JP5560924B2 - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来、モータ回転角を検出することなくブラシレスモータを制御可能なモータ制御装置がある。そして、このような回転角センサ（モータレゾルバ）を用いないセンサレス（レゾルバレス）駆動制御の態様として、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算して積算することにより制御上の仮想的なモータ回転角を演算し、その制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行する方法が提案されている。

例えば、特許文献１に記載のモータ制御装置は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいて、上記演算周期毎のモータ回転角変化量に相当した加算角を演算する。また、特許文献２に記載のモータ制御装置は、モータ電流及びモータ電圧に基づいてモータ回転角速度を推定する。そして、そのモータ回転角速度を上記演算周期毎の変化成分として上記加算角を演算する構成となっている。

即ち、実際のモータ回転角（実回転角）と上記制御上のモータ回転角（制御角）とが厳密に一致しなくとも、その乖離が一定範囲内に留まる限りにおいて、ブラシレスモータは制御可能である。そして、上記各特許文献に記載の方法により加算角を演算し、その加算角を積算することにより得られる制御角を用いて電流フィードバック制御を実行することにより、その実回転角と制御角との乖離を上記モータ制御可能な範囲に留めることができる。

特開２０１０−１１７０９号公報 特開２０１０−２９０３１号公報

しかしながら、上記のような制御上の仮想的な制御角を用いるレゾルバレス制御は、そのモータ回転状態がモータ電流に反映される限りにおいて、上記実回転角と制御角との乖離をモータ制御可能な範囲に留めることが可能になる。このため、その値が「ゼロ」となる場合を含めモータ電流が極小化するような状況下においては、モータ回転角の検出精度の低下が避けられず、ひいては、その要求されるモータ制御の安定性を維持することが困難となる可能性があり、この点において、なお改善すべき課題が残すものとなっていた。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、モータ電流が極小化する制御領域を回避して、モータ回転角の検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号の入力により作動して電源電圧に基づく三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、該制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより前記モータ制御信号を出力するモータ制御装置であって、前記駆動回路に印加される前記電源電圧を検出する電圧検出手段と、モータ電流に基づきモータ回転角速度を推定するモータ回転角速度推定手段とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが所定値以上である場合には、操舵トルクに基づいて演算される第１変化成分と、前記モータ回転角速度推定手段により推定された前記モータ回転角速度に基づいて演算される第２変化成分とを用いて前記加算角を演算するとともに、前記加算角を、前記電源電圧により決定される演算周期毎のモータ回転角変化量の最大値よりも小さな値に設定された上限値以下に制限し、前記上限値を、前記電源電圧の低下に応じて低減するように変更すること、を要旨とする。

即ち、モータ回転角速度の最大値は、その誘起電圧に抗してモータ電流を流すために印加可能なモータ電圧、つまり駆動回路に印加される電源電圧により決定される。そして、演算周期毎のモータ回転角変化量として演算される加算角は、その一演算周期を基本単位としたモータ回転角速度と等価的な意味を有する。従って、加算角にも同様に理論上の最大値があり、当該最大値よりも小さな値に上限値を設定して同加算角を制限することにより、その最大値近傍に存在する「モータ電流が極小化する制御領域」への突入を回避することができる。ここで、電源電圧が変化する環境下においては、その電源電圧の低下に伴いモータ回転角速度の最大値が上限値よりも低くなることで、上記のような加算角制限処理が有効に機能しなくなるおそれがある。しかしながら、上記構成のように、その検出される電源電圧に応じて上限値を変更することにより、当該電源電圧の変動に依らず、その加算角制限処理を有効に機能させることができる。その結果、その制御上のモータ回転角の検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持することができる。

即ち、モータ電流が極小化する制御領域を回避することで、当該モータ電流に基づくモータ回転角速度の検出精度が向上する。従って、制御上のモータ回転角の検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持するという点において、より顕著な効果を得ることができる。

請求項２に記載の発明は、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいて、前記第１変化成分を演算すること、を要旨とする。

即ち、モータが発生する実トルクは、モータ電流に依存する。従って、このような構成に請求項１の発明を適用し、モータ電流が極小化する制御領域を回避することで、その制御上のモータ回転角の検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持するという点において、より顕著な効果を得ることができる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、モータ回転角の検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持することができる。その結果、安定的且つ操舵フィーリングに優れた電動パワーステアリング装置を提供することができる。

本発明によれば、モータ電流が極小化する制御領域を回避して、モータ回転角の検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。 第１制御部の概略構成図。 第２制御部の概略構成図。 外乱オブザーバの概略構成を示すブロック線図。 回転角速度推定の処理手順を示すフローチャート。 加算角調整演算の処理手順を示すフローチャート。 第２制御部側の電流指令値演算部の概略構成図。 γ軸電流（モータ電流）及び加算角（モータ回転角速度）、並びに加算角制限処理の上限値の関係を示す説明図。 加算角制限処理における上限値の電源電圧に応じた可変制御の態様を示す説明図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１において、ステアリング２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック軸５と連結されている。そして、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック軸５の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト３は、コラムシャフト３ａ、インターミディエイトシャフト３ｂ、及びピニオンシャフト３ｃを連結してなる。そして、このステアリングシャフト３の回転に伴うラック軸５の往復直線運動が、同ラック軸５の両端に連結されたタイロッド６を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪７の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２が減速機構１３を介してコラムシャフト３ａと駆動連結された所謂コラム型のＥＰＳアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態では、モータ１２には、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に基づき回転するブラシレスモータが採用されている。そして、ＥＰＳアクチュエータ１０は、このモータ１２の回転を減速してコラムシャフト３ａに伝達することにより、そのモータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与する構成となっている。

一方、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４が接続されており、ＥＣＵ１１は、同トルクセンサ１４の出力信号に基づいて、ステアリングシャフト３を伝達する操舵トルクτを検出する。また、本実施形態のＥＣＵ１１には、車輪速センサ１５により検出される左右の車輪速Ｗr，Ｗl及び同車輪速Ｗr，Ｗlに基づき検出される車速Ｖが入力される。そして、本実施形態のＥＣＵ１１は、これらの各状態量に基づいて、操舵系に付与すべき目標アシスト力を演算し、これに相当するモータトルクを発生させるべく駆動電力を供給することにより、そのモータ１２を駆動源とするＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ち操舵系に付与するアシスト力を制御する構成となっている（パワーアシスト制御）。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

尚、以下に示す各制御ブロックは、マイコン１７が実行するコンピュータプログラムにより実現されるものである。そして、同マイコン１７は、所定のサンプリング周期で上記各状態量を検出し、所定周期毎に以下の各制御ブロックに示される各演算処理を実行することにより、モータ制御信号を生成する。

詳述すると、本実施形態の駆動回路１８には、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに対応する３つのスイッチングアームを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータが採用されている。即ち、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、この駆動回路を構成する各相スイッチング素子のオン／オフ状態（各相スイッチングアームのＤｕｔｙ）を規定するものとなっている。そして、駆動回路１８は、このモータ制御信号の入力により作動して、その印加される電源電圧Ｖ_pigに基づく三相の駆動電力をモータに供給する構成となっている。

さらに詳述すると、ＥＣＵ１１には、モータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１が設けられている。尚、本実施形態の電流センサ２１は、上記駆動回路１８を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に、それぞれ、シャント抵抗を接続してなる周知の構成を有している。そして、本実施形態のマイコン１７は、この電流センサ２１の出力信号（シャント抵抗の端子間電圧）に基づいて、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに流れる相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

また、本実施形態のマイコン１７は、モータレゾルバ２３の出力信号に基づいて、モータ１２の回転角（電気角）θmを検出する。尚、本実施形態では、モータレゾルバ２３には、そのセンサ信号として、モータの実回転角（電気角）に応じて振幅が変化する二相の正弦波状信号（正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cos）を出力する巻線型のレゾルバが採用されている。そして、本実施形態のマイコン１７は、これらモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θmに基づいて、電流フィードバック制御を実行することにより、その駆動回路１８に出力するモータ制御信号を生成する。

さらに詳述すると、本実施形態では、マイコン１７のモータ制御部２４には、回転座標系における電流制御の実行によりモータ１２の各相に印加すべき相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）を演算する第１制御部２５及び第２制御部２６、並びに、その相電圧指令値をモータ制御信号に変換するＰＷＭ変換部２７が設けられている。そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御部２４において生成されたモータ制御信号を駆動回路１８に出力する構成となっている。

図３に示すように、第１制御部２５は、上記のようにＥＣＵ１１が取得する操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて目標アシスト力に対応した電流指令値を演算する電流指令値演算部３１を備えている。また、第１制御部２５は、ｄ／ｑ変換部３２を備えており、同ｄ／ｑ変換部３２は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを、モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θm、即ちモータ１２の実回転角に従う回転座標系（ｄ／ｑ座標系）の直交座標上に写像することにより、ｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを演算する。そして、第１制御部２５は、そのｄ／ｑ座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、モータ１２の各相に印加すべき電圧を示す相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する構成となっている。

即ち、上記電流指令値演算部３１は、電流指令値としてｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。具体的には、同電流指令値演算部３１は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きなアシスト力を発生させるようなｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。尚、ｄ軸電流指令値Ｉd*は「０」に固定される（Ｉd*＝０）。そして、これらｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*は、ｄ／ｑ変換部３２の出力するｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqとともに、その対応する減算器３３ｄ，３３ｑに入力される。

次に、これら各減算器３３ｄ，３３ｑが演算する各軸の電流偏差ΔＩd，ΔＩqは、それぞれ、対応するＦ／Ｂ制御部（フィードバック制御部）３４ｄ，３４ｑに入力される。そして、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩq及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、ｄ／ｑ座標系の電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。

具体的には、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、それぞれ、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩqに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該電流偏差ΔＩd，ΔＩqの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分を演算する。そして、これらの比例成分及び積分成分を加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を生成する。

次に、これらのｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、ｄ／ｑ逆変換部３５において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第１制御部２５は、このｄ／ｑ逆変換部３５が実行する逆変換により得られる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。

一方、図４に示すように、第２制御部２６は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θa（θa´）を演算する加算角演算部４１と、その加算角θa（θa´）を演算周期毎に積算することにより制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcを演算する制御角演算部４２とを備えている。そして、第２制御部２６は、その制御角θcに従う回転座標系（γ／δ座標系）において電流フィードバック制御を実行することにより、相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する構成となっている。

詳述すると、本実施形態の加算角演算部４１には、上記のようにＥＣＵ１１が取得する操舵トルクτ及び車速Ｖが入力される。また、本実施形態のマイコン１７は、上記車輪速センサ１５により検出される左右の車輪速Ｗr，Ｗlに基づいて、ステアリング２に生じた操舵角θsを推定する操舵角推定演算部４３を備えており（図２参照）、加算角演算部４１には、この推定された操舵角θsが入力される。尚、本実施形態の操舵角推定演算部４３は、以下に示す周知の演算式に左右の車輪速Ｗr，Ｗlを代入することにより得られる転舵輪の舵角（転舵角θt）を換算することにより、操舵角θsを推定する。

θt＝（２×ＷＢ×（Ｗl−Ｗr））／（ＲＷ×（Ｗl＋Ｗr））×（１８０／π）
・・・（１）
尚、上記（１）式中、「ＷＢ」は車両のホイールベース長、「ＲＷ」は車両のトレッド長である。

更に、加算角演算部４１は、ステアリング２に生じた操舵角θs及び車速Ｖに基づいて、操舵トルクτの目標値に対応した目標トルクτ*を演算する目標トルク演算部４５を備えており、この目標トルク演算部４５において演算された目標トルクτ*は、操舵トルクτとともに減算器４６に入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、その操舵トルクτから目標トルクτ*を減算することにより得られるトルク偏差Δτに基づいて上記加算角θaを演算する。

即ち、モータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与するＥＰＳにおいて、目標トルクτ*は、モータ１２が発生すべきモータトルクに対応するパラメータであり、操舵トルクτは、モータ１２の実トルクに対応するパラメータである。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、そのトルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御を実行することにより、モータ１２が発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に対応した加算角θaを演算する。

具体的には、減算器４６において演算されたトルク偏差Δτは、Ｆ／Ｂ制御部４７に入力される。そして、Ｆ／Ｂ制御部４７は、そのトルク偏差Δτに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該トルク偏差Δτの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分の加算値を、各演算周期におけるモータ回転角の第１変化成分dθτとして演算する。

また、本実施形態では、第２制御部２６には、モータ回転角速度を推定するモータ回転角速度推定手段としての回転角速度推定演算部５０が設けられており、上記加算角演算部４１には、この回転角速度推定演算部５０の推定するモータ回転角速度ωm_eが、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτとともに、このモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いることにより、上記加算角θaを演算する。

詳述すると、第２制御部２６には、上記ＰＷＭ変換部２７がモータ制御信号を生成する際に用いる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）に対応した内部指令値、即ちＤｕｔｙが入力される。また、本実施形態のＥＣＵ１１には、駆動回路１８に印加される電源電圧Ｖ_pigを検出する電圧検出手段としての電圧センサ５１が設けられている（図２参照）。そして、第２制御部２６には、その検出される電源電圧Ｖ_pig及び上記Ｄｕｔｙに基づいて、モータ１２の各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖwを演算する相電圧演算部５２が備えられている。

更に、この各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖw、及び上記電流センサ２１により検出されたモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、α／γ変換部５３において、それぞれ、二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに変換される。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、これらα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに示されるモータ電圧及びモータ電流に基づいて、モータ回転角速度ωm_eを推定する。

さらに詳述すると、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、モータモデルに基づいて、そのモータ１２に生ずる誘起電圧を外乱として推定する外乱オブザーバ５４を備えている。

即ち、図５に示すように、ブロック線図において、モータ１２は、モータ電圧（Ｖα，Ｖβ）及び誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいてモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を生じせしめるモータモデルＭ１に表される。従って、そのモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を入力とする逆モータモデルＭ２、及び当該逆モータモデルＭ２の出力及びモータ電圧（Ｖα，Ｖβ）を入力とする差分器５５によって、上記のような誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）を出力する外乱オブザーバ５４を形成することができる。尚、例えば、モータモデルＭ１を「１／（Ｒ＋ｐＬ）」とすると、逆モータモデルＭ２は「Ｒ＋ｐＬ」となる（但し、Ｒ：電機子巻線抵抗、Ｌ：インダクタンス、ｐ：微分演算子）。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、この外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）に基づいて、モータ回転角速度ωm_eを推定する。

即ち、α／β座標系の誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）は、それぞれ、次の（２）（３）式に表される。尚、各式中、「Ｋe」は誘起電圧定数、「ωm」はモータ回転角速度である。
Ｅα＝−Ｋe×ωm×sinθ ・・・（２）
Ｅβ＝Ｋe×ωm×cosθ ・・・（３）
更に、これら（２）（３）式を角度「θ」について解くことにより、次の（４）式を得る。尚、同式中、「arctan」は「アークタンジェント」である。

θ＝arctan（−Ｅα／Ｅβ） ・・・（４）
従って、外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）からモータ回転角（θm_e）を推定することができる。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、そのモータ回転角の推定値（θm_e）を微分することにより、モータ回転角速度（の推定値）ωm_eを演算する。

具体的には、図６のフローチャートに示すように、回転角速度推定演算部５０は、上記外乱オブザーバ５４によりモータ１２の誘起電圧を推定すると（Ｅα_e，Ｅβ_e、ステップ１０１）、先ず、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）にフィルタ処理を施す（ＬＰＦ：ローパスフィルタ、ステップ１０２）。次に、回転角速度推定演算部５０は、上記（４）式を用いることにより、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）から、モータ回転角（θm_e）を推定し（回転角推定、ステップ１０３）、そのモータ回転角（θm_e）を微分することによりモータ回転角速度（の推定値）ωm_eを演算する（回転角度推定、ステップ１０４）。そして、そのモータ回転角速度ωm_eを、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして、上記加算角演算部４１に出力する（ステップ１０５）。

図４に示すように、本実施形態の加算角演算部４１において、上記Ｆ／Ｂ制御部４７の演算するトルク偏差Δτに基づくモータ回転角の第１変化成分dθτ、及び上記回転角速度推定演算部５０の演算するモータ回転角速度ωm_eに基づくモータ回転角の第２変化成分dθωは、ともに加算角調整演算部５８に入力される。また、本実施形態では、上記回転角速度推定演算部５０は、その外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）の二乗和を演算し（Ｅsq_αβ＝（Ｅα_e）＾２＋（Ｅβ_e）＾２、但し「＾２」は二乗を示す）、その誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを加算角調整演算部５８に出力する。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、この誘起電圧二乗和Ｅsq_αβの値に応じて、その上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いた加算角θaの演算形態を変更する。

詳述すると、本実施形態の加算角調整演算部５８は、その入力される誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを所定の閾値（Ｅ０）と比較する。そして、当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値（Ｅ０）を超える場合には、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値を加算角θaとし、閾値（Ｅ０）以下である場合には、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを加算角θaとする構成になっている。

即ち、一演算周期を基本単位とするモータ回転角速度ωm_eは、その一演算周期あたりのモータ回転角変化量と等価的な意味を有する。そして、上記のような外乱オブザーバ５４を用いたモータ電流及びモータ電圧に基づく誘起電圧の推定は、当該誘起電圧が増大する高速回転領域において、より高い精度が確保される。

この点を踏まえ、本実施形態では、上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβと閾値（Ｅ０）との比較により、モータ１２の回転状態が、その推定されるモータ回転角速度ωm_eをモータ回転角の第２変化成分dθωとして利用可能な推定精度が担保される高速回転領域にあるか否かを判定する。そして、その要求される推定精度が担保される高速回転領域にある場合にのみ、上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いる構成となっている。

具体的には、図７のフローチャートに示すように、加算角調整演算部５８は、先ず、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ、及び上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθω、並びに上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを取得する（ステップ２０１〜ステップ２０３）。

次に、加算角調整演算部５８は、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えるか否かを判定し（ステップ２０４）、閾値Ｅ０を超える場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、続いて、既に当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超える状態にあったことを示す超過フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ２０５）。そして、当該超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０５：ＮＯ）には、当該超過フラグをセットし（ステップ２０６）、上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτの値をクリアする（dθτ＝０、ステップ２０７）。

また、上記ステップ２０５において、既に超過フラグがセットされている場合（ステップ２０５：ＹＥＳ）には、上記ステップ２０６及びステップ２０７の処理は実行されない。そして、このように上記ステップ２０４において誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えると判定された場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、その超過フラグの如何にかかわらず、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを加算することにより加算角θaを演算する（ステップ２０８）。

一方、上記ステップ２０４において、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０以下であると判定した場合（ステップ２０４：ＮＯ）もまた、加算角調整演算部５８は、超過フラグがセットされているか否かを判定し（ステップ２０９）、セットされている場合（ステップ２０９：ＹＥＳ）には、当該超過フラグをリセットする（ステップ２１０）。尚、超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０９：ＮＯ）には、このステップ２１０の処理は実行されない。そして、その上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτを加算角θaとして演算する（ステップ２１１）。

そして、本実施形態の加算角調整演算部５８は、このように上記ステップ２０８又はステップ２１１において演算した加算角θaを外部に出力する構成となっている（ステップ２１２）。

即ち、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτは、モータ１２の実回転角と制御上の仮想的なモータ回転角との乖離の大きさに応じた値となる。従って、上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωよりも、その値がモータ回転状態に左右されにくい。この点を踏まえ、本実施形態では、上記のように、モータ回転状態が低速領域にある場合には、当該第１変化成分dθτを加算角θaとする。尚、モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて加算角θaを演算する最初の演算周期（ステップ２０４：ＹＥＳ、及びステップ２０５：ＮＯ）において、第１変化成分dθτをクリアするのは（ステップ２０７）、当該第１変化成分dθτが、第２変化成分dθωを用いなかった前回演算周期の状態を反映するものだからである。そして、本実施形態では、これにより、そのモータ回転状態に依らず、高精度な加算角演算が可能となっている。

図４に示すように、加算角演算部４１において、上記加算角調整演算部５８の出力する加算角θaは、加算角制限部５９に入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、この加算角制限部５９において加算角制限処理（後述）が施された後の加算角θa´を、制御角演算部４２へと出力する。

一方、制御角演算部４２は、前回の演算周期において演算した制御角θcの前回値を記憶領域（図示略）に保持するとともに、当該前回値に上記加算角θaを加算することにより新たな制御角θcを演算する。そして、その当該新たな制御角θcにて、上記記憶領域に保持する前回値を更新することにより、その演算周期毎に、加算角θaの積算による制御角θcの演算を実行する構成となっている。

第２制御部２６において、このようにして演算された制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcは、上記α／γ変換部５３が出力する二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβとともに、γ／δ変換部６０に入力される。そして、γ／δ変換部６０は、当該α軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβを、その制御角θcに従う回転座標系、即ちγ／δ座標系の直交座標上に写像することにより、当該γ／δ座標系の実電流値として、γ軸電流値Ｉγ及びδ軸電流値Ｉδを演算する。

また、第２制御部２６は、そのγ／δ座標系の電流指令値として、γ軸電流指令値Ｉγ*及びδ軸電流指令値Ｉδ*を演算する電流指令値演算部６１を備えている。
詳述すると、本実施形態の電流指令値演算部６１には、上記加算角演算部４１において演算されたトルク偏差Δτ及び目標トルクτ*が入力されるようになっている。そして、電流指令値演算部６１は、これらトルク偏差Δτ及び目標トルクτ*に基づいて、γ軸電流指令値Ｉγ*及びδ軸電流指令値Ｉδ*を演算する。

図８に示すように、本実施形態の電流指令値演算部６１は、トルク偏差Δτに基づいて、各演算周期におけるγ軸電流指令値Ｉγ*の増減値（γ軸電流増減値η）を演算するγ軸電流増減値演算部６２と、そのγ軸電流増減値ηを演算周期毎に積算する積算制御部６３とを備えている。そして、電流指令値演算部６１は、その積算制御部６３の制御出力をγ軸電流指令値Ｉγ*とし、δ軸電流指令値Ｉδ*としては「０」を出力する構成となっている。

さらに詳述すると、本実施形態のγ軸電流増減値演算部６２には、トルク偏差Δτとγ軸電流増減値ηが関連付けられた二つのマップ（６２ａ，６２ｂ）が設けられている。本実施形態では、第１マップ６２ａは、目標トルクτ*の符号（方向）が正である場合（τ*＞０）に対応して形成されている。そして、同第１マップ６２ａにおいて、γ軸電流増減値ηは、そのトルク偏差Δτの増加に伴って線形増加するように設定されている。一方、第２マップ６２ｂは、目標トルクτ*の符号が負である場合（τ*＜０）に対応して形成されている。そして、同第２マップ６２ｂにおいて、γ軸電流増減値ηは、そのトルク偏差Δτの増加に伴って線形減少するように設定されている。

尚、本実施形態では、第１マップ６２ａ及び第２マップ６２ｂには、ともにトルク偏差Δτがゼロとなる点を中心とした所定範囲（-Ａ＜Δτ＜Ａ）に、当該トルク偏差Δτの値にかかわらずγ軸電流増減値ηが「０」となるような不感帯が設定されている。そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部６２は、目標トルクτ*の符号に応じて参照するマップを切り替えつつ、その入力されるトルク偏差Δτに基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。

一方、積算制御部６３は、前回の演算周期における制御出力、即ちγ軸電流指令値Ｉγ*の前回値を記憶領域（図示略）に保持するとともに、当該前回値に上記γ軸電流増減値ηを加算することにより新たなγ軸電流指令値Ｉγ*を演算する。そして、その新たなγ軸電流指令値Ｉγ*にて、上記記憶領域に保持する前回値を更新することにより、その演算周期毎に、γ軸電流指令値Ｉγ*の積算によるγ軸電流指令値Ｉγ*の演算を実行する構成となっている。

図４に示すように、このようにして電流指令値演算部６１が演算するγ軸電流指令値Ｉγ*は、上記γ軸電流値Ｉγとともに、その対応する減算器６４ａに入力される。同様に、δ軸電流指令値Ｉδ*もまた、δ軸電流値Ｉδとともに、その対応する減算器６４ｂに入力される。そして、これら各減算器６４ａ，６４ｂにおいて演算される電流偏差ΔＩγ，ΔＩδは、それぞれ、その対応する各Ｆ／Ｂ制御部６５ａ，６５ｂに入力される。

次に、各Ｆ／Ｂ制御部６５ａ，６５ｂは、その電流偏差ΔＩγ，ΔＩδ及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、γ／δ座標系の電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*を演算する。尚、これら各Ｆ／Ｂ制御部６５ａ，６５ｂの実行するフィードバック制御演算の態様については、上記第１制御部２５側の各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑと同様であるため、その詳細な説明は省略する。

更に、これらのγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*は、２相／３相変換部６６において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第２制御部２６は、この２相／３相変換部６６において生成された相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。尚、このように、第２制御部２６が実行するレゾルバレス制御の原理についての詳細は、例えば、上記特許文献１及び特許文献２等の記載を参照されたい。

また、図２に示すように、本実施形態のマイコン１７は、上記モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θmの異常を検出する回転角異常検出部６８を備えている。具体的には、本実施形態の回転角異常検出部６８は、そのモータレゾルバ２３が出力する正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cosの二乗和が適正範囲内にあるか否かを判定する。そして、その判定結果に基づいて、モータ１２の実回転角として回転角θmの異常を検出する。尚、このような回転角異常検出の詳細については、例えば、特開２００６−１７７７５０号公報等の記載を参照されたい。

更に、本実施形態では、この回転角異常検出部６８による異常検出の結果は、回転角異常検出信号Ｓ_rsfとして上記モータ制御部２４に入力されるようになっている。そして、本実施形態のモータ制御部２４は、回転角θmに異常のない場合には、上記第１制御部２５が演算する相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいてモータ制御信号を出力し、回転角θmに異常が生じた場合には、上記第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいて、そのモータ制御信号の出力を実行する。

即ち、上記のように、第２制御部２６は、モータ１２の実回転角であるモータレゾルバ２３により検出される回転角θmを用いることなく、制御上の仮想的なモータ回転角である制御角θcを用いて、その相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。そして、本実施形態では、その第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいてモータ制御信号を生成することにより、回転角θmに異常が検出された後においても、安定的に、そのモータ制御を継続することが可能となっている。

（加算角制限処理）
次に、本実施形態における加算角制限処理の態様について説明する。
上述のように、演算周期毎に加算角θaを演算し、該加算角θaを積算することにより得られる制御上の仮想的なモータ回転角、即ち制御角θcに従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行するレゾルバレス制御では、モータ回転状態がモータ電流に反映される限りにおいて、実際の回転角θmと制御角θcとの乖離を制御可能な範囲に留めることが可能になる。従って、そのモータ回転状態が反映されにくいモータ電流が極小化する制御領域を回避することが、制御角θcやモータ回転角速度ωm_eの検出精度を担保し、ひいてはモータ制御の安定性を確保するために重要な課題となる。

そこで、本実施形態の加算角演算部４１は、上記のように、加算角調整演算部５８の出力する加算角θaを、加算角制限部５９において所定の上限値（θlim）以下に制限する（図２参照）。そして、その制限処理後の加算角θa´を、制御角演算部４２に出力することにより、上記モータ電流が極小化する制御領域への突入を回避する構成になっている。

即ち、モータ回転角速度の最大値は、その誘起電圧に抗してモータ電流を流すために印加可能なモータ電圧、つまり駆動回路１８に印加される電源電圧Ｖ_pigにより決定される。そして、演算周期毎のモータ回転角変化量として演算される加算角θaは、その一演算周期を基本単位としたモータ回転角速度と等価的な意味を有する。従って、加算角θaにも同様に理論上の最大値があり、当該最大値よりも小さな値に上限値を設定して同加算角θaを制限することにより、その最大値近傍に存在する「モータ電流が極小化する制御領域」への突入を回避することができる。

ところが、車両においては、そのモータ１２の駆動電力を出力する駆動回路１８に印加される電源電圧Ｖ_pigが変化する可能性がある。そして、その電源電圧Ｖ_pigの低下によって、上記のような加算角制限処理が有効に機能しなくなるおそれがある。

即ち、図９に示すように、電源電圧Ｖ_pigが適正値（Ｖ_pig＝Ｖ０）にあるとすれば、その電圧Ｖ０の印加時に発生し得るモータ回転角速度の最大値に対応する値ω０よりも低い値Ｂ０を上限値θlimに設定することにより（θlim＝Ｂ０）、その加算角制限処理を有効に機能させることができる。

しかしながら、電源電圧Ｖ_pigが上記の適正値（電圧Ｖ０）よりも低い値（Ｖ_pig＝Ｖ１）に低下した場合には、そのモータ回転角速度の最大値自体が低下することで、当該最大値に対応する値ω１が、上記電源電圧Ｖ_pigが適正値にある場合（Ｖ_pig＝Ｖ０）に設定した上限値θlim（＝Ｂ０）よりも低くなる可能性がある。そして、これにより、そのモータ電流（γ軸電流値Ｉγ）が微小となる、或いは当該モータ電流が理論的にゼロとなる制御領域、即ちモータ回転角速度の最大値に対応する値ω１を超えた加算角θa´の出力が許容されることで、その要求される制御角θcの検出精度及びモータ制御の安定性を維持することができなくなるおそれがある。

この点を踏まえ、本実施形態の加算角制限部５９には、上記電圧センサ５１の検出する電源電圧Ｖ_pigが入力されるようになっている（図４参照）。そして、同加算角制限部５９は、この入力される電源電圧Ｖ_pigに基づいて、その加算角制限処理の上限値θlimを変更する。

詳述すると、図１０に示すように、本実施形態の加算角制限部５９は、検出される電源電圧Ｖ_pigが、その適正値として設定された電圧Ｖ０よりも低下した場合には、当該電源電圧Ｖ_pigの低下に応じて、上記加算角制限処理の上限値θlimを低減する。具体的には、電源電圧Ｖ_pigが適正値である電圧Ｖ０以上の領域においては、上限値θlimを「Ｂ０」で固定し、その電源電圧Ｖ_pigが同電圧Ｖ０よりも低い領域においては、その電源電圧Ｖ_pigの低下幅に応じて、上記上限値θlimを線形的に低減させる。そして、例えば、図９に示すように、電源電圧Ｖ_pigが電圧Ｖ１に低下した場合（Ｖ_pig＝Ｖ１）には、その電圧Ｖ１に基づき発生し得るモータ回転角速度の最大値に対応する値ω１よりも低い値Ｂ１が上限値θlimとして選択されるようにすることで、電源電圧Ｖ_pigの変動に依らず、その加算角制限処理を有効に機能させることが可能な構成となっている。

以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）加算角演算部４１は、加算角θaを上限値θlim以下に制限する加算角制限部５９を備える。そして、加算角演算部４１は、検出される電源電圧Ｖ_pigに応じて、その加算角制限処理の上限値θlimを変更する。

即ち、モータ回転角速度の最大値は、その誘起電圧に抗してモータ電流を流すために印加可能なモータ電圧、つまり駆動回路１８に印加される電源電圧Ｖ_pigにより決定される。そして、演算周期毎のモータ回転角変化量として演算される加算角θaは、その一演算周期を基本単位としたモータ回転角速度と等価的な意味を有する。従って、加算角θaにも同様に理論上の最大値があり、当該最大値よりも小さな値に上限値θlimを設定して同加算角θaを制限することにより、その最大値近傍に存在する「モータ電流が極小化する制御領域」への突入を回避することができる。ここで、電源電圧Ｖ_pigが変化する環境下においては、その電源電圧Ｖ_pigの低下に伴いモータ回転角速度の最大値が上限値θlimよりも低くなることで、上記のような加算角制限処理が有効に機能しなくなるおそれがある。しかしながら、上記構成のように、その検出される電源電圧Ｖ_pigに応じて上限値θlimを変更することにより、電源電圧Ｖ_pigの変動に依らず、その加算角制限処理を有効に機能させることができる。その結果、制御上のモータ回転角として用いる制御角θcの検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持することができる。

（２）第２制御部２６は、モータ電流（Ｉα，Ｉβ）に基づきモータ回転角速度（ωm_e）を推定する回転角速度推定演算部５０を有し、加算角演算部４１には、この回転角速度推定演算部５０の推定するモータ回転角速度ωm_eが、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして入力される。そして、加算角演算部４１は、そのモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωに基づいて上記加算角θaを演算する。

即ち、モータ電流が極小化する制御領域を回避することで、当該モータ電流に基づくモータ回転角速度ωm_eの検出精度が向上する。従って、このような構成に、上記（１）の構成を適用することで、その制御角θcの検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持するという点において、より顕著な効果を得ることができる。

（３）加算角演算部４１は、モータ１２が発生すべきモータトルクに対応するパラメータとして演算する目標トルクτ*とモータ１２の実トルクに対応するパラメータとして検出する操舵トルクτとのトルク偏差Δτに基づいて各演算周期におけるモータ回転角の第１変化成分dθτを演算する。そして、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτに基づいて上記加算角θaを演算する。

即ち、モータ１２が発生する実トルクは、モータ電流に依存する。従って、このような構成に上記（１）の構成を適用し、モータ電流が極小化する制御領域を回避することで、その制御角θcの検出精度及びモータ制御の安定性を好適に維持するという点において、より顕著な効果を得ることができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明をＥＰＳアクチュエータ１０の駆動源であるモータ１２の作動を制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ１１に具体化した。しかし、これに限らず、ＥＰＳ以外の用途に適用してもよい。

・また、ＥＰＳに適用する場合であっても、上記各実施形態のような所謂コラム型に限らず、例えば所謂ピニオン型やラックアシスト型等のＥＰＳに適用してもよい。
・上記実施形態では、電源電圧Ｖ_pigが同電圧Ｖ０よりも低い領域において、その電源電圧Ｖ_pigの低下幅に応じて上記上限値θlimを線形的に低減させることとした。しかし、これに限らず、例えば、ステップ状に上限値θlimを引き下げる等、電源電圧Ｖ_pigに応じた上限値θlimの変更は、段階的に行うこととしてもよい。

・上記実施形態では、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを所定の閾値Ｅ０と比較する。そして、当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超える場合には、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値を加算角θaとし、閾値Ｅ０以下である場合には、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを加算角θaとすることとした。しかし、これに限らず、常にトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを加算角θaとする構成、或いは、モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値を加算角θaとする構成としてもよい。そして、常にトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値を加算角θaとする構成に具体化してもよい。

・上記実施形態では、左右の車輪速Ｗr，Ｗlに基づき操舵角θsを推定することとしたが、ステアリングセンサ等の回転角センサを用いて実際の操舵角θsを検出する構成であってもよい。尚、本実施形態のように、左右の車輪速Ｗr，Ｗlに基づき操舵角θsを推定する構成において、前輪車輪速及び後輪車輪速を独立に検出可能である場合には、その前輪車輪速に基づく推定値と後輪車輪速に基づく推定値との平均値を操舵角θsとするとよい。

次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。
（イ）前記モータ制御信号出力手段は、高速回転領域においては、前記モータ回転角速度に基づく変化成分と前記トルク偏差に基づく変化成分とを加算することにより、前記加算角を演算すること、を特徴とするモータ制御装置。これにより、より精度よく加算角を演算することができる。そして、このような構成に請求項１の発明を適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、２１…電流センサ、２３…モータレゾルバ、２４…モータ制御部、２５…第１制御部、２６…第２制御部、２７…ＰＷＭ変換部、３１…電流指令値演算部、３２…ｄ／ｑ変換部、３４ｄ，３４ｑ…Ｆ／Ｂ制御部、３５…ｄ／ｑ逆変換部、４１…加算角演算部、４２…制御角演算部、４３…操舵角推定演算部、４５…目標トルク演算部、４６…減算器、４７…Ｆ／Ｂ制御部、５０…回転角速度推定演算部、５１…電圧センサ、５２…相電圧演算部、５３…α／β変換部、５４…外乱オブザーバ、５８…加算角調整演算部、５９…加算角制限部、６０…γ／δ変換部、６１…電流指令値演算部、６２…γ軸電流増減値演算部、６３…積算制御部、６５ａ，６５ｂ…Ｆ／Ｂ制御部、６６…２相／３相変換部、６８…回転角異常検出部、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、θm…回転角、Ｉd…ｄ軸電流値、Ｉq…ｑ軸電流値、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*…ｑ軸電流指令値、ΔＩd，ΔＩq…電流偏差、Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*…相電圧指令値、τ…操舵トルク、τ*…目標トルク、Δτ…トルク偏差、η…γ軸電流増減値、dθτ…第１変化成分、Ｉα…α軸電流値、Ｉβ…β軸電流値、Ｖα…α軸電圧値、Ｖβ…β軸電圧値、Ｅα，Ｅβ…誘起電圧、Ｅα_e，Ｅβ_e…誘起電圧推定値、Ｅsq_αβ…誘起電圧二乗和、Ｅ０…閾値、ωm_e…モータ回転角速度、dθω…第２変化成分、θa，θa´…加算角、θc…制御角、Ｉγ…γ軸電流値、Ｉδ…δ軸電流値、Ｉγ*…γ軸電流指令値、Ｉδ*…δ軸電流指令値、ΔＩγ，ΔＩδ…電流偏差、Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**…相電圧指令値、θlim…制限値、Ｂ０，Ｂ１…値、Ｖ_pig…電源電圧、Ｖ０，Ｖ１…電圧、Ｓ_rsf…回転角異常検出信号。

Claims (3)

1. モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号の入力により作動して電源電圧に基づく三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、該制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより前記モータ制御信号を出力するモータ制御装置であって、
   前記駆動回路に印加される前記電源電圧を検出する電圧検出手段と、モータ電流に基づきモータ回転角速度を推定するモータ回転角速度推定手段とを備え、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが所定値以上である場合には、操舵トルクに基づいて演算される第１変化成分と、前記モータ回転角速度推定手段により推定された前記モータ回転角速度に基づいて演算される第２変化成分とを用いて前記加算角を演算するとともに、前記加算角を、前記電源電圧により決定される演算周期毎のモータ回転角変化量の最大値よりも小さな値に設定された上限値以下に制限し、
   前記上限値を、前記電源電圧の低下に応じて低減するように変更すること、を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいて、前記第１変化成分を演算すること、を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。

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