JP2012223058A - モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ制御の安定性を損なうことなく、効果的にモータ電流を抑制することのできるモータ制御装置を提供すること。
【解決手段】電流指令値制限部７４は、電流指令上限値演算部７３が演算する電流指令上限値Ｉlim以下にγ軸電流指令値を制限する。また、電流指令上限値演算部７３に設けられた切替制御部７５は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角の基礎成分、即ちトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ、及びモータの回転により生ずる誘起電圧（誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ）に基づいて、モータの制御状態が安定的であるか否かを判定する。そして、切替制御部７５は、その制御状態が不安定であると判定した場合には、上記電流指令上限値Ｉlimを、当該制御状態が安定的である場合の値（Ｉlim_a）よりも高い値（Ｉlim_b）に変更すべき旨を決定する。
【選択図】図９

Description

本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来、モータを駆動源として操舵系にアシスト力を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）には、そのモータ回転角を検出することなくブラシレスモータを制御可能なモータ制御装置を備えたものがある。そして、このような回転角センサ（モータレゾルバ）を用いないセンサレス（レゾルバレス）駆動制御の態様として、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、その加算角を積算することにより得られる制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行する方法が提案されている。

例えば、特許文献１に記載のモータ制御装置は、モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間の偏差に基づいて、上記演算周期毎のモータ回転角変化量に相当した加算角を演算する。また、特許文献２に記載のモータ制御装置は、モータ電流及びモータ電圧に基づいてモータ回転角速度を推定する。そして、そのモータ回転角速度を上記演算周期毎の変化成分として上記加算角を演算する構成となっている。

即ち、実際のモータ回転角（実回転角）と上記制御上のモータ回転角（制御角）とが厳密に一致しなくとも、その乖離が一定範囲内に留まる限りにおいて、ブラシレスモータは制御可能である。そして、上記各特許文献に記載の方法により加算角を演算し、その加算角を積算することにより得られる制御角を用いて電流フィードバック制御を実行することにより、その実回転角と制御角との乖離を上記モータ制御可能な範囲に留めおくことができる。

特開２０１０−１１７０９号公報 特開２０１０−２９０３１号公報

さて、上記のような制御上の仮想的な制御角を用いるレゾルバレス制御では、ロータの回転位置を保持するために必要な起磁力をステータが発生し得る限りにおいて、上記制御角と実回転角との乖離を安定的に制御可能な範囲に留めおくことが可能になる。つまり、より大きなモータ電流を発生させることによって、そのモータ制御の安定性を高めることができる。

しかしながら、継続的に大きな電流をモータに通電することにより、そのエネルギー効率は低下する。そして、モータの発熱が顕著になることで信頼性が低下するおそれがあることから、従来、その改善が解決すべき課題として残されていた。

本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、モータ制御の安定性を損なうことなく、効果的にモータ電流を抑制することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。

上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基いてトルクフィードバック制御を実行することにより演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、前記演算周期毎に、前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記電流指令値を上限値以下に制限するとともに、前記加算角及び前記モータの誘起電圧に基づいて、前記モータの制御状態が安定的であるか否かを判定し、該制御状態が不安定である場合には、前記上限値を前記制御状態が安定的である場合よりも高くすること、要旨とする。

請求項２に記載の発明は、前記モータ制御信号出力手段は、前記加算角が前記モータの高速回転を示すにも関わらず、前記誘起電圧が前記モータの高速回転を否定する場合に、前記制御状態が不安定であると判定すること、を要旨とする。

即ち、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角の積算値を制御上のモータ回転角（制御角）とし、該制御角に従う回転座標系（γ／δ座標系）で電流フィードバック制御を実行する場合、その制御状態が安定的であるならば、その加算角とモータの回転により生ずる誘起電圧との間に矛盾は生じない。

しかしながら、モータ電流の過小によりステータの起磁力が不足し、ステータが制御角に従ってロータを連れ回すことができなくなった場合には、トルク偏差に基づくトルクフィードバック制御により、実際のモータ回転角速度とは無関係に、過大な加算角が演算される。その結果、その加算角がモータの高速回転を示す高い値であるにも関わらず、誘起電圧はモータの高速回転を否定するという矛盾が生ずる。

従って、上記各構成によれば、精度よく、モータの制御状態が安定的であるか否かを判定することができる。そして、その制御状態が不安定であると判定された場合には、電流指令値の制限する際の上限値を、大きなモータ電流の通電を許容する高い値に変更することで、モータ制御の安定性を高めることができる。これにより、その制御状態が安定的である場合の上限値を予め低い値に設定することができ、その結果、モータ制御の安定性を損なうことなく、効果的にモータ電流を抑制することができるようになる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、モータ制御の安定性を損なうことなく、効果的にモータ電流を抑制することのできる電動パワーステアリング装置を提供することができる。

請求項４に記載の発明は、前記モータ制御信号出力手段は、前記加算角が前記モータの高速回転を示するにも関わらず、前記誘起電圧が前記モータの高速回転を否定し、且つ操舵トルクが過大である場合に、前記制御状態が不安定であると判定すること、を要旨とする。

即ち、その制御状態の不安定化により、モータが要求されるモータトルクを発生することができなくなることで、運転者がステアリング操作に要する操舵トルクは増大する。従って、上記構成のように、その加算角と誘起電圧との矛盾に加えて、操舵トルクが過大であるか否かを判定することにより、その制御状態判定の精度を向上させることができる。

本発明によれば、モータ制御の安定性を損なうことなく、効果的にモータ電流を抑制することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。 ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。 第１制御部の概略構成図。 第２制御部の概略構成図。 外乱オブザーバの概略構成を示すブロック線図。 回転角速度推定の処理手順を示すフローチャート。 加算角調整演算の処理手順を示すフローチャート。 第２制御部側の電流指令値演算部の概略構成図。 電流指令上限値演算部の概略構成図。 電流指令上限値を決定する際の処理手順を示すフローチャート。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１において、ステアリング２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック軸５と連結されている。そして、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック軸５の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト３は、コラムシャフト３ａ、インターミディエイトシャフト３ｂ、及びピニオンシャフト３ｃを連結してなる。そして、このステアリングシャフト３の回転に伴うラック軸５の往復直線運動が、同ラック軸５の両端に連結されたタイロッド６を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪７の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。

また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。

本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、駆動源であるモータ１２が減速機構１３を介してコラムシャフト３ａと駆動連結された所謂コラム型のＥＰＳアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態では、モータ１２には、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に基づき回転するブラシレスモータが採用されている。そして、ＥＰＳアクチュエータ１０は、このモータ１２の回転を減速してコラムシャフト３ａに伝達することにより、そのモータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与する構成となっている。

一方、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４が接続されており、同ＥＣＵ１１は、そのトルクセンサ１４の出力信号に基づいて、ステアリングシャフト３に伝達される操舵トルクτを検出する。また、本実施形態のＥＣＵ１１には、車速センサ１５により検出される車速Ｖ及びステアリングセンサ（操舵角センサ）１６により検出される操舵角θsが入力される。そして、ＥＣＵ１１は、これらの各状態量に基づいて、操舵系に付与すべき目標アシスト力を演算し、これに相当するモータトルクを発生させるべく駆動電力を供給することにより、そのモータ１２を駆動源とするＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ち操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。

次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。

尚、以下に示す各制御ブロックは、マイコン１７が実行するコンピュータプログラムにより実現されるものである。そして、同マイコン１７は、所定のサンプリング周期で上記各状態量を検出し、所定周期毎に以下の各制御ブロックに示される各演算処理を実行することにより、モータ制御信号を生成する。

詳述すると、本実施形態の駆動回路１８には、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに対応する３つのスイッチングアームを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータが採用されている。即ち、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、この駆動回路を構成する各相スイッチング素子のオン／オフ状態（各相スイッチングアームのＤｕｔｙ）を規定するものとなっている。そして、駆動回路１８は、このモータ制御信号の入力により作動して、その印加される電源電圧Ｖ_pigに基づく三相の駆動電力をモータに供給する構成となっている。

さらに詳述すると、ＥＣＵ１１には、モータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１が設けられている。尚、本実施形態の電流センサ２１は、上記駆動回路１８を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に、それぞれ、シャント抵抗を接続してなる周知の構成を有している。そして、本実施形態のマイコン１７は、この電流センサ２１の出力信号（シャント抵抗の端子間電圧）に基づいて、各相モータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに流れる相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。

また、本実施形態のマイコン１７は、モータレゾルバ２３の出力信号に基づいて、モータ１２の回転角（電気角）θmを検出する。尚、本実施形態では、モータレゾルバ２３には、そのセンサ信号として、モータ１２の実回転角（電気角）に応じて振幅が変化する二相の正弦波状信号（正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cos）を出力する巻線型のレゾルバが採用されている。そして、本実施形態のマイコン１７は、これらモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θmに基づいて、電流フィードバック制御を実行することにより、その駆動回路１８に出力するモータ制御信号を生成する。

さらに詳述すると、本実施形態では、マイコン１７のモータ制御部２４には、回転座標系における電流制御の実行によりモータ１２の各相に印加すべき相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）を演算する第１制御部２５及び第２制御部２６、並びに、その相電圧指令値をモータ制御信号に変換するＰＷＭ変換部２７が設けられている。そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御部２４において生成されたモータ制御信号を駆動回路１８に出力する構成となっている。

図３に示すように、第１制御部２５は、上記のように検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて目標アシスト力に対応した電流指令値を演算する電流指令値演算部３１を備えている。また、第１制御部２５は、ｄ／ｑ変換部３２を備えており、同ｄ／ｑ変換部３２は、モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θmに基づいて、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwをｄ／ｑ座標上に写像することにより、ｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを演算する。そして、第１制御部２５は、このモータ１２の実回転角（θm）に従う回転座標系（ｄ／ｑ座標系）において電流フィードバック制御を実行することにより、モータ１２の各相に印加すべき電圧を示す相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する構成となっている。

即ち、上記電流指令値演算部３１は、電流指令値としてｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。具体的には、同電流指令値演算部３１は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きなアシスト力を発生させるようなｑ軸電流指令値Ｉq*を演算する。尚、ｄ軸電流指令値Ｉd*は「０」に固定される（Ｉd*＝０）。そして、これらｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*は、ｄ／ｑ変換部３２の出力するｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqとともに、その対応する減算器３３ｄ，３３ｑに入力される。

次に、これら各減算器３３ｄ，３３ｑが演算する各軸の電流偏差ΔＩd，ΔＩqは、それぞれ、対応するＦ／Ｂ制御部（フィードバック制御部）３４ｄ，３４ｑに入力される。そして、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩq及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、ｄ／ｑ座標系の電圧指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。

具体的には、各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑは、それぞれ、その入力される電流偏差ΔＩd，ΔＩqに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該電流偏差ΔＩd，ΔＩqの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分を演算する。そして、これらの比例成分及び積分成分を加算することにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を生成する。

次に、これらのｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、ｄ／ｑ逆変換部３５において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第１制御部２５は、このｄ／ｑ逆変換部３５が実行する逆変換により得られる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。

一方、図４に示すように、第２制御部２６は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θa（θa´）を演算する加算角演算部４１と、その加算角θa（θa´）を演算周期毎に積算することにより制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcを演算する制御角演算部４２とを備えている。そして、第２制御部２６は、その制御角θcに従う回転座標系（γ／δ座標系）において電流フィードバック制御を実行することにより、相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する構成となっている。

詳述すると、本実施形態の加算角演算部４１には、上記のように検出される操舵トルクτ、車速Ｖ、及び操舵角θsが入力される。また、加算角演算部４１は、ステアリング２に生じた操舵角θs及び車速Ｖに基づいて、操舵トルクτの目標値に対応した目標操舵トルクτ*を演算する目標操舵トルク演算部４５を備えており、同目標操舵トルク演算部４５において演算された目標操舵トルクτ*は、操舵トルクτとともに減算器４６に入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、トルクセンサ１４により検出される実際の操舵トルクτから目標操舵トルクτ*を減算することにより得られるトルク偏差Δτに基づいて上記加算角θaを演算する。

即ち、モータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与するＥＰＳにおいて、目標操舵トルクτ*は、モータ１２が発生すべきモータトルク（目標トルク）に対応するパラメータであり、操舵トルクτは、モータ１２の実トルクに対応するパラメータである。つまり、これら目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間の差分（トルク偏差Δτ）は、目標トルクに対する実トルクの過不足を示す状態量となっている。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、その目標操舵トルクτ*に実際の操舵トルクτを追従させるべく、トルクフィードバック制御を実行することにより加算角θaを演算する。

具体的には、減算器４６において演算されたトルク偏差Δτは、Ｆ／Ｂ制御部４７に入力される。そして、Ｆ／Ｂ制御部４７は、そのトルク偏差Δτに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該トルク偏差Δτの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分の加算値を、各演算周期におけるモータ回転角の第１変化成分dθτとして演算する。

また、本実施形態では、第２制御部２６には、モータ回転角速度を推定するモータ回転角速度推定手段としての回転角速度推定演算部５０が設けられており、上記加算角演算部４１には、この回転角速度推定演算部５０の推定するモータ回転角速度ωm_eが、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτとともに、このモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて、上記加算角θaを演算する。

詳述すると、第２制御部２６には、上記ＰＷＭ変換部２７がモータ制御信号を生成する際に用いる相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*（Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**）に対応した内部指令値、即ちＤｕｔｙが入力される。また、本実施形態のＥＣＵ１１は、電圧センサ５１によって、その駆動回路１８に印加される電源電圧Ｖ_pigを検出する（図２参照）。そして、第２制御部２６には、その検出される電源電圧Ｖ_pig及び上記Ｄｕｔｙに基づいて、モータ１２の各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖwを演算する相電圧演算部５２が設けられている。

また、これらの各相電圧値Ｖu，Ｖv，Ｖw、及び上記電流センサ２１により検出されたモータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、α／β変換部５３において、それぞれ、二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに変換される。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、これらα軸電圧値Ｖα及びβ軸電圧値Ｖβ並びにα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβに示されるモータ電圧及びモータ電流に基づいて、モータ回転角速度ωm_eを推定する。

さらに詳述すると、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、モータモデルに基づいて、そのモータ１２に生ずる誘起電圧を外乱として推定する外乱オブザーバ５４を備えている。

即ち、図５に示すブロック線図において、モータ１２は、モータ電圧（Ｖα，Ｖβ）及び誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）に基づいてモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を生じせしめるモータモデルＭ１に表される。従って、そのモータ電流（Ｉα，Ｉβ）を入力とする逆モータモデルＭ２、及び当該逆モータモデルＭ２の出力及びモータ電圧（Ｖα，Ｖβ）を入力とする差分器５５によって、上記のような誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）を出力する外乱オブザーバ５４を形成することができる。尚、例えば、モータモデルＭ１を「１／（Ｒ＋ｐＬ）」とすると、逆モータモデルＭ２は「Ｒ＋ｐＬ」となる（但し、Ｒ：電機子巻線抵抗、Ｌ：インダクタンス、ｐ：微分演算子）。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、この外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）に基づいて、モータ回転角速度ωm_eを推定する。

即ち、α／β座標系の誘起電圧（Ｅα，Ｅβ）は、それぞれ、次の（１）（２）式に表される。尚、各式中、「Ｋe」は誘起電圧定数、「ωm」はモータ回転角速度である。
Ｅα＝−Ｋe×ωm×sinθ ・・・（１）
Ｅβ＝Ｋe×ωm×cosθ ・・・（２）
更に、これら（１）（２）式を角度「θ」について解くことにより、次の（３）式を得る。尚、同式中、「arctan」は「アークタンジェント」である。

θ＝arctan（−Ｅα／Ｅβ） ・・・（３）
従って、外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）からモータ回転角（θm_e）を推定することができる。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、そのモータ回転角の推定値（θm_e）を微分することにより、モータ回転角速度（の推定値）ωm_eを演算する。

具体的には、図６のフローチャートに示すように、回転角速度推定演算部５０は、上記外乱オブザーバ５４によりモータ１２の誘起電圧を推定すると（Ｅα_e，Ｅβ_e、ステップ１０１）、先ず、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）にフィルタ処理を施す（ＬＰＦ：ローパスフィルタ、ステップ１０２）。次に、回転角速度推定演算部５０は、上記（３）式を用いることにより、その誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）から、モータ回転角（θm_e）を推定する（回転角推定、ステップ１０３）。そして、そのモータ回転角（θm_e）を微分することによりモータ回転角速度（の推定値）ωm_eを演算する（回転角度推定、ステップ１０４）。

そして、本実施形態の回転角速度推定演算部５０は、そのモータ回転角速度ωm_eを、各演算周期におけるモータ回転角の第２変化成分dθωとして、上記加算角演算部４１に出力する構成になっている（ステップ１０５）。

図４に示すように、本実施形態の加算角演算部４１において、上記Ｆ／Ｂ制御部４７の演算するトルク偏差Δτに基づくモータ回転角の第１変化成分dθτ、及び上記回転角速度推定演算部５０の演算するモータ回転角速度ωm_eに基づくモータ回転角の第２変化成分dθωは、ともに加算角調整演算部５８に入力される。また、本実施形態では、上記回転角速度推定演算部５０は、その外乱オブザーバ５４が出力する誘起電圧推定値（Ｅα_e，Ｅβ_e）の二乗和を演算し（Ｅsq_αβ＝（Ｅα_e）＾２＋（Ｅβ_e）＾２、但し「＾２」は二乗を示す）、その誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを加算角調整演算部５８に出力する。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、この誘起電圧二乗和Ｅsq_αβの値に基づいて、その加算角θaの演算形態を変更する。

詳述すると、本実施形態の加算角調整演算部５８は、その入力される誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを所定の閾値（Ｅ０）と比較する。そして、当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値（Ｅ０）を超える場合には、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値を加算角θaとし、閾値（Ｅ０）以下である場合には、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを加算角θaとする構成になっている。

即ち、一演算周期を基本単位とするモータ回転角速度ωm_eは、その一演算周期あたりのモータ回転角変化量と等価的な意味を有する。そして、上記のような外乱オブザーバ５４を用いたモータ電流及びモータ電圧に基づく誘起電圧の推定は、当該誘起電圧が増大する高速回転領域において、より高い精度が確保される。

この点を踏まえ、本実施形態の加算角調整演算部５８は、上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβと閾値（Ｅ０）との比較により、モータ１２の回転状態（回転速度）が、その推定されるモータ回転角速度ωm_eをモータ回転角の第２変化成分dθωとして利用可能な推定精度が担保される高速回転領域にあるか否かを判定する。そして、その要求される推定精度が担保される高速回転領域にある場合にのみ、上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いる構成となっている。

具体的には、図７のフローチャートに示すように、加算角調整演算部５８は、先ず、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ、及び上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθω、並びに上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを取得する（ステップ２０１〜ステップ２０３）。

次に、加算角調整演算部５８は、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えるか否かを判定し（ステップ２０４）、閾値Ｅ０を超える場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、続いて、既に当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超える状態にあったことを示す超過フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ２０５）。そして、当該超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０５：ＮＯ）には、当該超過フラグをセットし（ステップ２０６）、上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτの値をクリアする（dθτ＝０、ステップ２０７）。

尚、上記ステップ２０５において、既に超過フラグがセットされている場合（ステップ２０５：ＹＥＳ）には、上記ステップ２０６及びステップ２０７の処理は実行されない。そして、これら上記ステップ２０４において誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えると判定された場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、その超過フラグの如何にかかわらず、そのトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを加算することにより加算角θaを演算する（ステップ２０８）。

一方、上記ステップ２０４において、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０以下であると判定した場合（ステップ２０４：ＮＯ）もまた、加算角調整演算部５８は、超過フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ２０９）。そして、当該超過フラグがセットされている場合（ステップ２０９：ＹＥＳ）には、当該超過フラグをリセットする（ステップ２１０）。尚、超過フラグがセットされていない場合（ステップ２０９：ＮＯ）には、このステップ２１０の処理は実行されない。そして、その上記ステップ２０１において取得した第１変化成分dθτを加算角θaとして演算する（ステップ２１１）。

そして、本実施形態の加算角調整演算部５８は、このように上記ステップ２０８又はステップ２１１において演算した加算角θaを外部に出力する構成となっている（ステップ２１２）。

即ち、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτは、モータ１２の実回転角と制御上の仮想的なモータ回転角との乖離の大きさに応じた値となる。従って、上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωよりも、その値がモータ回転状態に左右されにくい。この点を踏まえ、本実施形態では、上記のように、モータ回転状態が低速領域にある場合には、当該第１変化成分dθτを加算角θaとする。尚、モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて加算角θaを演算する最初の演算周期（ステップ２０４：ＹＥＳ、及びステップ２０５：ＮＯ）において、第１変化成分dθτをクリアするのは（ステップ２０７）、当該第１変化成分dθτが、第２変化成分dθωを用いなかった前回演算周期の状態を反映するものだからである。そして、本実施形態では、これにより、そのモータ回転状態に依らず、高精度な加算角演算が可能となっている。

図４に示すように、加算角演算部４１において、上記加算角調整演算部５８の出力する加算角θaは、加算角制限部５９に入力される。そして、本実施形態の加算角演算部４１は、この加算角制限部５９において加算角制限処理が施された後の加算角θa´を、制御角演算部４２へと出力する。

一方、制御角演算部４２は、前回の演算周期において演算した制御角θcの前回値を記憶領域（図示略）に保持するとともに、当該前回値に上記加算角θaを加算することにより新たな制御角θcを演算する。そして、その当該新たな制御角θcにて、上記記憶領域に保持する前回値を更新することにより、その演算周期毎に、加算角θaの積算による制御角θcの演算を実行する構成となっている。

第２制御部２６において、このようにして演算された制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcは、上記α／β変換部５３が出力する二相固定座標系（α／β座標系）のα軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβとともに、γ／δ変換部６０に入力される。そして、γ／δ変換部６０は、当該α軸電流値Ｉα及びβ軸電流値Ｉβを、その制御角θcに従う回転座標系、即ちγ／δ座標系の直交座標上に写像することにより、当該γ／δ座標系の実電流値として、γ軸電流値Ｉγ及びδ軸電流値Ｉδを演算する。

尚、本実施形態では、制御上の仮想的な回転座標としての上記γ／δ座標系は、制御角θcと実際のモータ回転角（θm）との乖離（負荷角）が「０」である場合に、その「γ軸」が「ｄ軸」に一致する。

また、第２制御部２６は、そのγ／δ座標系の電流指令値として、γ軸電流指令値Ｉγ*及びδ軸電流指令値Ｉδ*を演算する電流指令値演算部６１を備えている。そして、電流指令値演算部６１は、上記加算角演算部４１において演算されたトルク偏差Δτ、及び目標操舵トルクτ*に基づいて、γ軸電流指令値Ｉγ*及びδ軸電流指令値Ｉδ*を演算する。

電流指令値演算部６１により演算されたγ軸電流指令値Ｉγ*は、上記γ軸電流値Ｉγとともに、その対応する減算器６４ａに入力される。同様に、δ軸電流指令値Ｉδ*もまた、δ軸電流値Ｉδとともに、その対応する減算器６４ｂに入力される。尚、本実施形態では、δ軸電流指令値Ｉδ*は「０」に固定される（Ｉδ*＝０）。そして、これら各減算器６４ａ，６４ｂにおいて演算される電流偏差ΔＩγ，ΔＩδは、それぞれ、その対応する各Ｆ／Ｂ制御部６５ａ，６５ｂに入力される。

次に、各Ｆ／Ｂ制御部６５ａ，６５ｂは、その電流偏差ΔＩγ，ΔＩδ及び所定のフィードバックゲイン（比例：Ｐ、積分：Ｉ）に基づくフィードバック制御演算を実行することにより、γ／δ座標系の電圧指令値であるγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*を演算する。尚、これら各Ｆ／Ｂ制御部６５ａ，６５ｂの実行するフィードバック制御演算の態様については、上記第１制御部２５側の各Ｆ／Ｂ制御部３４ｄ，３４ｑと同様であるため、その詳細な説明は省略する。

更に、これらのγ軸電圧指令値Ｖγ*及びδ軸電圧指令値Ｖδ*は、２相／３相変換部６６において、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流座標上に写像される。そして、第２制御部２６は、この２相／３相変換部６６において生成された相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を、上記ＰＷＭ変換部２７に出力する構成となっている。尚、このように、第２制御部２６が実行するレゾルバレス制御の原理についての詳細は、例えば、上記特許文献１及び特許文献２等の記載を参照されたい。

また、図２に示すように、本実施形態のマイコン１７は、上記モータレゾルバ２３により検出される上記回転角θmの異常を検出する回転角異常検出部６８を備えている。具体的には、本実施形態の回転角異常検出部６８は、そのモータレゾルバ２３が出力する正弦信号Ｓ_sin及び余弦信号Ｓ_cosの二乗和が適正範囲内にあるか否かを判定する。そして、その判定結果に基づいて、モータ１２の実回転角として回転角θmの異常を検出する。尚、このような回転角異常検出の詳細については、例えば、特開２００６−１７７７５０号公報等の記載を参照されたい。

更に、本実施形態では、この回転角異常検出部６８による異常検出の結果は、回転角異常検出信号Ｓ_rsfとして上記モータ制御部２４に入力される。そして、本実施形態のモータ制御部２４は、回転角θmに異常のない場合には、上記第１制御部２５が演算する相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいてモータ制御信号を出力し、回転角θmに異常が生じた場合には、上記第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいて、そのモータ制御信号の出力を実行する。

即ち、第２制御部２６は、モータ１２の実回転角であるモータレゾルバ２３により検出される回転角θmを用いることなく、制御上の仮想的なモータ回転角である制御角θcを用いて、その相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。そして、本実施形態のＥＣＵ１１は、その第２制御部２６が演算する相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいてモータ制御信号を生成することにより、回転角θmに異常が検出された後においても、安定的に、そのモータ制御を継続することが可能となっている。

（電流指令値演算）
次に、本実施形態の電流指令値演算部６１による電流指令値演算の態様について説明する。

図８に示すように、本実施形態の電流指令値演算部６１は、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτに基づいて各演算周期におけるγ軸電流指令値Ｉγ*の増減値（γ軸電流増減値η）を演算するγ軸電流増減値演算部７１と、入力されるγ軸電流増減値ηを演算周期毎に積算する積算制御部７２とを備えている。

本実施形態の積算制御部７２は、前回の演算周期における制御出力、即ちγ軸電流指令値Ｉγ*の前回値を記憶領域（図示略）に保持する。そして、積算制御部７２は、入力されるγ軸電流増減値ηを当該前回値に加算することにより新たなγ軸電流指令値Ｉγ*を演算するとともに、当該新たなγ軸電流指令値Ｉγ*によって、その記憶領域に保持する前回値を更新する。

そして、本実施形態の電流指令値演算部６１は、この積算制御部７２の制御出力、即ちγ軸電流増減値ηの積算値をγ軸電流指令値Ｉγ*とする構成になっている。
さらに詳述すると、本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、トルク偏差Δτとγ軸電流増減値ηが関連付けられた二つのマップ（７１ａ，７１ｂ）を備えている。具体的には、第１マップ７１ａは、目標操舵トルクτ*の符号（方向）が「正である場合（τ*＞０）」に対応して形成される一方、第２マップ７１ｂは、目標操舵トルクτ*の符号が「負である場合（τ*＜０）」に対応して形成されている。尚、目標操舵トルクτ*が「０」である場合には、その直前の符号が用いられる。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、入力される目標操舵トルクτ*の符号に応じて参照するマップを切り替えつつ、そのトルク偏差Δτに基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。

即ち、目標操舵トルクτ*が「正の値」である場合にトルク偏差Δτが「正の値」、又は目標操舵トルクτ*の符号が「負の値」である場合にトルク偏差Δτが「負の値」にある状態は、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「不足」していることを示している。一方、目標操舵トルクτ*が「正の値」である場合にトルク偏差Δτが「負の値」、又は目標操舵トルクτ*の符号が「負の値」である場合にトルク偏差Δτが「正の値」にある状態は、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「過剰」であることを示している。そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示されるモータ１２が発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足に基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。

具体的には、第１マップ７１ａにおいて、γ軸電流増減値ηは、トルク偏差Δτが「正の値」を有する所定値Ａ１以上、且つ同じく「正の値」を有する所定値Ａ２より小さい場合（Ａ１≦Δτ＜Ａ２）には、当該トルク偏差Δτが大きな値となる程、より大きな絶対値を有する「正の値」となるように設定されている。また、トルク偏差Δτが所定値Ａ１より小さく、且つ同じく「正の値」を有する所定値Ａ３以上である場合（Ａ３≦Δτ＜Ａ１）には、当該トルク偏差Δτが小さな値となるほど、より大きな絶対値を有する「負の値」となるように設定されている。そして、トルク偏差Δτが所定値Ａ２以上である場合（Ａ２≦Δτ）には、γ軸電流増減値ηが、一定の「正の値（最大増加値γ１）」となり、トルク偏差Δτが所定値Ａ３より小さい場合（Δτ＜Ａ３）には、同γ軸電流増減値ηが、一定の「負の値（最大減少値γ２）」となるように設定されている。

一方、第２マップ７１ｂにおいて、γ軸電流増減値ηは、トルク偏差Δτが「負の値」を有する所定値Ａ４以下、且つ同じく「負の値」を有する所定値Ａ５より大きい範囲にある場合（Ａ５＜Δτ≦Ａ４）には、当該トルク偏差Δτが小さな値となる程、より大きな絶対値を有する「正の値」となるように設定されている。また、トルク偏差Δτが所定値Ａ４より大きく、且つ同じく「負の値」を有する所定値Ａ６以下である場合（Ａ４＜Δτ≦Ａ６）には、当該トルク偏差Δτが大きな値（絶対値小）となるほど、より大きな絶対値を有する「負の値」となるように設定されている。そして、トルク偏差Δτが所定値Ａ５以下である場合（Δτ≦Ａ５）には、γ軸電流増減値ηが、一定の「正の値（最大増加値γ１）」となり、トルク偏差Δτが所定値Ａ６より大きい場合（Ａ６＜Δτ）には、同γ軸電流増減値ηが、一定の「負の値（最大減少値γ２）」となるように設定されている。

本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、これら二つのマップ（７１ａ，７１ｂ）を参照することにより、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「過剰」である場合（τ*＞０においてΔτ＜０、又はτ*＜０においてΔτ＞０）には、γ軸電流指令値Ｉγ*を低減するような「負の値」を有したγ軸電流増減値ηを演算する。

更に、本実施形態では、モータ１２が発生すべき目標トルクに対して実トルクが「不足」することを示す領域についても、その「実トルクの不足」を許容する範囲が設定されている（τ*＞０において０≦Δτ＜Ａ１、又はτ*＜０においてＡ４＜Δτ≦０）。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示される「実トルクの不足」が上記許容範囲内にある場合にも、γ軸電流指令値Ｉγ*を低減するような「負の値」を有したγ軸電流増減値ηを演算する。

そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部７１は、そのトルク偏差Δτに示される「実トルクの不足」が上記許容範囲を超える場合（τ*＞０においてΔτ≧Ａ１、又はτ*＜０においてΔτ≦Ａ４）には、γ軸電流指令値Ｉγ*を増大させるような「正の値」を有したγ軸電流増減値ηを演算する構成となっている。

（電流指令値制限）
また、本実施形態の電流指令値演算部６１には、上記のように演算されたγ軸電流指令値Ｉγ*の上限値（電流指令上限値Ｉlim）を演算する電流指令上限値演算部７３と、γ軸電流指令値Ｉγ*を電流指令上限値Ｉlim以下に制限、換言すると、電流指令上限値Ｉlimを超えないように補正する電流指令値制限部７４とが設けられている。そして、電流指令値演算部６１は、同電流指令値制限部７４において制限処理が施された後のγ軸電流指令値Ｉγ**を、上記減算器６４ａに出力する構成となっている（図４参照）。

詳述すると、図９に示すように、本実施形態の電流指令上限値演算部７３は、車速Ｖと電流指令上限値（Ｉlim_a，Ｉlim_b）とが関連付けられた二つのマップ（７３ａ，７３ｂ）を備えている。そして、電流指令上限値演算部７３は、これらのマップを参照することにより、電流指令上限値Ｉlimを演算する。

本実施形態の第１マップ７３ａにおいて、電流指令上限値Ｉlim_aは、車速Ｖに依らず一定の値（所定値Ｉ１）となるように設定されている。一方、第２マップ７３ｂにおいて、電流指令上限値Ｉlim_bは、車速Ｖが速いほど、より低い値となるように設定されている。そして、当該第２マップ７３ｂにおける電流指令上限値Ｉlim_bは、その最小値Ｉ２が上記第１マップ７３ａにおける所定値Ｉ１よりも高い値となるように設定されている。

また、本実施形態の電流指令上限値演算部７３は、電流指令上限値Ｉlimの演算に際して、上記第１マップ７３ａ又は第２マップ７３ｂの何れを用いるか決定する切替制御部７５を備えている。そして、本実施形態の電流指令上限値演算部７３は、この切替制御部７５の決定に基づいて、上記第１マップ７３ａ及び第２マップ７３ｂを切り替えつつ、車速Ｖに応じた電流指令上限値Ｉlimを演算する。

即ち、上記のように、制御上の仮想的な制御角（θc）を用いたレゾルバレス制御では、大きな電流をモータ１２に通電し、ステータの起磁力を強くすることにより、そのモータ制御の安定性を高めることができる。しかしながら、継続的に大きな電流をモータに通電するとすれば、そのエネルギー効率が低下するとともに、モータの発熱を要因とした信頼性の低下を招くおそれがある。

この点を踏まえ、本実施形態では、上記第１マップ７３ａには、その電流指令上限値Ｉlim_aとして、モータ電流を低く抑える値（所定値Ｉ１）が設定される一方、第２マップ７３ｂには、その電流指令上限値Ｉlim_bとして、大きなモータ電流の通電を許容する高い値（Ｉ２以上、Ｉ２＞Ｉ１）が設定されている。そして、本実施形態の電流指令上限値演算部７３は、その電流指令上限値Ｉlimを演算する際に参照するマップを切り替えることにより、モータ制御の安定性を損なうことなく、効果的にモータ電流を抑制することが可能となっている。

さらに詳述すると、本実施形態では、上記切替制御部７５には、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ、及びモータ１２の回転状態を示す上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ等が入力されるようになっており、同切替制御部７５は、これら各状態量に基づいて、モータ１２の制御状態が安定的であるか否かを判定する（制御状態判定）。

具体的には、本実施形態の切替制御部７５は、上記第１変化成分dθτと誘起電圧二乗和Ｅsq_αβとの間に矛盾のない場合に、モータ１２の制御状態が安定的であると判定する。そして、同切替制御部７５は、その制御状態が安定的である場合には、上記第１マップ７３ａに基づいて電流指令上限値Ｉlimを演算すべき旨を決定し、その制御状態が不安定である場合には、上記第２マップ７３ｂに基づいて電流指令上限値Ｉlimをすべき旨を決定する。

即ち、本実施形態では、上記加算角演算部４１は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θaを演算するにあたり、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御を実行することにより得られる第１変化成分dθτを基礎とする（図７参照）。そして、第２制御部２６は、この加算角θaを積算した値を制御上の仮想的な制御角（θc）として、そのモータ制御を実行する。従って、その制御状態が安定的であるならば、加算角θa（第１変化成分dθτ）とモータ１２の回転により生ずる誘起電圧との間に矛盾は生じない。

つまり、その制御状態が安定的であるならば、モータ１２が低速回転状態にある場合には、上記第１変化成分dθτ及び誘起電圧二乗和Ｅsq_αβは、ともに低い値となり、高速回転状態にある場合には、両者は、ともに高い値となるはずである。

しかしながら、上記のようなレゾルバレス制御では、モータ１２のステータが、ロータの回転位置を保持するために必要な起磁力を発生することができなくなった場合、そのトルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御により、実際のモータ回転角速度とは無関係に、過大な第１変化成分dθτが演算されることになる。

即ち、上記のようにステータの起磁力が不足することで、同ステータは、上記制御角θcに従いロータを連れ回すことができなくなる。その結果、モータ１２は、その要求されるモータトルクを発生することができなくなり、これによりトルク偏差Δτが拡大することによって、モータ１２の制御状態は不安定化する。そして、このような場合、上記加算角θaの基礎となる第１変化成分dθτは、同モータ１２が高速回転状態にあることを示す高い値であるにも関わらず、推定される誘起電圧はモータ１２の高速回転を否定する、即ち上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβの値が小さいという矛盾が生ずる。

本実施形態の切替制御部７５は、こうした加算角θaと誘起電圧との間の矛盾の有無に基づいて、モータ１２の制御状態が安定的であるか否かを判定する。そして、その制御状態が不安定であると判定される場合には、当該制御状態が安定的である場合の値、即ち第１マップ７３ａにおける値（Ｉlim_a）よりも高い値（Ｉlim_b）が設定された第２マップ７３ｂを用いて電流指令上限値Ｉlimを演算すべき旨を決定する。

そして、本実施形態では、この電流指令上限値Ｉlimの切り替えによって、大きなモータ電流の通電を許容することにより、そのモータ制御の安定化を図る構成になっている。
次に、本実施形態の切替制御部７５が電流指令上限値Ｉlimを決定する際（切替判定）の処理手順について説明する。

図１０のフローチャートに示すように、本実施形態の電流指令上限値演算部７３において、上記切替制御部７５は、その電流指令上限値Ｉlimの決定（切替判定）に用いる各状態量（dθτ，Δτ，τ，Ｅsq_αβ）を取得すると（ステップ３０１）、先ず切替フラグがセットされているか否かを判定する（ステップ３０２）。そして、切替フラグがセットされていないと判定した場合（ステップ３０２：ＮＯ）には、各演算周期における制御角θcの変化量を示す加算角θa（第１変化成分dθτ）とモータ１２の回転により生ずる誘起電圧（誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ）との間の矛盾に基づいて、モータ１２の制御状態判定を実行する（ステップ３０３〜ステップ３０５）。

具体的には、本実施形態の切替制御部７５は、先ず、上記トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ（の絶対値）が所定の閾値Ｂ１よりも大きいか否かを判定する（ステップ３０３）。そして、当該第１変化成分dθτが所定の閾値Ｂ１よりも大きい場合（dθτ＞Ｂ１、ステップ３０３：ＹＥＳ）には、上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが所定の閾値Ｅ１よりも小さいか否かを判定する（ステップ３０４）。

更に、本実施形態の切替制御部７５は、上記ステップ３０４において、その誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが所定の閾値Ｅ１よりも小さいと判定した場合（Ｅsq_αβ＜Ｅ１、ステップ３０４：ＹＥＳ）には、続いて、トルクセンサ１４により検出される実際の操舵トルクτが所定の閾値Ｔ１よりも大きいか否かを判定する（ステップ３０５）。

即ち、制御状態の不安定化により、モータ１２が、要求されるモータトルクを発生することができなくなることで、運転者がステアリング操作に要する操舵トルクτは増大する。そして、本実施形態では、上記ステップ３０５において、このような操舵トルク条件判定を付加することにより、その制御状態判定の精度向上が図られている。

本実施形態の切替制御部７５は、このようにして上記ステップ３０３における第１変化成分dθτを用いた加算角条件判定、及びステップ３０４における誘起電圧二乗和Ｅsq_αβを用いた誘起電圧条件判定、並びにステップ３０５における操舵トルク条件判定を順次処理することにより、その制御状態判定を実行する。そして、これら上記ステップ３０３〜ステップ３０５の何れかの条件を否定する場合（dθτ≦Ｂ１、Ｅsq_αβ≧Ｅ１、又はτ≦Ｔ１、ステップ３０３〜ステップ３０５の何れかにおいて「ＮＯ」）には、モータ１２の制御状態は安定的であると判定する（ステップ３０６）。

そして、上記ステップ３０５において、操舵トルクτが所定の閾値Ｔ１よりも大きいと判定した場合（τ＞Ｔ１、ステップ３０５：ＹＥＳ）、即ち上記ステップ３０３の加算角条件、ステップ３０４の誘起電圧条件、及びステップ３０５の操舵トルク条件が全て成立する場合に、その制御状態は不安定であると判定する（ステップ３０７）。

また、本実施形態の切替制御部７５は、上記ステップ３０６において、そのモータの制御状態が安定的であると判定した場合には、上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが所定の閾値Ｅ０を超えるか否かを判定する（ステップ３０８）。そして、当該誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０以下である場合（Ｅsq_αβ≦Ｅ０、ステップ３０８：ＮＯ）には、上記第１マップ７３ａに基づく値（Ｉlim_a）を電流指令上限値Ｉlimとして演算すべき旨を決定する（ステップ３０９）。

そして、切替制御部７５は、上記ステップ３０７において、そのモータの制御状態が不安定であると判定した場合には、切替フラグをセットして（ステップ３１０）、上記第２マップ７３ｂに基づく値（Ｉlim_b）を電流指令上限値Ｉlimとして演算すべき旨を決定する（ステップ３１１）。

また、本実施形態の切替制御部７５は、上記ステップ３０８において、誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが閾値Ｅ０を超えると判定した場合（Ｅsq_αβ＞Ｅ０、ステップ３０８：ＹＥＳ）にも、上記モータの制御状態が不安定であると判定した場合と同様、ステップ３１０において切替フラグをセットする。そして、ステップ３１１において、上記第２マップ７３ｂに基づく値（Ｉlim_b）を電流指令上限値Ｉlimとして演算すべき旨を決定する。

即ち、上記のように、本実施形態では、上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβが所定の閾値Ｅ０を超える状態にある場合には、第１変化成分dθτ及び上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値が加算角θaとして用いられる（図７参照）。そして、このようなモータ１２が高速回転状態にある場合には、誘起電圧の上昇及び負荷トルクの増大により、モータ電流が過小になりやすい状態となる。

この点を考慮し、本実施形態の切替制御部７５は、誘起電圧に基づきモータ１２が高速回転状態にあると推定される場合についても、その電流指令上限値Ｉlimを高い値（Ｉlim_b）に切り替える。そして、本実施形態では、これにより、高速回転時におけるモータ電流の過小による制御状態の不安定化を未然に防ぐ構成になっている。

一方、上記ステップ３０２において、既に切替フラグがセットされていると判定した場合（ステップ３０２：ＹＥＳ）、本実施形態の切替制御部７５は、トルク偏差Δτ（の絶対値）が所定の閾値Ｔ０よりも小さいか否かを判定する（ステップ３１２）。そして、そのトルク偏差Δτが閾値Ｔ０よりも小さいと判定した場合（ステップ３１２：ＹＥＳ）には、切替フラグをリセットし（ステップ３１３）、上記ステップ３０９において、上記第１マップ７３ａに基づく値（Ｉlim_a）を電流指令上限値Ｉlimとして演算すべき旨を決定する。

即ち、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御の実行により制御角θcを演算し、当該制御角θcに従う回転座標系（γ／δ座標系）で電流フィードバック制御を実行するモータ制御においては、目標操舵トルクτ*に対する実際の操舵トルクτの追従性が高いほど、より安定的な制御状態にある。

そこで、本実施形態の切替制御部７５は、上記ステップ３１２において、トルク偏差Δτが閾値Ｔ０以上であると判定した場合（ステップ３１２：ＮＯ）には、ステップ３１３を実行することなく、上記ステップ３１１において、上記第２マップ７３ｂに基づく値（Ｉlim_b）を電流指令上限値Ｉlimとして演算すべき旨を決定する。そして、その制御状態が十分に安定的となるまで、切替フラグがセットされた状態を維持することにより、大きなモータ電流の通電を許容する構成となっている。

以上、本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
（１）電流指令値制限部７４は、電流指令上限値演算部７３が演算する電流指令上限値Ｉlim以下にγ軸電流指令値Ｉγ*を制限する。また、電流指令上限値演算部７３に設けられた切替制御部７５は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θaの基礎成分、即ちトルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ、及びモータ１２の回転により生ずる誘起電圧（誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ）に基づいて、モータ１２の制御状態が安定的であるか否かを判定する。そして、切替制御部７５は、その制御状態が不安定であると判定した場合には、上記電流指令上限値Ｉlimを、当該制御状態が安定的である場合の値（Ｉlim_a）よりも高い値（Ｉlim_b）に変更すべき旨を決定する。

即ち、トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτを基礎とする加算角θaの積算値を制御上の仮想的な制御角θcとし、該制御角θcに従う回転座標系（γ／δ座標系）で電流フィードバック制御を実行する場合、その制御状態が安定的であるならば、上記第１変化成分dθτ及び誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ間に矛盾は生じない。

しかしながら、モータ電流の過小によりステータの起磁力が不足し、ステータが上記制御角θcに従いロータを連れ回すことができなくなった場合には、そのトルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御により、実際のモータ回転角速度とは無関係に、過大な第１変化成分dθτが演算される。その結果、上記加算角θaの基礎となる第１変化成分dθτは、同モータ１２が高速回転状態にあることを示す高い値であるにも関わらず、推定される誘起電圧はモータ１２の高速回転を否定する、即ち上記誘起電圧二乗和Ｅsq_αβの値が小さいという矛盾が生ずる。

従って、上記構成によれば、精度よく、モータ１２の制御状態が安定的であるか否かを判定することができる。そして、その制御状態が不安定であると判定された場合には、電流指令上限値Ｉlimを、大きなモータ電流の通電を許容する高い値（Ｉlim_b）に変更することで、モータ制御の安定性を高めることができる。これにより、その制御状態が安定的である場合の電流指令上限値Ｉlimを予め低い値（Ｉlim_a）に設定することができ、その結果、モータ制御の安定性を損なうことなく、効果的にモータ電流を抑制することができるようになる。

（２）切替制御部７５は、加算角θa（の基礎となる第１変化成分dθτ）がモータ１２の高速回転を示すにも関わらず（dθτ＞Ｂ１）、推定される誘起電圧（誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ）がモータ１２の高速回転を否定し（Ｅsq_αβ＜Ｅ１）、且つ検出される操舵トルクが過大である場合に（τ＞Ｔ１）、その制御状態が不安定であると判定する。

即ち、その制御状態の不安定化により、モータ１２が要求されるモータトルクを発生することができなくなることで、ステアリング操作に要する操舵トルクτは増大する。従って、上記加算角条件判定及び誘起電圧条件判定に加えて、操舵トルク条件判定を実行することにより、その制御状態判定の精度を向上させることができる。

（３）電流指令上限値演算部７３は、モータ電流を低く抑える低い値（Ｉlim_a）が設定された第１マップ７３ａ、及び大きなモータ電流の通電を許容する高い値（Ｉlim_b）が設定された第２マップ７３ｂを備える（Ｉlim_a＜Ｉlim_b）。そして、電流指令上限値演算部７３は、切替制御部７５の決定に基づいて、電流指令上限値Ｉlimを演算する際に参照するマップを切り替える。

上記構成によれば、モータ制御の安定性に応じて、当該電流指令上限値Ｉlimの値を変更することができ、且つその各マップ（７３ａ，７３ｂ）において、任意の状態量と電流指令上限値Ｉlimとを関連付けることができる。その結果、柔軟に電流指令上限値Ｉlimの値を変更することが可能になり、これにより、その制限処理の更なる最適化を図ることができる。

（４）電流指令上限値演算部７３に設けられた各マップ（７３ａ，７３ｂ）には、電流指令上限値Ｉlimと車速Ｖとが関連付けられる。そして、第２マップ７３ｂにおいて、電流指令上限値Ｉlim_bは、車速Ｖが速いほど、より低い値となるように設定される。

即ち、通常、車速Ｖが速くなるほど、ステアリングに発生する操舵角θsは小さくなり、その結果、モータ１２に印加される負荷トルクも小さくなる。従って、上記構成によれば、モータ制御の安定性を損なうことなく、より適切にモータ電流を抑制することができる。

（５）推定される誘起電圧（誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ）がモータ１２の高速回転を示す場合（Ｅsq_αβ＞Ｅ０）には、上記電流指令上限値Ｉlimを高い値（Ｉlim_b）に変更すべき旨を決定する。

即ち、モータ１２が高速回転状態にある場合には、誘起電圧の上昇及び負荷トルクの増大により、モータ電流が過小になりやすい状態となる。従って、上記構成によれば、高速回転時におけるモータ制御の安定性を高めることができる。

なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明を所謂コラム型の電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）１に具体化した。しかし、これに限らず、所謂ピニオン型やラックアシスト型等のＥＰＳに適用してもよい。

・また、本発明は、ＥＰＳ以外の用途に用いられるモータ制御装置に適用してもよい。尚、上記実施形態では、目標操舵トルクτ*と実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτを、「モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差」として用いることとしたが、ＥＰＳ以外の用途に適用する場合には、実際の「目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差」を用いるとよい。

・上記実施形態では、モータ１２の制御状態判定において、加算角条件（dθτ＞Ｂ１）、誘起電圧条件（Ｅsq_αβ＜Ｅ１）、及び操舵トルク条件（τ＞Ｔ１）の全てが成立する場合に、その制御状態が不安定であると判定した。しかし、これに限らず、加算角θa（の基礎となる第１変化成分dθτ）がモータ１２の高速回転を示すにも関わらず、推定される誘起電圧（誘起電圧二乗和Ｅsq_αβ）がモータ１２の高速回転を否定する矛盾（dθτ＞Ｂ１且つＥsq_αβ＜Ｅ１）の存在をもって、その制御状態が不安定であると判定してもよい。そして、更には、上記操舵トルクτ以外の状態量を用いた条件判定を、上記加算角条件（dθτ＞Ｂ１）及び誘起電圧条件（Ｅsq_αβ＜Ｅ１）に付加する構成であってもよい。

・上記実施形態では、トルク偏差Δτに基づく第１変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωの加算値を加算角θaとする場合には（Ｅsq_αβ＞Ｅ０）、その制御状態の如何を問わず、上記電流指令上限値Ｉlimを第２マップ７３ｂに設定された高い値（Ｉlim_b）に変更する（図７参照）。即ち、電流指令上限値Ｉlimとして第１マップ７３ａに設定された低い値（Ｉlim_a）を演算する場合には、上記第１変化成分dθτが加算角θaとなることから、制御状態判定においても、その加算角条件判定において、第１変化成分dθτを用いることとした。

しかし、これに限らず、直接的に、その演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θaを用いて、モータ１２の回転により生ずる誘起電圧と間の矛盾の有無を判定する構成であってもよい。そして、上記モータ回転角速度ωm_eに基づく第２変化成分dθωを用いて加算角θaを演算する場合であっても、第１変化成分dθτが主成分である場合には、同じく加算角θaを用いて制御状態判定を行ってもよい。

・上記実施形態では、電流指令上限値演算部７３は、モータ電流を低く抑える低い値（Ｉlim_a）が設定された第１マップ７３ａ、及び大きなモータ電流の通電を許容する高い値（Ｉlim_b）が設定された第２マップ７３ｂを備える（Ｉlim_a＜Ｉlim_b）。そして、電流指令上限値演算部７３は、切替制御部７５の決定に基づいて、電流指令上限値Ｉlimを演算する際に参照するマップを切り替えることにより、当該電流指令上限値Ｉlimを変更する。しかし、これに限らず、モータ１２の制御状態に応じて、予め設定された二値（低い値及び高い値）を切り替える構成であってもよい。

・上記実施形態では、第２マップ７３ｂにおいて、電流指令上限値Ｉlim_bは、車速Ｖが速いほど、より低い値となるように設定されることとした。しかし、これに限らず、第１マップ７３ａにおいても、電流指令上限値Ｉlim_aは、車速Ｖが速いほど、より低い値となるように設定される。又は、第１マップ７３ａにおいてのみ、電流指令上限値Ｉlim_aは、車速Ｖが速いほど、より低い値となるように設定される構成であってもよい。

・上記実施形態では、電流指令上限値演算部７３に設けられた各マップ（７３ａ，７３ｂ）において、電流指令上限値Ｉlimは、車速Ｖと関連付けられることとした。しかし、これに限らず、モータ１２の制御状態が不安定である場合に、電流指令上限値Ｉlimを高い値に変更することが可能であれば、車速Ｖ以外の状態量と電流指令上限値Ｉlimとが関連付けれたマップを用いる構成であってもよい。

・上記実施形態では、加算角演算部４１は、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御の実行により加算角θaを演算する。そして、γ軸電流増減値演算部７１は、同じくトルク偏差Δτに基づいてγ軸電流増減値ηを演算することとした。しかし、目標操舵トルクτ*を「０」に固定して制御する場合には、トルク偏差Δτに代えて操舵トルクτを用いる構成としても全く等価であることは言うまでもない（Δτ＝τ−τ*）。

・上記実施形態では、ステアリングセンサ１６を用いて操舵角θsを検出することとしたが、車輪速差から操舵角θsを推定する構成であってもよい。
次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。

（イ）前記モータ制御信号出力手段は、モータ電流を低く抑える低い値が設定された第１のマップ、及び大きなモータ電流の通電を許容する高い値が設定された第２のマップを備え、前記制御状態が安定的であるか否かの判定に基づいて、前記上限値を演算する際に参照するマップを切り替えること、を特徴とする。

上記構成によれば、モータ制御の安定性に応じて、上限値の値を変更することができ、且つ各マップにおいて、任意の状態量と上限値とを関連付けることができる。その結果、上限値の値を柔軟に変更することが可能になり、これにより、その制限処理の更なる最適化を図ることができる。

（ロ）前記各マップの少なくとも一つには、前記上限値と車速とが関連付けられるとともに、該マップにおいて、前記上限値は、前記車速が速いほど、低い値となるように設定される。

即ち、通常、車速が速くなるほど、ステアリングに発生する舵角は小さくなり、その結果、モータに印加される負荷トルクも小さくなる。従って、上記構成によれば、モータ制御の安定性を損なうことなく、より適切にモータ電流を抑制することができる。

（ハ）前記モータ制御信号出力手段は、前記誘起電圧が前記モータの高速回転を示す場合には、前記上限値を高くすること、を特徴とする。
即ち、モータが高速回転状態にある場合には、誘起電圧の上昇及び負荷トルクの増大により、モータ電流が過小になりやすい状態となる。従って、上記構成によれば、高速回転時におけるモータ制御の安定性を高めることができる。

１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１４…トルクセンサ、１５…車速センサ、１６…ステアリングセンサ、１７…マイコン、１８…駆動回路、２１…電流センサ、２３…モータレゾルバ、２４…モータ制御部、２５…第１制御部、２６…第２制御部、２７…ＰＷＭ変換部、４１…加算角演算部、４２…制御角演算部、４５…目標操舵トルク演算部、４６…減算器、４７…Ｆ／Ｂ制御部、５０…回転角速度推定演算部、５２…相電圧演算部、５３…α／β変換部、５４…外乱オブザーバ、５８…加算角調整演算部、５９…加算角制限部、６０…γ／δ変換部、６１…電流指令値演算部、６５ａ，６５ｂ…Ｆ／Ｂ制御部、６６…２相／３相変換部、６８…回転角異常検出部、７１…γ軸電流増減値演算部、７１ａ…第１マップ、７１ｂ…第２マップ、７２…積算制御部、７３…電流指令上限値演算部、７３ａ…第１マップ、７３ｂ…第２マップ、７４…電流指令値制限部、７５…切替制御部、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、θm…回転角、Ｉd…ｄ軸電流値、Ｉq…ｑ軸電流値、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*…ｑ軸電流指令値、ΔＩd，ΔＩq…電流偏差、Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*…相電圧指令値、τ…操舵トルク、Ｔ１…所定値、τ*…目標操舵トルク、Δτ…トルク偏差、Ａ１〜Ａ６…所定値、Ｔ０…所定値、η…γ軸電流増減値、dθτ…第１変化成分、Ｉα…α軸電流値、Ｉβ…β軸電流値、Ｖα…α軸電圧値、Ｖβ…β軸電圧値、Ｅα，Ｅβ…誘起電圧、Ｅα_e，Ｅβ_e…誘起電圧推定値、Ｅsq_αβ…誘起電圧二乗和、Ｅ０，Ｅ１…閾値、ωm_e…モータ回転角速度、dθω…第２変化成分、θa，θa´…加算角、θc…制御角、Ｉγ…γ軸電流値、Ｉδ…δ軸電流値、Ｉγ*，Ｉγ**…γ軸電流指令値、Ｉδ*…δ軸電流指令値、ΔＩγ，ΔＩδ…電流偏差、Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**…相電圧指令値、θs…操舵角、Ｖ…車速、Ｉlim…電流指令上限値、Ｉlim_a…電流指令上限値、Ｉ１…所定値、Ｉlim_b…電流指令上限値、Ｉ２…最小値、Ｓ_rsf…回転角異常検出信号。

Claims (4)

1. モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいてトルクフィードバック制御を実行することにより演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、前記演算周期毎に、前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力するモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記電流指令値を上限値以下に制限するとともに、
   前記加算角及び前記モータの誘起電圧に基づいて、前記モータの制御状態が安定的であるか否かを判定し、該制御状態が不安定である場合には、前記上限値を前記制御状態が安定的である場合よりも高くすること、を特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記加算角が前記モータの高速回転を示すにも関わらず、前記誘起電圧が前記モータの高速回転を否定する場合に、前記制御状態が不安定であると判定すること、を特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置において、
   前記モータ制御信号出力手段は、前記加算角が前記モータの高速回転を示するにも関わらず、前記誘起電圧が前記モータの高速回転を否定し、且つ操舵トルクが過大である場合に、前記制御状態が不安定であると判定すること、
   を特徴とする電動パワーステアリング装置。

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