JP5742289B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来、モータを駆動源として操舵系にアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）には、そのモータ回転角を検出することなくブラシレスモータを制御可能なモータ制御装置を備えたものがある。そして、このような回転角センサ（モータレゾルバ）を用いないセンサレス（レゾルバレス）駆動制御の態様として、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、その加算角を積算することにより得られる制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行する方法が提案されている。

例えば、特許文献１に記載のモータ制御装置は、モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間の偏差に基づいて、上記演算周期毎のモータ回転角変化量に相当した加算角を演算する。また、特許文献２に記載のモータ制御装置は、モータ電流及びモータ電圧に基づいてモータ回転角速度を推定する。そして、そのモータ回転角速度を上記演算周期毎の変化成分として上記加算角を演算する構成となっている。

即ち、実際のモータ回転角（実回転角）と上記制御上のモータ回転角（制御角）とが厳密に一致しなくとも、その乖離が一定範囲内に留まる限りにおいて、ブラシレスモータは制御可能である。そして、上記各特許文献に記載の方法により加算角を演算し、その加算角を積算することにより得られる制御角を用いて電流フィードバック制御を実行することにより、その実回転角と制御角との乖離を上記モータ制御可能な範囲に留めおくことができる。

特開２０１０−１１７０９号公報 特開２０１０−２９０３１号公報

さて、上記のような制御上の仮想的な制御角を用いるレゾルバレス制御では、負荷トルクに抗してロータの回転位置を保持するために必要な起磁力をステータが発生し得る限りにおいて、上記制御角と実回転角との乖離を安定的に制御可能な範囲に留めおくことが可能になる。従って、モータ制御の安定性を考慮するならば、そのステータが負荷トルクに対抗する十分な起磁力を発生するように、より大きなモータ電流を通電することが望ましい。

しかしながら、継続的に大きな電流をモータに通電することにより、そのエネルギー効率は低下する。そして、モータの発熱が顕著になることで信頼性が低下するおそれがあることから、従来、その改善が解決すべき課題として残されていた。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的にモータ電流を抑制することのできる電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータを駆動源として操舵系にアシスト力を付与する操舵力補助装置と、前記操舵力補助装置の作動を制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、目標操舵トルクと実際の操舵トルクとの間のトルク偏差に基づくトルクフィードバック制御の実行により演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、前記演算周期毎に、前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力する電動パワーステアリング装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差の絶対値が小さいほど大きく低減させるように前記トルク偏差を補正するとともに、当該補正後のトルク偏差に基づいて前記加算角を演算することにより、前記トルク偏差に基づいて前記加算角を低減すること、を要旨とする。

即ち、トルク偏差の絶対値が小さいほど、モータ制御の状態は安定的であり、当該トルク偏差に基づいて電流指令値を増減することにより、モータ制御の安定性を維持しつつ、効果的に過剰なモータ電流の通電を抑えることができる。しかしながら、増減値を積算して電流指令値を演算する構成では、トルク偏差が小さな領域にある場合には、その電流指令値を増大させる際の立ち上がりが遅くなる傾向がある。このため、例えば、保舵状態からの切り込み時等、その小さなトルク偏差に基づいてモータ電流を低く抑えた状態から負荷トルクに抗してモータを回転させる場合には、その回転初期においてステータの起磁力に不足が生ずる可能性があり、その結果、その制御状態が不安定化するおそれがある。

この点、上記構成によれば、トルク偏差に基づき加算角を低減してモータ回転を抑えることで、ステアリング操作に要求される操舵トルクが増大する。そして、これにより増大したトルク偏差に基づいて、より大きな増減値が演算されることによって、電流指令値の立ち上がりが早くなる。その結果、制御上のモータ回転角（制御角）に従ってロータを連れ回すために必要な起磁力、即ち変化する制御角に対応した位置でロータを保持するために必要な起磁力をステータに発生させて、そのモータ制御の安定性を維持することができる。加えて、加算角の低減により操舵トルクが増大することで、ステアリング操作に「手応え感」を付与することができる。その結果、優れた操舵フィーリングを実現することができる。
また、上記構成によれば、加算角の連続性を担保しつつ、トルク偏差に基づいて同加算角を低減することができる。その結果、より好適に、モータ制御の安定性を維持することができる。

請求項４に記載の発明は、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が閾値以下となる領域については、前記加算角をゼロにすること、を要旨とする。
即ち、その制御状態が安定的であることを示すトルク偏差の絶対値が小さな領域については、より低くモータ電流を抑えることが可能である。しかしながら、当該領域では、電流指令値を増大させる際の立ち上がりも遅いため、そのモータ電流を低く抑えた状態から負荷トルクに抗してモータを回転させる際、上記のような回転初期におけるステータの起磁力不足に起因した制御状態の不安定化が起こりやすくなる。

この点、上記構成によれば、こうした電流指令値の立ち上がりに遅れが生じやすい領域においては、制御角が変化することなく、当該電流指令値のみが増加する。そして、そのトルク偏差が当該領域を超えるまで増大した後、同制御角が変化することで、その回転初期から十分なモータ電流を通電して、当該制御角に従ってロータを連れ回すために必要な起磁力をステータに発生させることができる。その結果、より好適に、モータ制御の安定性を維持することができる。また、トルク偏差が小さな領域では、モータの回転が抑えられるため、特に、保舵状態における手応え感が高くなる。その結果、より優れた操舵フィーリングを実現することができる。

請求項２に記載の発明は、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記モータが発生すべき目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあっても、該不足が許容範囲内にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、を要旨とする。

上記構成によれば、より効果的にモータ電流を抑制することができる反面、トルク偏差の低い状態が継続する保舵時には、そのモータ電流を低く抑えた状態からモータを回転させることになるため、上記のようなステータの起磁力不足に起因した制御状態の不安定化が起こりやすくなる。また、更には、過剰に電流指令値が低減される可能性もあり、このような場合、そのモータ電流の過小により変化するトルク偏差に基づいて、再び、電流指令値が増大することで、その制御角と実回転角との乖離が、安定的に制御可能な範囲に維持される。しかしながら、その電流指令値を増大させる際の立ち上がりに遅れが生ずることで、その制御角と実回転角との乖離が安定的に制御可能な範囲を超えてしまうおそれがある。従って、このような構成に適用することで、より顕著な効果を得ることができる。
請求項３に記載の発明は、モータを駆動源として操舵系にアシスト力を付与する操舵力補助装置と、前記操舵力補助装置の作動を制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、目標操舵トルクと実際の操舵トルクとの間のトルク偏差に基づくトルクフィードバック制御の実行により演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、前記演算周期毎に、前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力する電動パワーステアリング装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差に基づいて、前記トルク偏差の絶対値が小さいほど前記加算角を大きく低減し、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記モータが発生すべき目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあっても、該不足が許容範囲内にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、を要旨とする。

本発明によれば、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的にモータ電流を抑制することが可能な電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。 第１制御部の概略構成図。 第２制御部の概略構成図。 外乱オブザーバの概略構成を示すブロック線図。 回転角速度推定の処理手順を示すフローチャート。 加算角調整演算の処理手順を示すフローチャート。 第２制御部側の電流指令値演算部の概略構成図。 補正マップの概略構成を示す説明図。 別例の加算角演算部の概略構成図。 別例の補正マップの概略構成を示す説明図。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１において、ステアリング２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック軸５と連結されている。そして、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック軸５の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト３は、コラムシャフト３ａ、インターミディエイトシャフト３ｂ、及びピニオンシャフト３ｃを連結してなる。そして、このステアリングシャフト３の回転に伴うラック軸５の往復直線運動が、同ラック軸５の両端に連結されたタイロッド６を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪７の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２が減速機構１３を介してコラムシャフト３ａと駆動連結された所謂コラム型のＥＰＳアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態では、モータ１２には、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に基づき回転するブラシレスモータが採用されている。そして、ＥＰＳアクチュエータ１０は、このモータ１２の回転を減速してコラムシャフト３ａに伝達することにより、そのモータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与する構成となっている。

一方、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４が接続されており、同ＥＣＵ１１は、そのトルクセンサ１４の出力信号に基づいて、ステアリングシャフト３に伝達される操舵トルクτを検出する。また、本実施形態のＥＣＵ１１には、車速センサ１５により検出される車速Ｖ及びステアリングセンサ（操舵角センサ）１６により検出される操舵角θsが入力される。そして、ＥＣＵ１１は、これらの各状態量に基づいて、操舵系に付与すべき目標アシスト力を演算し、これに相当するモータトルクを発生させるべく駆動電力を供給することにより、そのモータ１２を駆動源とするＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ち操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

尚、以下に示す各制御ブロックは、マイコン１７が実行するコンピュータプログラムにより実現されるものである。そして、同マイコン１７は、所定のサンプリング周期で上記各状態量を検出し、所定周期毎に以下の各制御ブロックに示される各演算処理を実行することにより、モータ制御信号を生成する。

詳述すると、本実施形態の駆動回路１８には、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに対応する３つのスイッチングアームを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータが採用されている。即ち、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、この駆動回路を構成する各相スイッチング素子のオン／オフ状態（各相スイッチングアームのＤｕｔｙ）を規定するものとなっている。そして、駆動回路１８は、このモータ制御信号の入力により作動して、その印加される電源電圧Ｖ_pigに基づく三相の駆動電力をモータに供給する構成となっている。

さらに詳述すると、ＥＣＵ１１には、モータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１が設けられている。尚、本実施形態の電流センサ２１は、上記駆動回路１８を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に、それぞれ、シャント抵抗を接続してなる周知の構成を有している。そして、本実施形態のマイコン１７は、この電流センサ２１の出力信号（シャント抵抗の端子間電圧）に基づいて、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに流れる相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

また、本実施形態のマイコン１７は、モータレゾルバ２３の出力信号に基づいて、モータ１２の回転角（電気角）θmを検出する。尚、本実施形態では、モータレゾルバ２３には、そのセンサ信号として、モータ１２の実回転角（電気角）に応じて振幅が変化する二相の正弦波状信号（正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cos）を出力する巻線型のレゾルバが採用されている。そして、本実施形態のマイコン１７は、これらモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θmに基づいて、電流フィードバック制御を実行することにより、その駆動回路１８に出力するモータ制御信号を生成する。

さらに詳述すると、本実施形態では、マイコン１７のモータ制御部２４には、回転座標系における電流制御の実行によりモータ１２の各相に印加すべき相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）を演算する第１制御部２５及び第２制御部２６、並びに、その相電圧指令値をモータ制御信号に変換するＰＷＭ変換部２７が設けられている。そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御部２４において生成されたモータ制御信号を駆動回路１８に出力する構成となっている。

図３に示すように、第１制御部２５は、上記のように検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて目標アシスト力に対応した電流指令値を演算する電流指令値演算部３１を備えている。また、第１制御部２５は、ｄ／ｑ変換部３２を備えており、同ｄ／ｑ変換部３２は、モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θmに基づいて、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄ／ｑ座標上に写像することにより、ｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを演算する。そして、第１制御部２５は、このモータ１２の実回転角（θm）に従う回転座標系（ｄ／ｑ座標系）において電流フィードバック制御を実行することにより、モータ１２の各相に印加すべき電圧を示す相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する構成となっている。

即ち、上記電流指令値演算部３１は、電流指令値としてｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。具体的には、同電流指令値演算部３１は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きなアシスト力を発生させるようなｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。尚、ｄ軸電流指令値Ｉd*は「０」に固定される（Ｉd*＝０）。そして、これらｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*は、ｄ／ｑ変換部３２の出力するｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqとともに、その対応する減算器３３ｄ，３３ｑに入力される。

次に、これら各減算器３３ｄ，３３ｑが演算する各軸の電流偏差ΔＩd，ΔＩqは、それぞれ、対応するＦ／Ｂ制御部（フィードバック制御部）３４ｄ，３４ｑに入力される。そして、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩq及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、ｄ／ｑ座標系の電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。

具体的には、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、それぞれ、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩqに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該電流偏差ΔＩd，ΔＩqの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分を演算する。そして、これらの比例成分及び積分成分を加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を生成する。

次に、これらのｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、ｄ／ｑ逆変換部３５において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第１制御部２５は、このｄ／ｑ逆変換部３５が実行する逆変換により得られる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。

一方、図４に示すように、第２制御部２６は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θaを演算する加算角演算部４１と、その加算角θaを演算周期毎に積算することにより制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcを演算する制御角演算部４２とを備えている。そして、第２制御部２６は、その制御角θcに従う回転座標系（γ／δ座標系）において電流フィードバック制御を実行することにより、相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する構成となっている。

詳述すると、本実施形態の加算角演算部４１には、上記のように検出される操舵トルクτ、車速Ｖ、操舵角θsが入力されるようになっている。また、加算角演算部４１は、目標操舵トルク演算部４５を備えており、同目標操舵トルク演算部４５は、ステアリング２に生じた操舵角θs及び車速Ｖに基づいて、操舵トルクτの目標値に対応した目標操舵トルクτ*を演算する。また、加算角演算部４１は、トルクセンサ１４により検出される実際の操舵トルクτから目標操舵トルクτ*を減算する減算器４６を備えている。即ち、モータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与するＥＰＳにおいて、目標操舵トルクτ*は、モータ１２が発生すべきモータトルク（目標トルク）に対応するパラメータであり、操舵トルクτは、モータ１２の実トルクに対応するパラメータである。つまり、これら目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間の差分（トルク偏差Δτ）は、目標トルクに対する実トルクの過不足を示す状態量となっている。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、その目標操舵トルクτ*に実際の操舵トルクτを追従させるべく、トルクフィードバック制御を実行することにより加算角θaを演算する。

具体的には、減算器４６において演算されたトルク偏差Δτ（Δτ´）は、Ｆ／Ｂ制御部４７に入力される。そして、Ｆ／Ｂ制御部４７は、そのトルク偏差Δτ（Δτ´）に比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該トルク偏差Δτ（Δτ´）の積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分の加算値を、各演算周期におけるモータ回転角の第１変化成分dθτとして演算する。

また、本実施形態では、第２制御部２６には、モータ回転角速度を推定するモータ回転角速度推定手段としての回転角速度推定演算部５０が設けられており、上記加算角演算部４１には、この回転角速度推定演算部５０の推定するモータ回転角速度ωm_eが、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτとともに、このモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて、上記加算角θaを演算する。

詳述すると、第２制御部２６には、上記ＰＷＭ変換部２７がモータ制御信号を生成する際に用いる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）に対応した内部指令値、即ちＤｕｔｙが入力される。また、本実施形態のＥＣＵ１１は、電圧センサ５１によって、その駆動回路１８に印加される電源電圧Ｖ_pigを検出する（図２参照）。そして、第２制御部２６には、その検出される電源電圧Ｖ_pig及び上記Ｄｕｔｙに基づいて、モータ１２の各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖwを演算する相電圧演算部５２が設けられている。

また、これらの各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖw、及び上記電流センサ２１により検出されたモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、α／β変換部５３において、それぞれ、二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに変換される。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、これらα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに示されるモータ電圧及びモータ電流に基づいて、モータ回転角速度ωm_eを推定する。

さらに詳述すると、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、モータモデルに基づいて、そのモータ１２に生ずる誘起電圧を外乱として推定する外乱オブザーバ５４を備えている。

即ち、図５に示すブロック線図において、モータ１２は、モータ電圧（Ｖα，Ｖβ）及び誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいてモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を生じせしめるモータモデルＭ１に表される。従って、そのモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を入力とする逆モータモデルＭ２、及び当該逆モータモデルＭ２の出力及びモータ電圧（Ｖα，Ｖβ）を入力とする差分器５５によって、上記のような誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）を出力する外乱オブザーバ５４を形成することができる。尚、例えば、モータモデルＭ１を「１／（Ｒ＋ｐＬ）」とすると、逆モータモデルＭ２は「Ｒ＋ｐＬ」となる（但し、Ｒ：電機子巻線抵抗、Ｌ：インダクタンス、ｐ：微分演算子）。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、この外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）に基づいて、モータ回転角速度ωm_eを推定する。

即ち、α／β座標系の誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）は、それぞれ、次の（１）（２）式に表される。尚、各式中、「Ｋe」は誘起電圧定数、「ωm」はモータ回転角速度である。
Ｅα＝−Ｋe×ωm×sinθ ・・・（１）
Ｅβ＝Ｋe×ωm×cosθ ・・・（２）
更に、これら（１）（２）式を角度「θ」について解くことにより、次の（３）式を得る。尚、同式中、「arctan」は「アークタンジェント」である。

θ＝arctan（−Ｅα／Ｅβ） ・・・（３）
従って、外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）からモータ回転角（θm_e）を推定することができる。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、そのモータ回転角の推定値（θm_e）を微分することにより、モータ回転角速度（の推定値）ωm_eを演算する。

具体的には、図６のフローチャートに示すように、回転角速度推定演算部５０は、上記外乱オブザーバ５４によりモータ１２の誘起電圧を推定すると（Ｅα_e，Ｅβ_e、ステップ１０１）、先ず、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）にフィルタ処理を施す（ＬＰＦ：ローパスフィルタ、ステップ１０２）。次に、回転角速度推定演算部５０は、上記（４）式を用いることにより、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）から、モータ回転角（θm_e）を推定する（回転角推定、ステップ１０３）。そして、そのモータ回転角（θm_e）を微分することによりモータ回転角速度（の推定値）ωm_eを演算する（回転角度推定、ステップ１０４）。

そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、そのモータ回転角速度ωm_eを、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして、上記加算角演算部４１に出力する構成になっている（ステップ１０５）。

図４に示すように、本実施形態の加算角演算部４１において、上記Ｆ／Ｂ制御部４７の演算するトルク偏差Δτに基づくモータ回転角の第１変化成分dθτ、及び上記回転角速度推定演算部５０の演算するモータ回転角速度ωm_eに基づくモータ回転角の第２変化成分dθωは、ともに加算角調整演算部５８に入力される。また、本実施形態では、上記回転角速度推定演算部５０は、その外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）の二乗和を演算し（Ｅsq_αβ＝（Ｅα_e）＾２＋（Ｅβ_e）＾２、但し「＾２」は二乗を示す）、その誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを加算角調整演算部５８に出力する。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、この誘起電圧二乗和Ｅsq_αβの値に基づいて、その加算角θaの演算形態を変更する。

詳述すると、本実施形態の加算角調整演算部５８は、その入力される誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを所定の閾値（Ｅ０）と比較する。そして、当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値（Ｅ０）を超える場合には、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値を加算角θaとし、閾値（Ｅ０）以下である場合には、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを加算角θaとする構成になっている。

即ち、一演算周期を基本単位とするモータ回転角速度ωm_eは、その一演算周期あたりのモータ回転角変化量と等価的な意味を有する。そして、上記のような外乱オブザーバ５４を用いたモータ電流及びモータ電圧に基づく誘起電圧の推定は、当該誘起電圧が増大する高速回転領域において、より高い精度が確保される。

この点を踏まえ、本実施形態の加算角調整演算部５８は、上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβと閾値（Ｅ０）との比較により、モータ１２の回転状態が、その推定されるモータ回転角速度ωm_eをモータ回転角の第２変化成分dθωとして利用可能な推定精度が担保される高速回転領域にあるか否かを判定する。そして、その要求される推定精度が担保される高速回転領域にある場合にのみ、上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いる構成となっている。

具体的には、図７のフローチャートに示すように、加算角調整演算部５８は、先ず、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ、及び上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθω、並びに上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを取得する（ステップ２０１〜ステップ２０３）。

次に、加算角調整演算部５８は、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えるか否かを判定し（ステップ２０４）、閾値Ｅ０を超える場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、続いて、既に当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超える状態にあったことを示す超過フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ２０５）。そして、当該超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０５：ＮＯ）には、当該超過フラグをセットし（ステップ２０６）、上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτの値をクリアする（dθτ＝０、ステップ２０７）。

尚、上記ステップ２０５において、既に超過フラグがセットされている場合（ステップ２０５：ＹＥＳ）には、上記ステップ２０６及びステップ２０７の処理は実行されない。そして、これら上記ステップ２０４において誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えると判定された場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、その超過フラグの如何にかかわらず、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを加算することにより加算角θaを演算する（ステップ２０８）。

一方、上記ステップ２０４において、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０以下であると判定した場合（ステップ２０４：ＮＯ）もまた、加算角調整演算部５８は、超過フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ２０９）。そして、当該超過フラグがセットされている場合（ステップ２０９：ＹＥＳ）には、当該超過フラグをリセットする（ステップ２１０）。尚、超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０９：ＮＯ）には、このステップ２１０の処理は実行されない。そして、その上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτを加算角θaとして演算する（ステップ２１１）。

そして、本実施形態の加算角調整演算部５８は、このように上記ステップ２０８又はステップ２１１において演算した加算角θaを外部に出力する構成となっている（ステップ２１２）。

即ち、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτは、モータ１２の実回転角と制御上の仮想的なモータ回転角との乖離の大きさに応じた値となる。従って、上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωよりも、その値がモータ回転状態に左右されにくい。この点を踏まえ、本実施形態では、上記のように、モータ回転状態が低速領域にある場合には、当該第１変化成分dθτを加算角θaとする。尚、モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて加算角θaを演算する最初の演算周期（ステップ２０４：ＹＥＳ、及びステップ２０５：ＮＯ）において、第１変化成分dθτをクリアするのは（ステップ２０７）、当該第１変化成分dθτが、第２変化成分dθωを用いなかった前回演算周期の状態を反映するものだからである。そして、本実施形態では、これにより、そのモータ回転状態に依らず、高精度な加算角演算が可能となっている。

一方、図４に示すように、制御角演算部４２は、前回の演算周期において演算した制御角θcの前回値を記憶領域（図示略）に保持するとともに、当該前回値に上記加算角θaを加算することにより新たな制御角θcを演算する。そして、その当該新たな制御角θcにて、上記記憶領域に保持する前回値を更新することにより、その演算周期毎に、加算角θaの積算による制御角θcの演算を実行する構成となっている。

第２制御部２６において、このようにして演算された制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcは、上記α／β変換部５３が出力する二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβとともに、γ／δ変換部６０に入力される。そして、γ／δ変換部６０は、当該α軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβを、その制御角θcに従う回転座標系、即ちγ／δ座標系の直交座標上に写像することにより、当該γ／δ座標系の実電流値として、γ軸電流値Ｉγ及びδ軸電流値Ｉδを演算する。

尚、本実施形態では、制御上の仮想的な回転座標としての上記γ／δ座標系は、制御角θcと実際のモータ回転角（θm）との乖離（負荷角）が「０」である場合に、その「γ軸」が「ｄ軸」に一致する。

また、第２制御部２６は、そのγ／δ座標系の電流指令値として、γ軸電流指令値Ｉγ*及びδ軸電流指令値Ｉδ*を演算する電流指令値演算部６１を備えている。本実施形態では、この電流指令値演算部６１には、上記目標操舵トルク演算部４５により演算された目標操舵トルクτ*、及び当該目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτが入力される。そして、電流指令値演算部６１は、これらトルク偏差Δτ及び目標操舵トルクτ*に基づいて、γ軸電流指令値Ｉγ*（及びδ軸電流指令値Ｉδ*）を演算する。

詳述すると、図８に示すように、本実施形態の電流指令値演算部６１は、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτに基づいて各演算周期におけるγ軸電流指令値Ｉγ*の増減値（γ軸電流増減値η）を演算するγ軸電流増減値演算部７１と、入力されるγ軸電流増減値ηを演算周期毎に積算する積算制御部７２とを備えている。

本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、トルク偏差Δτとγ軸電流増減値ηが関連付けられた二つのマップ（７１ａ，７１ｂ）を備えている。具体的には、第１マップ７１ａは、目標操舵トルクτ*の符号（方向）が「正である場合（τ*＞０）」に対応して形成される一方、第２マップ７１ｂは、目標操舵トルクτ*の符号が「負である場合（τ*＜０）」に対応して形成されている。尚、目標操舵トルクτ*が「０」である場合には、その直前の符号が用いられる。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、入力される目標操舵トルクτ*の符号に応じて参照するマップを切り替えつつ、そのトルク偏差Δτに基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。

即ち、目標操舵トルクτ*が「正の値」である場合にトルク偏差Δτが「正の値」、又は目標操舵トルクτ*の符号が「負の値」である場合にトルク偏差Δτが「負の値」にある状態は、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「不足」していることを示している。一方、目標操舵トルクτ*が「正の値」である場合にトルク偏差Δτが「負の値」、又は目標操舵トルクτ*の符号が「負の値」である場合にトルク偏差Δτが「正の値」にある状態は、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「過剰」であることを示している。そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示されるモータ１２が発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足に基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。

具体的には、第１マップ７１ａにおいて、γ軸電流増減値ηは、トルク偏差Δτが「正の値」を有する所定値Ａ１以上、且つ同じく「正の値」を有する所定値Ａ２より小さい場合（Ａ１≦Δτ＜Ａ２）には、当該トルク偏差Δτが大きな値となる程、より大きな絶対値を有する「正の値」となるように設定されている。また、トルク偏差Δτが所定値Ａ１より小さく、且つ同じく「正の値」を有する所定値Ａ３以上である場合（Ａ３≦Δτ＜Ａ１）には、当該トルク偏差Δτが小さな値となるほど、より大きな絶対値を有する「負の値」となるように設定されている。そして、トルク偏差Δτが所定値Ａ２以上である場合（Ａ２≦Δτ）には、γ軸電流増減値ηが、一定の「正の値（最大増加値γ１）」となり、トルク偏差Δτが所定値Ａ３より小さい場合（Δτ＜Ａ３）には、同γ軸電流増減値ηが、一定の「負の値（最大減少値γ２）」となるように設定されている。

一方、第２マップ７１ｂにおいて、γ軸電流増減値ηは、トルク偏差Δτが「負の値」を有する所定値Ａ４以下、且つ同じく「負の値」を有する所定値Ａ５より大きい範囲にある場合（Ａ５＜Δτ≦Ａ４）には、当該トルク偏差Δτが小さな値となる程、より大きな絶対値を有する「正の値」となるように設定されている。また、トルク偏差Δτが所定値Ａ４より大きく、且つ同じく「負の値」を有する所定値Ａ６以下である場合（Ａ４＜Δτ≦Ａ６）には、当該トルク偏差Δτが大きな値となるほど、より大きな絶対値を有する「負の値」となるように設定されている。そして、トルク偏差Δτが所定値Ａ５以下である場合（Δτ≦Ａ５）には、γ軸電流増減値ηが、一定の「正の値（最大増加値γ１）」となり、トルク偏差Δτが所定値Ａ６より大きい場合（Ａ６＜Δτ）には、同γ軸電流増減値ηが、一定の「負の値（最大減少値γ２）」となるように設定されている。

本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、これら二つのマップ（７１ａ，７１ｂ）を参照することにより、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「過剰」である場合（τ*＞０においてΔτ＜０、又はτ*＜０においてΔτ＞０）には、γ軸電流指令値Ｉγ*を低減するような「負の値」を有したγ軸電流増減値ηを演算する。

更に、本実施形態では、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「不足」することを示す領域についても、その「実トルクの不足」を許容する範囲が設定されている（τ*＞０において０≦Δτ＜Ａ１、又はτ*＜０においてＡ４＜Δτ≦０）。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示される「実トルクの不足」が上記許容範囲内にある場合にも、γ軸電流指令値Ｉγ*を低減するような「負の値」を有したγ軸電流増減値ηを演算する。

そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示される「実トルクの不足」が上記許容範囲を超える場合（τ*＞０においてΔτ≧Ａ１、又はτ*＜０においてΔτ≦Ａ４）には、γ軸電流指令値Ｉγ*を増大させるような「正の値」を有したγ軸電流増減値ηを演算する構成になっている。

一方、本実施形態の積算制御部７２は、前回の演算周期における制御出力、即ちγ軸電流指令値Ｉγ*の前回値を記憶領域（図示略）に保持する。そして、積算制御部７２は、入力されるγ軸電流増減値ηを当該前回値に加算することにより新たなγ軸電流指令値Ｉγ*を演算するとともに、当該新たなγ軸電流指令値Ｉγ*によって、その記憶領域に保持する前回値を更新する。

そして、本実施形態の電流指令値演算部６１は、この積算制御部７２の制御出力、即ちγ軸電流増減値ηの積算値をγ軸電流指令値Ｉγ*とする構成になっている。
図４に示すように、第２制御部２６において、上記のように演算されたγ軸電流指令値Ｉγ*は、上記γ軸電流値Ｉγとともに、対応する減算器７４ａに入力される。同様に、δ軸電流指令値Ｉδ*もまた、δ軸電流値Ｉδとともに、対応する減算器７４ｂに入力される。尚、本実施形態では、δ軸電流指令値Ｉδ*は「０」に固定される（Ｉδ*＝０）。そして、これら各減算器７４ａ，７４ｂにおいて演算される電流偏差ΔＩγ，ΔＩδは、それぞれ、その対応する各Ｆ／Ｂ制御部７５ａ，７５ｂに入力される。

次に、各Ｆ／Ｂ制御部７５ａ，７５ｂは、その電流偏差ΔＩγ，ΔＩδ及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、γ／δ座標系の電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*を演算する。尚、これら各Ｆ／Ｂ制御部７５ａ，７５ｂの実行するフィードバック制御演算の態様については、上記第１制御部２５側の各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑと同様であるため、その詳細な説明は省略する。

更に、これらのγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*は、２相／３相変換部７６において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第２制御部２６は、この２相／３相変換部７６において生成された相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。尚、このように、第２制御部２６が実行するレゾルバレス制御の原理についての詳細は、例えば、上記特許文献１及び特許文献２等の記載を参照されたい。

また、図２に示すように、本実施形態のマイコン１７は、上記モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θmの異常を検出する回転角異常検出部７８を備えている。具体的には、本実施形態の回転角異常検出部７８は、そのモータレゾルバ２３が出力する正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cosの二乗和が適正範囲内にあるか否かを判定する。そして、その判定結果に基づいて、モータ１２の実回転角として回転角θmの異常を検出する。尚、このような回転角異常検出の詳細については、例えば、特開２００６−１７７７５０号公報等の記載を参照されたい。

更に、本実施形態では、この回転角異常検出部７８による異常検出の結果は、回転角異常検出信号Ｓ_rsfとして上記モータ制御部２４に入力される。そして、本実施形態のモータ制御部２４は、回転角θmに異常のない場合には、上記第１制御部２５が演算する相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいてモータ制御信号を出力し、回転角θmに異常が生じた場合には、上記第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいて、そのモータ制御信号の出力を実行する。

即ち、第２制御部２６は、モータ１２の実回転角であるモータレゾルバ２３により検出される回転角θmを用いることなく、制御上の仮想的なモータ回転角である制御角θcを用いて、その相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。そして、本実施形態のＥＣＵ１１は、その第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいてモータ制御信号を生成することにより、回転角θmに異常が検出された後においても、安定的に、そのモータ制御を継続することが可能となっている。

（加算角低減制御）
次に、本実施形態の加算角演算部４１が実行する加算角低減制御の態様について説明する。

上述のように、制御上の仮想的な制御角（θc）を用いるレゾルバレス制御では、より大きなモータ電流を通電してステータの起磁力を強化することにより、その制御状態の安定化を図ることができる。しかしながら、継続的に大きな電流をモータに通電することにより、エネルギー効率の低下、或いはモータの発熱が増大することによる信頼性の低下等を招くおそれがある。

そこで、本実施形態の電流指令値演算部６１のように、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτに基づいてγ軸電流増減値ηを演算する。そして、当該γ軸電流増減値ηを積算した値をγ軸電流指令値Ｉγ*とすることにより、効果的にモータ電流を抑制することができる。

即ち、トルク偏差Δτは、モータ１２が発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足を示す状態量である。従って、その絶対値が小さいほど、モータ制御の状態は安定的であり、当該トルク偏差Δτに基づいて、γ軸電流指令値Ｉγ*を増減することにより、モータ制御の安定性を維持しつつ、効果的に過剰なモータ電流の通電を抑えることができる。

しかしながら、このようにγ軸電流増減値ηを積算してγ軸電流指令値Ｉγ*を演算する構成では、トルク偏差Δτが小さな領域にある場合には、当該γ軸電流指令値Ｉγ*を増大させる際の立ち上がりが遅くなる傾向がある。このため、例えば、保舵状態からの切り込み時等、その小さなトルク偏差Δτに基づいてモータ電流を低く抑えた状態から負荷トルクに抗してモータ１２を回転させる場合には、その回転初期においてステータの起磁力に不足が生ずる可能性がある。そして、これにより、加算角θaの積算により変化する上記制御角θcに対応した位置でロータを保持することができない、即ちその制御角θcに従ってロータを連れ回すことができなくなることで、制御状態が不安定化するおそれがある。

この点を踏まえ、本実施形態では、上記加算角演算部４１は、トルク偏差Δτに基づいて、上記加算角θaを低減する。具体的には、トルク偏差Δτが小さく、γ軸電流指令値Ｉγ*の立ち上がりに遅れが生じやすい状態にあるほど、より大きく加算角θaを低減する。

即ち、トルク偏差Δτに基づき加算角θaを低減してモータ１２の回転を抑えることで、ステアリング操作に要求される操舵トルクτが増大する。そして、これにより増大したトルク偏差Δτに基づき、より大きなγ軸電流増減値ηが演算されることによって、γ軸電流指令値Ｉγ*の立ち上がりが早くなる。そして、本実施形態では、これにより、上記のようなステータの起磁力に不足が生ずる事態を回避して、そのモータ制御の安定性を維持する構成になっている。

詳述すると、図４に示すように、本実施形態の加算角演算部４１には、その操舵トルクτから目標操舵トルクτ*を減算する減算器４６とＦ／Ｂ制御部４７との間に、補正制御部８０が設けられており、同補正制御部８０は、減算器４６が算出するトルク偏差Δτ（の絶対値）に基づいて、当該トルク偏差Δτを補正する。そして、本実施形態のＦ／Ｂ制御部４７は、この補正制御部８０が補正した後の値（Δτ´）に基づいて、加算角θaの基礎成分となる上記第１変化成分dθτを演算する。

さらに詳述すると、本実施形態の補正制御部８０は、図９に示されるような補正マップ８０ａを備えている。そして、上記減算器４６から入力されるトルク偏差Δτを、この補正マップ８０ａに参照することにより、その入力されるトルク偏差Δτの絶対値が小さいほど、その補正後の絶対値（|Δτ´|）がより大きく低減するように当該トルク偏差Δτを補正する。

具体的には、本実施形態の補正マップ８０ａには、トルク偏差Δτの絶対値が閾値Ｔ１以下となる領域（-Ｔ１≦Δτ≦Ｔ１）に、当該トルク偏差Δτの如何に依らず、補正後のトルク偏差Δτ´の値が「０」になる所謂不感帯が設定されている。そして、トルク偏差Δτの絶対値が閾値Ｔ１を超える領域（Δτ＜-Ｔ１、Ｔ１＜Δτ）については、当該トルク偏差Δτの絶対値が小さいほど、その補正後のトルク偏差Δτ´の低減率が大きくなるように設定されている。尚、同図中の破線Ｎは、その低減率が「０％」であると仮定した場合における補正後の値を示している。

即ち、補正制御部８０により低減された補正後のトルク偏差Δτ´を用いて第１変化成分dθτを演算することにより、加算角θaの連続性を担保しつつ、トルク偏差Δτに基づいて同加算角θaを低減することができる。そして、本実施形態では、これにより、上記のようなステータの起磁力不足に起因したモータ制御の不安定化を回避して、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的なモータ電流の抑制を図る構成となっている。

以上、本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）電流指令値演算部６１は、演算周期毎に、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτに基づいてγ軸電流増減値ηを演算し、該当該γ軸電流増減値ηを積算することによりγ軸電流指令値Ｉγ*を演算する。また、加算角演算部４１は、上記トルク偏差Δτに基づいて、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θaを演算し、該加算角θaを積算することにより、制御上の仮想的な制御角θcを演算する。そして、加算角演算部４１は、そのトルク偏差Δτに基づいて、上記加算角θaを低減する。

即ち、トルク偏差Δτは、モータ１２が発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足を示す状態量であることから、その絶対値が小さいほど、モータ制御の状態は安定的であり、当該トルク偏差Δτに基づいて、γ軸電流指令値Ｉγ*を増減することにより、モータ制御の安定性を維持しつつ、効果的に過剰なモータ電流の通電を抑えることができる。

しかしながら、このようにγ軸電流増減値ηを積算してγ軸電流指令値Ｉγ*を演算する構成では、トルク偏差Δτが小さな領域にある場合には、当該γ軸電流指令値Ｉγ*を増大させる際の立ち上がりが遅くなる傾向がある。このため、例えば、保舵状態からの切り込み時等、その小さなトルク偏差Δτに基づいてモータ電流を低く抑えた状態から負荷トルクに抗してモータ１２を回転させる場合には、その回転初期においてステータの起磁力に不足が生ずる可能性があり、その結果、その制御状態が不安定化するおそれがある。

この点、上記構成によれば、トルク偏差Δτに基づき加算角を低減してモータ１２の回転（制御角θcの変化）を抑えることで、ステアリング操作に要求される操舵トルクτが増大する。そして、これにより増大したトルク偏差Δτに基づいて、より大きなγ軸電流増減値ηが演算されることによって、γ軸電流指令値Ｉγ*の立ち上がりが早くなる。その結果、制御角θcに従ってロータを連れ回すために必要な起磁力をステータに発生させて、そのモータ制御の安定性を維持することができる。加えて、加算角θaの低減により操舵トルクτが増大することで、そのステアリング操作に「手応え感」を付与することができる。その結果、優れた操舵フィーリングを実現することができる。

（２）加算角演算部４１は、トルク偏差Δτ（の絶対値）に基づいて当該トルク偏差Δτを補正し、その補正後のトルク偏差Δτ´に基づいて、加算角θaの基礎成分となる上記第１変化成分dθτを演算する。このような構成にすることで、加算角θaの連続性を担保しつつ、トルク偏差Δτに基づいて同加算角θaを低減することができる。その結果、より好適に、モータ制御の安定性を維持することができる。

（３）加算角演算部４１（補正制御部８０）は、トルク偏差Δτの絶対値が閾値Ｔ１以下となる領域（-Ｔ１≦Δτ≦Ｔ１）に不感帯が設定された補正マップ８０ａを用いることにより、当該トルク偏差Δτの如何に依らず補正後のトルク偏差Δτ´の値を「０」に補正する。

即ち、モータ１２の制御状態が安定的であることを示すトルク偏差Δτの絶対値が小さな領域については、より低くモータ電流を抑えることが可能である。しかしながら、当該領域では、γ軸電流指令値Ｉγ*を増大させる際の立ち上がりも遅いため、そのモータ電流を低く抑えた状態から負荷トルクに抗してモータ１２を回転させる際、上記のようなステータの起磁力不足に起因した制御状態の不安定化が起こりやすい。

この点、上記構成によれば、こうしたγ軸電流指令値Ｉγ*の立ち上がりに遅れが生じやすい領域においては、制御角θcが変化することなく、当該γ軸電流指令値Ｉγ*のみが増加する。そして、そのトルク偏差Δτが当該領域を超えるまで増大した後、同制御角θcが変化することで、その回転初期から十分なモータ電流を通電して、当該制御角θcに従ってロータを連れ回すために必要な起磁力をステータに発生させることができる。その結果、より好適に、モータ制御の安定性を維持することができる。また、トルク偏差Δτ（の絶対値）が小さな領域では、モータ１２の回転が抑えられることから、特に、保舵状態における手応え感が高くなる。その結果、より優れた操舵フィーリングを実現することができる。

（４）トルク偏差Δτが、モータ１２が発生すべき目標トルクに対する実トルクの「不足」を示す領域についても、その「実トルクの不足」を許容する範囲が設定される。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示される「実トルクの不足」が上記許容範囲内にある場合にも、γ軸電流指令値Ｉγ*を低減するような「負の値」を有したγ軸電流増減値ηを演算する。

上記構成によれば、より効果的にモータ電流を抑制することができる反面、トルク偏差Δτの低い状態が継続する保舵時には、そのモータ電流を低く抑えた状態からモータ１２を回転させる際に、上記のようなステータの起磁力不足に起因した制御状態の不安定化が起こりやすくなる。また、更には、過剰にγ軸電流増減値ηが低減される可能性もあり、このような場合、そのモータ電流の過小により変化するトルク偏差Δτに基づいて、再びγ軸電流増減値ηが増大することで、その制御角θcと実回転角（θm）との乖離が、安定的に制御可能な範囲に維持される。しかしながら、そのγ軸電流指令値Ｉγ*を増大させる際の立ち上がりに遅れが生ずることで、その制御角θcと実回転角（θm）との乖離が安定的に制御可能な範囲を超えてしまうおそれがある。従って、このような構成に上記（１）〜（３）の発明を適用することで、より顕著な効果を得ることができる。

なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明を所謂コラム型の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１に具体化した。しかし、これに限らず、所謂ピニオン型やラックアシスト型等のＥＰＳに適用してもよい。

・また、本発明は、ＥＰＳ以外の用途に用いられるモータ制御装置に適用してもよい。尚、上記実施形態では、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτを、「モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差」として用いることとしたが、ＥＰＳ以外の用途に適用する場合には、実際の「目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差」を用いるとよい。

・上記実施形態では、トルク偏差Δτ（の絶対値）に基づいて当該トルク偏差Δτを補正し、その補正後のトルク偏差Δτ´に基づいて、加算角θaの基礎成分となる上記第１変化成分dθτを演算することにより、トルク偏差Δτに基づいて同加算角θaを低減することとした。しかし、これに限らず、直接的に加算角θaを低減する構成であってもよい。

例えば、図１０に示す加算角演算部８１のように、加算角調整演算部５８が出力する加算角θaを補正する補正制御部８２を設ける。そして、この補正制御部８２において補正（低減）された後の加算角θa´を制御角演算部４２に出力する構成とすればよい。

具体的には、この例では、同補正制御部８２は、図１１に示されるように、トルク偏差Δτ（の絶対値）と加算角θaの低減率（％）とが関連付けられた補正マップ８２ａを備えている。同補正マップ８２ａにおいて、トルク偏差Δτの絶対値が閾値Ｔ２以下となる領域（|Δτ|≦Ｔ２）については、補正後の加算角θa´が「０」となるように、その加算角θaの低減率が「１００％」に設定されている。また、トルク偏差Δτの絶対値が閾値Ｔ２を超える領域（|Ｔ２|＜Δτ）については、当該トルク偏差Δτの絶対値が大きいほど、加算角θaの低減率が小さくなるように設定されている。そして、これにより、上記実施形態と同様の効果を得ることが可能となっている。

・また、トルク偏差Δτに基づき演算される加算角θaの基礎成分、即ち上記第１変化成分dθτを当該トルク偏差Δτ（の絶対値）に基づいて補正（低減）することにより、同トルク偏差Δτに基づいて、加算角θaを低減する構成であってよい。尚、第１変化成分dθτの補正については、上記のように加算角θaを補正する場合と同様にするとよい（図１１参照）。このような構成としても、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。

・上記実施形態では、加算角演算部４１は、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御の実行により加算角θaを演算する。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、同じくトルク偏差Δτに基づいてγ軸電流増減値ηを演算することとした。しかし、目標操舵トルクτ*を「０」に固定して制御する場合には、トルク偏差Δτに代えて操舵トルクτを用いる構成としても全く等価であることは言うまでもない（Δτ＝τ−τ*）。

・上記実施形態では、ステアリングセンサ１６を用いて操舵角θsを検出することとしたが、車輪速から操舵角θsを推定する構成であってもよい。
次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。

（イ）モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいてトルクフィードバック制御を実行することにより演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、前記演算周期毎に、前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差に基づいて前記加算角を低減すること、を特徴とするモータ制御装置。

上記構成によれば、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的にモータ電流を抑制することができる。
（ロ）前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が閾値以下となる領域に不感帯が設定された補正マップを用いて前記トルク偏差を補正すること、を特徴とする。

（ハ）前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあり、且つ該不足が許容範囲を超える場合には、前記電流指令値を増大させるような前記増減値を演算すること、を特徴とする。

（ニ）前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記目標トルクに対する実トルクの過剰を示す状態にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、を特徴とする。

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１４…トルクセンサ、１５…車速センサ、１６…ステアリングセンサ、１７…マイコン、１８…駆動回路、２１…電流センサ、２３…モータレゾルバ、２４…モータ制御部、２５…第１制御部、２６…第２制御部、２７…ＰＷＭ変換部、４１…加算角演算部、４２…制御角演算部、４５…目標操舵トルク演算部、４６…減算器、４７…Ｆ／Ｂ制御部、５０…回転角速度推定演算部、５２…相電圧演算部、５３…α／β変換部、５４…外乱オブザーバ、５８…加算角調整演算部、６０…γ／δ変換部、６１…電流指令値演算部、７１…γ軸電流増減値演算部、７１ａ…第１マップ、７１ｂ…第２マップ、７２…積算制御部、７５ａ，７５ｂ…Ｆ／Ｂ制御部、７６…２相／３相変換部、７８…回転角異常検出部、８０…補正制御部、８０ａ…補正マップ、８１…加算角演算部、８２…補正制御部、８２ａ…補正マップ、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、θm…回転角、Ｉd…ｄ軸電流値、Ｉq…ｑ軸電流値、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*…ｑ軸電流指令値、ΔＩd，ΔＩq…電流偏差、Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*…相電圧指令値、τ…操舵トルク、τ*…目標操舵トルク、Δτ，Δτ´…トルク偏差、Ａ１〜Ａ６…所定値、Ｔ１，Ｔ２…閾値、η…γ軸電流増減値、dθτ…第１変化成分、Ｉα…α軸電流値、Ｉβ…β軸電流値、Ｖα…α軸電圧値、Ｖβ…β軸電圧値、Ｅα，Ｅβ…誘起電圧、Ｅα_e，Ｅβ_e…誘起電圧推定値、Ｅsq_αβ…誘起電圧二乗和、Ｅ０…閾値、ωm_e…モータ回転角速度、dθω…第２変化成分、θa，θa´…加算角、θc…制御角、Ｉγ…γ軸電流値、Ｉδ…δ軸電流値、Ｉγ*…γ軸電流指令値、Ｉδ*…δ軸電流指令値、ΔＩγ，ΔＩδ…電流偏差、Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**…相電圧指令値、θs…操舵角、Ｖ…車速、Ｓ_rsf…回転角異常検出信号。

Claims (4)

1. モータを駆動源として操舵系にアシスト力を付与する操舵力補助装置と、前記操舵力補助装置の作動を制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、目標操舵トルクと実際の操舵トルクとの間のトルク偏差に基づくトルクフィードバック制御の実行により演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、前記演算周期毎に、前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力する電動パワーステアリング装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差の絶対値が小さいほど大きく低減させるように前記トルク偏差を補正するとともに、当該補正後のトルク偏差に基づいて前記加算角を演算することにより、前記トルク偏差に基づいて前記加算角を低減すること、を特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 請求項１に記載の電動パワーステアリング装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記モータが発生すべき目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあっても、該不足が許容範囲内にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、
   を特徴とする電動パワーステアリング装置。
3. モータを駆動源として操舵系にアシスト力を付与する操舵力補助装置と、前記操舵力補助装置の作動を制御する制御手段とを有し、前記制御手段は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、目標操舵トルクと実際の操舵トルクとの間のトルク偏差に基づくトルクフィードバック制御の実行により演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、前記演算周期毎に、前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力する電動パワーステアリング装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差に基づいて、前記トルク偏差の絶対値が小さいほど前記加算角を大きく低減し、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記モータが発生すべき目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあっても、該不足が許容範囲内にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、を特徴とする電動パワーステアリング装置。
4. 請求項１〜請求項３の何れか一項に記載の電動パワーステアリング装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が閾値以下となる領域については、前記加算角をゼロにすること、を特徴とする電動パワーステアリング装置。

Images