JP5538791B2

JP5538791B2 - スイッチトキャパシタ電源装置

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Publication number: JP5538791B2
Application number: JP2009219648A
Authority: JP
Inventors: 一郎大田; 晋也寺田
Original assignee: Institute of National Colleges of Technologies Japan
Current assignee: Institute of National Colleges of Technologies Japan
Priority date: 2009-09-24
Filing date: 2009-09-24
Publication date: 2014-07-02
Anticipated expiration: 2029-09-24
Also published as: JP2011072094A

Description

本発明は、複数のキャパシタとＭＯＳ型ＦＥＴなどのスイッチだけで構成され、キャパシタ間の接続をスイッチで切り換えて電圧変換を行なうスイッチトキャパシタ（ＳＣ）電源装置に関する。

携帯電話をはじめとしたモバイル機器端末の薄型化に伴い、その内部に組み込まれる電源装置も薄型化の要求がある。こうした薄型化の電源装置に対しては電源装置のＩＣ化が必要で、それがＳＣ電源装置の需要増加の原因となっている。

一方、モバイル情報通信機器や車載電子機器などの電子装置では、その内部に組み込まれる電源装置の低雑音化も要求される。磁性部品を有する現状の電源装置は、その磁性部品に電流が流れることで磁束が発生し、放射する磁界はシールドしても簡単には除去できない。一方、電界はシールドにより簡単に除去できることから、電源装置のシステムオンチップには無磁束化が不可欠で、磁束が発生しない電源装置の必要性から、ＳＣ電源装置の用途が広がっている。このようなＳＣ電源装置は、例えば特許文献１，非特許文献１，非特許文献２などに開示されている。

コイルレスを実現するＳＣ電源装置の原理を説明すると、ＳＣ電源装置１００は図８に示すように、複数すなわちｎ個のキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎと、ＭＯＳ型ＦＥＴなどの複数すなわちｎｓ個のスイッチＳ１，Ｓ２，…Ｓｎｓだけで構成され、入力端子１０１，１０２に印加される直流（ＤＣ）または交流（ＡＣ）の入力電圧を、各スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓｎのスイッチングにより別な直流または交流の出力電圧に変換して、出力端子１１１，１１２に出力するものである。ＳＣ電源装置１００は、内部にトランスやコイルなどの磁性部品を用いておらず、装置自体をＩＣ化することが可能で、小型，軽量，低雑音，高効率という特徴を有している。

上記ＳＣ電源装置１００は、これまでに各種方式による動作原理が提案されている。例えば非特許文献1では、スイッチΦｅ１、…Φｅｎ，スイッチΦｏ０、…Φｏｎのオンオフ切換えにより、キャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎを直列接続にして充電し、その後並列接続に切換えて放電を行なうことで、入力電圧よりも低い出力電圧に変換して出力するＤＣ−ＤＣコンバータに応用したＳＣ電源装置１００が提案されている。

図９は、その具体的な回路構成と、スイッチの動作タイミングとを示している。同図において、ここではｎ個のキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎ−１，Ｃｎの一端と他端に、それぞれスイッチＳ２１，Ｓ２２，…Ｓ２ｎ−１，Ｓ２ｎと、スイッチＳ３１，Ｓ３２，…Ｓ３ｎ−１，Ｓ３ｎを接続した直列回路を形成し、それぞれの直列回路を出力端子１１１，１１２の両端間に接続する一方で、キャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎ−１の他端と、その隣に位置するキャパシタＣ２，…Ｃ１ｎ−１，Ｃｎの一端との間に、それぞれスイッチＳ１１，Ｓ１２，…Ｓ１ｎ−１を接続し、さらに入力端子１０１とキャパシタＣ１との間にスイッチＳ１ｎを接続し、入力端子１０２とキャパシタＣｎの他端との間にスイッチＳ１ｎ＋１を接続した充放電回路１１３を備えている。また、Ｃｏは出力端子１１１，１１２間に接続する平滑用のキャパシタ、ＲＬは負荷抵抗である。したがって、図９のＳＣ電源装置１００は、ｎ＋１個のキャパシタＣと、３ｎ＋１個のスイッチＳの素子数で構成される。

当該回路構成において、図示しない制御回路からは、スイッチＳ１１，Ｓ１２，…Ｓ１ｎ−１，Ｓ１ｎ，Ｓ１ｎ＋１をオンにするクロック（図中の「１」）と、スイッチＳ２１，Ｓ２２，…Ｓ２ｎ−１，Ｓ２ｎおよびスイッチＳ３１，Ｓ３２，…Ｓ３ｎ−１，Ｓ３ｎをオンにするクロック（図中の「２」）が、互いに重なり合わないように所定のデッドタイムＴδを有しながら、一周期Ｔｃ毎に順に発生する。

これにより、クロック「１」の出力中、スイッチＳ１１，Ｓ１２，…Ｓ１ｎ−１，Ｓ１ｎ，Ｓ１ｎ＋１がオンすると、直列接続したキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎ−１，Ｃｎに入力電圧Ｖ１が印加され、各キャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎ−１，ＣｎにはＶ１／ｎの電圧がそれぞれ充電される。次に、クロック「２」が出力されると、今度はスイッチＳ１１，Ｓ１２，…Ｓ１ｎ−１，Ｓ１ｎ，Ｓ１ｎ＋１に代わり、スイッチＳ２１，Ｓ２２，…Ｓ２ｎ−１，Ｓ２ｎおよびスイッチＳ３１，Ｓ３２，…Ｓ３ｎ−１，Ｓ３ｎがオンし、それぞれのキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎ−１，Ｃｎに生じるＶ１／ｎの電圧が、出力電圧Ｖ２としてキャパシタＣｏに発生し、出力端子１１１，１１２を経由して負荷抵抗ＲＬに供給される。出力電圧Ｖ２は、次の周期Ｔｃで再びクロック「２」が出力されるまで、キャパシタＣｏによりほぼ一定に保たれる。

一方、ＳＣ電源装置１００を、図９に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータとしてではなく、ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣコンバータとして応用する考えも知られている。図１０はその原理を概略的に示しているが、ＡＣ−ＤＣコンバータに応用したＳＣ電源装置１００の場合、例えばＡＣ１００Ｖ／６０Ｈｚの交流入力電圧Ｖ１を、全波整流器１２１によって整流電圧Ｖ１’に変換し、その整流電圧Ｖ１’をＳＣ電源装置１００の入力端子１０１，１０２に印加する。これをスイッチＳ１，Ｓ２，…Ｓｎｓのオンオフ切換えにより、キャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎを並び換えて、複数個のキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎに電圧サンプルする。これにより個々のキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎの充電電圧Ｖｃを基本値として、整流電圧Ｖ１’に応じた電圧がＳＣ電源装置１００内で充電される。後は、キャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎを別な接続に並び換えて順番に放電することにより、直流出力電圧Ｖ２を生成することができる。

また、ＤＣ−ＡＣコンバータに応用したＳＣ電源装置１００の場合、入力端子１１１，１１２に印加する直流入力電圧Ｖ１でキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎを充電した後、スイッチＳ１，Ｓ２，…Ｓｎｓのオンオフ切換えにより、各キャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎを別な接続に並び換えて、個々のキャパシタＣ１，Ｃ２，…Ｃｎの充電電圧Ｖｃを段階波形状に放電し、これを出力電圧Ｖ２’として出力する。そして、この出力電圧Ｖ２’をフルブリッジ回路１２２により正負交互の交流波形に変換すれば、例えばＡＣ１００Ｖ／６０Ｈｚの交流出力電圧Ｖ２を生成することができる。

図１１は、そうしたＤＣ−ＡＣコンバータに応用したＳＣ電源装置１００の回路構成と、スイッチの動作タイミングとを示している。これはｎ＝４として、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の一端と他端に、それぞれスイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４の他端と、スイッチＳ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３４の一端を接続した直列回路を形成し、スイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４の一端をスイッチＳ１６の一端に共通して接続し、このスイッチの他端を出力端子１１１に接続し、スイッチＳ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３４の他端を出力端子１１２に接続する一方で、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３の他端と、その隣に位置するキャパシタＣ２，Ｃ３，Ｃ４の一端との間に、それぞれスイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を接続し、さらに入力端子１０１とキャパシタＣ１との間にスイッチＳ１４を接続し、入力端子１０２とキャパシタＣ４の他端との間にスイッチＳ１５を接続した充放電回路１１３を備えている。

また、充放電回路１１３の出力端子１１１，１１２には、電圧調整用のレギュレータ１４３と、前記図１０で示したフルブリッジ回路１４４が順に接続され、そのフルブリッジ回路１４４の出力端子が、ＳＣ電源装置１００としての出力端子１４１，１４２に接続される。フルブリッジ回路１４４は、４個のスイッチｐ１，ｐ２，ｎ１，ｎ２をブリッジ接続して構成され、対をなすスイッチｐ１，ｐ２と、スイッチｎ１，ｎ２が交互にオンオフするように構成される。出力端子１４１，１４２間には平滑用のキャパシタＣｏが接続され、この出力端子１４１，１４２間から負荷抵抗ＲＬに出力電圧Ｖoutが出力されるようになっている。したがって、図９のＳＣ電源装置１００は、充放電回路１１３に着目すると、ｎ個のキャパシタＣと、３ｎ＋２個のスイッチＳの素子数で構成される。

当該回路構成において、図示しない制御回路からは、スイッチＳ１１〜Ｓ１５をオンにするクロックΦ１と、スイッチＳ２１〜Ｓ２４およびスイッチＳ３１〜Ｓ３４をオンにするクロックΦ２と、スイッチＳ１６，Ｓ３４をオンする他に、スイッチＳ２１〜Ｓ２４とスイッチＳ１１〜Ｓ１３の幾つかを選択的にオンにするクロックΦ０が、一周期Ｔｃ毎に順に発生する。

これにより、クロックΦ１が出力して、スイッチＳ１１〜Ｓ１５が何れもオンすると、直列接続したキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に直流電源１４５の入力電圧Ｖ１が印加され、各キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４にはＶ１／４の電圧がそれぞれ充電される。次に、クロックΦ２が出力されると、各キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４は並列接続された状態になり、それぞれの充電電圧がＶ１／４に保たれる。その後に出力されるクロックΦ０で、スイッチＳ１６，Ｓ３４をオンする他に、スイッチＳ２４がオンすると、キャパシタＣ４の充電電圧Ｖ１／４がレギュレータ１４３を通してフルブリッジ回路１４４に出力される。

次の周期Ｔｃでは、制御回路から同様のクロックΦ１，Φ２が充放電回路１１３に与えられるが、その後のクロックΦ０では、スイッチＳ１６，Ｓ３４をオンする他に、スイッチＳ２３，Ｓ１３がオンし、直列接続されたキャパシタＣ３，Ｃ４からの加算した充電電圧（Ｖ１／４）×２が、レギュレータ１４３を通してフルブリッジ回路１４４に出力される。

次の周期Ｔｃでは、制御回路から同様のクロックΦ１，Φ２が充放電回路１１３に与えられるが、その後のクロックΦ０では、スイッチＳ１６，Ｓ３４をオンする他に、スイッチＳ２２，Ｓ１２，Ｓ１３がオンし、直列接続されたキャパシタＣ２，Ｃ３，Ｃ４からの加算した充電電圧（Ｖ１／４）×３が、レギュレータ１４３を通してフルブリッジ回路１４４に出力される。

次の周期Ｔｃでは、制御回路から同様のクロックΦ１，Φ２が充放電回路１１３に与えられるが、その後のクロックΦ０では、スイッチＳ１６，Ｓ３４をオンする他に、スイッチＳ２１，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３がオンし、直列接続されたキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４からの加算した充電電圧（Ｖ１／４）×４が、レギュレータ１４３を通してフルブリッジ回路１４４に出力される。

以下、各周期Ｔにおいて、上述したのと逆の動作を辿ることで、充放電回路１１３からの出力電圧を段階的に繰り返し増減させることができる。この場合、充放電回路１１３はｎ通りの出力電圧Ｖ２を生成できる。充放電回路１１３からの出力電圧Ｖ２をフルブリッジ回路１４４により正負交互の交流波形に変換し、これをキャパシタＣｏで平滑すれば、出力端子１１１，１１２から負荷抵抗ＲＬに交流の出力電圧Ｖoutを供給できる。

特開平１０−１１７４７４号公報

上野文男，井上高宏，大田一郎，鶴田太、「理想スイッチトキャパシタ電源の基本特性解析」、電子通信学会論文誌、vol.J67-C no.4、pp.424-425、１９８４年４月原憲昭，大田一郎，上野文男，井上高宏、「突入電流ならびにリプルを軽減できるリング形昇圧スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣコンバータ」、電子情報通信学会論文誌、vol.J82-C-II no.2、pp.56-68、１９９９年２月

上記図９や図１１に示すＳＣ電源装置１００では、入力電圧Ｖ１に対してｎ分の１に降圧した出力電圧Ｖ２を得ることができるが、出力電圧Ｖ２の降圧比をそれ以上に増やすには、キャパシタＣやスイッチＳを追加しなければならず、従来よりも少ない素子数で大きな昇降圧比が得られるＳＣ電源装置１００が求められていた。

また現状では、ＳＣ電源装置１００からｎ通りの出力電圧Ｖ２を出力できるものの、図１１に示すようなＤＣ−ＡＣコンバータにおいて、充放電回路１１３からの出力電圧Ｖ２のステップ数がさらに多くなれば、コンバータとして最終的に得られる出力電圧Ｖoutがより正弦波に近似し、レギュレータ１４３の損失が少なくなって、ＳＣ電源装置１００としての高効率化を達成できるし、ＡＤコンバータやＤＡコンバータへの応用を考えた場合にも、同様に高効率化を達成できる。したがって、そのような出力電圧Ｖ２のステップ数が多いＳＣ電源装置１００も求められていた。

本発明は上記課題に鑑みなされたもので、従来に比べて少ない素子数で大きな昇降圧比を得ることができ、またより多くのステップ数の出力電圧を得ることができるスイッチトキャパシタ電源装置を提供することを目的とする。

本発明のスイッチトキャパシタ電源装置は、上記目的を達成するために、複数個のキャパシタと複数個のスイッチだけで構成され、前記個々のキャパシタ間の接続を前記個々のスイッチで切り換えて、入力電圧を別な出力電圧に変換するスイッチトキャパシタ電源装置において、前記個々のスイッチのオンオフを切り換えることにより、前記複数個のキャパシタの中で、充電した複数のキャパシタを直列接続し、この直列接続した各キャパシタの電圧の和で、前記充電した複数のキャパシタとは別のキャパシタを充電するように、当該別のキャパシタを前記直列接続した複数のキャパシタの両端間に接続して、前記入力電圧に２の累乗若しくは２の累乗分の１を掛け合わせた電圧で、前記個々のキャパシタを異なる電圧値に充電し、当該個々のキャパシタの充電電圧を単独に若しくは幾つかを加算して、前記出力電圧を生成する充放電回路を備えて構成される。

この場合、前記出力電圧が段階的に増減を繰り返すように前記充放電回路を構成し、前記出力電圧を交流に変換するＤＣ−ＡＣ変換器を備えるのが好ましい。

また、交流電圧を直流の前記入力電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換器を備えるのが好ましい。

上記スイッチトキャパシタ電源装置では、従来に比べて少ない素子数で大きな昇降圧比を得ることができ、またより多くのステップ数の出力電圧を得ることができる。

本発明の好ましい一実施形態を示す２^ｎ−１倍昇圧形のＳＣ電源装置の回路構成と、スイッチの動作タイミングを示す図である。同上、別な昇降圧形のＳＣ電源装置の回路構成を示す図である。同上、ＤＣ−ＡＣコンバータに応用したデジタル選択方式によるＳＣ電源装置の回路構成と、スイッチの動作タイミングを示す図である。同上、ＤＣ−ＤＣコンバータに応用したデジタル選択方式によるＳＣ電源装置の回路構成と、スイッチの動作タイミングを示す図である。同上、従来の回路方式との比較を示す図である。同上、従来の回路方式との比較において、キャパシタ数を変化したときに得られる出力電圧のステップ数を示すグラフである。同上、従来の回路方式との比較において、キャパシタ数を変化したときに得られる必要なスイッチ数を示すグラフである。ＳＣ電源装置の原理を説明する図である。従来例におけるＤＣ−ＤＣコンバータに応用したＳＣ電源装置の回路構成と、スイッチの動作タイミングを示す図である。ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＡＣコンバータに応用したＳＣ電源装置の原理を説明する図である。従来例におけるＤＣ−ＡＣコンバータに応用したＳＣ電源装置の回路構成と、スイッチの動作タイミングを示す図である。

以下、本発明の好ましい実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。なお、従来例で示したものと同一部分には同一符号を付し、その共通する箇所の説明は重複を避けるため極力省略する。

図１は、本実施例における２^ｎ−１倍昇圧形のＳＣ電源装置２００の回路構成と、スイッチの動作タイミングとを示している。ＳＣ電源装置２００は従来例と同様に、直流電源１４５からの入力電圧Ｖ１が印加される入力端子１０１，１０２と、出力電圧Ｖ２を負荷抵抗ＲＬに接続する出力端子１１１，１１２とを備えており、磁性部品を有しない複数個のキャパシタＣと複数個のスイッチＳだけで構成される。

本実施例では、キャパシタＣとしてｎ個のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，…Ｃｎ−１，Ｃｎを備え、またスイッチＳとして、第１スイッチ群に相当するｎ−１個のスイッチＳ１２，Ｓ１３，…Ｓ１ｎと、第２スイッチ群に相当するｎ個のスイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，…Ｓ２ｎと、第３スイッチ群に相当するｎ−１個のスイッチＳ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，…Ｓ３ｎ−１とを備えている。すなわち、ここでの素子数はキャパシタＣがｎ個であり、スイッチＳが３ｎ−２個となる。

各素子は以下のように接続される。一方の入力端子１０１と一方の出力端子１１１との間の線路１６１に、ｎ個のスイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，…Ｓ２ｎが各々挿入接続される。また、隣り合うスイッチＳ２１の他端およびスイッチＳ２２の一端，スイッチＳ２２の他端およびスイッチＳ２３の一端，…スイッチＳ２ｎ−１（図示せず）の他端およびスイッチＳ２ｎの一端の各接続点と、他方の入力端子１０２と他方の出力端子１１２との間を接続する線路１６２との間に、キャパシタＣ１およびスイッチＳ３１の直列回路，キャパシタＣ２およびスイッチＳ３２の直列回路，キャパシタＣ３およびスイッチＳ３３の直列回路，…キャパシタＣｎ−１およびスイッチＳ３ｎ−１の直列回路がそれぞれ接続される。そして、キャパシタＣ１およびスイッチＳ３１の接続点とスイッチＳ２１の一端，キャパシタＣ２およびスイッチＳ３２の接続点とスイッチＳ２２の一端，キャパシタＣ３およびスイッチＳ３３の接続点とスイッチＳ２３の一端，…キャパシタＣｎ−１およびスイッチＳ３ｎ−１の接続点とスイッチＳ２ｎ−１の一端に、スイッチＳ１２，Ｓ１３，…Ｓ１ｎをそれぞれ接続して、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，…Ｃｎ−１に関する充放電回路２１３を構成する。キャパシタＣｎは平滑用に設けられたもので、これは出力端子１１１，１１２間に接続される。

当該回路構成において、図示しない制御回路からはｎ個のクロック、すなわちスイッチＳ２１，Ｓ３１をオンにするクロック（図中の「１」）と、スイッチＳ１２，Ｓ２２，Ｓ３２をオンにするクロック（図中の「２」）と、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２３，Ｓ３３をオンにするクロック（図中の「３」）と、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２４（図示せず），Ｓ３４（図示せず）をオンにするクロック（図中の「４」）と、…スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，…Ｓ１ｎ−１（図示せず），Ｓ２ｎ−１（図示せず），Ｓ３ｎ−１をオンにするクロック（図中の「ｎ−１」）と、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，…Ｓ１ｎ，Ｓ２ｎをオンにするクロック（図中の「ｎ」）が、互いに重なり合わないように所定のデッドタイムを有しながら、一周期Ｔｃ毎に順に発生する。

次に上記構成について、その動作を説明する。クロック「１」が出力して、スイッチＳ２１，Ｓ３１がオンすると、キャパシタＣ１に直流電源１４５の入力電圧Ｖ１が印加され、キャパシタＣ１にはＶ１の電圧が充電される。次に、クロック「２」が出力され、スイッチＳ１２，Ｓ２２，Ｓ３２がオンすると、直流電源１４５およびキャパシタＣ１の直列回路がキャパシタＣ２の両端間に接続した状態となり、キャパシタＣ２には２Ｖ１の電圧が充電される。

以後、クロック「３」が出力され、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２３，Ｓ３３がオンすると、直流電源１４５，キャパシタＣ１，およびキャパシタＣ２の直列回路がキャパシタＣ３の両端間に接続した状態となり、キャパシタＣ３には４Ｖ１の電圧が充電される。この動作をクロック「ｎ−１」が出力されるまで順に繰り返せば、キャパシタＣｎ−１には２^ｎ−２Ｖ１の電圧が充電されることになる。そして最後に、クロック「ｎ」が出力されると、直流電源１４５とキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，…Ｃｎ−１との直列回路が、キャパシタＣｎひいては出力端子１１１，１１２の両端間に接続した状態となり、負荷抵抗ＲＬに昇圧したＶ２＝２^ｎ−１Ｖ１の出力電圧を供給することができる。

図１に示すＳＣ電源装置２００の特徴は、既存のＳＣ電源装置１００に比べて大きな昇圧比を得られる、ということにある。ｎ個のキャパシタＣが組み込まれているときに、ＳＣ電源装置２００からの出力電圧Ｖ２を入力電圧Ｖ１のｎ倍ではなく、入力電圧Ｖ１の２^ｎ−１倍に昇圧させることができる。これは、スイッチＳのオンオフを切り換えることにより、直流電源１４５からの入力電圧Ｖ１で第１のキャパシタＣ１を充電し、この直流電源１４５とキャパシタＣ１との直列回路を第２のキャパシタＣ２の両端間に接続して、第２のキャパシタＣ２を充電し、直流電源１４５とキャパシタＣ１，Ｃ２との直列回路を第３のキャパシタＣ３の両端間に接続して、第３のキャパシタＣ３を充電し、以後、第ｎ−１のキャパシタＣｎ−１まで同様に繰り返して、直流電源１４５と充電された各キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３…，Ｃｎ−１との直列回路を出力端子１１１，１１２の両端間に接続することで達成される。

また別な特徴として、個々のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，…Ｃｎ−１には、同じ電圧値が充電されるのではなく、Ｖ１，２Ｖ１，４Ｖ１，…２^ｎ−２Ｖ１のように、２の累乗に従う異なる電圧値が充電される。そのため、スイッチＳを適宜選択すれば、入力電圧Ｖ１から入力電圧Ｖ１の２^ｎ−１倍の範囲で、入力電圧Ｖ１の整数倍の出力電圧Ｖ２を生成できる。例えば、Ｖ２＝３Ｖ１の出力電圧を負荷抵抗ＲＬに供給するには、クロック「１」「２」でキャパシタＣ１，Ｃ２をそれぞれ充電した後、キャパシタＣ１，Ｃ２の直列回路が出力端子１１１，１１２の両端間に接続するように、スイッチＳ１３と、スイッチＳ２３，…Ｓ２ｎと、スイッチＳ３１をオンにするクロックを与えればよい。この動作を繰り返すことで、キャパシタＣｎにて出力電圧Ｖ２の平滑化が行なわれ、負荷抵抗ＲＬに入力電圧Ｖ１の３倍の昇圧した出力電圧Ｖ２を供給できる。

応用例として、入力電圧Ｖ１に対して２^ｎ−１分の１に降圧させた出力電圧Ｖ２を得るには、図１に示す回路構成の入出力を入れ換えて考えればよい。これにより、Ｖ２＝Ｖ１／２^ｎ−１の出力電圧を負荷抵抗ＲＬに供給できるようになる。

図２は、少ないキャパシタ数で多出力が得られる昇降圧形のＳＣ電源装置２００の回路構成を示している。これはｎ＝４として、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４と、スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４と、スイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４と、スイッチＳ３１，Ｓ３２，Ｓ３３と、スイッチＳ４１と、スイッチＳ５１，Ｓ５２，Ｓ５３，Ｓ５４，Ｓ５５，Ｓ５６とにより構成される。

各素子は以下のように接続される。線路１６１には、スイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４，Ｓ５５が各々挿入接続され、線路１６２には、スイッチＳ４１,Ｓ５６がそれぞれ接続される。また、隣り合うスイッチＳ２１の他端およびスイッチＳ２２の一端，スイッチＳ２２の他端およびスイッチＳ２３の一端，スイッチＳ２３の他端およびスイッチＳ２４の一端の各接続点と、入力端子１０２からスイッチＳ４１の一端に至る線路１６２との間には、キャパシタＣ１およびスイッチＳ３１の直列回路，キャパシタＣ２およびスイッチＳ３２の直列回路，キャパシタＣ３およびスイッチＳ３３の直列回路がそれぞれ接続される。スイッチＳ２４の他端およびスイッチＳ５５の一端の接続点と、スイッチＳ４１の他端とスイッチＳ５６の一端の接続点との間には、キャパシタＣ４が接続される。さらにここでは、入力端子１０１とキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３の一端に、スイッチＳ５１，Ｓ５２，Ｓ５３，Ｓ５４の一端が接続され、これらのスイッチＳ５１，Ｓ５２，Ｓ５３，Ｓ５４の他端に出力端子１１１を接続して、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に関する充放電回路２１３を構成する。

なお、ここでは例として、直流電源１４５の入力電圧Ｖ１を８Ｖとする。

当該構成において、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の充電動作は次のように行なわれる。先ず過渡状態でスイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ４１をオンにして、直流電源１４５に対し全てのキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を直列に接続し、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に２Ｖの電圧を充電する。その後、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３を放電して、スイッチＳ２４，Ｓ３３，Ｓ４１をオンにし、キャパシタＣ３，Ｃ４を並列に接続して、これらのキャパシタＣ３，Ｃ４の両端間電圧を１Ｖにする。次に、スイッチＳ１４，Ｓ２３，Ｓ３２，Ｓ４１をオンにし、直列接続したキャパシタＣ３，Ｃ４の両端にキャパシタＣ２を接続して、キャパシタＣ２の両端間電圧を２Ｖにする。以下、スイッチＳ１３，Ｓ１４，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ４１をオンにし、直列接続したキャパシタＣ２，Ｃ３，Ｃ４の両端にキャパシタＣ１を接続して、キャパシタＣ１の両端間電圧を４Ｖにするが、これは勿論、ｎ個のキャパシタＣｎ，…Ｃ３，Ｃ２，Ｃ１に対しても同じように行なうことができる。そして最後に、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ４１をオンにし、直列接続したキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の両端に直流電源１４５を接続することで、各キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の両端間電圧が４Ｖ，２Ｖ，１Ｖ，１Ｖに保たれる。

このときの入力電圧Ｖ１とキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧比は、８：４：２：１：１となる。また、ｎ番目のキャパシタＣｎの電圧Ｖｃｎは、Ｖｃｎ＝Ｖ１／２^ｎとなる。

次に、放電時の動作を説明する。出力電圧Ｖ２を１Ｖとするには、スイッチＳ５５，Ｓ５６をオンにし、キャパシタＣ４を出力端子１１１，１１２に接続する。出力電圧Ｖ２を２Ｖとするには、スイッチＳ１４，Ｓ５４，Ｓ５６をオンにし、キャパシタＣ３，Ｃ４の直列回路を出力端子１１１，１１２に接続する。出力電圧Ｖ２を３Ｖとするには、スイッチＳ１３，Ｓ２４，Ｓ５３，Ｓ５６をオンにし、キャパシタＣ２，Ｃ４の直列回路を出力端子１１１，１１２に接続する。出力電圧Ｖ２を４Ｖとするには、スイッチＳ３１，Ｓ４１，Ｓ５２，Ｓ５６をオンにし、キャパシタＣ１を出力端子１１１，１１２に接続する。以下、スイッチＳのオンオフを適宜切り換えることで、出力電圧Ｖ２を１Ｖのステップで１６Ｖにまで切り換えることができる。例えば、出力電圧Ｖ２を１６Ｖとするには、スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ５１，Ｓ５６をオンにし、直流電源１４５とキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を出力端子１１１，１１２に接続すればよい。

図２に示すＳＣ電源装置２００の特徴は、４個のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４で、入力電圧Ｖ１よりも低い電圧（１Ｖ）から、入力電圧Ｖ１よりも高い電圧（１６Ｖ）まで、２^４＝１６ステップの出力電圧Ｖ２が得られる、ということにある。したがって、ｎ個のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，…Ｃｎでは、２^ｎステップの出力電圧Ｖ２を得ることができ、いわゆるデジタル選択方式の新たなＳＣ電源装置２００を提供できる。

また、ここでのＳＣ電源装置２００は、既存のＳＣ電源装置１００に比べて大きな降圧比を得ることができる。ｎ個のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，…Ｃｎが組み込まれているときに、ＳＣ電源装置２００からの出力電圧Ｖ２を入力電圧Ｖ１の１／ｎ倍ではなく、入力電圧Ｖ１の１／２^ｎ−１倍に降圧させることができる。

このような特徴は、スイッチＳの切り換えによって、個々のキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，…Ｃｎ−１に、Ｖ１／２^ｎとなる２の累乗に従う異なる電圧値を充電することで達成される。

図３は、図２で提案したデジタル選択方式のＳＣ電源装置２００をＤＣ−ＡＣコンバータに応用した例を示している。ここでは、従来の図１１に示す充放電回路１１３の代わりに、図２で示した充放電回路２１３が組み込まれている。但し、図３ではスイッチＳ４１の位置が異なり、スイッチＳ４１の一端に入力端子１０２が接続され、スイッチＳ４１の他端にスイッチＳ３１の他端が接続される。

当該構成において、図示しない制御回路からクロック「Φ１」が出力されると、スイッチＳ２４，Ｓ３３をオンにし、キャパシタＣ３，Ｃ４を並列に接続して、これらのキャパシタＣ３，Ｃ４の両端間電圧をＶ１／８にする。次に、クロック「Φ２」が出力されると、スイッチＳ１４，Ｓ２３，Ｓ３２をオンにし、直列接続したキャパシタＣ３，Ｃ４の両端にキャパシタＣ２を接続して、キャパシタＣ２の両端間電圧をＶ１／４にする。次に、クロック「Φ３」が出力されると、スイッチＳ１３，Ｓ１４，Ｓ２２，Ｓ３１をオンにし、直列接続したキャパシタＣ２，Ｃ３，Ｃ４の両端にキャパシタＣ１を接続して、キャパシタＣ１の両端間電圧をＶ１／２にする。次に、クロック「Φ４」が出力されると、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ４１をオンにし、直列接続したキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の両端に直流電源１４５を接続することで、各キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の両端間電圧をＶ１／２，Ｖ１／４，Ｖ１／８，Ｖ１／８に保つ。

以上の充電動作の後、制御回路はクロック「Φｏ」を出力して、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ５１，Ｓ５２，Ｓ５３，Ｓ５４，Ｓ５５，Ｓ５６のいずれかを選択的にオンにして、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４のいずれかを放電させ、Ｖ１／８〜２Ｖ１の範囲の出力電圧Ｖ２を出力する。そして、上記充放電の動作を繰り返し行なうことで、図３に示すような段階的に増減を繰り返す出力電圧Ｖ２をレギュレータ１４３に供給することができる。レギュレータ１４３で調整された出力電圧Ｖ２は、フルブリッジ回路１４４により正負交互の交流波形に変換され、これをキャパシタＣｏで平滑することで、出力端子１４１，１４２から負荷抵抗ＲＬに交流の出力電圧Ｖoutを供給できる。

この場合、充放電回路２１３は２^ｎ通りの出力電圧Ｖ２を段階的に生成できるので、従来のＳＣ電源装置１００よりも出力電圧Ｖoutが正弦波状に近似し、レギュレータ１４３の損失が少なくなって高効率化を達成できる。

また、図３に示す回路構成において、交流電源からの入力電圧を直流電圧に変換する全波整流器などのＡＣ−ＤＣ変換器を、入力端子１０１，１０２の前段に接続すれば、ＳＣ電源装置２００をＡＣ−ＡＣコンバータに応用することができる。さらに、そうした構成のＡＣ−ＡＣコンバータから、ＤＣ−ＡＣ変換器であるレギュレータ１４３とフルブリッジ回路１４４を省略して、出力電圧Ｖ２を直接負荷抵抗ＲＬに供給すれば、ＳＣ電源装置２００をＡＣ−ＤＣコンバータに応用することができる。

図４は、別な変形例によるデジタル選択方式のＳＣ電源装置２００であって、ＤＣ−ＤＣコンバータに応用した例を示している。同図において、ここでは図３に示した充放電回路２１３の他に、外部から直流入力電圧Ｖｉｎが印加される入力端子１７１，１７２と、入力側のキャパシタＣ０と、スイッチＳ６１，Ｓ６２，…Ｓ６６が付加される。

より具体的には、一方の入力端子１７１にはスイッチＳ６５の一端が接続され、そのスイッチＳ６５の他端が入力端子１０１とキャパシタＣ０の一端に接続される。同じように、他方の入力端子１７２にはスイッチＳ６６の一端が接続され、そのスイッチＳ６６の他端が入力端子１０２とキャパシタＣ０の他端に接続される。また、入力端子１０１とキャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３の一端に、スイッチＳ６１，Ｓ６２，Ｓ６３，Ｓ６４の一端が接続され、これらのスイッチＳ６１，Ｓ６２，Ｓ６３，Ｓ６４の他端に入力端子１７１を接続して、キャパシタＣ０，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に関する充放電回路２１３を構成する。

図４に示すＳＣ電源装置２００では、図３の回路例で説明した各クロック「Φ１」，「Φ２」，「Φ３」，「Φ４」，「Φｏ」が出力されたときの動作に加えて、クロック「Φ４」とクロック「Φｏ」との間に、クロック「Φｉ」の動作が加わる。各キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の両端間電圧がＶ１／２，Ｖ１／４，Ｖ１／８，Ｖ１／８にそれぞれ保たれた後、当該クロック「Φｉ」が出力されると、スイッチＳ１２，Ｓ１３，Ｓ１４，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ４１，Ｓ６１，Ｓ６２，Ｓ６３，Ｓ６４，Ｓ６５，Ｓ６６のいずれかを選択的にオンにして、Ｖ１／８〜Ｖ１の範囲でキャパシタＣ０を充電する。一方、この回路例では、スイッチＳ６５，Ｓ６６をオンにすることで、入力端子１７１，１７２からの入力電圧Ｖｉｎを、キャパシタＣ０の両端間に印加することもできる。したがって、この回路例では、入力端子１０１，１０２間の入力電圧Ｖ１を、キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の充電電圧若しくは外部からの入力電圧Ｖｉｎの何れかで規定できる。なお、充放電回路２１３がＶ１／８〜２Ｖ１の範囲の出力電圧Ｖ２を出力することは上述した通りであり、図４に示すＳＣ電源装置２００を、昇降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることができる。

次に、従来の回路方式との比較を図５〜図７にそれぞれ示す。図５は、従来から知られている直並列切換方式（非特許文献１）やリング方式（非特許文献２）のＳＣ電源装置１００と、本実施例で提案したデジタル選択方式のＳＣ電源装置２００において、キャパシタＣの個数ｎ（＝１，２，３，…１０）に対する出力のステップ段数Ｎstepと、出力電圧Ｖout＝１００Ｖrmsとしたときのステップ間の電圧差すなわち電圧キザミΔＶstepと、必要なスイッチＳの個数ｎｓとをそれぞれ表で示している。また図６と図７は、キャパシタＣの個数ｎを変化させたときのステップ段数Ｎstepと、スイッチＳの個数ｎｓを、それぞれグラフで示している。これらの各図からも明らかなように、本実施例におけるデジタル選択方式のＳＣ電源装置２００は、キャパシタＣの個数ｎが多くなるに従って、出力のステップ段数Ｎstepが桁違いに増加することがわかる。

以上のように本実施例では、複数個のキャパシタＣと複数個のスイッチＳだけで構成され、各キャパシタＣ間の接続を各スイッチＳで切り換えて、入力電圧Ｖ１を別な出力電圧Ｖ２に変換するＳＣ電源装置２００において、各スイッチＳのオンオフを切り換えることにより、前記複数個のキャパシタＣの中で、充電した複数のキャパシタＣを直列接続し、この直列接続した各キャパシタＣの電圧の和で、充電した複数のキャパシタＣとは別のキャパシタＣを充電するように、この別のキャパシタＣを直列接続した複数のキャパシタＣの両端間に接続して、入力電圧Ｖ１に２の累乗若しくは２の累乗分の１を掛け合わせた電圧で、個々のキャパシタＣを異なる電圧値に充電し、当該個々のキャパシタＣの充電電圧を単独に若しくは幾つかを加算して、前記出力電圧Ｖ２を生成するように構成している。

このようにすると、スイッチＳの切り換えによって、個々のキャパシタＣは同じ電圧値が充電されるのではなく、入力電圧Ｖ１の１，２，４，８，…，２^ｎ倍、若しくは１，１／２，１／４，１／８，…，１／２^ｎ倍のそれぞれ異なる電圧値が充電される。したがって、そこからスイッチＳを別な状態に切り換えて、個々のキャパシタＣの充電電圧を単独に若しくは幾つかを加算した出力電圧Ｖ２を生成すれば、従来に比べて少ない素子数で大きな昇降圧比を得ることができ、またより多くのステップ数の出力電圧Ｖ２を得ることができる。

また本実施例では、出力電圧Ｖ２が段階的に増減を繰り返すように充放電回路２１３を構成し、出力電圧Ｖ２を交流に変換するＤＣ−ＡＣ変換器を備えている。

こうすることで、ＳＣ電源装置２００をＤＣ−ＡＣコンバータとして機能させることができる。

また、交流電圧を直流の入力電圧Ｖ１に変換するＡＣ−ＤＣ変換器を備えることで、ＳＣ電源装置２００をＡＣ−ＤＣコンバータとして機能させることができる。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。実施例中の回路はあくまでも一例であって、同様の機能や動作を達成するものであれば、適宜改変して構わない。

Ｃキャパシタ
Ｓスイッチ
２００ＳＣ電源装置（スイッチトキャパシタ電源装置）
２１３充放電回路
１４３レギュレータ（電圧平滑回路）
１４４フルブリッジ回路（ＤＣ−ＡＣ変換器）

Claims

複数個のキャパシタと複数個のスイッチだけで構成され、前記個々のキャパシタ間の接続を前記個々のスイッチで切り換えて、入力電圧を別な出力電圧に変換するスイッチトキャパシタ電源装置において、
前記個々のスイッチのオンオフを切り換えることにより、前記複数個のキャパシタの中で、充電した複数のキャパシタを直列接続し、この直列接続した各キャパシタの電圧の和で、前記充電した複数のキャパシタとは別のキャパシタを充電するように、当該別のキャパシタを前記直列接続した複数のキャパシタの両端間に接続して、前記入力電圧に２の累乗若しくは２の累乗分の１を掛け合わせた電圧で、前記個々のキャパシタを異なる電圧値に充電し、当該個々のキャパシタの充電電圧を単独に若しくは幾つかを加算して、前記出力電圧を生成する充放電回路を備えたことを特徴とするスイッチトキャパシタ電源装置。
前記出力電圧が段階的に増減を繰り返すように前記充放電回路を構成し、前記出力電圧を交流に変換するＤＣ−ＡＣ変換器を備えたことを特徴とする請求項１記載のスイッチトキャパシタ電源装置。
交流電圧を直流の前記入力電圧に変換するＡＣ−ＤＣ変換器を備えたことを特徴とする請求項１または２記載のスイッチトキャパシタ電源装置。