JP5537091B2 - 電力変換装置およびこれを用いた前照灯と車両 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ電源を受けてコイルとスイッチ素子を介して負荷へＤＣ出力を供給する電力変換装置およびこれを用いた前照灯と車両に関するものである。

近年、さまざまな商品のグローバル化が広がり、電力変換装置の分野においても同様の傾向にある。これにより、各国の電源電圧に対応する必要が生じている。また、同時に負荷も多様化している。特にＬＥＤ点灯装置の分野では、その傾向が顕著である。同一のＬＥＤを用いる場合であっても、複数のＬＥＤの接続形態（直列／並列／直並列）により、トータルの順電圧Ｖｆや順電流Ｉｆが大きく異なり、幅広い出力電圧や出力電流への対応が求められている。たとえば、直列接続されたＬＥＤを定電流制御にて点灯させるＬＥＤ点灯装置では、直列接続されたＬＥＤの個数が異なる毎にＬＥＤ点灯装置の品番が存在する。

このような事情により、負荷を検知して自動的に出力を切替える電力変換装置が求められるが、さまざまな負荷があるために判別が非常に困難である。そこで、出力のＬＥＤ個数（出力電圧、出力電力）に応じて手動設定により制御を切替えることにより、異なる定格出力に対応する複数のＬＥＤ点灯装置を同一の基板を用いて実現する回路がある。

図２３に従来例の回路構成を示す。バッテリから供給される直流電圧を、光源となるＬＥＤ４を点灯させることの出来る電圧へＤＣ／ＤＣコンバータ２で昇降圧する。本例ではＤＣ／ＤＣコンバータ２の例としてフライバック回路を用いている。フライバック回路は、トランスＴ１、スイッチ素子ＳＷ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２から構成されている。平滑コンデンサＣ２の電圧を光源となるＬＥＤ４へ印加することで点灯させている。

本例のＬＥＤ点灯装置は、ＬＥＤ４を定電流制御により点灯させており、その制御にマイコン１０を用いている。ＬＥＤ４の負荷電圧と負荷電流の値を、検出回路３の抵抗Ｒ１〜Ｒ３を用いて検出し、電圧検出回路７及び電流検出回路８を介してマイコン１０に入力する。マイコン１０はそれらを平均化処理部１１と１２でそれぞれ平均化する。

ＬＥＤ電流については、平均化した検出電流値とランプ電流指令値設定部１４に有するＬＥＤ電流指令値を比較演算部１３により比較して同一となるように、一次側電流指令値Ｉｃを出力する。ＬＥＤ電圧については、平均化した検出電圧値とランプ電圧上下限設定部１６の設定値を比較して動作停止判断部１５によりゲート１８の開閉を制御する。動作許可時にはドライブ回路５に対してＯＮ信号発生部１９より周期的なＯＮ信号を出力するが、動作停止時にはＯＮ信号を遮断する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２への駆動信号は、マイコン１０よりのＯＮ信号を受けてドライブ回路５の出力がＨｉｇｈとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２の１次側電流検出値Ｉｄとマイコン１０よりの１次側電流指令値Ｉｃの比較によりドライブ回路５の出力をＬｏｗとするタイミングを決定している。以上の構成によりＬＥＤ４の定電流制御を実現している。

図２３の負荷は５個のＬＥＤの直列接続とした。定電流制御であれば、図２４に示すように、個数の違うＬＥＤ４ａ，４ｂ，４ｃを点灯させる際にも利用可能である。しかし、接続されるＬＥＤの個数によっては、ランプ電圧上下限設定部１６の設定範囲を越えるために動作停止してしまうことがある。逆に、ランプ電圧上下限設定部１６そのものを削除すると、ＬＥＤ４の異常（開放または短絡など）を検出することができなくなる。そこで、抵抗Ｒ４，Ｒ４’、Ｒ５，Ｒ５’、Ｒ６，Ｒ６’を用いてマイコン１０の２値入力判別ポートをＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替えることにより、負荷のＬＥＤ４の直列個数をマイコン１０へ認識させて、それに応じてランプ電圧の上下限を設定している。これにより共通の回路基板を用いて、異なる負荷へ対応可能な点灯装置を実現することを可能としている。

なお、特許文献１や特許文献２によれば、ランプ電力の異なる複数種の光源を適正に点灯させることができる光源点灯装置をＤＣ−ＤＣコンバータの制御により実現する技術が提案されているが、コイルの巻数を変更するものではなかった。

特開２００１−２３００８９号公報 特開２００１−２１０４９０号公報

従来の技術では、対応する負荷の定格電圧に応じて、トランスの１次側電流と２次側電流の波形は図２５のように異なった波形となる。ここでは、トランスＴ１の巻数比が１：３、出力電流は０．７Ａ、電源電圧は１２Ｖの状態で出力電圧を２４Ｖ、３６Ｖ、４８Ｖに対応した３種の点灯装置を同一基板を用いて実現した場合を考慮している。一般にトランスはデューティを５０％で駆動した場合の効率が最も高いが、デューティは上記の４値で定まるため、出力電圧に応じて点灯装置の効率が変化してしまう。また、制御方式を電流臨界モードとした場合、トランスに流れる電流の不連続な点が無くなり、効率は向上するが、図２６のような波形となり、同様の理由で出力電圧に応じて効率が変化してしまう。

近年は点灯装置の小型化が進み、点灯装置の温度上昇幅が拡大してきている。効率の悪化が温度上昇につながり、それが更に効率の悪化につながるといった悪循環に陥り、点灯装置が破壊してしまうという問題が発生する。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、電力変換装置のスイッチング動作を電源電圧や負荷電圧によらず高効率な状態とすることにより、異なる負荷、異なる電源による回路効率の変化を抑制し、高効率で動作可能な電力変換装置を内部構成を共通化して実現することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１、図２、図５、図６、図７（ｂ）に示すように、ＤＣ電源を受けコイルとスイッチ素子ＳＷ１を介して負荷へＤＣ出力を供給する電力変換装置において、前記コイルの両端同士以外の少なくとも２点が短絡手段（抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９あるいは抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２）により接続可能となっており、前記少なくとも２点のうちの１点は、前記短絡手段の一端に接続され、前記短絡手段の他端が前記ＤＣ電源、前記スイッチ素子ＳＷ１もしくは前記負荷と接続され、前記負荷への出力電圧を検出する検出部（３，７）を有し、所定のスイッチング条件で前記スイッチ素子ＳＷ１を駆動した際の前記出力電圧の値（図７（ｃ）の時刻ｔ１の値）により前記短絡手段の接続状態を検知することを特徴とするものである。

本願の別の第１発明は、上記の課題を解決するために、図１、図５に示すように、ＤＣ電源を受けコイルＴ１とスイッチ素子ＳＷ１を介して負荷へＤＣ出力を供給する電力変換装置において、前記コイルＴ１の両端以外の少なくとも２点が短絡手段（抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９あるいは抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２）により接続可能となっており、前記少なくとも２点が異なる複数の短絡手段（抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９あるいは抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２）の一端に接続され、前記複数の短絡手段の他端が接続され、前記コイルは前記ＤＣ電源もしくは負荷と少なくとも前記短絡された他端を介して接続されることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の電力変換装置において、図１、図５に示すように、前記コイルは変圧器を構成し、前記短絡手段（抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９あるいは抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２）により前記変圧器の変圧比を変更することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載の電力変換装置において、図１に示すように、前記短絡手段（抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９）は、前記変圧器の巻数の多い側の巻数を変更することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置において、図１９に示すように、回路部品を搭載した３層以上の回路基板を有し、前記コイルの巻線は、図２０に示すように、前記回路基板と一体化した構成であり、前記短絡手段（０Ω抵抗）は前記回路基板の表層に形成された前記コイルの巻数を変更することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項２〜４のいずれかに記載の電力変換装置において、前記短絡手段を前記負荷に応じて接続し、図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、前記負荷の定格条件において電源電圧に対する出力電圧の比率が大きいほど昇圧比を大きくすることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置において、前記短絡手段を前記負荷に応じて接続し、図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、前記ＤＣ電源と前記ＤＣ出力の定格付近において前記スイッチ素子のデューティが５０％に近くなるように前記短絡手段を接続することを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置において、図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、前記スイッチ素子と前記コイルの一次巻線とは、直列回路を形成し、前記スイッチ素子は前記コイルの二次巻線の電磁エネルギー放出完了時にオンとなる電流臨界モードにて駆動されることを特徴とする。

本願の別の第２発明は、本願の別の第１発明に記載の電力変換装置において、図２または図６に示すように、負荷への出力電圧及び／又は出力電流を検出する検出部（３，７，８）を有し、図７（ｂ）に示すように、所定の条件で前記スイッチ素子ＳＷ１を駆動した際の出力電圧及び／又は出力電流の値（図７（ｃ）の時刻ｔ１の値）により前記短絡手段の接続状態を検知することを特徴とする。

請求項８の発明は、請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換装置において、前記検出部による前記短絡手段の接続状態の検知は、図７（ｂ），（ｃ）に示すように、電力変換動作の開始時に行うことを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の電力変換装置において、不揮発性の記憶装置（例えばＥＥＰＲＯＭ）を有し、図９に示すように、前記記憶装置に前記短絡手段の状態が記憶されていない場合には、前記短絡手段の接続状態を検知して、その結果を前記記憶装置に記憶させ、前記記憶装置に前記短絡手段の接続状態が記憶されている場合には、その記憶されている接続状態に応じて、前記負荷へ出力を供給する前記スイッチ素子の駆動条件を設定することを特徴とする。

請求項１０の発明は、請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置において、図２、図６、図１２、図２４に示すように、前記負荷が半導体光源であることを特徴とする。

請求項１１の発明は、前記負荷が車両用の前照灯であり、請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置を具備したことを特徴とする前照灯である（図２１）。

請求項１２の発明は、請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置もしくは請求項１１記載の前照灯を搭載した車両である（図２２）。

本発明によれば、接続される負荷に応じて、ジャンパや０Ω抵抗のような短絡手段を用いてコイルのインダクタンス値を変更することにより、電力変換装置のスイッチング動作を負荷状態によらず高効率な状態とすることができる。これにより、異なる負荷接続による回路効率の変化を抑制し、高効率で動作可能な電力変換装置を内部構成を共通化して実現することが可能となる。

本発明の実施形態１の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態１に用いる基板の構成を示す斜視図である。 本発明の実施形態２の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２の全体構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２の動作波形図である。 本発明の実施形態２の動作波形図である。 本発明の実施形態２の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施形態２の一変形例の動作波形図である。 本発明の実施形態３の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３の全体構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３の一変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態３の他の変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態３の別の変形例を示す回路図である。 本発明の実施形態４に用いるトランスの斜視図である。 本発明の実施形態４の端子部を拡大して示す斜視図である。 本発明の実施形態４の端子部を拡大して示す斜視図である。 本発明の実施形態５に用いる基板の構成を示す斜視図である。 本発明の実施形態５に用いるトランスの巻線構造を示す説明図である。 本発明の実施形態６の車両用前照灯の断面図である。 本発明の実施形態７の車両の配線状況を示す説明図である。 従来例の電力変換装置の全体構成を示す回路図である。 従来例または本発明の負荷となる半導体光源の回路図である。 従来例を不連続モードで動作させたときの動作波形図である。 従来例を電流臨界モードで動作させたときの動作波形図である。

（実施形態１）
本発明の実施形態１の回路構成を図１と図２に示す。図１は要部構成、図２は全体構成を示している。図２に示す点灯装置１の入力接続部には、車載用バッテリ等の入力直流電源が接続されている。端子ＧＮＤはグランドに接続されており、端子ＥはＬｏｗビームスイッチ電源、つまりＬｏｗビームスイッチをＯＮしたときに給電される直流電源に接続されている。点灯装置１の出力接続部には、負荷である光源としてのＬＥＤ４が接続されている。ここでは、ＬＥＤ４は複数個の発光ダイオードを直列接続した回路であり、後述の図２１に示すように、車の前照灯に搭載されて、図２２に示すように、すれ違いビームなどに用いられる。

点灯装置１の入力接続部には、コンデンサＣ１が並列接続されている。コンデンサＣ１には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の入力端子が接続されている。点灯装置の出力接続部には、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力端子が検出回路３を介して接続されている。検出回路３は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧回路によりＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧を検出し、オペアンプ等よりなる電圧検出回路７を介してマイコン１０に伝達する。また、抵抗Ｒ３によりＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電流を検出し、オペアンプ等よりなる電流検出回路８を介してマイコン１０に伝達する。マイコン１０はＡ／Ｄ変換入力端子を備えており、電圧検出回路７、電流検出回路８から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して取り込む。取り込まれたデジタル信号は平均化処理部１１、１２により平均化される。マイコン１０の詳細は後述する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２の詳細な構成を図１に示す。入力コンデンサＣ１には、トランスＴ１の１次巻線ＴＰ１とスイッチ素子ＳＷ１の直列回路が接続されている。スイッチ素子ＳＷ１はＭＯＳＦＥＴ等よりなり、制御信号に応じて高周波でＯＮ／ＯＦＦ制御される。トランスＴ１の２次巻線ＴＳ１には、ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２が接続されている。トランスＴ１の１次巻線ＴＰ１と２次巻線ＴＳ１の巻き方向は黒丸で図示したように設定されている。このため、スイッチ素子ＳＷ１がＯＮのとき、ダイオードＤ１は逆阻止状態となる。１次側電流（スイッチ素子ＳＷ１のドレイン電流）は直線的に上昇し、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチ素子ＳＷ１がＯＦＦすると、トランスＴ１の逆起電力によりダイオードＤ１は導通状態となり、トランスＴ１の蓄積エネルギーを出力コンデンサＣ２に放出する。

図１に示すように、トランスＴ１の２次巻線ＴＳ１には複数のタップが設けられており、抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９のいずれか１つを短絡し、他の２つを開放することにより、２次巻線ＴＳ１の巻数を３段階に設定することができる。図２では２次巻線ＴＳ１の巻数を設定した後の状態を図示している。

本実施形態では、スイッチ素子ＳＷ１としてＭＯＳＦＥＴを用いている。ＭＯＳＦＥＴはＯＮ状態において、ドレイン−ソース間抵抗がオーミック抵抗となることが知られている。このため、ＯＮ状態のスイッチ素子ＳＷ１のドレイン端子には、１次側電流（スイッチ素子ＳＷ１のドレイン電流）に比例する電圧が発生する。この電圧をオペアンプ等よりなる１次側電流検出回路６により検出し、１次側電流検出値Ｉｄとして出力する。

また、本実施形態の１次側電流検出回路６は、臨界電流モードの制御を実現するために、スイッチ素子ＳＷ１がＯＦＦ状態のときにも、スイッチ素子ＳＷ１のドレイン電圧を監視している。スイッチ素子ＳＷ１がＯＦＦ状態になると、トランスＴ１の蓄積エネルギーによりトランスＴ１の１次巻線ＴＰ１にも逆起電力が発生するので、スイッチ素子ＳＷ１のドレイン電圧は上昇する。このドレイン電圧が入力端子Ｅからの入力直流電圧よりも高い期間は、トランスＴ１の蓄積エネルギーの放出が続いている期間である。トランスＴ１の蓄積エネルギーの放出が終了し、トランスＴ１の逆起電力が無くなると、スイッチ素子ＳＷ１のドレイン電圧は入力端子Ｅからの入力直流電圧と同電位まで低下する。本実施形態の１次側電流検出回路６は、スイッチ素子ＳＷ１がＯＦＦ状態のときに、スイッチ素子ＳＷ１のドレイン電圧を監視して、ドレイン電圧が低下するタイミングを検出することにより、トランスＴ１の蓄積エネルギーの放出タイミングを判定し、２次側電流吐出し信号Ｉｅとしてマイコン１０に伝達する。

マイコン１０では、２次側電流吐出し信号を受信すると、ＯＮ信号発生部１７がＯＮ信号を出力する。動作停止判断部１５がゲート１８の信号通過を許可している場合には、ＯＮ信号によりドライブ回路５のフリップフロップＦＦをセットして、スイッチ素子ＳＷ１をＯＮ状態とする。マイコン１０は、ドライブ回路５のコンパレータＣＰに対して１次側電流指令値Ｉｃをアナログ信号として出力している。ＤＣ−ＤＣコンバータ２の１次側電流検出回路６により検出される１次側電流検出値Ｉｄが１次側電流指令値Ｉｃに達すると、ドライブ回路５のコンパレータＣＰの出力が反転し、フリップフロップＦＦをリセットして、スイッチ素子ＳＷ１をＯＦＦ状態とする。以下、同じ動作を繰り返すことにより、スイッチ素子ＳＷ１は高周波でＯＮ／ＯＦＦされる。

本実施形態では、スイッチ素子ＳＷ１を電流臨界モードにて制御するために、１次側電流検出回路６から２次側電流吐出し信号Ｉｅを出力させて、マイコン１０へ入力している点が従来例（図２３）とは異なっている。ここで、電流臨界モードとは、トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーが放出完了した時点でスイッチ素子ＳＷ１がオンするモードであり、効率が高い動作モードである。図２３の従来例におけるＯＮ信号発生部１９は、単なる自走式の高周波発振回路であり、スイッチ素子ＳＷ１を周期的にＯＮさせる信号を出力しているに過ぎない。これに対して、図２のＯＮ信号発生部１７は、１次側電流検出回路６から２次側電流吐出し信号Ｉｅを受けて、トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーが放出完了した時点でスイッチ素子ＳＷ１のＯＮ信号を出力する。

スイッチ素子ＳＷ１のＯＮ信号は、動作停止判断部１５がゲート１８の信号通過を許可している場合にドライブ回路５に伝達される。検出回路３の出力を受けて電圧検出回路７により検出され、平均化処理部１１により平均化されたランプ電圧が、ランプ電圧上下限設定部１６に設定された上限値よりも高くなると、動作停止判断部１５はゲート１８の信号通過を禁止する。これによりＤＣ−ＤＣコンバータ２は発振動作を休止し、出力コンデンサＣ２の電圧がランプ電圧上限値を越えないように制御している。出力コンデンサＣ２の電圧が低下して、ランプ電圧上下限設定部１６に設定された下限値よりもランプ電圧が低くなると、動作停止判断部１５はゲート１８の信号通過を許可する。これによりＤＣ−ＤＣコンバータ２は発振動作を再開し、出力コンデンサＣ２の電圧がランプ電圧下限値を下回らないように制御している。

また、検出回路３の出力を受けて電流検出回路８により検出され、平均化処理部１２により平均化されたランプ電流は、ランプ電流指令値設定部１４に予め設定されたランプ電流指令値と比較演算部１３により比較演算される。ランプ電流の検出値が指令値よりも小さい場合には、比較演算部１３は１次側電流指令値Ｉｃを増大させる。この場合、１次側電流検出値Ｉｄが１次側電流指令値Ｉｃのレベルに達するまでの時間が長くなるから、スイッチ素子ＳＷ１のＯＮ時間は増大する。反対に、ランプ電流の検出値が指令値よりも大きい場合には、比較演算部１３は１次側電流指令値Ｉｃを減少させる。この場合、１次側電流検出値Ｉｄが１次側電流指令値Ｉｃのレベルに達するまでの時間が短くなるから、スイッチ素子ＳＷ１のＯＮ時間は短縮される。これにより、ランプ電流の検出値がランプ電流指令値と一致するようにスイッチ素子ＳＷ１のＯＮ時間がＰＷＭ制御される。

マイコン１０の制御電源電圧は、三端子レギュレータ等の制御電源生成部９を介して供給されている。点灯装置１の入力電圧である車載用バッテリ等の電圧が変動しても制御電源生成部９の出力電圧は安定化されている。このマイコン１０の制御電源電圧を抵抗Ｒ４，Ｒ４’、Ｒ５，Ｒ５’、Ｒ６，Ｒ６’の分圧回路により分圧して、ランプ電圧上下限設定部１６に入力している。ランプ電圧上下限設定部１６の入力ポートはＨｉｇｈ又はＬｏｗの２値判別ポートである。何れか１つの入力ポートと、他の２つの入力ポートの状態を異ならせることにより、ランプ電圧を３段階に設定することができる。例えば、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６のいずれか１つを短絡し、他の２つを開放することにより、トランスＴ１の２次巻線ＴＳ１の設定に合わせてランプ電圧を設定できる。なお、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６を設定するためのジャンパと抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９を設定するためのジャンパを同一の部材で構成すれば、トランスＴ１の２次巻線ＴＳ１の設定と、ランプ電圧の設定とが不整合となることを防止できる。

本実施形態の構成を用いて、抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９のどれか一つを短絡する（その他は開放する）ことにより、フライバック回路に使用しているトランスＴ１の昇圧比を１：４、１：３、１：２のように変更することが可能となる。出力電圧が高い（出力電力が大きい）負荷を接続する点灯装置の場合ほど、昇圧比を大きくする。もしくは、（定格出力電圧／定格電源電圧）の比率が大きいほど、トランスＴ１の昇圧比を大きくすることにより、スイッチ素子ＳＷ１のＯＮデューティを５０％に近づけることが可能となる。

本実施形態では、定格電源電圧：１２Ｖ、出力電流：０．７Ａ、出力電圧２４Ｖの点灯装置の場合は昇圧比を１：２とし、定格電源電圧：１２Ｖ、出力電流：０．７Ａ、出力電圧３６Ｖの点灯装置の場合は昇圧比を１：３とし、定格電源電圧：１２Ｖ、出力電流：０．７Ａ、出力電圧４８Ｖの点灯装置の場合は昇圧比を１：４とする。この場合、昇圧比と巻数比は同値となり、昇圧比＝（定格出力電圧／定格電源電圧）の関係が成立する。

このように、抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９を乗せ換えることにより、図３に示すように、ＯＮデューティが５０％にて、負荷電圧が２４Ｖ，３６Ｖ，４８Ｖの負荷をいずれも電流臨界モードにて点灯することが可能となる。これにより、負荷に応じた効率の変化が少ない、高効率な点灯回路を、回路部品を共通化して実現することが可能となる。

定格電源電圧や定格出力電圧は、電源や出力の状態に応じてばらつきを有する。例えば車載用を例にとると、電源電圧Ｖｉｎはバッテリの電圧となるため、６Ｖ〜２０Ｖの範囲で変化すると言われている。また、出力電圧ＶｏｕｔもＬＥＤの順方向電圧がばらつくため、±３割程度はばらつくと考えないといけない。このため、常時デューティ５０％での駆動とすることは困難であるが、定格条件にてデューティがより５０％に近づくように昇圧比を設定することで、負荷に応じた効率の変化を最も少なくすることができる。

また、点灯装置が高温になった際等、点灯装置の破壊を防ぐために出力電力を低減する必要が発生することがある。このような場合、ＬＥＤは出力電力を低減しても出力電圧の変化が少なく、スイッチング条件の変化が少ないため、負荷をＬＥＤとすることにより、本発明の効果をより有効に活用できる。

図４に本実施形態の回路構成を搭載した回路基板を示す。トランスＴ１の２次巻線の分割部よりトランスＴ１の端子へと接続して、かつ、それぞれの端子をトランスＴ１の片側へ横方向に並べている。また、トランスＴ１が実装される基板上には、上述の端子列と平行に、抵抗Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９を設けている。

これにより、基板上の二次側の電流ループ（２次巻線ＴＳ１→ダイオードＤ１→出力コンデンサＣ２→２次巻線ＴＳ１）を短くすることが可能となり、回路効率を向上させ、かつ輻射ノイズを低減することが可能となる。

本実施形態では、トランスＴ１の２次巻線ＴＳ１を３分割した例を示したが、何分割にしても同様の効果を得ることができることは言うまでもない。

本実施形態では、出力電圧の情報（トランスＴ１の巻数比の情報）を抵抗Ｒ４，Ｒ４’、Ｒ５，Ｒ５’、Ｒ６，Ｒ６’にて検出しているが、マイコン内部やマイコン外部に設けたＥＥＰＲＯＭのような記憶素子に記憶させておいても同様の効果を得ることができることは言うまでもない。

本実施形態では、負荷をＬＥＤとした点灯装置として記載したが、負荷がハロゲンランプや放電灯であったり、もしくは他の機器が接続される（高い入力電圧が必要な機器を接続するためのコンバータとして使用する）場合にも同様の効果を得ることができることは言うまでもない。

本実施形態では、定格出力電圧が異なる場合について説明したが、定格電源電圧が異なる点灯装置を実現する場合（例えば、定格電源電圧が１２Ｖと２４Ｖと４８Ｖ等）にも同様の効果を得ることができることは言うまでもない。

（実施形態２）
本実施形態の回路構成を図５と図６に示す。図５は要部構成、図６は全体構成を示している。実施形態１と同じ構成には同一符号を付けることにより、本実施形態での説明を省略する。実施形態１と異なる点を以下に示す。

実施形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２のトランスＴ１の２次巻線ＴＳ１を３分割していたものを、本実施形態では、１次巻線ＴＰ１の３分割に変更している。１次側のスイッチ素子ＳＷ１とトランスＴ１の１次巻線ＴＰ１との接続を上述の３分割した点のいずれからも接続可能なように短絡手段（ジャンパ）として、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２を設けている。

本実施形態の構成を用いて、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２のどれか一つを短絡し、その他は開放することにより、フライバック回路の使用しているトランスＴ１の巻数比を２：８（すなわち１：４）、３：８、４：８（すなわち１：２）に変更することが可能となる。

出力電圧が高い（出力電力が大きい）負荷を接続する点灯装置の場合ほど巻数比を大きくする、もしくは、（出力電圧／電源電圧）の比率が大きいほど、トランスＴ１の巻数比を大きくすることにより、ＯＮデューティを５０％に近づけることが可能となり、負荷に応じた効率の変化の少ない、高効率な点灯回路を、回路部品を共通化して実現することが可能となる。

また、本実施形態では、負荷の出力電圧をマイコン１０へ伝えるための抵抗（Ｒ４、Ｒ４’、Ｒ５、Ｒ５’、Ｒ６、Ｒ６’）を削除している。代わりに、図７（ａ）に示すように、Ｌｏｗビームスイッチ電源を投入した時に、図７（ｂ）に示すように、所定のスイッチング条件にてスイッチ素子ＳＷ１を駆動する（図中の巻線状況検出処理）。これにより、図８（ｂ）のトランスＴ１の１次側電流波形に示すように、巻数（インダクタンス値）に応じて電流波形が変化し、出力側へ供給する電力が変化する。これにより、図７（ｃ）に示すように、ＬＥＤへの出力電圧の上昇の仕方は、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２の接続状態に応じて変化する。

マイコン１０は、図７（ｃ）の時刻ｔ１のタイミングで上記出力電圧値を検出することにより、トランスＴ１の１次側の抵抗Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２の接続状態（換言すれば出力の負荷電圧が何Ｖか）を検出することができ、それに応じてランプ電圧の上下限値を設定して制御することが可能となる。

以上のような制御を実施することにより、負荷の出力電圧をマイコン１０へ伝えるための抵抗（Ｒ４、Ｒ４’、Ｒ５、Ｒ５’、Ｒ６、Ｒ６’）を削除することが可能となり、さらなる点灯装置の低コスト化と小型化を実現することが可能となる。また、一度動作させることにより回路定数（インダクタンス値等）のばらつきを検出することも可能であり、それにより最適な制御を行うことも可能である。

本実施形態にて示した巻線状況の検出処理は、２次巻線の巻数をジャンパ手段により変更する実施形態１の場合に適用しても同様の効果を得ることが出来ることは言うまでもない。

本実施形態では、負荷電圧の検出を所定時刻ｔ１の電圧値にて判断したが、出力電圧の傾きを検出したり、あるいは第１の時刻から第２の時刻までの電圧の変化幅等々で判断しても同様の効果を得ることができることは言うまでもない。

本実施形態ではトランスＴ１の１次巻線ＴＰ１を３分割しているが、何分割にしても同様の効果を得ることができることは言うまでもない。

（実施形態２’）
図９は実施形態２の一変形例の動作説明のためのフローチャートである。上述の実施形態２では、図７に示すように、Ｌｏｗビームスイッチ電源が入力されるたびに巻線状況の検出処理を行っている。巻線状況の検出処理は昇圧比によらず不連続動作（図２５参照）となるように設定しているため、大きな出力に設定することはできない。このため、図７（ｄ）に示したように、ＬＥＤへの出力電流の立ち上がりが遅くなる。そこで、記憶装置（ＥＥＰＲＯＭや、マイコンに内蔵されているフラッシュＲＯＭ等）を利用して、動作開始時に記憶装置に負荷定格電圧が記憶されている場合はそれに応じて制御し、記憶装置に負荷定格電圧が記憶されていない場合は巻線状況の検出処理を行って、記億装置に記憶させた後に巻線状況に応じた定電流制御を行う。動作開始時のフローを図９に示す。

これにより、図１０（ｄ），（ｅ）に示したように、一度負荷定格電圧を検出した後は、図１０（ｂ），（ｃ）に示したように、Ｌｏｗビームスイッチ電源が入力されれば即座に定電流制御を開始することができる。したがって、Ｌｏｗビームスイッチ電源が入力されるたびの遅れ時間を防止することが可能となる。

（実施形態３）
本発明の実施形態３の回路構成を図１１と図１２に示す。図１１は要部構成、図１２は全体構成を示している。実施形態１と同じ構成には同一符号を付けることにより、本実施形態での説明を省略する。実施形態１と異なる点を以下に示す。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２に、オートトランス方式の昇圧回路を用いている。オートトランスＴ１の２次側コイルＴＳ１の一部を短絡するジャンパＪＭＰ１を設けている。ジャンパＪＭＰ１の有無をマイコン１０へ伝えるための抵抗Ｒ４、Ｒ４’、Ｒ５、Ｒ５’、Ｒ６、Ｒ６’を抵抗Ｒ１３，Ｒ１３’、Ｒ１４，Ｒ１４’に変更している。なお、ジャンパＪＭＰ１を短絡するときはジャンパＪＭＰ２を開放し、ジャンパＪＭＰ１を開放するときはジャンパＪＭＰ２を短絡する。

本構成を用いて、ジャンパＪＭＰ１、ＪＭＰ２の有無を変更することにより、オートトランス回路の昇圧比を変更することが可能となる。出力電圧が高い（出力電力が大きい）場合の昇圧比を大きくする、もしくは（出力電圧／電源電圧）の比率が大きいほど、オートトランス回路の昇圧比を大きくすることにより、負荷の電圧に応じた効率の変化の少ない高効率な点灯回路を、回路部品を共通化して実現することが可能となる。

本実施形態ではオートトランス方式の昇圧回路を用いたが、図１３に示した昇圧チョッパ回路、図１４に示した降圧チョッパ回路、もしくはその他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路（ＳＥＰＩＣ、Ｃｕｋ等）においてもジャンパＪＭＰ１，ＪＭＰ２によりコイルのインダクタンス値を切り替えることにより、同様の効果を得ることができることは言うまでもない。

また、図１５に示すような昇降圧タイプの電子バラストのＤＣ／ＤＣコンバータ部にも用いることができることは言うまでもない。図１５の回路では、商用交流電源Ｖｓをフィルタ回路（コンデンサＣｆ、ラインフィルタＬＦ、インダクタＬｏ、コンデンサＣｏ）を介してダイオードブリッジＤＢにより全波整流した脈流電圧を前段の昇圧チョッパ部（図１３と同等の構成）により力率改善しながら昇圧し、後段の降圧チョッパ部（図１４と同等の構成）によりＬＥＤ４の定格電圧に適合する直流電圧まで降圧するように動作する。

図１５の昇圧チョッパ部の動作は周知であり、スイッチ素子ＳＷ１がＯＮのとき、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積され、スイッチ素子ＳＷ１がＯＦＦのとき、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによる起電力がダイオードブリッジＤＢの出力電圧と重畳されて、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２に昇圧された直流電圧が充電される。商用交流電源Ｖｓは１００Ｖとは限らず、国によっては２２０Ｖということもあるが、本発明の構成によりインダクタＬ１の巻数を設定することにより最も効率の良い電力変換が可能となる。具体的には、図１３に例示したようにジャンパＪＭＰ１，ＪＭＰ２の一方を短絡し、他方を開放すれば良い。

図１５の降圧チョッパ部の動作も周知であり、スイッチ素子ＳＷ２がＯＮのとき、平滑コンデンサＣ２からスイッチ素子ＳＷ２、インダクタＬ２を介して出力コンデンサＣ３が充電され、スイッチ素子ＳＷ２がＯＦＦのとき、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによる回生電流がダイオードＤ２を介して出力コンデンサＣ３に放出される。ＬＥＤ４の定格電圧はＬＥＤの種類や接続個数に応じて異なるが、本発明の構成によりインダクタＬ２の巻数を設定することにより最も効率の良い電力変換が可能となる。具体的には、図１４に例示したようにジャンパＪＭＰ１，ＪＭＰ２の一方を短絡し、他方を開放すれば良い。

（実施形態４）
図１６に昇圧比を抵抗の実装により変更することを可能としたトランスＴ１の外観を例示する。図１７は端子部の拡大図である。図中、２０は端子台、２１、２２、２３は端子である。０Ωのチップ抵抗を表面実装するか否かを選択することにより、トランスＴ１の巻数を設定できる。また、図１８に示すように、ジャンパＪＭＰの装着の有無により昇圧比を変更可能としても良い。本実施形態のトランスを用いることにより、容易に昇圧比を変更でき、電源電圧や負荷電圧によらず高効率な点灯回路を、回路部品を共通化して実現することが可能となる。

（実施形態５）
図１９にトランスの巻線をシート型とし、回路部品の実装基板と一体化した電力変換装置の例を示す。本実施形態のトランス部の各層構成を図２０に示す。

図２０において、（ａ）は第１層（表層）、（ｂ）は第２層（内層）、（ｃ）は第３層（内層）、（ｄ）は第４層（表層）の構成を示している。第１層と第４層の銅箔は、第１の貫通導体により接続されて１次巻線ＴＰ１を構成している。第２層と第３層の銅箔は、第２の貫通導体により接続されて２次巻線ＴＳ１を構成している。これら４層の基板を重ね合わせて、２分割したＥ字型コアを基板の上下両面から挿入して突き合わせることにより、日の字型の磁気コアを構成し、１次側と２次側のコイルを磁気結合させる。図２０の例では、表層の基板に形成された１次巻線ＴＰ１の途中の２箇所に０Ωのチップ抵抗（短絡抵抗）を表面実装することにより巻数を変更可能としている。

なお、図２０の例では、実施形態３（図１１、図１３、図１４）のジャンパＪＭＰ１に相当する短絡手段（使わないコイルを短絡する手段）のみを図示しているが、実施形態３のジャンパＪＭＰ２に相当する短絡手段（使わないコイルを開放する手段）を併用して、一方のジャンパＪＭＰ１を接続するときは、他方のジャンパＪＭＰ２は接続しないように構成しても良い。このように構成すれば、使わないコイルに流れるループ電流による電力損失を回避できる。実施形態４（図１７の０Ω抵抗、図１８のジャンパＪＭＰ）についても同様であり、使わないコイルは開放する手段（実施形態３のジャンパＪＭＰ２に相当する短絡手段）を併用することが好ましい。

本実施形態のように、巻線をシート型とし、基板と一体化することにより、巻線分割と分割点からの引き出しを容易化することができる。また、巻線の分割を表層のパターンに対して行うことにより、巻数の変更を更に容易化することが可能となる。これにより、昇圧比を容易に変更でき、電源電圧や負荷電圧による効率の変化の少ない高効率な点灯回路を、回路部品を共通化して実現することが可能となる。

（実施形態６）
図２１に本発明の点灯装置を搭載した車両用前照灯の概略断面構造を示す。負荷であるＬＥＤ４１〜４４を内蔵したケース３０の前面開口部は透光カバー３１により覆われており、ケース３０の底部に本発明の点灯装置１を搭載している。本発明の点灯装置１を搭載することで、車両用前照灯の小型化と低コスト化を実現することが可能となる。

（実施形態７）
図２２に本発明の電力変換装置もしくは実施形態６の前照灯を搭載した車両を示す。前照灯スイッチに連動する電源を受けて、すれ違いビームを点灯制御している。本発明の電力変換装置や前照灯を搭載することにより、車両の小型化と低コスト化を実現することが可能となる。

Ｔ１ トランス
ＳＷ１ スイッチ素子
Ｒ７ 抵抗
Ｒ８ 抵抗
Ｒ９ 抵抗

Claims (12)

1. ＤＣ電源を受けコイルとスイッチ素子を介して負荷へＤＣ出力を供給する電力変換装置において、前記コイルの両端同士以外の少なくとも２点が短絡手段により接続可能となっており、
   前記少なくとも２点のうちの１点は、前記短絡手段の一端に接続され、前記短絡手段の他端が前記ＤＣ電源、前記スイッチ素子もしくは前記負荷と接続され、
   前記負荷への出力電圧を検出する検出部を有し、所定のスイッチング条件で前記スイッチ素子を駆動した際の前記出力電圧の値により前記短絡手段の接続状態を検知することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記コイルは変圧器を構成し、前記短絡手段により前記変圧器の変圧比を変更することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記短絡手段は、前記変圧器の巻数の多い側の巻数を変更することを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 回路部品を搭載した３層以上の回路基板を有し、前記コイルの巻線は、前記回路基板と一体化した構成であり、前記短絡手段は前記回路基板の表層に形成された前記コイルの巻数を変更することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
5. 前記短絡手段を前記負荷に応じて接続し、前記負荷の定格条件において電源電圧に対する出力電圧の比率が大きいほど昇圧比を大きくすることを特徴とする請求項２〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
6. 前記短絡手段を前記負荷に応じて接続し、前記ＤＣ電源と前記ＤＣ出力の定格付近において前記スイッチ素子のデューティが５０％に近くなるように前記短絡手段を接続することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換装置。
7. 前記スイッチ素子と前記コイルの一次巻線とは、直列回路を形成し、
   前記スイッチ素子は前記コイルの二次巻線の電磁エネルギー放出完了時にオンとなる電流臨界モードにて駆動されることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
8. 前記検出部による前記短絡手段の接続状態の検知は、電力変換動作の開始時に行うことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電力変換装置。
9. 不揮発性の記憶装置を有し、前記記憶装置に前記短絡手段の状態が記憶されていない場合には、前記短絡手段の接続状態を検知して、その結果を前記記憶装置に記憶させ、前記記憶装置に前記短絡手段の接続状態が記憶されている場合には、その記憶されている接続状態に応じて、前記負荷へ出力を供給する前記スイッチ素子の駆動条件を設定することを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
10. 前記負荷が半導体光源であることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の電力変換装置。
11. 前記負荷が車両用の前照灯であり、請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置を具備したことを特徴とする前照灯。
12. 請求項１〜１０のいずれかに記載の電力変換装置もしくは請求項１１記載の前照灯を搭載した車両。

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