲ１１に並列に接続したダイオード１２と、
    電源ＶＳ１１の正側へ巻線ＷＷ１２を接続し、巻線ＷＷ１２の他端とたと電源ＶＳ１１の負側との間に配置したトランジスタＴＲ１２と、
    トランジスタＴＲ１２に並列に接続したダイオード１１とを備え、
    他の相の巻線についても同様の構成とし、各相の巻線の電圧および電流を制御することを特徴とするモータ。
  51. 請求項１または２に記載したモータにおいて、
    片方向の電流を供給する前記電力変換器ＰＡ１、あるいは、前記電力変換器ＰＡ３とは逆方向の電流を通電する電力変換器ＰＡ１０を備えることを特徴とするモータ。
  52. 請求項１または２に係る発明において、
    各ステータ磁極へ界磁電流成分を通電することのできる界磁巻線を備え、
    前記電力変換器ＰＡ１、あるいは、電力変換器ＰＡ２と電力変換器ＰＡ３は整流器であることを特徴とする発電機。
  53. 請求項１または２に係る発明において、
    ステータ磁極に配置した永久磁石を備え、
    前記電力変換器ＰＡ１、あるいは、電力変換器ＰＡ２と電力変換器ＰＡ３は整流器であることを特徴とする発電機。
  54. 請求項２３または２７に記載したモータにおいて、
    前記電力変換器ＰＡ９は整流器であることを特徴とするモータ。
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