JP5217297B2

JP5217297B2 - 可変電源装置

Info

Publication number: JP5217297B2
Application number: JP2007209266A
Authority: JP
Inventors: 聡富岡
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2007-08-10
Filing date: 2007-08-10
Publication date: 2013-06-19
Anticipated expiration: 2027-08-10
Also published as: JP2009044909A

Description

本発明は、出力電圧を極めて高速に可変できる可変電源装置に関する。

一般に、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）のような無線通信技術において、携帯電話の基地局に設置される送信パワーアンプは、増幅段における出力信号の歪みを極力小さくする必要があることから、Ａ級またはＢ級の増幅回路が用いられる。そのため、効率は１０〜２０％程度に留まっており、パワーアンプとしての効率を向上させ、損失を低減させることが、省エネルギーの観点から重要である。

一方、前記通信機器用のパワーアンプに使用される電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）も、効率向上は最も重要な課題であるが、既に９５％付近にまで効率が達しているため、これ以上の効率向上は極めて難しい。しかし、パワーアンプへの入力信号の包絡線に従って、電源装置の出力電圧を高速で可変させることで、パワーアンプの効率を格段に改善することが可能になる。

こうした可変電源装置の例として、例えば特許文献１に開示されるようなシリーズレギュレータを備えたドロッパー方式の電源装置が知られている。ここでは、シリーズレギュレータに供給する制御信号によって、シリーズレギュレータに入力する電圧を適切な出力電圧に可変することができるが、入力電圧と出力電圧との差は全て損失となり、電源装置としての効率はさほど良くない。そのため、このような電源装置をパワーアンプ用に組み込むと、パワーアンプへの入力信号の包絡線に従って、電源装置の出力電圧を高速で可変できるものの、システムとしてはパワーアンプ素子の損失が電源装置に移行しただけで、効率の向上にはならない。

また別な例として、スイッチング素子を周期的にスイッチング動作させ、入力電圧よりも低い出力電圧を取り出す降圧型コンバータを、可変電源装置として用いることも考えられる。これは、例えば特許文献２などに開示されているように、スイッチング素子のオン期間中は、チョークコイルとコンデンサとによる直列回路に入力電圧を印加し、スイッチング素子のオフ期間中は、前記直列回路の両端間を導通させて、それまでチョークコイルに蓄えられたエネルギーを出力側に送り出す構成となっており、コンデンサの両端間に発生する出力電圧は、最大入力電圧×デューティ（スイッチング周期に対するオン期間の比）となる。

しかし、こうした降圧型コンバータをパワーアンプ用に組み込む場合、降圧型コンバータのスイッチング周波数は、出力電圧の可変周波数帯域の１０倍以上に設定しないと、出力電圧を切換える際の位相遅れが大きくなって、実用的ではない。また、スイッチング周波数を高くすると、スイッチング素子の損失が増大し、結局は効率の低下が免れないものとなる。
特開平１０−１４２２１号公報特開２００６−２６２６４６号公報

そこで本発明の目的は、少ない損失で、高速に出力電圧を可変することが可能な可変電源装置を提供することにある。

本発明の請求項１における可変電源装置では、各々が電位の異なる直流電圧を発生するＮ個（Ｎは２以上の自然数）の電源と、前記Ｎ個の電源にそれぞれ設けられ、切替信号により対応する前記電源を電圧供給路に挿入接続し、若しくは前記電圧供給路から切離すスイッチ手段と、指令電圧の情報を受けて、この指令電圧に見合う出力電圧が前記電圧供給路の両端間に生成されるように、前記スイッチ手段の各々に前記切替信号を送出する切替制御手段と、充電部と、を備え、前記Ｎ個の電源の各電位は、２のべき乗（２ ^０〜２ ^Ｎ−１）の比であり、前記Ｎ個の電源は、各々の容量が２のべき乗（２ ^０〜２ ^Ｎ−１）分の１の比である容量性素子で構成され、前記充電部は、前記容量性素子を充電するための切替スイッチ手段が設けられていることを特徴とする。

本発明の請求項２における可変電源装置では、前記電源の少なくとも一つは、アナログ制御電圧源またはスイッチング電源であることを特徴とする。

本発明の請求項１では、異なる電位の直流電圧を発生するＮ個の電源を予め用意し、指令電圧の情報を受ける毎に、Ｎ個の電源のそれぞれに設けたスイッチ手段を動作させて、電圧供給路中に０〜Ｎ個の電源を選択的に直列接続することで、指令電圧に見合う出力電圧を電圧供給路の両端間に生成させることが可能になる。ここでの損失は、スイッチ手段のスイッチング動作に伴うものだけで、しかもそのスイッチング周波数は、指令電圧の情報が切替る時間よりも高くする必要はない。また、電圧レベルの高い電源に対応するスイッチ手段であるほど、スイッチングの頻度は少なくなるので、スイッチング損失は最小化される。よって、従来のドロッパー電源や降圧型コンバータよりも少ない損失で、高速に出力電圧を可変することが可能になる。

また、Ｎ個の電源の各電位は、２のべき乗すなわち１：２：４：…：２^Ｎ−１の比となっているので、指令電圧の情報に基づき各スイッチ手段を開閉するための切替信号を、切替制御手段によりディジタル的なビットパターンで生成すれば、アナログ的に変化する出力電圧を電圧供給路の両端間に生成させることが可能になる。

さらに、各々の容量が２のべき乗（２ ^０〜２ ^Ｎ−１）分の１の比である容量性素子でＮ個の電源を構成し、必要に応じてこれらの容量性素子に充電部からの充電電圧を印加すれば、Ｎ個の容量性素子の各電位を、２のべき乗すなわち１：２：４：…：２^Ｎ−１の比とすることができる。

本発明の請求項２では、電源の少なくとも一つを、その電位の調整が可能なアナログ制御電圧源またはスイッチング電源で構成することで、出力電圧のレベルが切替る最小ステップをより細かく制御することが可能になる。

以下、添付図面を参照しながら、本発明における可変電源装置について、好ましい実施例を説明する。

図１は、本発明の第１実施例における可変電源装置の回路図を示している。ここに示す可変電源装置は、負荷である通信機器用のパワーアンプＰに可変した出力電圧Ｖｏを供給するものとして、図示しない携帯電話の無線基地局内にパワーアンプＰと共に設置される。但し、こうしたパワーアンプＰ用に限定されず、出力電圧Ｖｏを高速に可変するあらゆる用途に適用できる。

同図において、１，２，３，４は、各々が電位の異なる直流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４を発生する電源である。ここでは説明の都合上、４個の電源１，２，３，４を提示しているが、その数については特に限定されない。またここでは、４個の電源１，２，３，４の各電位が、２のべき乗すなわち１：２：４：８の比となるように、それぞれの直流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４が設定されている。具体的には、電源１の直流電圧Ｖ１を最小ステップの電圧レベルＶとして、電源２の直流電圧Ｖ２は電圧Ｖの２倍であり、電源３の直流電圧Ｖ３は電圧Ｖの４倍であり、電源４の直流電圧Ｖ４は電圧Ｖの８倍である（Ｖ１＝１×Ｖ，Ｖ２＝２×Ｖ，Ｖ３＝４×Ｖ，Ｖ４＝８×Ｖ）。

電源１には、対をなす開閉スイッチ１１ａ，１１ｂからなるスイッチ手段１１が設けられる。一方の開閉スイッチ１１ａは電源１との直列回路をなし、この直列回路の両端間に他方の開閉スイッチ１１ｂを接続して、第１の電源供給回路１２を構成している。

電源２には、対をなす開閉スイッチ２１ａ，２１ｂからなるスイッチ手段２１が設けられる。一方の開閉スイッチ２１ａは電源２との直列回路をなし、この直列回路の両端間に他方の開閉スイッチ２１ｂを接続して、第２の電源供給回路２２を構成している。

電源３には、対をなす開閉スイッチ３１ａ，３１ｂからなるスイッチ手段３１が設けられる。一方の開閉スイッチ３１ａは電源３との直列回路をなし、この直列回路の両端間に他方の開閉スイッチ３１ｂを接続して、第３の電源供給回路３２を構成している。

電源４には、対をなす開閉スイッチ４１ａ，４１ｂからなるスイッチ手段４１が設けられる。一方の開閉スイッチ４１ａは電源４との直列回路をなし、この直列回路の両端間に他方の開閉スイッチ４１ｂを接続して、第４の電源供給回路４２を構成している。

つまり、ここでの電源供給回路１２，２２，３２，４２は、電源１，２，３，４の直流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４が異なる以外は、何れも同一の回路構成を有し、これらの電源供給回路１２，２２，３２，４２を直列に接続することで、その両端間に所望の出力電圧Ｖｏを生成する電圧供給路５１が形成される。なお、５２は出力電圧Ｖｏを平滑化する出力コンデンサである。

スイッチ手段１１，２１，３１，４１を構成する一方の開閉スイッチ１１ａ，２１ａ，３１ａ，４１ａと、他方の開閉スイッチ１１ｂ，２１ｂ，３１ｂ，４１ｂは、何れも高速動作が可能なＦＥＴなどの半導体スイッチ素子が用いられる。勿論、それ以外の各種スイッチ素子を用いても構わない。

６１は、前記パワーアンプＰからの指令電圧の情報を受けて、この指令電圧に比例した出力電圧Ｖｏが前記電圧供給路５１の両端間に生成されるように、前記スイッチ手段１１，２１，３１，４１の各々に切替信号を送出する切替制御手段である。ここでは、パワーアンプＰへの入力信号の包絡線に従って、当該パワーアンプＰが、適切な出力電圧Ｖｏを生成できるような指令電圧の情報を切替制御手段６１に時々刻々と出力する。各スイッチ手段１１，２１，３１，４１は、切替制御手段６１からの切替信号によってそれぞれが独自に動作するが、例えばスイッチ手段１１において、対をなす開閉スイッチ１１ａ，１１ｂは、その一方がオンして閉状態になると、他方はオフして開状態となり、また電源１の両端間が短絡するのを防ぐために、開閉スイッチ１１ａ，１１ｂが共にオンしないような切替信号が与えられる。これは他のスイッチ手段２１，３１，４１に与えられる各切替信号についても、同じことがいえる。これにより、電源１，２，３，４のそれぞれは、一方の開閉スイッチ１１ａ，２１ａ，３１ａ，４１ａがオン，他方の開閉スイッチ１１ｂ，２１ｂ，３１ｂ，４１ｂがオフの状態で、電圧供給路５１に挿入接続され、一方の開閉スイッチ１１ａ，２１ａ，３１ａ，４１ａがオフ，他方の開閉スイッチ１１ｂ，２１ｂ，３１ｂ，４１ｂがオンの状態で、電圧供給路５１から切離されるようになっている。

次に、上記構成についてその作用を説明する。パワーアンプＰへの入力信号の包絡線レベルが変動するのに伴い、当該パワーアンプＰからシステムとして最適な効率が得られるような出力電圧Ｖｏに見合う指令電圧の情報が、切替制御手段６１に送出される。このアナログ指令値である指令電圧の情報は、切替制御手段６１によって、各スイッチ手段１１，２１，３１，４１の動作を決定する「０」または「１」のディジタル切替信号に変換される。ここで各スイッチ手段１１，２１，３１，４１において、一方の開閉スイッチ１１ａ，２１ａ，３１ａ，４１ａがオフ（オープン），他方の開閉スイッチ１１ｂ，２１ｂ，３１ｂ，４１ｂがオン（クローズ）になる場合を「０」とし、一方の開閉スイッチ１１ａ，２１ａ，３１ａ，４１ａがオン，他方の開閉スイッチ１１ｂ，２１ｂ，３１ｂ，４１ｂがオフになる場合を「１」として、切替制御手段６１から各スイッチ手段１１，２１，３１，４１に切替信号が与えられるとすると、パワーアンプＰに供給される出力電圧Ｖｏは、最小ステップの電圧レベルをＶとして、次の表のようになる。

このように、パワーアンプＰからの指令電圧の情報を受けて、その指令電圧に比例した出力電圧Ｖｏが、電圧供給路５１の両端間に発生するように、切替制御手段６１が各スイッチ手段１１，２１，３１，４１に切替信号を供給することで、パワーアンプＰへの出力電圧Ｖｏを、電源１の直流電圧Ｖ１に相当する最小ステップの電圧レベルＶ毎に、高速に可変することが可能になる。

図２は、実際のディジタル切替信号と出力電圧Ｖｏの遷移を示している。上段の波形図は、各スイッチ手段１１，２１，３１，４１に供給されるディジタル切替信号を示し、パルスの立上がりが「１」に相当し、パルスの立下がり「０」に相当する。また、下段は出力電圧Ｖｏを示している。スイッチ手段１１に関し、当該ディジタル切替信号を分岐して、その他方に反転器を設けることで、一方の開閉スイッチ１１ａと、他方の開閉スイッチ１１ｂに、お互いが反転する切替信号を供給できる。これは、他のスイッチ手段２１，３１，４１についても同じことがいえる。ここでは、各スイッチ手段１１，２１，３１，４１に供給する各ディジタル切替信号を適宜切替えることで、出力電圧Ｖｏを例えば直流６Ｖ〜１８Ｖの範囲（この例では、最小ステップの電圧レベルＶが２ボルト）で高速に可変させることができる。

因みに、各スイッチ手段１１，２１，３１，４１のオン，オフ切替えの際には、スイッチング損失が発生するが、図２の波形図に示すように、低い電圧レベルの電源（例えば電源１）に対応するスイッチ手段１１であるほど、スイッチングの頻度が多くなり、逆に高い電圧レベルの電源（例えば、電源４）に対応するスイッチ手段４１であるほど、スイッチングの頻度が少なくなるので、可変電源装置としてのスイッチング損失は最小化される。

図３は、図１の別な変形例を示したものである。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、同一箇所の説明は重複を避けるため極力省略する。

ここでは、前記電源１，２，３，４として、充放電可能な容量性素子であるコンデンサ７１，７２，７３，７４が各々設けられる。ここでは、各コンデンサ７１，７２，７３，７４の静電容量（キャパシタンス）が、２のべき乗分の１すなわち１：１／２：１／４：１／８の比となるように設定されている。具体的には、基準となるコンデンサ７１のキャパシタンスＣ１をＣとすると、コンデンサ７２のキャパシタンスＣ２は、コンデンサ７１のキャパシタンスＣの１／２となり、コンデンサ７３のキャパシタンスＣ３は、コンデンサ７１のキャパシタンスＣの１／４となり、コンデンサ７４のキャパシタンスＣ４は、コンデンサ７１のキャパシタンスＣの１／８となる（Ｃ１＝１×Ｃ，Ｃ２＝Ｃ／２，Ｃ３＝Ｃ／４，Ｃ４＝Ｃ／８）。

また、これらのコンデンサ７１，７２，７３，７４を適宜タイミングで充電する充電部８１として、直流電圧Ｖinを発生する電源８２と、この電源８２に直列接続される入力スイッチ手段８３がそれぞれ設けられる。充電部８１は、その一端が開閉スイッチ４１ａを介して電圧供給路５１の一端に接続されると共に、その他端が電圧供給路５１の他端に接続される。なお、充電部８１の一端を直接電圧供給路５１の一端に接続してもよい。入力スイッチ手段８３は、他のスイッチ手段１１，２１，３１，４１と同様に、ここでは図示しない切替制御手段６１からの切替信号を受けて、オン（クローズ）またはオフ（オープン）の何れかにスイッチング動作するようになっている。

そしてここでは、入力スイッチ手段８３と、開閉スイッチ３１ａ，２１ａ，１１ａをオンにし、開閉スイッチ４１ａ，４１ｂ，３１ｂ，２１ｂ，１１ｂをオフにする充電モードに移行すると、コンデンサ７１，７２，７３，７４の直列回路が電源８２の両端間に接続され、コンデンサ７１の両端間の電圧はＶin／１５となり、コンデンサ７２の両端間の電圧は２Ｖin／１５となり、コンデンサ７３の両端間の電圧は４Ｖin／１５となり、コンデンサ７４の両端間の電圧は８Ｖin／１５となる。したがって、上述のような比でキャパシタンスＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４を設定すれば、コンデンサ７１，７２，７３，７４の各電位が、２のべき乗すなわち１：２：４：８の比となる。また、このときのコンデンサ７１の両端間に発生する電圧は不変である。この充電モードは、パワーアンプＰから出力電圧Ｖｏの供給を要求しない信号が切替制御手段６１に出力された時に、当該切替制御手段６１からの切替信号に基づいて実行されるのが好ましい。

一方、上記充電モード以外では、図１の実施例と同様に、パワーアンプＰからの指令電圧の情報を受けて、その指令電圧に比例した出力電圧Ｖｏが、電圧供給路５１の両端間に発生するように、切替制御手段６１が各スイッチ手段１１，２１，３１，４１に切替信号を供給する。このとき、入力スイッチ手段８３はオフ状態となり、充電部８１は電圧供給路５１から切り離される。その他の構成や動作については、図１の回路図と共通している。

このように本実施例では、各々が電位の異なる直流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４を発生するＮ個（Ｎは２以上の自然数）の電源１，２，３，４と、前記Ｎ個の電源１，２，３，４にそれぞれ設けられ、切替制御手段６１から与えられる切替信号により、対応する電源１，２，３，４を電圧供給路５１に挿入接続し、若しくはこの電圧供給路５１から切離すＮ個のスイッチ手段１１，２１，３１，４１と、例えばパワーアンプＰなどからの指令電圧の情報を受けて、この指令電圧に見合う出力電圧Ｖｏが電圧供給路５１の両端間に生成されるように、スイッチ手段１１，２１，３１，４１の各々に切替信号を送出する切替制御手段６１と、を備えている。

この場合、それぞれが異なる電位の直流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４を発生するＮ個の電源１，２，３，４を予め用意し、パワーアンプＰからの指令電圧の情報を受ける毎に、切替制御手段６１がＮ個の電源１，２，３，４のそれぞれに設けたスイッチ手段１１，２１，３１，４１をスイッチング動作させて、電圧供給路５１中に０〜Ｎ個の電源を選択的に直列接続することで、指令電圧に見合う出力電圧Ｖｏを電圧供給路５１の両端間に生成させることが可能になる。ここでの損失は、スイッチ手段１１，２１，３１，４１のスイッチング動作に伴うものだけで、しかもそのスイッチング周波数は、指令電圧の情報が切替る時間よりも高くする必要はない。また、電圧レベルの高い例えば電源４に対応するスイッチ手段４１であるほど、スイッチングの頻度は少なくなるので、スイッチング損失は最小化される。よって、従来のドロッパー電源や降圧型コンバータよりも少ない損失で、高速に出力電圧Ｖｏを可変することが可能になる。

また、Ｎ個の電源１，２，３，４の各電位は、２のべき乗すなわち１：２：４：…：２^Ｎ−１の比となっているので、指令電圧の情報に基づき各スイッチ手段１１，２１，３１，４１を開閉するための切替信号を、切替制御手段６１によりディジタル的なビットパターンで生成すれば、アナログ的に変化する出力電圧Ｖｏを電圧供給路５１の両端間に生成させることが可能になる。

また、上記変形例では充電部８１をさらに備え、Ｎ個の電源１，２，３，４は、各々の容量が２のべき乗（２ ^０〜２ ^Ｎ−１）分の１の比である容量性素子としてのコンデンサ７１，７２，７３，７４で構成され、充電部８１は、コンデンサ７１，７２，７３，７４を充電するための切替スイッチ手段としての入力スイッチ手段８３が設けられている。このように、各々の容量が２のべき乗（２ ^０〜２ ^Ｎ−１）分の１の比であるコンデンサ７１，７２，７３，７４でＮ個の電源１，２，３，４を構成し、必要に応じてこれらのコンデンサ７１，７２，７３，７４に充電部８１から充電電圧を印加すれば、Ｎ個のコンデンサ７１，７２，７３，７４の各電位を、２のべき乗乗すなわち１：２：４：…：２^Ｎ−１の比とすることができる。

なお、上記実施例では、電源１，２，３，４の少なくとも一つを、アナログ制御電圧源またはスイッチング電源で構成してもよい。つまり、電源１，２，３，４の少なくとも一つを、その電位の調整が可能なアナログ制御電圧源またはスイッチング電源で構成することで、出力電圧Ｖｏのレベルが切替る最小ステップＶをより細かく制御することが可能になる。

なお、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更可能である。例えば電源１，２，３，４として、一次電池や二次電池を用いてもよい。またスイッチ手段１１，２１，３１，４１によって、対応する各電源１，２，３，４を電圧供給路５１に挿入接続し、または電圧供給路５１から切離すことができれば、どのような回路構成であっても構わない。

本発明の好ましい一実施例における可変電源装置の回路図である。同上、切替信号と出力電圧の遷移を示す波形図である。同上、図１の変形例を示す可変電源装置の回路図である。

１，２，３，４電源
１１，２１，３１，４１スイッチ手段
５１電圧供給路
６１切替制御手段
７１，７２，７３，７４コンデンサ（容量性素子）
８１充電部
８３入力スイッチ手段（切替スイッチ手段）

Claims

各々が電位の異なる直流電圧を発生するＮ個（Ｎは２以上の自然数）の電源と、
前記Ｎ個の電源にそれぞれ設けられ、切替信号により対応する前記電源を電圧供給路に挿入接続し、若しくは前記電圧供給路から切離すスイッチ手段と、
指令電圧の情報を受けて、この指令電圧に見合う出力電圧が前記電圧供給路の両端間に生成されるように、前記スイッチ手段の各々に前記切替信号を送出する切替制御手段と、
充電部と、を備え、
前記Ｎ個の電源の各電位は、２のべき乗（２ ^０〜２ ^Ｎ−１）の比であり、
前記Ｎ個の電源は、各々の容量が２のべき乗（２ ^０〜２ ^Ｎ−１）分の１の比である容量性素子で構成され、
前記充電部は、前記容量性素子を充電するための切替スイッチ手段が設けられていることを特徴とする可変電源装置。
前記電源の少なくとも一つは、アナログ制御電圧源またはスイッチング電源であることを特徴とする請求項１記載の可変電源装置。